JP2001346394A - モータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】 位置検出素子を用いないで所定方向に回転駆
動する、電力効率の良いモータを提供する。 【解決手段】 状態遷移部１９は、検出パルス信号の到
来から調整時間だけ遅延させたタイミング信号を発生す
る。タイミング信号の到来により保持状態を遷移させ、
保持状態に応動した区間信号を出力する。スイッチング
制御部２２は、電流検出信号と指令信号の比較結果に応
動してＰＷＭパルス信号を作る。通電制御部３２は、状
態遷移部１９の区間信号に応動して電力供給部２０の電
界効果型パワートランジスタの通電区間を決め、スイッ
チング制御部２２のＰＷＭパルス信号に応動して電界効
果型パワートランジスタをオン・オフの高周波スイッチ
ング動作させる。また、指令信号が所定値よりも大きい
場合に、状態遷移部１９の調整時間とロータの回転速度
の乗算値が小さくなるように調整時間を切り換える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、位置検出素子を用
いないで複数個のトランジスタにより電子的に電流路を
切り換えるモータに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、ＯＡ機器やＡＶ機器の駆動用モー
タとして、複数個のトランジスタにより電子的に電流路
を切り換えるモータが広く使用されている。光ディスク
装置（ＤＶＤ装置、ＣＤ装置、等）や磁気ディスク装置
（ＨＤＤ装置、ＦＤＤ装置、等）などのディスク装置で
は、このようなモータを含んで構成されている。このよ
うなモータの例として、ＰＮＰ型パワートランジスタと
ＮＰＮ型パワートランジスタを用いてコイルへの電流路
を切り換えるモータがある。図２８に従来のモータを示
し、その動作について説明する。ロータ２０１１は永久
磁石による界磁部を有し、位置検出器２０４１はロータ
２０１１の界磁部の磁界を３個の位置検出素子で検出す
る。すなわち、ロータ２０１１の回転に応動した３個の
位置検出素子の３相の出力信号から、位置検出器２０４
１は２組の３相の電圧信号Ｋｐ１，Ｋｐ２，Ｋｐ３とＫ
ｐ４，Ｋｐ５，Ｋｐ６を発生する。第１の分配器２０４
２は電圧信号Ｋｐ１，Ｋｐ２，Ｋｐ３に応動した３相の
下側信号Ｌｐ１，Ｌｐ２，Ｌｐ３を作りだし、下側のＮ
ＰＮ型パワートランジスタ２０２１，２０２２，２０２
３の通電を制御する。第２の分配器２０４３は電圧信号
Ｋｐ４，Ｋｐ５，Ｋｐ６に応動した３相の上側信号Ｍｐ
１，Ｍｐ２，Ｍｐ３を作りだし、上側のＰＮＰ型パワー
トランジスタ２０２５，２０２６，２０２７の通電を制
御する。これにより、コイル２０１２，２０１３，２０
１４に３相の駆動電圧を供給する。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】従来の構成では、パワ
ートランジスタにおける電力損失が大きく、問題になっ
ていた。ＮＰＮ型パワートランジスタ２０２１，２０２
２，２０２３およびＰＮＰ型パワートランジスタ２０２
５，２０２６，２０２７は、そのエミッタ−コレクタ間
の電圧をアナログ的に制御し、コイル２０１２，２０１
３，２０１４に必要な振幅の駆動電圧を供給している。
そのため、各パワートランジスタの残留電圧が大きく、
残留電圧とコイルへの駆動電流の積によって大きな電力
損失・発熱が生じていた。このような電力損失を低減す
るためにＰＷＭ駆動（パルス的な駆動電圧をコイルに供
給）を行うことが知られている。米国特許第５，９８
２，１１８に、２個のセンサ出力を用いてパワートラン
ジスタをＰＷＭ制御し、電力損失を低減する例が記載さ
れている。

【０００４】しかし、上述の従来例および米国特許第
５，９８２，１１８では、ロータの回転位置を検出する
３個または２個の位置検出素子を含んでいるため、位置
検出素子を取り付けるスペースや配線等が煩雑であり、
コストアップを生じていた。位置検出素子を無くすため
に、センサレス駆動を行うことは知られている。例え
ば、米国特許第５，１２２，７１５や米国特許第５，４
７３，２３２に、コイルの端子電圧を検出し、検出タイ
ミングに応動してコイルへの電流路を切り換えるモータ
が記載されている。米国特許第５，１２２，７１５で
は、通電幅が１２０度であり、振動・騒音が大きいとい
う欠点がある。また、スイッチングレギュレータを用い
た複雑な構成になっている。米国特許第５，４７３，２
３２では、パワートランジスタをＰＷＭ動作させて電力
損失を低減するようにしているが、各パワートランジス
タの通電幅が１２０度であり、振動・騒音が大きいとい
う欠点がある。本発明の目的は、上記の課題を解決した
モータを提供することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】本発明の構成のモータで
は、磁石磁束を発生する界磁部を有するロータと、ステ
ータに配設されたＱ相（ここに、Ｑは３以上の整数）の
コイルと、直流電圧を供給する電圧供給手段と、前記電
圧供給手段の第１の出力端子側から前記コイルの一端へ
の電力供給を行うＱ個の第１の電界効果型パワートラン
ジスタおよび前記電圧供給手段の第２の出力端子側から
前記コイルの一端への電力供給を行うＱ個の第２の電界
効果型パワートランジスタを含んで構成された電力供給
手段と、前記コイルの端子電圧に応動した検出パルス信
号を作成する電圧検出手段と、前記電圧検出手段の検出
パルス信号に応動して保持状態を遷移させる状態遷移手
段と、前記状態遷移手段の保持状態に応動して前記電力
供給手段のＱ個の前記第１の電界効果型パワートランジ
スタとＱ個の前記第２の電界効果型パワートランジスタ
の通電区間を制御する通電制御手段と、前記電圧検出手
段の出力パルス信号により前記ロータの回転速度に応動
した指令信号を出力する指令手段と、前記指令手段の指
令信号に応動して前記電力供給手段の少なくとも１個の
パワートランジスタをオン・オフの高周波スイッチング
動作させるスイッチング動作手段と、を具備するモータ
であって、前記通電制御手段は、前記状態遷移手段の保
持状態に応動したＱ相の第１の通電制御信号とＱ相の第
２の通電制御信号を作成し、Ｑ個の前記第１の電界効果
型パワートランジスタとＱ個の前記第２の電界効果型パ
ワートランジスタの通電区間を制御し、各通電区間を電
気角で３６０／Ｑ度よりも大きくし、前記スイッチング
動作手段は、前記指令信号に応動したスイッチングパル
ス信号を作成し、Ｑ個の前記第１の電界効果型パワート
ランジスタとＱ個の前記第２の電界効果型パワートラン
ジスタのうちで少なくとも１個の電界効果型パワートラ
ンジスタを前記スイッチングパルス信号に応動して高周
波スイッチング動作を行わせ、前記状態遷移手段は、前
記検出パルス信号の発生から調整時間後にタイミング信
号を作成する調整手段と、前記タイミング信号に応動し
て保持状態を遷移させる遷移保持手段と、前記指令信号
が所定値よりも大きい場合に前記調整手段の前記調整時
間と前記ロータの回転速度の乗算値を小さくするように
前記調整時間を切り換える調整切換手段と、を含んで構
成している。

【０００６】このように構成することにより、スイッチ
ング動作手段が電力供給手段の電界効果型パワートラン
ジスタを高周波スイッチングさせているので、電力供給
手段の電界効果型パワートランジスタの電力損失を大幅
に低減でき、モータの電力効率を大幅に向上させること
ができる。また、電圧検出手段や状態遷移手段や通電制
御手段は、コイルの端子電圧を検出した検出パルス信号
に応動してコイルへの通電相を遷移させ、所定方向への
回転を行わせている。そのため、位置検出素子が不要に
なり、モータ構成は簡素になる。また、指令手段の指令
信号が所定値よりも大きくなると、タイミング信号の出
力までの調整時間と回転速度の乗算値を小さくするよう
に調整時間を切り換え、各電界効果型パワートランジス
タの通電区間（電気角で見た通電角度）を短くなるよう
にした。これにより、ロータの加速動作中において指令
信号が所定値より大きくなるので、電界効果型パワート
ランジスタの通電区間が短くなり、電圧検出手段におけ
るコイルの端子電圧の誤検出を防止し、安定な加速動作
を実現できる。また、負荷トルクが大きくて指令信号が
所定値よりも大きい場合にも、電界効果型パワートラン
ジスタの通電区間が短くなり、電圧検出手段におけるコ
イルの端子電圧の誤検出を防止し、回転動作が安定にな
る。さらに、速度制御状態では指令信号が所定値よりも
小さくなり、調整時間が長くなる。これにより、各電界
効果型パワートランジスタの通電区間が電気角で３６０
／Ｑ度よりもかなり長くできるので、コイルへの通電幅
を広くでき、モータの騒音や振動を小さくできる。ま
た、指令信号に応動して切換動作を行っているので、速
度制御回路などの指令手段から新たな信号線を出力する
必要がなく、モータ構成は簡素になる。その結果、本発
明に基づいて、電力損失が小さく、振動・騒音が小さ
く、安定なセンサレス動作を行うモータを低コストに実
現できる。

【０００７】また、本発明の別の観点のモータは、磁石
磁束を発生する界磁部を有するロータと、ステータに配
設されたＱ相（ここに、Ｑは３以上の整数）のコイル
と、直流電圧を供給する電圧供給手段と、前記電圧供給
手段の第１の出力端子側から前記コイルの一端への電力
供給を行うＱ個の第１の電界効果型パワートランジスタ
および前記電圧供給手段の第２の出力端子側から前記コ
イルの一端への電力供給を行うＱ個の第２の電界効果型
パワートランジスタを含んで構成された電力供給手段
と、前記コイルの端子電圧に応動した検出パルス信号を
作成する電圧検出手段と、前記電圧検出手段の検出パル
ス信号に応動して保持状態を遷移させる状態遷移手段
と、前記状態遷移手段の保持状態に応動して前記電力供
給手段のＱ個の前記第１の電界効果型パワートランジス
タとＱ個の前記第２の電界効果型パワートランジスタの
通電区間を制御する通電制御手段と、前記電圧検出手段
の出力パルス信号により前記ロータの回転速度に応動し
た指令信号を出力する指令手段と、前記指令手段の指令
信号に応動して前記電力供給手段の少なくとも１個のパ
ワートランジスタをオン・オフの高周波スイッチング動
作させるスイッチング動作手段と、を具備するモータで
あって、前記通電制御手段は、前記状態遷移手段の保持
状態に応動したＱ相の第１の通電制御信号とＱ相の第２
の通電制御信号を作成し、Ｑ個の前記第１の電界効果型
パワートランジスタとＱ個の前記第２の電界効果型パワ
ートランジスタの通電区間を制御し、各通電区間を電気
角で３６０／Ｑ度よりも大きくし、前記スイッチング動
作手段は、前記指令信号に応動したスイッチングパルス
信号を作成し、Ｑ個の前記第１の電界効果型パワートラ
ンジスタとＱ個の前記第２の電界効果型パワートランジ
スタのうちで少なくとも１個の電界効果型パワートラン
ジスタを前記スイッチングパルス信号に応動して高周波
スイッチング動作を行わせ、前記状態遷移手段は、前記
検出パルス信号の発生から第１の調整時間後に第１のタ
イミング信号を作成し、前記検出パルス信号の発生から
第２の調整時間［第２の調整時間］＞［第１の調整時
間］ 後に第２のタイミング信号を作成する調整手段
と、前記第１のタイミング信号に応動して前記保持状態
を第１状態から第２状態に遷移させ、前記第２のタイミ
ング信号に応動して前記保持状態を前記第２状態から第
３状態に遷移させる遷移保持手段と、前記指令信号が所
定値よりも大きい場合に前記調整手段の少なくとも前記
第２の調整時間と前記ロータの回転速度の乗算値を小さ
くするように前記第２の調整時間を切り換える調整切換
手段と、を含んで構成している。

【０００８】このように構成することにより、スイッチ
ング動作手段が電力供給手段の電界効果型パワートラン
ジスタを高周波スイッチングさせているので、電力供給
手段の電界効果型パワートランジスタの電力損失を大幅
に低減でき、モータの電力効率を大幅に向上させること
ができる。また、電圧検出手段や状態遷移手段や通電制
御手段は、コイルの端子電圧を検出した検出パルス信号
に応動してコイルへの通電相を遷移させ、所定方向への
回転を行わせている。そのため、位置検出素子が不要に
なり、モータ構成は簡素になる。また、指令手段の指令
信号が所定値よりも大きくなると、第２のタイミング信
号の出力までの第２の調整時間と回転速度の乗算値を小
さくさせるように第２の調整時間を切り換え、各電界効
果型パワートランジスタの通電区間（電気角で見た通電
角度）を短くするようにした。これにより、加速動作中
および負荷トルクが大きい場合には指令信号が所定値よ
りも大きくなり、電圧検出手段におけるコイルの端子電
圧の誤検出を防止し、安定な加速動作および回転動作を
実現できる。さらに、速度制御状態では指令信号が所定
値よりも小さくなり、第２の調整時間が長くなる。これ
により、各電界効果型パワートランジスタの通電区間が
電気角で３６０／Ｑ度よりもかなり長くできるので、コ
イルへの通電幅を広くでき、モータの騒音や振動を小さ
くできる。また、指令信号に応動して切換動作を行って
いるので、速度制御回路などの指令手段から新たな信号
線を出力する必要がなく、モータ構成は簡素になる。そ
の結果、本発明に基づいて、電力損失が小さく、振動・
騒音が小さく、安定なセンサレス動作を行うモータを低
コストに実現できる。

【０００９】また、本発明のさらに別の観点のモータ
は、磁石磁束を発生する界磁部を有するロータと、ステ
ータに配設されたＱ相（ここに、Ｑは３以上の整数）の
コイルと、直流電圧を供給する電圧供給手段と、前記電
圧供給手段の第１の出力端子側から前記コイルの一端へ
の電力供給を行うＱ個の第１の電界効果型パワートラン
ジスタおよび前記電圧供給手段の第２の出力端子側から
前記コイルの一端への電力供給を行うＱ個の第２の電界
効果型パワートランジスタを含んで構成された電力供給
手段と、前記コイルの端子電圧に応動した検出パルス信
号を作成する電圧検出手段と、前記電圧検出手段の検出
パルス信号に応動して保持状態を遷移させる状態遷移手
段と、前記状態遷移手段の保持状態に応動して前記電力
供給手段のＱ個の前記第１の電界効果型パワートランジ
スタとＱ個の前記第２の電界効果型パワートランジスタ
の通電区間を制御する通電制御手段と、前記電圧検出手
段の出力パルス信号により前記ロータの回転速度に応動
した指令信号を出力する指令手段と、前記指令手段の指
令信号に応動して前記電力供給手段の少なくとも１個の
パワートランジスタをオン・オフの高周波スイッチング
動作させるスイッチング動作手段と、を具備するモータ
であって、前記通電制御手段は、前記状態遷移手段の保
持状態に応動したＱ相の第１の通電制御信号とＱ相の第
２の通電制御信号を作成し、Ｑ個の前記第１の電界効果
型パワートランジスタとＱ個の前記第２の電界効果型パ
ワートランジスタの通電区間を制御し、各通電区間を電
気角で３６０／Ｑ度よりも大きくし、前記スイッチング
動作手段は、前記指令信号に応動したスイッチングパル
ス信号を作成し、Ｑ個の前記第１の電界効果型パワート
ランジスタとＱ個の前記第２の電界効果型パワートラン
ジスタのうちで少なくとも１個の電界効果型パワートラ
ンジスタを前記スイッチングパルス信号に応動して高周
波スイッチング動作を行わせ、前記状態遷移手段は、前
記通電制御手段と協同して動作し、前記指令信号が所定
値よりも大きい場合にＱ相の第１の通電制御信号とＱ相
の第２の通電制御信号の通電区間を電気角で小さくなる
ように切り換えながらも、各通電区間を電気角で３６０
／Ｑ度よりも大きくしている。

【００１０】このように構成することにより、スイッチ
ング動作手段が電力供給手段の電界効果型パワートラン
ジスタを高周波スイッチングさせているので、電力供給
手段の電界効果型パワートランジスタの電力損失を大幅
に低減でき、モータの電力効率を大幅に向上させること
ができる。また、電圧検出手段や状態遷移手段や通電制
御手段は、コイルの端子電圧を検出した検出パルス信号
に応動してコイルへの通電相を遷移させ、所定方向への
回転を行わせている。そのため、位置検出素子が不要に
なり、モータ構成は簡素になる。また、指令手段の指令
信号が所定値よりも大きくなると、第１の通電制御信号
と第２の通電制御信号の通電区間（電気角で見た通電角
度）を電気角３６０／Ｑ度よりも大きい範囲で小さくな
るように切り換え、各電界効果型パワートランジスタの
通電区間（電気角で見た通電角度）を短くするようにし
た。これにより、加速動作中や負荷トルクが大きい場合
であっても、電圧検出手段におけるコイルの端子電圧の
誤検出を防止し、安定な加速動作および回転動作を実現
できる。さらに、速度制御状態では指令信号が所定値よ
りも小さくなり、第１の通電制御信号と第２の通電制御
信号の通電区間が長くなる。これにより、各電界効果型
パワートランジスタの通電区間が電気角で３６０／Ｑ度
よりもかなり長くできるので、コイルへの通電幅を広く
でき、モータの騒音や振動を小さくできる。また、指令
信号に応動して切換動作を行っているので、速度制御回
路などの指令手段から新たな信号線を出力する必要がな
く、モータ構成は簡素になる。その結果、本発明に基づ
いて、電力損失が小さく、振動・騒音が小さく、安定な
センサレス動作を行うモータを低コストに実現できる。

【００１１】また、本発明のさらに別の観点のモータ
は、磁石磁束を発生する界磁部を有するロータと、ステ
ータに配設されたＱ相（ここに、Ｑは３以上の整数）の
コイルと、直流電圧を供給する電圧供給手段と、前記電
圧供給手段の第１の出力端子側から前記コイルの一端へ
の電力供給を行うＱ個の第１の電界効果型パワートラン
ジスタおよび前記電圧供給手段の第２の出力端子側から
前記コイルの一端への電力供給を行うＱ個の第２の電界
効果型パワートランジスタを含んで構成された電力供給
手段と、前記コイルの端子電圧に応動した検出パルス信
号を作成する電圧検出手段と、前記電圧検出手段の検出
パルス信号に応動して保持状態を遷移させる状態遷移手
段と、前記状態遷移手段の保持状態に応動して前記電力
供給手段のＱ個の前記第１の電界効果型パワートランジ
スタとＱ個の前記第２の電界効果型パワートランジスタ
の通電区間を制御する通電制御手段と、前記電圧検出手
段の出力パルス信号により前記ロータの回転速度に応動
した指令信号を出力する指令手段と、前記指令手段の指
令信号に応動して前記電力供給手段の少なくとも１個の
パワートランジスタをオン・オフの高周波スイッチング
動作させるスイッチング動作手段と、を具備するモータ
であって、前記通電制御手段は、前記状態遷移手段の保
持状態に応動したＱ相の第１の通電制御信号とＱ相の第
２の通電制御信号を作成し、Ｑ個の前記第１の電界効果
型パワートランジスタとＱ個の前記第２の電界効果型パ
ワートランジスタの通電区間を制御し、各通電区間を電
気角で３６０／Ｑ度よりも大きくし、前記スイッチング
動作手段は、前記指令信号に応動したスイッチングパル
ス信号を作成し、Ｑ個の前記第１の電界効果型パワート
ランジスタとＱ個の前記第２の電界効果型パワートラン
ジスタのうちで少なくとも１個の電界効果型パワートラ
ンジスタを前記スイッチングパルス信号に応動して高周
波スイッチング動作を行わせ、前記状態遷移手段は、前
記検出パルス信号の発生から調整時間後にタイミング信
号を作成し、前記検出パルス信号の発生から他の調整時
間後に他のタイミング信号を作成する調整手段と、前記
タイミング信号に応動して保持状態を遷移させる遷移保
持手段と、前記指令信号が所定値よりも大きい場合に前
記調整時間と前記ロータの回転速度の乗算値および前記
他の調整時間と前記ロータの回転速度の乗算値を小さく
するように前記調整時間および前記他の調整時間を切り
換える調整切換手段と、を含んで構成され、前記電圧検
出手段は、前記調整手段の前記他のタイミング信号によ
り前記検出パルス信号の発生から前記他の調整時間まで
の間前記検出パルス信号の検出動作を停止させ、前記他
の調整時間は前記調整時間よりも大きくさせられてい
る。

【００１２】このように構成することにより、スイッチ
ング動作手段が電力供給手段の電界効果型パワートラン
ジスタを高周波スイッチングさせているので、電力供給
手段の電界効果型パワートランジスタの電力損失を大幅
に低減でき、モータの電力効率を大幅に向上させること
ができる。また、電圧検出手段や状態遷移手段や通電制
御手段は、コイルの端子電圧を検出した検出パルス信号
に応動してコイルへの通電相を遷移させ、所定方向への
回転を行わせている。そのため、位置検出素子が不要に
なり、モータ構成は簡素になる。また、指令手段の指令
信号が所定値よりも大きくなると、タイミング信号の出
力までの調整時間と回転速度の乗算値を小さくするよう
に調整時間を切り換え、各電界効果型パワートランジス
タの通電区間（電気角で見た通電角度）を短くなるよう
にした。さらに、指令手段の指令信号が所定値よりも大
きくなると、他のタイミング信号の出力までの他の調整
時間と回転速度の乗算値を小さくするように他の調整時
間を切り換え、電圧検出手段の検出パルス信号の検出動
作の停止区間（電気角で見た停止角度）を短くなるよう
にした。これにより、加速動作中には電界効果型パワー
トランジスタの通電区間や検出動作の停止区間が短くな
り、電圧検出手段におけるコイルの端子電圧の誤検出を
防止し、安定な加速動作を実現できる。さらに、速度制
御状態では指令信号が所定値よりも小さくなり、調整時
間および他の調整時間が長くなる。これにより、各電界
効果型パワートランジスタの通電区間が電気角で３６０
／Ｑ度よりもかなり長くできるので、コイルへの通電幅
を広くでき、モータの騒音や振動を小さくできる。ま
た、指令信号に応動して切換動作を行っているので、速
度制御回路などの指令手段から新たな信号線を出力する
必要がなく、モータ構成は簡素になる。その結果、本発
明に基づいて、電力損失が小さく、振動・騒音が小さ
く、安定なセンサレス動作を行うモータを低コストに実
現できる。

【００１３】また、本発明のさらに別の観点のモータ
は、磁石磁束を発生する界磁部を有するロータと、ステ
ータに配設されたＱ相（ここに、Ｑは３以上の整数）の
コイルと、直流電圧を供給する電圧供給手段と、前記電
圧供給手段の第１の出力端子側から前記コイルの一端へ
の電力供給を行うＱ個の第１の電界効果型パワートラン
ジスタおよび前記電圧供給手段の第２の出力端子側から
前記コイルの一端への電力供給を行うＱ個の第２の電界
効果型パワートランジスタを含んで構成された電力供給
手段と、前記コイルの端子電圧に応動した検出パルス信
号を作成する電圧検出手段と、前記電圧検出手段の検出
パルス信号に応動して保持状態を遷移させる状態遷移手
段と、前記状態遷移手段の保持状態に応動して前記電力
供給手段のＱ個の前記第１の電界効果型パワートランジ
スタとＱ個の前記第２の電界効果型パワートランジスタ
の通電区間を制御する通電制御手段と、前記電圧検出手
段の出力パルス信号により前記ロータの回転速度に応動
した指令信号を出力する指令手段と、前記指令手段の指
令信号に応動して前記電力供給手段の少なくとも１個の
パワートランジスタをオン・オフの高周波スイッチング
動作させるスイッチング動作手段と、を具備するモータ
であって、前記通電制御手段は、前記状態遷移手段の保
持状態に応動したＱ相の第１の通電制御信号とＱ相の第
２の通電制御信号を作成し、Ｑ個の前記第１の電界効果
型パワートランジスタとＱ個の前記第２の電界効果型パ
ワートランジスタの通電区間を制御し、各通電区間を電
気角で３６０／Ｑ度よりも大きくし、前記スイッチング
動作手段は、前記指令信号に応動したスイッチングパル
ス信号を作成し、Ｑ個の前記第１の電界効果型パワート
ランジスタとＱ個の前記第２の電界効果型パワートラン
ジスタのうちで少なくとも１個の電界効果型パワートラ
ンジスタを前記スイッチングパルス信号に応動して高周
波スイッチング動作を行わせ、前記状態遷移手段は、前
記検出パルス信号の発生から第１の調整時間後に第１の
タイミング信号を作成し、前記検出パルス信号の発生か
ら第２の調整時間後［第２の調整時間］＞［第１の調整
時間］ に第２のタイミング信号を作成し、前記検出
パルス信号の発生から第３の調整時間後 ［第３の調
整時間］＞［第２の調整時間］ に第３のタイミング
信号を作成する調整手段と、前記第１のタイミング信号
に応動して前記保持状態を第１状態から第２状態に遷移
させ、前記第２のタイミング信号に応動して前記保持状
態を前記第２状態から第３状態に遷移させる遷移保持手
段と、前記指令信号が所定値よりも大きい場合に前記調
整手段の少なくとも前記第３の調整時間と前記ロータの
回転速度の乗算値を小さくするように前記第２の調整時
間よりも大きな範囲で前記第３の調整時間を切り換える
調整切換手段と、を含んで構成され、前記電圧検出手段
は、前記調整手段の前記第３のタイミング信号により前
記検出パルス信号の発生から前記第３の調整時間までの
間前記検出パルス信号の検出動作を停止させている。

【００１４】このように構成することにより、スイッチ
ング動作手段が電力供給手段の電界効果型パワートラン
ジスタを高周波スイッチングさせているので、電力供給
手段の電界効果型パワートランジスタの電力損失を大幅
に低減でき、モータの電力効率を大幅に向上させること
ができる。また、電圧検出手段や状態遷移手段や通電制
御手段は、コイルの端子電圧を検出した検出パルス信号
に応動してコイルへの通電相を遷移させ、所定方向への
回転を行わせている。そのため、位置検出素子が不要に
なり、モータ構成は簡素になる。また、指令手段の指令
信号が所定値よりも大きくなると、第３のタイミング信
号の出力までの第３の調整時間と回転速度の乗算値を小
さくさせるように第３の調整時間を切り換え、電圧検出
手段の検出パルス信号の検出動作の停止区間（電気角で
見た停止角度）を短くなるようにした。これにより、加
速動作中には第３の調整時間が短くなり、電圧検出手段
におけるコイルの端子電圧の誤検出を防止し、安定な加
速動作および回転動作を実現できる。さらに、速度制御
状態では指令信号が所定値よりも小さくなり、第３の調
整時間が長くなり、電圧検出手段の検出パルス信号の検
出動作の停止区間は長くなる。これにより、各電界効果
型パワートランジスタの通電区間が電気角で３６０／Ｑ
度よりもかなり長くできるので、コイルへの通電幅を広
くでき、モータの騒音や振動を小さくできる。また、指
令信号に応動して切換動作を行っているので、速度制御
回路などの指令手段から新たな信号線を出力する必要が
なく、モータ構成は簡素になる。その結果、本発明に基
づいて、電力損失が小さく、振動・騒音が小さく、安定
なセンサレス動作を行うモータを低コストに実現でき
る。

【００１５】また、本発明のさらに別の観点のモータ
は、磁石磁束を発生する界磁部を有するロータと、ステ
ータに配設されたＱ相（ここに、Ｑは３以上の整数）の
コイルと、直流電圧を供給する電圧供給手段と、前記電
圧供給手段の第１の出力端子側から前記コイルの一端へ
の電力供給を行うＱ個の第１の電界効果型パワートラン
ジスタおよび前記電圧供給手段の第２の出力端子側から
前記コイルの一端への電力供給を行うＱ個の第２の電界
効果型パワートランジスタを含んで構成された電力供給
手段と、前記コイルの端子電圧に応動した検出パルス信
号を作成する電圧検出手段と、前記電圧検出手段の検出
パルス信号に応動して保持状態を遷移させる状態遷移手
段と、前記状態遷移手段の保持状態に応動して前記電力
供給手段のＱ個の前記第１の電界効果型パワートランジ
スタとＱ個の前記第２の電界効果型パワートランジスタ
の通電区間を制御する通電制御手段と、前記電圧検出手
段の出力パルス信号により前記ロータの回転速度に応動
した指令信号を出力する指令手段と、前記指令手段の指
令信号に応動して前記電力供給手段の少なくとも１個の
パワートランジスタをオン・オフの高周波スイッチング
動作させるスイッチング動作手段と、を具備するモータ
であって、前記通電制御手段は、前記状態遷移手段の保
持状態に応動したＱ相の第１の通電制御信号とＱ相の第
２の通電制御信号を作成し、Ｑ個の前記第１の電界効果
型パワートランジスタとＱ個の前記第２の電界効果型パ
ワートランジスタの通電区間を制御し、各通電区間を電
気角で３６０／Ｑ度よりも大きくし、前記スイッチング
動作手段は、前記指令信号に応動したスイッチングパル
ス信号を作成し、Ｑ個の前記第１の電界効果型パワート
ランジスタとＱ個の前記第２の電界効果型パワートラン
ジスタのうちで少なくとも１個の電界効果型パワートラ
ンジスタを前記スイッチングパルス信号に応動して高周
波スイッチング動作を行わせ、前記状態遷移手段は、前
記通電制御手段と協同して動作し、前記指令信号が所定
値よりも大きい場合にＱ相の第１の通電制御信号とＱ相
の第２の通電制御信号の通電区間を電気角で小さくなる
ように切り換えながらも、各通電区間を電気角で３６０
／Ｑ度よりも大きくし、前記電圧検出手段は、前記検出
信号の発生から調整時間までの間前記検出パルス信号の
検出動作を停止させ、前記指令信号が所定値よりも大き
い場合に前記調整時間と前記ロータの回転速度との乗算
値を小さくするように前記調整時間は切り換えさせられ
ている。

【００１６】このように構成することにより、スイッチ
ング動作手段が電力供給手段の電界効果型パワートラン
ジスタを高周波スイッチングさせているので、電力供給
手段の電界効果型パワートランジスタの電力損失を大幅
に低減でき、モータの電力効率を大幅に向上させること
ができる。また、電圧検出手段や状態遷移手段や通電制
御手段は、コイルの端子電圧を検出した検出パルス信号
に応動してコイルへの通電相を遷移させ、所定方向への
回転を行わせている。そのため、位置検出素子が不要に
なり、モータ構成は簡素になる。また、指令手段の指令
信号が所定値よりも大きくなると、第１の通電制御信号
と第２の通電制御信号の通電区間を電気角３６０／Ｑ度
よりも大きい範囲で小さくなるように切り換え、各電界
効果型パワートランジスタの通電区間（電気角で見た通
電角度）を短くするようにした。さらに、指令手段の指
令信号が所定値よりも大きくなると、調整時間と回転速
度の乗算値を小さくさせるように調整時間を切り換え、
電圧検出手段の検出パルス信号の検出動作の停止区間
（電気角で見た停止角度）を短くなるようにした。これ
により、加速動作中には第１の通電制御信号と第２の通
電制御信号の通電区間や検出動作の停止区間が短くな
り、電圧検出手段におけるコイルの端子電圧の誤検出を
防止し、安定な加速動作および回転動作を実現できる。
さらに、速度制御状態では指令信号が所定値よりも小さ
くなり、第１の通電制御信号と第２の通電制御信号の通
電区間を電気角３６０／Ｑ度よりもかなり大きくなり、
電圧検出手段の検出パルス信号の検出動作の停止区間は
長くなる。これにより、各電界効果型パワートランジス
タの通電区間が電気角で３６０／Ｑ度よりもかなり長く
できるので、コイルへの通電幅を広くでき、モータの騒
音や振動を小さくできる。また、指令信号に応動して切
換動作を行っているので、速度制御回路などの指令手段
から新たな信号線を出力する必要がなく、モータ構成は
簡素になる。その結果、本発明に基づいて、電力損失が
小さく、振動・騒音が小さく、安定なセンサレス動作を
行うモータを低コストに実現できる。これらおよびその
他の構成や動作については、実施の形態の説明において
詳細に説明する。

【００１７】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を参照しながら説明する。

【００１８】《実施の形態１》図１から図１２に本発明
の実施の形態１のモータを示す。図１に全体構成を示
す。ロータ１１には、磁石磁束により複数極の界磁磁束
を発生する界磁部を取り付けられている。ここでは、２
極の永久磁石磁束による界磁部を示したが、一般に、磁
石磁束による多極の界磁部が構成可能である。３相のコ
イル１２，１３，１４は、ステータに配設され、ロータ
１１との相対関係に関して、電気的に１２０度相当ずら
されて配置されている。ここに、電気角の３６０度はロ
ータ１１のＮ極とＳ極の１組の角度幅に相当する。各コ
イル１２，１３，１４の一端は共通接続され、他の一端
は電力供給端子として電力供給部２０の出力端子側に接
続されている。３相のコイル１２，１３，１４は３相の
駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３により３相磁束を発生し、ロ
ータ１１の界磁部との相互作用によって駆動力を発生
し、ロータ１１を回転駆動する。

【００１９】図１の電力供給部２０は、通電制御部３２
の下側通電制御信号Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３と上側通電制御信
号Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３に応動して電圧供給部２５から３相
のコイル１２，１３，１４への電流路を形成し、コイル
１２，１３，１４への電力供給を行っている。図２に電
力供給部２０の具体的な構成を示す。図２に示された電
力供給部２０は、電圧供給部２５の負極端子側（アース
側）とコイル１２，１３，１４の各電力供給端子側の間
の電力供給路を形成する３個の下側電界効果型パワート
ランジスタ１０１，１０２，１０３と、電圧供給部２５
の正極端子側（Ｖｍ側）とコイル１２，１３，１４の各
電力供給端子側の間の電力供給路を形成する３個の上側
電界効果型パワートランジスタ１０５，１０６，１０７
を含んで構成されている。上側電界効果型パワートラン
ジスタ１０５，１０６，１０７には並列に上側パワーダ
イオード１０５ｄ，１０６ｄ，１０７ｄが逆接続され、
下側電界効果型パワートランジスタ１０１，１０２，１
０３には並列に下側パワーダイオード１０１ｄ，１０２
ｄ，１０３ｄが逆接続されている（下側パワーダイオー
ドは無くしても良い）。

【００２０】ここでは、下側電界効果型パワートランジ
スタ１０１，１０２，１０３や上側電界効果型パワート
ランジスタ１０５，１０６，１０７にＮチャンネルＭＯ
Ｓ構造の電界効果型パワートランジスタを使用し、下側
電界効果型パワートランジスタ１０１，１０２，１０３
や上側電界効果型パワートランジスタ１０５，１０６，
１０７の電流流出端子側から電流流入端子側に向けて逆
接続されて形成された寄生ダイオードを下側パワーダイ
オード１０１ｄ，１０２ｄ，１０３ｄや上側パワーダイ
オード１０５ｄ，１０６ｄ，１０７ｄとして使用してい
る。なお、下側電界効果型パワートランジスタや上側電
界効果型パワートランジスタは、同極性の電界効果型ト
ランジスタに限らず、異極性の電界効果型トランジスタ
を使用しても良い。たとえば、上側電界効果型パワート
ランジスタにＰチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型パワ
ートランジスタを使用し、下側電界効果型パワートラン
ジスタにＮチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型パワート
ランジスタを使用できる。また、ＩＧＢＴトランジスタ
は飽和電圧が大きく、動作速度がやや遅いという欠点は
あるが、ＩＧＢＴトランジスタの内部動作としては電界
効果を利用して出力電流を制御している。従って、ここ
での電界効果型パワートランジスタとしては純粋な電界
効果型トランジスタにより構成されるだけでなく、ＩＧ
ＢＴトランジスタにより構成することも可能である。

【００２１】電力供給部２０の下側動作回路１１１，１
１２，１１３は、下側通電制御信号Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３に
応動して下側電界効果型パワートランジスタ１０１，１
０２，１０３のオン・オフ動作を行わせる。下側電界効
果型パワートランジスタ１０１，１０２，１０３は、コ
イル１２，１３，１４への駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の
負極側電流を供給する電流路を形成する。下側通電制御
信号Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３は、各通電区間においてディジタ
ル的なＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）になっており、
下側電界効果型パワートランジスタ１０１，１０２，１
０３はオン・オフの高周波スイッチング動作する。たと
えば、下側電界効果型パワートランジスタ１０１がオン
のときにはコイル１２の端子電圧Ｖ１は０Ｖもしくは略
０Ｖになり、コイル１２に負極性の駆動電流Ｉ１を供給
する。下側電界効果型パワートランジスタ１０１がオフ
に変わると、上側パワーダイオード１０５ｄが活性にな
り、コイル１２の端子電圧Ｖ１はＶｍ以上もしくは略Ｖ
ｍになり、コイル１２に負極性の駆動電流Ｉ１を連続的
に供給する。これにより、コイル１２の端子電圧Ｖ１は
略０Ｖと略Ｖｍの間をディジタル的に変化するＰＷＭ電
圧になる。その結果、下側電界効果型パワートランジス
タ１０１，１０２，１０３のそれぞれの通電区間におい
て、コイル１２，１３，１４の端子電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ
３はそれぞれＰＷＭ電圧になる。

【００２２】電力供給部２０の上側動作回路１１５，１
１６，１１７は、上側通電制御信号Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３に
応動して上側電界効果型パワートランジスタ１０５，１
０６，１０７のオン・オフ動作を行わせる。上側電界効
果型パワートランジスタ１０５，１０６，１０７は、コ
イル１２，１３，１４への駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の
正極側電流を供給する電流路を形成する。なお、上側電
界効果型パワートランジスタにＮチャンネルＭＯＳ−Ｆ
ＥＴトランジスタを使用する場合には、電圧供給部の正
極電位Ｖｍよりも所定値だけ高い高電位を用いて、上側
動作回路は上側電界効果型パワートランジスタを動作さ
せる制御信号を出力する。これにより、上側動作回路
は、Ｎチャンネルの電界効果型パワートランジスタをフ
ルオン動作させることができる。また、オン・オフの高
周波スイッチング動作する下側電界効果型パワートラン
ジスタと同相の上側電界効果型パワートランジスタを相
補的にオフ・オンの同期整流スイッチング動作させるこ
とにより、上側パワーダイオードの電力損失を低減する
ことも可能である。

【００２３】電流検出部２１は、電流検出用の抵抗１２
５を含んで構成され、下側電界効果型パワートランジス
タ１０１，１０２，１０３によってコイル１２，１３，
１４に供給する合成供給電流Ｉｇに比例した電流検出信
号Ａｄを出力する。下側電界効果型パワートランジスタ
はオン・オフの高周波スイッチング動作するので、合成
供給電流Ｉｇや電流検出信号Ａｄはパルス信号になる。
図１の電圧検出部２３は、コイルの端子電圧を検出し、
検出パルス信号を出力する。電圧検出部２３には、３相
のコイル１２，１３，１４の一端に生じる３相の端子電
圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３、および、コイル１２，１３，１４
の共通接続された中点端子の共通電圧Ｖｃが入力され
る。図３または図４に電圧検出部２３の具体的な構成を
示す。

【００２４】図３の電圧検出部２３の３個のコンパレー
タ回路１５１，１５２，１５３は、３相の端子電圧Ｖ
１，Ｖ２，Ｖ３と共通電圧Ｖｃを比較し、比較結果に応
動した３相の比較パルス信号ｂ１，ｂ２，ｂ３を出力す
る。信号選択回路１５５は、コイルへの通電状態に応じ
て比較パルス信号ｂ１，ｂ２，ｂ３のうちのいずれか１
個の立ち上がりエッジもしくは立ち下がりエッジを選択
検出し、その検出エッジを合成した検出パルス信号Ｄｔ
を出力する。また、信号選択回路１５５は、１相の端子
電圧Ｖ１から得られる比較パルス信号ｂ１の立ち上がり
エッジに対応した速度パルス信号Ｄｐを出力する。図１
３に電圧比較部２３の動作説明用波形を示す。図１３
（ａ），（ｂ），（ｃ）に示した３相の比較パルス信号
ｂ１，ｂ２，ｂ３に対して、各エッジを選択検出して合
成した検出パルス信号Ｄｔを図１３（ｄ）に示し、比較
パルス信号ｂ１に対応した速度パルス信号Ｄｐを図１３
（ｅ）に示す。なお、電力供給部のＰＷＭ動作によって
生じるＰＷＭノイズは省略した。実際には、信号選択回
路１５５にＰＷＭノイズを除去するノイズ除去回路を含
ませている。また、信号選択回路１５５は、後述の遷移
保持器３１の保持状態に応動して信号選択動作を行って
いる。

【００２５】図４に電圧検出部２３の別の構成を示す。
電圧検出部の合成電圧回路１６０は、３相の端子電圧Ｖ
１，Ｖ２，Ｖ３を抵抗１６１，１６２，１６３により合
成した合成共通電圧Ｖｃｒを作りだしている。第１の信
号選択回路１７０は、コイルへの通電状態に応じて端子
電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３のいずれかをアナログ的に選択し
た選択出力信号ｂ５として出力し、コンパレータ回路１
７１に供給する。コンパレータ回路１７１は、選択され
た端子電圧を合成共通電圧Ｖｃｒと比較し、比較パルス
信号ｂ６を出力する。第２の信号選択回路１７２は、コ
イルへの通電状態に応じて比較パルス信号ｂ６の検出エ
ッジを選択し、検出パルス信号Ｄｔと速度パルス信号Ｄ
ｐを出力する。実際には、第２の信号選択回路１７２に
ＰＷＭノイズを除去するノイズ除去回路を含ませてい
る。また、第１の信号選択回路１７０と第２の信号選択
回路１７２は、後述の遷移保持器３１の保持状態に応動
して信号選択動作を行っている。

【００２６】図１の指令部２６は、たとえば速度制御回
路を含んで構成され、電圧検出部２３の速度パルス信号
Ｄｐによりロータ１１の回転速度を検出し、目標速度と
の差に応動した指令信号Ａｃを出力する。ここでは、指
令信号Ａｃは速度制御回路によって作り出された電圧信
号である。図１の状態遷移部１９は、調整器３５と調整
切換器３６を有する調整動作器２７と、遷移保持器３１
と、を含んで構成されている。調整器３５は、電圧検出
部２３の検出パルス信号Ｄｔの立ち上がりエッジの到来
毎に、第１の調整時間Ｔ１だけ遅延した第１のタイミン
グ信号Ｆ１と、第２の調整時間Ｔ２だけ遅延した第２の
タイミング信号Ｆ２を出力する。調整切換器３６は、指
令部２６の指令信号Ａｃに応じたディジタル的な調整切
換信号Ｆｔを出力する。遷移保持器３１は、調整器３５
の第１のタイミング信号Ｆ１や第２のタイミング信号Ｆ
２の到来に応動して保持状態を遷移し、その保持状態に
応動した３相の下側区間信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３と３相の
上側区間信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３を出力する。図５に調整
切換器３６の具体的な構成を示し、図６に調整器３５の
具体的な構成を示す。

【００２７】図５の調整切換器３６のコンパレータ回路
２１１は、指令信号Ａｃを基準電圧源２１２の基準電圧
Ｂｒと比較し、比較結果である調整切換信号Ｆｔを出力
する。指令信号Ａｃが基準電圧Ｂｒよりも小さい場合に
調整切換信号Ｆｔは“Ｌ”であり、指令信号Ａｃが基準
電圧Ｂｒよりも大きい場合に調整切換信号Ｆｔは“Ｈ”
になる。図６の調整器３５は、時間計測回路２０１と第
１の調整回路２０２と第２の調整回路２０３を含んで構
成されている。時間計測回路２０１は、検出パルス信号
Ｄｔの立ち上がりエッジの時間間隔Ｔ０を計測し、その
時間間隔Ｔ０に対応した計数データ信号Ｄｂを出力す
る。第１の調整回路２０２は、検出パルス信号Ｄｔの立
ち上がりエッジの発生時点における計数データ信号Ｄｂ
を入力し、この計数データＤｂに比例もしくは略比例し
た第１の調整時間Ｔ１だけ遅延させた第１のタイミング
信号Ｆ１を出力する。同様に、第２の調整回路２０３
は、検出パルス信号Ｄｔの立ち上がりエッジの発生時点
における計数データＤｂを入力し、この計数データ信号
Ｄｂに比例もしくは略比例した第２の調整時間Ｔ２だけ
遅延させた第２のタイミング信号Ｆ２を出力する。

【００２８】時間計測回路２０１は、たとえばアップ型
カウンタであり、検出パルス信号Ｄｔの到来毎に内部状
態をリセットし、その後クロックパルスをカウントアッ
プする。第１の調整回路２０２は、たとえばダウン型カ
ウンタであり、検出パルス信号Ｄｔの到来時に計数デー
タ信号Ｄｂを入力し、その後第１のクロックパルスによ
りダウンカウントする。第２の調整回路２０３はたとえ
ばダウン型カウンタであり、検出パルス信号Ｄｔの到来
時に計数データ信号Ｄｂを入力し、その後第２のクロッ
クパルスによりダウンカウントする。また、第１の調整
回路２０２の第１のクロックパルスを第２の調整回路２
０３の第２のクロックパルスよりも高速にすることによ
り、 ［第２の調整時間Ｔ２＞第１の調整時間Ｔ１］
に設定されている。第２の調整回路２０３は、調整
切換器３６の調整切換信号Ｆｔに応じて第２の調整時間
Ｔ２を切り換えている。調整切換信号Ｆｔが“Ｌ”の場
合に比較して、調整切換信号Ｆｔが“Ｈ”になると、第
２の調整時間とロータの回転速度の乗算値を小さくする
ように、第２の調整時間を切り換えるようにしている。
すなわち、調整切換信号Ｆｔが“Ｈ”の場合の乗算値を
調整切換信号Ｆｔが“Ｌ”の場合の乗算値よりも小さく
なるようにしている。このような切換動作は、第２の調
整回路２０３の第２のクロックパルスを切り換えること
により、容易に実現できる。たとえば、調整切換信号Ｆ
ｔが”Ｈ”になると第２のクロックパルスの周波数を５
／４倍すれば、第２の調整時間Ｔ２は４／５倍に小さく
なる。このとき、第２の調整時間Ｔ２は検出パルス信号
Ｄｔの時間間隔Ｔ０に比例または略比例している。な
お、調整切換器３６の調整切換信号Ｆｔに応じて第１の
調整回路２０２の第１の調整時間を切り換えても良い。
すなわち、調整切換信号Ｆｔが“Ｌ”の場合に比較し
て、調整切換信号Ｆｔが“Ｈ”になると、第１の調整時
間とロータの回転速度の乗算値を小さくするように、第
１の調整時間をに切り換えることができる。このとき、
［第２の調整時間Ｔ２］＞［第１の調整時間Ｔ１］
の関係を保つようにして、第１のタイミング信号Ｆ１の
後で第２のタイミング信号Ｆ２が発生するように構成さ
れている。

【００２９】これらの信号波形の関係を図１４に例示す
る。図１４（ａ）の検出パルス信号Ｄｔの立ち上がりエ
ッジ間の時間間隔Ｔ０に対応したカウント値が、時間計
測回路２０１に計数される。第１の調整回路２０２は、
時間間隔Ｔ０に比例または略比例した第１の調整時間Ｔ
１（Ｔ１＜Ｔ０）だけ遅延して第１のタイミング信号Ｆ
１を出力する（図１４（ｂ）参照）。すなわち、第１の
タイミング信号Ｆ１は、検出パルス信号Ｄｔの立ち上が
りエッジ発生時点から、時間間隔Ｔ０に応動した第１の
調整時間Ｔ１だけ遅延したパルス信号になる。第２の調
整回路２０３は、時間間隔Ｔ０に比例または略比例した
第２の調整時間Ｔ２（Ｔ２＜Ｔ０）だけ遅延して第２の
タイミング信号Ｆ２を出力する（図１４（ｃ）参照）。
すなわち、第２のタイミング信号Ｆ２は、検出パルス信
号Ｄｔの立ち上がりエッジ発生時点から、時間間隔Ｔ０
に応動した第２の調整時間Ｔ２（Ｔ１＜Ｔ２＜Ｔ０）だ
け遅延したパルス信号になる。

【００３０】調整切換器３６の調整切換信号Ｆｔが
“Ｌ”から“Ｈ”に変わると、第２の調整回路２０３の
第２の調整時間は短くなり、Ｔ２からＴ２’に切り換わ
る。すなわち、第２の調整回路２０３は時間間隔Ｔ０に
比例または略比例した第２の調整時間Ｔ２’（Ｔ２’＜
Ｔ２＜Ｔ０）だけ遅延して第２のタイミング信号Ｆ２を
出力する（図１４（ｄ）参照）。なお、調整切換器３６
の調整切換信号Ｆｔが“Ｌ”から“Ｈ”に変わると、第
１の調整回路２０２の第１の調整時間も短くし、Ｔ１か
らＴ１’（Ｔ１’＜Ｔ１）に変化させても良い。調整切
換器３６の調整切換信号Ｆｔによって調整時間が変化し
た場合でも、第２の調整時間は第１の調整時間よりも大
きくなるようにされ、第２のタイミング信号Ｆ２は第１
のタイミング信号Ｆ１よりも遅れて発生するようにして
いる。

【００３１】図１の状態遷移部１９の遷移保持器３１
は、調整器３５の第１のタイミング信号Ｆ１や第２のタ
イミング信号Ｆ２の到来に対応して保持状態を遷移する
状態保持回路を含んでいる。遷移保持器３１は、第１の
タイミング信号Ｆ１と第２のタイミング信号Ｆ２に応動
して保持状態を遷移させ、保持状態に対応した３相の下
側区間信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３と３相の上側区間信号Ｑ
１，Ｑ２，Ｑ３を出力する。すなわち、第１のタイミン
グ信号Ｆ１の到来によって、下側区間信号Ｐ１，Ｐ２，
Ｐ３と上側区間信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３のうちで１個の信
号を、“Ｌ”から“Ｈ”に変化させ、対応する電界効果
型パワートランジスタの通電を開始させる。また、第２
のタイミング信号Ｆ２の到来によって、下側区間信号Ｐ
１，Ｐ２，Ｐ３と上側区間信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３のうち
で１個の信号を、“Ｈ”から“Ｌ”に変化させ、対応す
る電界効果型パワートランジスタの通電を終了させる。
遷移保持器３１の下側区間信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３の
“Ｈ”状態になる期間は、それぞれ電力供給部２０の下
側電界効果型パワートランジスタ１０１，１０２，１０
３の通電区間であり、コイル１２，１３，１４に駆動電
流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の負極側電流を供給する通電区間に
相当する。遷移保持器３１の上側区間信号Ｑ１，Ｑ２，
Ｑ３の“Ｈ”状態になる期間は、それぞれ電力供給部２
０の上側電界効果型パワートランジスタ１０５，１０
６，１０７の通電区間であり、コイル１２，１３，１４
に駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正極側電流を供給する通
電区間に相当する。図７に遷移保持器３１の具体的な構
成を示す。

【００３２】図７の遷移保持器３１は状態保持器３０１
と区間信号作成器３０２を含んで構成されている。状態
保持器３０１は、第１のタイミング信号Ｆ１と第２のタ
イミング信号Ｆ２の到来に応動して保持状態を遷移さ
せ、第１の状態保持信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４，Ｇ
５，Ｇ６と第２の状態保持信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３，Ｈ
４，Ｈ５，Ｈ６を出力する。ここに、状態遷移部１９の
遷移保持器３１の保持状態とは、第１の状態保持信号Ｇ
１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４，Ｇ５，Ｇ６と第２の状態保持信
号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３，Ｈ４，Ｈ５，Ｈ６の全体の状態を
意味する。区間信号作成器３０２は、第１の状態保持信
号Ｇ１〜Ｇ６と第２の状態保持信号Ｈ１〜Ｈ６を合成し
て、下側区間信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３と上側区間信号Ｑ
１，Ｑ２，Ｑ３を出力する。図８に状態保持器３０１の
具体的な構成を示し、図９に区間信号作成器３０２の具
体的な構成を示す。

【００３３】図８の状態保持器３０１は、第１の状態保
持回路３２０と第２の状態保持回路３３０により構成さ
れている。第１の状態保持回路３２０は、６個のＤ形フ
リップフロップ３２１，３２２，３２３，３２４，３２
５，３２６を含み、いずれか１個のフリップフロップが
“Ｈ”状態になり、他のフリップフロップは“Ｌ”状態
になるようにしている。第１のタイミング信号Ｆ１の立
ち上がりエッジにおいて、フリップフロップ３２１，３
２２，３２３，３２４，３２５，３２６の状態は遷移
し、リングカウンタのように“Ｈ”状態が順繰りに移動
する。第１の状態保持回路３２０は、６個のフリップフ
ロップ３２１，３２２，３２３，３２４，３２５，３２
６の内部状態を第１の状態保持信号Ｇ１〜Ｇ６として出
力する。第２の状態保持回路３３０は、６個のＤ形フリ
ップフロップ３３１，３３２，３３３，３３４，３３
５，３３６により構成され、フリップフロップ３３１，
３３２，３３３，３３４，３３５，３３６のデータ入力
端子に第１の状態保持信号Ｇ１〜Ｇ６がそれぞれ入力さ
れている。第２のタイミング信号Ｆ２の立ち上がりエッ
ジにおいて、フリップフロップ３３１，３３２，３３
３，３３４，３３５，３３６は第１の状態保持信号Ｇ
１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４，Ｇ５，Ｇ６を内部状態に入力
し、その出力を変化させる。第２の状態保持回路３３０
は、６個のフリップフロップ３３１，３３２，３３３，
３３４，３３５，３３６の内部状態を第２の状態保持信
号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３，Ｈ４，Ｈ５，Ｈ６として出力す
る。

【００３４】図９の区間信号作成器３０２は下側区間信
号作成回路３４０と上側区間信号作成回路３５０を含ん
で構成されている。下側区間信号作成回路３４０は、状
態保持器３０１の第１の状態保持信号Ｇ１〜Ｇ６と第２
の状態保持信号Ｈ１〜Ｈ６に応動した下側区間信号Ｐ
１，Ｐ２，Ｐ３を作り出す。下側区間信号Ｐ１，Ｐ２，
Ｐ３の“Ｈ”状態になる期間は、電力供給部２０の下側
電界効果型パワートランジスタ１０１，１０２，１０３
の通電区間に相当する。上側区間信号作成回路３５０
は、状態保持器３０１の第１の状態保持信号Ｇ１〜Ｇ６
と第２の状態保持信号Ｈ１〜Ｈ６に応動した上側区間信
号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３を作り出す。上側区間信号Ｑ１，Ｑ
２，Ｑ３の“Ｈ”状態になる期間は、電力供給部２０の
上側電界効果型パワートランジスタ１０５，１０６，１
０７の通電区間に相当する。従って、各電界効果型パワ
ートランジスタの通電区間は、第１の状態保持信号と第
２の状態保持信号によって決められる。

【００３５】下側区間信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３と上側区間
信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３と第１の状態保持信号Ｇ１〜Ｇ６
と第２の状態保持信号Ｈ１〜Ｈ６の信号関係を図１５に
示す。図１５の横軸は時間である。第１の状態保持信号
Ｇ１〜Ｇ６は、第１のタイミング信号Ｆ１の発生タイミ
ング毎に“Ｈ”となる信号がシフトする６相の信号であ
る（図１５（ａ）〜（ｆ）参照）。第２の状態保持信号
Ｈ１〜Ｈ６は、第２のタイミング信号Ｆ２の発生タイミ
ング毎に“Ｈ”となる信号がシフトする６相の信号であ
る（図１５（ｇ）〜（ｌ）参照）。下側区間信号Ｐ１，
Ｐ２，Ｐ３は、第１の状態保持信号Ｇ１〜Ｇ６と第２の
状態保持信号Ｈ１〜Ｈ６を論理合成して作成され、電気
角で１２０度よりも大きな “Ｈ”区間を持つ３相信号
に形成されている（図１５（ｐ）〜（ｒ）参照）。具体
的には、下側区間信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３は約１４０度の
“Ｈ”区間を有する３相信号に形成されている。ここ
に、電気角３６０度はロータのＮ極とＳ極の１組の回転
角度に相当している。同様に、上側区間信号Ｑ１，Ｑ
２，Ｑ３は、第１の状態保持信号Ｇ１〜Ｇ６と第２の状
態保持信号Ｑ１〜Ｑ６を論理合成して作成され、電気角
で１２０度よりも大きな“Ｈ”区間を持つ３相信号に形
成されている（図１５（ｍ）〜（ｏ）参照）。具体的に
は、上側区間信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３は約１４０度の
“Ｈ”区間を有する３相信号に形成されている。

【００３６】図１６に調整切換信号Ｆｔが“Ｌ”の場合
のタイミング信号と区間信号の関係を示す。図１６
（ａ）に示した検出パルス信号Ｄｔに対して、第１のタ
イミング信号Ｆ１は第１の調整時間Ｔ１だけ遅延して出
力され（図１６（ｂ）参照）、第２のタイミング信号Ｆ
２は第２の調整時間Ｔ２だけ遅延して出力される（図１
６（ｃ）参照）。状態遷移部１９の遷移保持器３１は、
第１のタイミング信号Ｆ１と第２のタイミング信号Ｆ２
の到来毎に保持状態を遷移し、１２の保持状態を循環的
に繰り返す。これにより、図１６（ｄ），（ｅ），
（ｆ）に示した３相の下側区間信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３と
図１６（ｇ），（ｈ），（ｉ）に示した３相の上側区間
信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３を作り出す。たとえば、第１のタ
イミング信号Ｆ１の到来により下側区間信号Ｐ１が
“Ｌ”から“Ｈ”に変化して下側電界効果型パワートラ
ンジスタ１０１が通電開始になり、第２のタイミング信
号Ｆ２の到来により下側区間信号Ｐ３が“Ｈ”から
“Ｌ”に変化して下側電界効果型パワートランジスタ１
０３が通電終了になり、次の第１のタイミング信号Ｆ１
の到来により上側区間信号Ｑ３が“Ｌ”から“Ｈ”に変
化して上側電界効果型パワートランジスタ１０７が通電
開始になり、次の第２のタイミング信号Ｆ２の到来によ
り上側区間信号Ｑ２が“Ｈ”から“Ｌ”に変化して上側
電界効果型パワートランジスタ１０６が通電終了にな
る。さらに、第１のタイミング信号Ｆ１の到来により下
側区間信号Ｐ２が“Ｌ”から“Ｈ”に変化して下側電界
効果型パワートランジスタ１０２が通電開始になり、第
２のタイミング信号Ｆ２の到来により下側区間信号Ｐ１
が“Ｈ”から“Ｌ”に変化して下側電界効果型パワート
ランジスタ１０１が通電終了になり、次の第１のタイミ
ング信号Ｆ１の到来により上側区間信号Ｑ１が“Ｌ”か
ら“Ｈ”に変化して上側電界効果型パワートランジスタ
１０５が通電開始になり、次の第２のタイミング信号Ｆ
２の到来により上側区間信号Ｑ３が“Ｈ”から“Ｌ”に
変化して上側電界効果型パワートランジスタ１０７が通
電終了になる。このようにして、状態遷移部１９の遷移
保持器３１は３相の下側区間信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３と３
相の上側区間信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３を出力し、電力供給
部２０の下側電界効果型パワートランジスタ１０１，１
０２，１０３と上側電界効果型パワートランジスタ１０
５，１０６，１０７の通電区間を決める。図１６から理
解されるように、検出パルス信号Ｄｔの発生から第１の
調整時間Ｔ１後の第１のタイミング信号に応動して、あ
る１個の電界効果型パワートランジスタの通電が開始さ
れ、検出パルス信号Ｄｔの発生から第２の調整時間Ｔ２
後の第２のタイミング信号Ｆ２に応動して、ある１個の
電界効果型パワートランジスタの通電が終了する。

【００３７】その結果、下側区間信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３
は、電気角で１２０度よりも大きな“Ｈ”区間を持つ３
相信号になる（図１６（ｄ）〜（ｆ）参照）。具体的に
は、下側区間信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３は約１４０度の
“Ｈ”区間を有する３相信号にしている。同様に、上側
区間信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３は、電気角で１２０度よりも
大きな “Ｈ”区間を持つ３相信号になる（図１６
（ｇ）〜（ｉ）参照）。具体的には、上側区間信号Ｑ
１，Ｑ２，Ｑ３は約１４０度の“Ｈ”区間を有する３相
信号にしている。また、同一相の下側区間信号と上側区
間信号は、電気角で１８０度の位相差のある逆相信号に
なされている。さらに、 ［第２の調整時間Ｔ２］＞
［第１の調整時間Ｔ１］ であるから、ロータの回転
に伴って、２相のコイルへの通電と３相のコイルへの通
電を交互に行わせ、駆動電流の脈動を小さくしている。

【００３８】図１７に調整切換信号Ｆｔが“Ｈ”の場合
のタイミング信号と区間信号の関係を示す。図１７
（ａ）に示した検出パルス信号Ｄｔに対して、第１のタ
イミング信号Ｆ１は第１の調整時間Ｔ１だけ遅延して出
力され（図１７（ｂ）参照）、第２のタイミング信号Ｆ
２は第２の調整時間Ｔ２’だけ遅延して出力される（図
１７（ｃ）参照）。ここでは、第２の調整時間だけが短
くなるように切り換えられた場合を示した。状態遷移部
１９の遷移保持器３１は、第１のタイミング信号Ｆ１と
第２のタイミング信号Ｆ２の到来毎に保持状態を遷移
し、１２の保持状態を循環的に繰り返す。これにより、
図１７（ｄ），（ｅ），（ｆ）に示した３相の下側区間
信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３と図１７（ｇ），（ｈ），（ｉ）
に示した３相の上側区間信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３を作り出
す。

【００３９】遷移保持器３１は３相の下側区間信号Ｐ
１，Ｐ２，Ｐ３と３相の上側区間信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３
を出力し、電力供給部２０の下側電界効果型パワートラ
ンジスタ１０１，１０２，１０３と上側電界効果型パワ
ートランジスタ１０５，１０６，１０７の通電区間を決
める。図１７から理解されるように、検出パルス信号Ｄ
ｔの発生から第１の調整時間Ｔ１後の第１のタイミング
信号に応動して、ある１個の電界効果型パワートランジ
スタの通電が開始され、検出パルス信号Ｄｔの発生から
第２の調整時間Ｔ２’後の第２のタイミング信号Ｆ２に
応動して、ある１個の電界効果型パワートランジスタの
通電が終了する。従って、調整切換信号Ｆｔが”Ｌ”か
ら“Ｈ”に変化すると、下側区間信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３
や上側区間信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３の通電区間、すなわ
ち、下側電界効果型パワートランジスタ１０１，１０
２，１０３と上側電界効果型パワートランジスタ１０
５，１０６，１０７の通電区間は小さくなるように切り
換えられている。しかし、Ｔ２’＞Ｔ１であるから、下
側区間信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３や上側区間信号Ｑ１，Ｑ
２，Ｑ３の通電区間は電気角で１２０度よりも大きくさ
れ、ロータの回転に伴って、２相のコイルへの通電と３
相のコイルへの通電を交互に行わせている。

【００４０】図１の通電制御部３２は、状態遷移部１９
の遷移保持器３１の下側区間信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３と上
側区間信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３に応動した下側通電制御信
号Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３と上側通電制御信号Ｎ１，Ｎ２，Ｎ
３を出力する。従って、コイルへの通電区間は、下側区
間信号と上側区間信号によって決められる。また、通電
制御部３２は、スイッチング制御部２２のスイッチング
パルス信号Ｗｐに応動して下側通電制御信号Ｍ１，Ｍ
２，Ｍ３をスイッチングパルス化している。図１０に通
電制御部３２の具体的な構成を示す。図１０の通電制御
部３２は下側通電回路２５０と上側通電回路２５１を含
んで構成されている。下側通電回路２５０は、スイッチ
ング制御部２２のスイッチングパルス信号Ｗｐと下側区
間信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３をそれぞれ論理合成し、通電区
間内をパルス化した下側通電制御信号Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３
を出力する。上側通電回路２５１は、上側区間信号Ｑ
１，Ｑ２，Ｑ３から上側通電制御信号Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３
を出力する。

【００４１】図１のスイッチング制御部２２は、電流検
出部２１の電流検出信号Ａｄと指令部２６の指令信号Ａ
ｃを比較し、比較結果に応動したスイッチングパルス信
号Ｗｐを出力する。スイッチング制御部２２のスイッチ
ングパルス信号Ｗｐは通電制御部３２に入力される。下
側電界効果型パワートランジスタ１０１，１０２，１０
３は、その通電区間においてスイッチングパルス信号Ｗ
ｐによって同時にオン・オフの高周波スイッチング動作
する。たとえば、下側区間信号Ｐ１とＰ２が“Ｈ”でＰ
３が“Ｌ”の時には、下側電界効果型パワートランジス
タ１０１と１０２がスイッチングパルス信号Ｗｐに応動
して同時にオン・オフする。特に、電流検出信号Ａｄが
指令信号Ａｃに等しくなった時にスイッチングパルス信
号Ｗｐが“Ｌ”になるので、下側電界効果型パワートラ
ンジスタによってコイル１２，１３，１４に供給される
合成供給電流パルスＩｇのピーク値は指令信号Ａｃに比
例または略比例して変化する。その結果、コイル１２，
１３，１４への駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の振幅は、指
令信号Ａｃに応動して電流制御される。図１１と図１２
にスイッチング制御部２２の具体的な構成を２例示す。

【００４２】図１１のスイッチング制御部２２は、比較
回路４１１とＰＷＭパルス回路４１２により構成されて
いる。比較回路４１１は、指令信号Ａｃと電流検出信号
Ａｄを比較し、電流検出信号Ａｄが指令信号Ａｃよりも
大きくなると比較信号Ａｐを“Ｈ”に変化させる。ＰＷ
Ｍパルス回路４１２のスイッチングパルス信号Ｗｐ（Ｐ
ＷＭパルス信号Ｗｐ）は、比較信号Ａｐの立ち上がりエ
ッジの到来をトリガーとして所定時間Ｔｆの間“Ｌ”に
なり、所定時間Ｔｆが経過すると“Ｈ”に変化する。図
１８（ａ），（ｂ）に比較信号Ａｐとスイッチングパル
ス信号Ｗｐの信号関係を示す。比較信号Ａｐは、電流検
出信号Ａｄが指令信号Ａｃよりも小さい時に“Ｌ”であ
り、電流検出信号Ａｄが指令信号Ａｃよりも大きくなる
と“Ｈ”に変わる。比較信号Ａｐが“Ｈ”に変化した時
点から所定時間Ｔｆの間、スイッチングパルス信号Ｗｐ
は“Ｌ”になる。スイッチングパルス信号Ｗｐが“Ｌ”
になると、下側電界効果型パワートランジスタによる通
電が停止され、電流検出信号Ａｄは零になり、比較信号
Ａｐは“Ｌ”になる。所要時間Ｔｆが経過すると、スイ
ッチングパルス信号Ｗｐが“Ｈ”に変わり、下側電界効
果型パワートランジスタによるコイルへの通電を再開す
る。このようにして、スイッチングパルス信号Ｗｐは電
流検出信号Ａｄと指令信号Ａｃの比較結果に応動したＰ
ＷＭ信号（パルス幅変調信号）になる。

【００４３】図１２に示した別種の構成のスイッチング
制御部２２は、比較回路４２１と基準パルス回路４２２
とＰＷＭパルス回路４２３により構成されている。比較
回路４２１は、指令信号Ａｃと電流検出信号Ａｄを比較
し、電流検出信号Ａｄが指令信号Ａｃよりも大きくなる
と比較信号Ａｐを“Ｈ”に変化させる。基準パルス回路
４２２は、所定時間間隔に基準パルス信号Ａｒを出力す
る。ＰＷＭパルス回路４２３は、たとえばフリップフロ
ップを含んで構成され、基準パルス信号Ａｒの立ち上が
りエッジの発生により内部状態を“Ｈ”にし、スイッチ
ングパルス信号Ｗｐ（ＰＷＭパルス信号Ｗｐ）を“Ｈ”
にする。ＰＷＭパルス回路４２３は、比較信号Ａｐの立
ち上がりエッジの発生により内部状態を“Ｌ”にし、ス
イッチングパルス信号Ｗｐを“Ｌ”にする。図１９
（ａ）〜（ｃ）に基準パルス信号Ａｒと比較信号Ａｐと
スイッチングパルス信号Ｗｐの信号関係を示す。基準パ
ルス信号Ａｒの立ち上がりエッジ発生時点においてスイ
ッチングパルス信号Ｗｐは“Ｈ”になり、比較信号Ａｐ
の立ち上がりエッジ発生時点においてスイッチングパル
ス信号Ｗｐは“Ｌ”になる。このようにして、スイッチ
ングパルス信号Ｗｐは電流検出信号Ａｄと指令信号Ａｃ
の比較結果に応動したＰＷＭ信号になる。

【００４４】次に、実施の形態１のモータの全体的な動
作および利点について説明する。状態遷移部１９の遷移
保持器３１の下側区間信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３と上側区間
信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３に応動して、通電制御部３２は下
側通電制御信号Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３と上側通電制御信号Ｎ
１，Ｎ２，Ｎ３を出力し、通電すべきコイルを選択す
る。電力供給部２０は、通電制御部３２の下側通電制御
信号Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３と上側通電制御信号Ｎ１，Ｎ２，
Ｎ３に応動して下側電界効果型パワートランジスタ１０
１，１０２，１０３と上側電界効果型パワートランジス
タ１０５，１０６，１０７をオン・オフ動作させ、３相
のコイル１２，１３，１４への電力供給を行う。スイッ
チング制御部２２と電流検出部２１によって形成された
スイッチング動作ブロックは、３相のコイル１２，１
３，１４にＰＷＭ化されたパルス的な駆動電圧Ｖ１，Ｖ
２，Ｖ３を供給するように動作する。スイッチング制御
部２２のスイッチングパルス信号Ｗｐに応動して、通電
制御部３２の下側通電制御信号Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３がスイ
ッチングパルス信号になる。通電制御部３２の下側通電
制御信号Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３によって選択された１個また
は２個の下側電界効果型パワートランジスタは同時にオ
ン・オフの高周波スイッチング動作し、コイル１２，１
３，１４に駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の負極側電流を供
給する。電力供給部２０の下側電界効果型パワートラン
ジスタ１０１，１０２，１０３がオフになった時には、
コイル１２，１３，１４のインダクタンス作用により、
通電相のコイルに接続されている１個または２個の上側
パワーダイオード１０５ｄ，１０６ｄ，１０７ｄがオン
に変わり、連続的な負極側の駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３
をコイル１２，１３，１４に供給する。その結果、３相
のコイル１２，１３，１４への駆動電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ
３はＰＷＭ電圧になる。これにより、電力供給部２０の
下側電界効果型パワートランジスタ１０１，１０２，１
０３の電力損失が大幅に小さくなる。

【００４５】電力供給部２０の上側電界効果型パワート
ランジスタ１０５，１０６，１０７は、３相のコイル１
２，１３，１４に駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正極側電
流を供給する。通電制御部３２の上側通電制御信号Ｎ
１，Ｎ２，Ｎ３によって選択された１個または２個の上
側電界効果型パワートランジスタを同時にオンにし（Ｐ
ＷＭ動作はしない）、コイル１２，１３，１４に駆動電
流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正極側電流を供給する。これによ
り、ロータ１１の回転に伴って、３相のコイル１２，１
３，１４には正極性と負極性に交番する両方向の駆動電
流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３が供給される。また、電力供給部２
０の上側電界効果型パワートランジスタ１０５，１０
６，１０７の電力損失は大幅に小さくなる。

【００４６】電流検出部２１は、電力供給部２０の３個
の下側電界効果型パワートランジスタ１０１，１０２，
１０３を介して電圧供給部２５がコイル１２，１３，１
４に供給する合成供給電流Ｉｇを検出し、電流検出信号
Ａｄを出力する。この合成供給電流は、３相のコイル１
２，１３，１４への３相の駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の
負極側電流の合成値に相当する。スイッチング制御部２
２は、電流検出信号Ａｄと指令信号Ａｃを比較し、その
比較結果に応動したスイッチングパルス信号Ｗｐを出力
する。電力供給部２０の下側電界効果型パワートランジ
スタ１０１，１０２，１０３はスイッチングパルス信号
Ｗｐに応動してオン・オフのスイッチング動作する。そ
の結果、合成供給電流Ｉｇは指令信号Ａｃに応動して電
流制御される。これにより、３相のコイル１２，１３，
１４への駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３を指令信号Ａｃに応
動して正確に電流制御でき、発生駆動力の脈動を低減で
きる。また、電力供給部２０の下側電界効果型パワート
ランジスタは、スイッチング制御部２２の単一のパルス
信号であるスイッチングパルス信号Ｗｐに応動して同時
にオン・オフの高周波スイッチング動作しているので、
その構成は簡素になる。また、電力供給部２０の上側電
界効果型パワートランジスタはＰＷＭ動作しないので、
その通電切換は極めて容易である。

【００４７】電圧検出部２３は、３相の駆動電圧Ｖ１，
Ｖ２，Ｖ３と共通電圧Ｖｃまたは合成共通電圧Ｖｃｒを
比較する。これらの比較結果である比較パルス信号を、
例えば下側区間信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３や上側区間信号Ｑ
１，Ｑ２，Ｑ３に応動して選択し、検出パルス信号Ｄｔ
および速度パルス信号Ｄｐを出力する。すなわち、ロー
タ１１が回転することによって、コイル１２，１３，１
４に誘起される逆起電力に応動した検出パルス信号Ｄｔ
と速度パルス信号Ｄｐが得られる。なお、電力供給部２
０のパワートランジスタが単一のパルス信号であるスイ
ッチングパルス信号Ｗｐに応動してスイッチング動作し
ているので、電圧検出部２３は必要に応じてＰＷＭノイ
ズの影響を容易に除去することができる。状態遷移部１
９の調整器３５は、検出パルス信号Ｄｔの立ち上がりエ
ッジの到来を検出し、時間計測回路２０１により検出パ
ルス信号Ｄｔのエッジ間隔Ｔ０を計測する。第１の調整
回路２０２は、検出パルス信号Ｄｔのエッジ発生時点か
らエッジ間隔Ｔ０に応動した第１の調整時間Ｔ１だけ遅
延させた第１のタイミング信号Ｆ１を出力する。また、
第２の調整回路２０３は、検出パルス信号Ｄｔのエッジ
発生時点からエッジ間隔Ｔ０に応動した第２の調整時間
Ｔ２だけ遅延させた第２のタイミング信号Ｆ２を出力す
る。ここに、Ｔ１＜Ｔ２＜Ｔ０である。この関係は、調
整切換器３６の調整切換信号Ｆｔが“Ｌ”の場合も
“Ｈ”の場合も保たれている。

【００４８】状態遷移部１９の遷移保持器３１は、第１
のタイミング信号Ｆ１に応動して保持状態を遷移させ、
下側区間信号と上側区間信号のうちで１個の区間信号を
通電開始（“Ｈ”）にする。また、遷移保持器３１は、
第２のタイミング信号Ｆ２に応動して保持状態を遷移さ
せ、下側区間信号と上側区間信号のうちで１個の区間信
号を通電終了（“Ｌ”）にする。第１のタイミング信号
Ｆ１と第２のタイミング信号Ｆ２の到来毎に、遷移保持
器３１の保持状態は順次シフトしていく（１２の保持状
態のうちで順次遷移する）。下側区間信号Ｐ１，Ｐ２，
Ｐ３はそれぞれ下側電界効果型パワートランジスタ１０
１，１０２，１０３の通電区間を決め、上側区間信号Ｑ
１，Ｑ２，Ｑ３はそれぞれ上側電界効果型パワートラン
ジスタ１０５，１０６，１０７の通電区間を決める。

【００４９】通電制御部３２の下側通電回路２５０は、
状態遷移部１９の遷移保持器３１の下側区間信号Ｐ１，
Ｐ２，Ｐ３とスイッチング制御部２２のスイッチングパ
ルス信号Ｗｐを論理合成して下側通電制御信号Ｍ１，Ｍ
２，Ｍ３を作りだし、電力供給部２０の下側電界効果型
パワートランジスタ１０１，１０２，１０３をオン・オ
フの高周波スイッチング動作させる。これにより、下側
電界効果型パワートランジスタの電力損失を大幅に低減
し、モータの電力効率を向上させる。通電制御部３２の
上側通電回路２５１は、状態遷移部１９の遷移保持器３
１の上側区間信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３をバッファ出力して
上側通電制御信号Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３を作りだし、電力供
給部２０の上側電界効果型パワートランジスタ１０５，
１０６，１０７をオン・オフ動作させる。これにより、
上側電界効果型パワートランジスタの電力損失を大幅に
低減し、モータの電力効率を向上させる。

【００５０】指令部２６は、電圧検出部２３の速度パル
ス信号Ｄｐによりロータ１１の回転速度を検出し、目標
速度と実際の回転速度との差に応動した指令信号Ａｃを
出力する。ロータ１１が目標回転速度で制御されている
場合には、指令信号Ａｃは小さな値になる。その結果、
電力供給部２０の下側電界効果型パワートランジスタ１
０１，１０２，１０３のうちで少なくとも１個の電界効
果型パワートランジスタを指令信号Ａｃに応動して高周
波スイッチング動作させながら、指令信号Ａｃに比例し
た小さな合成供給電流Ｉｇを電圧供給部２５から３相の
コイル１２，１３，１４に供給する。ロータ１１が速度
制御されている場合には、指令信号Ａｃは基準電圧Ｂｒ
よりも小さいので、状態遷移部１９の調整切換器３６の
調整切換信号Ｆｔは“Ｌ”になる。従って、状態遷移部
１９の調整器３５は第１の調整時間Ｔ１の遅延を行った
第１のタイミング信号Ｆ１と第２の調整時間Ｔ２の遅延
を行った第２のタイミング信号Ｆ２を出力する。これに
より、下側区間信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３や上側区間信号Ｑ
１，Ｑ２，Ｑ３の通電区間（電気角で見た通電角度）を
電気角で３６０／３＝１２０°よりもかなり大きくで
き、３相の下側通電制御信号Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３や３相の
上側通電制御信号Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３の通電区間（電気角
で見た通電角度）を電気角で３６０／３＝１２０°より
もかなり大きくできる。その結果、コイル１２，１３，
１４への駆動電流は１２０度よりも大幅に広幅の通電に
なり、モータ振動や騒音を小さくしている。本実施の形
態においては、３相の下側通電制御信号Ｍ１，Ｍ２，Ｍ
３や３相の上側通電制御信号Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３の通電区
間を電気角で１４０度程度にしている。

【００５１】また、回転速度が目標回転速度よりも小さ
くてロータ１１を加速している場合には、指令部２６の
指令信号Ａｃは大きくなり、電力供給部２０の下側電界
効果型パワートランジスタ１０１，１０２，１０３のう
ちの少なくとも１個の電界効果型パワートランジスタを
指令信号Ａｃに応動して高周波スイッチング動作させな
がら、指令信号Ａｃに比例した大きな合成供給電流Ｉｇ
を電圧供給部２５から３相のコイル１２，１３，１４に
供給する。これにより、ロータ１１の急速な加速動作を
行わせる。このとき、指令部２６の指令信号Ａｃは基準
電圧Ｂｒよりも大きくなり、状態遷移部１９の調整切換
器３６の調整切換信号Ｆｔは“Ｈ”になる。従って、状
態遷移部１９の調整器３５は少なくとも第２の調整時間
を短くし、短くした第２の調整時間の遅延を行った第２
のタイミング信号Ｆ２を出力する。これにより、下側区
間信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３や上側区間信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ
３の通電終了が早めになり、３相の下側通電制御信号Ｍ
１，Ｍ２，Ｍ３や３相の上側通電制御信号Ｎ１，Ｎ２，
Ｎ３の通電区間（電気角で見た通電角度）は短くなる。
その結果、電界効果型パワートランジスタの通電区間
（電気角で見た通電角度）が短くなり、電圧検出部２３
の電圧検出動作が安定になる。これについて説明すれ
ば、第２の調整時間Ｔ２が直前の検出パルス信号Ｄｔの
エッジ間隔Ｔ０に比例しているので、ロータ１１が加速
しているときには第２のタイミング信号Ｆ２が遅れぎみ
に発生する。第２のタイミング信号Ｆ２の遅れが大きす
ぎると、電圧検出部２３の端子電圧の検出に遅れを生
じ、加速回転動作を不安定にする。そこで、指令信号Ａ
ｃが大きい場合に、少なくとも第２の調整時間を短くし
て第２のタイミング信号Ｆ２を早めにし、電圧検出部２
３の電圧検出を安定に行わせ、スムーズな加速動作を実
現した。なお、第２の調整時間を短くしたときにおいて
も、３相の下側通電制御信号と３相の上側通電制御信号
の通電区間や電界効果型パワートランジスタの通電区間
は電気角で１２０°よりも大きくしている。

【００５２】このような効果は、モータの負荷トルクが
大きい場合にも得られる。すなわち、負荷トルクが大き
い場合には指令信号Ａｃが基準電圧Ｂｒよりも大きくな
り、調整切換信号Ｆｔは”Ｈ”になる。従って、調整動
作器２７の調整器３５は第２の調整時間を短くし、短く
した第２の調整時間の遅延を行った第２のタイミング信
号Ｆ２を出力する。これにより、下側区間信号Ｐ１，Ｐ
２，Ｐ３や上側区間信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３の通電終了が
早めになり、３相の下側通電制御信号Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３
や３相の上側通電制御信号Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３の通電区間
が電気角換算で短くなる。その結果、電界効果型パワー
トランジスタの通電区間が短くなり、電圧検出部２３の
電圧検出動作が安定になる。

【００５３】本実施の形態では、上述の説明にて理解さ
れるように、コイルの端子電圧を検出して電流路を切り
換えることにより、ロータの回転位置を検出するための
位置検出素子を不要にした。また、コイルに両方向の駆
動電流を供給する電界効果型パワートランジスタをオン
・オフの高周波スイッチング動作させ、電力損失を大幅
に低減した。すなわち、下側電界効果型パワートランジ
スタをオン・オフの高周波スイッチング動作させ、下側
電界効果型パワートランジスタの電力損失を著しく小さ
くした。上側電界効果型パワートランジスタをオン・オ
フして電流路を切り換え、上側電界効果型パワートラン
ジスタの電力損失を小さくした。これにより、電界効果
型パワートランジスタの電力損失が大幅に低減され、モ
ータの電力効率は大幅に向上した。特に、下側電界効果
型パワートランジスタや上側電界効果型パワートランジ
スタをフルオン状態とオフ状態において動作させている
ので、電界効果型パワートランジスタにおける電力損失
は極めて小さくなる。

【００５４】また、本実施の形態では、３個の下側電界
効果型パワートランジスタのうちで１個または２個のパ
ワートランジスタをオン・オフの高周波スイッチング動
作させ、１相分のコイルの端子電圧を高周波スイッチン
グさせる第１のスイッチング動作と２相分のコイルの端
子電圧を高周波スイッチングさせる第２のスイッチング
動作を実現し、ロータの回転に伴って第１のスイッチン
グ動作と第２のスイッチング動作を交互に行わせた。こ
れにより、電流路の切り換わりをオーバーラップさせる
ことができ、駆動電流の脈動が小さくなる。その結果、
モータの発生駆動力の脈動が小さくなり、振動・騒音が
小さくなる。ここでは、上側電界効果型パワートランジ
スタや下側電界効果型パワートランジスタの通電区間を
電気角で１４０度程度にした。この通電区間は、１４０
度に限らず、振動・騒音を低減するために１８０度以内
で大きくすることができる。

【００５５】また、本実施の形態では、指令信号に応動
した単一のスイッチングパルス信号を作成し、この単一
のスイッチングパルス信号に応動して下側電界効果型パ
ワートランジスタをオン・オフの高周波スイッチング動
作させた。特に、電圧供給部２５から３相のコイルへの
供給電流に応動した電流検出信号を作成し、電流検出信
号と指令信号を比較し、比較結果に応動した単一のスイ
ッチングパルス信号を作成した。このスイッチングパル
ス信号に応動して下側電界効果型パワートランジスタを
同時にオン・オフの高周波スイッチング動作させること
により、簡単な高周波スイッチング動作によって、コイ
ルへの駆動電流の大きさを指令信号に応動して正確に電
流制御した。その結果、駆動電流の脈動を大幅に低減で
き、指令信号に応動した正確な駆動力を発生させ、モー
タの振動・騒音を大幅に低減している。

【００５６】また、本実施の形態では、指令信号が所定
値よりも大きい場合に少なくとも第２の調整時間とロー
タの回転速度の乗算値を小さくするように第２の調整時
間を切り換えて、３相の下側通電制御信号と３相の上側
通電制御信号の通電区間（電気角で見た通電角度）を小
さくなるように切り換えた。これにより、加速動作時に
おいて電圧検出部の安定な電圧検出動作を実現し、か
つ、定常的な速度制御時において電界効果型パワートラ
ンジスタの通電区間を電気角換算で３６０／３＝１２０
度よりも大幅に広幅にすることを実現した。すなわち、
モータ加速状態における安定なモータ加速動作と定常速
度制御状態における低騒音・低振動なモータ回転動作の
両方を可能にした。通常、電力供給部２０，電流検出部
２１，スイッチング制御部２２，電圧検出部２３，状態
遷移部１９，通電制御部３２は１チップの集積回路（Ｉ
Ｃ）に形成され、指令部２６は速度制御用のマイコンで
実施される。本実施の形態では、指令信号の大きさによ
り調整時間の切換動作を行わせるようにしたので、速度
制御を行う指令部２６と１チップの集積回路の接続が容
易になる。すなわち、接続線数が少なくなり、モータ構
成が簡素になる。また、指令信号に応動して電界効果型
パワートランジスタを高周波スイッチング動作を行わ
せ、指令信号に比例もしくは略比例した駆動電流をコイ
ルに供給している。これにより、加速動作時および重負
荷時に指令信号が確実に大きくなるので、指令信号によ
り正確に調整時間の切換動作ができる。特に、光ディス
ク装置のスピンドルモータでは、速度制御の目標速度が
ディスク再生位置によって変化する。このような場合に
は、指令信号に応動して切り換え動作を行うことによ
り、構成を簡素にして確実な動作を行わせるることがで
きる。

【００５７】加速時における調整時間の切換動作は、ロ
ータの回転速度を検出しても行うことが可能である。図
２０にロータの回転速度を比較する調整切換器４３６を
示す。調整切換器４３６は、電圧検出部２３の出力信号
である検出パルス信号Ｄｔの周期または周波数を用いて
ロータ１１の回転速度を検出し、ロータ１１の回転速度
と所定の値とを比較し、比較結果に応動して調整切換信
号Ｆｔを変化させる。この調整切換器４３６は図１の調
整切換器３６を置き換えるものである。これにより、ロ
ータ１１の回転速度が所定値よりも低い場合に調整切換
信号Ｆｔは”Ｈ”になり、状態遷移部１９の調整器３５
は少なくとも第２の調整時間を短くし、第２の調整時間
と回転速度の乗算値を小さくし、第２のタイミング信号
Ｆ２を早めに出力する。これにより、ロータ１１の回転
速度が所定値よりも低い場合に、３相の下側通電制御信
号と３相の上側通電制御信号の通電区間を電気角換算で
小さくなるように切り換える。各電界効果型パワートラ
ンジスタの通電区間は短くなり（電気角換算）、電圧検
出部２３の電圧検出動作を安定にする。その結果、加速
時でも安定にモータの回転動作を行わせることができ
る。なお、加速時の各電界効果型パワートランジスタの
通電区間は電気角で１２０度より広くされている。

【００５８】ロータ１１の回転速度が所定値よりも高い
場合に調整切換信号Ｆｔは”Ｌ”になり、状態遷移部１
９の調整器３５は第２の調整時間を所要の値（検出パル
ス信号Ｄｔの発生間隔Ｔ０に比例）にし、適切なタイミ
ングにて第２のタイミング信号Ｆ２を発生する。その結
果、速度制御時の各パワートランジスタの通電区間は適
切な広幅（電気角で１２０度よりもかなり大きい）にな
り、発生駆動力の脈動が小さくなる。すなわち、速度制
御時の振動・騒音の小さいモータになる。その他の構成
および動作は、前述の図１に示したモータと同様であ
り、詳細な説明を省略する。このような構成は、ハード
ディスク装置のスピンドルモータのように速度制御の目
標速度が単一の場合に使用しやすい。

【００５９】《実施の形態２》図２１から図２３に本発
明の実施の形態２のモータを示す。図２１に実施の形態
２のモータの全体構成を示す。本実施の形態では、前述
の実施の形態１の構成をベースにして電圧検出部５２３
と状態遷移部５１９の調整動作器５２７の調整器５３５
を変えたものである。なお、前述の実施の形態１と同様
なものには同一の番号を付し、説明を省略する。図２１
の状態遷移部５１９の調整器５３５は、電圧検出部５２
３の検出パルス信号Ｄｔの到来に応動して、第１の調整
時間Ｔ１後に第１のタイミング信号Ｆ１を出力し、第２
の調整時間Ｔ２（Ｔ２＞Ｔ１）後に第２のタイミング信
号Ｆ２を出力し、第３の調整時間Ｔ３（Ｔ３＞Ｔ２）後
に第３のタイミング信号Ｆ３を出力する。第３のタイミ
ング信号Ｆ３は電圧検出部５２３に入力される。電圧検
出部５２３は、検出パルス信号Ｄｔの発生後に端子電圧
の検出動作を一時的に停止し、第３のタイミング信号Ｆ
３の到来後に端子電圧の検出動作を再開する。そして、
検出する相の端子電圧と共通電圧が一致したときに、検
出パルス信号Ｄｔを発生させ、かつ、次の第３のタイミ
ング信号Ｆ３が来るまで端子電圧の検出動作を一時的に
停止する。以後、この動作を繰り返す。従って、第３の
調整時間Ｔ３は電圧検出部５２３の検出動作の停止区間
（電気角で見た停止角度）を決める。図２２に状態遷移
部５１９の調整器５３５の具体的な構成を示し、図２３
に電圧検出部５２３の具体的な構成を示す。

【００６０】図２２の調整器５３５は、時間計測回路２
０１と第１の調整回路２０２と第２の調整回路２０３と
第３の調整器６０４を含んで構成されている。時間計測
回路２０１は、検出パルス信号Ｄｔの立ち上がりエッジ
の時間間隔Ｔ０を計測し、その時間間隔Ｔ０に対応した
計数データ信号Ｄｂを出力する。第１の調整回路２０２
は、検出パルス信号Ｄｔの立ち上がりエッジの発生時点
における計数データ信号Ｄｂを入力し、時間間隔Ｔ０
（計数データＤｂ）に比例もしくは略比例した第１の調
整時間Ｔ１だけ遅延させた第１のタイミング信号Ｆ１を
出力する。同様に、第２の調整回路２０３は、検出パル
ス信号Ｄｔの立ち上がりエッジの発生時点における計数
データＤｂを入力し、時間間隔Ｔ０（計数データＤｂ）
に比例もしくは略比例した第２の調整時間Ｔ２だけ遅延
させた第２のタイミング信号Ｆ２を出力する。同様に、
第３の調整回路６０４は、検出パルス信号Ｄｔの立ち上
がりエッジの発生時点における計数データＤｂを入力
し、時間間隔Ｔ０（計数データＤｂ）に比例もしくは略
比例した第３の調整時間Ｔ３だけ遅延させた第３のタイ
ミング信号Ｆ３を出力する。ここにおいては、 ［第
１の調整時間Ｔ１］＜［第２の調整時間Ｔ２］＜［第３
の調整時間Ｔ３］ の関係を有している。

【００６１】第１の調整回路２０２や第２の調整回路２
０３や第３の調整回路６０４は、調整切換器３６の調整
切換信号Ｆｔに応じて第１の調整時間Ｔ１や第２の調整
時間Ｔ２や第３の調整時間Ｔ３を切り換えている。すな
わち、調整切換信号Ｆｔが“Ｌ”の場合に比較して、調
整切換信号Ｆｔが“Ｈ”になると、第１の調整時間とロ
ータの回転速度の乗算値を小さくするように、第１の調
整時間を切り換えている。調整切換信号Ｆｔが“Ｌ”の
場合に比較して、調整切換信号Ｆｔが“Ｈ”になると、
第２の調整時間とロータの回転速度の乗算値を小さくす
るように、第２の調整時間を切り換えている。調整切換
信号Ｆｔが“Ｌ”の場合に比較して、調整切換信号Ｆｔ
が“Ｈ”になると、第３の調整時間とロータの回転速度
の乗算値を小さくするように、第３の調整時間を切り換
えている。このとき、 ［第１の調整時間Ｔ１］＜
［第２の調整時間Ｔ２］＜［第３の調整時間Ｔ３］
の関係を保つように設定されており、第１のタイミング
信号Ｆ１の後で第２のタイミング信号Ｆ２が発生し、第
２のタイミング信号Ｆ２の後で第３のタイミング信号Ｆ
３を発生するように構成されている。

【００６２】調整切換信号Ｆｔが“Ｌ”の場合における
これらの信号波形の関係を図２４に例示する。図２４
（ａ）の検出パルス信号Ｄｔの立ち上がりエッジ間の時
間間隔Ｔ０に対応したカウント値が、時間計測回路２０
１に計数される。第１の調整回路２０２は、時間間隔Ｔ
０に比例または略比例した第１の調整時間Ｔ１（Ｔ１＜
Ｔ０）だけ遅延して第１のタイミング信号Ｆ１を出力す
る（図２４（ｂ）参照）。すなわち、第１のタイミング
信号Ｆ１は、検出パルス信号Ｄｔの立ち上がりエッジ発
生時点から、時間間隔Ｔ０に応動した第１の調整時間Ｔ
１だけ遅延したパルス信号になる。第２の調整回路２０
３は、時間間隔Ｔ０に比例または略比例した第２の調整
時間Ｔ２（Ｔ２＜Ｔ０）だけ遅延して第２のタイミング
信号Ｆ２を出力する（図２４（ｃ）参照）。すなわち、
第２のタイミング信号Ｆ２は、検出パルス信号Ｄｔの立
ち上がりエッジ発生時点から、時間間隔Ｔ０に応動した
第２の調整時間Ｔ２（Ｔ１＜Ｔ２＜Ｔ０）だけ遅延した
パルス信号になる。第３の調整回路６０４は、時間間隔
Ｔ０に比例または略比例した第３の調整時間Ｔ３（Ｔ３
＜Ｔ０）だけ遅延して第３のタイミング信号Ｆ３を出力
する（図２４（ｄ）参照）。すなわち、第３のタイミン
グ信号Ｆ３は、検出パルス信号Ｄｔの立ち上がりエッジ
発生時点から、時間間隔Ｔ０に応動した第３の調整時間
Ｔ３（Ｔ１＜Ｔ２＜Ｔ３＜Ｔ０）だけ遅延したパルス信
号になる。

【００６３】調整切換器３６の調整切換信号Ｆｔが
“Ｌ”から“Ｈ”に変わると、第１の調整時間と第２の
調整時間と第３の調整時間はそれぞれ短くなり、第１の
タイミング信号Ｆ１と第２のタイミング信号Ｆ２と第３
のタイミング信号Ｆ３はそれぞれ早く発生する。調整切
換信号Ｆｔが“Ｈ”の場合におけるこれらの信号波形の
関係を図２５に例示する。第１の調整回路２０２は時間
間隔Ｔ０に比例または略比例した第１の調整時間Ｔ１’
（Ｔ１’＜Ｔ１＜Ｔ０）だけ遅延して第１のタイミング
信号Ｆ１を出力する（図２５（ｂ）参照）。第２の調整
回路２０３は時間間隔Ｔ０に比例または略比例した第２
の調整時間Ｔ２’（Ｔ２’＜Ｔ２＜Ｔ０）だけ遅延して
第２のタイミング信号Ｆ２を出力する（図２５（ｃ）参
照）。第３の調整回路６０４は時間間隔Ｔ０に比例また
は略比例した第３の調整時間Ｔ３’（Ｔ３’＜Ｔ３＜Ｔ
０）だけ遅延して第３のタイミング信号Ｆ３を出力する
（図２５（ｄ）参照）。このとき、 ［第１の調整時
間Ｔ１’］＜［第２の調整時間Ｔ２’］＜［第３の調整
時間Ｔ３’］ の関係を保つように設定されている。

【００６４】図２３の電圧検出部５２３は、３個のコン
パレータ回路１５１，１５２，１５３と信号選択回路６
５５を含んで構成されている。３個のコンパレータ回路
１５１，１５２，１５３は、３相の端子電圧Ｖ１，Ｖ
２，Ｖ３と共通電圧Ｖｃを比較し、比較結果に応動した
３相の比較パルス信号ｂ１，ｂ２，ｂ３を出力する。信
号選択回路６５５は、コイルへの通電状態すなわち遷移
保持器３１の保持状態に応じて比較パルス信号ｂ１，ｂ
２，ｂ３のうちのいずれか１個の立ち上がりエッジもし
くは立ち下がりエッジを選択検出する。信号選択回路６
５５は、直前の検出パルス信号Ｄｔの発生後から状態遷
移部５１９の調整器５３５の第３のタイミング信号Ｆ３
の到来までの停止区間において検出動作を一時的に停止
させる。そして、第３のタイミング信号Ｆ３の到来の後
に、選択した比較パルス信号のエッジ発生を待ち受け、
比較パルス信号のエッジ発生により検出パルス信号Ｄｔ
を作成する。図２４（ｅ）または図２５（ｅ）に第３の
タイミング信号Ｆ３から検出パルス信号Ｄｔの検出まで
の間を表すウインドウ信号Ｗｆを示す。ウインドウ信号
Ｗｆの”Ｌ”区間は検出動作の停止区間を表し、ウイン
ドウ信号Ｗｆの”Ｈ”区間は検出動作の実行区間に相当
する。すなわち、検出パルス信号Ｄｔの検出動作は、こ
のウインドウ信号Ｗｆが”Ｈ”の期間に行われる。

【００６５】これにより、比較パルス信号に含まれる誤
ったパルスによって検出パルス信号Ｄｔを発生するとい
う電圧検出部５２３の誤動作を防止している。その結
果、電圧検出部５２３は端子電圧に応動した正確なタイ
ミングにて検出パルス信号Ｄｔを作成できるので、コイ
ルへの通電切り換え動作が安定になる。すなわち、電圧
検出部５２３の誤検出によるモータ回転の乱調や異常停
止を防止できる。また、調整切換信号Ｆｔに応じて第３
の調整時間を切り換えて停止区間を短くし、加速動作時
において第３のタイミング信号Ｆ３を早く発生させて、
検出パルス信号Ｄｔを正確な発生タイミングにて生じる
よう構成されている。

【００６６】その他の構成および動作については、前述
の実施の形態１と同様であり、詳細な説明を省略する。
本実施の形態では、状態遷移部の調整器の第３のタイミ
ング信号Ｆ３を用いることにより、電圧検出部は第３の
調整時間に相当する停止区間において検出動作を一時的
に停止させる。すなわち、検出パルス信号の発生後から
第３のタイミング信号Ｆ３が到来するまでの間、電圧検
出部は検出動作を停止させる。これにより、電界効果型
パワートランジスタが電流路を切り換えてから所要の時
間（Ｔ３−Ｔ２）経過してから、電圧検出部は次の端子
電圧の検出動作を行うようにしている。これにより、電
圧検出部の端子電圧の検出動作が安定になり、検出パル
ス信号に応動した電流路の切り換えタイミングが正確に
なり、モータ回転の乱調を防止できる。また、指令信号
が所定値よりも大きくなった場合に、少なくとも第３の
調整時間を切り換えて、第３の調整時間と回転速度の乗
算値を小さくし、検出動作の停止区間（電気角で見た停
止角度）を小さくしている。これにより、加速動作時に
も正確なタイミングで検出パルス信号Ｄｔを得ることで
き、スムーズな加速動作を行わせることができる。

【００６７】また、加速動作時などのように指令信号が
所定値よりも大きい場合に（Ｆｔ＝”Ｈ”）、少なくと
も第２の調整時間とロータの回転速度の乗算値を小さく
するように第２の調整時間を切り換えて、状態遷移部５
１９と通電制御部３２は３相の下側通電制御信号と３相
の上側通電制御信号の通電区間（電気角で見た通電角
度）を小さくなるように切り換えた。これにより、加速
動作時において電圧検出部の安定な電圧検出動作を実現
した。このとき、３相の下側通電制御信号と３相の上側
通電制御信号の通電区間や電界効果型パワートランジス
タの通電区間（電気角で見た通電角度）は、３６０／３
＝１２０度よりも少し広めにされている。また、安定な
速度制御時のように指令信号が所定値よりも小さい場合
に（Ｆｔ＝”Ｌ”）、第２の調整時間はかなり大きな電
気角相当値になっている。これにより、３相の下側通電
制御信号と３相の上側通電制御信号の通電区間（電気角
で見た通電角度）はかなり大きな値になる。その結果、
電界効果型パワートランジスタの通電区間（電気角で見
た通電角度）は、定常的な速度制御時において３６０／
３＝１２０度よりも大幅に広幅になる。これにより、定
常的な速度制御時において低騒音・低振動なモータを実
現できる。

【００６８】また、安定な速度制御時のように指令信号
が所定値よりも小さい場合に（Ｆｔ＝”Ｌ”）、第３の
調整時間はかなり大きな電気角相当値になっている。こ
れにより、電圧検出部の停止区間はかなり大きくなる。
そのため、３相の下側通電制御信号と３相の上側通電制
御信号の通電区間および電界効果型パワートランジスタ
の通電区間を３６０／３＝１２０度よりも大幅に広幅に
できる。すなわち、定常的な速度制御時において低騒音
・低振動なモータを実現できる。従って、センサを用い
ないで、加速動作時に安定なモータ加速動作を行わせ、
定常的な速度制御時に低騒音・低振動なモータ回転動作
の両方を実現できる。

【００６９】また、指令信号に応動して少なくとも１個
の電界効果型パワートランジスタを高周波スイッチング
動作を行わせながら、指令信号に比例もしくは略比例し
た駆動電流をコイルに供給している。これにより、加速
動作時および重負荷時に指令信号が確実に大きくなるの
で、指令信号にもとづいて調整時間の切換を行わせるこ
とにより、確実な切り換え動作を実現できる。そのた
め、電圧検出部の動作を含む、センサレスのモータ回転
動作を安定に行わせることができる。なお、第１の調整
時間が初めから短い場合には、それ以上短くすることは
不要であり、第１の調整時間の切換動作は必要に応じて
無くしても良い。その他、本実施の形態においても、前
述の実施の形態１と同様な多くの作用効果を得ることが
できる。

【００７０】また、図２０に示した調整切換器４３６を
図２１の調整切換器３６の代わりに使用することができ
る。調整切換器４３６は、検出パルス信号Ｄｔの周期ま
たは周波数を利用してロータ１１の回転速度を検出す
る。調整切換器４３６は、ロータ１１の回転速度が所定
値よりも低いときに、調整器５３５の第１の調整時間と
ロータの回転速度の乗算値を小さくするように第１の調
整時間を切り換え、第１のタイミング信号Ｆ１の発生を
早くする。調整器５３５の第２の調整時間とロータの回
転速度の乗算値を小さくするように第２の調整時間を切
り換え、第２のタイミング信号Ｆ２の発生を早くする。
調整器５３５の第３の調整時間とロータの回転速度の乗
算値を小さくするように第３の調整時間を切り換え、第
３のタイミング信号Ｆ３の発生を早くする。その結果、
加速動作時にも正確なタイミングで検出パルス信号Ｄｔ
を得ることができ、安定にモータの加速動作を行わせる
ことができる。なお、加速時の各電界効果型パワートラ
ンジスタの通電区間は電気角で１２０度より広くされて
いる。

【００７１】ロータ１１の回転速度が所定値よりも高く
なると、第１の調整時間とロータの回転速度の乗算値や
第２の調整時間とロータの回転速度の乗算値や第３の調
整時間とロータの回転速度の乗算値はそれぞれ所要の値
になり、適切なタイミングにて第１のタイミング信号Ｆ
１と第２のタイミング信号Ｆ２と第３のタイミング信号
Ｆ３が発生する。その結果、速度制御時の各電界効果型
パワートランジスタの通電区間は適切な広幅（電気角で
１２０度よりもかなり大きい）になり、発生駆動力の脈
動が小さくなる。すなわち、速度制御時の振動・騒音の
小さいモータになる。その他の構成および動作は、前述
の図２１に示したモータと同様であり、詳細な説明を省
略する。

【００７２】《実施の形態３》図２６から図２７に本発
明の実施の形態３のモータを示す。図２６に全体構成を
示す。本実施の形態では、前述の実施の形態１または実
施の形態２における調整動作器と遷移保持器と通電制御
部とスイッチング制御部と指令部を、マイコン部７０１
のハード・ソフト内に構成したものである。なお、前述
の実施の形態１または実施の形態２と同様なものには同
一の番号を付し、説明を省略する。ロータ１１の回転に
伴って、電力供給部２０はコイル１２，１３，１４への
通電状態を変化させていく。電圧検出部７００は、コイ
ル１２，１３，１４の端子電圧を検出し、端子電圧に応
動した比較パルス信号Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３をマイコン部７
０１に出力する。図２７に電圧検出部７００の具体的な
構成を示す。図２７の電圧検出部は、抵抗７１１〜７１
６によりコイルの端子電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３を分圧し、
分圧端子電圧Ｖ１１，Ｖ２２，Ｖ３３を作り出す。合成
電圧回路７２０は、分圧端子電圧Ｖ１１，Ｖ２２，Ｖ３
３を抵抗７２１，７２２，７２３により合成し、合成共
通電圧Ｖｃｒを作り出す。コンパレータ回路７３１，７
３２，７３３は、それぞれ分圧端子電圧Ｖ１１，Ｖ２
２，Ｖ３３と合成共通電圧Ｖｃｒを比較し、比較結果に
応動した比較パルス信号Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３を出力する。

【００７３】図２６のマイコン部７０１は、電圧検出部
７００の比較パルス信号Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３を入力し、Ｐ
ＷＭノイズの影響を除去しながら、コイルへの通電状態
に対応した比較パルス信号の変化を検出する。この検出
動作に基づいて、第１の調整時間や第２の調整時間や第
３の調整時間の遅延動作を行い、保持状態の遷移を行
う。この保持状態に基づいて、下側通電制御信号Ｍ１，
Ｍ２，Ｍ３と上側通電制御信号Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３の通電
区間（電気角で見た通電角度）を決める。これにより、
各電界効果型パワートランジスタの通電区間を電気角で
１２０度よりも大きくしている。また、マイコン部７０
１は、電流検出部２１の電流検出信号ＡｄをＡＤ変換し
た電流ディジタル信号として入力し、電流ディジタル信
号と指令ディジタル信号を比較する。この比較結果に応
動したＰＷＭパルス信号を作りだし、上述の下側通電制
御信号Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３をＰＷＭパルス化する。ここ
で、マイコン部７０１は、電圧検出部７００の比較パル
ス信号にもとづいてロータ１１の回転速度を検出し、目
標回転速度との差に応動した指令信号を作っている。な
お、電流検出信号Ａｄと指令信号Ａｃをアナログ的に比
較するようにしても良い。また、マイコン部７０１は、
指令信号が所定値よりも大きい場合に、第１の調整時間
と回転速度の乗算値や第２の調整時間と回転速度の乗算
値や第３の調整時間と回転速度の乗算値をそれぞれ小さ
くするように切り換えている（前述の状態遷移部５１９
の調整器５３５の動作）。これにより、各パワートラン
ジスタの通電区間を短くし、加速動作時および重負荷時
にモータが安定に回転動作するようにしている。これら
の動作は、マイコン部７０１のソフトウェアに限らず、
ハードウェアによって実行しても良い。本実施の形態に
おいても、前述の実施の形態１または実施の形態２と同
様な作用効果を得ることができる。

【００７４】なお、前述の各実施の形態の具体的な構成
については、各種の変形が可能である。たとえば、各相
のコイルは複数個の部分コイルを直列もしくは並列に接
続して構成しても良い。３相のコイルはスター結線に限
らず、デルタ結線であってもよい。また、コイルの相数
は３相に限定されない。一般に、複数相のコイルを有す
る構成を実現できる。また、ロータの界磁部の磁極数も
２極に限定されるものではなく、多極にしても良い。ま
た、前述の各実施の形態では、電流検出部を１個の電流
検出用の抵抗によって簡単に実現したが、本発明はその
ような場合に限らず、各種の電流検出方法が使用可能で
ある。たとえば、３相の駆動電流の負極側電流値を合成
した電流を検出する場合に限らず、正極側電流値を合成
した電流を検出しても良い。さらに、下側電界効果型パ
ワートランジスタや上側電界効果型パワートランジスタ
をマルチ出力にして、その一端に出力される電流を検出
しても良い。

【００７５】また、前述の各実施の形態では、電力供給
部のパワートランジスタに電界効果型パワートランジス
タを用いて、指令信号に応動した高周波スイッチング動
作を容易に行うようにした。これにより、パワートラン
ジスタの電力損失・発熱を低減し、他のトランジスタや
抵抗をパワートランジスタと一緒に集積回路化すること
を容易にした。なお、ＩＧＢＴトランジスタは電界効果
を用いて増幅する電界効果型トランジスタの一種である
から、オン時の飽和電圧が大きいという欠点はあるが、
ＩＧＢＴトランジスタを本発明の電界効果型パワートラ
ンジスタとして使用することも可能である。また、電力
供給部は電界効果型パワートランジスタをオン・オフの
高周波スイッチング動作させているが、その動作はフル
オン・オフのＰＷＭ動作だけではなく、ハーフオンを含
んだオン・オフのＰＷＭ動作を行わせても良い。

【００７６】また、前述の各実施の形態では、コイルの
電力供給端子側の端子電圧を検出するようにしたが、そ
のような場合に限らず、コイルの共通接続端子側の端子
電圧を検出するようにしても良い。また、前述の各実施
の形態では、下側電界効果型パワートランジスタのみが
高周波スイッチング動作するように構成したが、本発明
はそのような場合に限らず、上側電界効果型パワートラ
ンジスタのみが高周波スイッチング動作したり、下側電
界効果型パワートランジスタと上側電界効果型パワート
ランジスタが同時に高周波スイッチング動作したり、下
側電界効果型パワートランジスタと上側電界効果型パワ
ートランジスタが区間を変えて交互に高周波スイッチン
グ動作するようにしても良い。

【００７７】また、オン・オフ動作する下側電界効果型
パワートランジスタと同一相の上側電界効果型パワート
ランジスタを、下側電界効果型パワートランジスタのオ
ン・オフのスイッチング動作に相補的にオフ・オンのス
イッチング動作させても良い。これにより、上側パワー
ダイオードで生じる電力損失を低減し、モータの電力効
率をさらに向上させることができる。このとき、電力供
給部の一方の側の電界効果型パワートランジスタを単一
のスイッチングパルス信号に応動して高周波スイッチン
グ動作させるならば、他方の側の電界効果型パワートラ
ンジスタを容易に相補的に高周波スイッチング動作でき
る。すなわち、スイッチングの隙間時間を容易に設ける
ことができ、下側電界効果型パワートランジスタと上側
電界効果型パワートランジスタの同時オンを簡単に防止
できる。その他、本発明の主旨を変えずして種々の変形
が可能であり、本発明に含まれることはいうまでもな
い。

【００７８】

【発明の効果】本発明のモータでは、コイルの端子電圧
に応動して通電状態を遷移させることにより、位置検出
素子を用いることなく、ロータを所定方向に回転させる
構成した。また、下側電界効果型パワートランジスタや
上側電界効果型パワートランジスタは高周波スイッチン
グ動作を含むオン・オフ動作を行っているので、パワー
トランジスタの電力損失を低減することができ、モータ
の電力効率が大幅に向上した。従って、本発明によれ
ば、電力効率の良い、簡単な構成を有するモータを実現
することが可能となった。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１における全体構成を示す
図である。

【図２】実施の形態１における電力供給部２０と電流検
出部２１の回路図である。

【図３】実施の形態１における電圧検出部２３の回路図
である。

【図４】実施の形態１における電圧検出部２３の別の構
成の回路図である。

【図５】実施の形態１における状態遷移部１９の調整切
換器３６の回路図である。

【図６】実施の形態１における状態遷移部１９の調整器
３５の回路図である。

【図７】実施の形態１における遷移保持器３１の回路図
である。

【図８】実施の形態１における遷移保持器３１の状態保
持器３０１の回路図である。

【図９】実施の形態１における遷移保持器３１の区間信
号作成器３０２の回路図である。

【図１０】実施の形態１における通電制御部３２の回路
図である。

【図１１】実施の形態１におけるスイッチング制御部２
２の回路図である。

【図１２】実施の形態１におけるスイッチング制御部２
２の別の構成の回路図である。

【図１３】実施の形態１における電圧検出部２３の動作
を説明するための波形図である。

【図１４】実施の形態１における状態遷移部１９の調整
器３５の動作を説明するための波形図である。

【図１５】実施の形態１における遷移保持器３１の状態
保持器３０１と区間信号作成器３０２の動作を説明する
ための波形図である。

【図１６】実施の形態１における遷移保持器３１の動作
を説明するための波形図である。

【図１７】実施の形態１における遷移保持器３１の動作
を説明するための別の波形図である。

【図１８】実施の形態１における図１１に示したスイッ
チング制御部の動作を説明するための波形図である。

【図１９】実施の形態１における図１２に示したスイッ
チング制御部の動作を説明するための波形図である。

【図２０】実施の形態１における状態遷移部１９の調整
切換器３６の代わりに使用できる調整切換器４３６の回
路図である。

【図２１】本発明の実施の形態２における全体構成を示
す図である。

【図２２】実施の形態２における状態遷移部５１９の調
整器５３５の回路図である。

【図２３】実施の形態２における電圧検出部５２３の回
路図である。

【図２４】実施の形態２における状態遷移部５１９の調
整器５３５の動作を説明するための波形図である。

【図２５】実施の形態２における状態遷移部５１９の調
整器５３５の動作を説明するための別の波形図である。

【図２６】本発明の実施の形態３における全体構成を示
す図である。

【図２７】実施の形態３における電圧検出部７００の回
路図である。

【図２８】従来のモータの構成を示す図である。

【符号の説明】

１１ ロータ １２，１３，１４ コイル １９，５１９ 状態遷移部 ２０ 電力供給部 ２１ 電流検出部 ２２ スイッチング制御部 ２３，５２３，７００ 電圧検出部 ２５ 電圧供給部 ２６ 指令部 ２７，５２７ 調整動作器 ３１ 遷移保持器 ３２ 通電制御部 ３５，５３５ 調整器 ３６ 調整切換器 ７０１ マイコン部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 森 英明 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 西野 英樹 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内

Claims (17)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 磁石磁束を発生する界磁部を有するロー
   タと、 ステータに配設されたＱ相（ここに、Ｑは３以上の整
   数）のコイルと、 直流電圧を供給する電圧供給手段と、 前記電圧供給手段の第１の出力端子側から前記コイルの
   一端への電力供給を行うＱ個の第１の電界効果型パワー
   トランジスタおよび前記電圧供給手段の第２の出力端子
   側から前記コイルの一端への電力供給を行うＱ個の第２
   の電界効果型パワートランジスタを含んで構成された電
   力供給手段と、 前記コイルの端子電圧に応動した検出パルス信号を作成
   する電圧検出手段と、 前記電圧検出手段の検出パルス信号に応動して保持状態
   を遷移させる状態遷移手段と、 前記状態遷移手段の保持状態に応動して前記電力供給手
   段のＱ個の前記第１の電界効果型パワートランジスタと
   Ｑ個の前記第２の電界効果型パワートランジスタの通電
   区間を制御する通電制御手段と、 前記電圧検出手段の出力パルス信号により前記ロータの
   回転速度に応動した指令信号を出力する指令手段と、 前記指令手段の指令信号に応動して前記電力供給手段の
   少なくとも１個のパワートランジスタをオン・オフの高
   周波スイッチング動作させるスイッチング動作手段と、 を具備するモータであって、 前記通電制御手段は、前記状態遷移手段の保持状態に応
   動したＱ相の第１の通電制御信号とＱ相の第２の通電制
   御信号を作成し、Ｑ個の前記第１の電界効果型パワート
   ランジスタとＱ個の前記第２の電界効果型パワートラン
   ジスタの通電区間を制御し、各通電区間を電気角で３６
   ０／Ｑ度よりも大きくし、 前記スイッチング動作手段は、前記指令信号に応動した
   スイッチングパルス信号を作成し、Ｑ個の前記第１の電
   界効果型パワートランジスタとＱ個の前記第２の電界効
   果型パワートランジスタのうちで少なくとも１個の電界
   効果型パワートランジスタを前記スイッチングパルス信
   号に応動して高周波スイッチング動作を行わせ、 前記状態遷移手段は、前記検出パルス信号の発生から調
   整時間後にタイミング信号を作成する調整手段と、前記
   タイミング信号に応動して保持状態を遷移させる遷移保
   持手段と、前記指令信号が所定値よりも大きい場合に前
   記調整手段の前記調整時間と前記ロータの回転速度の乗
   算値を小さくするように前記調整時間を切り換える調整
   切換手段と、を含んで構成されたモータ。
2. 【請求項２】 前記状態遷移手段は、前記検出パルス信
   号の到来から第１の調整時間後に第１の保持状態から第
   ２の保持状態に遷移し、前記検出パルス信号の到来から
   第２の調整時間 ［第２の調整時間］＞［第１の調整
   時間］ 後に前記第２の保持状態から第３の保持状態
   に遷移し、前記第１の調整時間と前記第２の調整時間を
   前記検出パルス信号の時間間隔に実質的に比例させ、 前記調整切換手段は、前記指令信号が所定値よりも大き
   い場合に少なくとも前記第２の調整時間と前記ロータの
   回転速度の乗算値を小さくするように前記第１の調整時
   間よりも大きい範囲で前記第２の調整時間を切り換えた
   請求項１に記載のモータ。
3. 【請求項３】 磁石磁束を発生する界磁部を有するロー
   タと、 ステータに配設されたＱ相（ここに、Ｑは３以上の整
   数）のコイルと、 直流電圧を供給する電圧供給手段と、 前記電圧供給手段の第１の出力端子側から前記コイルの
   一端への電力供給を行うＱ個の第１の電界効果型パワー
   トランジスタおよび前記電圧供給手段の第２の出力端子
   側から前記コイルの一端への電力供給を行うＱ個の第２
   の電界効果型パワートランジスタを含んで構成された電
   力供給手段と、 前記コイルの端子電圧に応動した検出パルス信号を作成
   する電圧検出手段と、 前記電圧検出手段の検出パルス信号に応動して保持状態
   を遷移させる状態遷移手段と、 前記状態遷移手段の保持状態に応動して前記電力供給手
   段のＱ個の前記第１の電界効果型パワートランジスタと
   Ｑ個の前記第２の電界効果型パワートランジスタの通電
   区間を制御する通電制御手段と、 前記電圧検出手段の出力パルス信号により前記ロータの
   回転速度に応動した指令信号を出力する指令手段と、 前記指令手段の指令信号に応動して前記電力供給手段の
   少なくとも１個のパワートランジスタをオン・オフの高
   周波スイッチング動作させるスイッチング動作手段と、 を具備するモータであって、 前記通電制御手段は、前記状態遷移手段の保持状態に応
   動したＱ相の第１の通電制御信号とＱ相の第２の通電制
   御信号を作成し、Ｑ個の前記第１の電界効果型パワート
   ランジスタとＱ個の前記第２の電界効果型パワートラン
   ジスタの通電区間を制御し、各通電区間を電気角で３６
   ０／Ｑ度よりも大きくし、 前記スイッチング動作手段は、前記指令信号に応動した
   スイッチングパルス信号を作成し、Ｑ個の前記第１の電
   界効果型パワートランジスタとＱ個の前記第２の電界効
   果型パワートランジスタのうちで少なくとも１個の電界
   効果型パワートランジスタを前記スイッチングパルス信
   号に応動して高周波スイッチング動作を行わせ、 前記状態遷移手段は、前記検出パルス信号の発生から第
   １の調整時間後に第１のタイミング信号を作成し、前記
   検出パルス信号の発生から第２の調整時間［第２の調整
   時間］＞［第１の調整時間］ 後に第２のタイミング
   信号を作成する調整手段と、前記第１のタイミング信号
   に応動して前記保持状態を第１状態から第２状態に遷移
   させ、前記第２のタイミング信号に応動して前記保持状
   態を前記第２状態から第３状態に遷移させる遷移保持手
   段と、前記指令信号が所定値よりも大きい場合に前記調
   整手段の少なくとも前記第２の調整時間と前記ロータの
   回転速度の乗算値を小さくするように前記第２の調整時
   間を切り換える調整切換手段と、を含んで構成されたモ
   ータ。
4. 【請求項４】 前記状態遷移手段は、前記第１の調整時
   間と前記第２の調整時間を前記検出パルス信号の時間間
   隔に実質的に比例させた請求項２または請求項３のいず
   れかに記載のモータ。
5. 【請求項５】 前記状態遷移手段は、前記指令信号が所
   定値よりも大きい場合にＱ相の前記第１の通電制御信号
   とＱ相の前記第２の通電制御信号の通電区間を電気角で
   小さくなるように切り換えながらも、各通電区間を電気
   角で３６０／Ｑ度よりも大きくさせた請求項１から請求
   項４のいずれかに記載のモータ。
6. 【請求項６】 磁石磁束を発生する界磁部を有するロー
   タと、 ステータに配設されたＱ相（ここに、Ｑは３以上の整
   数）のコイルと、 直流電圧を供給する電圧供給手段と、 前記電圧供給手段の第１の出力端子側から前記コイルの
   一端への電力供給を行うＱ個の第１の電界効果型パワー
   トランジスタおよび前記電圧供給手段の第２の出力端子
   側から前記コイルの一端への電力供給を行うＱ個の第２
   の電界効果型パワートランジスタを含んで構成された電
   力供給手段と、 前記コイルの端子電圧に応動した検出パルス信号を作成
   する電圧検出手段と、 前記電圧検出手段の検出パルス信号に応動して保持状態
   を遷移させる状態遷移手段と、 前記状態遷移手段の保持状態に応動して前記電力供給手
   段のＱ個の前記第１の電界効果型パワートランジスタと
   Ｑ個の前記第２の電界効果型パワートランジスタの通電
   区間を制御する通電制御手段と、 前記電圧検出手段の出力パルス信号により前記ロータの
   回転速度に応動した指令信号を出力する指令手段と、 前記指令手段の指令信号に応動して前記電力供給手段の
   少なくとも１個のパワートランジスタをオン・オフの高
   周波スイッチング動作させるスイッチング動作手段と、 を具備するモータであって、 前記通電制御手段は、前記状態遷移手段の保持状態に応
   動したＱ相の第１の通電制御信号とＱ相の第２の通電制
   御信号を作成し、Ｑ個の前記第１の電界効果型パワート
   ランジスタとＱ個の前記第２の電界効果型パワートラン
   ジスタの通電区間を制御し、各通電区間を電気角で３６
   ０／Ｑ度よりも大きくし、 前記スイッチング動作手段は、前記指令信号に応動した
   スイッチングパルス信号を作成し、Ｑ個の前記第１の電
   界効果型パワートランジスタとＱ個の前記第２の電界効
   果型パワートランジスタのうちで少なくとも１個の電界
   効果型パワートランジスタを前記スイッチングパルス信
   号に応動して高周波スイッチング動作を行わせ、 前記状態遷移手段は、前記通電制御手段と協同して動作
   し、前記指令信号が所定値よりも大きい場合にＱ相の第
   １の通電制御信号とＱ相の第２の通電制御信号の通電区
   間を電気角で小さくなるように切り換えながらも、各通
   電区間を電気角で３６０／Ｑ度よりも大きくするよう構
   成したモータ。
7. 【請求項７】 前記状態遷移手段は、前記検出パルス信
   号の発生から第１の調整時間後に第１のタイミング信号
   を作成し、前記検出パルス信号の発生から第２の調整時
   間 ［第２の調整時間］＞［第１の調整時間］ 後
   に第２のタイミング信号を作成し、前記第１の調整時間
   と前記第２の調整時間を前記検出パルス信号の時間間隔
   に実質的に比例させ、前記第２の調整時間を前記第１の
   調整時間よりも大きくする調整手段と、 前記第１のタイミング信号に応動して前記保持状態を第
   １状態から第２状態に遷移させ、前記第２のタイミング
   信号に応動して前記保持状態を前記第２状態から第３状
   態に遷移させる遷移保持手段と、 前記指令信号が所定値よりも大きい場合に前記調整手段
   の少なくとも前記第２の調整時間と前記ロータの回転速
   度の乗算値を小さくするように前記第２の調整時間を前
   記第１の調整時間よりも大きい範囲で切り換える調整切
   換手段と、を含んで構成された請求項６に記載のモー
   タ。
8. 【請求項８】 前記スイッチング動作手段は、前記電圧
   供給手段から前記Ｑ相のコイルへの合成供給電流に応動
   した電流検出信号を出力する電流検出手段と、前記電流
   検出信号と前記指令信号を比較し、その比較結果に応動
   して前記スイッチングパルス信号を作成するスイッチン
   グ制御手段と、を含んで構成された請求項１から請求項
   ７のいずれかに記載のモータ。
9. 【請求項９】 前記電圧検出手段は、前記検出パルス信
   号の発生から他の調整時間までの間前記検出パルス信号
   の検出動作を停止させ、 前記他の調整時間は、前記調整時間よりも大きくされ、
   かつ、前記検出パルス信号の時間間隔に実質的に比例す
   るよう構成された請求項１から請求項８のいずれかに記
   載のモータ。
10. 【請求項１０】 磁石磁束を発生する界磁部を有するロ
    ータと、 ステータに配設されたＱ相（ここに、Ｑは３以上の整
    数）のコイルと、 直流電圧を供給する電圧供給手段と、 前記電圧供給手段の第１の出力端子側から前記コイルの
    一端への電力供給を行うＱ個の第１の電界効果型パワー
    トランジスタおよび前記電圧供給手段の第２の出力端子
    側から前記コイルの一端への電力供給を行うＱ個の第２
    の電界効果型パワートランジスタを含んで構成された電
    力供給手段と、 前記コイルの端子電圧に応動した検出パルス信号を作成
    する電圧検出手段と、 前記電圧検出手段の検出パルス信号に応動して保持状態
    を遷移させる状態遷移手段と、 前記状態遷移手段の保持状態に応動して前記電力供給手
    段のＱ個の前記第１の電界効果型パワートランジスタと
    Ｑ個の前記第２の電界効果型パワートランジスタの通電
    区間を制御する通電制御手段と、 前記電圧検出手段の出力パルス信号により前記ロータの
    回転速度に応動した指令信号を出力する指令手段と、 前記指令手段の指令信号に応動して前記電力供給手段の
    少なくとも１個のパワートランジスタをオン・オフの高
    周波スイッチング動作させるスイッチング動作手段と、 を具備するモータであって、 前記通電制御手段は、前記状態遷移手段の保持状態に応
    動したＱ相の第１の通電制御信号とＱ相の第２の通電制
    御信号を作成し、Ｑ個の前記第１の電界効果型パワート
    ランジスタとＱ個の前記第２の電界効果型パワートラン
    ジスタの通電区間を制御し、各通電区間を電気角で３６
    ０／Ｑ度よりも大きくし、 前記スイッチング動作手段は、前記指令信号に応動した
    スイッチングパルス信号を作成し、Ｑ個の前記第１の電
    界効果型パワートランジスタとＱ個の前記第２の電界効
    果型パワートランジスタのうちで少なくとも１個の電界
    効果型パワートランジスタを前記スイッチングパルス信
    号に応動して高周波スイッチング動作を行わせ、 前記状態遷移手段は、前記検出パルス信号の発生から調
    整時間後にタイミング信号を作成し、前記検出パルス信
    号の発生から他の調整時間後に他のタイミング信号を作
    成する調整手段と、前記タイミング信号に応動して保持
    状態を遷移させる遷移保持手段と、前記指令信号が所定
    値よりも大きい場合に前記調整時間と前記ロータの回転
    速度の乗算値および前記他の調整時間と前記ロータの回
    転速度の乗算値を小さくするように前記調整時間および
    前記他の調整時間を切り換える調整切換手段と、を含ん
    で構成され、 前記電圧検出手段は、前記調整手段の前記他のタイミン
    グ信号により前記検出パルス信号の発生から前記他の調
    整時間までの間前記検出パルス信号の検出動作を停止さ
    せ、前記他の調整時間は前記調整時間よりも大きくなる
    よう構成されたモータ。
11. 【請求項１１】 前記状態遷移手段は、前記検出パルス
    信号の到来から第１の調整時間後に第１の保持状態から
    第２の保持状態に遷移し、前記検出パルス信号の到来か
    ら第２の調整時間 ［第２の調整時間］＞［第１の調
    整時間］後に前記第２の保持状態から第３の保持状態に
    遷移し、前記第１の調整時間と前記第２の調整時間を前
    記検出パルス信号の時間間隔に実質的に比例させ、 前記調整切換手段は、前記指令信号が所定値よりも大き
    い場合に少なくとも前記第２の調整時間と前記ロータの
    回転速度の乗算値を小さくするように前記第１の調整時
    間よりも大きい範囲で前記第２の調整時間を切り換える
    よう構成された請求項１０に記載のモータ。
12. 【請求項１２】 磁石磁束を発生する界磁部を有するロ
    ータと、 ステータに配設されたＱ相（ここに、Ｑは３以上の整
    数）のコイルと、 直流電圧を供給する電圧供給手段と、 前記電圧供給手段の第１の出力端子側から前記コイルの
    一端への電力供給を行うＱ個の第１の電界効果型パワー
    トランジスタおよび前記電圧供給手段の第２の出力端子
    側から前記コイルの一端への電力供給を行うＱ個の第２
    の電界効果型パワートランジスタを含んで構成された電
    力供給手段と、 前記コイルの端子電圧に応動した検出パルス信号を作成
    する電圧検出手段と、 前記電圧検出手段の検出パルス信号に応動して保持状態
    を遷移させる状態遷移手段と、 前記状態遷移手段の保持状態に応動して前記電力供給手
    段のＱ個の前記第１の電界効果型パワートランジスタと
    Ｑ個の前記第２の電界効果型パワートランジスタの通電
    区間を制御する通電制御手段と、 前記電圧検出手段の出力パルス信号により前記ロータの
    回転速度に応動した指令信号を出力する指令手段と、 前記指令手段の指令信号に応動して前記電力供給手段の
    少なくとも１個のパワートランジスタをオン・オフの高
    周波スイッチング動作させるスイッチング動作手段と、 を具備するモータであって、 前記通電制御手段は、前記状態遷移手段の保持状態に応
    動したＱ相の第１の通電制御信号とＱ相の第２の通電制
    御信号を作成し、Ｑ個の前記第１の電界効果型パワート
    ランジスタとＱ個の前記第２の電界効果型パワートラン
    ジスタの通電区間を制御し、各通電区間を電気角で３６
    ０／Ｑ度よりも大きくし、 前記スイッチング動作手段は、前記指令信号に応動した
    スイッチングパルス信号を作成し、Ｑ個の前記第１の電
    界効果型パワートランジスタとＱ個の前記第２の電界効
    果型パワートランジスタのうちで少なくとも１個の電界
    効果型パワートランジスタを前記スイッチングパルス信
    号に応動して高周波スイッチング動作を行わせ、 前記状態遷移手段は、前記検出パルス信号の発生から第
    １の調整時間後に第１のタイミング信号を作成し、前記
    検出パルス信号の発生から第２の調整時間［第２の調整
    時間］＞［第１の調整時間］ 後に第２のタイミング
    信号を作成し、前記検出パルス信号の発生から第３の調
    整時間 ［第３の調整時間］＞［第２の調整時間］
    後に第３のタイミング信号を作成する調整手段と、前記
    第１のタイミング信号に応動して前記保持状態を第１状
    態から第２状態に遷移させ、前記第２のタイミング信号
    に応動して前記保持状態を前記第２状態から第３状態に
    遷移させる遷移保持手段と、前記指令信号が所定値より
    も大きい場合に前記調整手段の少なくとも前記第３の調
    整時間と前記ロータの回転速度の乗算値を小さくするよ
    うに前記第２の調整時間よりも大きな範囲で前記第３の
    調整時間を切り換える調整切換手段と、を含んで構成さ
    れ、 前記電圧検出手段は、前記調整手段の前記第３のタイミ
    ング信号により前記検出パルス信号の発生から前記第３
    の調整時間までの間前記検出パルス信号の検出動作を停
    止させるよう構成されたモータ。
13. 【請求項１３】 前記状態遷移手段は、前記第１の調整
    時間と前記第２の調整時間と前記第３の調整時間を前記
    検出パルス信号の時間間隔に実質的に比例させるよう構
    成された請求項１２に記載のモータ。
14. 【請求項１４】 前記状態遷移手段は、前記指令信号が
    所定値よりも大きい場合にＱ相の前記第１の通電制御信
    号とＱ相の前記第２の通電制御信号の通電区間を電気角
    で小さくなるように切り換えながらも、各通電区間を電
    気角で３６０／Ｑ度よりも大きくなるよう構成した請求
    項１０から請求項１３のいずれかに記載のモータ。
15. 【請求項１５】 磁石磁束を発生する界磁部を有するロ
    ータと、 ステータに配設されたＱ相（ここに、Ｑは３以上の整
    数）のコイルと、 直流電圧を供給する電圧供給手段と、 前記電圧供給手段の第１の出力端子側から前記コイルの
    一端への電力供給を行うＱ個の第１の電界効果型パワー
    トランジスタおよび前記電圧供給手段の第２の出力端子
    側から前記コイルの一端への電力供給を行うＱ個の第２
    の電界効果型パワートランジスタを含んで構成された電
    力供給手段と、 前記コイルの端子電圧に応動した検出パルス信号を作成
    する電圧検出手段と、前記電圧検出手段の検出パルス信
    号に応動して保持状態を遷移させる状態遷移手段と、 前記状態遷移手段の保持状態に応動して前記電力供給手
    段のＱ個の前記第１の電界効果型パワートランジスタと
    Ｑ個の前記第２の電界効果型パワートランジスタの通電
    区間を制御する通電制御手段と、 前記電圧検出手段の出力パルス信号により前記ロータの
    回転速度に応動した指令信号を出力する指令手段と、 前記指令手段の指令信号に応動して前記電力供給手段の
    少なくとも１個のパワートランジスタをオン・オフの高
    周波スイッチング動作させるスイッチング動作手段と、 を具備するモータであって、 前記通電制御手段は、前記状態遷移手段の保持状態に応
    動したＱ相の第１の通電制御信号とＱ相の第２の通電制
    御信号を作成し、Ｑ個の前記第１の電界効果型パワート
    ランジスタとＱ個の前記第２の電界効果型パワートラン
    ジスタの通電区間を制御し、各通電区間を電気角で３６
    ０／Ｑ度よりも大きくし、 前記スイッチング動作手段は、前記指令信号に応動した
    スイッチングパルス信号を作成し、Ｑ個の前記第１の電
    界効果型パワートランジスタとＱ個の前記第２の電界効
    果型パワートランジスタのうちで少なくとも１個の電界
    効果型パワートランジスタを前記スイッチングパルス信
    号に応動して高周波スイッチング動作を行わせ、 前記状態遷移手段は、前記通電制御手段と協同して動作
    し、前記指令信号が所定値よりも大きい場合にＱ相の第
    １の通電制御信号とＱ相の第２の通電制御信号の通電区
    間を電気角で小さくなるように切り換えながらも、各通
    電区間を電気角で３６０／Ｑ度よりも大きくし、 前記電圧検出手段は、前記検出信号の発生から調整時間
    までの間前記検出パルス信号の検出動作を停止させ、前
    記指令信号が所定値よりも大きい場合に前記調整時間と
    前記ロータの回転速度との乗算値を小さくするように前
    記調整時間は切り換えるよう構成されたモータ。
16. 【請求項１６】 前記状態遷移手段は、前記検出パルス
    信号の発生から第１の調整時間後に第１のタイミング信
    号を作成し、前記検出パルス信号の発生から第２の調整
    時間 ［第２の調整時間］＞［第１の調整時間］
    に第２のタイミング信号を作成し、前記第１の調整時間
    と前記第２の調整時間を前記検出パルス信号の時間間隔
    に実質的に比例させ、前記第２の調整時間を前記第１の
    調整時間よりも大きくする調整手段と、 前記第１のタイミング信号に応動して前記保持状態を第
    １状態から第２状態に遷移させ、前記第２のタイミング
    信号に応動して前記保持状態を前記第２状態から第３状
    態に遷移させる遷移保持手段と、 前記指令信号が所定値よりも大きい場合に前記調整手段
    の少なくとも前記第２の調整時間と前記ロータの回転速
    度の乗算値を小さくするように前記第２の調整時間を前
    記第１の調整時間よりも大きい範囲で切り換える調整切
    換手段と、を含んで構成された請求項１５に記載のモー
    タ。
17. 【請求項１７】 前記スイッチング動作手段は、前記電
    圧供給手段から前記Ｑ相のコイルへの合成供給電流に応
    動した電流検出信号を出力する電流検出手段と、前記電
    流検出信号と前記指令信号を比較し、比較結果に応動し
    て前記スイッチングパルス信号を作成するスイッチング
    制御手段と、を含んで構成された請求項１０から請求項
    １６のいずれかに記載のモータ。