KR20000075746A

KR20000075746A - 아날로그 신호 샘플링 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20000075746A
Application number: KR1019997007816A
Authority: KR
Inventors: 밴제이즐파우러스토마스마리아
Original assignee: 클라스 노린, 쿨트 헬스트룀; 텔레폰악티에볼라겟엘엠에릭슨(펍)
Priority date: 1997-02-26
Filing date: 1998-01-27
Publication date: 2000-12-26
Also published as: AU728608B2; DE69805396T2; BR9807613A; CN1249082A; US6285307B1; ES2174421T3; JP2001516528A; CN1104092C; EE9900364A; KR100400646B1; DE69805396D1; AU6618498A

Abstract

본 발명은, 동일한 표본 추출률(ω_s)을 가지는 표본 추출 시퀀스(Φ₁(t), Φ₂(t))와 그들의 표본 추출률 주기(T)에 대해 90°의 상호 위상변위로 I와 Q성분을 표본 추출하여, 아날로그신호(U(t))의 동상 (I)과 직교-위상 (Q) 성분들(U_i(t), U_q(t))의 이산 표본값(S¹ _I(t), S¹ _q(t))들의 제1시퀀스와 I와 Q성분들(U_i(t), U_q(t))의 이산 표본값(S² _I(t), S² _q(t))들의 제2시퀀스를 구함으로써 아날로그신호(U(t))를 표본 추출하는 방법과 장치에 관한 것이다. 제1시퀀스의 I성분의 표본값(S¹ _I(t))들과 제2시퀀스의 Q성분의 표본값(S² _q(t))들은 합산(9)되어 표본값(S³(t))들의 제3시퀀스이 된다. 제1시퀀스의 Q성분의 표본값(S¹ _q(t))들과 제2시퀀스의 I성분의 표본값(S² _I(t))들은 합산(10)되어 표본값(S⁴(t))의 제4시퀀스가 된다. 표본값(S³(t), S⁴(t))들의 제3 및 제4시퀀스들은 제3 및 제4시퀀스(S³(t), S⁴(t))들의 소정 주기(T)의 간격 내에서 더 처리되고 그리고 상기 주기(T)의 제1 및 제2시퀀스들의 표본값(S¹ _I(t), S² _I(t), S¹ _q(t), S² _q(t))이 이용될 수 있게 된 후에 시작한다.

Description

아날로그 신호 표본 추출의 방법과 아날로그 신호 표본 추출용 장치{A METHOD OF AND A DEVICE FOR ANALOG SIGNAL SAMPLING}

아날로그 전기신호의 표본화는 시변(時變)신호, 즉 전압 또는 전류의 시간 이산화와 진폭 이산화로 구성된다.

단순한 표본화 동작의 대표는, 소정의 속도, 즉 소정의 표본 추출률 (sampling rate)로, 표본 추출 주기에 비해 짧은 시간 동안에 아날로그신호의 전송이 이루어지도록 하는 스위치이다. 이렇게 표본화된 아날로그신호는 짧은 세그먼트들 또는 표본 추출할 때에 아날로그신호의 진폭에 상응하는 진폭을 가지는 아날로그신호들의 표본값들로 구성된다.

표본 추출 동작은 표본 추출률의 주기인, 아날로그신호와 주기적 펄스열 (pulse train)의 승산(乘算)으로 표현할 수 있다.

주파수영역에서, 상기와 같은 승산동작은 표본 추출된 아날로그신호의 스펙트럼과 그리고 표본 추출률로 결정되는 간격을 가지는 스펙트럼의 주기적 반복으로 구성되고 또한 감소하는 스펙트럼 전력을 가지는 신호의 스펙트럼을 만들게 된다. 감쇠(attenuation)는 표본 추출 프로세스, 즉 주기적인 펄스열의 펄스들의 지속시간과 진폭과 그리고 표본 추출률로 결정된다.

반복된 아날로그신호의 겹침(overlap)이 발생하지 않는 최소 표본 추출률은, 공칭 나이키스트 속도(nominal Nyquist rate)라고 부른다. 즉, 최소 표본화 주파수는 적어도 주파수 대역제한 신호의 상부 주파수(upper frequency)의 두 배가 되어야 한다.

표본 추출에 관한 보다 정교한 논의는, 여기에서 참조문헌으로 활용하는, 1975년에 맥그로우-힐(McGraw-Hill) 출판사에서 발간한 A. Bruce Carlson의 저서 제2판 제8장의 "Communication Systems"와 같은 전기통신을 다루는 많은 책에서 볼 수 있다.

실제로, 실제 아날로그신호들은 엄밀히 대역 제한되지 않아서, 표본 추출하는 아날로그신호에서 주파수들이 발생할 때마다, 즉 나이키스트 기준이 그러한 주파수들이 들어맞지 않아서, 에일리어싱(aliasing)이라고 하는 현상이 발생한다. 반복된 스펙트럼들의 에일리어싱 스펙트럼 겹침이 발생하여, 표본 추출된 신호의 재구성 후에, 표본 추출된 신호의 주파수 대역 외측에 처음부터 있었던 주파수들이 저주파수 형태로 재구성된 출력에서 나타나게 되어, 재구성된, 표본 추출된 아날로그신호를 왜곡시킨다.

실제 표본 추출 전에 표본 추출하는 신호의 주파수 대역 위에 있는 주파수 성분들을 가능한 많이 제거 또는 필터링하고, 또한 가능하다면, 공칭 나이키스트 속도 보다 훨씬 높은 속도로 표본 추출을 함으로써 에일리어싱에 대처한다. 이러한 유형의 필터링은 또한 반-에일리어싱 필터링이라 부른다.

실제로, 필터, 즉 저역통과(LP) 또는 대역통과(BP) 필터의 차수와 사용하는 아날로그-디지탈 변환기(ADC)의 변환속도에 관계될 수 있는 표본 추출률과, 그리고 변환기의 전력소비 사이에 타협점이 있다.

본 발명은 신호처리에 관한 것으로서, 특히 무선통신장치와 같은 통신장치에서 신호 표본화과, 신호 이산화(離散化; discretization)와 그리고 아날로그-디지탈 변환에 관한 것이다.

도 1은 본 발명에 따른 아날로그신호의 표본 추출을 위한, 상호 90°위상변위를 가지는 제1 및 제2펄스 시퀀스를 개략적으로 보여주는 도면.

도 2는 소정의 표본 추출 주기 동안에, 본 발명의 표본 추출된 신호성분들을 개략적으로 보여주는 도면.

도 3은 본 발명의 방법에 따라 작동하는 장치 실시예의 회로도.

도 4는 본 발명의 방법에 따라 작동하는, ADC로 설계된 장치의 실시예의 회로도.

도 5는 ADC동작을 제공하는 본 발명에 따라 작동하는 장치의 다른 실시예를 보여주는 도면.

본 발명의 목적은 엄밀히 대역 제한되지 않는 아날로그 신호들을 경우에 있어서, 개선된, 의사(擬似; spurious)주파수들의 제거를 이루는, 새로운 아날로그신호의 표본 추출방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 배역제한 되지 않은 아날로그신호들의 표본 추출에 사용되는 에일리어싱 필터들에 부가된 필요사항들을 경감시키는 것이다.

특히, 본 발명의 목적은 현대 송수신기 설계에 사용되는 것과 같은, 화상 제거 신호처리회로(image rejection signal processing circuitry)에 사용하기 위한 표본 추출방법에 관한 것이다.

또한 본 발명의 목적은 본 발명에 따른 방법이 동작하게 되는 장치를 제공하는 것이다.

본 발명에 따라서, 다음의 단계를 포함하는 아날로그신호 표본 추출방법이 제공된다.

a) 아날로그신호의 동상(In-phase)(I)과 직교위상(Quadrature-phase)(Q)를 구하는 단계와,

b) 동일한 표본 추출률과 그리고 그들의 표본 추출률 주기에 대해 90°의 상호 위상변위로 구하게 되는, I와 Q성분들의 이산 표본값들의 제1시퀀스와 Q성분들의 이산 표본값들의 제2시퀀스를 구하는 단계와;

c) 제1시퀀스의 I성분의 표본값과 제2시퀀스의 Q성분의 표본값들을 합산하여, 표본값들의 제3시퀀스를 형성하는 단계와;

d) 제1시퀀스 Q성분의 표본값과 제2시퀀스의 I성분의 표본값들을 합산하여, 표본값들의 제4시퀀스를 형성하는 단계와;

e) 각 표본 추출률 주기 동안에 단계 c)와 d)를 반복하는 단계를 포함한다.

본 발명에 따른 방법에서, 아날로그 입력신호, 기저대역신호와 반송 변조신호(a carrier modulated signal)의 I와 Q 성분들의 이산 표본값들의 시퀀스를 구한다. 아날로그신호의 I와 Q성분들 둘 다를 이용할 수 있어야만 한다는 필요 조건은, 송수신장치에서 주파수 변환을 위한 회로에 사용되는 화상 제거기술과 부합한다.

본 발명에 따라서, I와 Q성분들의 이산 표본값들의 두 시퀀스들은, 서로에 대해 한 시퀀스의 위상 선도(a phase lead) 또는 위상 지연(a phase lag)일 수 있는, 90°의 상호 위상변위로 구한다.

두 시퀀스들의 I와 Q성분들의 표본값들의 합산은 필요로 하는 아날로그신호의 주파수대역 외부에 있는 주파수 성분들의 제거를 이루게 된다.

본 발명에 따른 제거 또는 억제효과로 인해, 반-에일리어싱 필터 필요 조건이 상당히 경감되어 필터의 차수를 낮추거나, 또는 통상적인 AD변환에 사용되는 것과 같은 필터로, 훨씬 덜 왜곡된 재구성 출력신호를 만들 수 있다. 본 기술분야의 당업자라면, 필터 필요 조건을 경감시키는 것은 비용의 관점에서 보아 매우 장점이 있고 또한 반도체기판 상에 표본 추출장치의 집적화 가능성을 향상시킨다.

본 발명의 방법에 따라 구한, 표본화된 I와 Q성분들은 무엇 보다도 I와 Q성분 둘 다에 ADC동작 처리를 함으로써 더 처리되어, 디지탈 영역에서 더 이상의 처리를 위해 표본 추출된 아날로그신호의 디지탈 동치(同値), 예컨대 8 또는 12비트 표시를 제공하게 된다.

본 발명에 따른 아날로그신호 표본 추출장치는 아날로그신호를 동상(I)과 직교위상(Q)성분들로 변환시키는 수단과, 제1시퀀스와 제2시퀀스가 그들의 표본 추출률 주기에 대해 90°의 상호 위상-변위로 구성되도록 표본 추출률로 I와 Q성분들을 이산 표본값의 제1시퀀스와 제2시퀀스로 변환시키는 수단과, 제1시퀀스의 I성분의 표본값들과 제2시퀀스의 Q성분의 표본값들을 합산하여 표본값들의 제3시퀀스를 출력하는 수단과, 제1시퀀스의 Q성분의 표본값들과 제2시퀀스의 I성분의 표본값들을 합산하여 표본값들의 제4시퀀스를 출력하는 수단을 포함하고, 상기 합산수단들은 각 표본 추출률 주기 동안에 작동하도록 설치된다.

본 발명에 따른 장치의 바람직한 실시예에 있어서, ADC로 설계된 처리수단은 아날로그-디지탈 변환수단으로 구성되어, 아날로그 입력신호의 디지탈 I 및 Q 출력신호를 제공한다.

표본 추출된 출력성분들에 ADC동작 처리를 하는 대신에, 구한 각 표본들을 먼저 AD변환시키고, 그런 다음에 디지탈영역에서 합산과 더 이상의 처리를 행할 수 있다.

상기에서 언급한 본 발명의 특징과 장점들은 첨부도면을 참조하여 하기의 상세한 설명에서 설명한다.

제한하고자는 의도 없이, 기저대역 신호를 참조하여 본 발명을 설명한다. 1975년 맥그로-힐 출판사에서 발간한 A. Bruce Carlson의 저서 "Communication Systems" 제2판에(본 발명에서 참조문헌으로 사용함), 특히 2장과 8장에 기재되어 있는 바와 같은, 푸리에급수와 푸리에변환을 기반으로 한 스펙트럼분석에 관한 수학적 지식을 상정한다.

표본 추출연산은 아래와 같은, 표본 추출할 아날로그신호와 주기적인 펄스열의 곱으로서 표현할 수 있다.

(1)

여기서,

U(t) = 표본 추출할 아날로그신호

Φ(t) = 주기적인 펄스열,

S(t) = 표본 추출한 신호.

이다.

이상적인 표본 추출을 상정하면, 펄스열은 아래 식으로 나타낼 수 있는 임펄스의 열이 되게 되는데, 이는 또한 단위 임펄스(unit impulse) 또는 디락 델타 함수(Dirac delta function)로 부른다.

(2)

여기서,

δ(t-nT) = t=nT에 위치한 단위 영역을 가지는 임펄스.

T = 임펄스 반복시간 또는 표본 추출 주기.

이다.

표본 추출 주기는 다음과 같이 표본 추출률에 관련된다.

(3)

여기서,

ω_s= 표본 추출률

이다.

본 발명의 설명 목적으로, 아날로그 입력신호 U(t)는 다음과 같이 사인곡선 신호로서 나타낼 수 있다:

(4)

여기서,

A = 신호(볼트 또는 암페어)의 진폭,

ω₀= 신호의 각주파수.

이다.

이 사인곡선 해법은 소정 유형의 아날로그신호들에 있어서, 본 발명의 적용가능성에 어떠한 제한도 두지 않는데, 이는 본 기술분야의 당업자라면 잘 알 수 있듯이 각 아날로그신호는 사인곡선 함수의 급수로 나타낼 수 있기 때문이다.

다음을 상정한다.

(5)

(6)

여기서,

U_I(t) = U(t)의 동상 (I)성분

U_Q(t) = U(t)의 직교-위상 (Q) 성분.

또한 다음 표본 추출 임펄스를 상정한다.

(7)

(8)

식 (7)과 (8)로부터, 펄스열 Φ₂(t)은 도 1에 도시되어 있는 바와 같이, 표본 추출 주기(T)에 관하여는, 펄스열 Φ₁(t)에 대해 90°위상 지연된다는 것을 알 수 있다.

다음 단계에서, 표본 추출신호 Φ₁(t)와 Φ₂(t)를 사용하여 I와 Q성분들이 표본 추출되어, 각각 다음과 같이 I와 Q성분들의 이산 표본값들의 제1시퀀스, 즉과가 되고, I와 Q성분들의 이산 표본값들의 제2시퀀스, 즉와가 된다.

(9)

(10)

(11)

(12)

그런 다음, 표면값들의 상기 제1시퀀스와 제2시퀀스들에 합산연산이 행하여져, 식 (9) - (12)로 이산 표본값들의 제3 및 제4시퀀스, 즉 S³(t)과 S⁴(t)가 되고, 합산연산은 다음과 같이 나타낼 수 있다.

(13)

(14)

* 식 (14)에서, I성분의 이산 값들의, 음의 제2시퀀스, 즉가 합산된다(또는 효과적으로 감산된다)는 것을 알아야 한다.

I와 Q성분들에 대한 식 (5)-(6)과 표본 추출 임펄스열(Φ₁(t) 및 Φ₂(t))를 사용하고, 그리고 ω_o≪ ω_s라는 가정하에서 잘 공지된 삼각법에 의한 항등식을 적용함으로써, 제3 및 제4시퀀스 (13) 및 (14)를 다음과 같이 나타낼 수 있다:

(15)

(16)

상기 식에서 굵은 점은 사인 또는 코사인 항과 각 임펄스급수의 곱을 나타낸다.

상기 식 (15)를 조사하여 보면, 식의 첫 번째 부분과 두 번째 부분은 시간 T = nT에서 신호값에 상응하는 값을 가지는 표본들을 나타내지만, 그러나 두 번째 부분에 있어서, 이 값은 시간 t = (n+¼)T에서부터 이용할 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다. 이는, 이산점 t = (n+¼)T에 집중된 단위 영역을 가지는 디락 델타함수의 정의로 직접 나온다. 식 (16)에 대해서도 마찬가지이다.

이상적인 샘플-앤드-홀더(Sample-and-Hold; SH)연산, 즉 표본 추출 주기에 걸쳐 표본값들의 저하가 없는 연산을 상정하고, 그리고 식 (15)와 (16)을 다음과 같이 나타냄으로써;

(17)

(18)

여기서,

(19)

(20)

(21)

(22)

소정의 주기 동안, 표본 추출된 I성분 S_I(t)은 상기 식 (17)과 (18)을 감산함으로써 구해지고 그리고 표본 추출된 Q성분 S_Q(t)은 식 (17)과 (18)을 합산함으로써 구해지지만, 그러나 바람직한, 표본 추출된 성분들은 표본값들의 제3 및 제4시퀀스들이 이용될 수 있는 표본 추출 주기 동안에만, 즉 t = (n+¼)T와 t = (n+1)T 사이에서, 즉 표본 추출 주기 중 ¾T에서 이용될 수 있다.

도 2에 나타나 있듯이, I³(t)는 표본 추출 주기 동안에, 즉 t = nT와 t = (n+1)T 사이에서 이용될 수 있는 반면, I⁴(t)는 I₃(t) 후 시간 t = ¼T에서부터만 이용될 수 있다. 마찬가지로, Q³(t)는 주기의 시작에서부터 이용될 수 있고 그리고 Q⁴(t)는 Q³(t) 이후 ¼T에서 이용될 수 있다. 도 2에서 명료하게 할 목적으로 I³(t)와 I⁴(t)와 Q³(t)와 Q⁴(t)들은 독립된 그래프로 도시되어 있지만, 그러나 신호들은 식 (17)과 (18)에 의한 표시에 따라 나타난다.

S³(t)와 S⁴(t)를 감산하게 되면, S_I(t)가 이용될 수 있는 표본 추출 주기의 상기 중첩 간격 동안에 신호(Q³(t) 와 Q⁴(t))들의 완전한 소거가 이루어지게 된다. 마차가지로, 표본 추출한 Q성분을 재구성하기 위하여 표본 추출 주기의 상기 간격 동안에 S_Q(t)를 더 처리하여야 한다.

표본 추출 임펄스열 Φ₂(t)가 표본 추출 임펄스열 Φ₁(t)에 대해 270°의 위상 지연을, 또는 달리 표현하자면 표본 추출 임펄스열 Φ₁(t)이 표본 추출 임펄스열 Φ₂(t)에 대해 90°위상 지연을 가지는 경우에 있어서, 표본 추출한 I와 Q성분들의 재구성은 t = (n+¼)T와 t = (n+1½) 사이에서 할 수 있다. 양자의 경우에 있어서, 임펄스열들은 90°상호 위상변위를 유지한다.

다음과 같이 나타낼 수 있는 간섭신호를 상정한다.

(23)

(24)

여기서,

B = 진폭, 그리고

ω_i= 간섭신호의 각주파수.

간섭신호 V_I(t)와 V_Q(t)는 필요로 하는 아날로그신호 내 간섭신호 V(t) = B sin (ω_s- ω_i)t], 즉 표본 추출주파수 ω_s아래 주파수 ω_i에서 간섭신호의 I와 Q성분들을 나타낸다.

상기에서 논의한 바와 같이, 본 발명에 따른 방법에 따라 그리고 적절한 삼각법 관계를 적용함으로써, 식 (13)과 (14)에 따라서 상기 간섭신호의 이산 표본값들의 제1 및 제2시퀀스들의 표본값들의 표본 추출과 합산 이후에, 다음의 식을 구할 수 있다.

(25)

(26)

는 획득한, 간섭신호 V(t)의 표본값의 제3시퀀스를 나타내고 그리고는 간섭신호 V(t)의 표본값들의 제4시퀀스를 나타내고, 그리고 ω_o≪ ω_s라는 가정이 적용되었다.

상기 식 (25)와 (26)들의 두 번째 부분은 t = nT에서 실제 표본값들에 관련되지만, 그러나 이들 값들은 식 (15)와 (16)과 관련해 상기에서 설명한 바와 같이, 표본 주기의 시작에서부터 t = ¼T 이후에만 이용할 수 있다.

따라서, 표본 추출 주기의 ¾동안, 즉 t = (n+¼)T와 t = (n+1)T 사이 동안에,와둘다는 제로(0)와 같게 된다. 주파수 ω_s- ω_i에서 간섭신호들은 소거되어, 아래에서 더 설명하는 바와 같이, 반-에일리어싱 필터에 부가되는 필요 조건들을 경감시킨다.

그러므로, 본 발명에 따른 방법에 따라서, 제1 및 제2시퀀스들의 표본값들이 이용될 수 있게 된 후에 시작하는, 제3 및 제4시퀀스들의 소정 주기의 간격 내에서, 원래 또는 필요로 하는, 표본 추출된 신호가 재구성될 수 있는 한편 상기 간격 동안에, 요망하는 주파수 대역 외측에 있는 주파수의 신호들이 능동적으로 소거된다.

아날로그-디지탈 변환(AD)와 같은, 표본 추출한 I와 Q성분들의 추가 처리는 상기 간격 동안에, 즉 표본 추출 주기의 시간 중에서 ¾에서 이루어져야 한다. 상기 시간은 통상적인 표본 추출에 비해 T/4 경감되었다. 실제로, AD변환이 보다 짧은 시간 주기 내에 완료되어야 한다 하더라도, 4㎑의 상위 주파수를 가지는 음성과 같은 오디오신호용 기저대역 신호의 경우에 있어서, AD연산에 부가되는 상기 필요조건이 실제적인 문제점을 나타내지 않게 된다.

AD변환은 표본 추출연산 직후에, 즉 식 (9) - (12)로 나타난 상기 신호와,와에서 이루어질 수 있다. 이렇게 변환된, 디지탈화된 표본값들의 제1 및 제2시퀀스의 디지탈 영역에서 후속 합산연산이 수행될 수 있다. 이러한 경우에 있어서, 표본값들의 제3 및 제4시퀀스들은 또한 디지탈 표본값들의 시퀀스라는 것을 알 수 있을 것이다.

반-에일리어싱 필터 필요조건에 대한 경감을 보여주기 위한 예로서, 8비트 ADC와 그리고 AD변환되어야 하는 최대 신호주파수의 네 배인 표본 추출 주파수를 가정한다. 화상 주파수들을 위한 48㏈의 억제, 즉 표본 추출 주파수 주위를 중심으로 한 제1반복 주파수대역 내 신호들의 억제는 거의 5차 필터를 필요로 한다. 본 발명에 따른 방법을 적용하면, 적어도 20㏈의 화상 제거(image rejection)를 기대할 수 있어서, 잔여 28㏈의 억제가 필터링으로 이루어져야 하는데, 이는 거의 3차 필터와 동일하다. 따라서, 필터의 차수는 적어도 2차 감소되었다. 본 발명에 따른 방법의 적절한 구현으로, 보다 높은 화상제거를 실행할 수 있어서(조정없이 30㏈의 제거), 2차 필터가 된다.

물론, 본 발명의 수행은 표본 추출프로세서의 표본 추출률에 관련된다. 만일 ω_s≫ ω_o, 예컨대 ω_s 4ω_o이면, 즉 공칭 나이키스트 속도의 두 배 또는 이 보다 더 높다면, 최고의 결과를 얻을 수 있다. 표본 추출률은 공칭 나이키스트 속도 보다 낮아서는 안된다.

기저대역 신호를 처리하는 대신에, 본 발명에 따른 방법은 표본 추출률의 배수인 주파수에서 표본 추출한 신호의 화상에 적용할 수 있어서, 상기와 마찬가지의 결과, 즉 간섭신호들의 제거를 이룬다. 이는 또한 부-표본 추출(sub-sampling)이라 부른다. I와 Q성분들의 이산 표본값들의 (음)시퀀스들의 합산은 필요로 하는 화상의 주파수 내 간섭신호들을 제거하도록, 즉 식 (25)와 (26)과 같은 식을 얻도록 수행되어야 한다.

본 발명에 따른 방법이 구현되는 장치의 실시예가 도 3에 도시되어 있다.

장치는 도시된 바와 같이 연결된, 제1믹서(1), 제2믹서(2), 주파수발생기 (3), 제1증폭기(4), 제2증폭기(5), 제1필터(6), 제2필터(7), 샘플-앤드-홀더(SH) 회로(8), 합산장치(9), 합산장치(10) 및 처리회로(11)를 포함한다.

주파수발생기(3)는, 주파수발생기(3)의 각 출력에서 0°와 90°로 표시되어 있듯이, 상호 90°위상변위를 가지는 출력신호들을 제공한다. 본 기술분야의 당업자라면, 필요한 위상변위는 90°위상 시프터와 단일 출력 주파수발생기(도시되지 않음)로 제공될 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다.

입력신호 U(t)들은 제1믹서(1)와 제2믹서(2)에 커플되어 주파수발생기(3)의 0°와 90°출력들과 믹서된다. 제1믹서(1)의 출력신호는 제1증폭기(4)에 의해 증폭되고 제1필터(6)의 의해 필터링되어, 입력 아날로그신호 U(T)의 동상 (I)성분 U_I(t)가 된다. 비슷하게, 제2믹서(2)의 출력신호도 제2증폭기(5)에 의해 증폭되고 제2필터(7)에 의해 필터링되어 아날로그신호 U(t)의 직교 (Q)성분 U_Q(t)을 제공한다.

상기 회로(1 - 7)들은 무선주파수(RF) 아날로그 입력신호 U(t) = sin(ω_c+ω_o)t(여기서 ω_c는 반송주파수)를 기저대역 I성분 U_i(t)와 Q성분 U_Q(t)으로 변환시키기 위해 선행기술 변환회로를 사용한다. 식 (5)와 (6)을 보라. 이러한 경우에 있어서, 주파수발생기(3)는 주파수 ω_c에서 작동한다.

도시된 실시예의 제1필터(6)와 제2필터(7)는, 상기에서 설명한 바와 같이 SH회로(8)로 I와 Q성분들의 표본 추출할 때 도입된 에일리어싱 효과를 제거하도록, 아날로그신호 U(t)의 메시지 대역폭 위에 있는 불필요한 고주파수 성분을 필터링하여 제거하기 위한 저역통과(LP) 필터들, 소위 반-에일리어싱 필터들이다.

설명할 목적으로 SH회로(8)는, 표본 추출률(ω_s)에서 스위칭되고 또한 Φ₁(t)와 관련되는 스위치들과 Φ₂(t)와 관련되는 스위치들이 상기 식 (3)에 따라서 표본 추출률 주기에 대해 90°상호 위상변위로 작동하도록 스위칭되는 스위치들로 표시한다. 스위칭 연산 Φ₁(t)과 Φ₂(t)들은 상기 식 (7)과 (8)에 따른 임펄스열로 표현된다.

표본 추출된 신호들, 즉,,,들은 합산장치(9 및 10)에 공급되어, 제1시퀀스의 I성분의 표본값들과 제2시퀀스의 Q성분들의 표본값들은 합산장치(9)에 의해 합산되고 그리고 제2시퀀스의 I성분의 음의 표본값들은 합산장치(10)에 의해 제1시퀀스의 Q성분의 표본값들과 합산된다(또는 감산된다).에서 음의 연산은 합산장치(10)의 입력에서 마이너스 (-)부호로 도시되어 있다. 합산(및 기저대역 신호들에 대한 감산)은 제1 및 제2시퀀스들의 각 표본 추출 주기 동안에 수행된다.

합산장치(9)의 출력신호는 상기 식 (15)에 따라 표본값들의 제3시퀀스이다. 합산장치(10)의 출력신호는 상기 식 (16)에 따라 표본값들의 제4시퀀스이다.

샘플값들의 제3 및 제4시퀀스들은 상기에서 설명한 바와 같이 제1 및 제2시퀀스들의 표본값들이 이용될 수 있는 표본 추출 주기의 간격 동안에와감산과 각 합산으로 표본 추출된 I성분과 표본 추출된 Q성분들을 제공하도록 처리회로(11)에 의해 더 처리될 수 있다. 그러나, 처리회로(11)는 또한, 표본값들의 제3 및 제4시퀀스들이 소정의 응용에 따라 더 처리되는, 예컨대 라우드스피커를 구동하도록 표본 추출한 신호를 처리하는 회로를 포함할 수 있다.

상기에서 설명한 바와 같이, 본 발명에 따라 연결된, 표본 추출회로(8)와 합산장치(9)와 감산장치(10)의 화상제거 능력으로 인해, 반-에일리어싱 필터(6, 7)들에 보다 덜 엄중한 필요조건이 된다. 즉, 화상주파수의 바람직한 억제를 이루기 위하여, 제1 및 제2필터(6, 7)들은 통상적인 표본 추출에 비해 저차수일 수 있는데, I와 Q성분들이 단독으로 표본 추출된다. 저차수 필터들의 사용은 비용의 관점에서 보아 장점이 있을 뿐만 아니라, 회로의 처리속도에 대해서도 장점이 있다. 한편, 본 발명에 선행기술 고차수 반-에일리어싱 필터(6, 7)를 사용하게 되면, 훨씬 더 좋은 화상주파수 왜곡의 억제가 이루어져서, 상기에서 설명한 선행기술에 비해 훨씬 덜 왜곡된 신호들의 표본 추출이 된다.

도 3에 따른 장치는 완전히 아날로그회로로 구성되어, 아날로그신호의 질적인 진폭과 시간 이산표시를 제공한다. 그러나, 현대의 신호처리에 있어서, 도 4에 도시된 본 발명에 따른 장치가 제공하는 것과 같은, 아날로그신호들의 디지탈표시가 필요하다. 이 실시예에 있어서, 합산장치(9)가 출력한 표본값들의 제3시퀀스는 아날로그-디지탈 변환기(ADC)(12)에 공급된다. 마찬가지로, 합산장치(10)가 출력한 표본값들의 제4시퀀스는 ADC(13)에 공급된다. ADC(12 및 13) 둘다는 제3 및 제4시퀀스들의 표본값들의 이산 진폭의 디지탈표시를 제공한다. 이러한 디지탈 표시는, ADC(12 및 13)들의 정확성에 따라 8비트, 12비트, 16비트 등으로 구성될 수 있다. 상기에서 논의한 바와 같이, 본 발명의 장점에서부터 가능한 많이 이익을 얻기 위하여, ADC(12 및 13)들은 제1 및 제2시퀀스들의 표본값,,,들이 이용될 수 있는 표본 추출 주기(T)의 간격, 즉 도 2에 설명된 중첩간격 동안에 제3 및 제4시퀀스에서 작동한다.

ADC(12 및 13)들의 출력신호들은, 표본 추출한 정보신호의 표본 추출된 I와 Q성분들의 재구성을 이룰뿐만 아니라 디지탈 무선수신기에서 사용과 같은 소정의 응용목적을 위해 필요한 다른 처리가 이루어지도록 디지탈처리수단에 의해 더 처리될 수 있다.

도 5는 본 발명에 따라 작동하는 장치의 다른 실시예를 보여주는 것으로서, 샘플값들의 제1 및 제2시퀀스를 구성하는 샘플값들, 즉,,,들은 ADC(14, 15, 16, 17)들에 의해 각각 디지탈표시로 변환된다. 이는, 상기에서 논의한 바와 같은 본 발명에 따른 방법에 따라서, 디지탈 합산장치(18 및 19)에 의해 디지탈영역에서 합산되는 디지탈화된 표본값들의 제1 및 제2시퀀스들이 된다.

상기 이산 표본값들및의 제3 및 제4시퀀스와 마찬가지로, 디지탈 합산장치(18)의 출력신호는 디지탈화된 표본값들의 제3시퀀스이고 그리고 디지탈 감산장치(19)의 출력신호는 디지탈화된 표본값들의 제4시퀀스이다. 표본값들의 디지탈표시는, 예컨대 소정의 응용에 따라서, 디지탈회로(20)에 의해 더 처리될 수 있다.

ADC(12, 13)와 마찬가지로, ADC(14, 15, 16, 17)들은 만일 표본값들의 제1 및 제2시퀀스들의 새로운 각 표본의 시초에 작동한다면, 표본 추출 주기의 ¾이전에 변환을 완료하여야 한다. 이는, 상기에서 설명한 바와 같이, 표본 추출 주기의 중첩간격 동안에 변환된 신호들을 합산 및 감산할 수 있도록 하기 위해서이다.

비록 상기에서 SH회로(8)를 상정하였다 하더라도, SH회로의 홀드기능을 합산 및 감산장치(9, 10) 또는 ADC(14, 15, 16, 17)가 수행할 수 있다는 것을 본 기술분야의 당업자라면 알 수 있을 것이다.

본 발명에 따른 장치는 기저대역 I 및 Q 변환회로(1-7)와 관련한 기저대역 신호들의 표본 추출에 한정되지 않는다. 이러한 회로(1-7)는 부-표본 추출로 중간주파수(IF) 또는 화상주파수에서 I와 Q성분들을 제공하도록 배열될 수 있어서, 예컨대 제1 및 제2LP 필터(6, 7)들은 대역통과 필터들로 대체될 수 있게 된다. 회로(1-7) 대신에, 아날로그신호의 I와 Q성분들을 제공하는 다른 수단이 본 발명에 따른 표본 추출, 합산 및 선택적 ADC 및 처리회로와 함께 사용될 수 있다.

본 발명의 방법과 회로는 예컨대 모뎀과, 무선장치, 특히 아날로그 및/또는 디지탈영역에서 작동하는 이동 및 코드리스 무선장치와 같은 통신장치에서 사용하기 위한 응용 주문형 집적회로(ASIC)로 구현될 수 있다. 이러한 통신장치들과 그리고 믹서, 필터, 합산 및 감산회로, 디지탈처리회로, SH 및 ADC 장치 등과 같은 통신장치 부품들의 작동은 본 기술분야의 당업자에게 잘 공지되어 있어서, 더 이상의 상세한 설명이 필요없다.

실제로, 부품의 허용 확산 및/또는 온도작용(tolerance spread and/or temperature behavior) 때문에, 90°의 위상-변위를 언급할 때마다, 이 이상적인 값들로부터의 편차는 본원의 상세한 설명과 청구범위에 포함되는 것으로 이해해야 한다는 것을 본 기술분야의 당업자라면 알 것이다. 그러므로, 실제로, 예컨대 85°와 95°사이의 위상변위들은 본 발명의 용어 "90°의 위상변위"에 포함된다.

정확한 작용, 즉 90°외의 위상변위들에 대한 바람직한 화상제거에서의 편차는 상기에서 주어진 식을 사용하여 계산할 수 있다.

Claims

아날로그신호를 표본 추출하는 방법에 있어서,

a) 상기 아날로그신호의 동상 (I)과 직교-위상 (Q)을 구하는 단계와;

b) 상기 I와 Q성분들의 이산 표본값들의 제1시퀀스와 상기 I와 Q성분들의 이산 표본값들의 제2시퀀스를 구하며, 상기 제1시퀀스와 제2시퀀스는 동일한 표본 추출률과 그들의 표본 추출률 주기에 대해 90°의 상호 위상변위로 구하는 단계와;

c) 상기 제1시퀀스의 상기 I성분의 표본값들과 상기 제2시퀀스의 상기 Q성분의 표본값들을 합산하여, 표본값들의 제3시퀀스를 만드는 단계와;

d) 상기 제1시퀀스의 상기 Q성분의 표본값들과 상기 제2시퀀스의 상기 I성분의 표본값들을 합산하여, 표본값들의 제4시퀀스를 만드는 단계와; 그리고

e) 각 표본 추출률 주기 동안에 상기 단계 c)와 d)를 반복하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는, 아날로그신호를 표본 추출하는 방법.
제1항에 있어서, 기저대역 I와 Q성분들에 대해 단계 d)에서, 상기 I성분의 표본값들은 상기 Q성분의 표본값들로부터 감산되는 것을 특징으로 하는 방법.
제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 제3 및 제4시퀀스들은, 상기 주기의 상기 제1 및 제2시퀀스들의 상기 표본값들이 이용될 수 있게 된 후에 시작하는 상기 제3 및 제4시퀀스들의 소정 주기의 간격 내에서 처리되는 것을 특징으로 하는 방법.
제3항에 있어서, 상기 간격 동안, 상기 제3 및 제4시퀀스들의 상기 표본값들은 아날로그-디지탈변환되는 것을 특징으로 하는 방법.
제1항, 제2항 또는 제3항에 있어서, 단계 b)에서 상기 제1 및 제2시퀀스들의 상기 표본값들은 아날로그-디지탈변환되어, 디지탈화된 이산 표본값들의 제1 및 제2시퀀스들이 만들어지고, 그리고 단계 c)와 d)에서의 상기 합산은 디지탈영역에서 수행되는 것을 특징으로 하는 방법.
아날로그신호를 동상 (I)와 직교-위상 (Q)성분들로 변환시키는 수단과, 제1 및 제2시퀀스들이 그들의 표본 추출률 주기에 대해 90°의 상호 위상-변위를 포함하도록 상기 I와 Q성분들을 표본 추출률로 이산 표본값들의 상기 제1 및 제2시퀀스들로 변환시키는 수단과, 상기 제1시퀀스의 상기 I성분의 표본값들과 상기 제2시퀀스의 상기 Q성분의 표본값들을 합산하여 표본값들의 제3시퀀스를 출력하는 수단과, 상기 제1시퀀스의 상기 Q성분의 표본값들과 상기 제2시퀀스의 상기 I성분의 표본값들을 합산하여 표본값들의 제4시퀀스를 출력하는 수단을 포함하고, 상기 합산수단들은 각 표본 추출률 주기에서 작동하도록 배열되는, 아날로그신호 표본 추출 장치.
제6항에 있어서, 기저대역 I와 Q성분들에 대해, 상기 제1시퀀스의 상기 Q성분의 표본값들과 상기 제2시퀀스의 상기 I성분의 표본값들의 합산을 위한 상기 수단은 상기 Q성분의 표본값들로부터 상기 I성분의 표본값들을 감산하도록 설치되는 것을 특징으로 하는 장치.
제6항 또는 제7항에 있어서, 상기 주기의 상기 제1 및 제2시퀀스들의 상기 표본값들이 이용될 수 있게 된 후에 시작하는 상기 제3 및 제4시퀀스들의 소정 주기의 간격 내에서 상기 제3 및 제4시퀀스들을 처리하는 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제8항에 있어서, 상기 처리수단은 아날로그-디지탈 변환수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제6항, 제7항 또는 제8항에 있어서, 이산 표본값들의 제1 및 제2시퀀스들을 구하는 수단은 상기 이산 표본값들을 디지탈화시키기 위한 아날로그-디지탈 변환수단을 포함하고 그리고 상기 합산수단들은 디지탈 합산수단인 것을 특징으로 하는 장치.
아날로그신호를 수신 및/또는 생성하는 수단과 상기 아날로그신호를 수신하기 위해 작동적으로 연결된, 청구항 6, 7, 8, 9 또는 10항에 따른 장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신장치.
제11항에 있어서, 상기 아날로그신호는 RF신호이고 그리고 아날로그신호를 수신하는 상기 수단은 RF송수신수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 통신장치.