JP2002026700A - 比較回路 - Google Patents
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Abstract
じる熱雑音及びフィードスルー現象によるオフセットを
低減して、高精度の比較動作が可能な比較回路を提供す
る。 【解決手段】 信号入力端子101 に接続された容量C1
に電荷を入力して、信号入力端子の電圧をオペアンプ13
0 を用いて基準電圧と比較する比較回路において、信号
入力端子をオペアンプの負入力端子に接続すると共に、
オペアンプの出力端子と信号入力端子との間に第1のリ
セットスイッチ104 を設け、帰還容量C2と第2のリセ
ットスイッチ105 とを直列接続した帰還回路を第1のリ
セットスイッチと並列に設け、信号入力端子のリセット
時に、第1のリセットスイッチと第2のリセットスイッ
チとを同時に閉じ、次いで、第1のリセットスイッチを
開いた後、第2のリセットスイッチを開くように構成す
る。
Description
り、特に、固体撮像装置、アナログディジタルコンバー
タ(ADC)用のコンパレータなどに用いられ、高精度
な比較動作が必要とされる比較回路に関する。
る比較回路として、入力される電圧信号の変化を容量を
介して信号電荷として回路に注入し、前記注入された信
号電荷を用いて入力電圧の変化量を演算する方式のもの
が提案され、実用化されている。また、近年発展の顕著
なCMOS回路では、半導体プロセス上、容量素子を構
成することが容易なため、容量素子を応用したアナログ
回路が活発に開発され、利用されている。
2118号公報には、MOSインバータ回路に容量素子
を介して電荷を注入するように構成したコンパレータ回
路が紹介されていると共に、更に、前記コンパレータ回
路のノイズを緩和する方法が開示されている。
104527号公報には、前記コンパレータ回路を用い
てADCを構成する手法が開示されている。
来の技術では、前記入力用の容量素子に留まった電荷を
初期化(リセット)する際に生じる熱雑音が大きいとい
う問題があり、これを緩和するためには入力用の容量素
子を大きくする必要があった。そのために、回路の入力
容量が大きくなり、駆動する際の消費電力が大きいとい
う問題や、チップ上に回路を集積化する場合に面積の縮
小が難しいという問題がある。
ンパレータ回路を例にとって、前記問題点を更に明確に
指摘するために説明する。図7は、従来の代表的な比較
回路の構成を示している。図7に示すように、信号入力
端子101 は容量C10を介して接地電位点に接続されると
共に、オペアンプ回路130 の負入力端子(−)に接続さ
れている。このオペアンプ回路130 の負入力端子
(−)、すなわち信号入力端子101 と前記オペアンプ回
路130 の出力端子とは、リセットスイッチ104 を介して
接続されている。
端子114 には、リセットパルスφRS1 が印加され、ま
た、前記オペアンプ回路130 の正入力端子(+)は基準
電圧VREFが入力されるようになされている。なお、
前記オペアンプ回路130 は、前述した従来の技術である
特開昭57−202118号公報や特開昭58−104
527号公報に開示されているインバータ回路に置き換
えても、基本動作上の差異はない。
づいて、図7に示した従来の比較回路の動作について説
明する。図8のタイミングチャートは、制御端子114 に
印加するリセットパルスφRS1 ,信号入力端子101 の
電位VINを動作シーケンスに沿って、時系列的に示し
たものである。また、ここでは、説明を簡単にするため
に、リセットスイッチ104 は、リセットパルスφRS1
が正論理のときに、閉じるものとしている。
入力端子101 の電位VINは、任意の電位となってい
る。時刻t1 においてリセットパルスφRS1 が正論理
となり、リセットスイッチ104 が閉じられると、オペア
ンプ回路130 の出力端子及び負入力端子(−)とがショ
ートされるため、オペアンプ回路130 はアナログバッフ
ァ回路として動作するようになる。このため、信号入力
端子101 の電位VINは、有限のランピング期間を経
て、基準電圧VREFに設定される。
て負論理となり、リセットスイッチ104 が開くと、信号
入力端子101 はDC的にフローティング状態となり、電
荷蓄積が可能な状態になる。この後、信号電荷を信号入
力端子101 に注入することにより、注入電荷が正電荷の
場合にはオペアンプ回路130 の出力端子には負電位が出
力され、注入電荷が負電荷の場合にはオペアンプ回路13
0 の出力端子には正電位が出力される。すなわち、この
比較回路は、負出力の比較回路として動作するものであ
る。
リセットスイッチ104 のスイッチング動作に伴う熱雑音
ΔVINが発生する。この熱雑音ΔVINは、信号入力
端子101 の対接地容量値に対して発生し、ノイズ平均と
しては次式(1)に示すノイズ電圧を発生する。
度である。上記(1)式で表されるノイズ電圧はランダ
ムに発生するので、比較回路としてのノイズ検出限界を
決定し、比較精度を劣化させる原因となる。
に、リセットスイッチ104 の制御端子114 と信号入力端
子101 との間に存在する寄生容量成分に存在する電荷
と、リセットスイッチ104 のチャネルを形成する電荷と
が、リセット動作に伴い信号入力端子101 に押し出され
ることになる。これはフィードスルー現象と称されるも
ので、この現象により、等価的にオフセット電荷が発生
するため、信号入力端子101 のリセット時の初期電位
が、比較回路としての釣り合い点(VREF)からずれ
てしまうという問題がある。
題点を解消するためになされたもので、入力用容量素子
の電荷をリセットする際に生じる熱雑音、及びフィード
スルーによるオフセットを低減して、高精度の比較動作
が可能な比較回路を提供することを目的とする。
め、本発明は、オペアンプと、一端が前記オペアンプの
負入力端子に接続され他端が接地された入力用第1の容
量素子と、前記オペアンプの出力端子と前記オペアンプ
の負入力端子を結ぶ第1の帰還回路中に設けた第1のリ
セットスイッチとを有する比較回路において、前記第1
の帰還回路に並列に、前記オペアンプの出力端子と前記
オペアンプの負入力端子を結ぶ、前記第1のリセットス
イッチとは別個の第2のリセットスイッチと前記第1の
容量素子とは別個の第2の容量素子との直列接続回路か
らなる第2の帰還回路を、少なくとも一つ以上備えてい
ることを特徴とするものである。
入力用の第1の容量素子のリセット時に、第1のリセッ
トスイッチと第2のリセットスイッチとを同時に閉じ、
次いで第1のリセットスイッチを開いた後、第2のリセ
ットスイッチを開くようにする。これにより、リセット
スイッチのスイッチング動作において発生するリセット
雑音やリセットスイッチのフィードスルー現象によるリ
セット電位の変動を抑圧することが可能となり、入力用
容量素子の高精度な初期化が可能となり、高精度の比較
動作が可能となる。
て説明する。図1は、本発明に係る比較回路の第1の実
施の形態の概略構成を示す回路構成図であり、図7に示
した従来例と同一又は対応する構成要素には同一符号を
付して示している。この実施の形態においては、従来例
と同様に、図1に示すように、信号入力端子101 は容量
C1 を介して接地電位に接続されると共に、オペアンプ
回路130 の負入力端子(−)に接続される。また、オペ
アンプ回路130 の負入力端子(−)、すなわち信号入力
端子101 とオペアンプ回路130 の出力端子とは、第1の
リセットスイッチ104 を介して接続されている。
スイッチ104 と並列に、第2のリセットスイッチ105 と
帰還容量C2 とで構成される帰還回路150 が接続され
る。そして、第1のリセットスイッチ104 の制御端子11
4 には、第1のリセットパルスφRS1 が印加され、第
2のリセットスイッチ105 の制御端子115 には第2のリ
セットパルスφRS2 が印加される。また、第2のリセ
ットスイッチ105 と帰還容量C2 と接続する端子200 と
接地電位との間には、容量C3 が接続されている。この
容量C3 は、次の動作説明で述べるように、時刻t3で
端子200 に発生する熱雑音を低減するために設けられて
いるものである。なお、オペアンプ回路130 の正入力端
子(+)には、基準電圧VREFが入力されるようにな
されており、また、次の動作説明で述べるタイミングで
第1及び第2のリセットパルスφRS1 ,φRS2 を出
力させるための、図示しない一般的な論理回路などで構
成されるそれ自体は公知なものと略同様の制御回路を備
えている。以上が、本発明に係る比較回路の第1の実施
の形態の構成である。
上記のように構成されている第1の実施の形態に係る比
較回路の動作及び駆動方法について説明する。図2のタ
イミング図は、第1のリセットスイッチ104 の制御端子
114 ,及び第2のリセットスイッチ105 の制御端子115
に印加されるリセットパルスφRS1 ,φRS2 、並び
に信号入力端子101 の電位VINを、動作シーケンスに
沿って時系列的に示したものである。また、ここでは、
説明を簡単にするために、第1のリセットスイッチ104
及び第2のリセットスイッチ105 は、リセットパルスφ
RS1 及びφRS2 がそれぞれ正論理のときに閉じるも
のとしている。
入力端子101 の電位VINは任意の電位となっている。
時刻t1 においてリセットパルスφRS1 及びφRS2
が正論理となると、第1のリセットスイッチ104 及び第
2のリセットスイッチ105 が共に閉じられることによ
り、オペアンプ回路130 の出力端子と負入力端子(−)
とがショートされる状態となる。これにより、オペアン
プ回路130 はアナログバッファ回路として動作するた
め、信号入力端子101 の電位VINは有限のランピング
期間を経て基準電圧VREFに設定される。
RS1 のみを負論理に変化させて、第1のリセットスイ
ッチ104 が開くと、信号入力端子101 の電位VINに
は、第1のリセットスイッチ104 のスイッチング動作に
伴う熱雑音が発生する。この熱雑音は、信号入力端子10
1 の対接地容量値に対して発生する。ここで、時刻t2
では第2のリセットスイッチ105 は閉じているため、容
量C2 も接地容量とみなせる。したがって、時刻t2 に
おいて発生する熱雑音ΔVIN(t=t2 )は、C2 ≪
C3 とすると、次式(2)で表される。
度である。実際の回路では、第1のリセットスイッチ10
4 の開閉に伴うフィードスルー現象の影響により、オフ
セット的な電位変化がこれに加わるが、ここでは説明を
簡単にするために、動作の説明からは省略している。
音ΔVIN(t=t2 )は、オペアンプ回路130 の負入
力端子(−)に入力され、オペアンプ回路130 は発生し
たノイズ電荷に対して帰還容量C2 を介して補正動作を
行い、有限のランピング期間を経て、信号入力端子101
の端子電位VINは再度、基準電圧VREFに戻され
る。
が十分に基準電圧VREFに安定した後、時刻t3 にお
いてリセットパルスφRS2 を負論理に変化させて、第
2のリセットスイッチ105 を開き、信号入力端子101 の
リセット動作を完了する。
第2のリセットスイッチ105 との間にある端子200 に、
次式(3)に示す熱雑音ΔV200(t=t3 )が発生し、
この熱雑音は容量C2 を介して信号入力端子101 にも伝
達される。
度である。端子200 から見ると、容量C2 と容量C1 と
が直列に接続されている関係から、以上の一連のリセッ
ト動作によって、最終的に時刻t3 において発生する信
号入力端子101 の端子電位VINの揺らぎΔVIN(t
=t3 )は、次式(4)となる。
度である。以上が本発明に係る比較回路の第1の実施の
形態のリセット動作であり、時刻t3 以降、本来の電荷
蓄積動作に入り、信号電荷を信号入力端子101 に入力す
るものである。
る。図7に示した従来の比較回路では、蓄積容量C10に
対してリセット雑音が発生するため、(1)式で示した
(kT/C10)1/2 なるリセット雑音電圧が信号入力端
子のリセット時に発生するが、本実施の形態では、時刻
t2 で発生したノイズ電圧を帰還回路を利用して補正
し、その後に帰還系を閉じることにより、(4)式に示
す値までリセット時のノイズ揺らぎを抑圧することが可
能になる。したがって、抑圧比は、(4)式/(2)式
から、次式(5)により表現される。
1:10:16,すなわち従来構成の比較回路の総容量値
と、本実施の形態の比較回路の総容量値が同じ場合につ
いて求めると、抑圧比は約5分の1となる。すなわち、
本実施の形態によれば総容量値を増やすことなく、ノイ
ズ電圧を抑えることができる。また、説明を簡単にする
ため、上記説明で省略した第1のリセットスイッチ104
のフィードスルーによる初期電位のオフセットも、リセ
ット雑音と同様に(5)式に示すような抑圧が可能とな
る。
においては、信号入力端子のリセット時に生じる熱雑音
のみならず、第1のリセットスイッチ104 のフィードス
ルー現象によるオフセット量の抑圧にも効果を有するも
のである。また、総容量値を増やす必要がないので、消
費電流を抑えることができ、更に回路を集積化する際
に、チップ面積を小さくできるという効果も有するので
ある。
る。図3は、本発明に係る比較回路の第2の実施の形態
の概略構成を示す回路構成図であり、図1に示した第1
の実施の形態と同一又は対応する構成要素には、同一符
号を付して示している。この実施の形態では、図3に示
すように、容量C1 はオペアンプ回路130 の負入力端子
(−)と接地電位との間に接続され、オペアンプ回路13
0 の負入力端子(−)とオペアンプ回路130 の出力端子
とは、第1のリセットスイッチ104 を介して接続されて
いる。また、第1のリセットスイッチ104 と並列に、第
2のリセットスイッチ105 と帰還容量C2 とで構成され
る帰還回路150 が接続されている。そして、第2のリセ
ットスイッチ105 と帰還容量C2 とを接続する端子200
と接地電位との間には、容量C3 が接続されている。
子141 は第3のリセットスイッチ106 を介して、信号入
力端子142 は第4のリセットスイッチ107 を介して、共
通にオペアンプ回路130 の正入力端子(+)に接続され
ている。そして、第1のリセットスイッチ104 の制御端
子114 には第1のリセットパルスφRS1 が、第2のリ
セットスイッチ105 の制御端子115 には第2のリセット
パルスφRS2 が、第3のリセットスイッチ106 の制御
端子116 には第3のリセットパルスφRS3 が、第4の
リセットスイッチ107 の制御端子117 には第4のリセッ
トパルスφRS4 がそれぞれ印加されるようになってお
り、これらのリセットパルスは、図示しない一般的な論
理回路などで構成されるそれ自体は公知なものと略同様
の制御回路より、出力されるようになっている。以上
が、本発明に係る比較回路の第2の実施の形態の構成で
ある。
上記のように構成されている第2の実施の形態に係る比
較回路の動作及び駆動方法について説明する。図4のタ
イミング図は、第1のリセットスイッチ104 の制御端子
114 ,第2のリセットスイッチ105 の制御端子115 ,第
3のリセットスイッチ106 の制御端子116 ,及び第4の
リセットスイッチ107 の制御端子117 にそれぞれ印加さ
れるリセットパルスφRS1 ,φRS2 ,φRS3 ,φ
RS4 と、オペアンプ回路130 の負入力端子(−)の電
位VMを、動作シーケンスに沿って時系列的に示したも
のである。なお、ここでは、説明を簡単にするために、
第1のリセットスイッチ104 ,第2のリセットスイッチ
105 ,第3のリセットスイッチ106 及び第4のリセット
スイッチ107 は、リセットパルスφRS1 ,φRS2 ,
φRS3 ,φRS4 がそれぞれ正論理のときに閉じるも
のとしている。
アンプ回路130 の負入力端子(−)の電位VMは、任意
の電位となっている。時刻t1 において、リセットパル
スφRS1 ,φRS2 ,φRS3 が正論理となると、第
1のリセットスイッチ104 及び第2のリセットスイッチ
105 が共に閉じられることにより、オペアンプ回路130
の出力端子と負入力端子(−)とがショートされた状態
となり、オペアンプ回路130 はアナログバッファ回路と
して動作する。また、第3のリセットスイッチ106 も閉
じているので、オペアンプ回路130 の正入力端子(+)
には基準電圧VREFが入力され、オペアンプ回路130
のアナログバッファ回路動作により、オペアンプ回路13
0 の負入力端子(−)の電位VMは、有限のランピング
期間を経て基準電圧VREFに設定される。
RS1 のみを負論理に変化させて、第1のリセットスイ
ッチ104 が開くと、オペアンプ回路130 の負入力端子
(−)には、第1のリセットスイッチ104 のスイッチン
グ動作に伴う熱雑音が発生する。この熱雑音は、オペア
ンプ回路130 の負入力端子(−)の対接地容量値に対し
て発生する。ここで、時刻t2 では第2のリセットスイ
ッチ105 は閉じているため、容量C2 も接地容量とみな
せる。したがって、時刻t2 において発生する熱雑音Δ
VM(t=t2 )は、C2 ≪C3 とすると、次式(6)
で表される。
度である。実際の回路では、第1のリセットスイッチ10
4 の開閉に伴うフィードスルー現象の影響により、オフ
セット的な電位変化がこれに加わるが、ここでは説明を
簡単にするために、動作の説明からは省略している。
音ΔVM(t=t2 )は、オペアンプ回路130 の負入力
端子(−)に入力され、オペアンプ回路130 は発生した
ノイズ電荷に対して帰還容量C2 を介して補正動作を行
い、有限のランピング期間を経て、オペアンプ回路130
の負入力端子(−)の電位VMは再度、基準電圧VRE
Fに戻される。
(−)の電位VMが十分に基準電圧VREFに安定した
後、時刻t3 においてリセットパルスφRS2 を負論理
に変化させて、第2のリセットスイッチ105 を開き、オ
ペアンプ回路130 の負入力端子(−)のリセット動作を
完了する。このとき、容量C1 により、オペアンプ回路
130 の負入力端子(−)には基準電圧VREFが保持さ
れている。
よっても、容量C2 と第2のリセットスイッチ105 との
間にある端子200 に、次式(7)に示す熱雑音ΔV200
(t=t3 )が発生し、この熱雑音は容量C2 を介して
オペアンプ回路130 の負入力端子(−)にも伝達され
る。
度である。端子200 から見ると、容量C2 と容量C1 と
が直列に接続されている関係から、以上の一連のリセッ
ト動作によって、最終的に時刻t3 において発生するオ
ペアンプ回路130 の負入力端子(−)の電位VMの揺ら
ぎΔVM(t=t3 )は、次式(8)となる。
度である。以上が本発明に係る比較回路の第2の実施の
形態のリセット動作であり、時刻t3 以降、時刻t4 に
おいてリセットパルスφRS3 を負論理に変化させて、
第3のリセットスイッチ106を開き、時刻t5 において
リセットパルスφRS4 を正論理に変化させて、第4の
リセットスイッチ107 を閉じ、オペアンプ回路130 の正
入力端子(+)に信号を印加して、比較動作を行うもの
である。
4のリセットスイッチ107 の開閉タイミングをずらして
いるのは、第3のリセットスイッチ及び第4のリセット
スイッチが共に閉じて、基準電圧と入力信号が短絡する
のを確実に防ぐためである。
に、第2の実施の形態においても、第1の実施の形態と
同等のレベルまでノイズ電圧を抑えることができること
がわかる。また、説明を簡単にするため、上記説明で省
略したリセットスイッチ104のフィードスルーによる初
期電位のオフセットも、第1の実施の形態と同様に抑圧
することが可能となる。
る。図5は、本発明に係る比較回路の第3の実施の形態
の概略構成を示す回路構成図である。本実施の形態にお
いては、図5に示すように、容量C1 はオペアンプ回路
130 の負入力端子(−)と接地電位との間に接続され、
オペアンプ回路130 の負入力端子(−)とオペアンプ回
路130 の出力端子とは、第1のリセットスイッチ104 を
介して接続されている。また、第1のリセットスイッチ
104 と並列に、第2のリセットスイッチ105 と帰還容量
C2 とで構成される帰還回路150 が接続される。そし
て、第2のリセットスイッチ105 と帰還容量C2 とを接
続する端子200 と接地電位との間には、容量C3 が接続
されている。
入力端子141 は第3のリセットスイッチ106 を介して、
信号入力端子142 は第4のリセットスイッチ107 を介し
て、共通に容量C4 の一端に接続され、容量C4 の他端
はオペアンプ回路130 の正入力端子(+)に接続されて
いる。更に、参照電圧VBは、第5のリセットスイッチ
108 を介してオペアンプ回路130 の正入力端子(+)に
接続されている。
御端子114 には第1のリセットパルスφRS1 が、第2
のリセットスイッチ105 の制御端子115 には第2のリセ
ットパルスφRS2 が、第3のリセットスイッチ106 の
制御端子116 には第3のリセットパルスφRS3 が、第
4のリセットスイッチ107 の制御端子117 には第4のリ
セットパルスφRS4 が、第5のリセットスイッチ108
の制御端子118 には第5のリセットパルスφRS5 がそ
れぞれ印加されてるようになっており、これらの各リセ
ットパルスは、図示しない一般的な論理回路などで構成
されるそれ自体は公知なものと略同様の制御回路から、
出力されるようになっている。以上が、本発明に係る比
較回路の第3の実施の形態の構成である。
第3の実施の形態に係る比較回路の動作及び駆動方法に
ついて説明する。図6のタイミング図は、第1のリセッ
トスイッチ104 の制御端子114 ,第2のリセットスイッ
チ105 の制御端子115 ,第3のリセットスイッチ106 の
制御端子116 ,第4のリセットスイッチ107 の制御端子
117 ,第5のリセットスイッチ108 の制御端子118 にそ
れぞれ印加されるリセットパルスφRS1 ,φRS2 ,
φRS3 ,φRS4 ,φRS5 と、オペアンプ回路130
の負入力端子(−)の電位VMを、動作シーケンスに沿
って時系列的に示したものである。なお、ここでは、説
明を簡単にするために、第1のリセットスイッチ104 ,
第2のリセットスイッチ105 ,第3のリセットスイッチ
106 、第4のリセットスイッチ107 及び第5のリセット
スイッチ108 は、リセットパルスφRS1 ,φRS2 ,
φRS3 ,φRS4 ,φRS5 がそれぞれ正論理のとき
に閉じるものとしている。
アンプ回路130 の負入力端子(−)の電位VMは、任意
の電位となっている。時刻t1 において、リセットパル
スφRS1 ,φRS2 ,φRS3 ,φRS5 が正論理に
なると、第1のリセットスイッチ104 と第2のリセット
スイッチ105 が共に閉じられることにより、オペアンプ
回路130 の出力端子と負入力端子(−)とがショートさ
れた状態となり、オペアンプ回路130 はアナログバッフ
ァ回路として動作する。また、第5のリセットスイッチ
108 が閉じられることにより、オペアンプ回路130 の正
入力端子(+)には参照電圧VBが印加され、オペアン
プ回路130 のアナログバッファ回路動作により、オペア
ンプ回路130 の負入力端子(−)の電位VMは、有限の
ランピング期間を経て参照電圧VBに設定される。ま
た、第3のリセットスイッチ106 が閉じられることによ
り、容量C4 には差電圧(VREF−VB)に応じた電
荷が蓄積される。
RS1 のみを負論理に変化させて、第1のリセットスイ
ッチ104 が開くと、オペアンプ回路130 の負入力端子
(−)には、第1のリセットスイッチ104 のスイッチン
グ動作に伴う熱雑音が発生する。この熱雑音は、オペア
ンプ回路130 の負入力端子(−)の対接地容量値に対し
て発生する。ここで、時刻t2 では第2のリセットスイ
ッチ105 は閉じているため、容量C2 も接地容量とみな
せる。したがって、時刻t2 に発生する熱雑音ΔVM
(t=t2 )は、C2 ≪C3 とすると、次式(9)で表
される。
度である。ところで、時刻t2 において発生した熱雑音
は、オペアンプ回路130 の負入力端子(−)に入力さ
れ、オペアンプ回路130 は発生したノイズ電荷に対して
帰還容量C2 を介して補正動作を行い、有限のランピン
グ期間を経て、オペアンプ回路130 の負入力端子(−)
の電位VMは再度、参照電圧VBに戻される。
(−)の電位VMが十分に参照電圧VBに安定した後、
時刻t3 においてリセットパルスφRS2 を負論理に変
化させて、第2のリセットスイッチ105 を開き、オペア
ンプ回路130 の負入力端子(−)のリセット動作を完了
する。このとき、容量C1 により、オペアンプ回路130
の負入力端子(−)には参照電圧VBが保持されてい
る。
よっても、容量C2 と第2のリセットスイッチ105 との
間にある端子200 に、次式(10)に示す熱雑音ΔV200
(t=t3 )が発生し、この熱雑音は容量C2 を介して
オペアンプ回路130 の負入力端子(−)にも伝達され
る。
度である。端子200 から見ると、容量C2 と容量C1 と
が直列に接続されている関係から、以上の一連のリセッ
ト動作によって、最終的に時刻t3 において発生するオ
ペアンプ回路130 の負入力端子(−)の電位VMの揺ら
ぎΔVM(t=t3 )は、次式(11)となる。
度である。以上が本発明に係る比較回路の第3の実施の
形態のリセット動作である。時刻t3 以降、時刻t4 に
おいてリセットパルスφRS3 及びリセットパルスφR
S5 を負論理に変化させて、第3のリセットスイッチ10
6 及び第5のリセットスイッチ108 を開くことにより、
容量C4 に(VREF−VB)に対応した電荷が保持さ
れ、時刻t5 においてリセットパルスφRS4 を正論理
に変化させて、第4のリセットスイッチ107 を閉じるこ
とにより、オペアンプ回路130 の正入力端子(+)の電
位VPには、(VIN−VREF+VB)なる電圧が印
加され、比較動作が行われる。
4のリセットスイッチ107 の開閉タイミングをずらして
いるのは、第3のリセットスイッチ及び第4のリセット
スイッチが共に閉じて、基準電圧と入力信号が短絡する
のを確実に防ぐためである。
の形態では、第1の実施の形態と同等の効果を有するこ
とがわかる。また、第1の実施の形態の効果に加えて、
次に示す効果を有するものである。すなわち、基準電圧
VREFと入力信号VINを直接比較せず、その差電圧
を比較するので、基準電圧VREFと入力信号VINが
オペアンプの入力範囲を超えていても、比較動作を行う
ことが可能となる。
に、本発明は、蓄積用(入力用)の容量素子に電荷を入
力して電圧を比較する比較回路において、入力用容量素
子をオペアンプの負入力端子に接続すると共に、前記オ
ペアンプの出力端子と該オペアンプの負入力端子との間
に第1のリセットスイッチを設け、また、帰還容量素子
と第2のリセットスイッチとを直列に接続した帰還回路
を前記第1のリセットスイッチと並列して設けている。
そして、前記入力用容量素子のリセット時には、前記第
1のリセットスイッチと前記第2のリセットスイッチと
を同時に閉じ、次いで、前記第1のリセットスイッチを
開いた後、前記第2のリセットスイッチを開くように構
成している。
イッチング動作において発生するリセット雑音やリセッ
トスイッチのフィードスルー現象によるリセット電位の
変動を抑圧することが可能となり、入力用容量素子の高
精度な初期化が可能になると共に、高精度な比較動作が
可能になる。
回路に、帰還容量とリセットスイッチを直列に接続して
なる帰還回路150 を一つ追加した例を示したが、追加す
る帰還回路の数は一つとは限らず、二つ以上の帰還回路
を追加した場合であっても、本発明に係る技術的思想に
基づいて、同様の効果を奏する比較回路を構成すること
ができる。すなわち、図1,図3,図5の帰還回路150
と同じ構成の帰還回路を、帰還回路150 と並列に複数接
続した場合であっても、同様の効果を奏する比較回路を
構成することができる。
には、特許請求の範囲の請求項1乃至3に示した発明以
外にも、以下に付記1として示すような発明が開示され
ている。 (付記1)信号入力端子に接続された蓄積用の容量素子
に電荷を入力して、前記信号入力端子の電圧をオペアン
プを用いて基準電圧と比較する比較回路において、前記
信号入力端子に負入力端子が接続された前記オペアンプ
の出力端子と前記信号入力端子との間に設けられる第1
のリセットスイッチと、該第1のリセットスイッチと並
列して設けられる帰還容量と第2のリセットスイッチと
を直列に接続した帰還回路を有し、前記オペアンプの正
入力端子に基準電圧が印加され、前記信号入力端子のリ
セット時には前記第1のリセットスイッチと前記第2の
リセットスイッチとを同時に閉じ、次いで、前記第1の
リセットスイッチを開いた後に、前記第2のリセットス
イッチを開くことにより、前記第1のリセットスイッチ
のスイッチング動作により発生するリセット雑音やリセ
ットスイッチのフィードスルー現象を抑圧させるように
構成したことを特徴とする比較回路。
うに、本発明によれば、入力用容量素子の電位をリセッ
トする際に生じる熱雑音及びフィードスルー現象による
オフセットを低減して、高精度の比較動作が可能となる
比較回路を提供することができる。
略構成を示す回路構成図である。
方法を説明するためのタイミング図である。
略構成を示す回路構成図である。
方法を説明するためのタイミング図である。
略構成を示す回路構成図である。
方法を説明するためのタイミング図である。
法を説明するためのタイミング図である。
Claims (3)
- 【請求項1】 オペアンプと、一端が前記オペアンプの
負入力端子に接続され他端が接地された入力用第1の容
量素子と、前記オペアンプの出力端子と前記オペアンプ
の負入力端子を結ぶ第1の帰還回路中に設けた第1のリ
セットスイッチとを有する比較回路において、前記第1
の帰還回路に並列に、前記オペアンプの出力端子と前記
オペアンプの負入力端子を結ぶ、前記第1のリセットス
イッチとは別個の第2のリセットスイッチと前記第1の
容量素子とは別個の第2の容量素子との直列接続回路か
らなる第2の帰還回路を、少なくとも一つ以上備えてい
ることを特徴とする比較回路。 - 【請求項2】 前記第2の帰還回路を構成する前記第2
のリセットスイッチと前記第2の容量素子との中間に一
端を接続し、他端を接地した第3の容量素子を備えてい
ることを特徴とする請求項1に係る比較回路。 - 【請求項3】 前記第1の容量素子のリセット時におい
て、前記第1のリセットスイッチと前記第2のリセット
スイッチとを同時に導通状態にし、第1の所定の時間後
に前記第1のリセットスイッチを非導通状態にし、前記
第1の所定の時間より長い第2の所定の時間後に前記第
2のリセットスイッチを非導通状態にする制御手段を備
えていることを特徴とする請求項1又は2に係る比較回
路。
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---|---|---|---|
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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- 2000-07-11 JP JP2000209218A patent/JP2002026700A/ja active Pending
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