JP2002033690A - 微弱電波通信装置 - Google Patents
微弱電波通信装置Info
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- JP2002033690A JP2002033690A JP2000247991A JP2000247991A JP2002033690A JP 2002033690 A JP2002033690 A JP 2002033690A JP 2000247991 A JP2000247991 A JP 2000247991A JP 2000247991 A JP2000247991 A JP 2000247991A JP 2002033690 A JP2002033690 A JP 2002033690A
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- Japan
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- carrier
- difference
- transmitter
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】微弱電波を利用したデジタル無線通信で、周波
数ダイバシティーにより通信距離を伸ばすことができる
通信装置を、簡単な構成で提供する。 【解決手段】周波数の異なる複数の搬送波ＢおよびＣ
を、同一のデジタルベースバンド信号Ａで周波数変調し
たＦｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ（Ｆ
ＳＫ）であり、各搬送波ＢおよびＣの最大周波数偏移の
間に一方に挿入した減衰器Ｅにより一定の差を設け、そ
の差は受信機のベースバンドフィルターのカットオフ周
波数以上とする送信機と、受信した前記各搬送波を同じ
中間周波数に周波数変換したのち合成し、復調する受信
機を用いることにより、受信状態により搬送波を選択す
るなどの手段を必要としない周波数ダイバシティー通信
が可能となる。
数ダイバシティーにより通信距離を伸ばすことができる
通信装置を、簡単な構成で提供する。 【解決手段】周波数の異なる複数の搬送波ＢおよびＣ
を、同一のデジタルベースバンド信号Ａで周波数変調し
たＦｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ（Ｆ
ＳＫ）であり、各搬送波ＢおよびＣの最大周波数偏移の
間に一方に挿入した減衰器Ｅにより一定の差を設け、そ
の差は受信機のベースバンドフィルターのカットオフ周
波数以上とする送信機と、受信した前記各搬送波を同じ
中間周波数に周波数変換したのち合成し、復調する受信
機を用いることにより、受信状態により搬送波を選択す
るなどの手段を必要としない周波数ダイバシティー通信
が可能となる。
Description
【０００１】
【発明の利用分野】本発明は、微弱電波のデジタル無線
通信に利用される。
通信に利用される。
【０００２】
【従来技術】微弱電波の無線通信では、利用できる電波
の電界強度が微弱であるため、所望の通信距離を得るた
めには希望電波以外の電波による干渉を可能な限り少な
くしなければならない。一般的な生活空間では、大地や
建造物などによる電波の反射があり、これによるマルチ
パスは避けられない。マルチパスはフェージングと呼ば
れる電波の振幅変動を発生させる。周波数ダイバシティ
ーはフェージングの影響を軽減する手法の一つで、複数
の周波数の搬送波を送信し、合成して受信することでフ
ェージングを軽減するものである。従来の装置では、複
数の搬送波を合成する方法として各搬送波を複数の受信
回路でベースバンド信号に復調してから合成する、また
は一つの受信機で受信状況に応じて受信する搬送波を切
り替える等の方式がある。これらの装置は受信回路（復
調回路）が複数必要であるか、または搬送波の切り替え
手段や受信状況を検出して判断する手段が必要であり、
装置が複雑になっていた。
の電界強度が微弱であるため、所望の通信距離を得るた
めには希望電波以外の電波による干渉を可能な限り少な
くしなければならない。一般的な生活空間では、大地や
建造物などによる電波の反射があり、これによるマルチ
パスは避けられない。マルチパスはフェージングと呼ば
れる電波の振幅変動を発生させる。周波数ダイバシティ
ーはフェージングの影響を軽減する手法の一つで、複数
の周波数の搬送波を送信し、合成して受信することでフ
ェージングを軽減するものである。従来の装置では、複
数の搬送波を合成する方法として各搬送波を複数の受信
回路でベースバンド信号に復調してから合成する、また
は一つの受信機で受信状況に応じて受信する搬送波を切
り替える等の方式がある。これらの装置は受信回路（復
調回路）が複数必要であるか、または搬送波の切り替え
手段や受信状況を検出して判断する手段が必要であり、
装置が複雑になっていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする問題】本発明が解決しようと
する問題は、受信機にこれらの判断手段や切り替え手段
を必要とせずに一つの復調回路で複数の搬送波を合成で
きる周波数ダイバシティー通信機を提供することであ
る。
する問題は、受信機にこれらの判断手段や切り替え手段
を必要とせずに一つの復調回路で複数の搬送波を合成で
きる周波数ダイバシティー通信機を提供することであ
る。
【０００４】
【問題を解決するための手段】本発明では複数の搬送波
を同時に受信して、それぞれを周波数変換器で同じ中間
周波数に変換してから合成し復調している。これにより
搬送波を選択するフィルターを切り替え回路が不必要に
なるため切り替えの判断をすることもなく、復調する前
に合成するので復調回路は一つでよい。しかし複数の搬
送波を中間周波数で合成するとき、これを単純に合成し
ただけでは問題が発生する。二つの搬送波周波数を
ｆ１、ｆ２、ローカル周波数をｆＬＯ１、ｆＬＯ２、中
間周波数をｆＩＦとすると、下側ヘテロダインの受信機
であれば原理的にはｆ１ −ｆＬＯ１＝ｆ２−ｆＬＯ２＝
ｆＩＦとなる一つの中間周波数ｆＩＦに変換される。し
かし現実には送信側の発振器と受信側のローカル発振器
は異なるためｆ１ −ｆＬＯ１とｆ２−ｆＬＯ２を正確に
一致させることは不可能であり、中間周波数はｆ１−ｆ
ＬＯ１＝ｆＩＦ１とｆ２−ｆＬＯ２＝ｆＩＦ２という二
つの周波数が合成されｆＩＦ１とｆＩＦ２の周波数差の
ビート（振幅変動）を生じる。ｆＩ Ｆ１とｆＩＦ２の振
幅が等しい場合は合成された中間周波数の振幅がゼロに
なるときがあり受信に大きく影響する。この様子を図示
したのが第一図Ａである。ビートによって中間周波数の
振幅の小さくなった部分が、正確に復調されず本来再生
されるべきパルスが欠けていることを示している。本発
明ではこの中間周波数のビートの影響を無くすため、送
信側で各搬送波の最大周波数偏移に差を付けている。搬
送波ｆ１が二値のＦＳＫである場合その周波数は、ＦＭ
変調の最大周波数偏移をｆＤＥＶとするとベースバンド
信号のＨｉ、Ｌｏによってｆ１±ｆＤＥＶのどちらかに
なり、同様に中間周波数もｆＩＦ±ｆＤＥＶとなる。こ
こで第一の搬送波の最大周波数偏移をｆＤＥＶ１、第二
の搬送波のそれをｆＤＥＶ２とし、｜ｆＤＥＶ１−ｆ
ＤＥＶ２｜＞ｆｓとなるように差を付ける。ｆｓは検波
後のローパスフィルターのカットオフ周波数である。こ
の結果第一図Ｂ、Ｃに示すように、送信ベースバンド信
号がＨｉまたはＬｏのときの中間周波数ｆＩＦ１とｆ
ＩＦ２にはｆｓ以上の周波数差があることになり、従っ
てビートの周波数もｆｓ以上であるから、このビートに
よって発生する復調信号のノイズはローパスフィルター
で除去されて受信に影響を及ぼさなくできる。ただし送
信ベースバンド信号がＨｉからＬｏ、またはＬｏからＨ
ｉへと遷移する期間では、ｆＩＦ１とｆＩＦ２の周波数
差は徐々に少なくなり、ＨｉとＬｏの中間レベルでは周
波数差はなくなってしまうが、遷移期間はＨｉ、Ｌｏの
期間に比べて非常に短いため影響はない。一例を挙げる
と、ベースバンド信号を２５６Ｈｚ（５１２ｂｐｓ）、
第一搬送波の最大周波数偏移を３２ｋＨｚ、第二搬送波
のそれを３０ｋＨｚとすれば、中間周波数のビート周波
数は２ｋＨｚとなり、検波出力には２ｋＨｚのノイズが
重畳するが、カットオフ周波数２５６Ｈｚのローパスフ
ィルターに通すことで除去することができる。以上は本
発明の原理を二値ＦＳＫの例で説明したが、これを多値
ＦＳＫに応用すること、また合成する搬送波の数を二つ
以上にすることは当業者には容易なことである。
を同時に受信して、それぞれを周波数変換器で同じ中間
周波数に変換してから合成し復調している。これにより
搬送波を選択するフィルターを切り替え回路が不必要に
なるため切り替えの判断をすることもなく、復調する前
に合成するので復調回路は一つでよい。しかし複数の搬
送波を中間周波数で合成するとき、これを単純に合成し
ただけでは問題が発生する。二つの搬送波周波数を
ｆ１、ｆ２、ローカル周波数をｆＬＯ１、ｆＬＯ２、中
間周波数をｆＩＦとすると、下側ヘテロダインの受信機
であれば原理的にはｆ１ −ｆＬＯ１＝ｆ２−ｆＬＯ２＝
ｆＩＦとなる一つの中間周波数ｆＩＦに変換される。し
かし現実には送信側の発振器と受信側のローカル発振器
は異なるためｆ１ −ｆＬＯ１とｆ２−ｆＬＯ２を正確に
一致させることは不可能であり、中間周波数はｆ１−ｆ
ＬＯ１＝ｆＩＦ１とｆ２−ｆＬＯ２＝ｆＩＦ２という二
つの周波数が合成されｆＩＦ１とｆＩＦ２の周波数差の
ビート（振幅変動）を生じる。ｆＩ Ｆ１とｆＩＦ２の振
幅が等しい場合は合成された中間周波数の振幅がゼロに
なるときがあり受信に大きく影響する。この様子を図示
したのが第一図Ａである。ビートによって中間周波数の
振幅の小さくなった部分が、正確に復調されず本来再生
されるべきパルスが欠けていることを示している。本発
明ではこの中間周波数のビートの影響を無くすため、送
信側で各搬送波の最大周波数偏移に差を付けている。搬
送波ｆ１が二値のＦＳＫである場合その周波数は、ＦＭ
変調の最大周波数偏移をｆＤＥＶとするとベースバンド
信号のＨｉ、Ｌｏによってｆ１±ｆＤＥＶのどちらかに
なり、同様に中間周波数もｆＩＦ±ｆＤＥＶとなる。こ
こで第一の搬送波の最大周波数偏移をｆＤＥＶ１、第二
の搬送波のそれをｆＤＥＶ２とし、｜ｆＤＥＶ１−ｆ
ＤＥＶ２｜＞ｆｓとなるように差を付ける。ｆｓは検波
後のローパスフィルターのカットオフ周波数である。こ
の結果第一図Ｂ、Ｃに示すように、送信ベースバンド信
号がＨｉまたはＬｏのときの中間周波数ｆＩＦ１とｆ
ＩＦ２にはｆｓ以上の周波数差があることになり、従っ
てビートの周波数もｆｓ以上であるから、このビートに
よって発生する復調信号のノイズはローパスフィルター
で除去されて受信に影響を及ぼさなくできる。ただし送
信ベースバンド信号がＨｉからＬｏ、またはＬｏからＨ
ｉへと遷移する期間では、ｆＩＦ１とｆＩＦ２の周波数
差は徐々に少なくなり、ＨｉとＬｏの中間レベルでは周
波数差はなくなってしまうが、遷移期間はＨｉ、Ｌｏの
期間に比べて非常に短いため影響はない。一例を挙げる
と、ベースバンド信号を２５６Ｈｚ（５１２ｂｐｓ）、
第一搬送波の最大周波数偏移を３２ｋＨｚ、第二搬送波
のそれを３０ｋＨｚとすれば、中間周波数のビート周波
数は２ｋＨｚとなり、検波出力には２ｋＨｚのノイズが
重畳するが、カットオフ周波数２５６Ｈｚのローパスフ
ィルターに通すことで除去することができる。以上は本
発明の原理を二値ＦＳＫの例で説明したが、これを多値
ＦＳＫに応用すること、また合成する搬送波の数を二つ
以上にすることは当業者には容易なことである。
【０００５】
【発明の実施例】以下に本発明の一例を説明する。第二
図は二つの搬送波を送信する送信機の構成を示してい
る。同じベースバンド信号によって第一搬送波と第二搬
送波を周波数変調変調（ＦＳＫ）し、合成した後アンテ
ナから送信する。二つの周波数変調器（ＦＭ変調器）
は、変調感度に差を付けるか、あるいは同じ変調感度で
も入力するベースバンド信号の振幅に差を付けること
で、搬送波の最大周波数偏移に差を付けるようにする。
この図では構成がわかりやすいように第二周波数変調器
の入力に減衰器を挿入している。第三図は二つの搬送波
に対応した受信機の構成を示している。各搬送波に対応
した二組の周波数変換器とローカル発振器を備えている
他は、一般的なヘテロダイン受信機と同じ構成である。
高周波増幅器で増幅された二つの搬送波は、第一および
第二の周波数変換器に入力され、それぞれ異なったロー
カル周波数で同じ中間周波数に変換され合成される。以
降は一般的なＦＭ受信機と同様の過程を経て信号が再生
される。第四図Ａ、Ｂに示したのは、一組の周波数変換
器とローカル発振器で二つの搬送波を受信できるように
した送信機と受信機である。第四図Ａの送信機は、第二
周波数変調器の入力にベースバンド信号の極性を反転さ
せる回路が追加されている。これは二つの搬送波の変調
極性を互に逆にするためのもので、極性反転回路によら
なくとも周波数変調器自体の変調極性を逆にしてもよ
い。第四図Ｂは受信機を示したもので、構成は従来のス
ーパーヘテロダイン受信機そのものである。ここで二つ
の搬送波周波数をｆ１、ｆ２、受信機のローカル周波数
をｆＬＯ＝（ｆ１＋ｆ２）／２とすると、二つの搬送波
は一つの中間周波数ｆＩＦ＝（ｆ１−ｆ２）／２となっ
て合成される。ｆ１、ｆ２は互にイメージ周波数の関係
になるため、中間周波数に変換されたときに互いの変調
極性が逆になるが、送信側であらかじめ一方の変調極性
を逆にしているため同極性で合成されることになる。第
四図Ｂの受信機と第五図の送信機を組み合わせた通信装
置では、ローカル発振器を送信回路と受信回路で共用で
きることが特徴である。以下に第五図の送信機の説明を
する。中間周波数ｆＩＦを第一、第二の周波数変調器で
周波数変調する。二つの変調器は振幅の異なったベース
バンド信号で周波数変調するので、それぞれの出力には
最大周波数偏移の異なる中間周波数が得られる。それぞ
れを周波数変換器へ入力し搬送波周波数へ変換する。こ
こでローカル発振器の周波数を第四図Ｂに示した受信機
のローカル周波数と同じｆＬＯとすると各周波数変換器
の出力にはｆＬＯ±ｆＩＦが出力されるので、一方はｆ
ＬＯ−ｆＩＦ、他方はｆＬＯ＋ｆＩＦの周波数が通過す
るようなバンドパスフィルターを通して合成する。ｆ
ＬＯ−ｆＩＦとｆＬＯ＋ｆＩＦでは変調極性が互に逆に
なるので、第四図Ａの送信機と同様に最大周波数偏移が
異なり、変調極性が互に逆になった二つの搬送波ｆ１＝
ｆＬＯ−ｆＩＦ、ｆ２＝ｆＬＯ＋ｆＩＦが得られること
になる。この例では受信機のローカル周波数と送信機の
ローカル周波数が同じであるから、一つの発振回路で送
信と受信のローカル発振器を兼用することができる。以
上の第四図、第五図の例を周波数スペクトラムで表した
のが第六図である。中間周波数ｆｉｆの両サイドにある
スペクトルは送信信号ｆｓにより変調されてできたサイ
ドバンド（変調によりスペクトラムが異なるため概念的
に示した）である。各周波数の一例としてはｆｓ＝２５
６Ｈｚ（５１２ｂｐｓ）、ｆｉｆ＝４５５ｋＨｚ、ｆ
ＬＯ＝３１０ＭＨｚで搬送波はｆ２＝３０９．５４５Ｍ
Ｈｚ、ｆ１＝３１０．４５５ＭＨｚとなる。微弱電波の
電界強度測定方法（電波法施行規則第６条第２項および
昭和６３年郵政省告示第１２７号、平成６年郵政省告示
第２７８号）により、３０ＭＨｚ以上１ＧＨｚ以下の周
波数での電界強度測定は、まず電界強度計により測定
し、さらにスペクトラムアナライザの分解能帯域幅を１
００ｋＨｚと１ＭＨｚに切り替えて測定した測定値の差
が、３ｄＢ以下であれば電界強度計の測定値をもって電
界強度とし、３ｄＢから７ｄＢのときはスペクトラムア
ナライザの分解能帯域幅１ＭＨｚの値を電界強度とし、
７ｄＢ以上のときはスペクトラムアナライザの分解能帯
域幅１ＭＨｚの値に５ｄＢを加えた値を電界強度とする
と規定されている。中間周波数を４５５ｋＨｚとすると
二つの搬送波の周波数差が９１０ｋＨｚであり、上記測
定方法によって測定した場合、スペクトラムアナライザ
の分解能帯域幅の切り替えによる測定値の差が３ｄＢ以
下になるため電界強度計の測定値に補正値が加えられる
ことがない。しかも４５５ｋＨｚは多くの通信機で中間
周波数として使用されているため、部品の入手が容易で
ある。
図は二つの搬送波を送信する送信機の構成を示してい
る。同じベースバンド信号によって第一搬送波と第二搬
送波を周波数変調変調（ＦＳＫ）し、合成した後アンテ
ナから送信する。二つの周波数変調器（ＦＭ変調器）
は、変調感度に差を付けるか、あるいは同じ変調感度で
も入力するベースバンド信号の振幅に差を付けること
で、搬送波の最大周波数偏移に差を付けるようにする。
この図では構成がわかりやすいように第二周波数変調器
の入力に減衰器を挿入している。第三図は二つの搬送波
に対応した受信機の構成を示している。各搬送波に対応
した二組の周波数変換器とローカル発振器を備えている
他は、一般的なヘテロダイン受信機と同じ構成である。
高周波増幅器で増幅された二つの搬送波は、第一および
第二の周波数変換器に入力され、それぞれ異なったロー
カル周波数で同じ中間周波数に変換され合成される。以
降は一般的なＦＭ受信機と同様の過程を経て信号が再生
される。第四図Ａ、Ｂに示したのは、一組の周波数変換
器とローカル発振器で二つの搬送波を受信できるように
した送信機と受信機である。第四図Ａの送信機は、第二
周波数変調器の入力にベースバンド信号の極性を反転さ
せる回路が追加されている。これは二つの搬送波の変調
極性を互に逆にするためのもので、極性反転回路によら
なくとも周波数変調器自体の変調極性を逆にしてもよ
い。第四図Ｂは受信機を示したもので、構成は従来のス
ーパーヘテロダイン受信機そのものである。ここで二つ
の搬送波周波数をｆ１、ｆ２、受信機のローカル周波数
をｆＬＯ＝（ｆ１＋ｆ２）／２とすると、二つの搬送波
は一つの中間周波数ｆＩＦ＝（ｆ１−ｆ２）／２となっ
て合成される。ｆ１、ｆ２は互にイメージ周波数の関係
になるため、中間周波数に変換されたときに互いの変調
極性が逆になるが、送信側であらかじめ一方の変調極性
を逆にしているため同極性で合成されることになる。第
四図Ｂの受信機と第五図の送信機を組み合わせた通信装
置では、ローカル発振器を送信回路と受信回路で共用で
きることが特徴である。以下に第五図の送信機の説明を
する。中間周波数ｆＩＦを第一、第二の周波数変調器で
周波数変調する。二つの変調器は振幅の異なったベース
バンド信号で周波数変調するので、それぞれの出力には
最大周波数偏移の異なる中間周波数が得られる。それぞ
れを周波数変換器へ入力し搬送波周波数へ変換する。こ
こでローカル発振器の周波数を第四図Ｂに示した受信機
のローカル周波数と同じｆＬＯとすると各周波数変換器
の出力にはｆＬＯ±ｆＩＦが出力されるので、一方はｆ
ＬＯ−ｆＩＦ、他方はｆＬＯ＋ｆＩＦの周波数が通過す
るようなバンドパスフィルターを通して合成する。ｆ
ＬＯ−ｆＩＦとｆＬＯ＋ｆＩＦでは変調極性が互に逆に
なるので、第四図Ａの送信機と同様に最大周波数偏移が
異なり、変調極性が互に逆になった二つの搬送波ｆ１＝
ｆＬＯ−ｆＩＦ、ｆ２＝ｆＬＯ＋ｆＩＦが得られること
になる。この例では受信機のローカル周波数と送信機の
ローカル周波数が同じであるから、一つの発振回路で送
信と受信のローカル発振器を兼用することができる。以
上の第四図、第五図の例を周波数スペクトラムで表した
のが第六図である。中間周波数ｆｉｆの両サイドにある
スペクトルは送信信号ｆｓにより変調されてできたサイ
ドバンド（変調によりスペクトラムが異なるため概念的
に示した）である。各周波数の一例としてはｆｓ＝２５
６Ｈｚ（５１２ｂｐｓ）、ｆｉｆ＝４５５ｋＨｚ、ｆ
ＬＯ＝３１０ＭＨｚで搬送波はｆ２＝３０９．５４５Ｍ
Ｈｚ、ｆ１＝３１０．４５５ＭＨｚとなる。微弱電波の
電界強度測定方法（電波法施行規則第６条第２項および
昭和６３年郵政省告示第１２７号、平成６年郵政省告示
第２７８号）により、３０ＭＨｚ以上１ＧＨｚ以下の周
波数での電界強度測定は、まず電界強度計により測定
し、さらにスペクトラムアナライザの分解能帯域幅を１
００ｋＨｚと１ＭＨｚに切り替えて測定した測定値の差
が、３ｄＢ以下であれば電界強度計の測定値をもって電
界強度とし、３ｄＢから７ｄＢのときはスペクトラムア
ナライザの分解能帯域幅１ＭＨｚの値を電界強度とし、
７ｄＢ以上のときはスペクトラムアナライザの分解能帯
域幅１ＭＨｚの値に５ｄＢを加えた値を電界強度とする
と規定されている。中間周波数を４５５ｋＨｚとすると
二つの搬送波の周波数差が９１０ｋＨｚであり、上記測
定方法によって測定した場合、スペクトラムアナライザ
の分解能帯域幅の切り替えによる測定値の差が３ｄＢ以
下になるため電界強度計の測定値に補正値が加えられる
ことがない。しかも４５５ｋＨｚは多くの通信機で中間
周波数として使用されているため、部品の入手が容易で
ある。
【０００６】
【発明の効果】送信側で複数の搬送波間の最大周波数偏
移の差を、受信機のローパスフィルターのカットオフ周
波数以上にすることで、受信機で複数の搬送波を一つの
中間周波数に変換して合成できるので、受信状況に応じ
て搬送波を切り替えたり、受信状況を判定する手段が必
要なくなり、周波数ダイバシティー通信機を低コストで
実現できる。本発明の受信機は一般的なスーパーヘテロ
ダイン受信機と同じ構成であり、送信機と受信機でロー
カル発振器を共用できるため、特殊な部品を使用するこ
となく回路構成が簡単な周波数ダイバシティー通信機が
実現できる。
移の差を、受信機のローパスフィルターのカットオフ周
波数以上にすることで、受信機で複数の搬送波を一つの
中間周波数に変換して合成できるので、受信状況に応じ
て搬送波を切り替えたり、受信状況を判定する手段が必
要なくなり、周波数ダイバシティー通信機を低コストで
実現できる。本発明の受信機は一般的なスーパーヘテロ
ダイン受信機と同じ構成であり、送信機と受信機でロー
カル発振器を共用できるため、特殊な部品を使用するこ
となく回路構成が簡単な周波数ダイバシティー通信機が
実現できる。
【図１ Ａ】 ビートの影響
【図１ Ｂ】 本発明による受信機の中間周波数の状態
【図１ Ｃ】 本発明によるビートの影響の除去原理
【図２】 本発明による送信機の基本的な構成
【図３】 本発明による受信機の基本的な構成
【図４ Ａ】 本発明を従来のスーパーヘテロダイン受
信機で実現した送信機及び受信機の構成
信機で実現した送信機及び受信機の構成
【図４ Ｂ】 本発明を従来のスーパーヘテロダイン受
信機で実現した送信機及び受信機の構成
信機で実現した送信機及び受信機の構成
【図５】 受信機と送信機でローカル発振器を共用
にできる本発明の送信機の構成
にできる本発明の送信機の構成
【図６】 本発明による送信機の周波数スペクトラ
ムの概略
ムの概略
Claims (2)
- 【請求項１】周波数の異なる複数の搬送波を送信する送
信機と、各搬送波を同じ中間周波数に周波数変換したの
ち合成し復調する受信機で構成される周波数ダイバシテ
ィー通信装置に於いて、送信機は共通のデジタルベース
バンド信号によって周波数変調（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ
Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）する複数の周波数変調器を
具備し、各周波数変調器の最大周波数偏移には一定の差
を設け、その差は受信機のベースバンドフィルターの帯
域以上とすることを特徴とする微弱電波通信装置。 - 【請求項２】搬送波の周波数間隔の最低限は、搬送波の
電界強度をスペクトラムアナライザで分解能帯域幅を１
００ｋＨｚと１ＭＨｚに切り替えて測定したとき、その
差が３ｄＢ以内になるようにした請求項１の微弱電波通
信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000247991A JP3569892B2 (ja) | 2000-07-13 | 2000-07-13 | 微弱電波通信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000247991A JP3569892B2 (ja) | 2000-07-13 | 2000-07-13 | 微弱電波通信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002033690A true JP2002033690A (ja) | 2002-01-31 |
| JP3569892B2 JP3569892B2 (ja) | 2004-09-29 |
Family
ID=18737980
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000247991A Expired - Fee Related JP3569892B2 (ja) | 2000-07-13 | 2000-07-13 | 微弱電波通信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3569892B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103281096A (zh) * | 2008-10-07 | 2013-09-04 | 启碁科技股份有限公司 | 滤波装置及其相关无线通信接收机 |
| JP2014209699A (ja) * | 2013-03-29 | 2014-11-06 | 日本放送協会 | ワイヤレスマイク用ｏｆｄｍ送信装置、受信装置及び送受信方法 |
-
2000
- 2000-07-13 JP JP2000247991A patent/JP3569892B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|---|---|---|
| CN103281096A (zh) * | 2008-10-07 | 2013-09-04 | 启碁科技股份有限公司 | 滤波装置及其相关无线通信接收机 |
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