JP2001508640A

JP2001508640A - 共通電流感知素子を有する電流調整される多相モータ駆動装置

Info

Publication number: JP2001508640A
Application number: JP52799799A
Authority: JP
Inventors: スコットアランコルビン
Original assignee: Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1997-11-21
Filing date: 1998-11-09
Publication date: 2001-06-26
Also published as: WO1999027644A2; US5877608A; WO1999027644A3; EP0956640A2

Abstract

(57)【要約】多相モータ駆動装置において、各相電流が共通感知素子を横切る測定の比率により制御される。各相に対して同じ感知素子を用いることにより、複数の感知素子の間の不一致から生じる不正確さが除去され得る。個別の相電流が共通クロック発生装置から制御される。測定の時に唯一の相電流がその感知素子を通って流れていることを保証するために、相電流の各々を適切に制御することにより、個別の電流及びその感知素子のパラメトリックな値のみに依存するようにその測定が保証される。それによって、共通感知素子を横切る測定された値の比率を介して、相電流の制御はこの共通感知素子のパラメトリックな値に無関係である。

Description

【発明の詳細な説明】共通電流感知素子を有する電流調整される多相モータ駆動装置発明の背景１．発明の分野本発明は、多相モータ用の制御装置、特に多相ステッパーモータ用の制御装置に関するものである。そのようなモータは、正確で且つ反復可能な角回転、例えば正確な機械位置決めのために典型的に用いられる。制御される角位置決めは、そのモータの各相巻線へ供給される電流の比率を適切に調節することにより達成される。２．関係する技術の記載多相モータは、互いに対して一定の位相関係を有するモータ内の巻線へ適切な電流を供給することにより、モータ軸の角回転を正確に調節するために普通に用いられている。例えば、二相モータは互いに直角である磁極の周りの２セットの巻線により構成され得る。１セットの巻線に電流を供給することが、モータ軸上の磁極をその付勢された磁極と強いて整列させ、次に他のセットの巻線に電流を切り換えることが、その磁極をこの第２組の磁極と強いて整列させて、それによりその軸の９０度回転を強制する。その第２セットの巻線から電流を除去すること、及び第１セットの巻線へ逆電流を加えることが、もう一つの９０度回転を強制し、以下同様である。各巻線のセットは、そのモータの、相巻線、あるいは単に相と呼ばれる。１セットの磁極からもう一つの磁極までの回転、ステップ角、が完全な３６０度回転の約数であるように、各相がそのモータ内に複数磁極を具えてもよい。例えば、８極モータは４５度のステップ角を有し、一方１６極モータは２２．５度のステップ角を有している。伝統的に、５相モータは普通ではないけれども、多相モータは２又は３相を有するように設計される。理解を容易にするために、別の方法で注意されないかぎり、二相モータが想定されるが、この発明の原理は、この技術に熟達した人には明らかなように、二相モータに制限されるように意図されてはいない。また、理解を容易にするために、ステッパーモータは多相モータの最も普通の形であるから、ここに含まれる原理は直流サーボモータ、交流同期モータ、その他のような代りの多相モータへ適用できるけれども、ステッパーモータがここでの図解目的のために表現される。二相ステッパーモータの両相巻線へ電流を加えることは、その軸を巻線磁極間のどこかへ強いて位置決めさせ、例えば、上記の直角磁極例における角巻線磁極へ等しい電流を加えることは、その軸磁極が直角磁極の各々へ等しく誘引されるので、４５度回転に帰着する。マイクロステッピングモータは各巻線セットへ加えられるべき連続に変化できる電流を考慮し、それにより固定された巻線磁極間の所望の角度位置へ軸を回転させることを可能にする。各相巻線へ加えられる電流の比率は、所定のステップサイズ内で回転の量を決定する。上記されたように、等しい電流を加えることは磁極間の中心点への軸の位置に帰着する。モータ巻線に加えられる電流の制御を達成するために、図１に示されたようなモータ駆動装置が用いられ得る。図１ａにおいて、モータ駆動装置２０は、発振器１２０、フリップフロップ１３０、電圧比較器１４０、及びスイッチＳ１を具えている。その発振器１２０はタイミング回路ＴＯＳＣへ接続され、タイミング回路はフリップフロップ１３０を周期的にセットするように、発振器１２０の公称周波数をセットするために用いられる。そのフリップフロップ１３０の出力１３１がスイッチＳ１を制御する。巻線１００を有するモータＭが電圧源１０１とスイッチＳ１との間に直列に接続されている。抵抗Ｒｓ１１０が共通大地とスイッチＳ１との間に直列に接続されている。フリップフロップがセットされた場合に、スイッチＳ１がモータＭを抵抗Ｒｓへ接続し、それにより電流がモータＭと抵抗Ｒｓとを通って、大地へ電圧源１０１から流れることを許容する。フリップフロップがリセットされた場合には、スイッチＳ１が開かれ、且つ電流はもはや大地へ抵抗Ｒｓを通って流れない。誘導性装置であるので、モータＭ内の電流は瞬間的に零にはなり得ず、この技術に熟達した人々には周知の、スイッチングの後に流れ／衰微を続けることを誘導性電流に対して許容する成分は示されない。理解を容易にするために、別の方法で注意されないかぎり、ここで対象にされる電流は電圧源１０１に直接関係する電流であって、残留、誘導性電流と関連する電流ではない。抵抗Ｒｓの両端間の電圧は電圧源１０１からモータＭへ供給される、今まで巻線電流と呼ばれた電流と正比例する。電圧比較器１４０が制御電圧Ｖｃに対してこの電圧１１１を比較する。抵抗Ｒｓの両端間の電圧１１１が制御電圧Ｖｃと等しい場合には、フリップフロップ１３０がリセットされ、電流を終了させる。任意に、フリップフロップ１３０はまた、「オフ」時間期間を始めるために、発振器１２０へフィードバックされてもよく、すなわち代りに、その発振器がタイミング回路ＴＯＳＣにより決定される公称周波数で自由運転できる。タイミング回路ＴＯＳＣにより決定されるタイミング期間の後に、発振器出力１２１が状態を変え、且つフリップフロップ１３０をセットし、それがスイッチＳ１を閉じ、それによりモータＭへ再び電流を供給する。かくして、電圧Ｖｃを制御することにより、そのモータへの電流が制御される。モータＭを通って流れる電流の極性をセットするために第２スイッチＳ２を有するモータ駆動装置１０が図１ｂに示されている。信号Ｐによって、巻線への電流が両方向に流れ得る。ステッパーモータは極性反転を典型的に必要とするので、図１ｂに示されたモータ駆動装置１０は最も普通に用いられるモータ駆動装置用の回路である。巻線Ｗ_A及びＷ_Bを具えている二相ステッパーモータＭ用の一対のモータ駆動装置１０Ａ及び１０Ｂの使用が図２に示されている。制御装置２５０が各相巻線へ加えられるべき電流の極性及び大きさを決定する。所望の電流量と対応する電圧レベルＶｃも決められ、その電圧レベルは所望の電流量と電流感知抵抗Ｒｓとの積である。制御装置が各モータ駆動装置１０Ａ及び１０Ｂへ、入力をそれぞれＰａ、ＶＣ_A及びＰｂ、ＶＣ_Bとして与える。各抵抗Ｒ_SA及びＲ_SBの両端間の電圧がそれぞれ制御電圧ＶＣ_A及びＶＣ_Bと匹敵するまで、上述のように、抵抗Ｒ_SA及びＲ_SBを介して、各巻線を大地へ接続することにより、各モータ駆動装置が巻線へ電流を供給する。双方の駆動装置が無関係に動作する場合には、双方の巻線が同時にスイッチオンされ得て、且つその電源は累積的電流を供給する便宜を図るように設計されねばならない。これに反して、それらの駆動装置が各々それらの関連する巻線へ順次に電流を供給するようにそれらの駆動装置が同期される場合には、その電源は累積的電流よりむしろ、各々に必要な最大電流を供給するように設計される必要があるだけである。駆動装置１０Ａ及び１０Ｂの動作を同期させるための慣習的な手段が図２に示されている。電流が巻線Ｗ_Aから切り換えられる時をエッジ検出器２１０が決定する。スイッチングのこの時に、モータ駆動装置１０Ｂを制御するタイミング回路Ｔ_Bが、ダイオード２２０によりリセット値へ強制される。電流が巻線Ｗ_Aから切り換えられる時に、タイミング回路Ｔ_Bのリセットを強制することにより、逐次的方法で、巻線Ｗ_A内を流れた後に電流が巻線Ｗ_Bへ流れる。この同期化はエッジ検出器２１０が電流の停止が検出できるように、巻線Ｗ_Aへ流れる充分な電流を必要とすることは注意されたい。巻線Ｗ_Aへ流れる電流がエッジ検出を妨げるほど少ない場合には、両方の駆動装置が非同期的に動作する。この同期化の意図は極端な供給電流を防止することであるから、巻線Ｗ_Aへ流れる電流がわずかである場合の電流の重複は問題と考えられない。以上に論じられた慣習的な同期モータ制御は、両方の巻線のオンタイムの合計が全体サイクルタイムより小さいか又はそれと等しいように設計される。この方法では、一方の巻線に対するオンタイムの長い持続期間は、対応する他方の巻線の短い持続期間オンタイムによりオフセットされる。図２の慣習的な同期モータ制御においては、モータ駆動装置１０Ｂのオンタイムがモータ駆動装置１０Ａのオフタイムより長い場合には、電流が両巻線Ｗ_AとＷ_Bとへ同時に流れることは注意されたい。この潜在的な重複期間はわずかであること、及びこの潜在的な重複期間中に、巻線Ｗ_A内の電流はわずかになることが想定されるので、この潜在的な同時電流は問題と考えられない。上記に論じたように、巻線Ｗ_A及びＷ_B内に適切な電流を発生するように、制御装置２５０が必要なように制御電圧ＶＣ_A及びＶＣ_Bをセットする。所望の電流に対するこれらの制御電圧の関連は感知抵抗Ｒ_SA及びＲ_SBの値と正比例する。制御電圧を決定する場合には、その制御装置はその抵抗の定格抵抗値を用いねばならず、すなわち抵抗値のあらゆる不正確が、モータ軸の位置での結果としての不正確と共に、ソース電流が加えられる持続期間での不正確として影響される。この理由のために、高精密応用におけるモータ駆動装置用に用いられる感知抵抗は、非常に高い公差、典型的には１％以下により典型的に指定される。密接に整合した対を準備するために、しばしば対の抵抗が手分類される。モータ電流の全部が感知抵抗を通って流れ、且つそれ故に感知抵抗は高い電流を取り扱いできるように指定されることも注意されたい。高電力、厳しい公差の抵抗は高価であり、且つ高熱応力を受ける。時間がたつと、抵抗値が変わり得て、且つ不正確が導入され得て、すなわち高価なモータ制御装置がしばしば、感知抵抗と関連する不正確を最小化するために、初期較正及び次の再較正を必要とする。発明の概要多相モータ制御器のために用いられる電流感知抵抗と関連する不正確により起される、多相モータ位置決めにおける不正確を最小化することがこの発明の目的である。巻線のいずれか内の電流に無関係なサイクルタイムによって、共通のタイミング制御によるモータ駆動装置の各々のタイミングを制御することにより、それらの各モータ駆動装置内のフリップフロップ１３０が相互に相はずれとなるように制御されることが想定され得る。そのようにすることで、１個の感知抵抗が感知入力端子へ共通に接続され得て、代りのモータ駆動装置が選択された場合に、各モータ駆動装置内の電圧比較器１４０の出力端子が、フリップフロップ１３０の状態に影響を有さないことが想定される。すなわち、共通感知素子が巻線の各々内に流れる電流に影響するが、タイミング回路はあらゆる時に両巻線に流れる電流を妨げるように、且つ対応する巻線電流が共通抵抗を通って流れる場合にのみフリップフロップを切り換える電流を感知するように配置される。同じ感知素子が各相内の電流を感知するように用いられ、且つモータ軸の回転位置が電流の比率により決められるので、その感知素子の定格抵抗値のあらゆる不正確が除去される。実際には、回転位置はその感知素子の抵抗に完全に無関係になる。時間がたった抵抗の変動が回転精度に影響せず、且つ較正あるいは再較正に対する必要が最小化される。図面の簡単な説明図１は従来技術の多相モータ電流制御装置を示している。図２はマイクロステップ制御装置を有する従来技術の２相同期多相モータを示している。図３は本発明によるマイクロステップ制御装置を有する２相同期多相モータを示している。図４は本発明によるマイクロステップ制御装置を有する２相同期多相モータに対するタイミング線図を示している。好適な実施例の説明図３は、この発明に従ったマイクロステップ制御装置を有する二相同期ステッパーモータを示し、且つ図４はこのモータ制御装置の動作に関連するタイミング線図を示している。上記に論じられたように、制御装置２５０がモータ駆動装置１０Ａ及び１０Ｂへ、それぞれ制御信号（Ｐ_A、ＶＣ_A）及び（Ｐ_B、ＶＣ_B）を与える。極性入力、Ｐ_A及びＰ_B、がそれぞれ、モータＭ巻線Ｗ_A及びＷ_Bへ加えられる電流の極性を制御し、且つ制御電圧ＶＣ_A及びＶＣ_Bが、それぞれ、モータＭ巻線Ｗ_A及びＷ_Bへ加えられる電流の大きさを制御する。クロック発生器３１０が周期的クロック信号Ｔ_A、及び反転されたクロック信号Ｔ_Bを発生する。信号Ｔ_A及びＴ_Bが図４に示されている。三相モータが用いられる場合には、クロック発生器は、各々が相互に独占的な位相を有する、３個のタイミング信号を発生する。モータ駆動装置１０Ａ及び１０Ｂは各々図１ｂに示されたようなモータ駆動装置１０である。モータ駆動装置１０のＴ入力端子が高から低へ切り換わる時に、発振器１２０がフリップフロップ１３０をセットする。フリップフロップの出力１３１が高の場合に、スイッチＳ１が閉じられる。感知入力端子Ｓにおける電圧が制御電圧ＶＣを越える場合に、比較器１４０がフリップフロップ１３０をリセットし、それがスイッチＳ１を開かせる。電流が図３における巻線Ｗ_A又はＷ_Bのいずれを通っても流れない初期状態を考えよう。電流が流れないことにより、モータ駆動装置１０Ａ及び１０Ｂのいずれの感知出力端子Ｓ_A、Ｓ_Bにおける電圧も零になり、且つモータ駆動装置内の電圧比較器１４０の各々が各々のフリップフロップをリセットし、スイッチＳ１を開き、それにより両巻線を通る電流を妨げる。時刻４０１において、クロック信号Ｔ_Aが低となり、且つモータ駆動装置１０Ａ内のスイッチＳ１が閉じ、上に詳細に述べたように、巻線Ｗ_Aを感知出力端子Ｓ_Aへ接続する。電流は電圧源１０１から巻線Ｗ_Aを通り、且つ感知抵抗Ｒ_Sを通って共通大地１０２へ流れる。モータ駆動装置１０Ａの感知出力端子Ｓ_Aからの電流はＩＳ_Aと呼ばれる。モータ駆動装置１０Ｂの感知出力端子Ｓ_Bからの電流はＩＳ_Bと呼ばれる。クロック信号Ｔ_Bはまだ高状態から低状態になっていないので、モータ駆動装置１０Ｂ内のスイッチＳ１は開のままであって、且つ電流ＩＳ_Bは零である。それ故に、感知抵抗Ｒ_Sを通って流れる電流は独占的にＩＳ_Aになる。モータ駆動装置１０Ａ内のスイッチＳ１が閉じられている間、図４に４２１で示されたように、電流ＩＳ_Aが増加する。この電流が感知抵抗Ｒ_Sの両端間に発生される電圧Ｖ_Sに帰着し、図４において４４１で示された、ＩＳ_A×Ｒ_Sと等しい。時刻４５１においてこの電圧Ｖ_Sが制御電圧ＶＣ_Aを越えた場合に、モータ駆動装置１０Ａ内の電圧比較器１４０がフリップフロップ１３０をリセットし、且つモータ駆動装置１０Ａ内のスイッチＳ１を開き、そのことが、図４において４２２に示されたように、電流ＩＳ_Aを中止させる。リセットされてしまったフリップフロップ１３０は、発振器１２０へのトリガーが高から低へ再び変わるまで再びセットしない。時刻４０２において、クロック信号Ｔ_Bが高から低に変わり、モータ駆動装置１０Ｂ内の発振器１２０をトリガーし、それのフリップフロップをセットさせ、スイッチＳ１を閉じ、それにより巻線Ｗ_Bを感知出力端子Ｓ_Bへ接続する。モータ駆動装置１０Ｂ内のスイッチＳ１が閉じられた場合に、電流ＩＳ_Bが巻線Ｗ_Bと感知抵抗Ｒ_Sとを通って流れる。クロック信号Ｔ_Aが再び高から低へ変わるまで電流ＩＳ_Aは流れ得ないので、上に論じられたように、感知抵抗Ｒ_Sを通って流れる電流は独占的に電流ＩＳ_Bであり、且つ感知抵抗Ｒ_Sの両端間の電圧Ｖ_Sは、ＩＳ_B× Ｒ_Sと等しい。図４における４５２で、この電圧が制御電圧ＶＣ_Bより大きい場合には、モータ駆動装置１０Ｂ内の比較器１４０がフリップフロップをリセットし、モータ駆動装置１０Ｂ内のスイッチＳ１を開く。モータ駆動装置１０Ｂ内のスイッチＳ１が開かれた場合には、図４において４３２で示されたように、電流ＩＳ_Bが中止する。クロック信号Ｔ_Bが再び高から低へ変わるまで、電流ＩＳ_Bは再び流れない。時刻４０３において、クロック信号Ｔ_Aが高から低へ変わり、発振器１２０をトリガーし、フリップフロップ１３０をセットし、且つモータ駆動装置１０Ａ内のスイッチＳ１を閉じ、それにより電流ＩＳ_Aが再び流れることを許容する。電圧Ｖ_Sが図４における４５３で再び制御電圧ＶＣ_Aを越えるまで、４２３で示されたように電流ＩＳ_Aが増加する。時刻４０４において、クロック信号Ｔ_Bが高から低に変わり、４５４において、電圧Ｖ_Sが再び制御電圧ＶＣ_Bを越えるまで電流ＩＳ_Bが４３３で示されたように再び流れる。これらのサイクルがクロック信号Ｔ_A の各サイクルにより反復し、互いに周期的で且つ不一致で、電流が巻線Ｗ_A及びＷ_Bの内に流れることを交互に許容する。図４に示されたように、電圧源１０１からの電流Ｉ_SUPPLYは、電流ＩＳ_A及びＩＳ_Bの非零切片４２１、４３１、４２３、４３３等を具えている。感知抵抗Ｒ_S の両端間の電圧Ｖ_Sが、クロック信号Ｔ_AとＴ_Bとの半サイクル内で常に制御電圧ＶＣ_A又はＶＣ_Bを越えることを呈するように、前記の制御装置２５０からの制御電圧ＶＣ_A及びＶＣ_Bが制限される。図３の回路と図４に示されたタイミング関連は、この発明の実施例に対して示されており、そこでは慣習的なモータ駆動装置１０が各巻線への電流を制御するために用いられている。この技術に熟達した人には明らかなように、代りの装置がこの発明の精神と意図とに合致し得る。例えば、クロック発生器３１０が線Ｔ_A及びＴ_B上に短い持続期間パルスを発生した場合に、これらの短い持続期間パルスがフリップフロップ１３０を直接セットするようにすることにより、発振器１２０は除去され得る。前述のように、比較器１４０に各駆動装置の半サイクル内にフリップフロップをリセットさせるレベルへ、巻線電流が上がるように、制御電圧ＶＣ_A及びＶＣ_B は制限されねばならない。代りに、電流が駆動装置の半サイクル持続期間を超えて流れるのを防止するために、低から高へのクロック信号Ｔの切換は各半サイクルリセットを強制するために用いられ得る。かくして提供される解決は共通制御装置の半サイクルタイムへ両巻線のオン時間をさらに制限するのに対して、上述のように、慣習的な同期モータ制御装置は双方の巻線のオン時間の合計が全体サイクルタイムより短いか又はそれと等しいように典型的に設計されることは注意されたい。この技術に熟達した人には明らかなように、クロック発生器３１０は非対称サイクルを発生するように、制御装置２５０へ結合され得て、ここでクロック信号Ｔ_Aの感知位相の持続期間は巻線Ｗ_A内の所望の電流に依存して調節され、且つ非感知位相は巻線Ｗ_B内の所望の電流に依存して調節される。この方法においては、ここに述べられた発明は慣習的な同期モータ制御装置と同じレベルの効率を準備でき、以下に論じるように、大幅に高い位置精度を依然として達成できる。ステッパーモータの位置決めは巻線を通って流れる電流の比率により決められる。制御電圧は適切な比率を作るように決められる。図２に示されたように、慣習的なシステムにおいては、制御電圧ＶＣ_A及びＶＣ_Bは以下のように決められることがわかった。すなわちＶＣ_A＝Ｉ_A×ＲＳ_A、及びＶＣ_B＝Ｉ_B×Ｒ_SB ここで、Ｒ_SA及びＲ_SBはこれらの素子の公称抵抗を表現している。Ｒ_SA’及びＲ_SB’にそれぞれ感知素子Ｒ_SA及びＲ_SBの実際の抵抗値を表現させよう。さらにＩ_A’及びＩ_B’にそれぞれ巻線Ｗ_A及びＷ_Bを通って流れる実際の電流を表現させよう。実際の感知電圧Ｖ_A’及びＶ_B’が、それぞれＶＣ_A及びＶＣ_Bと等しい場合に、図２のモータ駆動装置の各々において、電圧比較器１４０がフリップフロップ１３０をリセットする。ＶＣ_A＝Ｖ_A’＝Ｉ_A’×Ｒ_SA'、及びＶＣ_B＝Ｖ_B’＝Ｉ_B’×Ｒ_SB’ 又は、Ｉ_A’＝ＶＣ_A／Ｒ_SA'、及びＩ_B’＝ＶＣ_B／Ｒ_SB’ Ｉ_A’＝Ｉ_A×Ｒ_SA／Ｒ_SA'、及びＩ_B’＝Ｉ_B×Ｒ_SB／Ｒ_SB’ 作られた実際の電流比率に対してＩ_A’／Ｉ_B’＝Ｉ_A／Ｉ_B×（Ｒ_SA×Ｒ_SB'）／（Ｒ_SA’×Ｒ_SB）かくして、慣習的なモータ制御システムにおいて、実際の電流比率は所望の電流比率と（Ｒ_SA×Ｒ_SB'）／（Ｒ_SA’×Ｒ_SB）の係数により異なる。この係数はモータ駆動装置を制御するために用いられる感知素子Ｒ_SA、Ｒ_SBにおけるあらゆる偏差により導入されるエラー係数である。本発明によると、ステッパーモータの各相に対する感知電圧Ｖ_Sが同じ感知抵抗Ｒ_Sと正比例し、且つ各駆動装置がそれぞれの制御電圧ＶＣ_A及びＶＣ_Bと比較して、この感知電圧に基づいて電流を制御する。かくして、本発明によると、図３の制御電圧はＶＣ_A＝Ｉ_A×Ｒ_S、及びＶＣ_B＝Ｉ_B×Ｒ_S として決定される。上述したように、感知抵抗Ｒ_Sの実際の値はＲ_S’であると仮定しよう。抵抗抗Ｒ_SがＲ_S’の実際の値を有する場合に、Ｉ_A’及びＩ_B’に巻線Ｗ_A及びＷ_Bを通る実際の電流を表現させよう。実際の感知電圧Ｖ_S’がクロック信号Ｔ_Aの各半サイクル中に、それぞれ制御電圧ＶＣ_A及びＶＣ_Bと等しい時に、図３のモータ駆動装置の各々において、比較器１４０がフリップフロップ１３０をリセットする。ＶＣ_A＝Ｖ_S’（Ｔ_Aが低である場合）＝Ｉ_A’×Ｒ_S’、及びＶＣ_B＝Ｖ_S’（Ｔ_Aが高である場合）＝Ｉ_B’×Ｒ_S’、又は、Ｉ_A’＝ＶＣ_A／Ｒ_S’、及びＩ_B’＝ＶＣ_B／Ｒ_S’、Ｉ_A’＝Ｉ_A×Ｒ_S／Ｒ_S'、及びＩ_B’＝Ｉ_B×Ｒ_S／Ｒ_S’ 作られた実際の電流比率に関して、Ｉ_A’／Ｉ_B’＝Ｉ_A／Ｉ_B×（Ｒ_S×Ｒ_S'）／（Ｒ_S’×Ｒ_S）＝Ｉ_A／Ｉ_B かくしてＩ_A’／Ｉ_B'、実際の電流比率、は感知抵抗として用いられる抵抗素子の定格又は実際値に関係無く、所望の電流比率、Ｉ_A／Ｉ_B、と等しいことがわかる。精度を決めるのは電流の比率であるから、本発明によると、精度は感知抵抗として用いられる抵抗素子の定格又は実際の値に無関係であることがかくしてわかる。以上の記載は本発明の原理を図解するものである。従ってこの技術に熟達した人々は、種々の装置を案出することが可能であり、それらはここに明示的に記載されあるいは示されていないけれども、本発明の原理を具体化し、且つ従って本発明の精神又は範囲内にあることが認識される。

Claims

【特許請求の範囲】１．少なくとも第１相巻線と第２相巻線とを有するモータ、少なくとも第１制御電圧と第２制御電圧とを与えるための制御装置、前記第１及び第２相巻線へそれぞれ第１及び第２電流を供給するための少なくとも第１及び第２モータ駆動装置、を具えており、前記第１及び第２モータ駆動装置がそれぞれ第１及び第２タイミング信号に応じてそれぞれ前記第１及び第２電流を供給し、且つ第１感知電圧が前記第１制御電圧を越えた場合に前記第１電流を終結させ、且つ第２感知電圧が前記第２制御電圧を越えた場合に前記第２電流を終結させる、多相モータシステムにおいて、前記のシステムが更に、少なくとも第１タイミング信号と第２タイミング信号とを供給するためのクロック発生器であって、前記第１及び第２タイミング信号は互いに対して位相はずれであるクロック発生器、及び前記第１及び第２モータ駆動装置に対して共通に、接続された感知素子であって、該感知素子は、前記第１モータ駆動装置が前記第１相巻線へ前記第１電流を供給する場合には、前記第１電流が前記感知素子の両端間に前記第１感知電圧を誘起し、且つ前記第２モータ駆動装置が前記第２相巻線へ前記第２電流を供給する場合には、前記第２電流が前記感知素子の両端間に前記第２感知電圧を誘起する、ように接続されている感知素子、を具えていることを特徴とする多相モータシステム。２．請求項１記載の多相モータ制御システムにおいて、前記モータ駆動装置の各各が、タイミング信号に応じてトリガー出力を発生するためのトリガー回路、前記制御電圧に対して前記感知電圧を比較し、且つ比較出力を発生するための電圧比較器、前記相巻線へ電流を供給するためのスイッチ、及び前記トリガー出力と前記比較出力とに依存して前記スイッチを制御するための論理デバイス、を具えていることを特徴とする多相モータ制御システム。３．請求項１又は２記載の多相モータ制御システムにおいて、前記感知素子が抵抗であることを特徴とする多相モータ制御システム。４．請求項１〜３のいずれか１項記載の多相モータ制御システムにおいて、前記タイミング信号のうちの１個以上が前記制御電圧のうちの１個以上に応じて前記クロック発生器により供給されることを特徴とする多相制御モータシステム。５．少なくとも第１相巻線と第２相巻線とを有するモータを制御するための多相モータ制御システムであって、該制御システムは、少なくとも第１制御電圧と第２制御電圧とを与えるための制御装置、それぞれ前記第１及び第２相巻線へそれぞれ第１及び第２電流を供給するためのそれぞれ少なくとも第１及び第２モータ駆動装置、を具えており、それぞれ前記第１及び第２モータ駆動装置はそれぞれ第１及び第２タイミング信号に応答してそれぞれ前記第１及び第２電流を供給し、且つそれぞれ第１及び第２感知電圧がそれぞれ前記第１及び第２制御電圧を越えた場合にそれぞれ前記第１及び第２電流を終結させる、多相モータ制御システムにおいて、該システムが更に、少なくとも第１タイミング信号と第２タイミング信号とを供給するためのクロック発生器であって、前記第１及び第２タイミング信号は互いに対して位相はずれであるクロック発生器、及び前記第１及び第２モータ駆動装置に対して共通に接続された感知素子であって、該感知素子は、前記第１モータ駆動装置が前記第１相巻線へ前記第１電流を供給する場合には、前記第１電流が前記感知素子の両端間に第１感知電圧を誘起し、且つ前記第２モータ駆動装置が前記第２相巻線へ前記第２電流を供給する場合には、前記第２電流が前記感知素子の両端間に第２感知電圧を誘起する、ように接続されている感知素子、を具えていることを特徴とする多相モータ制御システム。６．請求項５記載の多相モータ制御システムにおいて、前記モータ駆動装置の各各が、タイミング信号に依存してトリガー出力を発生するためのトリガー回路、制御電圧に対して感知電圧を比較し且つ比較出力を発生するための電圧比較器、相巻線へ電流を供給するためのスイッチ、及び前記トリガー出力と前記比較出力とに依存して前記スイッチを制御するための論理装置、を具えていることを特徴とする多相モータ制御システム。７．請求項５又は６記載の多相モータ制御システムにおいて、前記の感知素子が抵抗であることを特徴とする多相モータ制御システム。８．請求項５又は６記載の多相モータ制御システムにおいて、１個以上の前記タイミング信号が１個以上の前記制御電圧に応じてクロック発生器により供給されることを特徴とする多相モータ制御システム。