JP2001516528A

JP2001516528A - アナログ信号サンプリングの方法及び装置

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Publication number: JP2001516528A
Application number: JP53721598A
Authority: JP
Inventors: ゼイユル，パウルストマスマリアバン
Original assignee: テレフオンアクチーボラゲツトエルエムエリクソン（パブル）
Priority date: 1997-02-26
Filing date: 1998-01-27
Publication date: 2001-09-25
Also published as: CN1104092C; AU6618498A; CN1249082A; EE9900364A; US6285307B1; DE69805396D1; AU728608B2; DE69805396T2; BR9807613A; ES2174421T3; KR20000075746A; KR100400646B1

Abstract

(57)【要約】アナログ信号（Ｕ（ｔ））の同相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）成分（Ｕ_i（ｔ）、Ｕｐ（ｔ））の離散的サンプル値の第１のシーケンス及びＩ及びＱ成分（Ｕ_i（ｔ）、Ｕ_q（ｔ））の離散的サンプル値の第２のシーケンスを入手ことにより、また等しいサンプリング速度（ω_S）及びそれらのサンプリング速度周期（Ｔ）と相対的に相互に９０°の位相シフトを持つ夫々のサンプリングシーケンス（Φ₁（ｔ）、Φ₂（ｔ））でのＩ及びＱ成分のサンプリングにより、アナログ信号（Ｕ（ｔ））をサンプリングする方法及び装置。第１のシーケンスのＩ成分のサンプル値及び第２のシーケンスのＱ成分のサンプル値は、加算（９）されてサンプル値Ｓ³（ｔ）の第３のシーケンスを形成する。第１のシーケンスのＱ成分のサンプル値及び第２のシーケンスのＩ成分のサンプル値は、加算（１０）されてサンプル値Ｓ⁴（ｔ）の第４のシーケンスを形成する。サンプル値（Ｓ³（ｔ）、（Ｓ⁴（ｔ））の第３及び第４のシーケンスは、第３及び第４のシーケンス（Ｓ³（ｔ）、（Ｓ⁴（ｔ））の一つの特別な周期（Ｔ）の間隔の間にさらに処理され、また前記周期（Ｔ）の第１及び第２のシーケンスのサンプル値が利用可能な後に開始する。

Description

【発明の詳細な説明】アナログ信号サンプリングの方法及び装置発明の分野本発明は、一般に信号処理に関し、特に、無線通信装置の様な通信装置における信号サンプリング、信号離散化、及びアナログ・デイジタル変換に関する。発明の背景アナログ電気信号のサンプリングは、定係数（ｔｉｍｅ−ｉｎｖａｒｉａｎｔ）信号、即ち電圧又は電流の時間離散化と振幅離散化の両方から成る。サンプリング動作の単純な代表は、スイッチで、これはある一定速度、即ちサンプリング速度で、サンプリング周期と相対的に短い時間の間にアナログ信号の転送を許す。この様にサンプリングされたアナログ信号は、サンプリングの時のアナログ信号の振幅に相当する振幅を持つアナログ信号の短いセグメント又はサンプル値から成る。サンプリング動作は、アナログ信号と周期的パルス列の乗算として表すことが出来、その周期はサンプリング速度である。この様な乗算動作は、周波数領域において、サンプリングされたアナログ信号のスペクトル及びサンプリング速度により決定されるスペースを持つスペクトルの周期的繰返しから成り、また減少するスペクトル電力を持つ信号のスペクトルを生じることが示される。減衰は、サンプリング過程、即ち、周期的パルス列のパルスの持続時間と振幅及びサンプリング速度により決定される。反復するアナログ信号の重複を生じない最少のサンプリング速度は、公称ナイキスト速度と呼ばれる。即ち、最少サンプリング周波数は、周波数帯域により制限される信号の上部周波数の少なくとも２倍でなければならない。サンプリングに就いてのより詳細な論議は、Ａ．ブルースカールソンによる「通信システム」、マグロウヒル、１９７５、第２版、第８章の様な電気通信を取扱う多くの教科書に見出すことが出来、これはここに引用して含める。実際において、現実のアナログ信号は、厳密には帯域制限されず、従ってアンダーサンプリングされる周波数がアナログ信号中に発生する時は何時でもナイキスト基準はこの様な周波数には当嵌まらず折返し（ａｌｉａｓｉｎｇ）と呼ばれる現象が発生する。折返しでは、反復する複数スペクトルのスペクトル重複が発生し、そのためサンプリングされた信号の再構成の後、本来サンプリングされた信号の周波数帯域の外側にあつた周波数が今や低い周波数の形態で再構成された出力に現れ、再構成されサンプリングされたアナログ信号を歪ませる。折返しは、サンプリングされるべき信号の周波数帯域より上の周波数成分を実際のサンプリングの前に出来るだけ除去又はろ波することにより反抗出来、もし可能ならば公称ナイキスト速度より遥かに高い速度でサンプリングする。この様な形式のろ波は、折返し防止ろ波とも呼ばれる。実際において、フィルタの次数（ｏｒｄｅｒ）、即ち、低域（ＬＰ）又は帯域（ＢＰ）フィルタと、使用されるアナログ・デイジタル変換器（ＡＤＣ）の変換速度に関係するかも知れないサンプリング速度、従ってその電力消費との間には妥協がある。発明の要約本発明の目的は、厳密な周波数帯域制限ではないアナログ信号の場合において、スプリアス周波数の排除が改善されたアナログ信号のサンプリングの新規な方法を提供することである。本発明のその上の目的は、周波数帯域制限されないアナログ信号のサンプリングにおいて使用される折返しフィルタに課せられる要求を緩和することである。特に本発明の目的は、近代のトランシーバ設計に使用される様な画像排除信号処理回路と共に使用するためのサンプリングの方法を提供することである。本発明の目的はまた、本発明による方法が動作する装置を提供することである。本発明によれば、アナログ信号をサンプリングする方法が提供され、これは次のステップ、ａ）アナログ信号の同相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）成分を入手し、ｂ）Ｉ及びＱ成分の離散的サンプル値の夫々の第１のシーケンス及びＱ成分の離散的サンプル値の夫々の第２のシーケンスを入手し、これら第１及び第２のシーケンスは、等しいサンプリング速度でかつそれらのサンプリング速度周期に対し相互に９０°の位相シフトで入手され、ｃ）第１のシーケンスのＩ成分のサンプル値及び第２のシーケンスのＱ成分のサンプル値を加算し、サンプル値の第３のシーケンスを形成し、ｄ）第１のシーケンスのＱ成分のサンプル値及び第２のシーケンスのＩ成分のサンプル値を加算し、サンプル値の第４のシーケンスを形成し、ｅ）ステップｃ）及びｄ）を各サンプリング速度周期に対して繰返すことから成る。本発明による方法においては、ベースバンド信号又は搬送波の変調された信号のいずれかのアナログ入力信号のＩ及びＱ成分の離散的サンプル値のシーケンスが得られる。アナログ信号のＩ及びＱ成分の両方が利用可能でなければならないという要求は、トランシーバ装置における周波数変換のための回路で使用される画像排除技術と調和する。本発明によれば、Ｉ及びＱ成分の離散的サンプル値の２つのシーケンスは、相互に９０°の位相シフトで入手され、これは一方のシーケンスが他方に対して位相進み又は位相遅れでもよい。両方のシーケンスのＩ及びＱ成分のサンプル値の加算は、所望のアナログ信号の周波数帯域の外部の周波数成分の取消しとなる。本発明による取消し又は抑圧効果に起因して、折返し防止フィルタの要求は、かなり緩和され、高くない位数のフィルタとなり、又は従来のＡＤ変換に使用されるのと同じフィルタでは、遥かに歪みの少ない再構成出力信号となる。当業者は、フィルタの要求の緩和は、費用の見地から極めて有利であり、またサンプリング装置を半導体基板上に集積する可能性を強化することを理解するであろう。本発明の方法により得られるサンプリングされたＩ及びＱ成分は、さらに処理されることが出来、とりわけ両方のＩ及びＱ出力成分にＡＤＣ動作を行い、これによりデイジタル等価を提供し、例えばさらにデイジタル領域において処理するためサンプリングされたアナログ信号の８又は１２ビット表示を提供する。本発明によるアナログ信号サンプリング装置は、アナログ信号を同相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）成分に変換する手段と、Ｉ及びＱ成分をサンプリング速度で離散的サンプル値の第１及び第２のシーケンスに変換し、これにより第１及び第２のシーケンスは、それらのサンプリング速度周期と相対的に相互に９０°の位相シフトを含む手段と、前記第１のシーケンスのＩ成分のサンプル値と第２のシーケンスのＱ成分のサンプル値を加算し、サンプル値の第３のシーケンスを出力する手段と、第１のシーケンスのＱ成分のサンプル値と第２のシーケンスのＩ成分のサンプル値を加算し、サンプル値の第４のシーケンスを出力する手段とから成り、そこに加算手段は各サンプリング速度周期に対して動作するように構成される。本発明による装置の好ましい実施例においては、ＡＤＣとして設計される処理手段は、例えば、アナログ入力信号のデイジタルＩ及びＱ出力信号を提供する様なアナログ・デイジタル変換器手段を含む。サンプリングされた出力成分にＡＤＣ動作を行う代わりに、得られた各サンプルは最初にＡＤ変換されこの後加算しても良く、またデイジタル領域においてその上の処理を遂行することが出来る。本発明の上述の、及び他の特徴、利点及び応用は、添付の図面を参照して以下の詳細な記載において示される。図面の簡単な説明図１は、本発明に従ったアナログ信号のサンプリングのための、相互に９０° の位相シフトを持つ第１及び第２のパルスシーケンスを概略的に示す。図２は、特別のサンプリング周期に対する本発明のサンプリングされた信号成分を概略的に示す。図３は、本発明の方法に従って動作する装置の実施例の回路図を示す。図４は、本発明の方法に従って動作する、ＡＤＣとして設計された、装置のその上の実施例の回路図を示す。図５は、本発明の方法に従って動作する、ＡＤＣ動作を提供する、装置の別の実施例の回路図を示す。実施例の詳細な説明限定の意図ではなく、本発明をベースバンドアナログ信号を参照して記載し説明する。更に、Ａ．ブルースカールソンによる「通信システム」、マグロウヒル、１９７５、第２版、特に第２及び第８章に記載される様なフーリエ級数及び変換に基づくスペクトル分析に関する数学的知識があるものと仮定し、これらの記載はここに引用して組入れる。サンプリング動作は、一般にサンプリングされるべきアナログ信号と周期的パルス列の乗算として表され、そこで、そこにＵ（ｔ）＝サンプリングされるべきアナログ信号、 Φ（ｔ）＝周期的パルス列、Ｓ（ｔ）＝サンプリングされた信号。理想的サンプリングを仮定すると、パルス列はインパルスの列となり、単位インパルス又はデイラックのデルタ関数とも呼ばれ、次の様に表され、そこに δ（ｔ−ｎＴ）＝一つのインパルスでｔ＝ｎＴに位置する単位面積を持つ、またＴ＝インパルス繰返時間又はサンプリング周期。サンプリング周期は、次の様にサンプリング速度に関係し、そこにω_S＝サンプリング速度。本発明の説明の目的のため、アナログ入力信号Ｕ（ｔ）は、正弦波信号として表され、そこで、そこにＡ＝信号（ボルト又はアンペア）の振幅、また ω₀＝信号の角周波数。この正弦波アプローチは、特別の形式のアナログ信号への本発明の応用性に何等の制約を加えるものではなく、何故ならば当業者により理解される様に各アナログ信号は一連の正弦波関数により表すことが出来るからである。さて次の様に仮定すると、そこにＵ_I（ｔ）＝Ｕ（ｔ）の同相（Ｉ）成分、またＵ_Q（ｔ）＝Ｕ（ｔ）の直角位相（Ｑ）成分。更に、次のサンプリングインパルス列が仮定され式（７）及び（８）から、パルス列Φ₂（ｔ）は、サンプリング周期Ｔに関してパルス列Φ₁（ｔ）と相対的に９０°の位相遅れを持つことが分かり、図１に示す通りである。次のステップにおいて、Ｉ及びＱ成分は、サンプリング信号Φ₁（ｔ）及びΦ₂ （ｔ）を使用してサンプリングされ、この結果、Ｉ及びＱ成分の離散的サンまたＩ及びＱ成分の離散的サンプル値のそれぞれ第２のシーケンス、即ち上のサンプル値の第１及び第２のシーケンスは、加算操作され、離散的サンプル値のそれぞれ第３及び第４シーケンス、即ちＳ³（ｔ）及びＳ⁴（ｔ）が得られる。式（９）−（１２）について、加算操作は次の様に表され、＊注目すべきは、式（１４）において、Ｉ成分の離散的値の第２のシーケンスＩ及びＱ成分及びサンプリングインパルス列Φ₁（ｔ）及びΦ₂（ｔ）のための式（５）−（８）を使用し、また仮定ω₀＜＜ω_Sの下で周知の三角恒等式を適用すると、第３及び第４シーケンス（１３）及び（１４）は、の様に表され、そこに太いドットは、ｓｉｎ又はｃｏｓ項と、夫々のインパルス列の乗算を示す。上の式（１５）を調べることにより、この方程式の両方の第１及び第２の部分は、時間ｔ＝ｎＴでの信号値に相当する値を持つサンプルを表すことが分かり、しかし第２の部分に対してはこの値は時間ｔ＝（ｎ＋１／４）Ｔから得られるだけである。このことは、離散的点ｔ＝（ｎ＋１／４）Ｔに集中した単位面積を持つデイラックのデルタ関数の定義から直接従っている。これは式（１６）にも当嵌まる。理想的なサンプル・ホールド（ＳＨ）動作を仮定すると、即ちサンプリング周期に亘りサンプル値の劣化がないとすると、方程式（１５）及び（１６）は、次の様に表され、一つの特別の周期に対して、サンプリングされたＩ成分Ｓ_I（ｔ）は、上の方程式（１７）及び（１８）を減算することにより得ることが出来、またＱ成分Ｓ_Q （ｔ）は、上の方程式（１７）及び（１８）を加算することにより得ることが出来るが、所望のサンプリングされた成分は、サンプル値の第３及び第４のシーケンスの両方が利用出来るサンプリング周期の部分、即ちｔ＝（ｎ＋１／４）Ｔとｔ＝（ｎ＋１）Ｔの間、即ちサンプリング周期の３／４Ｔにおいて得られる。図２に示す様に、Ｉ³（ｔ）はサンプリング周期の間に、即ちｔ＝ｎＴとｔ＝（ｎ＋１）Ｔの間に利用可能であり、これに対し、Ｉ⁴（ｔ）は、Ｉ³（ｔ）の後時間ｔ＝１／４Ｔから利用可能になるだけである。同様に、Ｑ³（ｔ）は、周の開始から利用可能であり、またＱ⁴（ｔ）は、Ｑ³（ｔ）の後１／４Ｔに利用可能である。図２において、明瞭の目的のため、Ｉ³（ｔ）とＩ⁴（ｔ）及びＱ³（ｔ）とＱ⁴（ｔ）は別個のグラフで示されるが、信号は方程式（１７）及び（１８）により表される様に現れる。Ｓ³（ｔ）及びＳ⁴（ｔ）を減算すると、サンプリング周期の上述の重複する間隔の間は信号Ｑ³（ｔ）とＱ⁴（ｔ）は完全に取消されるであろうし、この間はＳ_I （ｔ）は利用可能である。従って、Ｓ_I（ｔ）のその先の処理は、サンプリング周期のこの間隔の間に行わなければならない。同様に、Ｓ_Q（ｔ）は、サンプリングされたＱ成分を再構成するためにサンプリング周期のこの間隔の間に更に処理されなければならない。サンプリングインパルス列Φ₂（ｔ）が、サンプリングインパルス列Φ₁（ｔ）に対して２７０°の位相遅れを持つ場合は、サンプリングされたＩ及びＱ成分の再構成は、ｔ＝（ｎ＋３／４）Ｔとｔ＝（ｎ＋1¹/₂）Ｔの間に得られることも当業者により理解されるであろう。別の表現では、サンプリングインパルス列Φ₁ は、Φ₂（ｔ）に関して９０°の位相遅れを持つ。両方の場合、これらインパルス列は９０°の相互の位相シフトを維持する。さて、干渉信号を仮定するとこれらは次の様に表され、そこにＢ＝振幅、また ω_i＝干渉信号の角周波数。干渉信号Ｖ_I（ｔ）及びＶ_Q（ｔ）は、所望のアナログ信号における干渉信号Ｖ（ｔ）＝Ｂｓｉｎ（ω_S−ω_i）ｔ］におけるＩ及びＱ成分を表し、即ちサンプリング周波数ω_Sより低い周波数ω_iにおける干渉信号である。前述の様な、本発明による方法に従い、また関連する三角関係を適用することにより、上の（１３）及び（１４）による上の干渉信号の離散的サンプル値の第１及び第２のシーケンスのサンプル値のサンプリング及び加算の後は、次の式が得られることを示すことが出来る。定ω₀＜＜ω_Sが適用された。再び注目すべきは、上の方程式（２５）及び（２６）の夫々の第２の部分は、ｔ＝ｎＴにおける実際のサンプル値に関係するが、これらの値はサンプリング周期の開始からｔ＝１／４Ｔ後に利用可能になるだけであり、式（１５）及び（１６）に関して上に述べたのと同様である。従って、サンプリング周期の３／４の間中、即ちｔ＝（ｎ＋１／４）Ｔとｔ＝は、周波数ω_S−ω_iにおける干渉信号は取消されることを示し、これは折返し防止フィルタへの要求を緩和するが、更に以下に述べる。従って、本発明による方法に従えば、第３及び第４のシーケンスの特別の周期の間隔において、この間隔は第１及び第２のシーケンスの両方のサンプル値が利用可能な後に始まり、元の又は所望のサンプリングされた信号の再構成が出来るが、この間隔中は所望の周波数帯域の外の周波数の信号は積極的に取消される。アナログ・デイジタル変換（ＡＤ）の様な、サンプリングされたＩ及びＱ成分のその上の処理はこの間隔の間に達成されなければならず、従ってサンプリング周期の時間の３／４においてである。この時間は、従来のサンプリングに較べてＴ／４だけ減少された。実際において、ＡＤ変換は、より短い期間に完了しなければならないが、４ｋＨｚの上部周波数を持つ音声の様なオーデイオ信号に対するベースバンド信号の場合は、ＡＤ変換に対するこの要求は実際上の問題とならないであろう。 ΛＤ変換動作は、サンプリング動作の後に直接遂行することも出来、即ち方程たデイジタル化されたサンプル値の第１及び第２のシーケンスに対してデイジタル領域において行うことが出来る。この様な場合、サンプル値の第３及び第４のシーケンスもまたデイジタルサンプル値のシーケンスである。折返し防止フィルタ要求に対する緩和を示す一例として、８ビットＡＤＣ及びＡＤ変換されなければならない最大信号周波数の４倍に等しいサンプリング周波数を仮定する。画像周波数に対する４８ｄＢの抑圧、即ちサンプリング周波数を中心とする第１の反復する周波数帯域における信号に対しては、略第５位数のフィルタを必要とする。本発明による方法を適用すると、少なくとも２０ｄＢの画像排除が期待出来、このため残りの２８ｄＢの抑圧は、ろ波により提供されなければならず、これは略第３次のフィルタに等しい。従ってフィルタの次数は少なくとも２だけ減少した。本発明による方法の適当な実行により、より高い画像排除が実行可能（調節なしで３０ｄＢ）であり、この結果第２位数のフィルタとなる。本発明の性能は、勿論サンプリング過程のサンプリング速度に関係する。最良の結果は、もしω_S＞＞ω₀、例えばω_S≧４ω₀、即ち公称ナイキスト速度の２倍又はそれより大きいとき得られる。サンプリング速度は、公称ナイキスト速度より小さくすべきではない。ベースバンド信号を処理する代わりに、本発明による方法は、同様な結果をもって、即ち干渉信号の取消しを伴って、サンプリング速度の倍数である周波数におけるサンプリングされた信号の画像に適用出来る。サブサンプリングとも呼ばれる。Ｉ及びＱ成分の離散的サンプル値の（負）のシーケンスの加算は、要求される画像の周波数における干渉信号を取消す様に、即ち（２５）及び（２６）の様な式を得るように遂行されなければならない。本発明による方法が実行される装置の実施例が図３に示される。この装置は、第１のミクサ１、第２のミクサ２、周波数発生器３、第１の増幅器４、第２の増幅器５、第１のフィルタ６、第２のフィルタ７、サンプル・ホールド（ＳＨ）回路８、加算装置９、加算装置１０及び処理回路１１を含み、示される様に接続される。周波数発生器３は、その夫々の出力で０°及び９０°により示す様に相互に９０°位相シフトした出力信号を与える。当業者は要求される位相シフトは、９０ °移相器及び単一出力周波数発生器（示されず）により提供出来ることも理解するであろう。到来信号Ｕ（ｔ）は、第１のミクサ１及び第２のミクサ２の両方に結合され、周波数発生器３の０°及び９０°出力と夫々混合される。第１のミクサ１の出力は、第１の増幅器４により増幅され、第１のフィルタ６によりろ波されて入力アナログ信号Ｕ（ｔ）の同相（Ｉ）成分Ｕ_I（ｔ）を生じる。同様に、第２のミクサ２の出力は、第２の増幅器５により増幅され、第２のフィルタ７によりろ波されて入力アナログ信号Ｕ（ｔ）の直角（Ｑ）成分Ｕ_Q（ｔ）を生じる。上の回路１−７は、無線周波数（ＲＦ）アナログ入力信号Ｕ（ｔ）＝Ａｓｉｎ（ω_c＋ω₀）ｔを、そのベースバンドＩ成分Ｕ_i（ｔ）及びＱ成分Ｕ_Q（ｔ）に変換するための典型的な先行技術の変換回路から成る。そこにω_cはＲＦ搬送波周波数を表す。（５）及び（６）を見よ。この様な場合、周波数発生器３は周波数 ω_cにおいて動作する。示される実施例における第１のフィルタ６及び第２のフィルタ７は、低域（ＬＰ）フィルタで、アナログ信号Ｕ（ｔ）のメッセージ帯域より高い望ましくない高周波成分をろ波除去するため、折返し防止フィルタとも呼ばれ、これにより上述の様にＳＨ回路８によるＩ及びＱ成分のサンプリングにより導入される折返し効果を減少させる。明瞭にする目的で、ＳＨ回路８は単にスイッチにより示され、これらはサンプリング速度ω_Sで切替えられ、またΦ₁（ｔ）で示されるスイッチ及びΦ₂（ｔ）で示されるスイッチは、上の方程式（３）に従いサンプリング周期Ｔに対して９０°の相互位相シフトで動作する。切替え動作Φ₁（ｔ）及びΦ₂（ｔ）は、上の方程式（７）及び（８）に従うインパルス列により表すことが出来る。算は、加算装置１０の入力における負（−）の記号で示す。加算（及びベースバンド信号に対する減算）は、第１及び第２のシーケンスの各サンプリング周期に対して行われる。加算装置９の出力信号は、上の方程式（１５）に従うサンプル値の第３のシーケンスＳ³（ｔ）である。加算装置１０の出力信号は、方程式（１６）に従うサンプル値の第４のシーケンスＳ⁴（ｔ）である。サンプル値の第３及び第４のシーケンスは、処理回路１１によりさらに処理されることが出来、これにより上述の様に第１及び第２のシーケンスの両方のサンプルが利用可能なサンプリング周期の間隔の間にＳ³（ｔ）及びＳ⁴（ｔ）の夫夫の加算の減算によりサンプリングされたＩ成分Ｓ_I（ｔ）及びサンプリングさたＱ成分Ｓ_Q（ｔ）を与える。しかし、処理回路１１は、その上の回路を含むことが出来、そこではサンプル値の第３及び第４のシーケンスは、特別の応用に従いさらに処理され、例えばサンプリングされた信号を処理して例えば、拡声器を駆動する。上に述べた様に、本発明により結合されるサンプリング回路８及び加算装置９及び減算装置１０の画像排除能力に起因して、折返し防止フィルタ６、７には余り厳重でない要求が課せられる。即ち、画像周波数の要求される抑圧を達成するため、第１及び第２フィルタ６、７は、従来のサンプリングに較べて低い次数で良く、そこではＩ及びＱ成分は単独でサンプリングされる。より低い次数のフィルタの使用は、費用の見地から有利であるのみでなく、回路の処理速度についても有利である。他方、先行技術のより高い次数の折返し防止フィルタ６、７を本発明に使用すると、画像周波数の遥かに良い歪みの抑圧結果が得られ、参照される先行技術に較べ歪みの少ない信号のサンプリングが提供される。図３による装置は、完全にアナログ回路から作られ、アナログ信号の質的な振幅及び時間離散的表示を提供する。しかし、近代の信号処理においては、図４に示す本発明による装置により提供される様なアナログ信号のデイジタル表示が要求される。この実施例においては、加算装置９により出力されるサンプル値Ｓ³ （ｔ）の第３のシーケンスは、アナログ・デイジタル変換器（ＡＤＣ）１２へ供給される。同様に、加算装置１０により出力されるサンプル値Ｓ⁴（ｔ）の第４のシーケンスは、ＡＤＣ１３へ供給される。両方のＡＤＣ１２及びＡＤＣ１３は、第３及び第４のシーケンスのサンプル値の離散的振幅のデイジタル表示を夫々与える。この様なデイジタル表示は、ＡＤＣ１２、１３の精度に依存して８ビット、１２ビット、１６ビット等を含んでも良い。上述の様に、本発明の恩恵から出来るだけ多くの利益となるため、ＡＤＣ１２、１３は、第１及び第２のシング周期Ｔの間隔の間に、即ち図２に示す重複する間隔の間に第３及び第４のシーケンスに対して動作する。ＡＤＣ１２、１３の出力信号は、デイジタル処理手段により更に処理することが出来、これによりサンプリングされた情報信号のＩ及びＱ成分の再構成を提供すると共に、例えばデイジタル無線受信機における使用の様な特別な応用の目的で要求される他のいかなる処理もすることが出来る。図５は、本発明により動作する装置の別の実施例を示し、そこではサンプル値よりデイジタル表示へ夫々変換される。これによりデイジタル化された第１及び第２のシーケンスが得られ、これらは、上述の様に本発明の方法に従い、デイジタル領域においてデイジタル加算装置１８及び１９により加算される。デイジタル加算装置１８の出力信号はデイジタル化されたサンプル値の第３のシーケンスであり、デイジタル減算装置１９の出力信号はデイジタル化されたサンプル値の第４のシーケンスであり、上の離散化サンプル値Ｓ³（ｔ）及びＳ⁴（ｔ）の第３及び第４のシーケンスと同様である。サンプル値のデイジタル表示は、例えば特別な応用に従い、デイジタル回路２０により更に処理することが出来る。ＡＤＣ１２、１３の様にＡＤＣ１４、１５、１６、１７は、もしサンプル値の第１及び第２のシーケンスの各新しいサンプルの初めにおいて開始したのであれば、それらの変換をサンプリング周期の３／４の以前に完了しなければならない。このことは上述の様に、サンプリング周期の重複する間隔の間に変換された信号を加算及び減算できるためである。上ではＳＨ回路８を仮定したが、ＳＨ回路のホールド機能は、例えば加算及び減算装置９、１０又はＡＤＣ１４、１５、１６、１７によっても遂行出来ることを当業者は理解するであろう。本発明による装置は、ベースバンドＩ及びＱ変換回路１−７に関係してベースバンド信号のサンプリングに限定されない。この様な回路１−７はまた、サブ・サンプリングで、中間周波数ＩＦ）又は画像周波数におけるＩ及びＱ成分を提供するため構成することが出来、このため第１及び第２のＬＰフィルタ６、７は帯域フィルタにより置換されるべきである。回路１−７の代わりに、アナログ信号のＩ及びＱ成分を提供するための他の手段を、本発明のサンプリング、加算及び随意のＡＤＣ及び処理回路と共に採用できる。本発明の方法及び回路は、集積半導体回路に実施することが出来、例えばモーデム、無線機器、特にアナログ及び／又はデイジタル領域において動作する移動及びコードレス無線機器の様な通信装置において使用するための特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）がある。ミクサ、フィルタ、加算及び減算回路、デイジタル処理回路、ＳＨ及びＡＤＣ装置等の様な通信装置及びコンポーネントの動作は当業者に知られており、その上の詳細な説明は必要がない。当業者は、実際において、コンポーネントの許容誤差の広がり及び／又は温度の作用に起因して、９０°の位相シフトが言及される時は何時でも、この理想的な値からの偏差は、明細書の記載及び付随する請求の範囲により組入れられることを理解するであろう。従って、実際において、例えば８５°と９５°の間の位相シフトもまた、本発明における用語「９０°の位相シフト」により含まれる。正確な動作、即ち９０°以外の位相シフトに対する所望の画像排除からの偏差は、与えられた方程式を使用して計算出来る。

【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項【提出日】平成１１年４月１２日（１９９９．４．１２）【補正内容】サンプリングに就いてのより詳細な論議は、Ａ．ブルースカールソンによる「通信システム」、マグロウヒル、１９７５、第２版、第８章の様な電気通信を取扱う多くの教科書に見出すことが出来る。実際において、現実のアナログ信号は、厳密には帯域制限されず、従ってアンダーサンプリングされる周波数がアナログ信号中に発生する時は何時でもナイキスト基準はこの様な周波数には当嵌まらず折返し（ａｌｉａｓｉｎｇ）と呼ばれる現象が発生する。折返しでは、反復する複数スペクトルのスペクトル重複が発生し、そのためサンプリングされた信号の再構成の後、本来サンプリングされた信号の周波数帯域の外側にあった周波数が今や低い周波数の形態で再構成された出力に現れ、再構成されサンプリングされたアナログ信号を歪ませる。折返しは、サンプリングされるべき信号の周波数帯域より上の周波数成分を実際のサンプリングの前に出来るだけ除去又はろ波することにより反抗出来、もし可能ならば公称ナイキスト速度より遥かに高い速度でサンプリングする。この様な形式のろ波は、折返し防止ろ波とも呼ばれる。欧州特許出願０，３３５，０３７を参照する。実際において、フィルタの次数（ｏｒｄｅｒ）、即ち、低域（ＬＰ）又は帯域（ＢＰ）フィルタと、使用されるアナログ・デイジタル変換器（ＡＤＣ）の変換速度に関係するかも知れないサンプリング速度、従ってその電力消費との間には妥協がある。発明の要約本発明の目的は、厳密な周波数帯域制限ではないアナログ信号の場合において、スプリアス周波数の排除が改善されたアナログ信号のサンプリングの新規な方法を提供することである。本発明のその上の目的は、周波数帯域制限されないアナログ信号のサンプリングにおいて使用される折返しフィルタに課せられる要求を緩和することである。特に本発明の目的は、近代のトランシーバ設計に使用される様な画像排除信号処理回路と共に使用するためのサンプリングの方法を提供することである。本発明の目的はまた、本発明による方法が動作する装置を提供することである。本発明によれば、アナログ信号をサンプリングする方法が提供され、これは次のステップ、ａ）アナログ信号の同相Ｉ及び直角位相Ｑ成分を入手することから成り、この方法は、次のステップ、ｂ）Ｉ及びＱ成分の離散的サンプル値の夫々の第１のシーケンス及びＱ成分の離散的サンプル値の夫々の第２のシーケンスを入手し、これら第１及び第２のシーケンスは、等しいサンプリング速度でかつそれらのサンプリング速度周期に対し相互に９０°の位相シフトで入手され、ｃ）第１のシーケンスのＩ成分のサンプル値及び第２のシーケンスのＱ成分のサンプル値を加算し、サンプル値の第３のシーケンスを形成し、ｄ）第２のシーケンスのＩ成分のサンプル値を第１のシーケンスのＱ成分のサンプルから効果的に減算し、サンプル値の第４のシーケンスを形成し、ｅ）ステップｃ）及びｄ）を各サンプリング速度周期に対して繰返すこと、により特徴付けられる。本発明による方法においては、ベースバンド信号又は搬送波の変調された信号のいずれかのアナログ入力信号のＩ及びＱ成分の離散的サンプル値のシーケンスが得られる。アナログ信号のＩ及びＱ成分の両方が利用可能でなければならないという要求は、トランシーバ装置における周波数変換のための回路で使用される画像排除技術と調和する。本発明によれば、Ｉ及びＱ成分の離散的サンプル値の２つのシーケンスは、相互に９０°の位相シフトで入手され、これは一方のシーケンスが他方に対して位相進み又は位相遅れでもよい。両方のシーケンスのＩ及びＱ成分のサンプル値の選択的加算及び減算は、所望のアナログ信号の周波数帯域の外部の周波数成分の取消しとなる。本発明による取消し又は抑圧効果に起因して、折返し防止フィルタの要求は、かなり緩和され、高くない次数のフィルタとなり、又は従来のＡＤ変換に使用されるのと同じフィルタでは、遥かに歪みの少ない再構成出力信号となる。当業者は、フィルタの要求の緩和は、費用の見地から極めて有利であり、またサンプリング装置を半導体基板上に集積する可能性を強化することを理解するであろう。本発明の方法により得られるサンプリングされたＩ及びＱ成分は、さらに処理されることが出来、とりわけ両方のＩ及びＱ出力成分にＡＤＣ動作を行い、これによりデイジタル等価を提供し、例えばさらにデイジタル領域において処理するためサンプリングされたアナログ信号の８又は１２ビット表示を提供する。本発明によるアナログ信号サンプリング装置は、アナログ信号を同相Ｉ及び直角位相Ｑ成分に変換する手段から成り、Ｉ及びＱ成分をサンプリング速度で離散的サンプル値の第１及び第２のシーケンスに変換し、これにより第１及び第２のシーケンスは、それらのサンプリング速度周期と相対的に相互に９０°の位相シフトを含む手段と、前記第１のシーケンスのＩ成分のサンプル値と第２のシーケンスのＱ成分のサンプル値を加算し、サンプル値の第３のシーケンスを出力する手段と、第２のシーケンスのＩ成分の負のサンプル値と第１のシーケンスのＱ成分のサンプル値を加算し、サンプル値の第４のシーケンスを出力する手段と、により特徴付けられ、そこに加算手段は各サンプリング速度周期に対して動作するように構成される。本発明による装置の好ましい実施例においては、ＡＤＣとして設計される処理手段は、例えば、アナログ入力信号のデイジタルＩ及びＱ出力信号を提供する様なアナログ・デイジタル変換器手段を含む。サンプリングされた出力成分にＡＤＣ動作を行う代わりに、得られた各サンプルは最初にＡＤ変換されこの後加算しても良く、またデイジタル領域においてその上の処理を遂行することが出来る。本発明の上述の、及び他の特徴、利点及び応用は、添付の図面を参照して以下の詳細な記載において示される。図面の簡単な説明図１は、本発明に従ったアナログ信号のサンプリングのための、相互に９０° の位相シフトを持つ第１及び第２のパルスシーケンスを概略的に示す。図２は、特別のサンプリング周期に対する本発明のサンプリングされた信号成分を概略的に示す。図３は、本発明の方法に従って動作する装置の実施例の回路図を示す。図４は、本発明の方法に従って動作する、ＡＤＣとして設計された、装置のその上の実施例の回路図を示す。図５は、本発明の方法に従って動作する、ＡＤＣ動作を提供する、装置の別の実施例の回路図を示す。実施例の詳細な説明限定の意図ではなく、本発明をベースバンドアナログ信号を参照して記載し説明する。更に、Ａ．ブルースカールソンによる「通信システム」、マグロウヒル、１９７５、第２版、特に第２及び第８章に記載される様なフーリエ級数及び変換に基づくスペクトル分析に関する数学的知識があるものと仮定する。サンプリング動作は、一般にサンプリングされるべきアナログ信号と周期的パルス列の乗算として表され、そこで、そこにＵ（ｔ）＝サンプリングされるべきアナログ信号、 Φ（ｔ）＝周期的パルス列、Ｓ（ｔ）＝サンプリングされた信号。理想的サンプリングを仮定すると、パルス列はインパルスの列となり、単位インパルス又はデイラックのデルタ関数とも呼ばれ、次の様に表され、そこに δ（ｔ−ｎＴ）＝一つのインパルスでｔ＝ｎＴに位置する単位面積を持つ、またＴ＝インパルス繰返時間又はサンプリング周期。式（７）及び（８）から、パルス列Φ₂（ｔ）は、サンプリング周期Ｔに関してパルス列Φ₁（ｔ）と相対的に９０°の位相遅れを持つことが分かり、図１に示す通りである。次のステップにおいて、Ｉ及びＱ成分は、サンプリング信号Φ₁（ｔ）及びΦ₂ （ｔ）を使用してサンプリングされ、この結果、Ｉ及びＱ成分の離散的サンまたＩ及びＱ成分の離散的サンプル値のそれぞれ第２のシーケンス、即ち上のサンプル値の第１及び第２のシーケンスは、加算操作され、離散的サンプル値のそれぞれ第３及び第４シーケンス、即ちＳ³（ｔ）及びＳ⁴（ｔ）が得られる。式（９）−（１２）について、加算操作は次の様に表され、＊注目すべきは、式（１４）において、Ｉ成分の離散的値の第２のシーケンスＩ及びＱ成分及びサンプリングインパルス列Φ₁（ｔ）及びΦ₂（ｔ）のための式（５）−（８）を使用し、また仮定ω₀＜＜ω_Sの下で周知の三角恒等式を適用すると、第３及び第４シーケンス（１３）及び（１４）は、次の様に表され、そこに太いドットは、ｓｉｎ又はｃｏｓ項と、夫々のインパルス列の乗算を示す。上の式（１５）を調べることにより、この方程式の両方の第１及び第２の部分は、時間ｔ＝ｎＴでの信号値に相当する値を持つサンプルを表すことが分かり、しかし第２の部分に対してはこの値は時間ｔ＝（ｎ＋１／４）Ｔから得られるだけである。このことは、離散的点ｔ＝（ｎ＋１／４）Ｔに集中した単位面積を持つデイラックのデルタ関数の定義から直接従っている。これは式（１６）にも当嵌まる。理想的なサンプル・ホールド（ＳＨ）動作を仮定すると、即ちサンプリング周期に亘りサンプル値の劣化がないとすると、方程式（１５）及び（１６）は、次の様に表され、ここで、請求の範囲 1. アナログ信号（Ｕ（ｔ））をサンプリングする方法であって、次のステップ、ａ）前記アナログ信号（Ｕ（ｔ））の同相Ｉ（Ｕ_I（ｔ））及び直角位相Ｑ（Ｕ_Q（ｔ））成分を入手することから成り、前記方法は、次のステップ、ｂ）前記Ｉ及びＱ成分の離散的サンプル値の第１のシーケンス（夫々相対的に相互に９０°の位相シフトをもって入手され、値の第３のシーケンス（Ｓ³（ｔ））を形成し、サンプル値の第４のシーケンス（Ｓ⁴（ｔ））を形成し、ｅ）各サンプリング速度周期に対してステップｃ）及びｄ）を繰返すこと、により特徴付けられるアナログ信号をサンプリングする方法。 2. 請求項１に記載の方法であって、そこに前記第３及び第４シーケンス（夫グ速度周期の間隔において処理されるアナログ信号をサンプリングする方法。 3. 請求項２に記載の方法であって、そこに前記間隔の間に、前記第３及び第４シーケンス（夫々Ｓ³（ｔ）、Ｓ⁴（ｔ））のサンプル値は、アナログ・デイジタル変換（ＡＤＣ）を受けるアナログ信号をサンプリングする方法。 4. 請求項１又は２に記載の方法であって、そこにステップｂ）において前記前記サンプル値はアナログ・デイジタル変換（ＡＤＣ）を受け、これによりデイジタル化された離散的サンプル値の第１及び第２シーケンスを形成し、またそこにステップｃ）及びステップｄ）はデイジタル領域において行われる、ナログ信号をサンプリングする方法。 5. アナログ信号サンプリング装置であって、アナログ信号（Ｕ（ｔ））を同相Ｉ（Ｕ_I（ｔ））及び直角位相Ｑ（Ｕ_Q（ｔ））成分に変換する手段（１−７）から成り、前記Ｉ及びＱ成分をサンプリング速度で離散的サンプル値の第１度周期と相対的に相互に９０°の位相シフトを含む手段（８）と、前記第１のシンス（Ｓ³（ｔ））を出力する手段（９）と、前記第２のシーケンスス（Ｓ⁴（ｔ））を出力する手段（１０）と、により特徴付けられ、そこに前記加算手段（９；１０）は各サンプリング速度周期において動作するように構成されるアナログ信号サンプリング装置。 6. 請求項５に記載の装置であって、前記第１及び第２のシーケンス能なサンプリング速度周期の間隔の中で前記第３及び第４のシーケンス（夫々Ｓ³ （ｔ）、Ｓ⁴（ｔ））を処理する手段（１１）を更に含むアナログ信号サンプリング装置。 7. 請求項６に記載の装置であって、そこに前記処理手段（１１）はアナログ・デイジタル変換器手段（１２；１３）を含むアナログ信号サンプリング装置。 8. 請求項５又は６に記載の装置であって、そこに離散的サンプル値の第１及する手段（８）は、前記離散的サンプル値をデイジタル化するためのアナログ・デイジタル変換器手段（１４−１７）を含み、またそこに前記加算手段（９；１０）はデイジタル加算手段であるアナログ信号サンプリング装置。 9. 通信装置であって、請求項５、６、７又は８によるアナログサンプリング装置と、アナログ信号（Ｕ（ｔ））を受信するための手段とから成り、前記サンプリング装置は、前記アナログ信号（Ｕ（ｔ））を受信するため接続されることを特徴とする通信装置。 10．請求項１１に記載の通信装置であって、そこに前記アナログ信号（Ｕ（ｔ））はＲＦ信号であり、また前記アナログ信号を受信する手段はＲＦ受信機手段を含む通信装置。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＧＷ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ【要約の続き】のＱ成分のサンプル値は、加算（９）されてサンプル値Ｓ³（ｔ）の第３のシーケンスを形成する。第１のシーケンスのＱ成分のサンプル値及び第２のシーケンスのＩ成分のサンプル値は、加算（１０）されてサンプル値Ｓ⁴（ｔ）の第４のシーケンスを形成する。サンプル値（Ｓ³（ｔ）、（Ｓ⁴（ｔ））の第３及び第４のシーケンスは、第３及び第４のシーケンス（Ｓ³（ｔ）、（Ｓ⁴ （ｔ））の一つの特別な周期（Ｔ）の間隔の間にさらに処理され、また前記周期（Ｔ）の第１及び第２のシーケンスのサンプル値が利用可能な後に開始する。

Claims

【特許請求の範囲】 1. アナログ信号をサンプリングする方法であって、次のステップ、ａ）前記アナログ信号の同相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）成分を入手し、ｂ）前記Ｉ及びＱ成分の離散的サンプル値の第１のシーケンス及び前記Ｉ及びＱ成分の離散的サンプル値の第２のシーケンスを入手し、前記第１及び第２のシーケンスは等しいサンプリング速度でかつそれらのサンプリング速度周期と相対的に相互に９０°の位相シフトをもって入手され、ｃ）前記第１のシーケンスの前記Ｉ成分のサンプル値及び前記第２のシーケンスの前記Ｑ成分のサンプル値を加算し、サンプル値の第３のシーケンスを形成し、ｄ）前記第１のシーケンスの前記Ｑ成分のサンプル値及び前記第２のシーケンスの前記Ｉ成分のサンプル値を加算し、サンプル値の第４のシーケンスを形成し、ｅ）各サンプリング速度周期に対してステップｃ）及びｄ）を繰返すことから成るアナログ信号をサンプリングする方法。 2. 請求項１に記載の方法であって、そこにステップｄ）におけるベースバンドＩ及びＱ成分に対して、前記Ｉ成分のサンプル値は前記Ｑ成分のサンプル値から減算される、アナログ信号をサンプリングする方法。 3. 請求項１又は２に記載の方法であって、そこに前記第３及び第４シーケンスは、一つの特別の周期の前記第１及び第２シーケンスの前記サンプル値が利用可能な後に開始される前記第３及び第４シーケンスの前記周期の間隔において処理されるアナログ信号をサンプリングする方法。 4. 請求項３に記載の方法であって、そこに前記間隔の間に、前記第３及び第４シーケンスのサンプル値は、アナログ・デイジタル変換を受けるアナログ信号をサンプリングする方法。 5. 請求項１、２又は３に記載の方法であって、そこにステップｂ）において前記第１及び第２シーケンスの前記サンプル値はアナログ・デイジタル変換を受け、これによりデイジタル化された離散的サンプル値の第１及び第２シーケンスを形成し、またそこにステップｃ）及びステップｄ）における前記加算はデイジタル領域において行われる、ナログ信号をサンプリングする方法。 6. アナログ信号サンプリング装置であって、アナログ信号を同相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）成分に変換する手段と、前記Ｉ及びＱ成分をサンプリング速度で離散的サンプル値の第１及び第２のシーケンスへ変換し、これにより前記第１及び第２のシーケンスはそれらのサンプリング速度周期と相対的に相互に９０°の位相シフトを含む手段と、前記第１のシーケンスの前記Ｉ成分のサンプル値及び前記第２のシーケンスの前記Ｑ成分のサンプル値を加算し、サンプル値の第３のシーケンスを出力する手段と、前記第１のシーケンスの前記Ｑ成分のサンプル値及び前記第２のシーケンスの前記Ｉ成分のサンプル値を加算し、サンプル値の第４のシーケンスを出力する手段とから成り、そこに前記加算手段は各サンプリング速度周期において動作するように構成されるアナログ信号サンプリング装置。 7. 請求項６に記載の装置であって、そこにベースバンドＩ及びＱ成分のために、前記第１のシーケンスの前記Ｑ成分のサンプル値及び前記第２のシーケンスの前記Ｉ成分のサンプル値を加算する前記手段は、前記Ｉ成分のサンプル値を前記Ｑ成分のサンプル値から減算するように構成されるアナログ信号サンプリング装置。 8. 請求項６又は７に記載の装置であって、一つの特別な周期の前記第１及び第２のシーケンスの前記サンプル値が利用可能な後に開始される前記第３及び第４のシーケンスの前記周期の間隔の中で前記第３及び第４のシーケンスを処理する手段を更に含むアナログ信号サンプリング装置。 9. 請求項８に記載の装置であって、そこに前記処理手段はアナログ・デイジタル変換器手段を含むアナログ信号サンプリング装置。 10．請求項６、７又は８に記載の装置であって、離散的サンプル値の第１及び第２のシーケンスを得る手段は、前記離散的サンプル値をデイジタル化するためのアナログ・デイジタル変換器手段を含み、またそこに前記加算手段はデイジタル加算手段であるアナログ信号サンプリング装置。 11．通信装置であって、アナログ信号を受信及び／又は発生する手段と、前記アナログ信号を受信するため接続される請求項６、７、８、９又は１０による装置とから成る通信装置。 12．請求項１１に記載の通信装置であって、そこに前記アナログ信号はＲＦ信号であり、また前記アナログ信号を受信する手段はＲＦトランシーバ手段を含む通信装置。