JP2002111766A - 復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】直交変調方式が用いられるディジタル無線通信
システムにおいて、現用／予備の切替時のＢＥＲ劣化の
少ない復調装置を提供する。 【解決手段】直交変調された高周波数信号Ｓ１を準同期
検波する復調装置において、位相検出器１６は、予備装
置から現用装置への切替操作信号Ｓ１２を受けると，復
調信号の同相信号Ｓ７ａ及び直交相信号Ｓ７ｂの各各に
ついて正規の信号点からの位相誤差Ｓ１０を検出する。
遅延回路１５は復調信号の同相信号Ｓ７ａ及び直交相信
号Ｓ７ｂと位相誤差Ｓ１０の同相信号及び直交相信号と
のタイミングを合わせている。無限移相器１７は位相誤
差Ｓ１０の同相信号及び直交相信号との複素演算を行
い，復調信号Ｓ７の位相誤差１０を補正した復調信号Ｓ
１１（Ｓ１１ａ及びＳ１１ｂ）を生じる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はディジタル無線通信
システムにおける復調装置に関し、特に直交変調方式が
用いられると共に現用回線と予備回線との切り替えが行
われるディジタル無線通信システムに好適な復調装置に
関する。

【０００２】

【従来の技術】マイクロ波無線通信システム等のディジ
タル無線通信システムにおいて、送信系に直交変調方式
を用いた場合には、受信系では受信信号（又は中間周波
数信号ＩＦ）の復調装置として同期検波方式あるいは準
同期検波方式を採用することが多い。また、ディジタル
無線通信システムでは、一般に，現用系（回線）および
予備系（回線）の２系統が用意され、現用装置の故障や
保守点検の際には，現用装置から予備装置への切り替え
を行って通信の中断なしにシステム運用を行っている。

【０００３】ここで、復調装置として同期検波方式を用
いると、現用装置から予備装置への切り替えの際には、
現用回線と予備回線との間の送信搬送波の位相差によ
り、新たな現用回線では、切り替えを行った瞬間から搬
送波の位相同期ループが上記位相差を解消するまでの
間、復調装置による受信信号の復調後の信号（点）は位
相ずれを起こす。その時の信号点が（符号）識別器のし
きい値を越えた場合、復調後の信号（復調信号）はエラ
ー（誤り）となる。

【０００４】また、上記予備装置から上記現用装置への
切り替え時の位相変化により、新たな現用装置の受信系
における復調装置内の搬送波位相同期ループが同期保持
範囲の限界を超え、同期外れを生じる場合もある。

【０００５】以下、図５のブロック図を参照してディジ
タル無線通信システムに用いられている従来の復調装置
について説明する。この復調装置は、上述した同期検波
方式の問題を避けるために準同期検波方式を採用してい
る。

【０００６】図５に示した復調装置は、図示しないアン
テナ，低雑音増幅器，ダウン・コンバータにより、ディ
ジタル直交変調，ここでは４相位相変調（４ＰＳＫ又は
ＱＰＳＫ）された受信信号が高周波数信号である中間周
波数信号（ＩＦ）Ｓ１に変換された信号をＡＧＣ増幅器
（ＡＧＣアンプ）１及び２にそれぞれ受ける。ＡＧＣア
ンプ１及び２は、乗算器４及び５にそれぞれ供給する中
間周波数信号Ｓ２ａ及びＳ２ｂのレベルが一定になるよ
うにＡＧＣ（自動利得制御）動作をしている。局部（ロ
ーカル）発振器３は、中間周波数信号Ｓ１の搬送波に近
い（ほぼ同じ）周波数で発振している。ローカル発振器
３の発振信号Ｓ３とＡＧＣアンプ１からの中間周波数信
号Ｓ２ａとは乗算器４によって乗算され、乗算器４はＩ
ｃｈ（同相）ベースバンド信号Ｓ４ａを出力する。ま
た、発振信号Ｓ３はπ／２シフタ６によって位相をπ／
２だけ遅らされた（シフトされた）発振信号Ｓ３ａとさ
れ、発振信号Ｓ３ａとＡＧＣアンプ２からの中間周波数
信号Ｓ２ｂとは乗算器５によって乗算される。乗算器５
はＱｃｈ（直交相）ベースバンド信号Ｓ４ｂを出力す
る。つまり、Ｉｃｈベースバンド信号Ｓ４ａとＱｃｈベ
ースバンド信号Ｓ４ｂとは、信号位相が９０度異なって
いる（直交している）。

【０００７】低域通過フィルタ（ＬＰＦ又はループフィ
ルタ）７及び８は、Ｉｃｈベースバンド信号Ｓ４ａ及び
Ｑｃｈベースバンド信号Ｓ４ｂの上記乗算後の周波数加
算成分をそれぞれ取り除き、波形整形信号Ｓ５ａ及びＳ
５ｂをそれぞれ生じる。波形整形信号Ｓ５ａ及びＳ５ｂ
は、Ａ／Ｄ変換器（アナログ・ディジタル変換器：Ａ／
Ｄ）９及び１０によってディジタル信号Ｓ６ａ及びＳ６
ｂにそれぞれ変換される。図５に示した復調装置は、準
同期検波方式であり、Ａ／Ｄ９及び１０から出力された
ディジタル信号Ｓ６ａ及びＳ６ｂには、中間周波数信号
Ｓ２ａ及びＳ２ｂの搬送波と発振信号Ｓ３及びＳ３ａと
の周波数差による位相回転の影響（周波数オフセット）
が残っている。そのため、ディジタル信号Ｓ６ａ及びＳ
６ｂにおいては、アイパターンの開口部を明瞭に識別す
ることは困難である。

【０００８】無限移相器（ＥＰＳ：Ｅｎｄｌｅｓｓ Ｐ
ｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔｅｒ）１１は、数値制御発振器
（ＮＣＯ：Ｎｕｍｅｒｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｏｓ
ｃｉｌｌａｔｏｒ）１４から出力される位相補正信号Ｓ
１０を用いてディジタル信号Ｓ６ａ及びＳ６ｂの回転対
称変換を実施し、Ｉｃｈの復調信号Ｓ７ａ及びＱｃｈの
復調信号Ｓ７ｂを出力する。なお、無限移相器は制御信
号の制御によって３６０度以上，連続的に移相できる回
路である。位相検波器（ＰＤ:Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃ
ｔｏｒ）１２は、ＥＰＳ１１の出力する復調信号Ｓ７ａ
に対応するＩｃｈ位相と復調信号Ｓ７ｂに対応するＱｃ
ｈ位相との位相差θ’を検出して位相誤差信号Ｓ８を出
力する。位相誤差信号Ｓ８はＬＰＦ１３で積分され、低
域通過フィルタ（ＬＰＦ）１３は位相誤差信号Ｓ８にお
ける位相誤差θ’を示す制御信号Ｓ９をＮＣＯ１４に出
力する。

【０００９】ＮＣＯ１４が出力する位相補正信号Ｓ１０
は、中間周波数信号Ｓ２ａ及びＳ２ｂの搬送波と発振信
号Ｓ３及びＳ３ａとの周波数差による位相回転θ’の関
数であり、ＥＰＳ１１の出力する復調信号Ｓ７ａに対応
するＩｃｈ位相と復調信号Ｓ７ｂに対応するＱｃｈ位相
との位相差θ’に基づいて生成されている。位相補正信
号Ｓ１０は、余弦波値ｃｏｓθ’と正弦波値ｓｉｎθ’
とからなり、ＥＰＳ１１は、ディジタル信号Ｓ６ａ及び
Ｓ６ｂと余弦波値ｃｏｓθ’及び正弦波値ｓｉｎθ’を
それぞれ乗算して複素演算による上記回転対称変換を実
施し、中間周波数信号Ｓ２ａ及びＳ２ｂの搬送波と発振
信号Ｓ３及びＳ３ａとの周波数差が取り除かれる。この
結果、Ｉｃｈの復調信号Ｓ７ａ及びに対応するとＱｃｈ
の復調信号Ｓ７ｂは、位相誤差に影響されない正しいデ
ータに復調される。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】上述した準同期検波方
式の復調装置は、直交変調方式が用いられるディジタル
無線通信システムにおいては、同期検波方式が有する搬
送波位相同期ループの引き込み時間の短縮，及び準同期
検波方式の復調エラーの改善については十分目的が達せ
られている。

【００１１】しかし、この復調装置では、現用回線と予
備回線を備えた無線通信システムにおいて、現用回線の
回線品質の劣化あるいは保守点検時に予備回線へ切り替
えを行う際、新たな現用回線において、送信信号の搬送
波間位相差による復調信号のＢＥＲ（ビットエラーレー
ト）劣化を抑制することはできない。

【００１２】従って、本発明の目的は、搬送波位相同期
ループの引き込み時間の短縮，及び準同期検波方式の復
調エラーの改善効果を維持しながらも、現用回線から予
備回線への切り替え時における復調信号のＢＥＲ劣化を
抑制できる復調装置を提供することにある。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明による復調装置
は、直交変調された高周波数信号を準同期検波したう
え，同相及び直交相のディジタル信号に変換する準同期
検波手段と、前記同相及び直交相のディジタル信号の正
規信号点からの位相ずれを補正して第一の復調信号を生
じる第一の複素演算手段と、予備装置から現用装置への
切替操作信号を受けると，前記第一の復調信号の同相信
号及び直交相信号の各各について正規の信号点からの位
相誤差を検出する位相検出手段と、前記第一の復調信号
の同相信号及び直交相信号と前記位相誤差の同相信号及
び直交相信号との複素演算をタイミングを合わせて行
い，前記位相誤差を補正した第２の復調信号を生じる第
二の複素演算手段とを備える。

【００１４】前記復調装置の一つは、前記第一の複素演
算手段が、前記第一の復調信号の同相及び直交相の正規
信号点からの位相ずれを検出する第一の位相検波器と、
前記位相ずれに対応する正弦波信号及び余弦波信号を生
じる数値制御発振器と、前記第一の復調信号の同相信号
及び直交相信号と前記正弦波信号及び余弦波信号とを複
素演算する第一の複素演算器とを備える構成をとること
ができる。

【００１５】前記復調装置の別の一つは、前記位相検出
手段が、前記切替操作信号を受けた際には，前記位相誤
差の正弦波成分及び余弦波成分を出力し、前記切替操作
信号を受ない場合には，論理値’１’及び論理値’０’
を前記第二の複素演算手段に出力する構成をとることが
できる。

【００１６】該復調装置は、前記第二の複素演算手段
が、前記第一の復調信号の同相信号及び直交相信号と前
記位相検出手段からの出力を供給され、前記位相検出手
段が前記切替操作信号を受けた際には，前記第一の復調
信号の同相信号及び直交相信号と前記位相誤差の正弦波
成分及び余弦波成分を複素演算し、前記位相検出手段が
前記切替操作信号を受ない場合には，前記第一の復調信
号をそのまま出力する構成をとることができる。

【００１７】［作用］本発明は、ディジタル無線通信シ
ステムにおいて、現用回線から予備回線への切り替えを
行う際、新たに現用回線とされる復調装置の復調後の信
号点位相ずれを検出し、ずれた位相方向と逆方向へ復調
信号の位相制御することで、回線切り替え時のＢＥＲ
（ビットエラーレート）劣化を抑えることを特徴として
いる。

【００１８】つまり、本発明による復調装置では、復調
後の信号点において、正規の信号点からの振幅の変動に
よって、復調信号のずれた位相の大きさを検出し、その
ずれた位相量だけ復調信号の信号点を逆回転する。これ
によって、現用回線と予備回線間との切替操作時に、送
信搬送波の位相不一致により引き起こされる復調後の復
調信号の信号点位相ずれを吸収するものである。

【００１９】

【発明の実施の形態】図１は本発明による復調装置の一
実施の形態を示すブロック図である。また、図２は図１
の実施の形態の動作を説明する図である。

【００２０】図１の復調装置は、図５の準同期検波方式
を用いた復調装置に、遅延（Ｄｅｌａｙ）回路１５，位
相検出器１６及びＥＰＳ１７を追加したものである。こ
のため、図５に含まれる構成要素については、必要が生
じない限り、特に説明しないことにする。

【００２１】遅延回路１５及び位相検出器１５は、ＥＰ
Ｓ１１が出力するＩｃｈ位相の復調信号Ｓ７ａとＱｃｈ
位相の復調信号Ｓ７ｂとをそれぞれ供給されている。ま
た、ＥＰＳ１７は、復調信号Ｓ７ａ及びＳ７ｂを所定時
間遅らせた復調信号Ｓ９ａ及びＳ９ｂを遅延回路１５か
らそれぞれ供給され、復調信号Ｓ７ａ及び７ｂの位相誤
差Ｓ１０を位相検出器１６から供給されている。

【００２２】ここで、位相検出器１６は、中間周波数信
号Ｓ１のオーバーヘッドビットから得られた，この復調
装置とは別系統の受信装置から切替操作信号Ｓ１２を受
けると、正規の信号点位置（ＥＰＳ１１で位相回転が取
り除かれた時点の信号点位置）に対する復調信号Ｓ７の
位相ずれを検出し、余弦波値ｃｏｓθ及び正弦波値ｓｉ
ｎθ（θは、正規の信号点からの位相のずれ）を含む位
相誤差信号Ｓ１０をＥＰＳ１７に供給する。また、Ｄｅ
ｌａｙ回路１５は、位相検出器１６が位相誤差信号Ｓ１
０を検出するために要する時間だけ復調信号Ｓ７ａ及び
Ｓ７ｂをを遅延させた復調信号Ｓ９ａ及びＳ９ｂを出力
する。これは、ＥＰＳ１７において上述の位相誤差信号
Ｓ１０とのタイミングを合わせるためである。ＥＰＳ１
７は、位相検出器１６から出力される位相誤差信号Ｓ１
０を用いて復調信号Ｓ９ａ及びＳ９ｂとの複素演算によ
る復調信号Ｓ９ａ及びＳ９ｂの回転対称変換を行い、復
調信号Ｓ９ａ及びＳ９ｂを位相の変化方向θと逆方向に
位相をシフトし、正規の位相点で復調された復調信号Ｓ
１１ａ及びＳ１１ｂを得る。

【００２３】図３は図１の実施の形態に用いた位相検出
器１６のブロック図である。以下、図３及び図２を参照
して本発明の特徴である位相シフト回路の動作について
説明する。

【００２４】位相検出器１６は、ＥＰＳ１１から入力さ
れる復調信号Ｓ７ａ及びＳ７ｂを２の補数として回路を
構成している。位相検出器１６は、ディジタル信号であ
る復調信号（Ｉｃｈ）Ｓ７ａ及び復調信号（Ｑｃｈ）Ｓ
７ｂのＭＳＢとＭＳＢ以外のビットについて、排他的論
理和回路（ＥＸ−ＯＲ）１８及び１９によってそれぞれ
排他的論理和をとり、各ｃｈの振幅Ｓ３１ａ及びＳ３１
ｂ（信号点配置の原点から、各ｃｈの信号点までの絶対
値）を得る（図２参照）。

【００２５】ここで、現用回線と予備回線との切替が行
われて、ＥＰＳ１１における複素乗算による復調信号Ｓ
７ａ及びＳ７ｂの位相が、図２に示すように、正規の信
号点●印点から位相θだけ〇印点に変動していたとす
る。いま、位相変動した信号点のＩｃｈ及びＱｃｈの各
振幅をそれぞれ同相振幅ｄｉ及び直交相振幅ｄｑとおく
と、各象限において位相が進んだ場合と位相が遅れた場
合の振幅はそれぞれ下記の式に表されるようになる。但
し、ここでは図２に示すように、正規の信号点における
各ｃｈの振幅を０．５としている。

【００２６】 第１／第３象限 位相進み；ｄｉ＝（ｃｏｓθ−ｓｉｎθ）／２ ……（１ａ） ｄｑ＝（ｃｏｓθ＋ｓｉｎθ）／２ ……（１ｂ） 位相遅れ；ｄｉ＝（ｃｏｓθ＋ｓｉｎθ）／２ ……（２ａ） ｄｑ＝（ｃｏｓθ−ｓｉｎθ）／２ ……（２ｂ） 第２／第４象限 位相進み；ｄｉ＝（ｃｏｓθ＋ｓｉｎθ）／２ ……（３ａ） ｄｑ＝（ｃｏｓθ−ｓｉｎθ）／２ ……（３ｂ） 位相遅れ；ｄｉ＝（ｃｏｓθ−ｓｉｎθ）／２ ……（４ａ） ｄｑ＝（ｃｏｓθ＋ｓｉｎθ）／２ ……（４ｂ） 上式より、各象限の位相変動θに対するｃｏｓθ，ｓｉ
ｎθの値は、下記のようになる。

【００２７】 第１／第３象限 位相進み；ｃｏｓθ＝ｄｉ＋ｄｑ ……（５ａ） ｓｉｎθ＝−ｄｉ＋ｄｑ ……（５ｂ） 位相遅れ；ｃｏｓθ＝ｄｉ＋ｄｑ ……（６ａ） ｓｉｎθ＝ｄｉ−ｄｑ ……（６ｂ） 第２／第４象限 位相進み；ｃｏｓθ＝ｄｉ＋ｄｑ ……（７ａ） ｓｉｎθ＝ｄｉ−ｄｑ ……（７ｂ） 位相遅れ；ｃｏｓθ＝ｄｉ＋ｄｑ ……（８ａ） ｓｉｎθ＝−ｄｉ＋ｄｑ ……（８ｂ） 上式（５ａ）〜（８ｂ）より、正規の信号点（●印点）
から位相がθずれた場合（〇印点）のｃｏｓθ及びｓｉ
ｎθの値は、各ｃｈの振幅で表せることがわかる。つま
り、図３において、加算器２０は、全ての場合（全ての
象限における位相進み／遅れ）のｃｏｓθを出力する。

【００２８】コンパレータ（Ｃｏｍｐ）２３は、ＥＸ−
ＯＲ１８及び１９の出力であるＩｃｈの振幅（同相振幅
ｄｉ）Ｓ３１ａとＱｃｈの振幅と（直交相振幅ｄｑ）Ｓ
３１ｂとの大きさを比較し、同相振幅ｄｉ（Ｓ３１ａ）
が直交相振幅ｄｑ（Ｓ３１ｂ）より大きい（第１／第３
象限の位相遅れ及び第２／第４象限の位相進み）場合は
論理値’１’、同相振幅ｄｉが直交相振幅ｄｑより小さ
い（第１／第３象限の位相進み及び第２／第４象限の位
相遅れ）場合は論理値’０’の比較出力ｓ３２を出力す
る。比較出力ｓ３２は、セレクタ（ＳＥＬ）２４及び２
５の制御信号となる。

【００２９】ＳＥＬ２４はＩｃｈの振幅Ｓ３１ａ又はイ
ンバータ回路２１による振幅Ｓ３１ａの反転信号を選択
出力する。比較出力ｓ３２が’１’の場合、ＳＥＬ２４
は振幅Ｓ３１ａを選択出力する。一方、比較出力ｓ３２
が０’の場合、ＳＥＬ２４は振幅Ｓ３１ａの反転信号を
選択出力する。また、ＳＥＬ２５はＱｃｈの振幅Ｓ３１
ｂ又はインバータ回路２２による振幅Ｓ３１ｂの反転信
号を選択出力する。比較出力ｓ３２が’１’の場合、Ｓ
ＥＬ２５は振幅Ｓ３１ｂの反転信号を選択出力する。一
方、比較出力ｓ３２が０’の場合、ＳＥＬ２５は振幅Ｓ
３１ｂを選択出力する。

【００３０】ＳＥＬ２４の選択出力Ｓ３３及びＳＥＬ２
５の選択出力Ｓ３４は、それぞれ加算器２６の加算入力
とされる。比較出力ｓ３２が’１’の場合の加算器２６
からの加算出力Ｓ３５は、振幅’ｄｉ−ｄｑ’となり、
上式（６ｂ）及び（７ｂ）に示したｓｉｎθを出力す
る。一方、比較出力ｓ３２が’０’の場合の加算器２６
からの加算出力Ｓ３５は、振幅’−ｄｉ＋ｄｑ’とな
り、上式（５ｂ）及び（８ｂ）に示したｓｉｎθを出力
する。

【００３１】ここで、回線の切替操作に関しては、実際
に現用／予備回線が切替えられる前及び切替完了後に、
切替操作が行われるという情報信号，つまり切替操作信
号Ｓ３６が、このディジタル無線通信システムの送信系
から送信信号のオーバーヘッドビットに含まれるものと
する。位相検出器１６は、受信系の復調装置とは別受信
装置から切替操作信号Ｓ１２をセレクタ（ＳＥＬ）２７
及び２８に供給される。

【００３２】ＳＥＬ２７は、加算器２０からの加算出力
Ｓ３７又は定常値’１’を選択出力し、位相誤差信号１
０の一つＳ１０ａを生じる。加算出力Ｓ３７はすべての
場合にｃｏｓθを出力している。ＳＥＬ２７は、切替操
作信号Ｓ１２を受ける切替前後のみ上式（５ａ）に示し
たｃｏｓθを選択出力し、定常状態では定常値’１’を
選択出力する。一方、ＳＥＬ２８は、加算器２６からの
加算出力Ｓ３５又は定常値’１’を選択出力し、位相誤
差信号Ｓ１０の別の一つＳ１０ｂを生じる。そして、Ｓ
ＥＬ２８は、切替操作信号Ｓ１２を受ける切替前後のみ
上式（６ｂ）に示したｓｉｎθを選択出力し、定常状態
では定常値’０’を選択出力する。この定常値’１／
０’の固定信号は、定常時に必要のないＥＰＳ１７の位
相制御を行って、復調信号Ｓ１１ａ及びＳ１１ｂのＢＥ
Ｒが劣化するのを防ぐために用いられる。

【００３３】図４は図１の実施の形態に用いた無限移相
器（ＥＰＳ）１７のブロック図である。ＥＰＳ１７は、
上述したとおり、遅延回路（Ｄｅｌａｙ）１５から供給
された復調信号Ｓ９ａ及びＳ９ｂを位相検出器１６から
出力される位相誤差信号Ｓ１０（Ｓ１０ａ及びＳ１０
ｂ）を用いて回転対称変換を行い、復調信号Ｓ９ａ及び
Ｓ９ｂを位相の変化方向θと逆方向に位相をシフトし、
正規の位相点で復調された復調信号Ｓ１１ａ及びＳ１１
ｂを得る回路である。

【００３４】ＥＰＳ１７に供給される復調信号Ｓ９ａ及
びＳ９ｂはＤｅｌａｙ１５により適切な遅延を与えら
れ、ＥＰＳ１７において位相検出器１６からの位相誤差
信号Ｓ１０と位相制御のタイミングを合わすように補正
されている。復調信号Ｓ９ａは乗算器２９及び３０の一
方の乗算入力端子にそれぞれ入力される。復調信号Ｓ９
ｂは乗算器３１及び３２の一方の乗算入力端子にそれぞ
れ入力される。また、乗算器２９及び３１の他方の乗算
入力端子には、位相誤差信号Ｓ１０ａがそれぞれ入力さ
れる。乗算器３０及び３２の他方の乗算入力端子には、
位相誤差信号Ｓ１０ｂがそれぞれ入力される。乗算器２
９乃至３２の各各は、２つの乗算入力端子に入力された
信号をそれぞれ乗算する。

【００３５】乗算器２９からの乗算出力Ｓ４１ａと乗算
器３２からの乗算出力Ｓ４１ｄとは、加算器３３によっ
て加算され、Ｉｃｈのデータ（Ｉｏｕｔ）である復調信
号Ｓ１１ａを生じる。また、乗算器３０からの乗算出力
Ｓ４１ｂと乗算器３１からの乗算出力Ｓ４１ｃとは、加
算器３４によって加算され、Ｑｃｈのデータ（Ｑｏｕ
ｔ）である復調信号Ｓ１１ｂを生じる。

【００３６】上述の回路構成において、現用系から予備
系への回線切替時の位相誤差信号Ｓ１０は、ｃｏｓθ
（Ｓ１０ａの場合）又はｓｉｎθ（Ｓ１０ｂの場合）で
ある。従って、回線切替時のＥＰＳ１７が出力する復調
信号Ｓ１１ａ及びＳ１１ｂは、乗算器２９乃至３２及び
加算器３３及び３４による演算から、下式のように表せ
る。但し、次式では、復調信号Ｓ９ａ及びＳ９ｂをそれ
ぞれＩｉｎ及びＱｉｎで表している。

【００３７】 Ｉｏｕｔ＝Ｉｉｎ×ｃｏｓθ＋Ｑｉｎ×ｓｉｎθ ＝Ｉｉｎ×ｃｏｓ（−θ）−Ｑｉｎ×ｓｉｎ（−θ） ……（９） Ｑｏｕｔ＝−Ｉｉｎ×ｓｉｎθ＋Ｑｉｎ×ｃｏｓθ ＝Ｉｉｎ×ｓｉｎ（−θ）＋Ｑｉｎ×ｃｏｓ（−θ） ……（１０） つまり、ＥＰＳ１７は、回線切替時における位相変化θ
に対して、復調信号Ｓ９ａ及びＳ９ｂと位相誤差信号Ｓ
１０とで複素演算を行い、−θ位相をシフトする回転対
称変換を行い、位相変化を打ち消していることになる。
また、ＥＰＳ１７は、定常時には乗算器２９乃至３２の
各各に’１（Ｓ１０ａの場合）’又は’０（Ｓ１０ｂの
場合）’の固定信号を乗算し、復調信号Ｓ９ａ及びＳ９
ｂが複素演算ないにそのまま復調信号Ｓ１１ａ及びＳ１
１ｂとして出力されるように動作し、定常時の不要な制
御に伴うＢＥＲ劣化を防いでいる。

【００３８】上述したとおり、本実施の形態による復調
装置は、現用系と予備系との間の送信搬送波の位相差に
より，復調後の信号点が現用系と予備系との切替時に位
相変化しても、ＥＰＳ１７によってその位相変化を逆方
向に位相シフトすることで、復調後の信号点が誤った信
号点付近に留まる時間を短くし、切替時の瞬間的なＢＥ
Ｒ劣化を抑えることができる。

【００３９】また、本実施の形態による復調装置は、図
１からも明らかなように，復調信号の位相制御をフィー
ドフォワード構成で行っているため、回線切替時等の急
峻な位相変化に対して位相制御を素早く追随させること
ができるという特長も有している。

【００４０】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、直交変調
された高周波数信号を準同期検波したうえ，同相及び直
交相のディジタル信号に変換し、前記同相及び直交相の
ディジタル信号の正規信号点からの位相ずれを検出し、
前記ディジタル信号の同相及び直交相と前記同相及び直
交相のディジタル信号の正規信号点からの位相ずれとを
複素演算して第一の復調信号を生じる復調装置におい
て、予備装置から現用装置への切替操作信号を受ける
と，前記第一の復調信号の同相信号及び直交相信号の各
各について正規の信号点からの位相誤差を検出する位相
検出手段と、前記第一の復調信号の同相信号及び直交相
信号と前記位相誤差の同相信号及び直交相信号との複素
演算をタイミングを合わせて行い，前記位相誤差を補正
した第２の復調信号を生じる第二の複素演算手段とを備
えるので、現用系と予備系との間の送信搬送波の位相差
により，復調後の信号点が切替時に位相変化した場合、
ＥＰＳ１７によってその位相変化を逆方向に位相シフト
することで、復調後の信号点が誤った信号点付近に留ま
る時間を短くし、切替時の瞬間的なＢＥＲ劣化を抑える
ことができるという効果がある。

【００４１】また、この発明による復調装置は、復調信
号の位相制御をフィードフォワード構成で行っているた
め、回線切替時等の急峻な位相変化に対して位相制御を
素早く追随させることができるという効果も有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による復調装置の一実施の形態を示すブ
ロック図である。

【図２】図１の実施の形態の動作を説明する図である。

【図３】図１の実施の形態に用いた位相検出器１６のブ
ロック図である。

【図４】図１の実施の形態に用いた無限移相器（ＥＰ
Ｓ）１７のブロック図である。

【図５】従来技術による復調装置のブロック図である。

【符号の説明】

１，２ ＡＧＣ増幅器 ３ 局部発振器 ４，５ 乗算器 ６ π／２シフタ ７，８ 低域通過フィルタ（ＬＰＦ） ９，１０ Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ） １１ 無限移相器（ＥＰＳ） １２ 位相検波器（ＰＤ） １３ 低域通過フィルタ（ＬＰＦ） １４ 数値制御発振器（ＮＣＯ） １５ 遅延回路（Ｄｅｌａｙ） １６ 位相検出器 １７ 無限移相器（ＥＰＳ） １８，１９ 排他的論理和回路（ＥＸ−ＯＲ） ２０，２６ 加算器 ２１，２２ インバータ回路 ２３ コンパレータ（Ｃｏｍｐ） ２４，２５，２７，２８ セレクタ（ＳＥＬ） ２９〜３２ 乗算器 ３３，３４ 加算器

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直交変調された高周波数信号を準同期検
   波したうえ，同相及び直交相のディジタル信号に変換す
   る準同期検波手段と、前記同相及び直交相のディジタル
   信号の正規信号点からの位相ずれを補正して第一の復調
   信号を生じる第一の複素演算手段と、予備装置から現用
   装置への切替操作信号を受けると，前記第一の復調信号
   の同相信号及び直交相信号の各各について正規の信号点
   からの位相誤差を検出する位相検出手段と、前記第一の
   復調信号の同相信号及び直交相信号と前記位相誤差の同
   相信号及び直交相信号との複素演算をタイミングを合わ
   せて行い，前記位相誤差を補正した第２の復調信号を生
   じる第二の複素演算手段とを備えることを特徴とする復
   調装置。
2. 【請求項２】 前記第一の複素演算手段が、前記第一の
   復調信号の同相及び直交相の正規信号点からの位相ずれ
   を検出する第一の位相検波器と、前記位相ずれに対応す
   る正弦波信号及び余弦波信号を生じる数値制御発振器
   と、前記第一の復調信号の同相信号及び直交相信号と前
   記正弦波信号及び余弦波信号とを複素演算する第一の複
   素演算器とを備えることを特徴とする請求項１記載の復
   調装置。
3. 【請求項３】 前記位相検出手段が、前記切替操作信号
   を受けた際には，前記位相誤差の正弦波成分及び余弦波
   成分を出力し、前記切替操作信号を受ない場合には，論
   理値’１’及び論理値’０’を前記第二の複素演算手段
   に出力することを特徴とする請求項１記載の復調装置。
4. 【請求項４】 前記第二の複素演算手段が、前記第一の
   復調信号の同相信号及び直交相信号と前記位相検出手段
   からの出力を供給され、 前記位相検出手段が前記切替操作信号を受けた際には，
   前記第一の復調信号の同相信号及び直交相信号と前記位
   相誤差の正弦波成分及び余弦波成分を複素演算し、 前記位相検出手段が前記切替操作信号を受ない場合に
   は，前記第一の復調信号をそのまま出力することを特徴
   とする請求項３記載の復調装置。
5. 【請求項５】 前記記第一の復調信号と前記位相誤差の
   タイミングを合わせる手段が、前記第一の複素演算手段
   と前記第二の複素演算手段との間に配置された遅延回路
   であることを特徴とする請求項１記載の復調装置。
6. 【請求項６】 直交変調された高周波数信号を準同期検
   波したうえ，同相及び直交相のディジタル信号に変換
   し、前記同相及び直交相のディジタル信号の正規信号点
   からの位相ずれを検出し、前記ディジタル信号の同相及
   び直交相と前記同相及び直交相のディジタル信号の正規
   信号点からの位相ずれとを複素演算して第一の復調信号
   を生じる復調装置において、 予備装置から現用装置への切替操作信号を受けると，前
   記第一の復調信号の同相信号及び直交相信号の各各につ
   いて正規の信号点からの位相誤差を検出する位相検出手
   段と、前記第一の復調信号の同相信号及び直交相信号と
   前記位相誤差の同相信号及び直交相信号との複素演算を
   タイミングを合わせて行い，前記位相誤差を補正した第
   ２の復調信号を生じる第二の複素演算手段とを備えるこ
   とを特徴とする復調装置。