JP2002057603A

JP2002057603A - Ｄｓ−ｃｄｍａ方式のレイク受信装置

Info

Publication number: JP2002057603A
Application number: JP2000240001A
Authority: JP
Inventors: Sugaku Cho; 数学丁
Original assignee: Clarion Co Ltd
Current assignee: Faurecia Clarion Electronics Co Ltd
Priority date: 2000-08-08
Filing date: 2000-08-08
Publication date: 2002-02-22

Abstract

(57)【要約】【課題】より厳密なパス選択を行うことのできるＤＳ
−ＣＤＭＡ方式のレイク受信装置を提供する。【解決手段】パイロットシンボルが一定周期で情報シ
ンボル中に挿入された受信信号フレームについてチャネ
ル推定補償を行うレイクフィンガー回路６_lと、受信信
号ｙ_l（ｎ；ｍ）の位相に基づきチャネル推定が不可能
な受信信号を削除しかつチャネル推定が可能な受信信号
を通過させるチャネル推定不可シンボル削除部２４と、
レイクフィンガー回路６_lによりチャネル推定補償され
た補償信号とチャネル推定不可シンボル削除部２４を通
過した受信信号ｙ_l’（ｎ；ｍ）とに基づき受信信号電
力Ｐ_l’（ｎ；ｍ）を演算する信号電力決定部９と、各
パスの受信信号電力Ｐ_l’（ｎ；ｍ）に対する最小受信
電力に関する閾値と最大受信電力に関する閾値とに基づ
きパスを選択するパス選択部１０と、パス選択部１０の
選択指令に基づいて選択された受信信号フレームを合成
する最大比レイク合成部１１とを備えている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＤＳ−ＣＤＭＡ方
式のレイク受信装置に関し、更に詳しくは、時間多重パ
イロットシンボルを用いた絶対同期検波（コヒーレント
検波）方式のレイク受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近時、高柔軟性、高品質、低消費電力、
フェージングに対する高い耐性、周波数の効率的な利
用、高通信容量等を目的とする第三世代移動通信システ
ムの実用化に向けて、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式（Direct Seq
ence−Code Division Multi Access）、ＭＣ−ＣＤＭＡ
（Multi Carrier−Code Division Multi Access）の研
究開発が盛んに行われている。

【０００３】そのＤＳ−ＣＤＭＡ方式では、例えばＷ−
ＣＤＭＡ方式のように時間多重パイロットシンボルを情
報系列中に一定周期で挿入することにより、絶対同期検
波が可能であり、非同期検波に較べて所定の通信品質を
得るためのＳＩＮＲ（熱雑音比）を低減できるメリット
がある。

【０００４】この時間多重パイロットシンボルは、図１
に示すように、パイロットシンボルが情報の時系列中に
一定の周期で挿入される。その図１において、横軸は時
間軸であり、縦軸は信号の振幅である。

【０００５】また、その図１において、符号１はその情
報の時系列中に挿入されたパイロットシンボルブロック
を示す。そのパイロットシンボルブロック１と次のパイ
ロットシンボル１との間に情報シンボル部（データシン
ボルブロック）２が存在する。

【０００６】先行のパイロットシンボルブロック１の立
ち上がりからその情報シンボル部２を挟んで後行のパイ
ロットシンボルブロック１の立ち上がり前までを１スロ
ットといい、このスロットが複数個集まって１フレーム
が構成される。その１スロットは複数個のパイロットシ
ンボルと複数個のデータシンボルとからなっている。あ
るデータシンボルの立ち上がり前の任意タイプのシンボ
ル（データシンボルか、パイロットシンボルか、又は、
一部分がデータシンボルで残りの部分がパイロットシン
ボルのいずれの場合でも良い）はそのデータシンボルに
対して閾値決定用シンボルブロック３として用いられ
る。

【０００７】その図１にはＱＰＳＫ（Quadrature PSK）
方式のデジタル変調方式が示されており、白抜きで示す
ブロックは搬送波に位相が合致している変調信号（Ｉ相
信号）に基づくビット（Ｉチャンネルビット４）、ハッ
チングで示すブロックは搬送波に対して９０度位相がず
らされた変調信号（Ｑ相信号）に基づくビット（Ｑチャ
ンネルビット５）であり、Ｉチャンネルビット４とＱチ
ャンネルビット５とが交互に配置されて送信される。こ
のＱＰＳＫ方式のデジタル変調方式によれば、送信デー
タを２ビットずつに区切って四つの位相に割り当てて変
調することができ、一度に２ビット分の情報を送ること
ができる。

【０００８】この送信データは所定の位相角Ｐで送出さ
れるが、無線伝搬経路（無線通信パス）の途中で反射、
吸収等の影響を受けて、振幅が変動すると共に位相変動
を受けて位相が回転し、いわゆるフェージングが生じ
る。

【０００９】受信側で、この送信データを受信した場
合、位相角Ｐにフェージングによる位相回転角ｒ（ｔ）
が加わった送信データが受信されることになる。その位
相回転角ｒ（ｔ）は複素数で表される。

【００１０】従って、このフェージングによる影響を受
けて送信データをそのまま使用することにすると、通信
品質が劣化することになる。

【００１１】時間多重パイロットシンボル方式では、パ
イロットシンボルに位相角情報Ｐ１を与えて、パイロッ
トシンボルが無線伝搬経路でどれだけの位相回転が生じ
たかを取得するようにしている。

【００１２】すなわち、パイロットシンボルの位相角Ｐ
が既知であれば、受信した送信データの位相角Ｐ１と位
相角Ｐとに基づいて、位相回転角ｒ（ｔ）を得ることが
でき、この位相回転角ｒ（ｔ）の複素共役数−ｒ（ｔ）
を受信データの位相角Ｐ１に乗算することにより、位相
角Ｐを得ることができる。

【００１３】従って、この時間多重パイロットシンボル
方式を用いると、フェージング及び熱雑音の情報を推定
できる。これをチャネル推定という。この推定された情
報を用いて、フェージングを受けた情報を所望の程度回
復させることができ、これをチャネルのフェージング歪
みの補償という。

【００１４】現実の通信システムでは、所定の熱雑音比
の条件のもとで絶対同期検波を行うために、高精度のチ
ャネル推定法が要求され、そのチャネル推定法の一例が
信学技報（社団法人電子情報通信学会発行：ＲＳＣ９
６−７２（１９９６−０８））の４５頁−５０頁に報告
されている。

【００１５】このチャネル推定法では、複数個のパイロ
ットシンボルを平均化して、パイロットシンボルが受け
た熱雑音の影響を低減させる。

【００１６】すなわち、１パイロットシンボルブロック
１内の複数個のＩチャンネルビット４と複数個のＱチャ
ンネルビット５とを平均化する。これを複数個のパイロ
ットシンボルブロック１について行う。更に、この複数
個のパイロットシンボルブロック１の平均値に重みを付
けて平均化する。

【００１７】これによって、チャネルのフェージングに
よる位相の歪みが推定され、この方法によって、所定範
囲のフェージングの影響を補償できるが、より高速のフ
ェージングに対しては補償できない。

【００１８】すなわち、チャネル推定と補償とによって
取り除くことのできるフェージングに適応可能な限度が
ある。また、チャネル推定と補償とによって取り除くこ
とのできるフェージングが適応可能な限度内にあって
も、ドップラー周波数が高いほどチャネル推定が劣化す
る。

【００１９】図２は二つの無線伝搬経路（２パス）を通
って受信された受信データを示しており、（ａ）はパス
１を経由して受信されたＩチャンネルビットの振幅変
動、（ｂ）はパス１を経由して受信されたＱチャンネル
ビットの振幅変動、（ｃ）はパス２を経由して受信され
たＩチャンネルビットの振幅変動、（ｂ）はパス２を経
由して受信されたＱチャンネルビットの振幅変動を示し
ている。

【００２０】このようなパスを選択して受信する手段と
して、レイク合成回路が知られている。

【００２１】そのレイク合成回路は、図３に示すよう
に、複数個のレイクフィンガー回路６ _l（ｌ＝１、２、
…）を有する。受信データとしての拡散信号は相関器
（マッチドフィルタ）Ｃｏｒに入力されて、逆拡散符号
により相関を取り、その相関信号が各レイクフィンガー
回路６_lに入力される。各レイクフィンガー回路６_lはチ
ャネル推定部７を有する。

【００２２】チャネル推定部７はパイロットシンボルブ
ロック１を用いて受信信号ｙ_l（ｎ；ｍ）のＩ／Ｑチャ
ネルビットの位相の歪みを計算する。ここで、ｎとｍと
は対象スロット及びシンボルを指定する番号である。な
お、この位相の歪みは伝搬路（パス）のフェージングに
よって発生する。

【００２３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
レイク合成回路では、チャネル推定と補償機能を有する
とはいっても、実際に対象としている送信データのチャ
ネル推定できるか否かは判断せずに、熱雑音比の判定で
判断された閾値判定で選択された全パスを合成してい
る。

【００２４】例えば、この熱雑音比によってパスを選択
する方法として、２段階閾値判定法が知られている（信
学技法Ａ−Ｐ９７−１０４、ＲＣＳ９７−１１９（１９
９７−１０）第４３頁−第４８頁）。

【００２５】この２段階閾値判定法では、マッチドフィ
ルタによって逆拡散された受信信号を、遅延回路８によ
って時間Ｔｃ／Ｍ（Ｔｃ：チップ周期、Ｍ：オーバーサ
ンプル数）毎の遅延を有するＬ（１パイロットシンボル
内のチップ数×Ｍ）個の信号成分に分離する。そして、
時間多重されたパイロットシンボルを用いて分離された
信号成分毎にチャネル推定し、位相補償を行う。遅延回
路８はチャネル推定部７のチャネル推定値ξ’_l（ｎ）
と信号ｙ₁（ｎ；ｍ）とを同相にする役割を果たす。

【００２６】また、各信号成分毎の平均受信電力を測定
して遅延プロファイルを生成し、得られた遅延プロファ
イルに対して、２段階の閾値判定を行うことによりレイ
ク合成に有効な熱雑音比を有するマルチパスを選択す
る。

【００２７】そして、選択されたマルチパスを最大比合
成する。

【００２８】いま、送信データのフォーマットが図１で
あると仮定し、１パイロットシンボルブロック１は位相
が既知のパイロットシンボルＮｐ個で構成され、データ
シンボルブロック２はデータシンボルＮｓ個で構成され
ているものとする。

【００２９】１フレームのｎ番目のスロットのｍ番目の
シンボルについて、ｌパス目の逆拡散後の信号をｙ
_l（ｎ；ｍ）とし、ｎ番目のパイロットシンボルブロッ
ク１におけるチャネル推定値ξ’_l（ｎ）を下記の
（１）式に基づいて求める。

【００３０】

【数１】

【００３１】そして、ｎ番目のスロットについてその前
後Ｋ個のパイロットシンボルブロックについてのチャネ
ル推定値ξ’_lに重み付けをして平均化し、ｎ番目のス
ロットのチャネル推定値ξ_l（ｎ）を下記の（２）式に
基づいて求める。

【００３２】

【数２】

【００３３】ここで、α_(i)は平均化の重み付け係数を
示す。

【００３４】このチャネル推定値ξ_l（ｎ）を用いてｎ
番目のスロットの情報シンボル区間のチャネル変動を補
償する。

【００３５】説明の便宜のため、この補償直後の信号Ｙ
_l（ｎ；ｍ）を下記の（３）式で定義する。

【００３６】

【数３】

【００３７】ここで、符号＊は複素共役を示す。

【００３８】一般的には、この補償直後の信号Ｙ
_l（ｎ；ｍ）はその後にレイク合成されてデータ復調さ
れる。その復調データの信号推定値ｄ（ｎ；ｍ）は下記
の（４）式で表される。

【００３９】

【数４】

【００４０】ここで、符号Ｌはレイク合成回路のブラン
チ数を示し、ｓｇｎ[ ]は[ ]内の式の符号（＋又は−）
を示す。

【００４１】すなわち、従来のレイク合成回路では、図
３に示すように、各レイクフィンガー回路６_lは遅延回
路８の信号とチャネル推定部７の信号とを乗算回路５０
で（３）式に基づいて乗算して、補償直後の信号Ｙ
_l（ｎ；ｍ）を乗算回路５０から出力する。

【００４２】この従来のレイク合成回路では、その補償
直後の信号Ｙ_l（ｎ；ｍ）はそれぞれ信号電力決定部９
に入力される。

【００４３】信号電力決定部９は、補償直後の信号Ｙ_l
（ｎ；ｍ）に基づいて各パスからの信号（各レイクフィ
ンガー回路６_lからの信号）Ｙ_l（ｎ；ｍ）によって受信
信号電力Ｓ（ｌ）を計算する。すなわち、Ｉ相チャネル
ビット値の２乗とＱ相チャネルビット値の２乗との和を
求める。

【００４４】そして、次に、遅延プロファイルの信号成
分における最小受信信号電力Ｓ_minと最大受信信号電力
Ｓ_maxとを検出する。最小受信信号電力Ｓ_minに対して
は、他チャンネル干渉や熱雑音のみのサンプル点を合成
しないように閾値Δ_noise（ｄＢ）を設定する。また、
最大受信信号電力Ｓ_maxに対しては、レイク合成に有効
な熱雑音比を有するマルチパスを選択するための閾値Δ
_Rake（ｄＢ）を設定する。

【００４５】この閾値Δ_noise（ｄＢ）、Δ_Rake（ｄ
Ｂ）はそれぞれ２段階パス選択部１０に入力されてい
る。２段階パス選択部１０は、サンプリングによる全検
出信号のうち、受信信号電力Ｓ（ｌ）が下記の（５）式
の条件を満たす信号成分のみを選択するように、最大レ
イク合成部１１を判別する。

【００４６】

【数５】

【００４７】ところが、この従来の２段階パス選択方法
では、フェージングによるチャネルの速い変動に対し
て、式（２）で得られたチャネル推定値ξ_l（ｎ）の推
定精度が十分ではないため、式（３）に基づき得られた
補償直後の信号Ｙ_l（ｎ；ｍ）がフェージングに対して
十分に補償されず、信号の電力のみを判定材料としてパ
スを選択するのみであるので、選択された信号が最大比
レイク合成部１１でレイク合成されて復調データ（復調
信号）として出力されることになる。

【００４８】なるほど、フェージングの歪み補償が十分
されていないデータシンボルでは雑音が支配的である場
合、パスの選択において、熱雑音比で判定することにす
れば、このデータシンボルに対応するパスは合成されな
いはずである。

【００４９】しかしながら、式（５）に基づく判定は、
厳密な意味で熱雑音比による判定とはいえないのであ
る。すなわち、従来の熱雑音比判定法では、受信信号電
力Ｓ（ｌ）が一番低いパスは雑音が支配的であると仮定
し、データシンボルの電力が閾値Δ_noise（ｄＢ）を加
えたこの最小電力Ｓ_minよりも低い場合に、対応するパ
スでは雑音が支配的であると判断して、レイク合成をし
ないことになる。逆に、データシンボルの電力が閾値Δ
_noise（ｄＢ）を加えたこの最小電力Ｓ_minよりも高い場
合には対応するパスでは信号が支配的であると判断し、
しかも、Ｓ_max＋Δ_R _akeよりも大きいときには、レイク
合成を行うことになる。

【００５０】この場合、受信特性のビット誤り率のみに
着目すると、式（５）を用いての判定は、パスの熱雑音
比判定の近似になる。つまり、熱雑音比が低い領域で
は、雑音が大きい電力を持つ確率が高いので、式（５）
による判定は意味を持たなくなり、フェージング歪みが
十分に補償されなかったデータシンボルでは、熱雑音比
が低くなる可能性が高いため、特に問題となる。

【００５１】本発明は、上記の事情に鑑みて為されたも
ので、その目的とするところは、より厳密なパス選択を
行うことのできるＤＳ−ＣＤＭＡ方式のレイク受信装置
を提供することにある。

【００５２】

【課題を解決するための手段】請求項１に記載のＤＳ−
ＣＤＭＡ方式のレイク受信装置は、パイロットシンボル
が一定周期で情報シンボル中に挿入された受信信号フレ
ームについてチャネル推定補償を行うレイクフィンガー
回路と、前記受信信号の位相に基づきチャネル推定が不
可能な受信信号を削除しかつチャネル推定が可能な受信
信号を通過させるチャネル推定不可シンボル削除部と、
前記レイクフィンガー回路によりチャネル推定補償され
た補償信号と前記チャネル推定不可シンボル削除部を通
過した受信信号とに基づき受信信号電力を演算する信号
電力決定部と、各パスの受信信号電力に対する最小受信
電力に関する閾値と最大受信電力に関する閾値とに基づ
きパスを選択するパス選択部と、該パス選択部の選択指
令に基づいて選択された受信信号フレームを合成する最
大比レイク合成部とを備えたことを特徴とする。

【００５３】請求項２に記載のＤＳ−ＣＤＭＡ方式のレ
イク受信装置は、前記チャネル推定不可シンボル削除部
が全てのパスについて該チャネル推定不可シンボル削除
部に入力された受信信号を削除したときに、該チャネル
推定不可シンボル削除部に入力される前の受信信号をバ
イパスして前記信号電力決定部に入力させるバイパス手
段が設けられていることを特徴とする。

【００５４】請求項３に記載のＤＳ−ＣＤＭＡ方式のレ
イク受信装置は、前記チャネル推定不可シンボル削除部
が、受信信号シンボルの位相が所定のシンボル位相の閾
値を超える場合にその受信信号シンボルを削除し、か
つ、受信信号シンボルの位相がシンボル位相の閾値を超
えない場合にはその受信信号シンボルを通過させること
を特徴とする。

【００５５】請求項４に記載のＤＳ−ＣＤＭＡ方式のレ
イク受信装置は、前記チャネル推定不可シンボル削除部
が、前記受信信号シンボル近傍の所定個数のシンボルの
平均位相とシステムの閾値パラメータとを用いて、前記
受信信号シンボルに対する位相の閾値を動的に決定する
位相の閾値決定手段を備えることを特徴とする。

【００５６】

【発明の実施の形態】まず、チャネル推定法の有効範囲
を決定する。ここで、例えば、チャネル推定法の有効範
囲（チャネル推定法で対応可能な最大フェージング周波
数）をｆ^fa ^d _fmaxとする。受信信号のデータシンボルの
Ｉ／Ｑチャネルビットの位相はチャネルのフェージング
の影響で変動するので、チャネル推定、チャネル補償に
よりこの変動を補償する。チャネルの最大ドップラー周
波数ｆ_Dがｆ^fad _fmax以上の場合、チャネル推定精度が劣
化してチャネルの補償が困難になる。このため、十分な
精度が得られなくなる位相変動の範囲に対応する閾値を
設定する。

【００５７】図２、図４を参照しつつ閾値について説明
する。

【００５８】その図４（ａ）は図２（ａ）、（ｂ）に示
すパス１のある時刻Ｔ１における受信信号ｙ_l（ｎ；
ｍ）の受信ベクトルＺ１を示し、図４（ｂ）は図２
（ａ）、（ｂ）に示すパス１のある時刻Ｔ２における受
信信号ｙ_l（ｎ；ｍ）の受信ベクトルＺ１を示し、図４
（ｃ）は図２（ｃ）、（ｄ）に示すパス２のある時刻Ｔ
１における受信信号ｙ_l（ｎ；ｍ）の受信ベクトルＺ１
を示し、図４（ｄ）は図２（ｃ）、（ｄ）に示すパス２
のある時刻Ｔ２における受信信号ｙ_l（ｎ；ｍ）の受信
ベクトルＺ１を示しており、θ’は位相を示し、縦軸は
Ｑ相チャネルビットの振幅、横軸はＩ相チャネルビット
の振幅、θｔｒｅｓ１、θｔｒｅｓ２はチャネル推定で
きる位相角範囲を示し、４５度の中心線θｃｅｎｔは送
信データの本来の位相角を示している。また、θｔｒｅ
ｓは位相の閾値を示している。

【００５９】例えば、時刻Ｔ１においては、パス１を見
ると、Ｑチャンネルビット５の変動が大きいために、受
信信号ｙ₁（ｎ；ｍ）をベクトル表現した受信ベクトル
Ｚ１の絶対値は大きいがチャネル推定できる範囲外とな
ってチャネル推定を行うことができず（図４（ａ）参
照）、受信ベクトルＺ１の絶対値は小さいがチャネル推
定可能な範囲内に受信ベクトルＺ１があるパス２を用い
てレイク合成を行うことが望ましい（図４（ｃ）参
照）。

【００６０】一方、時刻Ｔ２においては、パス２を見る
と、受信ベクトルＺ１はチャネル推定できる範囲内にあ
るが絶対値が小さいために熱雑音比が劣化し（図４
（ｄ）参照）、このような場合には、受信ベクトルＺ１
の絶対値が大きくてかつチャネル推定可能な範囲内に受
信ベクトルＺ１があるパス１を用いてチャネル推定を行
うのが望ましい（図４（ｂ）参照）。

【００６１】本発明に係わるレイク受信装置はこの位相
による処理を行うものである。

【００６２】この閾値θｒｅｓは所定時間毎のチャネル
推定が可能なデータシンボルの位相変化量の許容値であ
る。

【００６３】レイクフィンガー回路では、チャネルの推
定及び補償とパスの選択のための電力決定とを、受信信
号を分岐させて独立に処理する。

【００６４】電力決定のための信号処理では、データシ
ンボル毎にＩ／Ｑチャネルビットの位相の変化を計算
し、この処理で決定した位相の変化量を閾値θ_tresと比
較する。その位相の変化量は、ある時間のデータシンボ
ルの位相を一定時間前のある時間範囲の平均位相と比較
することによって決める。

【００６５】パス選択処理の前処理として、位相の変化
量が閾値θ_tres以下の場合には、そのままデータシンボ
ルを信号電力決定部９に送る。位相の変化量が閾値θ
_tres以上の場合には、信号電力決定部９に送るデータシ
ンボルを削除する。

【００６６】この処理と並列して、受信信号ｙ_l（ｎ；
ｍ）をそのまま遅延し、チャネル推定及びフェージング
歪補償を行い、電力決定部９に送る処理も行う。従っ
て、電力決定部９はシンボル毎に２つのルート信号につ
いて電力計算を行う。ルート１では、受信信号ｙ
_l（ｎ；ｍ）はチャネル推定不可シンボル削除部２４
（図５参照）を通り、その後、チャネルのフェージング
歪補償を受ける。ルート２では、ルート１のチャネル推
定不可シンボル削除部２４と同じ遅延を受け、そのまま
チャネルのフェージング歪補償を受ける。ルート選択部
５１ではルート１の信号によって全パスが削除されたか
否かを判定し、１つ以上のパスが残された場合、ルート
１の電力によって後述するパス選択処理を行う。全ての
パスが削除された場合、ルート２の電力によってパス選
択処理を行う。

【００６７】次に、各レイクフィンガー回路で決定され
た電力を用いて２段階閾値判定するため、熱雑音比に基
づく閾値によってレイク合成を行うためのパスを選択す
る。選択したパスに対応するレイクフィンガー回路で
は、信号電力決定部９と独立して処理され、チャネル推
定及び補償をされた信号は最大比レイク合成回路１１に
入力され、最大比合成される。

【００６８】図５は本発明に係わるレイク受信装置のブ
ロック回路図であって、受信された拡散信号は、マッチ
ドフィルタＣｏｒを通じて逆拡散され、この逆拡散信号
ｙ_l（ｎ；ｍ）のフォーマットは図１と同様のフォーマ
ットとされる。このフォーマットの逆拡散信号ｙ
_l（ｎ；ｍ）は２系統に分岐され、その一方の系統の逆
拡散信号ｙ_l（ｎ；ｍ）はシンボル調整パス電力決定ブ
ロック部２２に入力され、その他方の系統の逆拡散信号
ｙ_l（ｎ；ｍ）はチャネル推定フェージング歪み補償ブ
ロック部２３に入力される。

【００６９】チャネル推定フェージング歪補償ブロック
部２３のチャネル推定部７、遅延回路８、乗算回路５０
の構成は図３に示す従来のものと同じである。

【００７０】そのシンボル調整パス電力決定ブロック部
２２の出力はルート選択部５１を通って２段階パス選択
部１０に入力される。チャネル推定フェージング歪み補
償ブロック部２３の出力は最大レイク合成部１１に入力
される。最大比レイク合成部１１では選択されたパスが
最大合成される。

【００７１】２段階パス選択部１０、最大比レイク合成
部１１の構成も図３に示す従来のものと同じである。

【００７２】シンボル調整パス電力決定ブロック部２２
は、チャネル推定不可シンボル削除部２４を有する。こ
のチャネル推定不可シンボル削除部２４は、図６に詳細
に示すように、位相の閾値決定ブロック部２６、位相計
算ブロック部２７、遅延回路ブロック部２８を有する。
シンボル調整パス電力決定ブロック部２２に入力された
逆拡散信号ｙ_l（ｎ；ｍ）は３系統に分岐されて、それ
ぞれ位相の閾値決定ブロック部２６、位相計算ブロック
部２７、遅延回路ブロック部２８に入力される。

【００７３】位相の閾値決定ブロック部２６はチャネル
推定に使用可能な信号の位相変化の範囲に関する閾値θ
_tresをダイナミックに決定する。その位相の閾値決定ブ
ロック部２６の計算データは判定ブロック部２９にその
まま入力される。

【００７４】位相計算ブロック部２７は、データシンボ
ル毎にＩ／Ｑチャネルビットの位相変化θを計算して、
その結果が遅延回路ブロック部３０を介して判定ブロッ
ク部２９に入力される。

【００７５】図７はその位相の閾値決定ブロック部２６
の詳細構成を示し、この位相の閾値決定ブロック部２６
は一対の絶対値回路ブロック部３０、複素数変換部３
１、タップド・ディレイライン（Tapped-Delay-Line）
３２、加算回路３３、平均位相計算ブロック部３４、係
数乗算ブロック部３５を有する。絶対値回路ブロック部
３０は逆拡散信号ｙ_l（ｎ；ｍ）の成分の絶対値を取得
し、複素数変換部３１はその一対の絶対値回路ブロック
部３０からの出力を複素変換した出力をタップド・ディ
レイライン３２に出力する。タップド・ディレイライン
３２の遅延フリップフロップＤの個数はパイロットシン
ボルブロックのパイロットシンボル１の個数Ｎｐと同じ
である。

【００７６】タップド・ディレイライン３２の各遅延出
力は加算回路３３で加算され、その加算回路３３の加算
出力は位相計算ブロック部３４に入力され、位相計算ブ
ロック部３４の計算データは係数乗算ブロック部３５に
入力され、その計算データに係数Ｔが乗算されて、閾値
θ_tresが決定される。この係数Ｔはチャネル推定法の理
論分析を行うことによって、又はシミュレーションを行
うことによって決定できる。

【００７７】判定ブロック部２９は閾値θ_tresと位相計
算ブロック部２７により得られた位相変化θとを比較し
て閾値θ_tresよりも位相変化θが大きいときは判定出力
「０」を設定し、閾値θ_tresよりも位相変化θが小さい
ときは判定出力「１」を設定する。この判定ブロック部
２９は入力ブランチ切り換え回路ブロック部３６に切り
換え信号を出力する。

【００７８】遅延回路ブロック部２８は、逆拡散信号ｙ
_l（ｎ；ｍ）に遅延を加える。判定ブロック部２９の出
力が「１」のとき、入力ブランチ切り換え回路ブロック
３６は、スイッチ３６ａが端子３６ｂにつながり、遅延
回路ブロック部２８からの遅延された逆拡散信号ｙ
_l（ｎ；ｍ）を出力する（即ち、入力ブランチ切り換え
回路ブロック３６の出力をｙ’_l（ｎ；ｍ）と定義する
と、ｙ’_l（ｎ；ｍ）＝ｙ_l（ｎ；ｍ））。判定ブロック
部２９の出力が「０」のとき、入力ブランチ切り換え回
路ブロック３６は、スイッチ３６ａが端子３６ｃにつな
がる。ここで、端子３６ｃは入力信号が「０」であり、
即ち、無信号状態であり、従って、入力ブランチ切り換
え回路ブロック３６の出力は０である。

【００７９】従って、位相変化θが閾値θｔｒｅｓ以下
の受信信号ｙ’_l（ｎ；ｍ）がチャネル推定不可シンボ
ル削除部２４から出力される。このチャネル推定不可シ
ンボル削除部２４から出力された受信信号ｙ’_l（ｎ；
ｍ）は乗算回路３８ａに入力される。乗算回路３８ａに
はチャネル推定値ξ^* _lが入力されており、乗算回路３８
ａはチャネル推定値の複素共役数ξ^* _lと受信信号ｙ’_l
（ｎ；ｍ）とを乗算する。

【００８０】この処理と並行して、もう一つのルートで
は、受信信号ｙ_l（ｎ；ｍ）が遅延回路３７を通って乗
算回路３８ｂに入力される。乗算回路３８ｂはチャネル
推定値の複素共役数ξ^* _lと受信信号ｙ_l（ｎ；ｍ）とを
乗算する。

【００８１】その乗算回路３８ａ、３８ｂは補償直後の
信号Ｙ_l’（ｎ；ｍ）｛≡ｙｌ’（ｎ；ｍ）ξ
^* _l（ｎ）｝、Ｙ_l（ｎ；ｍ）をそれぞれ出力する。

【００８２】すなわち、チャネル推定部７のチャネル推
定値ξ_l（ｎ）を用いて、チャネル推定不可シンボル削
除部２４の出力と遅延回路３７を通った受信信号ｙ
_l（ｎ；ｍ）とに対してそれぞれフェージング歪みの補
償を行う。

【００８３】信号電力決定部９は乗算回路３８ａ、３８
ｂからの出力の電力をそれぞれ演算し、ルート選択部５
１に出力する。ルート選択部５１が全レイクフィンガー
の乗算回路３８ａからの出力の電力Ｐ_l’（ｎ；ｍ）を
チェックする。１つ以上の電力Ｐ_l’（ｎ；ｍ）が有効
となる時に、全レイクフィンガーの電力Ｐ_l’（ｎ；
ｍ）をそのまま２段階パス選択部１０に渡す。全レイク
フィンガーの電力Ｐ_l’（ｎ；ｍ）が無効となる時に、
乗算回路３８ｂから入力された信号の電力Ｐ_l（ｎ；
ｍ）をそのまま２段階パス選択部１０に渡す。

【００８４】パス選択部１０は最小受信電力に関する閾
値△_noiseと最大受信電力に関する閾値△_Rakeとを設定
してこれらの閾値に基づきパスを選択する。最大比レイ
ク合成部１１はパス選択部１０の選択指令に基づいて選
択された受信信号フレームを合成する。

【００８５】ルート選択部５１は、チャネル推定不可シ
ンボル削除部２４が全てのパスについてチャネル推定不
可シンボル削除部２４に入力された受信信号ｙ_l（ｎ；
ｍ）を削除したか否かを判定してルート１かルート２か
を選択する。全てのパスのシンボルが削除されていなけ
ればルート１が選択され、全てのパスのシンボルが削除
されていればルート２が選択される。その選択された信
号の電力に基づきパス選択部１０でパスを選択する。

【００８６】次に、図８に示すフローチャートを参照し
つつ本発明のレイク受信装置の作用を説明する。

【００８７】このレイク受信装置では、拡散信号のチッ
プが受信されると、相関器Ｃｏｒにより逆拡散と遅延プ
ロファイルの決定とを行う（Ｓ．１）。この後、信号処
理はルート（ａ）、ルート（ｂ）、ルート（ｃ）に分岐
する。ルート（ａ）では、チャネル推定不可シンボル削
除部２４は絶対同期検波で補償できないシンボルの見積
もりとを削除とを行う（Ｓ．２）。これと並行して、シ
ンボル調整パス電力決定ブロック部２２は乗算回路３８
ｂによりチャネル推定と絶対同期検波とを行う（Ｓ．
３）。また、これと並行して、乗算回路５０はチャネル
推定と絶対同期検波とを行う（Ｓ．４）。チャネル推定
不可シンボル削除部２４の出力は乗算回路３８ａに入力
されてチャネル推定と絶対同期検波とが行われる（Ｓ．
５）。信号電力決定部９はルート１を経由して入力され
た各パスからの信号に基づき、各パスからの信号の電力
Ｐ’_l（ｎ；ｍ）を計算する（Ｓ．６）。ルート選択部
５１はその電力を２段階パス選択部１０に出力する。２
段階パス選択部１０はその電力Ｐ’_l（ｎ；ｍ）に基づ
き最小受信信号電力Ｓｍｉｎと最大受信信号電力Ｓｍａ
ｘを算出し（Ｓ．７）、閾値△_noise、△_Rakeを設定す
る（Ｓ．８）。

【００８８】同時に、信号電力決定部９はルート２を経
由して入力された各パスからの信号に基づき、各パスか
らの信号の電力Ｐ_l（ｎ；ｍ）を計算する（Ｓ．９）。
電力Ｐ_l’（ｎ；ｍ）と電力Ｐ_l（ｎ；ｍ）が共にルート
選択部５１に入力され、ルート選択部５１はステップ
Ｓ．６の電力Ｐ_l’（ｎ；ｍ）に基づいて１つ以上のパ
スが有効であるか否かを判断し（Ｓ．１２）、１つ以上
のパスが有効なときには、電力Ｐ_l’（ｎ；ｍ）を２段
階パス選択部１０に出力する。有効なパスが１つもない
ときには、電力Ｐ_l（ｎ；ｍ）を２段階パス選択部１０
に出力する。２段階パス選択部１０はその電力Ｐ_l’
（ｎ；ｍ）か電力Ｐ_l（ｎ；ｍ）に基づき最小受信電力
Ｓminと最大受信電力Ｓmaxとを算出し（Ｓ．７又はＳ．
１０）、閾値△ _noise、△_Rakeを設定する（Ｓ８又は
Ｓ．１１）。

【００８９】次に、２段階パス選択部１０は、Ｓ．８か
Ｓ．１１のステップで設定された閾値によって２段階パ
スを選択し（Ｓ．１３又はＳ．１４）、選択されたパス
に対する最大比レイクを合成し、復調データを出力する
（Ｓ．１５）。

【００９０】図９は本発明に係わるレイク受信装置と従
来のレイク受信装置との誤り率特性をシミュレーション
により求めて比較した結果を示している。図９におい
て、符号ＡＤＪはシンボルアドジャストメントを意味
し、チャネル推定不可シンボル削除部２４で実現され
る。また、その図９において、黒丸印はシンボルアドジ
ャストメントを行ったこと、すなわち、本発明に係わる
レイク受信装置による誤り率特性を示し、白丸印はシン
ボルアドジャストメントを行なわなかったこと、すなわ
ち、従来のレイク受信装置による誤り率特性を示す。

【００９１】ここでは、無線伝搬モデルは６パスＦＰＬ
ＭＴＳ／VehicularＡ・Ｂであるが、フェージングパラ
メータとしてドップラー周波数は１４８．１４８Ｈｚ
（Ｖehicularの速度８０．０Ｋｍ／ｈに相当）とした。

【００９２】このドップラー周波数は１４８．１４８Ｈ
ｚでは、チャネル推定法では、対応可能な最大周波数ｆ
^fad _fmaxを越えるため、従来のレイク受信装置では本発
明のレイク受信装置よりも大きなビット誤り率の劣化が
大きい。

【００９３】このシミュレーションの結果から明らかな
ように、所要のＥｂ／Ｎｏ特性は、表１に示す通りであ
る。

【００９４】なお、受信装置はいずれも４フィンガーレ
イク合成回路を備えているものとした。

【００９５】

【表１】

【００９６】すなわち、ＢＥＲ＝１０^-3になる場合の所
要のＥｂ／Ｎｏは、従来のレイク受信装置に較べて１．
４２ｄＢ改善されている。

【００９７】また、シミュレーションに関するパラメー
タは表２に示す通りである。

【００９８】

【表２】

【００９９】

【発明の効果】本発明は、チャネル推定が正しくできた
かどうかをデータシンボルの位相によって判断し、チャ
ネル推定が不可能、即ち、フェージングの歪みの補償が
十分行われていないシンボルを削除するようにしたの
で、より厳密にパスの選択を行うことができるという効
果を奏し、ひいては、良好なレイクダイバーシチ効果が
得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】情報の時系列中に挿入されたパイロットシン
ボルブロックを説明するための図である。

【図２】受信データの一例を説明するための説明図で
あって、（ａ）はパス１を通って得られた受信データの
Ｉチャンネルビットの時系列信号を示す図、（ｂ）はパ
ス１を通って得られた受信データのＱチャンネルビット
の時系列信号を示す図、（ｃ）はパス２を通って得られ
た受信データのＩチャンネルビットの時系列信号を示す
図、（ｄ）はパス２を通って得られた受信データのＱチ
ャンネルビットの時系列信号を示す図である。

【図３】従来のレイク受信装置の概略構成を示す図で
ある。

【図４】パス１、パス２を経由して得られた受信信号
の時刻Ｔ１、Ｔ２における受信ベクトルの説明図であっ
て、（ａ）はパス１の受信信号の時刻Ｔ１における受信
ベクトルを示す図であり、（ｂ）はパス１の受信信号の
時刻Ｔ２における受信ベクトルを示す図であり、（ｃ）
はパス２の受信信号の時刻Ｔ１における受信ベクトルを
示す図であり、（ｄ）はパス２の受信信号の時刻Ｔ２に
おける受信ベクトルを示す図である。

【図５】本発明のレイク受信装置の概略構成を示す図
である。

【図６】図５に示すチャネル推定不可シンボル削除部
の概略構成を示す図である。

【図７】図６に示す平均位相ブロック部の詳細構成を
示す図である。

【図８】本発明の受信装置の作用を説明するための信
号処理図である。

【図９】本発明に係わるレイク受信装置と従来のレイ
ク受信装置との誤り率特性をシミュレーションにより求
めて比較した結果を示す図である。

【符号の説明】

６_lレイクフィンガー回路９信号電力決定部１０パス選択部１１最大比レイク合成部２４チャネル推定不可シンボル削除部Ｐ_l’（ｎ；ｍ）受信信号電力ｙ_l（ｎ；ｍ）受信信号

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】パイロットシンボルが一定周期で情報シ
ンボル中に挿入された受信信号フレームについてチャネ
ル推定補償を行うレイクフィンガー回路と、前記受信信
号の位相に基づきチャネル推定が不可能な受信信号を削
除しかつチャネル推定が可能な受信信号を通過させるチ
ャネル推定不可シンボル削除部と、前記レイクフィンガ
ー回路によりチャネル推定補償された補償信号と前記チ
ャネル推定不可シンボル削除部を通過した受信信号とに
基づき受信信号電力を演算する信号電力決定部と、各パ
スの受信信号電力に対する最小受信電力に関する閾値と
最大受信電力に関する閾値とに基づきパスを選択するパ
ス選択部と、該パス選択部の選択指令に基づいて選択さ
れた受信信号フレームを合成する最大比レイク合成部と
を備えたＤＳ−ＣＤＭＡ方式のレイク受信装置。
【請求項２】前記チャネル推定不可シンボル削除部が
全てのパスについて該チャネル推定不可シンボル削除部
に入力された受信信号を削除したときに、該チャネル推
定不可シンボル削除部に入力される前の受信信号をバイ
パスして前記信号電力決定部に入力させるバイパス手段
が設けられていることを特徴とする請求項１に記載のＤ
Ｓ−ＣＤＭＡ方式のレイク受信装置。
【請求項３】前記チャネル推定不可シンボル削除部
は、受信信号シンボルの位相が所定のシンボル位相の閾
値を超える場合にその受信信号シンボルを削除し、か
つ、受信信号シンボルの位相がシンボル位相の閾値を超
えない場合にはその受信信号シンボルを通過させること
を特徴とする請求項１に記載のＤＳ−ＣＤＭＡ方式のレ
イク受信装置。
【請求項４】前記チャネル推定不可シンボル削除部
は、前記受信信号シンボル近傍の所定個数のシンボルの
平均位相とシステムの閾値パラメータとを用いて、前記
受信信号シンボルに対する位相の閾値を動的に決定する
位相の閾値決定手段を備えることを特徴とする請求項１
に記載のＤＳ−ＣＤＭＡ方式のレイク受信装置。