JP2001345650A - 広帯域ローノイズ差動増幅器 - Google Patents
広帯域ローノイズ差動増幅器Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 半導体集積回路に内蔵される差動増幅器にお
いて、広帯域化とローノイズ化を実現することを目的と
する。 【解決手段】 磁気抵抗３の両端より半導体集積回路内
で実現されたコンデンサ４，５を介して差動増幅器６の
ベースに信号を入力し、バイアス回路７から差動増幅器
６のベース電位を与え、カレントミラー回路８によって
差動増幅器６のベース電流を補償し、位相補償回路９に
よってカレントミラー回路８の一部より交流信号を差動
増幅器６の入力側に帰還し、位相補償回路９を、入力交
流信号より大きなレベルの同相信号をカレントミラー回
路８の一部より帰還させるよう構成するとともに、カレ
ントミラー回路８と直列に直流レベルシフト回路４１，
４２，４３を設け、差動増幅器６の出力側から増幅信号
を出力する。
いて、広帯域化とローノイズ化を実現することを目的と
する。 【解決手段】 磁気抵抗３の両端より半導体集積回路内
で実現されたコンデンサ４，５を介して差動増幅器６の
ベースに信号を入力し、バイアス回路７から差動増幅器
６のベース電位を与え、カレントミラー回路８によって
差動増幅器６のベース電流を補償し、位相補償回路９に
よってカレントミラー回路８の一部より交流信号を差動
増幅器６の入力側に帰還し、位相補償回路９を、入力交
流信号より大きなレベルの同相信号をカレントミラー回
路８の一部より帰還させるよう構成するとともに、カレ
ントミラー回路８と直列に直流レベルシフト回路４１，
４２，４３を設け、差動増幅器６の出力側から増幅信号
を出力する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は磁気記録、再生プリ
アンプに使用する広帯域ローノイズ差動増幅器に関する
ものである。
アンプに使用する広帯域ローノイズ差動増幅器に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、磁気記録／再生処理装置におい
て、信号の振幅を大きく取れるよう、磁気抵抗の高抵抗
化がなされてきており、また、高速化のため信号の広帯
域化も同様に求められている。また，入力の電源電圧等
への短絡による破壊防止のため、入力をハイインピーダ
ンスである電位にすることも求められてきている。
て、信号の振幅を大きく取れるよう、磁気抵抗の高抵抗
化がなされてきており、また、高速化のため信号の広帯
域化も同様に求められている。また，入力の電源電圧等
への短絡による破壊防止のため、入力をハイインピーダ
ンスである電位にすることも求められてきている。
【０００３】図５は従来の広帯域ローノイズ差動増幅器
を示す。図５において、１は磁気抵抗３から出される正
相入力であり、２は磁気抵抗３から出される逆相入力で
あるが、正相入力１と逆相入力２とは直流電位が異なっ
ているため差動増幅するためには、ＡＣカップリングす
る必要があり、コンデンサ４，５はそのためのものであ
る。
を示す。図５において、１は磁気抵抗３から出される正
相入力であり、２は磁気抵抗３から出される逆相入力で
あるが、正相入力１と逆相入力２とは直流電位が異なっ
ているため差動増幅するためには、ＡＣカップリングす
る必要があり、コンデンサ４，５はそのためのものであ
る。
【０００４】入力トランジスタ１８，１９のベース電位
は電圧源１４より抵抗１５，１６を通して供給される。
入力トランジスタ１８，１９のベースに前記コンデンサ
４，５を介して入力された信号は、定電流源１７から電
流が流れる差動増幅器により増幅され、抵抗２０，２１
を通して正相出力２３、逆相出力２４が取り出される。
トランジスタ２７，２８は周波数特性の悪化を防ぐため
のベース接地回路である。４４はＶＣＣ，４５はＶＥＥ
である。
は電圧源１４より抵抗１５，１６を通して供給される。
入力トランジスタ１８，１９のベースに前記コンデンサ
４，５を介して入力された信号は、定電流源１７から電
流が流れる差動増幅器により増幅され、抵抗２０，２１
を通して正相出力２３、逆相出力２４が取り出される。
トランジスタ２７，２８は周波数特性の悪化を防ぐため
のベース接地回路である。４４はＶＣＣ，４５はＶＥＥ
である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来、磁気記録再生ア
ンプに使用する広帯域ローノイズ差動増幅器において、
ノイズが増加すると、ビットエラーレートが増大するた
め、非常に小さな入力換算ノイズが求められていた。一
般に入力トランジスタ１８，１９のベース抵抗をＲｂ、
コレクター電流をＩｃとすると、入力換算ノイズは √（４ｋＴ（Ｒｂ＋Ｖｔ／２Ｉｃ）） となるため大きなコレクター電流を流さなければならな
い。このとき、微分抵抗ｒｅはｋＴ／ｑＩｃであり、エ
ミッター接地の電流増幅率をｈｆｅとすると、入力トラ
ンジスタ１８のベースより見た差動アンプの入力インピ
ーダンスは、 （１＋ｈｆｅ）・ｒｅ ＝ （１＋ｈｆｅ）・（ｋＴ／
ｑＩｃ） となるが、Ｉｃが比較的大きな値であるため、ｒｅは小
さな値となっており，入力トランジスタ１８のベースか
ら見たインピーダンスも小さくなる。
ンプに使用する広帯域ローノイズ差動増幅器において、
ノイズが増加すると、ビットエラーレートが増大するた
め、非常に小さな入力換算ノイズが求められていた。一
般に入力トランジスタ１８，１９のベース抵抗をＲｂ、
コレクター電流をＩｃとすると、入力換算ノイズは √（４ｋＴ（Ｒｂ＋Ｖｔ／２Ｉｃ）） となるため大きなコレクター電流を流さなければならな
い。このとき、微分抵抗ｒｅはｋＴ／ｑＩｃであり、エ
ミッター接地の電流増幅率をｈｆｅとすると、入力トラ
ンジスタ１８のベースより見た差動アンプの入力インピ
ーダンスは、 （１＋ｈｆｅ）・ｒｅ ＝ （１＋ｈｆｅ）・（ｋＴ／
ｑＩｃ） となるが、Ｉｃが比較的大きな値であるため、ｒｅは小
さな値となっており，入力トランジスタ１８のベースか
ら見たインピーダンスも小さくなる。
【０００６】したがって、入力から見たＨＰＦ（ハイパ
スフィルタ）のカットオフ周波数をｆｃ１、コンデンサ
４の容量値をＣ１，抵抗１５の抵抗値をＲ３とすれば、 ｆｃ１ ＝ １／（２・π・Ｃ１・（Ｒ３／／（１＋ｈｆｅ）・ｒｅ））） −−−−−（１）となる。
スフィルタ）のカットオフ周波数をｆｃ１、コンデンサ
４の容量値をＣ１，抵抗１５の抵抗値をＲ３とすれば、 ｆｃ１ ＝ １／（２・π・Ｃ１・（Ｒ３／／（１＋ｈｆｅ）・ｒｅ））） −−−−−（１）となる。
【０００７】したがって、ノイズを減らすため、コレク
タ電流を増加させると、ＨＰＦのカットオフ周波数は高
くなってしまうが、信号の下限帯域は決まっているた
め、信号の欠落を招く恐れがある。
タ電流を増加させると、ＨＰＦのカットオフ周波数は高
くなってしまうが、信号の下限帯域は決まっているた
め、信号の欠落を招く恐れがある。
【０００８】また、ノイズ特性をよくするためコレクタ
電流を増加させるためには、入力トランジスタのサイズ
を大きくしなければならないが、このことは入力容量の
増加を意味し、高周波領域での信号の減衰を招くことに
なる。
電流を増加させるためには、入力トランジスタのサイズ
を大きくしなければならないが、このことは入力容量の
増加を意味し、高周波領域での信号の減衰を招くことに
なる。
【０００９】すなわち、信号源抵抗をＲｓ，入力容量を
Ｃｉｎとすると、ＲｓとＣｉｎでＬＰＦ（ローパスフィ
ルタ）を構成することになり、カットオフ周波数をｆｈ
ｃとすると、 ｆｈｃ ＝ １／（２・π・Ｃｉｎ・Ｒｓ） −−−−−（２） となり、これ以上の高い周波数領域では信号は減衰して
いく。
Ｃｉｎとすると、ＲｓとＣｉｎでＬＰＦ（ローパスフィ
ルタ）を構成することになり、カットオフ周波数をｆｈ
ｃとすると、 ｆｈｃ ＝ １／（２・π・Ｃｉｎ・Ｒｓ） −−−−−（２） となり、これ以上の高い周波数領域では信号は減衰して
いく。
【００１０】コンデンサ４の容量値をＣ１を大きくすれ
ばよいが、半導体集積回路に内蔵する場合、大きな容量
を内蔵することは困難であるため、ノイズ特性と必要な
信号帯域の確保を両立させることが困難であると言う問
題がある。
ばよいが、半導体集積回路に内蔵する場合、大きな容量
を内蔵することは困難であるため、ノイズ特性と必要な
信号帯域の確保を両立させることが困難であると言う問
題がある。
【００１１】一方、磁気記録再生装置においては、ます
ます、信号源抵抗、すなわち磁気抵抗３の値の増加、高
速化すなわち高周波化が必要となってきており、ローノ
イズ化と半導体集積回路内で両立させるのがますます困
難であると言う問題がある。
ます、信号源抵抗、すなわち磁気抵抗３の値の増加、高
速化すなわち高周波化が必要となってきており、ローノ
イズ化と半導体集積回路内で両立させるのがますます困
難であると言う問題がある。
【００１２】本発明は、上記従来の課題を解決するもの
であり、半導体集積回路内で、広帯域化とローノイズ化
の両立の実現を目的とする。
であり、半導体集積回路内で、広帯域化とローノイズ化
の両立の実現を目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明の広帯域ローノイ
ズ差動増幅器は、直流電位の異なる信号源抵抗である磁
気抵抗の出力を増幅する増幅器であって、前記磁気抵抗
の両端より半導体集積回路内で実現されたコンデンサを
介してベースに信号が入力される差動増幅器と、前記差
動増幅器のベース電位を与えるバイアス回路と、前記差
動増幅器のベース電流を補償するカレントミラー回路
と、前記カレントミラー回路の一部より交流信号を前記
差動増幅器の入力側に帰還させる位相補償回路とを備
え、前記差動増幅器の出力側から増幅信号を出力するこ
とを特徴とする。
ズ差動増幅器は、直流電位の異なる信号源抵抗である磁
気抵抗の出力を増幅する増幅器であって、前記磁気抵抗
の両端より半導体集積回路内で実現されたコンデンサを
介してベースに信号が入力される差動増幅器と、前記差
動増幅器のベース電位を与えるバイアス回路と、前記差
動増幅器のベース電流を補償するカレントミラー回路
と、前記カレントミラー回路の一部より交流信号を前記
差動増幅器の入力側に帰還させる位相補償回路とを備
え、前記差動増幅器の出力側から増幅信号を出力するこ
とを特徴とする。
【００１４】この構成により、半導体集積回路内で広帯
域化とローノイズ化を両立させることができる。
域化とローノイズ化を両立させることができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】本発明の請求項１記載の広帯域ロ
ーノイズ差動増幅器は、直流電位の異なる信号源抵抗で
ある磁気抵抗の出力を増幅する増幅器であって、前記磁
気抵抗の両端より半導体集積回路内で実現されたコンデ
ンサを介してベースに信号が入力される差動増幅器と、
前記差動増幅器のベース電位を与えるバイアス回路と、
前記差動増幅器のベース電流を補償するカレントミラー
回路と、前記カレントミラー回路の一部より交流信号を
前記差動増幅器の入力側に帰還させる位相補償回路とを
備え、前記差動増幅器の出力側から増幅信号を出力する
ことを特徴とする。
ーノイズ差動増幅器は、直流電位の異なる信号源抵抗で
ある磁気抵抗の出力を増幅する増幅器であって、前記磁
気抵抗の両端より半導体集積回路内で実現されたコンデ
ンサを介してベースに信号が入力される差動増幅器と、
前記差動増幅器のベース電位を与えるバイアス回路と、
前記差動増幅器のベース電流を補償するカレントミラー
回路と、前記カレントミラー回路の一部より交流信号を
前記差動増幅器の入力側に帰還させる位相補償回路とを
備え、前記差動増幅器の出力側から増幅信号を出力する
ことを特徴とする。
【００１６】本発明の請求項２記載の広帯域ローノイズ
差動増幅器は、請求項１において、前記位相補償回路
を、前記カレントミラー回路の一部より交流信号をコン
デンサと抵抗との直列接続にて帰還させるように構成し
たことを特徴とする。
差動増幅器は、請求項１において、前記位相補償回路
を、前記カレントミラー回路の一部より交流信号をコン
デンサと抵抗との直列接続にて帰還させるように構成し
たことを特徴とする。
【００１７】本発明の請求項３記載の広帯域ローノイズ
差動増幅器は、請求項２において、位相補償回路の直列
抵抗を、０Ωまたはそれに近く設定したことを特徴とす
る。本発明の請求項４記載の広帯域ローノイズ差動増幅
器は、請求項１において、前記位相補償回路を、入力交
流信号より大きなレベルの同相信号を前記カレントミラ
ー回路の一部より帰還させるよう構成したことを特徴と
する。
差動増幅器は、請求項２において、位相補償回路の直列
抵抗を、０Ωまたはそれに近く設定したことを特徴とす
る。本発明の請求項４記載の広帯域ローノイズ差動増幅
器は、請求項１において、前記位相補償回路を、入力交
流信号より大きなレベルの同相信号を前記カレントミラ
ー回路の一部より帰還させるよう構成したことを特徴と
する。
【００１８】本発明の請求項５記載の広帯域ローノイズ
差動増幅器は、請求項１において、前記カレントミラー
回路と直列に直流レベルシフト回路を設けたことを特徴
とする。
差動増幅器は、請求項１において、前記カレントミラー
回路と直列に直流レベルシフト回路を設けたことを特徴
とする。
【００１９】本発明の請求項６記載の広帯域ローノイズ
差動増幅器は、請求項１において、前記位相補償回路
を、入力交流信号より大きなレベルの同相信号を前記カ
レントミラー回路の一部より帰還させるよう構成すると
ともに、前記カレントミラー回路と直列に直流レベルシ
フト回路を設けたことを特徴とする。
差動増幅器は、請求項１において、前記位相補償回路
を、入力交流信号より大きなレベルの同相信号を前記カ
レントミラー回路の一部より帰還させるよう構成すると
ともに、前記カレントミラー回路と直列に直流レベルシ
フト回路を設けたことを特徴とする。
【００２０】以下、本発明の各実施の形態を図１〜図４
に基づいて説明する。なお、従来例を示す図５と同様の
作用をなすものには同一の符号を付けて説明する。
に基づいて説明する。なお、従来例を示す図５と同様の
作用をなすものには同一の符号を付けて説明する。
【００２１】（実施の形態１）図１〜図２は（実施の形
態１）を示す。図１は本発明の広帯域ローノイズ差動増
幅器を示す。
態１）を示す。図１は本発明の広帯域ローノイズ差動増
幅器を示す。
【００２２】１は磁気抵抗３につながった正相入力を印
加する非反転入力端子、２は磁気抵抗３のもう一方につ
ながった逆相入力を印加する反転入力端子、４，５はＡ
Ｃカップリングコンデンサ、６は差動増幅器、７は差動
増幅器６にベース電位を与えるバイアス回路、８は差動
増幅器６のベース電流を補償するカレントミラー回路、
９はカレントミラー回路８の一部より交流信号を差動増
幅器６の入力側に帰還させる位相補償回路である。
加する非反転入力端子、２は磁気抵抗３のもう一方につ
ながった逆相入力を印加する反転入力端子、４，５はＡ
Ｃカップリングコンデンサ、６は差動増幅器、７は差動
増幅器６にベース電位を与えるバイアス回路、８は差動
増幅器６のベース電流を補償するカレントミラー回路、
９はカレントミラー回路８の一部より交流信号を差動増
幅器６の入力側に帰還させる位相補償回路である。
【００２３】図２は図１の具体的な回路を示す。１０，
１１は磁気抵抗３にバイアス電流を流す定電流源、１
５，１６は基準電圧１４とともに入力差動アンプのベー
スバイアスを与えるバイアス抵抗である。
１１は磁気抵抗３にバイアス電流を流す定電流源、１
５，１６は基準電圧１４とともに入力差動アンプのベー
スバイアスを与えるバイアス抵抗である。
【００２４】カレントミラー回路８は、ＮＰＮトランジ
スタ２５，２６と、Ｐチャンネルトランジスタ２９，３
０，３１，３２，３３，３４，３５，３６とで構成され
ている。
スタ２５，２６と、Ｐチャンネルトランジスタ２９，３
０，３１，３２，３３，３４，３５，３６とで構成され
ている。
【００２５】カレントミラー回路８が、差動増幅器６の
入力差動アンプを構成する入力トランジスタ１８，１９
のベース電流を供給し、トランジスタ２５，２６のコレ
クタ電流より出力される交流電流は、負荷抵抗２０，２
１を通して電圧変換され、出力として取り出される。な
お、電圧源２２，トランジスタ２７，２８とでベース接
地回路を構成している。コンデンサ３７，３８と抵抗３
９，４０とで位相補償回路９を構成している。
入力差動アンプを構成する入力トランジスタ１８，１９
のベース電流を供給し、トランジスタ２５，２６のコレ
クタ電流より出力される交流電流は、負荷抵抗２０，２
１を通して電圧変換され、出力として取り出される。な
お、電圧源２２，トランジスタ２７，２８とでベース接
地回路を構成している。コンデンサ３７，３８と抵抗３
９，４０とで位相補償回路９を構成している。
【００２６】このように、（実施の形態１）によれば、
入力インピーダンスを高くするために入力差動トランジ
スタの交流ベース電流を入力端子から供給せずに、カレ
ントミラー回路８と位相補償回路９より供給できるよう
に定数を選ぶことによって実現している。
入力インピーダンスを高くするために入力差動トランジ
スタの交流ベース電流を入力端子から供給せずに、カレ
ントミラー回路８と位相補償回路９より供給できるよう
に定数を選ぶことによって実現している。
【００２７】この信号を増幅する差動増幅器６と入力差
動増幅器のベース電流を流すカレントミラー回路８と、
入力回路へ交流信号を帰還する位相補償回路９と、入力
回路にバイアスを与えるバイアス回路７とを備えること
により、入力回路の周波数特性を広帯域化することがで
きる。
動増幅器のベース電流を流すカレントミラー回路８と、
入力回路へ交流信号を帰還する位相補償回路９と、入力
回路にバイアスを与えるバイアス回路７とを備えること
により、入力回路の周波数特性を広帯域化することがで
きる。
【００２８】なお、位相補償回路９を構成するコンデン
サ３７と抵抗３９との直列回路、コンデンサ３８と抵抗
４０との直列回路における容量値と抵抗値を変更するこ
とによって、入力へ帰還される信号の位相を変更するこ
とができる。回路の目的とする周波数特性に応じて最適
な容量値と抵抗値の組み合わせが存在する。しかしなが
ら、厳密には、抵抗３９，４０はそれ自体がノイズ源で
有るといえるため、ノイズ特性に関しては、抵抗３９，
４０は０Ωまたはそれに近く設定することが好ましい。
サ３７と抵抗３９との直列回路、コンデンサ３８と抵抗
４０との直列回路における容量値と抵抗値を変更するこ
とによって、入力へ帰還される信号の位相を変更するこ
とができる。回路の目的とする周波数特性に応じて最適
な容量値と抵抗値の組み合わせが存在する。しかしなが
ら、厳密には、抵抗３９，４０はそれ自体がノイズ源で
有るといえるため、ノイズ特性に関しては、抵抗３９，
４０は０Ωまたはそれに近く設定することが好ましい。
【００２９】トランジスタ１８のベースの信号位相とト
ランジスタ２６のベースの信号位相とは、ほぼ同相であ
り、またトランジスタ１９のベースの信号位相とトラン
ジスタ２６のベースの信号位相も、ほぼ同相であり、ト
ランジスタ１８のベースからトランジスタ２６のベース
までの利得は１であるため、トランジスタ２６のベース
信号の振幅の方が、トランジスタ１８のベースの信号振
幅よりも大きくなっている。同様に、トランジスタ２６
のベース信号の振幅の方がトランジスタ１９のベースの
信号振幅よりも大きくなっている。トランジスタ２５，
２６のベース信号の振幅によってもトータルの周波数特
性は変わる。この振幅はトランジスタ２９，３０，３
３，３４のサイズを変えることによっても可変できる。
また、トランジスタ２５，２６のベースの接続位置を、
トランジスタ３０，３４のゲート，ドレインに接続すれ
ば、振幅を小さくできる。
ランジスタ２６のベースの信号位相とは、ほぼ同相であ
り、またトランジスタ１９のベースの信号位相とトラン
ジスタ２６のベースの信号位相も、ほぼ同相であり、ト
ランジスタ１８のベースからトランジスタ２６のベース
までの利得は１であるため、トランジスタ２６のベース
信号の振幅の方が、トランジスタ１８のベースの信号振
幅よりも大きくなっている。同様に、トランジスタ２６
のベース信号の振幅の方がトランジスタ１９のベースの
信号振幅よりも大きくなっている。トランジスタ２５，
２６のベース信号の振幅によってもトータルの周波数特
性は変わる。この振幅はトランジスタ２９，３０，３
３，３４のサイズを変えることによっても可変できる。
また、トランジスタ２５，２６のベースの接続位置を、
トランジスタ３０，３４のゲート，ドレインに接続すれ
ば、振幅を小さくできる。
【００３０】なお、本実施の形態ではトランジスタ２９
〜３６をＭＯＳトランジスタとしたが、バイポーラート
ランジスタでもよい。 （実施の形態２）図３と図４は（実施の形態２）を示
す。
〜３６をＭＯＳトランジスタとしたが、バイポーラート
ランジスタでもよい。 （実施の形態２）図３と図４は（実施の形態２）を示
す。
【００３１】図３において、トランジスタ４１，４２は
カレントミラー回路８のＤＣレベルシフトでもあり、ま
た増幅不要のときにスイッチとしても動作する。その他
は（実施の形態２）と同じである。
カレントミラー回路８のＤＣレベルシフトでもあり、ま
た増幅不要のときにスイッチとしても動作する。その他
は（実施の形態２）と同じである。
【００３２】図４を用いてその動作を説明する。図４に
おいて、横軸は周波数であり、縦軸は振幅である。差動
増幅器の入力インピーダンスの等価回路を抵抗とコンデ
ンサの並列に置き換えると、そこに流れる交流電流をベ
ース電流補償回路の一部より入力より少し大きな信号を
位相補償回路を通してＡＣ帰還させることによって、供
給することが可能である。
おいて、横軸は周波数であり、縦軸は振幅である。差動
増幅器の入力インピーダンスの等価回路を抵抗とコンデ
ンサの並列に置き換えると、そこに流れる交流電流をベ
ース電流補償回路の一部より入力より少し大きな信号を
位相補償回路を通してＡＣ帰還させることによって、供
給することが可能である。
【００３３】そのため、ＡＣ帰還量のない時はグラフ
となり、式（１）で示されるｆｃ１でしかなかった帯域
が、上記のようにＡＣ帰還量を多くすることによってグ
ラフとなって、入力から見たＨＰＦ（ハイパスフィル
タ）のカットオフ周波数は、コンデンサ４の容量値をＣ
１，抵抗１５の抵抗値をＲ３で決められる周波数ｆｃ０
となる。
となり、式（１）で示されるｆｃ１でしかなかった帯域
が、上記のようにＡＣ帰還量を多くすることによってグ
ラフとなって、入力から見たＨＰＦ（ハイパスフィル
タ）のカットオフ周波数は、コンデンサ４の容量値をＣ
１，抵抗１５の抵抗値をＲ３で決められる周波数ｆｃ０
となる。
【００３４】たとえば、位相補償回路のコンデンサ３
７，３８が大きいと入力へのＡＣ帰還量が大きくなり、
入力インピーダンスを大きくすることが可能となり、入
力ＨＰＦのカットオフは下がる。また、ベース電流補償
回路のＭＯＳトランジスタのサイズを適当に選んでもＡ
Ｃ帰還量を変えることができる。
７，３８が大きいと入力へのＡＣ帰還量が大きくなり、
入力インピーダンスを大きくすることが可能となり、入
力ＨＰＦのカットオフは下がる。また、ベース電流補償
回路のＭＯＳトランジスタのサイズを適当に選んでもＡ
Ｃ帰還量を変えることができる。
【００３５】従って、ローノイズアンプにするため、初
段のアンプの電流を増加させても、十分に入力ＨＰＦの
カットオフを低く出来るため、信号の欠落のない広帯域
増幅器とすることができる。
段のアンプの電流を増加させても、十分に入力ＨＰＦの
カットオフを低く出来るため、信号の欠落のない広帯域
増幅器とすることができる。
【００３６】通常、増幅器として使用する場合は、電圧
源４３に適当な電位を与えて前記トランジスタ４１，４
２をオンさせておき、このときのトランジスタ４１，４
２は単純な抵抗と同じになる。一方、この回路をオフす
る場合には、電圧源４３の出力をＶＣＣにする。これに
よって、前記トランジスタ４１，４２がオフになり、こ
の回路の消費電流をほぼゼロにできる。すなわち、定電
流源１７をオフ、前記トランジスタ４１，４２オフさせ
ると、電流は流れず、回路を使用しない状態での消費電
流をゼロにできる。
源４３に適当な電位を与えて前記トランジスタ４１，４
２をオンさせておき、このときのトランジスタ４１，４
２は単純な抵抗と同じになる。一方、この回路をオフす
る場合には、電圧源４３の出力をＶＣＣにする。これに
よって、前記トランジスタ４１，４２がオフになり、こ
の回路の消費電流をほぼゼロにできる。すなわち、定電
流源１７をオフ、前記トランジスタ４１，４２オフさせ
ると、電流は流れず、回路を使用しない状態での消費電
流をゼロにできる。
【００３７】なお、本実施の形態では２９，３０，３
１，３２，３３，３４，３５，３６をＭＯＳトランジス
タとしたが、バイポーラートランジスタでもよい。また
４２，４３をＭＯＳトランジスタとしたが、４２，４３
はＰＮＰトランジスタと抵抗でもよい。
１，３２，３３，３４，３５，３６をＭＯＳトランジス
タとしたが、バイポーラートランジスタでもよい。また
４２，４３をＭＯＳトランジスタとしたが、４２，４３
はＰＮＰトランジスタと抵抗でもよい。
【００３８】
【発明の効果】以上のように本発明によると、磁気抵抗
の両端より半導体集積回路内で実現されたコンデンサを
介してベースに信号が入力される差動増幅器と、前記差
動増幅器のベース電位を与えるバイアス回路と、前記差
動増幅器のベース電流を補償するカレントミラー回路
と、前記カレントミラー回路の一部より交流信号を前記
差動増幅器の入力側に帰還させる位相補償回路とを備
え、前記差動増幅器の出力側から増幅信号を出力するの
で、ローノイズ化、広帯域化することができる優れた広
帯域ローノイズ差動増幅器を実現できるものである。
の両端より半導体集積回路内で実現されたコンデンサを
介してベースに信号が入力される差動増幅器と、前記差
動増幅器のベース電位を与えるバイアス回路と、前記差
動増幅器のベース電流を補償するカレントミラー回路
と、前記カレントミラー回路の一部より交流信号を前記
差動増幅器の入力側に帰還させる位相補償回路とを備
え、前記差動増幅器の出力側から増幅信号を出力するの
で、ローノイズ化、広帯域化することができる優れた広
帯域ローノイズ差動増幅器を実現できるものである。
【図１】本発明の（実施の形態１）における広帯域ロー
ノイズ差動増幅器の構成図
ノイズ差動増幅器の構成図
【図２】同実施の形態における広帯域ローノイズ差動増
幅器の回路図
幅器の回路図
【図３】本発明の（実施の形態２）における広帯域ロー
ノイズ差動増幅器の回路図
ノイズ差動増幅器の回路図
【図４】図３の動作を説明する図
【図５】従来の広帯域ローノイズ差動増幅器の構成図
１ 正相入力端子 ２ 逆相入力端子 ３ 磁気抵抗 ４，５ カップリングコンデンサ ６ 差動増幅器 ７ バイアス回路 ８ カレントミラー回路 ９ 位相補償回路 １０，１１，１７ 定電流源 １２，１３，１５，１６，２０，２１ 抵抗 ２２，４３ 定電圧源 １８，１９，２５〜２８ ＮＰＮトランジスタ ２３ 正相出力 ２４ 逆相出力 ４４ ＶＣＣ ４５ ＶＥＥ ２９〜３６，４１，４２ Ｐチャンネルトランジスタ ３７，３８ 位相補償用のコンデンサ ３９，４０ 位相補償用の抵抗
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） // Ｇ１１Ｂ 20/02 Ｇ１１Ｂ 20/02 Ｈ Ｆターム(参考） 5D080 FA13 JA02 5J066 AA01 AA12 CA41 CA62 FA10 FA17 FA19 HA02 HA10 HA18 HA25 HA29 KA00 KA05 KA09 KA12 KA46 MA04 MA11 MA23 ND01 ND11 ND22 ND23 PD02 SA10 TA01 5J090 AA01 AA12 CA41 CA62 FA10 FA17 FA19 HA02 HA10 HA18 HA25 HA29 KA00 KA05 KA09 KA12 KA46 MA04 MA11 MA23 MN02 NN12 SA10 TA01 5J091 AA01 AA12 CA41 CA62 FA10 FA17 FA19 GP02 HA02 HA10 HA18 HA25 HA29 KA00 KA05 KA09 KA12 KA46 MA04 MA11 MA23 SA10 TA01 5J092 AA01 AA12 CA41 CA62 FA10 FA17 FA19 HA02 HA10 HA18 HA25 HA29 KA00 KA05 KA09 KA12 KA46 MA04 MA11 MA23 SA10 TA01 UR14
Claims (6)
- 【請求項１】直流電位の異なる信号源抵抗である磁気抵
抗の出力を増幅する増幅器であって、 前記磁気抵抗の両端より半導体集積回路内で実現された
コンデンサを介してベースに信号が入力される差動増幅
器と、 前記差動増幅器のベース電位を与えるバイアス回路と、 前記差動増幅器のベース電流を補償するカレントミラー
回路と、 前記カレントミラー回路の一部より交流信号を前記差動
増幅器の入力側に帰還させる位相補償回路とを備え、前
記差動増幅器の出力側から増幅信号を出力する広帯域ロ
ーノイズ差動増幅器。 - 【請求項２】前記位相補償回路を、前記カレントミラー
回路の一部より交流信号をコンデンサと抵抗との直列接
続にて帰還させるように構成した請求項１記載の広帯域
ローノイズ差動増幅器。 - 【請求項３】位相補償回路の直列抵抗を、０Ωまたはそ
れに近く設定した請求項２記載の広帯域ローノイズ差動
増幅器。 - 【請求項４】前記位相補償回路を、入力交流信号より大
きなレベルの同相信号を前記カレントミラー回路の一部
より帰還させるよう構成した請求項１記載の広帯域ロー
ノイズ差動増幅器。 - 【請求項５】前記カレントミラー回路と直列に直流レベ
ルシフト回路を設けた請求項１記載の広帯域ローノイズ
差動増幅器。 - 【請求項６】前記位相補償回路を、入力交流信号より大
きなレベルの同相信号を前記カレントミラー回路の一部
より帰還させるよう構成するとともに、前記カレントミ
ラー回路と直列に直流レベルシフト回路を設けた請求項
１記載の広帯域ローノイズ差動増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000168329A JP2001345650A (ja) | 2000-06-06 | 2000-06-06 | 広帯域ローノイズ差動増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000168329A JP2001345650A (ja) | 2000-06-06 | 2000-06-06 | 広帯域ローノイズ差動増幅器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001345650A true JP2001345650A (ja) | 2001-12-14 |
Family
ID=18671346
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000168329A Withdrawn JP2001345650A (ja) | 2000-06-06 | 2000-06-06 | 広帯域ローノイズ差動増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001345650A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006115307A (ja) * | 2004-10-15 | 2006-04-27 | Mitsubishi Electric Corp | 高周波増幅器及び差動増幅器 |
| JP2008252244A (ja) * | 2007-03-29 | 2008-10-16 | New Japan Radio Co Ltd | 差動増幅回路 |
-
2000
- 2000-06-06 JP JP2000168329A patent/JP2001345650A/ja not_active Withdrawn
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006115307A (ja) * | 2004-10-15 | 2006-04-27 | Mitsubishi Electric Corp | 高周波増幅器及び差動増幅器 |
| JP2008252244A (ja) * | 2007-03-29 | 2008-10-16 | New Japan Radio Co Ltd | 差動増幅回路 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060410 |
|
| A761 | Written withdrawal of application |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A761 Effective date: 20070731 |