JP2002111516A - 自己直交符号復号回路及び自己直交符号復号方法 - Google Patents
自己直交符号復号回路及び自己直交符号復号方法Info
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Abstract
力を向上可能な自己直交符号復号回路を提供する。 【解決手段】 符号同期及び直列/並列変換回路1は符
号同期をとり、受信系列Yを情報系列I1〜IKと検査
系列Pとに直列/並列変換し、第1段復号回路2に出力
する。第1段復号回路2は情報系列I1〜IKと検査系
列Pとを入力とし、それら情報系列I1〜IKと検査系
列Pとを基に誤り訂正を行い、第1段訂正第1〜第K情
報系列I1_C1〜IK_C1と遅延検査系列PDとを
第2段復号回路3に出力する。第2段復号回路3は第1
段復号回路2で誤り数が減少した第1段訂正第1〜第K
情報系列I1_C1〜IK_C1に対して誤り訂正を行
い、さらに誤り数を減少させる。
Description
路及び自己直交符号復号方法に関し、特に非常に簡単
で、装置化しやすい畳み込み符号である自己直交符号の
復号回路に関する。
置化しやすいという特徴があり、衛星通信の分野や光通
信、あるいは有線ケーブルによる通信で広く用いられて
いる。しかしながら、従来の自己直交符号においては、
畳み込み符号の最尤復号であるViterbi復号と比
較し、誤り訂正能力の点で劣る。
図25に示す。尚、図25においては、符号化率1/2
の自己直交符号の場合の構成を示している。この場合、
符号生成多項式は、 G1=1+x2 +x5 +x6 ……(1) という式、直交数は4とする。自己直交符号の理論的背
景及び従来技術の復号器の実現方法の詳細については、
“符号理論”(今井秀樹著、電子情報通信学会刊、p
p.274−278、平成2年3月)に記載されてい
る。
器において情報系列と同じ割合の検査系列を付加し、情
報系列と検査系列とが交互に並んだ送信系列を生成す
る。送信系列は線路に出力され、送信系列に誤りを付加
した受信系列Yが復号器に入力される。
び直列/並列変換回路7と、シンドローム系列生成回路
8と、誤り値生成回路10と、誤り訂正部9とから構成
されている。
び直列/並列変換回路7に入力される。符号同期及び直
列/並列変換回路7は符号同期をとり、受信系列Yを情
報系列Iと検査系列Pとに直列/並列変換し、シンドロ
ーム系列生成回路8に出力する。
れる誤り数カウント値ECを基に行う。例えば、誤り検
出数ECが閾値以上の場合には符号同期がはずれている
と判断し、シンドローム系列生成回路8に出力する並列
信号の位相を変化させる。シンドローム系列生成回路8
は符号同期及び直列/並列変換回路7から入力された情
報系列Iと検査系列Pとを基に、シンドローム系列Sを
生成する。
図26に示す。図26において、シンドローム系列生成
回路8は第1〜第6次情報系列レジスタ81−1〜81
−6と、排他的論理和回路82とから構成されている。
−1に入力され、クロック毎に、第2〜第6次情報系列
レジスタ81−2〜81−6にシフトしていく。第1〜
第6次情報系列レジスタ81−1〜81−6によって遅
延された情報系列Iは遅延情報系列IDとして誤り訂正
部9に出力される。
数に対応している。入力された情報系列Iは生成多項式
の0次に対応している。0でない係数を持つ生成多項式
の次数に対応するデータ及び検査系列Pは排他的論理和
回路82に入力される。
0でない係数を持つので、情報系列Iと、第2、第5、
第6情報系列レジスタ出力と、検査系列Pとが排他的論
理和回路82に入力される。排他的論理和回路82は入
力信号の排他的論理和をとり、シンドローム系列Sとし
て誤り値生成回路10に出力する。
成回路8から入力されたシンドローム系列Sを基に誤り
値を導出する。誤り値生成回路10の構成を図27に示
す。図27において、誤り値生成回路10は第0〜第5
次シンドロームレジスタ101−0〜101−5と、多
数決判定回路103と、誤り検出数カウンタ104と、
シンドローム修正用排他的論理和回路102−1〜10
2−3とから構成されている。シンドロームレジスタの
次数は生成多項式の次数に対応している。
式の最高次(6次)に対応している。0でない係数を持
つ生成多項式の次数に対応するデータは、多数決判定回
路103に入力される。直交数をJとすると、多数決判
定回路103の判定閾値Aは、
入力信号数が判定閾値A以上の場合には誤りが発生した
と判断し、誤り値Eとして“1”を出力する。多数決判
定回路103は値が“1”である入力信号数が判定閾値
A未満の場合には誤りなしと判断し、誤り値Eとして
“0”を出力する。
に、0でない係数を持つので、第0、第2、第5シンド
ロームレジスタ101−0,101−2,101−5の
出力とシンドローム系列Sとが多数決判定回路103に
入力される。したがって、多数決判定回路103は4つ
の入力信号を持つ。多数決判定回路103は4つの入力
信号のうち、値が“1”である入力信号が3以上ある場
合には誤りが発生したと判断し、誤り値Eとして“1”
を出力する。
レジスタから低次のシンドロームレジスタへクロック毎
にシフトしていく。多数決判定回路103で誤りを検出
した場合、その誤りの影響をシンドローム系列Sから除
去することによって、誤り訂正能力を向上可能なことが
知られている。誤りの影響をシンドローム系列Sから除
去するため、多数決判定回路103に入力される信号
は、誤りを検出した場合に値を反転し、低次のシンドロ
ームレジスタに入力する。
理和回路102−1〜102−3によって値の反転を行
う。シンドローム修正用排他的論理和回路102−1〜
102−3はそれぞれ、シンドローム系列Sと第5、第
2シンドローム情報系列レジスタ101−5,101−
2の出力を第1の入力とし、誤り値Eを第2の入力とす
る。シンドローム修正用排他的論理和回路102−1〜
102−3は第1の入力と第2の入力との排他的論理和
をとり、排他的論理和結果をそれぞれ第5、第4、第1
次シンドロームレジスタ101−5,101−4,10
1−1に出力する。
力とし、一定時間に検出した誤り数をカウントする。カ
ウントした誤り検出数ECは符号同期及び直列/並列変
換回路7に出力される。誤り訂正部9は誤り値生成回路
8から入力された誤り値Eを基に、シンドローム系列生
成回路10から入力された遅延情報系列IDを訂正し、
訂正情報系列ICとして出力する。
交符号復号回路では、復号が非常に簡単で装置化しやす
いが、畳み込み符号の最尤復号であるViterbi復
号と比較して、誤り訂正能力が低いという問題がある。
消し、簡単な回路構成で実現することができ、大幅に誤
り訂正能力を向上させることができる自己直交符号復号
回路及びその方法を提供することにある。
号復号回路は、自己直交符号に対する復号を行う自己直
交符号復号回路であって、前記自己直交符号に対する復
号を複数回繰り返すようにしている。
は、情報系列に検査系列を付加して並列/直列変換した
送信系列に誤りが付加された受信系列の前記誤りのみに
よって決定されるシンドロームビットを基に自己直交符
号に対する復号を行う自己直交符号復号回路であって、
前記自己直交符号に対する復号を複数回繰り返すための
複数段の復号回路と、前記複数段の復号回路のうちの最
終段の復号回路を除く復号回路各々に設けられかつ前記
検査系列を遅延させて次段の復号回路に入力する検査系
列レジスタとを備えている。
己直交符号に対する復号を行う自己直交符号復号方法で
あって、前記自己直交符号に対する復号を複数回繰り返
すようにしている。
は、情報系列に検査系列を付加して並列/直列変換した
送信系列に誤りが付加された受信系列の前記誤りのみに
よって決定されるシンドロームビットを基に自己直交符
号に対する復号を行う自己直交符号復号方法であって、
前記自己直交符号に対する復号を複数回繰り返すための
複数段の復号回路のうちの最終段の復号回路を除く復号
回路各々において前記検査系列を遅延させて次段の復号
回路に入力するステップを備えている。
では、自己直交符号に対する復号を複数回繰り返すこと
によって、誤り訂正能力を向上させるようにした回路及
び方法である。
回路では、検査系列レジスタによって検査系列を遅延さ
せて次段復号回路に入力する構成をとることによって、
復号を複数回繰り返すことが可能となり、誤り訂正能力
が大幅に向上可能となる。
は、1回目の復号の閾値判定閾値を大きく設定し、誤り
である確率が高いものだけを訂正し、復号を繰り返すの
にしたがって閾値判定回路の閾値を徐々に減少させ、誤
りである確率が低いものも訂正していくことによって、
誤訂正が起こりにくくなり、誤り訂正能力が大幅に向上
可能となる。
て図面を参照して説明する。図1は本発明の実施の形態
による自己直交符号復号回路の構成を示すブロック図で
ある。図1において、本発明の実施の形態による自己直
交符号復号回路は符号同期及び直列/並列変換回路1
と、第1段復号回路2と、第2段復号回路3とから構成
されている。
数Jとし、第1〜第Kの生成多項式G1 〜GK を、
数の個数である。
は図示せぬ符号器において第1〜K情報系列に検査系列
を付加し、K+1個の並列信号を並列/直列変換した送
信系列を生成する。送信系列は線路に出力され、送信系
列に誤りを付加した受信系列Yが復号回路に入力され
る。尚、自己直交符号については、“符号理論”(今井
秀樹著、電子情報通信学会刊、pp.274−278、
平成2年3月)に記載されている。
期及び直列/並列変換回路1に入力される。符号同期及
び直列/並列変換回路1は符号同期をとり、受信系列Y
を情報系列I1〜IKと検査系列Pとに直列/並列変換
し、第1段復号回路2に出力する。
る誤り検出数ECを基に行う。例えば、誤り検出数EC
が閾値以上の場合には符号同期がはずれていると判断
し、第1段復号回路2に出力する並列信号の位相を変化
させる。
検査系列Pとを入力とし、それら情報系列I1〜IKと
検査系列Pとを基に誤り訂正を行い、第1段訂正第1〜
第K情報系列I1_C1〜IK_C1と遅延検査系列P
Dとを第2段復号回路3に出力する。
り数が減少した第1段訂正第1〜第K情報系列I1_C
1〜IK_C1に対して誤り訂正を行い、更に誤り数を
減少させる。
すブロック図である。図2において、第1段復号回路2
はシンドローム系列生成回路21と、誤り値生成回路2
2と、誤り訂正回路23と、誤り検出数カウンタ24
と、検査系列レジスタ25とから構成されている。
及び直列/並列変換回路1から入力された第1〜第K情
報系列I1〜IKと検査系列Pとを基にシンドローム系
列S1を生成する。誤り値生成回路22はシンドローム
系列生成回路21から入力されたシンドローム系列S1
を基に誤り値を導出する。
〜EK_1を入力とし、一定時間に検出した誤り数をカ
ウントする。カウントした誤り検出数ECは符号同期及
び直列/並列変換回路1に出力される。
ら入力された誤り値E1_1〜EK_1を基に、シンド
ローム系列生成回路21から入力された遅延情報系列I
1_D1〜IK_D1を訂正し、第1段訂正第1〜第K
情報系列I1_C1〜IK_C1を第2段復号回路3へ
出力する。
段復号回路3へ渡すために用いられる。第1〜第Kの生
成多項式G1 〜GK の最大次数d1,J 〜dK,J の最大値
をd max とすると、検査系列レジスタ25はdmax 個の
シフトレジスタから構成されることになる。検査系列P
は検査系列レジスタ25に入力され、クロック毎にシフ
トされていく。dmax クロック遅延された検査系列Pは
遅延検査系列PDとして第2段復号回路3に出力され
る。
1の構成を示すブロック図である。図3において、シン
ドローム系列生成回路21は第1〜第K情報系列レジス
タ211−1〜211−Kと、第1〜第K情報系列排他
的論理和回路212−1〜212−Kと、シンドローム
系列生成排他的論理和回路213とから構成されてい
る。
211−Kは、第1〜第Kの生成多項式G1 〜GK の最
大次数d1,J 〜dK,J の最大値をdmax とすると、それ
ぞれ、dmax 個のシフトレジスタから構成されることに
なる。第1〜第K情報系列I1〜IKは第1〜第K情報
系列レジスタ211−1〜211−Kに入力され、クロ
ック毎にシフトしていく。dmax クロック遅延された第
1〜第K情報系列I1〜IKは遅延第1〜第K情報系列
I1_D1〜IK_D1として誤り訂正回路23に出力
される。
211−K中のdmax 個のシフトレジスタは第1〜第K
生成多項式の次数に対応している。具体的には、第1〜
第K情報系列I1〜IKが入力される1段目のレジスタ
の出力は生成多項式の1次に対応し、dmax 段目のシフ
トレジスタの出力は生成多項式のdmax 次に対応してい
る。第1〜第K情報系列I1〜IKは生成多項式の0次
に対応している。
応する信号は第1〜第K情報系列排他的論理和回路21
2−1〜212−Kに入力される。例えば、第1生成多
項式G1 はd1,1 〜d1,J 次のJ個の次数で0でない係
数を持つので、第1〜第K情報系列レジスタ211−1
中のd1,1 番目〜d1,J 番目のシフトレジスタの出力が
第1情報系列排他的論理和回路212−1に入力され
る。
2−1〜212−KはそれぞれJ個の入力信号の排他的
論理和をとり、演算結果をシンドローム系列生成排他的
論理和回路213に出力する。シンドローム系列生成排
他的論理和回路213は第1〜第K情報系列排他的論理
和回路212−1〜212−Kの出力と、検査系列Pと
の排他的論理和をとり、演算結果をシンドローム系列S
1として誤り値生成回路22に出力する。
示すブロック図である。図4において、誤り値生成回路
22はシンドロームレジスタ221と、第1〜第K閾値
判定回路222−1〜222−Kとから構成されてい
る。
シフトレジスタから構成されている。シンドローム系列
S1はシンドロームレジスタ221に入力され、クロッ
ク毎にシフトされていく。シンドロームレジスタ221
中のdmax 個のシフトレジスタは生成多項式の次数に対
応している。具体的には、シンドローム系列S1が入力
される1段目のレジスタの出力は生成多項式の(dmax
−1)次に対応し、d max 段目のシフトレジスタの出力
は生成多項式の0次に対応している。シンドローム系列
S1は生成多項式のdmax 次に対応している。
応する信号は、対応する閾値判定回路に出力される。例
えば、第1生成多項式G1 はd1,1 〜d1,J 次のJ個の
次数で0でない係数を持つので、シンドロームレジスタ
221中の(dmax −d1,1)段目〜(dmax −
d1,J )段目のシフトレジスタの出力が第1閾値判定回
路222−1に出力される。
2−KはJ個の入力信号のうち、値が“1”である信号
がB個以上ある場合に誤りが発生したと判断し、誤り値
E1_1〜EK_1として“1”を出力する。ここで、
B個は、
は誤りなしと判断し、誤り値E1_1〜EK_1として
“0”を出力する。例えば、第1閾値判定回路222−
1の入力信号の内、値が“1”である信号がB個あった
場合、シンドローム系列生成回路21から出力される遅
延第1〜第K情報系列I1_D1に誤りが発生したと判
断し、誤り値E1_1として“1”を出力する。閾値判
定回路閾値BはJを超えない範囲で任意に設定すること
ができる。
誤りの影響をシンドローム系列S1から除去することに
よって、誤り訂正能力を向上させることができる。誤り
の影響をシンドローム系列S1から除去するため、誤り
値E1_1〜EK_1をシンドロームレジスタ221に
フィードバックする。フィードバックされた誤り値が1
の場合、対応するシフトレジスタのレジスタ値を反転さ
せる。
は、シンドロームレジスタ221中の(dmax −
d1,1 )段目〜(dmax −d1,J )段目のシフトレジス
タの値を反転させる。
すブロック図である。図5において、第2段復号回路3
はシンドローム系列生成回路31と、誤り値生成回路3
2と、誤り訂正回路33とから構成されている。
検出数カウンタと、次段の復号回路へ検査系列を渡すた
めの検査系列レジスタがないこと、及び誤り値生成回路
32中の閾値判定回路の閾値が異なること以外は図2に
示す第1段復号回路2と全く同じ構成で実現することが
でき、動作も同じである。
号回路2から入力された第1段訂正第1〜第K情報系列
I1_C1〜IK_C1と遅延検査系列PDとを基にシ
ンドローム系列S2を生成する。誤り値生成回路32は
シンドローム系列生成回路31から入力されたシンドロ
ーム系列S2を基に、誤り値を導出する。
ら入力された誤り値E1_2〜EK_2を基に、シンド
ローム系列生成回路31から入力された遅延情報系列I
1_D2〜IK_D2を訂正し、第2段訂正第1〜第K
情報系列I1_C2〜IK_C2として出力する。
1の構成を示すブロック図である。図6において、シン
ドローム系列生成回路31は第1〜第K情報系列レジス
タ311−1〜311−Kと、第1〜第K情報系列排他
的論理和回路312−1〜312−Kと、シンドローム
系列生成排他的論理和回路313とから構成されてい
る。
311−Kはdmax 個のシフトレジスタから構成されて
いる。第1段訂正第1〜第K情報系列I1_C1〜IK
_C1は第1〜第K情報系列レジスタ311−1〜31
1−Kに入力され、クロック毎にシフトされていく。d
max クロック遅延された第1段訂正第1〜第K情報系列
I1_C1〜IK_C1は遅延第1〜第K情報系列I1
_D2〜IK_D2として誤り訂正回路33に出力され
る。
成回路21と同様に、第1〜第K情報系列レジスタ31
1−1〜311−K中のdmax 個のシフトレジスタは第
1〜第K生成多項式の次数に対応している。0でない係
数を持つ生成多項式の次数に対応する信号は、第1〜第
K情報系列排他的論理和回路312−1〜312−Kに
入力される。
2−1〜312−KはそれぞれJ個の入力信号の排他的
論理和をとり、演算結果をシンドローム系列生成排他的
論理和回路313に出力する。シンドローム系列生成排
他的論理和回路313は第1〜第K情報系列排他的論理
和回路312−1〜312−Kの出力と、遅延検査系列
PDとの排他的論理和をとり、演算結果をシンドローム
系列S2として誤り値生成回路32に出力する。
示すブロック図である。図7において、誤り値生成回路
32はシンドロームレジスタ321と、第1〜第K閾値
判定回路322−1〜322−Kとから構成されてい
る。
シフトレジスタから構成されている。シンドローム系列
S2はシンドロームレジスタ321に入力され、クロッ
ク毎にシフトされていく。第1段復号回路2中のシンド
ロームレジスタ221と同様に、シンドロームレジスタ
321中のdmax 個のシフトレジスタは生成多項式の次
数に対応している。0でない係数を持つ生成多項式の次
数に対応する信号は対応する閾値判定回路に出力され
る。
2−KはJ個の入力信号のうち、値が“1”である信号
が閾値判定回路閾値C個以上ある場合に誤りが発生した
と判断し、誤り値E1_2〜EK_2として“1”を出
力する。ここで、閾値判定回路閾値C個は、
C個未満の場合には誤りなしと判断し、誤り値E1_2
〜EK_2として“0”を出力する。閾値判定回路閾値
CはJを超えない範囲で任意に設定することができる。
た場合の第2段復号回路3と、閾値判定回路閾値Aの従
来技術の復号回路とを比較すると、第2段復号回路3は
第1段復号回路2において一部の誤りが訂正された信号
を入力としているので、従来回路では訂正することがで
きない誤りも訂正することができ、従来回路に比べて残
留誤り数を低くすることができる。
符号復号回路の動作を示すフローチャートであり、図9
は図1の第1段復号回路2による復号処理を示すフロー
チャートである。これら図1と図2と図5と図8と図9
とを参照して本発明の実施の形態による自己直交符号復
号回路の動作について説明する。
されると、符号同期及び直列/並列変換回路1は符号同
期をとり、受信系列Yを情報系列I1〜IKと検査系列
Pとに直列/並列変換し、第1段復号回路2に出力する
(図8ステップS1)。
入力される誤り検出数ECを基に行う。例えば、誤り検
出数ECが閾値以上の場合には符号同期がはずれている
と判断し、第1段復号回路2に出力する並列信号の位相
を変化させる。
検査系列Pとを入力とし、それら情報系列I1〜IKと
検査系列Pとを基に誤り訂正を行い、第1段訂正第1〜
第K情報系列I1_C1〜IK_C1と遅延検査系列P
Dとを第2段復号回路3に出力する(図8ステップS
2)。
ム系列生成回路21は符号同期及び直列/並列変換回路
1から入力された第1〜第K情報系列I1〜IKと検査
系列Pとを基にシンドローム系列S1を生成し(図9ス
テップS11)、その生成したシンドローム系列S1を
格納する(図9ステップS12)。誤り値生成回路22
はシンドローム系列生成回路21から入力されたシンド
ローム系列S1を基に誤り判定を行い(図9ステップS
13)、誤り値を導出する。
〜EK_1を入力とし、一定時間に検出した誤り数をカ
ウントし、カウント結果を誤り検出数ECとして符号同
期及び直列/並列変換回路1に出力する(図9ステップ
S17)。
ら入力された誤り値E1_1〜EK_1を基に、シンド
ローム系列生成回路21から入力された遅延情報系列I
1_D1〜IK_D1を訂正し(図9ステップS1
4)、第1段訂正第1〜第K情報系列I1_C1〜IK
_C1を第2段復号回路3へ出力する(図9ステップS
15)。
多項式G1 〜GK の最大次数d1,J〜dK,J の最大値を
dmax とすると、検査系列Pをクロック毎にシフトし、
dma x クロック遅延した検査系列Pを遅延検査系列PD
として第2段復号回路3に出力する(図9ステップS1
6)。
復号回路2による復号処理と同様の処理を行い(図8ス
テップS3)、第1段復号回路2で誤り数が減少した第
1段訂正第1〜第K情報系列I1_C1〜IK_C1に
対して誤り訂正を行い、さらに誤り数を減少させる。
ム系列生成回路31は第1段復号回路2から入力された
第1段訂正第1〜第K情報系列I1_C1〜IK_C1
と遅延検査系列PDとを基にシンドローム系列S2を生
成する。誤り値生成回路32はシンドローム系列生成回
路31から入力されたシンドローム系列S2を基に、誤
り値を導出する。
ら入力された誤り値E1_2〜EK_2を基に、シンド
ローム系列生成回路31から入力された遅延情報系列I
1_D2〜IK_D2を訂正し、第2段訂正第1〜第K
情報系列I1_C2〜IK_C2として出力する。
自己直交符号復号回路は第1段復号回路〜第N段復号回
路(図1において、第3段復号回路〜第N段復号回路は
図示せず)による復号処理を繰り返し(図8ステップS
4〜SN+1)、誤り数を徐々に減少させることによっ
て誤り訂正能力を向上させている。
く設定し、誤りである確率が高いものだけを訂正し、復
号を繰り返すのにしたがって閾値判定回路の閾値を徐々
に減少させ、誤りである確率が低いものも訂正していく
と、誤訂正が起こりにくくなり、誤り訂正能力が大幅に
向上する。尚、第2段復号回路〜第N段復号回路による
復号処理は図9に示す第1段復号回路2による復号処理
と同様である。
誤りの影響をシンドローム系列から除去することによっ
て誤り訂正能力を向上させることができる。誤りの影響
をシンドローム系列から除去するため、誤り値E1_2
〜EK_2をシンドロームレジスタ321にフィードバ
ックする。フィードバックされた誤り値が“1”の場
合、対応するシフトレジスタのレジスタ値を反転する。
路では、復号を2回繰り返す場合について説明したが、
復号回数は図8に示すように、任意に設定することがで
き、これに限定されるものではない。
交符号復号回路を用いたシステムの構成例を示すブロッ
ク図である。図10において、本システムは上述した構
成及び動作をとる自己直交符号復号回路11と、情報系
列を発生する情報源12と、情報源12で発生した情報
系列を符号系列に変換する符号器13と、符号器13で
変換された符号系列を自己直交符号復号回路11に伝送
する通信路14とから構成されている。
述したように、符号同期及び直列/並列変換回路1と、
第1段復号回路2と、第2段復号回路3とから構成さ
れ、符号器13で変換された符号系列を通信路14を介
して受信系列として受取ると、上記のような処理動作に
よって、復号処理(符号同期や誤り訂正等)を行う。
ct Disk)やDVD(Digital Vers
atile Disk)、及びハードディスク等の記憶
媒体、情報を生成する情報処理装置、オーディオ信号等
を発生する発生回路等があり、通信路としては無線通
信、有線ゲーブルや光ケーブル等による有線通信等があ
るが、これらに限定されるものではない。
交符号復号回路を用いた無線システムの構成例を示すブ
ロック図である。図11において、本無線システムは上
述した構成及び動作をとる自己直交符号復号回路11
と、情報系列を発生する情報源12と、情報源12で発
生した情報系列を符号系列に変換する符号器13と、符
号器13で変換された符号系列を自己直交符号復号回路
11に無線伝送するための無線送信機15及び無線受信
機16とから構成されている。
述したように、符号同期及び直列/並列変換回路1と、
第1段復号回路2と、第2段復号回路3とから構成さ
れ、符号器13で変換された符号系列を、無線送信機1
5及び無線受信機16による送受信動作によって受信系
列として受取ると、上記のような処理動作によって、復
号処理(符号同期や誤り訂正等)を行うようにした以外
は上記の汎用的なシステムと同様となっている。
交符号復号回路を用いた光ケーブルの伝送システムの構
成例を示すブロック図である。図12において、光ケー
ブルの伝送システムは送信局17,19と、受信局1
8,20とから構成されている。尚、送信局17,19
及び受信局18,20は陸上に設置され、送信局17と
受信局18との間及び送信局19と受信局20との間は
それぞれ海底に設置された海底光ケーブル201,20
2を介して接続されている。
ケーブル201を介して受信局18に伝送され、受信局
18でディジタル信号(電気信号)に変換されて上記の
符号同期や誤り訂正等の復号処理が行われて送信局19
に渡される。送信局19は受信局18で復号処理された
信号を光信号に変換し、海底光ケーブル201を介して
受信局20へと送信される。受信局20は送信局19か
らの光信号をディジタル信号(電気信号)に変換し、上
記の符号同期や誤り訂正等の復号処理を行う。
ブロック図である。図13において、受信局18は上述
した構成及び動作をとる自己直交符号復号回路11と、
光分離器181と、光電変換器182とから構成されて
いる。光分離器181は海底光ケーブル201を介して
入力される光信号を分離し、光電変換器182は分離さ
れた光信号を電気信号(ディジタル信号)に変換する。
に、符号同期及び直列/並列変換回路1と、第1段復号
回路2と、第2段復号回路3とから構成され、光電変換
器182で変換された電気信号を受信系列として受取る
と、上記のような処理動作によって、復号処理(符号同
期や誤り訂正等)を行う。尚、受信局20は上記の受信
局18と同様の構成及び動作となっている。
符号復号回路の構成を示すブロック図である。図14に
おいて、本発明の一実施例の自己直交符号復号回路は符
号同期及び直列/並列変換回路4と、第1段復号回路5
と、第2段復号回路6とから構成されている。尚、図1
4においては符号化率を1/2、符号生成多項式を上記
の(1)式、繰り返し復号回数を2とした場合の回路構
成を示している。
系列Y及び第1段復号回路5から出力される誤り検出数
ECを入力とし、誤り数カウント値ECを基に符号同期
を行い、受信系列Yを直列/並列変換し、情報系列Iと
検査系列Pとを第1段復号回路5に出力する。
Pとを入力とし、情報系列Iと検査系列Pとを基に誤り
訂正を行い、第1段訂正情報系列IC1と遅延検査系列
PDとを第2段復号回路6に出力する。
C1と遅延検査系列PDとを入力とし、それら第1段訂
正情報系列IC1と遅延検査系列PDとを基に誤り訂正
を行い、第2段訂正情報系列IC2を出力する。
を示すブロック図である。図15において、第1段復号
回路5はシンドローム系列生成回路51と、誤り値生成
回路52と、誤り訂正回路53とから構成されている。
及び直列/並列変換回路4から入力された情報系列Iと
検査系列Pとを基にシンドローム系列S1を生成する。
誤り値生成回路52はシンドローム系列生成回路51か
ら入力されたシンドローム系列S1を基に、誤り値を導
出する。
ら入力された誤り値E1を基に、シンドローム系列生成
回路51から入力された遅延情報系列ID1を訂正し、
第1段訂正情報系列IC1として第2段復号回路6に出
力する。
路51の構成を示すブロック図である。図16におい
て、シンドローム系列生成回路51は第1〜第6次情報
系列レジスタ511−1〜511−6と、排他的論理和
回路512と、第1〜第6次検査系列レジスタ513−
1〜513−6とから構成されている。
系列Iを入力とし、1クロック遅延した信号を第2次情
報系列レジスタ511−2に出力する。第2次情報系列
レジスタ511−2は第1次情報系列レジスタ511−
1の出力を入力とし、1クロック遅延した信号を第3次
情報系列レジスタ511−3に出力する。同様に、第3
〜第6次情報系列レジスタ511−3〜511−6も直
列に接続されている。第6次情報系列レジスタ511−
6は情報系列Iに対して6クロック遅延した遅延情報系
列ID1を誤り訂正回路53に出力する。
2、第5、第6次情報系列レジスタの出力、検査系列P
をそれぞれ入力とし、排他的論理和結果をシンドローム
系列S1として誤り値生成回路52に出力する。情報系
列I、第2、第5、第6次情報系列レジスタは0でない
係数を持つ生成多項式の次数0,2,5,6に対応して
いる。
系列Pを入力とし、1クロック遅延した信号を第2次検
査系列レジスタ513−2に出力する。同様に、第2〜
第6次検査系列レジスタ513−2〜513−6も直列
に接続されている。第6次検査系列レジスタ513−6
は検査系列Pに対して6クロック遅延した遅延検査系列
PDを第2段復号回路6に出力する。
成を示すブロック図である。図17において、誤り値生
成回路52は第0〜第5次シンドロームレジスタ521
−0〜521−5と、閾値判定回路523と、誤り検出
数カウンタ524と、シンドローム修正用排他的論理和
回路522−1〜522−3とから構成されている。
1及び第5、第2、第0次シンドロームレジスタの出力
を入力とし、値が“1”である入力信号数が閾値以上の
場合に誤りが発生したと判断し、誤り値E1として
“1”をシンドローム修正用排他的論理和回路522−
1〜522−3と誤り検出数カウンタ524と誤り訂正
回路53とにそれぞれ出力する。
には誤りなしと判断し、誤り値E1として0を出力す
る。シンドローム系列S1及び第5、第2、第0次シン
ドロームレジスタは0でない係数を持つ生成多項式の次
数6,5,2,0にそれぞれ対応している。
−0〜521−5及びシンドローム修正用排他的論理和
回路522−1〜522−3はシンドローム系列をクロ
ック毎に、高次のレジスタから低次のレジスタへシフト
していく機能を有する。さらに、誤りの影響をシンドロ
ーム系列から除去するため、閾値判定回路523へ出力
した信号は誤りを検出した場合、値を反転する機能も有
する。上記の機能を実現するため、第0〜第5次シンド
ロームレジスタ521−0〜521−5及びシンドロー
ム修正用排他的論理和回路522−1〜522−3を下
記のように接続する。
2−1はシンドローム系列S1と誤り値E1とを入力と
し、排他的論理和結果を第5次シンドロームレジスタ5
21−5へ出力する。第5次シンドロームレジスタ52
1−5はシンドローム修正用排他的論理和回路522−
1の出力を入力とし、1クロック遅延した信号をシンド
ローム修正用排他的論理和回路522−2と閾値判定回
路523とにそれぞれ出力する。
2−2は第5次シンドロームレジスタ521−5の出力
と誤り値E1とを入力とし、排他的論理和結果を第4次
シンドロームレジスタ521−4へ出力する。第4次シ
ンドロームレジスタ521−4はシンドローム修正用排
他的論理和回路522−2の出力を入力とし、1クロッ
ク遅延した信号を第3次シンドロームレジスタ521−
3へ出力する。
第4次シンドロームレジスタ521−4の出力を入力と
し、1クロック遅延した信号を第2次シンドロームレジ
スタ521−3へ出力する。第2次シンドロームレジス
タ521−2は第3次シンドロームレジスタ521−3
の出力を入力とし、1クロック遅延した信号をシンドロ
ーム修正用排他的論理和回路522−3と閾値判定回路
523とにそれぞれ出力する。
2−3は第2次シンドロームレジスタ521−2の出力
と誤り値E1とを入力とし、排他的論理和結果を第1次
シンドロームレジスタ521−1へ出力する。第1次シ
ンドロームレジスタ521−1はシンドローム修正用排
他的論理和回路522−3の出力を入力とし、1クロッ
ク遅延した信号を第0次シンドロームレジスタ521−
0へ出力する。第0次シンドロームレジスタ521−0
は第1次シンドロームレジスタ521−1の出力を入力
とし、1クロック遅延した信号を閾値判定回路523へ
出力する。
入力とし、一定時間に検出した誤り数をカウントする。
カウントした誤り検出数ECは符号同期及び直列/並列
変換回路4へ出力される。伝送路状態が非常に悪く、挿
入された誤りが多い場合、復号を繰り返す度に誤訂正が
発生するため、符号同期時及び非同期時の誤り検出数は
余り変わらなくなる。そのため、本実施例では誤り検出
数カウンタ524を第1段復号回路2に設けている。但
し、誤り検出数カウンタを必ずしも第1段復号回路に設
ける必要はない。
を示すブロック図である。図18において、第2段復号
回路6はシンドローム系列生成回路61と、誤り値生成
回路62と、誤り訂正回路63とから構成されている。
検出数カウンタと、次段の復号回路へ検査系列を渡すた
めの検査系列レジスタがないこと以外は、図15に示す
第1段復号回路5と全く同じ構成で実現することができ
る。
号回路5から入力された第1段訂正情報系列IC1と遅
延検査系列PDとを基にシンドローム系列S2を生成す
る。誤り値生成回路62はシンドローム系列生成回路6
1から入力されたシンドローム系列S2を基に誤り値を
導出する。
ら入力された誤り値E2を基に、シンドローム系列生成
回路61から入力された遅延情報系列ID2を訂正し、
第2段訂正情報系列IC2として出力する。
路61の構成を示すブロック図である。図19におい
て、シンドローム系列生成回路61は第1〜第6次情報
系列レジスタ611−1〜611−6と、排他的論理和
回路612とから構成されている。
段訂正情報系列IC1を入力とし、1クロック遅延した
信号を第2次情報系列レジスタ611−2に出力する。
第2次情報系列レジスタ611−2は第1次情報系列レ
ジスタ611−1の出力を入力とし、1クロック遅延し
た信号を第3次情報系列レジスタ611−3に出力す
る。同様に、第3〜第6次情報系列レジスタ611−3
〜611−6も直列に接続されている。第6次情報系列
レジスタ611−6は第1段訂正情報系列IC1に対し
て6クロック遅延した遅延情報系列ID2を誤り訂正回
路63に出力する。
系列IC1、第2、第5、第6次情報系列レジスタの出
力、遅延検査系列PDをそれぞれ入力とし、排他的論理
和結果をシンドローム系列S2として誤り値生成回路6
2に出力する。第1段訂正情報系列IC1、第2、第
5、第6次情報系列レジスタは、0でない係数を持つ生
成多項式の次数0,2,5,6にそれぞれ対応してい
る。
成を示すブロック図である。図20において、誤り値生
成回路62は第0〜第5次シンドロームレジスタ621
−0〜621−5と、閾値判定回路623と、シンドロ
ーム修正用排他的論理和回路622−1〜622−3と
から構成されている。
2及び第5、第2、第0次シンドロームレジスタの出力
を入力とし、値が“1”である入力信号数が閾値以上の
場合に誤りが発生したと判断し、誤り値E2として
“1”をシンドローム修正用排他的論理和回路622−
1〜622−3と誤り訂正回路63とに出力する。
場合には誤りなしと判断し、誤り値E2として“0”を
出力する。シンドローム系列S2及び第5、第2、第0
次シンドロームレジスタは、0でない係数を持つ生成多
項式の次数6,5,2,0にそれぞれ対応している。
−0〜621−5及びシンドローム修正用排他的論理和
回路622−1〜622−3はシンドローム系列S2を
クロック毎に、高次のレジスタから低次のレジスタへシ
フトしていく機能を有する。さらに、誤りの影響をシン
ドローム系列S2から除去するため、閾値判定回路62
3へ出力した信号は誤りを検出した場合、値を反転する
機能も有する。上記の機能を実現するため、第0〜第5
次シンドロームレジスタ621−0〜621−5及びシ
ンドローム修正用排他的論理和回路622−1〜622
−3を下記のように接続する。
2−1はシンドローム系列S2と誤り値E2とを入力と
し、排他的論理和結果を第5次シンドロームレジスタ6
21−5へ出力する。第5次シンドロームレジスタ62
1−5はシンドローム修正用排他的論理和回路622−
1出力を入力とし、1クロック遅延した信号をシンドロ
ーム修正用排他的論理和回路622−2と閾値判定回路
623とに出力する。
2−2は第5次シンドロームレジスタ621−5の出力
と誤り値E2とを入力とし、排他的論理和結果を第4次
シンドロームレジスタ621−4へ出力する。第4次シ
ンドロームレジスタ621−4はシンドローム修正用排
他的論理和回路622−2の出力を入力とし、1クロッ
ク遅延した信号を第3次シンドロームレジスタ621−
3へ出力する。
第4次シンドロームレジスタ621−4の出力を入力と
し、1クロック遅延した信号を第2次シンドロームレジ
スタ621−3へ出力する。第2次シンドロームレジス
タ621−2は第3次シンドロームレジスタ621−3
の出力を入力とし、1クロック遅延した信号をシンドロ
ーム修正用排他的論理和回路622−3と閾値判定回路
623とに出力する。
2−3は第2次シンドロームレジスタ621−2の出力
と誤り値E2とを入力とし、排他的論理和結果を第1次
シンドロームレジスタ621−1へ出力する。第1次シ
ンドロームレジスタ621−1はシンドローム修正用排
他的論理和回路622−3の出力を入力とし、1クロッ
ク遅延した信号を第0次シンドロームレジスタ621−
0へ出力する。第0次シンドロームレジスタ621−0
は第1次シンドロームレジスタ621−1の出力を入力
とし、1クロック遅延した信号を閾値判定回路623へ
出力する。
号復号回路において、図14〜図20を参照して、符号
化率を1/2、符号生成多項式を上記の(1)式、直交
数を4、繰り返し復号回数を2とした場合の動作につい
て説明する。
ぬ符号器において情報系列と同じ割合の検査系列を付加
し、情報系列と検査系列とが交互に並んだ送信系列が生
成される。送信系列は線路に出力され、送信系列に誤り
を付加した受信系列Yが復号回路に入力される。
同期を行い、受信系列Yを直列/並列変換し、情報系列
Iと検査系列Pとを第1段復号回路5に出力する。その
際、符号同期及び直列/並列変換回路4における符号同
期は第1段復号回路5から入力される誤り検出数ECを
基に行う。例えば、誤り検出数ECが閾値以上の場合に
は符号同期がはずれていると判断し、第1段復号回路5
に出力する並列信号の位相を変化させる。
Pとを入力とし、それら情報系列Iと検査系列Pとを基
に誤り訂正を行い、第1段訂正情報系列IC1と遅延検
査系列PDとを第2段復号回路6に出力する。
1−1に入力され、クロック毎に高次の情報系列レジス
タにシフトしていく。したがって、第6次情報系列レジ
スタ511−6から出力される遅延情報系列ID1は情
報系列Iに対して6クロック遅延している。情報系列レ
ジスタで遅延された遅延情報系列ID1は誤り訂正回路
53へ出力される。
数に対応している。入力された情報系列Iは生成多項式
の0次に対応している。シンドローム系列S1は、0で
ない係数を持つ生成多項式の次数に対応する信号と検査
系列Pとの排他的論理和で求められる。
次に0でない係数を持つので、情報系列Iと、第2、第
5、第6次情報系列レジスタ出力と、検査系列Pとが排
他的論理和回路512に入力される。排他的論理和回路
512は入力信号の排他的論理をとり、シンドローム系
列S1として誤り値生成回路52に出力する。
3−1に入力され、クロック毎に高次の検査系列レジス
タにシフトしていく。したがって、第6次検査系列レジ
スタ513−6から出力される遅延検査系列PDは検査
系列Pに対して6クロック遅延している。情報系列と同
じだけ遅延された検査系列PDは第2段復号回路6へ出
力される。
成回路51から入力されたシンドローム系列S1を基に
誤り値を導出する。シンドローム系列S1は第5次シン
ドロームレジスタ521−5に入力され、クロック毎に
低次のシンドロームレジスタへシフトしていく。シンド
ロームレジスタの次数は生成多項式の次数に対応してい
る。シンドローム系列S1は6次に対応している。
応する信号は閾値判定回路523に出力される。本実施
例の場合、シンドローム系列S1及び第5、第2、第0
次シンドロームレジスタの出力が閾値判定回路523に
出力される。
場合を考える。この場合、4つの閾値判定回路入力信号
が全て“1”の場合、遅延情報系列ID1に誤りが含ま
れていると判断し、誤り値E1として“1”を出力す
る。値が“1”である入力信号数が4未満の場合、遅延
情報系列ID1には誤りが含まれていないと判断し、誤
り値E1として“0”を出力する。
合、その誤りの影響をシンドローム系列S1から除去す
ることによって、誤り訂正能力を向上させることができ
る。誤りの影響をシンドローム系列S1から除去するた
め、閾値判定回路523に入力される信号は誤りを検出
した場合に値を反転し、低次のシンドロームレジスタに
入力する。具体的には、シンドローム修正用排他的論理
和回路522−1〜522−3によって値の反転を行
う。
2−1〜522−3はそれぞれシンドローム系列S1
と、第5、第2次シンドロームレジスタ出力とを第1の
入力とし、誤り値E1を第2の入力とする。シンドロー
ム修正用排他的論理和回路522−1〜522−3は第
1の入力と第2の入力との排他的論理和をとり、排他的
論理和結果をそれぞれ第5、第4、第1次シンドローム
シフトレジスタに出力する。
入力とし、一定時間に検出した誤り数をカウントする。
カウントした誤り検出数ECは符号同期及び直列/並列
変換回路4に出力される。
ら入力された誤り値E1を基に、シンドローム系列生成
回路51から入力された遅延情報系列ID1を訂正し、
第1段訂正情報系列IC1を第2段復号回路6へ出力す
る。第2段復号回路6は第1段復号回路5で誤り数が減
少した第1段訂正情報系列IC1に対して誤り訂正を行
い、更に誤り数を減少させる。
〜611−6は誤り検出処理を終了するまで情報系列を
遅延する機能と、排他的論理和回路612とともにシン
ドローム系列S2を生成する機能とを有する。
スタ611−1に入力され、クロック毎に高次の情報系
列レジスタにシフトしていく。情報系列レジスタで遅延
された遅延情報系列ID2は誤り訂正回路63へ出力さ
れる。
数に対応している。遅延情報系列ID1は生成多項式の
0次に対応している。シンドローム系列S2は、0でな
い係数を持つ生成多項式の次数に対応する信号と遅延検
査系列PDとの排他的論理和で求められる。
次に0でない係数を持つので、遅延情報系列ID1と、
第2、第5、第6次情報系列レジスタ出力と、遅延検査
系列PDとが排他的論理和回路612に入力される。排
他的論理和回路612は入力信号の排他的論理をとり、
シンドローム系列S2として誤り値生成回路62に出力
する。
成回路61から入力されたシンドローム系列S2を基に
誤り値を導出する。シンドローム系列S2は第5次シン
ドロームレジスタ621−5に入力され、クロック毎に
低次のシンドロームレジスタへシフトしていく。シンド
ロームレジスタの次数は生成多項式の次数に対応してい
る。シンドローム系列S2は第6次に対応している。
応する信号は閾値判定回路623に出力される。本実施
例の場合、シンドローム系列S2及び第5、第2、第0
次シンドロームレジスタの出力が閾値判定回路623に
出力される。
場合を考える。この場合、値が“1”である入力信号数
が3以上の場合に遅延情報系列ID2に誤りが含まれて
いると判断し、誤り値E2として“1”を出力する。値
が“1”である入力信号数が3未満の場合には遅延情報
系列ID2に誤りが含まれていないと判断し、誤り値E
2として“0”を出力する。
の復号を1回行うだけである。本実施例の復号回路は復
号を複数回行い、誤り訂正能力を向上させている。本実
施例では第1段復号回路5の閾値判定回路閾値を4と
し、第2段復号回路6の閾値判定回路閾値を3としてい
る。この場合、第1段復号回路5では誤りである確率が
非常に高いものだけが訂正される。
来技術の復号回路と同じであるが、第1復号回路5にお
いて一部の誤りが訂正された信号を入力としているの
で、誤訂正も起こりにくく、従来技術の復号回路では訂
正できない誤りも訂正することができる。このため、第
2段復号回路6の出力は従来技術の復号回路の出力に比
べて残留誤り数を低くすることができる。
合、その誤りの影響をシンドローム系列S2から除去す
ることによって、誤り訂正能力を向上させることができ
る。誤りの影響をシンドローム系列S2から除去するた
め、閾値判定回路623に入力される信号は誤りを検出
した場合に値を反転し、低次のシンドロームレジスタに
入力する。具体的には、シンドローム修正用排他的論理
和回路622−1〜622−3によって値の反転を行
う。
2−1〜622−3はそれぞれシンドローム系列S2と
第5、第2次シンドロームレジスタ出力を第1の入力と
し、誤り値E2を第2の入力とする。シンドローム修正
用排他的論理和回路622−1〜622−3は第1の入
力と第2の入力との排他的論理和をとり、排他的論理和
結果をそれぞれ第5、第4、第1次シンドロームシフト
レジスタに出力する。
ら入力された誤り値E2を基に、シンドローム系列生成
回路61から入力された遅延情報系列ID2を訂正し、
第1段訂正情報系列IC2として出力する。
4、符号生成多項式を(1)式、繰り返し復号回数を2
としたが、任意の符号化率、直交数、生成多項式、繰り
返し復号回数を設定することができる。
やすいが、誤り訂正能力が低いという問題がある。本発
明では簡単な回路構成で実現することができ、従来技術
に比べて大幅に誤り訂正能力を向上させることができ
る。
査系列を遅延させて次段の復号回路に入力する構成を採
用することによって、復号を複数回繰り返すことがで
き、誤り訂正能力を大幅に向上させることができる。
く設定し、誤りである確率が高いものだけを訂正し、復
号を繰り返すのにしたがって閾値判定回路の閾値を徐々
に減少させ、誤りである確率が低いものも訂正していく
ことによって、誤訂正が起こりにくくなり、誤り訂正能
力を大幅に向上させることができる。
参照して説明する。本発明の一実施例では第1段復号回
路中の閾値判定回路から出力される誤り値をカウント
し、カウントした誤り検出数を基に、符号同期判定を行
っている。しかしながら、第1段復号回路中の閾値判定
回路の閾値を大きく設定すると、符号同期時の誤り検出
数と非同期時の誤り検出数とがあまり変わらなくなり、
符号同期・非同期の判定が困難になる。
実施例では誤り値生成用の閾値判定回路とは別に、符号
同期専用に閾値判定回路を設け、その閾値を低く設定す
る方法をとっている。以下、本発明の一実施例と同様
に、符号化率を1/2、直交数を4、符号生成多項式を
(1)式、繰り返し復号回数を2とした場合について、
本発明の他の実施例の動作及び構成について説明する。
第1段復号回路5中の誤り値生成回路52内に符号同期
専用に閾値判定回路を設け、その閾値を低く設定する方
法をとっている以外は本発明の一実施例と同様の構成な
ので、以下の説明では本発明の一実施例と同様の符号を
用いるものとする。
復号回路中の誤り値生成回路の構成を示すブロック図で
ある。図21において、本発明の他の実施例による誤り
値生成回路52は第0〜第5次シンドロームレジスタ5
21−0〜521−5と、閾値判定回路523と、誤り
検出数カウンタ524と、シンドローム修正用排他的論
理和回路522−1〜522−3と、符号同期専用閾値
判定回路525とから構成されている。
復号回路における復号処理を示すフローチャートであ
る。これら図21及び図22を参照して本発明の他の実
施例による第1段復号回路における復号処理について説
明する。尚、図22において、ステップ21〜26の処
理動作は図9に示すステップ11〜16の処理動作と同
様なので、これらの処理動作についての説明は省略す
る。
応する信号は符号同期専用閾値判定回路525に出力さ
れる。本実施例の場合、シンドローム系列S1及び第
5、第2、第0次シンドロームレジスタの出力が符号同
期専用閾値判定回路525に出力される。
“1”である信号が閾値以上ある場合に誤りが発生した
と判断し、誤り値ESとして“1”を出力する。値が
“1”である信号が閾値未満の場合には誤りなしと判断
し、誤り値ESとして“0”を出力する(図22ステッ
プS27)。
出力され、誤り検出数カウンタ524は一定時間に検出
した誤り数をカウントする。カウントした誤り検出数E
Cは符号同期及び直列/並列変換回路4に出力される
(図22ステップS28)。
専用閾値判定回路525の閾値が3、閾値判定回路52
3の閾値が4の場合、閾値判定回路523が出力する誤
り値E1を基に誤り数をカウントする方法に比べ、符号
同期・非同期の誤判定が少なくなる。
を参照して説明する。本発明の一実施例では誤り訂正能
力を向上させるため、第1段復号回路中の閾値判定回路
から出力される誤り値をフィードバックし、シンドロー
ム系列の修正を行っている。具体的には、閾値判定回路
が誤りを検出した場合、閾値判定回路に入力したシンド
ローム系列を反転させる処理を行っている。
理を行うと、符号同期がとれていない場合でも、シンド
ロームレジスタ内で1が格納されているレジスタ数は減
少する。シンドロームレジスタ内で1が格納されている
レジスタ数が減少すると、閾値判定回路が誤りと判定す
る回数も減少し、同期時と非同期との区別がつきにくく
なる。
成用のシンドロームレジスタ及び閾値判定回路とは別
に、符号同期専用にシンドロームレジスタ及び閾値判定
回路を設け、符号同期用シンドロームレジスタには誤り
判定結果に基づく修正を行わない方式をとっている。
率を1/2、直交数を4、符号生成多項式を(1)式、
繰り返し復号回数を2とした場合について、本発明の別
の実施例の動作及び構成について説明する。
第1段復号回路5中の誤り値生成回路52内に符号同期
専用にシンドロームレジスタ及び閾値判定回路を設け、
符号同期用シンドロームレジスタには誤り判定結果に基
づく修正を行わない方式をとっている以外は本発明の一
実施例と同様の構成なので、以下の説明では本発明の一
実施例と同様の符号を用いるものとする。
復号回路中の誤り値生成回路の構成を示すブロック図で
ある。図23において、本発明の別の実施例による誤り
値生成回路52は第0〜第5次シンドロームレジスタ5
21−0〜521−5と、閾値判定回路523と、誤り
検出数カウンタ524と、符号同期専用閾値判定回路5
25と、第0〜第5次符号同期専用シンドロームレジス
タ526−0〜526−5とから構成されている。
復号回路における復号処理を示すフローチャートであ
る。これら図23及び図24を参照して本発明の別の実
施例による第1段復号回路における復号処理について説
明する。尚、図24において、ステップ31〜36の処
理動作は図9に示すステップ11〜16の処理動作と同
様なので、これらの処理動作についての説明は省略す
る。
用シンドロームレジスタ526−5に入力され、クロッ
ク毎に低次のシンドロームレジスタへシフトしていく
(図24ステップS37)。シンドロームレジスタの次
数は生成多項式の次数にそれぞれ対応している。シンド
ローム系列S2は6次に対応している。
応する信号は符号同期専用閾値判定回路525に出力さ
れる。本実施例の場合、シンドローム系列S1及び第
5、第2、第0次符号同期専用シンドロームレジスタの
出力が符号同期専用閾値判定回路525に出力される。
符号同期専用閾値判定回路525は値が“1”である信
号が閾値以上ある場合に誤りが発生したと判断し、誤り
値ESとして“1”を出力する。値が“1”である信号
が閾値未満の場合には誤りなしと判断し、誤り値ESと
して“0”を出力する(図24ステップS38)。
出力され、誤り検出数カウンタ524は一定時間に検出
した誤り数をカウントする。カウントした誤り検出数E
Cは符号同期及び直列/並列変換回路4に出力される
(図24ステップS39)。符号同期専用閾値判定回路
525に入力されるシンドローム系列は誤り判定結果に
基づく修正を行っていないため、符号同期・非同期の誤
判定が少なくなる。
信系列の誤りのみによって決定されるシンドロームビッ
トのいくつかがそのまま、時点0のブロックの情報ビッ
トに関して直交するパリティ検査和となるような畳み込
み符号である自己直交符号に対する復号を行う自己直交
符号復号回路において、自己直交符号に対する復号を複
数回繰り返すことによって、簡単な回路構成で実現する
ことができ、大幅に誤り訂正能力を向上させることがで
きるという効果がある。
路の構成を示すブロック図である。
である。
ブロック図である。
である。
である。
ブロック図である。
である。
路の動作を示すフローチャートである。
ローチャートである。
回路を用いたシステムの構成例を示すブロック図であ
る。
回路を用いた無線システムの構成例を示すブロック図で
ある。
回路を用いた光ケーブルの伝送システムの構成例を示す
ブロック図である。
る。
路の構成を示すブロック図である。
ク図である。
示すブロック図である。
ク図である。
ク図である。
示すブロック図である。
ク図である。
の誤り値生成回路の構成を示すブロック図である。
おける復号処理を示すフローチャートである。
の誤り値生成回路の構成を示すブロック図である。
おける復号処理を示すフローチャートである。
ロック図である。
示すブロック図である。
ク図である。
1〜第K情報系列レジスタ 212−1〜212−K,312−1〜312−K 第
1〜第K情報系列排他的論理和回路 213,313 シンドローム系列生成排他的論理和回
路 221,321 シンドロームレジスタ 222−1〜222−K,322−1〜322−K 第
1〜第K閾値判定回路 511−1〜511−6,611−1〜611−6 第
1〜第6次情報系列レジスタ 512,612 排他的論理和回路 513−1〜513−6 第1〜第6次検査系列レジス
タ 521−0〜521−5 第0〜第5次シンドロームレ
ジスタ 523,623 閾値判定回路 524 誤り検出数カウンタ 522−1〜522−3,622−1〜622−3 シ
ンドローム修正用排他的論理和回路 525 符号同期専用閾値判定回路 526−0〜526−5 第0〜第5次符号同期専用シ
ンドロームレジスタ
Claims (22)
- 【請求項1】 自己直交符号に対する復号を行う自己直
交符号復号回路であって、前記自己直交符号に対する復
号を複数回繰り返すようにしたことを特徴とする自己直
交符号復号回路。 - 【請求項2】 情報系列に検査系列を付加して並列/直
列変換した送信系列に誤りが付加された受信系列の前記
誤りのみによって決定されるシンドロームビットを基に
自己直交符号に対する復号を行う自己直交符号復号回路
であって、前記自己直交符号に対する復号を複数回繰り
返すための複数段の復号回路と、前記複数段の復号回路
のうちの最終段の復号回路を除く復号回路各々に設けら
れかつ前記検査系列を遅延させて次段の復号回路に入力
する検査系列レジスタとを有することを特徴とする自己
直交符号復号回路。 - 【請求項3】 前記複数段の復号回路において、前記自
己直交符号に対する1回目の復号における前記誤りと判
定するための閾値判定閾値を大きく設定して誤りである
確率が高いものだけを訂正し、前記自己直交符号に対す
る復号を繰り返すのにしたがって当該復号の前記閾値判
定閾値を徐々に減少させて誤りである確率が低いものも
訂正するようにしたことを特徴とする請求項2記載の自
己直交符号復号回路。 - 【請求項4】 前記誤りと判定された誤り数をカウント
しかつそのカウントした誤り検出数を基に符号同期判定
を行う手段を含むことを特徴とする請求項2または請求
項3記載の自己直交符号復号回路。 - 【請求項5】 前記誤りを判定する回路とは別に符号同
期専用に設けられかつ前記符号同期用に最適化された閾
値判定閾値に基づいて前記誤りか否かを判定する符号同
期専用閾値判定回路を含み、前記符号同期専用閾値判定
回路の閾値を前記閾値判定閾値よりも低く設定するよう
にしたことを特徴とする請求項3記載の自己直交符号復
号回路。 - 【請求項6】 符号同期専用に設けられかつ前記シンド
ロームビットをシフトして前記符号同期専用閾値判定回
路に出力するシンドロームレジスタを含み、前記シンド
ロームレジスタに対して前記符号同期専用閾値判定回路
の誤り判定結果に基づく修正を行わないようにしたこと
を特徴とする請求項5記載の自己直交符号復号回路。 - 【請求項7】 前記複数段の復号回路各々は、前記シン
ドロームビットを生成するシンドローム生成手段と、前
記シンドローム生成手段で生成された前記シンドローム
ビットの誤りを前記閾値判定閾値を基に判定して誤り値
を導出する誤り値生成手段と、前記誤り値生成手段で生
成された前記誤り値を基に前記シンドロームビットの誤
りを訂正する誤り訂正手段と、前記誤り値生成手段で生
成された前記誤り値を基に前記誤り数をカウントする誤
り検出数カウンタとを含むことを特徴とする請求項4か
ら請求項6のいずれか記載の自己直交符号復号回路。 - 【請求項8】 情報系列を発生する情報源と、前記情報
系列を符号系列に変換する符号器と、前記符号系列を伝
送する通信路とからなるシステムにおいて、前記自己直
交符号に対する復号を複数回繰り返すようにしたことを
特徴とする請求項1から請求項7のいずれか記載の自己
直交符号復号回路。 - 【請求項9】 前記通信路が有線ケーブルからなること
を特徴とする請求項8記載の自己直交符号復号回路。 - 【請求項10】 前記有線ケーブルが光ケーブルである
ことを特徴とする請求項9記載の自己直交符号復号回
路。 - 【請求項11】 前記通信路が無線通信の伝送路からな
ることを特徴とする請求項8記載の自己直交符号復号回
路。 - 【請求項12】 自己直交符号に対する復号を行う自己
直交符号復号方法であって、前記自己直交符号に対する
復号を複数回繰り返すようにしたことを特徴とする自己
直交符号復号方法。 - 【請求項13】 情報系列に検査系列を付加して並列/
直列変換した送信系列に誤りが付加された受信系列の前
記誤りのみによって決定されるシンドロームビットを基
に自己直交符号に対する復号を行う自己直交符号復号方
法であって、前記自己直交符号に対する復号を複数回繰
り返すための複数段の復号回路のうちの最終段の復号回
路を除く復号回路各々において前記検査系列を遅延させ
て次段の復号回路に入力するステップを有することを特
徴とする自己直交符号復号方法。 - 【請求項14】 前記複数段の復号回路において、前記
自己直交符号に対する1回目の復号における前記誤りと
判定するための閾値判定閾値を大きく設定して誤りであ
る確率が高いものだけを訂正し、前記自己直交符号に対
する復号を繰り返すのにしたがって当該復号の前記閾値
判定閾値を徐々に減少させて誤りである確率が低いもの
も訂正するようにしたことを特徴とする請求項13記載
の自己直交符号復号方法。 - 【請求項15】 前記誤りと判定された誤り数をカウン
トしかつそのカウントした誤り検出数を基に符号同期判
定を行うステップを含むことを特徴とする請求項13ま
たは請求項14記載の自己直交符号復号方法。 - 【請求項16】 前記誤りを判定する回路とは別に符号
同期専用に設けられかつ前記符号同期用に最適化された
閾値判定閾値に基づいて前記誤りか否かを判定する符号
同期専用閾値判定回路の閾値を前記閾値判定閾値よりも
低く設定するようにしたことを特徴とする請求項15記
載の自己直交符号復号方法。 - 【請求項17】 符号同期専用に設けられかつ前記シン
ドロームビットをシフトして前記符号同期専用閾値判定
回路に出力するシンドロームレジスタを含み、前記シン
ドロームレジスタに対して前記符号同期専用閾値判定回
路の誤り判定結果に基づく修正を行わないようにしたこ
とを特徴とする請求項16記載の自己直交符号復号方
法。 - 【請求項18】 前記シンドロームビットを生成するス
テップと、その生成された前記シンドロームビットの誤
りを前記閾値判定閾値を基に判定して誤り値を導出する
ステップと、その導出された誤り値を基に前記シンドロ
ームビットの誤りを訂正するステップと、前記誤り値を
基に前記誤り数をカウントするステップとを前記複数段
の復号回路各々に含むことを特徴とする請求項15から
請求項17のいずれか記載の自己直交符号復号方法。 - 【請求項19】 情報系列を発生する情報源と、前記情
報系列を符号系列に変換する符号器と、前記符号系列を
伝送する通信路とからなるシステムにおいて、前記自己
直交符号に対する復号を複数回繰り返すようにしたこと
を特徴とする請求項12から請求項18のいずれか記載
の自己直交符号復号方法。 - 【請求項20】 前記通信路が有線ケーブルからなるこ
とを特徴とする請求項19記載の自己直交符号復号方
法。 - 【請求項21】 前記有線ケーブルが光ケーブルである
ことを特徴とする請求項20記載の自己直交符号復号方
法。 - 【請求項22】 前記通信路が無線通信の伝送路からな
ることを特徴とする請求項19記載の自己直交符号復号
方法。
Priority Applications (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000293231A JP3558026B2 (ja) | 2000-09-27 | 2000-09-27 | 自己直交符号復号回路及び自己直交符号復号方法 |
EP01122551A EP1195907B1 (en) | 2000-09-27 | 2001-09-24 | Method and circuit for iterative decoding of self-orthogonal codes |
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AU76097/01A AU7609701A (en) | 2000-09-27 | 2001-09-25 | Self orthogonal decoding circuit and self orthogonal decoding method |
US09/964,195 US6944805B2 (en) | 2000-09-27 | 2001-09-26 | Self orthogonal decoding circuit and self orthogonal decoding method |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000293231A JP3558026B2 (ja) | 2000-09-27 | 2000-09-27 | 自己直交符号復号回路及び自己直交符号復号方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2002111516A true JP2002111516A (ja) | 2002-04-12 |
JP3558026B2 JP3558026B2 (ja) | 2004-08-25 |
Family
ID=18776054
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2000293231A Expired - Lifetime JP3558026B2 (ja) | 2000-09-27 | 2000-09-27 | 自己直交符号復号回路及び自己直交符号復号方法 |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6944805B2 (ja) |
EP (1) | EP1195907B1 (ja) |
JP (1) | JP3558026B2 (ja) |
AU (1) | AU7609701A (ja) |
DE (1) | DE60131346T2 (ja) |
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-
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- 2001-09-24 EP EP01122551A patent/EP1195907B1/en not_active Expired - Lifetime
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- 2001-09-25 AU AU76097/01A patent/AU7609701A/en not_active Abandoned
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Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE60131346T2 (de) | 2008-09-11 |
EP1195907A2 (en) | 2002-04-10 |
US20020038444A1 (en) | 2002-03-28 |
AU7609701A (en) | 2002-03-28 |
DE60131346D1 (de) | 2007-12-27 |
JP3558026B2 (ja) | 2004-08-25 |
US6944805B2 (en) | 2005-09-13 |
EP1195907B1 (en) | 2007-11-14 |
EP1195907A3 (en) | 2004-03-10 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040209 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040427 |
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A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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