JP2002042420A - 記録情報再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 従来の記録情報再生装置ではゼロクロスサン
プル値が０に収束するように可変係数フィルタのフィル
タ係数を更新するようにしているため、微分系の信号に
対応出来ず、また、収束が遅く、誤判別が多いという問
題があり、また、パーシャルレスポンス等化を行ってい
ないのでビタビ復号ができない。 【解決手段】 仮判別回路はパーシャルレスポンス等化
を前提とした仮判別（収束目標設定）をピークポイント
情報と状態遷移に基づいて行い、この仮判別値と減算器
から取り出される波形等化後再生信号との差分値をエラ
ー信号として乗算器・ＬＰＦに供給して、エラー信号が
０になるように制御することで、明確な値に向かって装
置の動作を収束させることができ、隣接トラックからの
再生信号に基づく擬似クロストーク信号が出力され、再
生トラックからの再生信号に減算される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は記録情報再生装置に
係り、特に光ディスクの記録情報信号を再生する記録情
報再生装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より、高密度記録された光ディスク
の隣接する３つの記録トラックから別々のビームにより
再生した信号に基づいて、クロストーク除去を行うと共
に中央のトラックからＳ／Ｎ比の良好な再生信号を得る
ようにした、３ビーム法による記録情報再生装置が種々
提案されているが、クロストーク除去のためのプリアン
ブル信号を予め記録しておくことなく、再生信号のクロ
ストーク除去を行うようにして記録容量を向上した３ビ
ーム法による記録情報再生装置が知られている（特開平
９−３２０２００号公報）。

【０００３】従来の記録情報再生装置では、光ディスク
の任意の一の記録トラックから一のビームにより再生し
た第１の読取信号と、その一のトラックの両側に隣接す
る２本のトラックから別々のビームにより再生した２つ
の第２の読取信号とを、それぞれサンプリングして第１
及び第２のサンプル値系列に変換し、そのうち第２のサ
ンプル値系列から可変係数フィルタによりクロストーク
成分を求め、上記の第１のサンプル値系列からこのクロ
ストーク成分を減算器で減算し、更にゼロクロスサンプ
ル抽出手段により、この減算器の出力サンプル値系列中
からゼロクロスサンプル値を抽出して、このゼロクロス
サンプル値が０に収束するようにフィルタ係数演算手段
により上記の可変係数フィルタのフィルタ係数を更新す
ると共に、判定手段により減算器の出力サンプル値系列
から再生信号の判定を行う構成である。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかるに、上記の従来
の記録情報再生装置では、可変係数フィルタのフィルタ
係数の更新は、ＬＭＳ適応アルゴリズムを使用して誤差
信号が０になるようにしているが、上記の誤差信号は減
算器の出力サンプル値系列中から抽出したゼロクロスサ
ンプル値のみであり、収束が遅く、誤判別が多いという
問題がある。また、パーシャルレスポンス等化を行って
いないので、ビタビ復号ができず、益々高密度記録され
る傾向のある光ディスクから読み取ったＳ／Ｎの低い再
生信号のデータ復元を誤る可能性が高いという問題もあ
る。

【０００５】また、再生信号が光ディスクからＴＰＰ
（タンジェンシャルプッシュプル法）でよみだされた信
号や、ハードディスク及び磁気テープのように微分系の
特性を有する場合、図２に示すように、信号が０付近で
連続した値をとるので、ゼロクロス検出ではデータ変化
点を検出することが出来ない。つまり、クロストーク成
分の抽出が不可能であり、クロストーク除去は実現しな
かった。

【０００６】本発明は以上の点に鑑みなされたもので、
微分系の信号に対するクロストーク除去を実現し得る記
録情報再生装置を提供することを目的とする。また、本
発明の他の目的は、収束が速くしかも確実に記録媒体の
記録情報を再生し得る記録情報再生装置を提供すること
を目的とする。また、本発明の他の目的は、高密度記録
された記録媒体の記録情報をパーシャルレスポンス等化
を用いて正確に再生し得る記録情報再生装置を提供する
ことにある。また更に、本発明の他の目的は、簡単な構
成によりクロストーク除去を実現し得る記録情報再生装
置を提供することにある。更に、本発明の他の目的は、
微分系の特徴を有する信号を、ＰＲ（ａ，ｂ，−ｂ，−
ａ）に等化するために有効な再生装置を提供することに
ある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明は上述の問題点を
解決するために、記録媒体に記録されている再生すべき
任意の一の記録トラックから読み取った第１の再生信号
を復号する記録情報再生装置において、前記第１の再生
信号から、前記再生すべき任意の一の記録トラックに隣
接する少なくとも１つの記録トラックから読み取った第
２の再生信号を所定のフィルタリング特性を有するフィ
ルタで処理した信号を減算した信号を出力する第１の減
算手段と、前記第１の再生信号がピークか否かを検出し
てピークポイント情報を出力する検出手段と、前記ピー
クポイント情報と前記第１の減算手段の出力信号とを受
け、前記ピークポイント情報がピークを示すタイミング
における前記第１の減算手段からの出力信号と所定の値
との差分値をエラー信号として出力する第２の減算手段
と、前記エラー信号に基づき、前記フィルタのフィルタ
リング特性を前記エラー信号が最小になるように可変制
御する係数生成手段とを有することを特徴とする記録情
報再生装置を提供する。また、本発明は上述の問題点を
解決するために、記録媒体に記録されている再生すべき
任意の一の記録トラックから読み取った第１の再生信号
をトランスバーサルフィルタを用いてパーシャルレスポ
ンス等化した後に復号する記録情報再生装置において、
前記トランスバーサルフィルタの出力信号から、前記再
生すべき任意の一の記録トラックに隣接する少なくとも
１つの記録トラックから読み取った第２の再生信号を所
定のフィルタリング特性を有するフィルタで処理した信
号を減算して波形等化後の再生信号を出力する第１の減
算手段と、前記トランスバーサルフィルタの入力信号も
しくは出力信号がピークか否かを検出してピークポイン
ト情報を出力する検出手段と、前記ピークポイント情報
と前記波形等化後の再生信号とを受け、前記パーシャル
レスポンス等化の種類と前記再生信号のランレングス制
限符号の種類とにより定まる状態遷移に基づいて波形等
化信号の仮判別値を決定する仮判別手段と、前記仮判別
値と前記第１の減算手段からの出力信号との差分値をエ
ラー信号として出力する第２の減算手段と、前記エラー
信号に基づき、前記トランスバーサルフィルタのタップ
係数及び前記フィルタのフィルタリング特性を前記エラ
ー信号が最小になるように可変制御する係数生成手段と
を有することを特徴とする記録情報再生装置を提供す
る。さら、本発明は上述の問題点を解決するために、記
録媒体上の記録トラック群のうち、再生すべき任意の一
の記録トラックから読み取った第１の再生信号と前記再
生すべき任意の一の記録トラックに隣接する少なくとも
１つの記録情報トラックから読み取った第２の再生信号
とを得る読取手段と、前記第１の再生信号および前記第
２の再生信号をそれぞれ別々にディジタル信号に変換し
て第１のディジタル再生信号および第２のディジタル再
生信号を出力するＡ／Ｄ変換手段と、前記第１のディジ
タル再生信号に対して所望のビットレートでサンプリン
グしたディジタルデータをリサンプリング演算して生成
すると共に、ビットクロックを生成し、更に前記第１の
ディジタル再生信号のピークサンプリング点を検出して
ピークポイント情報を出力するリサンプリング演算位相
同期ループ回路と、前記リサンプリング演算位相同期ル
ープ回路の出力ディジタルデータを、第１のフィルタ係
数に基づいて波形等化する第１のトランスバーサルフィ
ルタと、前記ピークポイント情報を、各ビットサンプリ
ングタイミングにおいて所定時間遅延させる遅延回路
と、前記パーシャルレスポンス等化の種類を示すＰＲモ
ード信号と、前記再生信号のランレングス制限符号の種
類を示すＲＬＬモード信号と、前記遅延回路からの複数
の前記ピークポイント情報と、波形等化後の再生信号と
を入力として受け、前記ＰＲモード信号とＲＬＬモード
信号で定まる状態遷移と、前記複数のピークポイント情
報のパターンとに基づき、波形等化信号の仮判別値を算
出し、その仮判別値と前記波形等化後の再生信号との差
分値をエラー信号として出力する仮判別手段と、前記仮
判別手段の出力エラー信号に基づき、前記第１のフィル
タ係数を前記エラー信号が最小になるように可変制御す
る第１の係数生成手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段からの前
記第２のディジタル再生信号に対して前記リサンプリン
グ演算位相同期ループ回路の出力ビットクロックに基づ
いてリサンプリング演算して、サンプリング信号を出力
するリサンプリング手段と、前記サンプリング信号を、
第２のフィルタ係数に基づいて別々にフィルタリングし
て、前記再生すべき任意の一の記録トラックの少なくと
も1方に隣接する記録トラックの読取信号に対応した擬
似クロストーク信号を出力する第２のトランスバーサル
フィルタと、前記仮判別手段の出力エラー信号に基づ
き、前記第２のフィルタ係数を可変制御する第２の係数
生成手段と、前記第１のトランスバーサルフィルタの出
力信号から前記擬似クロストーク信号を減算して前記波
形等化後の再生信号を出力する減算回路とを有すること
を特徴とする記録情報再生装置を提供する。

【０００８】

【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面と共に説明する。図１は本発明になる記録情報再
生装置の第１の実施の形態のブロック図を示す。この実
施の形態では、記録媒体の一例としての光ディスクの隣
接する３本の記録トラック（以下単にトラックと記すこ
ともある）に対し、３つのビームスポットを別々に形成
する公知の３ビーム法を用いる。すなわち、図３に示す
ように、１回転当たり１本のトラックが形成されている
光ディスクの任意のトラックＴｉから記録情報信号を再
生するときは、再生専用の光ビームスポットＢ０をトラ
ックＴｉに形成し、トラックＴｉの両側に隣接するトラ
ックTi-1とTi+1のうち内周側トラックTi-1にはビームス
ポットＢ１を形成し、外周側トラックTi+1にはビームス
ポットＢ２を形成する。

【０００９】これら３つのビームスポットＢ０、Ｂ１、
Ｂ２は、中央のビームスポットＢ０を中心として、光デ
ィスクの回転方向上、ビームスポットＢ１が後方位置
（又は前方位置）に、ビームスポットＢ２が前方位置
（又は後方位置）に配置された状態を保ってトラッキン
グされることは周知の通りである。これら３つのビーム
スポットＢ０、Ｂ１、Ｂ２による反射光は、公知の光学
系を別々に通して読取信号に変換される。

【００１０】上記の読取信号のうち、中央の再生すべき
トラックＴｉの読取信号は、図１のＡ／Ｄ変換器１１に
供給され、内周側の隣接トラックTi-1の読取信号は、図
１のＡ／Ｄ変換器１２に供給され、外周側の隣接トラッ
クTi+1の読取信号は、図１のＡ／Ｄ変換器１３に供給さ
れる。Ａ／Ｄ変換器１１、１２、１３は入力された読取
信号を、マスタークロックでサンプリングしてディジタ
ル信号に変換して、次段のＡＧＣ・ＡＴＣ回路１４、１
５、１６に供給し、ここで振幅が一定に制御される自動
振幅制御（ＡＧＣ）及び２値コンパレートの閾値を適切
に直流（ＤＣ）制御する自動閾値制御（ＡＴＣ）させ
る。

【００１１】ＡＧＣ・ＡＴＣ回路１４の出力信号は、リ
サンプリングＤＰＬＬ１７に供給される。リサンプリン
グＤＰＬＬ１７は、自分自身のブロックの中でループが
完結しているディジタルＰＬＬ（位相同期ループ）回路
で、入力信号に対し所望のビットレートでサンプリング
したディジタルデータをリサンプリング（間引き補間）
演算して生成し、遅延調整器２０を通してトランスバー
サルフィルタ２１に供給する。また、リサンプリングＤ
ＰＬＬ１７は、リサンプリングデータのピークを検出し
ており、それにより得られるピークポイント情報を遅延
調整器２２を通して後述のタップ遅延回路３２に供給す
る。

【００１２】更に、リサンプリングＤＰＬＬ１７は、ビ
ットサンプリングのためのビットクロックＢＣＬＫを生
成すると共に、リサンプリング演算するための内分する
割合を示すパラメータＴ＿ratioを生成し、それらをリ
サンプリング回路１８及び１９にそれぞれ供給し、ここ
でＡＧＣ・ＡＴＣ回路１５及び１６よりのディジタル信
号をパラメータＴ＿ratioが示す割合でビットクロック
ＢＣＬＫでリサンプリング演算を行う。ビットクロック
ＢＣＬＫは、歯抜けクロック（Punctured Clock）であ
る。なお、前記ピークポイント情報はビットサンプリン
グのデータにおける、正または負のピークレベルをビッ
トクロック単位で示している。

【００１３】リサンプリング回路１８及び１９よりそれ
ぞれ取り出された信号は、遅延調整器２３、２４を通し
てトランスバーサルフィルタ２５、２６に供給される。
前記トランスバーサルフィルタ２１及び上記のトランス
バーサルフィルタ２５、２６は、それぞれ乗算器・低域
フィルタ（ＬＰＦ）２７、２８、２９よりフィルタ係数
（タップ係数）が入力されてそれに応じた特性のフィル
タリング処理を入力信号に対して行う。

【００１４】トランスバーサルフィルタ２１は、乗算器
・ＬＰＦ２７よりのタップ係数（フィルタ係数）に基づ
いて波形等化処理を行い、再生すべき所望のトラックか
らの読取信号の前後の信号との符号間干渉の影響を低減
する。このトランスバーサルフィルタ２１の出力波形等
化後読取信号は、後述の減算器３０及び３１を通して仮
判別回路３３に供給され、ここでタップ遅延回路３２よ
りの遅延信号と、パーシャルレスポンス（ＰＲ）の種類
を示すＰＲモード信号と、光ディスクに記録されている
信号のランレングス制限符号長（最小反転間隔や最大反
転間隔）を示すＲＬＬモード信号とが入力され、これら
に基づいて仮判別結果を出力する。

【００１５】この仮判別結果と仮判別回路３３の入力信
号（減算器３１の出力信号）とが減算器３４において減
算され、その差分値がエラー信号としてインバータ３５
で極性を反転された後、乗算器・ＬＰＦ２７に供給さ
れ、ここでトランスバーサルフィルタ２１のタップ出力
と乗算されて相関が検出され、ＬＰＦで積分される。乗
算器・ＬＰＦ２７の出力積分値は、上記のエラー信号の
値を０にする、トランスバーサルフィルタ２１のフィル
タ係数（タップ係数）としてトランスバーサルフィルタ
２１に入力される。

【００１６】上記のトランスバーサルフィルタ２１、乗
算器・ＬＰＦ２７、仮判別回路３３、タップ遅延回路３
２、減算器３４、インバータ３５よりなるフィードバッ
クループは、よく知られるＬＭＳアルゴリズムを基本と
しているが、仮判別回路３３は、本発明者が提案した回
路であり、パーシャルレスポンス等化を前提とした仮判
別（収束目標設定）を行う。

【００１７】ここで、パーシャルレスポンス（ＰＲ）特
性について説明するに、例えばＰＲ（ａ，ｂ，−ｂ，−
ａ）の特性を図４（Ａ）に示す孤立波に付与して等化す
ると、その等化波形はよく知られているように図４
（Ｂ）に示すようになる。更に、連続波では、この等化
波形は、−（ａ＋ｂ），−ａ，０，ａ，ａ＋ｂの５値を
とる。この５値をビタビ復号器に入力すると、元のデー
タ（入力値）とＰＲ等化後の再生信号（出力値）は、過
去の信号の拘束を受け、これと（１，Ｘ）ＲＬＬによっ
て入力信号の"１"は２回以上続かないことを利用する
と、図４（Ｃ）に示すような状態遷移図で表わすことが
できることが知られている。

【００１８】図４（Ｃ）において、Ｓ０〜Ｓ５は直前の
出力値により定まる状態を示す。この状態遷移図から例
えば状態Ｓ２にあるときは、入力値がａ＋２ｂのとき出
力値が１となって状態Ｓ３へ遷移し、入力値が２ｂのと
き出力値が１となって状態Ｓ４へ遷移するが、それ以外
の入力値は入力されないことが分かり、また、もし入力
されればそれはエラーであることが分かる。

【００１９】図４（Ｄ）は、信号のランレングス制限が
（２，Ｘ）である場合の状態遷移図を示しており、Ｓ５
からＳ１、及びＳ２からＳ４の遷移が無くなっているこ
とが分かる。

【００２０】図５は上記のＰＲ（ａ，ｂ，−ｂ，−ａ）
の特性と仮判別回路３３の出力する仮判定値との関係を
示す図である。同図において、一番上の行のＰＲモード
は、仮判別回路３３に入力される信号の値を示してお
り、一番左の列のＲＬＬモードは、仮判別回路３３に入
力される信号を示している。

【００２１】ＰＲモードの値はパーシャルレスポンス特
性がＰＲ（１，−１）、ＰＲ（１，１，−１，−１）、
ＰＲ（１，２，−２，−１）、ＰＲ（１，３，−３，−
１）、ＰＲ（２，３，−３，−２）及びＰＲ（３，４，
−４，−３）のいずれであるかを示す。特にＰＲ（１，
−１）は良く知られているＰＲ４（ＰａｒｔｉａｌＲｅ
ｓｐｏｎｓｅ ＣｌａｓｓIV）であり、ＰＲ（１，１，
−１，−１）は良く知られているＥＰＲ４（Ｅｘｔｅｎ
ｄｅｄ Ｐａｒｔｉａｌ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ Ｃｌａｓ
ｓIV）である。

【００２２】また、図５において、ＰＲ（１，−１）は
ＰＲ（ａ，ｂ，−ｂ，−ａ）のａ＝０、ｂ＝１の場合で
ある。更に、図５において、ゲインＧは絶対値の最大値
（ａ＋ｂ）を正規化するための乗算係数であり、Ａ／
（ａ＋ｂ）で表される（ただし、Ａは任意のレベル）

【００２３】減算器３１からの波形等化再生信号は、現
在時刻における信号Ｄ３として取り扱われる。一方、リ
サンプリング・ＤＰＬＬ１７からのピークポイント情報
が遅延調整２２を介してタップ遅延回路３２に供給さ
れ、そのタップ遅延出力が仮判別回路３３に入力され
る。仮判別回路３３は後述のアルゴリズムに従って、パ
ーシャルレスポンス等化を前提とした仮判別（収束目標
設定）を行う。

【００２４】次に、仮判別回路３３による動作につい
て、図６のフローチャート等と共に更に詳細に説明す
る。ここでは、簡単のため、信号のランレングス制限が
（２，Ｘ）である場合について説明する。ここで、上記
のピークポイント情報の値ＰＫが"１"であるときはピー
クを示しており、これは、図４（Ｃ）に示したＰＲ
（ａ，ｂ，−ｂ，−ａ）の状態遷移図では「ａ＋ｂ」又
は「−（ａ＋ｂ）」という値で表わされており、状態Ｓ
１→Ｓ２又は状態Ｓ４→Ｓ５へ遷移する過程において発
生する。

【００２５】この場合、図４（Ｃ）中、ピークの極性
は、サンプル点の極性で判別できる。しかも、あるピー
クから次のピークまでの間隔が分かれば、つまり状態Ｓ
２から状態Ｓ５に至るまで、又は状態Ｓ５から状態Ｓ２
に至るまでの遷移数がわかれば、経路が確定し、取り得
るべき値が各々のサンプル点に対して明確になる。

【００２６】また、上記の状態遷移図で「ａ＋ｂ」又は
「−（ａ＋ｂ）」以外の値、すなわちピークでないとき
は、上記のピークポイント情報の値ＰＫは"０"である。
この状態遷移図から、ピーク（ＰＫ＝１）は２つ連続し
て取り出されることはなく、（２，Ｘ）の場合は、隣接
するＰＫ＝１の間には最低２つの"０"が存在する。

【００２７】実際の信号では、ノイズ等の影響により、
ピーク自体の検出を誤ることも十分に予想されるが、フ
ィードバック制御の場合、正しい判定のできる確率が誤
る確率を上回っていれば、正しい方向に収束していくは
ずであり、また、十分な積分処理のため、単発のノイズ
は実用上問題ないと考えられる。

【００２８】以上の点に着目し、仮判別回路３３は、ま
ず、タップ遅延回路３２を介してビットクロックの周期
毎に入力されるピークポイント情報の値ＰＫを識別し、
連続する５クロック周期の５つの値がオール"０"である
かどうか（図６のステップ６１）、上記の５つの値のう
ちの最後の値のみが"１"かどうか（図６のステップ６
２）、上記の５つの値のうちの最初の値のみが"１"かど
うか（図６のステップ６３）、上記の５つの値のうちの
最初と最後の値が"１"で残りの３つの値は"０"かどうか
を判別する（図６のステップ６４）。

【００２９】これらのパターンは、着目するピークポイ
ント情報の値ＰＫの中央の値を"０"としたとき、前後両
側のピークポイント情報の値ＰＫがいずれも"０"である
場合であり、このときは信号波形０に張り付いている場
合であるので、これらのパターンのいずれかを満たすと
きは、 Ｑ＝０ （１） なる式により、仮判別値Ｑを算出する（図６のステップ
６５）。

【００３０】上記のパターンのいずれでもないときは、
連続する５クロック周期の５つのピークポイント情報の
値ＰＫが"０１０１０"、"０１００１"、"１００１
０"、"０００１０"及び"０１０００"のうちのいずれか
のパターンであるかどうか判別する（図６のステップ６
６、６９〜７２）。これら４つのパターンは、連続する
５つのピークポイント情報のうち中央値がピーク点を示
しておらず、かつ、中央値の前後に隣接する２つのピー
クポイント情報のいずれかがピーク点を示しているとき
である。

【００３１】上記の５つのパターンのどれかであるとき
は、 Ｐ＝ａ×Ｇ （２） なる式により、値Ｐを算出する（図６のステップ７
３）。ただし、（２）式及び後述の（３）式中、Ｇは図
５に示したゲイン、ａ、ｂはＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）に
おけるａとｂの値を示す。これらａ、ｂ及びＧの値は、
端子４３を介して入力されるＰＲモード信号、端子４４
を介して入力されるＲＬＬモード信号により求められる
既知の値である。

【００３２】なお、ステップ７２でピークポイント情報
の値ＰＫが上記以外と判定されたときは、 Ｐ＝（ａ＋ｂ）×Ｇ （２） なる式により、値Ｐを算出する（図６のステップ７
７）。例えば、連続する５つのピークＰＫの中央値が"
１"の場合などがこの場合に相当する。

【００３３】上記のステップ７３及び７７のいずれかで
値Ｐを算出すると、続いてＤ型フリップフロップ４７か
ら取り出される現在時刻の波形等化信号Ｄ３が０以上で
あるかどうか判別する（図６のステップ７４）。現在時
刻の波形等化信号Ｄ３が０以上であるときは最終仮判定
レベルＱをＰの値とし（図６のステップ７５）、負であ
るときは最終仮判定レベルＱを−Ｐの値とする（図６の
ステップ７６）

【００３４】以上の仮判別処理により得られた仮判定レ
ベルＱは、図１の減算器３４に供給されて現在時刻の波
形等化信号Ｄ３との差分をとられてエラー信号とされ、
ＩＮＶ３５を介して乗算器・ＬＰＦ２７へ出力され、こ
こで乗算されてから高域周波数成分が除去され、トラン
スバーサルフィルタ２１にタップ係数として出力され
る。このようにして、図３の減算器５２から取り出され
るエラー信号が０になるように、トランスバーサルフィ
ルタ２１のタップ係数が可変制御されることにより、ト
ランスバーサルフィルタ２１による波形等化を収束範囲
を拡大させて好適に行うことができる。

【００３５】このように、仮判別回路３３は、パーシャ
ルレスポンス等化の種類を示すＰＲモード信号と、再生
信号のランレングス制限符号の種類を示すＲＬＬモード
信号と、タップ遅延回路３２からの複数のピークポイン
ト情報と、減算器３１の出力波形等化後再生信号とを入
力として受け、ＰＲモード信号とＲＬＬモード信号で定
まる状態遷移と、複数のピークポイント情報のパターン
とに基づき、波形等化信号の仮判別レベルＱを算出す
る。この仮判定レベルＱは目標値として図１の減算器３
４に供給され、実際の信号である波形等化後再生信号と
の差がとられてエラー信号とされる。

【００３６】一方、図１のリサンプリング回路１８及び
１９よりそれぞれ取り出された信号は、遅延調整器２
３、２４により固定の遅延が与えられ、後述の擬似クロ
ストークとの時間合わせを粗く行われてトランスバーサ
ルフィルタ２５、２６に入力される。このトランスバー
サルフィルタ２５、２６にタップ係数（フィルタ係数）
を供給する乗算器・ＬＰＦ２８、２９は、前記減算器３
４から出力されるエラー信号が入力され、ここでトラン
スバーサルフィルタ２５、２６のタップ出力と乗算して
隣接トラック信号の相関を抽出し、更にその相関値をＬ
ＰＦで積分してトランスバーサルフィルタ２５、２６に
入力する。

【００３７】このようにして、トランスバーサルフィル
タ２５、２６のタップ係数（フィルタ係数）は、隣接ト
ラック信号の相関値に応じて更新され、トランスバーサ
ルフィルタ２５、２６からは内周側、外周側の各トラッ
クからの読取信号に対応した擬似クロストーク信号が取
り出される。これらのトランスバーサルフィルタ２５、
２６の出力擬似クロストーク信号は、トランスバーサル
フィルタ２１からの波形等化後の再生すべきトラックか
らの再生信号に、減算器３０、３１でそれぞれ減算され
る。これにより、減算器３１からは、トランスバーサル
フィルタ２１からの波形等化後の再生すべきトラックの
再生信号中のクロストークと相殺除去されて、Ｓ／Ｎの
良好な再生信号として出力される。この実施の形態は、
フィードバック処理であるため、安定な動作が実現でき
る。

【００３８】この実施の形態では、トランスバーサルフ
ィルタ２１を含む再生すべきトラックの再生信号の符号
間干渉除去ブロックと、トランスバーサルフィルタ２５
及び２６を含む隣接トラックからの再生信号に基づく擬
似クロストーク生成ブロックには、いずれも同一のエラ
ー信号を０にするべく各タップ係数（フィルタ係数）を
制御しているので、制御の衝突は発生しない。

【００３９】また、クロストーク成分がはっきり識別で
きるのは、所望トラックの再生信号が平坦のとき（反転
間隔が大きい状態）、つまり０付近で連続している状態
であり、従来のゼロクロス検出では正しい検出が出来な
いのに対し、この実施の形態では、値が０又はａ＋ｂと
いうような明確な値に向かって収束させると同時に、こ
れらの値からの誤差をエラー信号として隣接トラック信
号との相関をとり、クロストーク成分を抽出するように
しているので、正確、かつ、迅速な収束が可能である。
つまり、ゼロクロスやピークポイントだけでなく、パー
シャルレスポンス等化に対応したすべてのサンプリング
ポイントの情報からエラー信号を抽出できるということ
が特徴である。

【００４０】また、リサンプリングＤＰＬＬ１７を用い
る場合、Ａ／Ｄ変換器１１に用いられるサンプリングク
ロックはビットクロックに同期しておらず、それは隣接
トラックの再生信号のサンプリングクロックについても
同様である。一定の位相ずれは擬似クロストーク発生器
でも吸収できる（トランスバーサルフィルタ２５、２６
自体もリサンプリング演算器と見ることができる。）
が、周波数がずれている場合などでは、サンプリング時
間間隔が一定にならないため、従来の擬似クロストーク
発生器では対応できない。

【００４１】一方、この実施の形態では、リサンプリン
グＤＰＬＬ１７により生成した、リサンプリング演算時
の内分割合Ｔ＿ratio及びビットクロックＢＣＬＫを利
用し、リサンプリング器１８、１９で隣接トラックから
の再生信号のリサンプリング演算を行うようにしている
ため、周波数ずれに対応できる。また、位相について
は、後段の遅延調整器２３、２４により粗く合わせ、後
はトランスバーサルフィルタ２５及び２６を用いた擬似
クロストーク発生器に任せるようにしている。これによ
り、リサンプリングＤＰＬＬ１７を用いることができ
る。なお、遅延調整器２３、２４をリサンプリング器１
８、１９の後段に配置したのは、この方が遅延用フリッ
プフロップの段数を少なくできるからで、機能的にはリ
サンプリング器１８、１９の前段に配置してもよい。

【００４２】リサンプリングＤＰＬＬ１７は独立にＡＧ
Ｃ・ＡＴＣ回路１４とトランスバーサルフィルタ２１を
含む再生すべきトラックの再生信号の符号間干渉除去ブ
ロックとの間に挟まれ、かつ、自分自身のブロックの中
でループが完結しているため、確実な収束が期待でき
る。一方、リサンプリングＤＰＬＬ１７を用いない場合
は、外付けの電圧制御発振器（ＶＣＯ）が必要であり、
またＡ／Ｄ変換器でビットサンプリングが行われるた
め、Ａ／Ｄ変換器を含んだＰＬＬループが形成され、Ａ
／Ｄ変換器として高速なものが要求されるのでコストが
高くなる。

【００４３】また、リサンプリングＤＰＬＬ１７を用い
ない場合は、ＡＧＣ・ＡＴＣ回路を含んだＰＬＬループ
が形成されるため、各々が干渉し、適切な方向へ収束で
きない場合があり、更に、ＡＧＣループ、ＡＴＣルー
プ、ＰＬＬループをすべて外へ出し、アナログ回路で構
成することも考えられるが、電圧制御増幅器（ＶＣＡ）
の追加が必要で、またアナログ回路特有の経時変化・部
品ばらつきの悪影響を受ける。以上により、この実施の
形態のように、リサンプリングＤＰＬＬを用いる構成が
望ましいことが明らかであり、特に光ディスクでは記録
再生系が周波数特性において高域減衰特性を有するた
め、オーバーサンプリングに適している。

【００４４】次に、本発明の他の実施の形態について説
明する。図１０は本発明になる記録情報再生装置の第２
の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と同一
構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図
１０の第２の実施の形態は、Ａ／Ｄ変換器１１〜１３
と、ＡＧＣ・ＡＴＣ回路１４〜１６の間にディジタルの
プリイコライザ（ＰｒｅＥＱ）３７〜３９を用いた点に
特徴がある。

【００４５】図１１は本発明になる記録情報再生装置の
第３の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と
同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略す
る。図１３の第３の実施の形態は、Ａ／Ｄ変換器１１〜
１３の入力側にアナログのプリイコライザ（ＰｒｅＥ
Ｑ）４１〜４３を用いた点に特徴がある。

【００４６】図１２は本発明になる記録情報再生装置の
第４の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と
同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略す
る。図１２の第４の実施の形態は、仮判別にピークポイ
ント情報を用いず固定の閾値を用いて判別する仮判別回
路４５を設けた点に特徴がある。すなわち、減算器３１
から取り出された波形等化後の再生信号は、後段のビタ
ビ復号回路へ出力される一方、仮判別回路４５に供給さ
れ、ここで所定の閾値と比較されてピークポイントが検
出され、このピークの連続パターン系列から前述したア
ルゴリズムで仮判別を行う。

【００４７】この仮判別回路４５による仮判別結果と仮
判別回路４５の入力信号（減算器３１の出力信号）とが
減算器３４において減算され、その差分値がエラー信号
としてインバータ３５で極性を反転された後、乗算器・
ＬＰＦ２７に供給され、上記のエラー信号の値を０にす
る、トランスバーサルフィルタ２１のフィルタ係数（タ
ップ係数）とされてトランスバーサルフィルタ２１に入
力される。この実施の形態では、リサンプリングＤＰＬ
Ｌ１７からのピークポイント情報を用いないので、遅延
調整器２２及びタップ遅延回路３２が不要となる。

【００４８】図１３は本発明になる記録情報再生装置の
第５の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と
同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略す
る。図１３において、光ディスクに形成されたトラック
群中の隣接する３つのトラックのうち、中央の再生すべ
きトラックＴｉの読取信号は、電圧制御増幅器（ＶＣ
Ａ）４７に入力され、内周側の隣接トラックＴi-1の読
取信号はＶＣＡ４８に入力され、外周側の隣接トラック
Ｔi+1の読取信号は、ＶＣＡ４９に入力されてレベル及
びＤＣが制御される。

【００４９】ＶＣＡ４７、４８、４９の各出力読取信号
は、次段のＡ／Ｄ変換器５０、５１、５２に供給されて
マスタークロックでサンプリングされてディジタル信号
に変換され、次段の固定イコライザ（ＥＱ）５３、５
４、５５でイコライザ特性が付与された後、ＡＧＣ・Ａ
ＴＣ検出回路５６、５７、５８に供給され、ここで振幅
が一定に制御される自動振幅制御（ＡＧＣ）及び閾値を
適切に直流（ＤＣ）制御する自動閾値制御（ＡＴＣ）の
ための利得制御信号及びＤＣ制御信号が生成される。こ
の利得制御信号はＶＣＡ４７、４８、４９に供給され
て、その利得を可変制御する。これにより、この実施の
形態では、ＡＧＣとＡＴＣをアナログ回路と共に行うこ
とができる。

【００５０】図１４は本発明になる記録情報再生装置の
第６の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１及
び図１３と同一構成部分には同一符号を付し、その説明
を省略する。図１６において、光ディスクに形成された
トラック群中の隣接する３つのトラックのうち、中央の
再生すべきトラックＴｉの読取信号は、アナログのＡＧ
Ｃ・ＡＴＣ回路６１に入力され、内周側の隣接トラック
Ｔi-1の読取信号はアナログのＡＧＣ・ＡＴＣ回路６２
に入力され、外周側の隣接トラックＴi+1の読取信号
は、アナログのＡＧＣ・ＡＴＣ回路６３に入力されて、
それぞれ振幅が一定に制御される。

【００５１】ＡＧＣ・ＡＴＣ回路６１、６２、６３の各
出力読取信号は、次段のＡ／Ｄ変換器５０、５１、５２
に供給されてマスタークロックでサンプリングされてデ
ィジタル信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器５０の出力だけ
次段の固定イコライザ（ＥＱ）５３でイコライザ特性が
付与される。この実施の形態は、ＡＧＣとＡＴＣをアナ
ログ回路であるＡＧＣ・ＡＴＣ回路６１、６２、６３の
みで行うようにしたものである。

【００５２】図１５は本発明になる記録情報再生装置の
第７の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と
同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略す
る。図１５の第７の実施の形態は、ピークポイント情報
を減算器３１からビタビ復号器へ出力される波形等化後
再生信号から抽出するようにした点に特徴がある。

【００５３】すなわち、減算器３１から取り出された波
形等化後再生信号は、ピーク検出器６５に供給され、ピ
ークポイントが検出される。ピーク検出は、例えば隣接
するポイントとの関係で、その傾きの極性が反転したと
きに、一つ前のサンプリングポイントが存在するタイミ
ングを示す情報を、ピークポイント情報として出力す
る。ピーク検出器６５より取り出されたピークポイント
情報は、タップ遅延回路３２に入力される。これによ
り、図１と同様の仮判別アルゴリズムに従って、仮判別
結果が得られる。

【００５４】図１６は本発明になる記録情報再生装置の
第８の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と
同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略す
る。図１６に示す第８の実施の形態は、リサンプリング
ＤＰＬＬ１７、リサンプリング回路１８及び１９を用い
ないで、記録情報を再生するようにしたものである。す
なわち、ＡＧＣ・ＡＴＣ回路１４、１５、１６の各出力
ディジタル読取信号は、直接に遅延調整器２０、２３、
２４を通してトランスバーサルフィルタ２１、２５、２
６に供給される。

【００５５】減算器３１より取り出されたクロストーク
が除去され、かつ、波形等化された再生信号は、仮判別
回路３３に供給される一方、ピーク検出・位相比較器６
７に供給され、ここでピーク検出され、その検出ピーク
点の位相と電圧制御発振器（ＶＣＯ）６９よりのビット
クロックの位相とを位相比較して位相誤差信号として生
成される。この位相誤差信号は、ループフィルタ６８を
通してアナログ又はディジタルの電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）６９に制御電圧として印加され、その出力システム
クロック周波数を可変制御する。ＶＣＯ６９の出力シス
テムクロックはビットクロックの自然数倍の周波数であ
り、装置のクロックが必要な各ブロックに印加される。

【００５６】図１７は本発明になる記録情報再生装置の
第９の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１１
と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略す
る。図１９において、光ディスクに形成されたトラック
群中の隣接する３つのトラックのうち、中央の再生すべ
きトラックＴｉの読取信号は、アナログのＡＧＣ・ＡＴ
Ｃ回路７１に入力され、内周側の隣接トラックＴｉ−１
の読取信号はアナログのＡＧＣ・ＡＴＣ回路７２に入力
され、外周側の隣接トラックＴｉ＋１の読取信号は、ア
ナログのＡＧＣ・ＡＴＣ回路７３に入力されて、それぞ
れ振幅が一定に制御されると共に閾値を適切に制御され
る。

【００５７】ＡＧＣ・ＡＴＣ回路７１の出力読取信号
は、次段の固定イコライザ（ＥＱ）４１でイコライザ特
性が付与された後、Ａ／Ｄ変換器１１に供給されてビッ
トクロックでサンプリングされてディジタル信号に変換
される。また、ＡＧＣ・ＡＴＣ回路７２、７３の各出力
読取信号は、Ａ／Ｄ変換器１２、１３に供給されてビッ
トクロックでサンプリングされてディジタル信号に変換
される。Ａ／Ｄ変換器１１、１２、１３の各出力ディジ
タル信号は、遅延調整器２０、２３、２４を通してトラ
ンスバーサルフィルタ２１、２５、２６に供給される。

【００５８】また、固定イコライザ４１の出力アナログ
信号は、位相比較器７４、ループフィルタ７５及び７６
からなるＰＬＬ回路に供給されてビットクロックの自然
数倍の周波数のシステムクロックとされる。一方、ピー
ク検出器７７は、例えば隣接するポイントとの関係で、
その傾きの極性が反転したときに、一つ前のサンプリン
グポイントが存在するタイミングを示す情報を、ピーク
ポイント情報としてタップ遅延回路３２に供給する。こ
の実施の形態も上記の各実施の形態と同様の特長を有す
る。

【００５９】図１８は本発明になる記録情報再生装置の
第１０の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１
２、図１６及び図１７と同一構成部分には同一符号を付
し、その説明を省略する。図１８に示す第１０の実施の
形態は、ＡＴＣ・ＡＧＣをアナログ回路のみで行い、デ
ィジタルＶＣＯを用いずに固定閾値判別を行う構成とし
たものである。図１８において、減算器３１から取り出
された波形等化後の再生信号は、後段のビタビ復号回路
へ出力される一方、仮判別回路４５に供給され、ここで
所定の閾値と比較されてピークが検出され、このピーク
ポイントの連続パターン系列から前述したアルゴリズム
で仮判別を行う。

【００６０】なお、本発明は以上の実施の形態に限定さ
れるものではなく、ピークに相当する信号のレベルのみ
に基づき、前記トランスバーサルフィルタのタップ係数
及び前記フィルタリングの特性を前記エラー信号が最小
になるように可変制御するようにしてもよい。図１９
は、この場合の第１１の実施の形態のブロック図を示
す。同図中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、
その説明を省略する。仮判別回路１００は固定の閾値を
用いて判別をおこなう。遅延調整２２より出力されたピ
ークポイント情報は、タップ遅延回路ではなく、エラー
選択１０１に供給される。エラー選択１０１は、減算器
３４より出力されたエラー信号より、ピークのタイミン
グに対応したエラー信号のみを抽出し、乗算器・ＬＰＦ
２８及び２９に供給している。

【００６１】図２０は本発明になる記録情報再生装置の
第１２の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１
２と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略
する。仮判別回路１０２は固定の閾値を用いて判別をお
こなう。ピーク検出１０３は、減算器３１より出力され
た出力信号からピークを検出し、ピークポイント情報を
エラー選択１０４に供給する。エラー選択回路１０４
は、減算器３４より出力されたエラー信号より、ピーク
のタイミングに対応したエラー信号のみを抽出し、乗算
器・ＬＰＦ２８及び２９に供給している。

【００６２】図２１は本発明になる記録情報再生装置の
第１３の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１
７と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略
する。仮判別回路１０５は固定の閾値を用いて判別をお
こなう。ピーク検出器７７より出力されたピークポイン
ト情報は、タップ遅延回路ではなく、エラー選択１０６
に供給される。エラー選択１０６は、減算器３４より出
力されたエラー信号より、ピークのタイミングに対応し
たエラー信号のみを抽出し、乗算器・ＬＰＦ２８及び２
９に供給している。

【００６３】図２２は本発明になる記録情報再生装置の
第１４の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１
８と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略
する。仮判別回路１０７は固定の閾値を用いて判別をお
こなう。ピーク検出１０８は、減算器３１より出力され
た出力信号からピークを検出し、ピークポイント情報を
エラー選択１０９に供給する。エラー選択回路１０９
は、減算器３４より出力されたエラー信号より、ピーク
のタイミングに対応したエラー信号のみを抽出し、乗算
器・ＬＰＦ２８及び２９に供給している。

【００６４】なお、本発明は以上の実施の形態に限定さ
れるものではなく、パーシャルレスポンス等化を用いず
に、クロストーク除去機能だけを用いることもできる。
図２３は、この場合の第１５の実施の形態のブロック図
を示す。同図中、図１９と同一構成部分には同一符号を
付し、その説明を省略する。トランスバーサルフィル
タ、乗算器・ＬＰＦ、ＩＮＶが削除され、遅延調整２０
の出力が減算器３０に供給されている。

【００６５】図２４は本発明になる記録情報再生装置の
第１６の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図２
０と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略
する。トランスバーサルフィルタ、乗算器・ＬＰＦ、Ｉ
ＮＶが削除され、遅延調整２０の出力が減算器３０に供
給されている。

【００６６】図２５は本発明になる記録情報再生装置の
第１７の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図２
１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略
する。トランスバーサルフィルタ、乗算器・ＬＰＦ、Ｉ
ＮＶが削除され、遅延調整２０の出力が減算器３０に供
給されている。

【００６７】図２６は本発明になる記録情報再生装置の
第１８の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図２
２と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略
する。トランスバーサルフィルタ、乗算器・ＬＰＦ、Ｉ
ＮＶが削除され、遅延調整２０の出力が減算器３０に供
給されている。

【００６８】なお、本発明は以上の実施の形態に限定さ
れるものではなく、例えば図１に示す遅延調整器２０、
２３及び２４をＡＧＣ・ＡＴＣ回路１４、１５及び１６
の入力側に設けてもよいし、トランスバーサルフィルタ
２１、２５及び２６に余裕がある場合は、省略してもよ
い。

【００６９】また、以上の実施の形態では再生すべきト
ラックの両側に隣接する２本のトラックに対する２ビー
ムの読取信号についてそれぞれ専用に擬似クロストーク
信号を生成する回路系を２系統設けているが、ビームの
光ディスクに対する照射角度を検出する公知のチルトセ
ンサを装置が有しているならば、チルトセンサの出力信
号に基づき、再生すべきトラックの両側に隣接する２本
のトラックに対する２ビームの読取信号のうち、クロス
トーク成分が多い方のみを選択するスイッチ回路を設け
ることにより、上記の擬似クロストーク信号生成回路系
を一系統のみとすることができる。

【００７０】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
微分系の信号に対するクロストーク除去が実現する。

【００７１】また、本発明によれば、仮判別手段がパー
シャルレスポンス等化を前提とした仮判別（収束目標設
定）を行い、この仮判別値と減算回路から取り出される
波形等化後再生信号との差分値をエラー信号として第１
乃至第３のフィルタ係数生成手段に供給して、エラー信
号が０になるように制御することで、明確な仮判別値
（０やａ＋ｂなど）に向かって装置の動作を収束させる
ことができ、すべてのポイント（サンプル値）が相関検
出の対象となる仮判別値からの誤差をエラー信号として
クロストーク成分との相関をとるようにしているため、
迅速な収束ができ、しかも誤った方向への収束をするこ
となく確実な波形等化ができる。また、本発明によれ
ば、パーシャルレスポンス等化を行っているので、後段
にビタビ復号器を用いることができ、正確な復号ができ
るという利点を有する。

【００７２】また、本発明によれば、リサンプリング演
算位相同期ループ回路で生成したリサンプリング演算時
の内分割合及びビットクロックを利用し、リサンプリン
グ手段で隣接トラックからの再生信号のリサンプリング
演算を行うようにしているため、周波数ずれに対応でき
る。また、本発明によれば、リサンプリング演算位相同
期ループ回路を使用できることから、集積回路化が容易
で、部品点数の削減ができ、またオーバーサンプリング
に適しているので再生信号が高域減衰特性である光ディ
スク等の記録媒体の再生装置に適用して好適である。更
に、アナログ特有の経時変化、パラメータバラツキ等の
影響を受けないという利点を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態のブロック図であ
る。

【図２】微分系の信号の一例の概略説明図である。

【図３】３ビーム法によるビームスポットとトラックと
の位置関係の一例の概略説明図である。

【図４】パーシャルレスポンス特性の説明図である。

【図５】ＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）の特性とランレングス
制限規則ＲＬＬモードと仮判別器の仮判定値との関係を
示す図である。

【図６】図３中の仮判別器の一例の動作説明用フローチ
ャートである。

【図７】本発明による波形等化前と波形等化後の波形例
を示す図（その１）である。

【図８】本発明による波形等化前と波形等化後の波形例
を示す図（その２）である。

【図９】本発明による波形等化前と波形等化後の波形例
を示す図（その３）である。

【図１０】本発明の第２の実施の形態のブロック図であ
る。

【図１１】本発明の第３の実施の形態のブロック図であ
る。

【図１２】本発明の第４の実施の形態のブロック図であ
る。

【図１３】本発明の第５の実施の形態のブロック図であ
る。

【図１４】本発明の第６の実施の形態のブロック図であ
る。

【図１５】本発明の第７の実施の形態のブロック図であ
る。

【図１６】本発明の第８の実施の形態のブロック図であ
る。

【図１７】本発明の第９の実施の形態のブロック図であ
る。

【図１８】本発明の第１０の実施の形態のブロック図で
ある。

【図１９】本発明の第１１の実施の形態のブロック図で
ある。

【図２０】本発明の第１２の実施の形態のブロック図で
ある。

【図２１】本発明の第１３の実施の形態のブロック図で
ある。

【図２２】本発明の第１４の実施の形態のブロック図で
ある。

【図２３】本発明の第１５の実施の形態のブロック図で
ある。

【図２４】本発明の第１６の実施の形態のブロック図で
ある。

【図２５】本発明の第１７の実施の形態のブロック図で
ある。

【図２６】本発明の第１８の実施の形態のブロック図で
ある。

【符号の説明】

１１〜１３ Ａ／Ｄ変換器 １４〜１６ ＡＧＣ・ＡＴＣ回路 １７ リサンプリングＤＰＬＬ回路 １８、１９ リサンプリング回路 ２０、２２、２３、２４ 遅延調整器 ２１ 再生すべきトラックの再生信号の波形等化用トラ
ンスバーサルフィルタ ２５、２６ 擬似クロストーク信号生成用トランスバー
サルフィルタ ２７〜２９ 乗算器・ＬＰＦ ３０、３１、３４ 減算器 ３２ タップ遅延回路 ３２ａ タップ遅延回路の一部回路 ３３ 仮判別回路 ４５、１００、１０２、１０５、１０７ 閾値固定の仮
判別回路 ６５、７７、１０３、１０８ ピーク検出器 １０１、１０４、１０６、１０９ エラー選択

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 記録媒体に記録されている再生すべき任
   意の一の記録トラックから読み取った第１の再生信号を
   復号する記録情報再生装置において、 前記第１の再生信号から、前記再生すべき任意の一の記
   録トラックに隣接する少なくとも１つの記録トラックか
   ら読み取った第２の再生信号を所定のフィルタリング特
   性を有するフィルタで処理した信号を減算した信号を出
   力する第１の減算手段と、 前記第１の再生信号がピークか否かを検出してピークポ
   イント情報を出力する検出手段と、 前記ピークポイント情報と前記第１の減算手段の出力信
   号とを受け、前記ピークポイント情報がピークを示すタ
   イミングにおける前記第１の減算手段からの出力信号と
   所定の値との差分値をエラー信号として出力する第２の
   減算手段と、 前記エラー信号に基づき、前記フィルタのフィルタリン
   グ特性を前記エラー信号が最小になるように可変制御す
   る係数生成手段とを有することを特徴とする記録情報再
   生装置。
2. 【請求項２】 記録媒体に記録されている再生すべき任
   意の一の記録トラックから読み取った第１の再生信号を
   トランスバーサルフィルタを用いてパーシャルレスポン
   ス等化した後に復号する記録情報再生装置において、 前記トランスバーサルフィルタの出力信号から、前記再
   生すべき任意の一の記録トラックに隣接する少なくとも
   １つの記録トラックから読み取った第２の再生信号を所
   定のフィルタリング特性を有するフィルタで処理した信
   号を減算して波形等化後の再生信号を出力する第１の減
   算手段と、 前記トランスバーサルフィルタの入力信号もしくは出力
   信号がピークか否かを検出してピークポイント情報を出
   力する検出手段と、 前記ピークポイント情報と前記波形等化後の再生信号と
   を受け、前記パーシャルレスポンス等化の種類と前記再
   生信号のランレングス制限符号の種類とにより定まる状
   態遷移に基づいて波形等化信号の仮判別値を決定する仮
   判別手段と、 前記仮判別値と前記第１の減算手段からの出力信号との
   差分値をエラー信号として出力する第２の減算手段と、 前記エラー信号に基づき、前記トランスバーサルフィル
   タのタップ係数及び前記フィルタのフィルタリング特性
   を前記エラー信号が最小になるように可変制御する係数
   生成手段とを有することを特徴とする記録情報再生装
   置。
3. 【請求項３】 記録媒体上の記録トラック群のうち、再
   生すべき任意の一の記録トラックから読み取った第１の
   再生信号と前記再生すべき任意の一の記録トラックに隣
   接する少なくとも１つの記録情報トラックから読み取っ
   た第２の再生信号とを得る読取手段と、 前記第１の再生信号および前記第２の再生信号をそれぞ
   れ別々にディジタル信号に変換して第１のディジタル再
   生信号および第２のディジタル再生信号を出力するＡ／
   Ｄ変換手段と、 前記第１のディジタル再生信号に対して所望のビットレ
   ートでサンプリングしたディジタルデータをリサンプリ
   ング演算して生成すると共に、ビットクロックを生成
   し、更に前記第１のディジタル再生信号のピークサンプ
   リング点を検出してピークポイント情報を出力するリサ
   ンプリング演算位相同期ループ回路と、 前記リサンプリング演算位相同期ループ回路の出力ディ
   ジタルデータを、第１のフィルタ係数に基づいて波形等
   化する第１のトランスバーサルフィルタと、 前記ピークポイント情報を、各ビットサンプリングタイ
   ミングにおいて所定時間遅延させる遅延回路と、 前記パーシャルレスポンス等化の種類を示すＰＲモード
   信号と、前記再生信号のランレングス制限符号の種類を
   示すＲＬＬモード信号と、前記遅延回路からの複数の前
   記ピークポイント情報と、波形等化後の再生信号とを入
   力として受け、前記ＰＲモード信号とＲＬＬモード信号
   で定まる状態遷移と、前記複数のピークポイント情報の
   パターンとに基づき、波形等化信号の仮判別値を算出
   し、その仮判別値と前記波形等化後の再生信号との差分
   値をエラー信号として出力する仮判別手段と、 前記仮判別手段の出力エラー信号に基づき、前記第１の
   フィルタ係数を前記エラー信号が最小になるように可変
   制御する第１の係数生成手段と、 前記Ａ／Ｄ変換手段からの前記第２のディジタル再生信
   号に対して前記リサンプリング演算位相同期ループ回路
   の出力ビットクロックに基づいてリサンプリング演算し
   て、サンプリング信号を出力するリサンプリング手段
   と、 前記サンプリング信号を、第２のフィルタ係数に基づい
   て別々にフィルタリングして、前記再生すべき任意の一
   の記録トラックの少なくとも1方に隣接する記録トラッ
   クの読取信号に対応した擬似クロストーク信号を出力す
   る第２のトランスバーサルフィルタと、 前記仮判別手段の出力エラー信号に基づき、前記第２の
   フィルタ係数を可変制御する第２の係数生成手段と、 前記第１のトランスバーサルフィルタの出力信号から前
   記擬似クロストーク信号を減算して前記波形等化後の再
   生信号を出力する減算回路とを有することを特徴とする
   記録情報再生装置。
4. 【請求項４】 前記仮判別回路は、前記ＰＲモード信号
   及びＲＬＬモード信号の少なくとも一方を固定値として
   前記波形等化信号の仮判別値を算出し、その仮判別値と
   前記波形等化後の再生信号との差分値をエラー信号とし
   て出力することを特徴とする請求項３記載の再生装置。
5. 【請求項５】 前記減算回路の出力波形等化後の再生信
   号が入力され、前記波形等化後の再生信号のピークポイ
   ント情報を検出するピーク検出器を設け、前記遅延回路
   は前記リサンプリング演算位相同期ループ回路の出力ピ
   ークポイント情報に代えて、前記ピーク検出器からのピ
   ークポイント情報を遅延することを特徴とする請求項３
   または請求項４いずれか一項に記載の記録情報再生装
   置。
6. 【請求項６】 前記減算回路の出力波形等化後の再生信
   号が入力され、前記波形等化後の再生信号に基づいて前
   記ビットクロックの自然数倍の周波数のシステムクロッ
   クを生成する位相同期ループ回路を設け、前記リサンプ
   リング演算位相同期ループ回路及び前記リサンプリング
   手段を削除して前記Ａ／Ｄ変換手段からの前記第１のデ
   ィジタル再生信号および前記第２のディジタル再生信号
   を前記第１のトランスバーサルフィルタおよび前記第２
   のトランスバーサルフィルタに別々に供給すると共に、
   前記遅延回路は前記位相同期ループ回路内の位相比較器
   から出力されるピークポイント情報を遅延することを特
   徴とする請求項３または請求項４のいずれか一項に記載
   の記録情報再生装置。
7. 【請求項７】 前記読取手段からの前記第１の再生信号
   に基づいて前記ビットクロックの自然数倍の周波数のシ
   ステムクロックを生成する位相同期ループ回路と、前記
   Ａ／Ｄ変換手段から取り出された前記第１のディジタル
   再生信号のピークポイント情報を検出するピーク検出器
   とを設け、前記リサンプリング演算位相同期ループ回路
   及び前記リサンプリング手段を削除して前記Ａ／Ｄ変換
   手段からの前記第１のディジタル再生信号および前記第
   ２のディジタル再生信号を前記第１のトランスバーサル
   フィルタおよび前記第２のトランスバーサルフィルタに
   別々に供給すると共に、前記遅延回路は前記ピーク検出
   器からのピークポイント情報を遅延することを特徴とす
   る請求項３または請求項４いずれか一項に記載の記録情
   報再生装置。
8. 【請求項８】 前記ＰＲモード信号により指定される前
   記パーシャルレスポンス等化特性をＰＲ（ａ，ｂ，-
   ｂ，-ａ）で表わしたとき、前記仮判別回路は、連続す
   る３つのピークポイント情報における中央値とその前後
   両方のピーク情報の値とがすべてピーク点を示していな
   いときは前記仮判別値を０と算出し、前記３つのピーク
   ポイント情報における中央値の前後いずれかのピークポ
   イント情報の値がピーク点を示しているときはＰを０と
   算出し、前記３つのピークポイント情報における中央値
   の前後のいずれかのピークポイント情報の値がピーク点
   を示しているときはａ×Ｇ（ただし、Ｇは所定のゲイ
   ン）なる式により値Ｐを算出し、前記３つのピークポイ
   ント情報における中央値がピーク点を示しているときは
   前記仮判別値を（ａ＋ｂ）×Ｇと算出し、算出した前記
   値Ｐを、前記連続する３つのピークポイント情報のうち
   の中央値のピークポイント情報が得られるときの前記波
   形等化後の再生信号の極性に応じた極性の前記仮判別値
   として算出することを特徴とする請求項３乃至請求項７
   のうちいずれか一項に記載の記録情報再生装置。
9. 【請求項９】 前記ＰＲモード信号により指定される前
   記パーシャルレスポンス等化特性をＰＲ（ａ，ｂ，-
   ｂ，-ａ）で表わしたとき、前記仮判別回路は、連続す
   る５つのピークポイント情報における中央値とその前後
   両方のピーク情報の値とが共にピーク点を示していない
   ときは前記仮判別値を０と算出し、前記５つのピークポ
   イント情報における中央値の前後のいずれか一方のピー
   クポイント情報の値のみがピーク点を示しているとき、
   又は前記５つのピーク情報における１番目と４番目のピ
   ークポイント情報の値のみがピーク点を示していると
   き、又は前記５つのピークポイント情報における２番目
   と５番目のピーク情報の値のみがピーク点を示している
   ときは、ａ×Ｇ（ただし、Ｇは所定のゲイン）なる式に
   より値Ｐを算出し、前記５つのピークポイント情報の値
   が上記のいずれにも当てはまらないときは値Ｐを（ａ＋
   ｂ）×Ｇと算出し、算出した前記値Ｐを、前記連続する
   ５つのピークポイント情報のうちの中央値のピークポイ
   ント情報が得られるときの前記波形等化後再生信号の極
   性に応じた極性の前記仮判別値として算出することを特
   徴とする請求項３乃至請求項７のうちいずれか一項に記
   載の記録情報再生装置。
10. 【請求項１０】 前記再生信号は、光ディスク媒体から
    ＴＰＰ法により再生した信号であることを特徴とする請
    求項１乃至請求項９のうちいずれか一項に記載の記録情
    報再生装置。