JP2001337120A

JP2001337120A - ジッター測定装置

Info

Publication number: JP2001337120A
Application number: JP2000161167A
Authority: JP
Inventors: Yoshio Hayashi; 美志夫林
Original assignee: Advantest Corp
Current assignee: Advantest Corp
Priority date: 2000-05-26
Filing date: 2000-05-26
Publication date: 2001-12-07

Abstract

(57)【要約】【課題】測定周波数帯域が広く、測定分解能が高く、
構成はシンプルで安価であり、リアルタイムに観測する
ことができるジッター測定装置。【解決手段】ジッターを含んだ繰り返し基本波の被
測定信号を入力する入力端子と、入力端子から入力す
る繰り返し基本波の被測定信号系とジッターを測定する
測定系とを分離するためのバッファアンプと、被測定
信号の基本波とその基本波の全ての高調波を除去する低
域通過フィルタと、低域通過フィルタを通過してきた
ＡＭ変調波の原因波及び原因波と基本波を元にした各種
差値波を増幅し観測できる振幅にする増幅器とから成
り、増幅器からのＡＭ変調波の原因波及び原因波と基
本波を元にした各種差値波をオシロスコープもしくはス
ペクトラムアナライザで観測するジッター測定装置であ
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、ロジック信号に
おけるジッター波形のリアルタイム観測及び定性的に定
量的に測定できるジッター測定装置に関する。ここで、
ジッター（jitter）とは信号の時間的ふらつきを言う。
信号の振幅や位相の迅速でしかも断続的な変化により信
号の時間的ふらつきが生じる。特にオシロスコープ上で
観測される信号波形の左右の振れをいう。

【０００２】

【従来の技術】先ず、ジッターについて若干説明する。
ロジック信号におけるジッターの原因は、大別してク
ロック源のゆらぎ、電源やＧＮＤ（グランド）レベル
の変動、各種ノイズによる影響の３つとされている。
ここでは、のクロック源のゆらぎは無視できるほど小
さいとして、電源やＧＮＤレベルの変動と、各種ノ
イズによる影響による原因について説明する。

【０００３】の電源やＧＮＤレベルの変動によるジッ
ターは、電源やＧＮＤレベルが変動するとロジック信号
が振幅方向に変化することによって発生する。つまり、
ＡＭ変調（振幅変調）を受ける。また、ロジック信号の
立上り／立下り時間は電源電圧の関数なので、電圧が高
くなると速くなり、電圧が低くなると遅くなる。つま
り、電源やＧＮＤレベルの変動により、ロジック素子に
加わる電源電圧が変化して、時間軸上のゆらぎであるジ
ッターが発生する。このとき、変動の元となった変動波
すなわちＡＭ変調波も存在する。

【０００４】の各種ノイズには、熱雑音、静電結合ノ
イズ（クロストーク）、電磁結合ノイズ（ラジエーショ
ン）がある。これらのノイズは何れもロジック素子特有
のトリガ誤差として、ジッターの原因になる。

【０００５】次に、トリガ誤差について説明する。トリ
ガ誤差はロジック素子が信号を伝達する際、特定のスレ
ッショルド電圧を入力信号が通過する時点を契機として
いることにより起きる誤差であって、出力信号には時間
軸上のゆらぎを発生する。図９及び図１０を用いて、コ
ンパレータなどの整形回路にノイズＥN ［Ｖ］を含んだ
正弦波信号が入力された場合のトリガ誤差の発生メカニ
ズムを説明する。ここでのトリガレベル電圧とは、ロジ
ックゲート等におけるスレッショルド電圧と同じと考え
る。Ｅs ［Ｖ］は信号の０−ピーク値を表わし、Ｔ
［Ｓ］は信号周期である。

【０００６】図９は、入力信号Ｖｓ＝Ｅs sinωt に
ノイズが重畳している波形である。その０Ｖレベルとト
リガレベル電圧とが一致している状態とする。このと
き、トリガレベル付近の信号傾斜は、図１０に示すよう
に、となる。一方トリガ誤差を、±ΔＴとすると、これが
最大となるのは、図１０に示すように、ノイズのピーク
点でトリガされたときである。ここで、●点はこの系の
トリガ点であり、×点はノイズによりトリガした点であ
る。このときは図１０から明らかなように、ＥN ／ΔＴ＝２πＥs ／Ｔが成り立つ。よって、 ΔＴ＝（１／２π）・（ＥN ／Ｅs ）・Ｔとなり、トリガ誤差ΔＴがＳ／Ｎ比と周期の関数として
表される。

【０００７】ここで、２πＥs ／Ｔはスレッショルド
（トリガレベル）付近の信号傾斜、つまり、スルーレー
ト［Ｖ／Ｓ］を示すから、のように表現できる。この式から、トリガ誤差に帰因す
るジッターは、ノイズ電圧ＥN が一定であれば、ロジッ
ク素子の立上り／立下り時間が小さいほど、つまりスル
ーレートが大きいほど小さくなることが理解できる。

【０００８】ロジック信号にノイズが含まれるというこ
とは、信号とノイズが重畳していること、つまり電圧軸
で加算されていることになり、別言すると、変調波であ
るノイズによってロジック信号が振幅変調（ＡＭ変調）
を受けていると言える。ここで注意すべき点は、中波ラ
ジオ放送等に使われているＡＭ変調波は、（変調周波数）《（キャリア周波数）であるが、ノイズによるＡＭ変調では変調周波数と信号
周波数の大小関係は特定の関係が無く、未定である。つ
まり、大きかったり、等しかったり、小さかったりす
る。ただここで重要なことは、ジッターの原因となるノ
イズがＡＭ変調波として信号波と共存しているという事
実である。従って、信号波のみを効率良く除去すれば、
ジッターの原因となっているノイズを直接観測できるこ
とになる。

【０００９】ジッターの測定装置の従来技術としては、
本出願人が先に出願した特開平５−１０７２８７（特願
平３−２７０７２６）「ジッタ解析装置」がある。図１
１に先願発明の図面を示す。詳細は公開特許公報に記載
されているので省略し、概要を説明する。目的はパルス
幅ジッターの周波数解析と、パルス幅の測定を比較的簡
単に行う構成である。解決手段は、入力端子６１からの
入力パルスの一方のエッジの周期Ｐｋを連続周期測定回
路６４で測定し、入力パルスの一方のエッジから他方の
エッジまでの時間間隔（パルス幅）Ｗｋを時間間隔測定
回路６５で測定し、順次得られた周期データＰ1,Ｐ2,Ｐ
3 …、パルス幅Ｗ1,Ｗ2,Ｗ3,Ｗ4 …とから、測定開始時
刻０にＷ1 が、時刻ｔ1 ＝Ｐ1 にＷ2 が、時刻ｔ2 ＝Ｐ
1 ＋Ｐ2 にＷ3 が、時刻ｔ3 ＝Ｐ1 ＋Ｐ2 ＋Ｐ3 にＷ4
が…それぞれ得られたとして、これらＷk の時間変化状
況から、等時間間隔で得られたと見なせるパルス幅Ｗs
1、Ｗs2、Ｗs3…を直線補間法により算出し、そのデー
タＷs1、Ｗs2、Ｗs3…をＦＦＴ変換してパルス幅ジッタ
ーの周波数成分を得るようにしている。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】先願発明も、ロジック
回路のパルス幅ジッターとパルス幅の測定を以前の技術
と比較して比較的簡単なハードの構成でもって解析で
き、測定周波数帯域は５ＭＨｚ程度ではあるが、例えば
回転体の回転ムラ解析などで有効であった。しかしなが
ら、この分野の技術的要求は厳しくなっている。ロジッ
ク回路上のジッターは、招かざる客であり、通常は所定
値まで除去することが命題である。その際に、ジッター
の素性の正確な把握が必要であり、そのためにはジッタ
ー波形の正確な観測手段、できればリアルタイムでの観
測手段が望まれている。

【００１１】この発明の目的は、より測定周波数帯域を
広くし、分解能を高くし、構成を簡素化し、コスト低減
を求め、リアルタイム観測ができるジッター測定装置を
提供することにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、この発明はロジック素子で発生するジッターの源は
ＡＭ変調であり、ＡＭ変調波としての原因波fjが存在す
ることに注目し、この原因波fjと、被測定信号の基本波
foと原因波fjとを元にした各種差値波をリアルタイムに
高精度に観測するものである。発明の構成について述べ
る。

【００１３】第１発明は基本的な発明である。つまり、
ジッターを含んだ繰り返し基本波周波数（fo）の被測
定信号を入力する入力端子と、入力端子から入力する
繰り返し基本波の被測定信号系とジッターを測定する測
定系とを分離するためのバッファアンプと、被測定信
号の基本波（fo）とその基本波周波数（fo）の全ての高
調波を除去する低域通過フィルタと、低域通過フィル
タを通過してきたＡＭ変調波の原因波（fj）及び原因波
（fj）と基本波（fo）を元にした各種差値波を増幅し観
測できる振幅にする増幅器とから成り、増幅器からの
ＡＭ変調波の原因波（fj）及び原因波（fj）と基本波
（fo）を元にした各種差値波を、オシロスコープもしく
はスペクトラムアナライザで観測するジッター測定装置
である。

【００１４】第２発明は、第１発明の低域通過フィルタ
の適切な遮断周波数（fc）値を明記したものである。つ
まり、第１発明において、低域通過フィルタの遮断周波
数（fc）の値は、下限が繰り返し周波数の１／２（fo／
２）であり、上限が繰り返し周波数（fo）の範囲であっ
て、所定の遮断周波数（fc）としたジッター測定装置で
ある。第３発明は、第１発明の低域通過フィルタに換
えてノッチフィルタを用いたものである。つまり、第１
発明において、低域通過フィルタに換え、繰り返し基本
波周波数（fo）の基本周波数（fo）、２次高調波（２f
o）、３次高調波（３fo）、４次高調波（４fo）及び５
次高調波（５fo）のそれぞれのバンドストップフィルタ
であるノッチフィルタを並列に接続したジッター測定装
置である。

【００１５】第４発明は、複数種類のロジック電圧に対
応させるために、汎用性を持たした発明である。そこ
で、入力部に所定のトリガレベル電圧で動作するコンパ
レータを用い、低域通過フィルターに遮断周波数可変の
低域通過フィルターを用いる。つまり、ジッターを含
んだ繰り返し基本波周波数（fo）の被測定信号を入力す
る入力端子と、入力端子からの繰り返し基本波をトリ
ガレベル電圧で電圧比較するコンパレータと、コンパ
レータの出力信号をフリップフロップで１／２分周した
後にワンショット回路を通しその出力を平均化回路で平
均化し遮断周波数可変の低域通過フィルタに帰還して遮
断周波数（fc）を可変し、一方、コンパレータの出力信
号をゲート回路を通して上記遮断周波数可変の低域通過
フィルタに与えてその出力信号を増幅器に出力する遮断
周波数可変の低域通過フィルタと、遮断周波数可変の
低域通過フィルタの出力信号を観測できる振幅に増幅す
る増幅器とから成り、増幅器からのＡＭ変調波の原因
波（fj）及び原因波（fj）と基本波（fo）を元にした各
種差値波を、オシロスコープもしくはスペクトラムアナ
ライザで観測するジッター測定装置である。

【００１６】第５発明は、第４発明を具体化した発明で
ある。つまり、第４発明において、コンパレータの出力
信号を差動出力のゲート回路を通してそれぞれの信号を
２つの遮断周波数可変の低域通過フィルタに与えてその
出力信号を差動増幅器に出力する２つの遮断周波数可変
の低域通過フィルタと、上記２つの遮断周波数可変の低
域通過フィルタの出力信号を観測できる振幅に増幅する
差動アンプとを有するジッター測定装置である。

【００１７】

【発明の実施の形態】発明の実施の形態を実施例に基づ
き図面を参照して説明する。図１に本発明の一実施例の
基本的な構成図を、図２に本発明の具体的な回路構成図
の一例を、図３に本発明の他の実施例の構成図を、図４
にＴ型低域通過フィルタ３１の周波数特性図の例を、図
５に本発明品の実験に供したジッター発生回路の構成図
を、図６に本発明品の実験結果の周波数特性図とジッタ
ー値の傾向図を、図７に入力端子と出力端子でのスペク
トラムの図を、図８にＡＭ変調波の原因波fjのスペクト
ラムの図を示す。

【００１８】先ず、図１から説明する。入力端子１１に
入力される被測定信号はジッターを含んだ繰り返し基本
波周波数foである。波形の形は、正弦波や矩形波や三角
波など何れでも良い。ジッター測定回路１０の入力端子
１１に入力された被測定信号は、バッファアンプ２０に
伝送される。バッファアンプ２０は、被測定信号系と測
定系を分離するためのもので、アナログ信号であればボ
ルテージフォロアなどを使い、ロジック信号であれば直
接ロジック素子で受けても良い。

【００１９】バッファアンプ２０からの被測定信号は低
域通過フィルタ３０に入力される。低域通過フィルタ３
０は、被測定信号の基本波foとその全ての高調波を著し
く減衰させるもので、例えば、被測定信号が振幅８００
ｍＶのＥＣＬロジック信号の場合には、６０ｄＢ以上、
つまり１／１０００以下の減衰が必要である。減衰特性
は鋭いほど良い。当然ながら、遮断周波数fcの上限は被
測定信号の基本波foであり、下限はfo／２である。理由
は後述する。

【００２０】低域通過フィルタ３０からのＡＭ変調波
は、増幅器４０で増幅される。増幅器４０は低域通過フ
ィルタ３０を通過したＡＭ変調波を増幅するのが目的で
あり、入力信号が通常数ｍＶ前後であるので、これをオ
シロスコープ５１やスペクトラムアナライザ５２で観測
し易い振幅、およそ１００ｍＶ以上まで増幅する。つま
り、３０ｄＢ以上の利得が必要になる。増幅器４０から
のＡＭ変調波はジッター測定回路１０の出力端子１２か
ら切替スイッチ５０に出力される。切替スイッチ５０
は、出力信号をオシロスコープ５１側もしくはスペクト
ラムアナライザ５２側に切り換えるものであり、いずれ
かの測定器を直接接続するときには不要である。

【００２１】オシロスコープ５１は、ＡＭ変調波の時間
変化波形を観測するときに用い、ＡＭ変調波の原因波fj
が１つのときに有効である。スペクトラムアナライザ５
２は、ＡＭ変調波の周波数成分を観測するときに用い、
ＡＭ変調波の原因波fjが複数存在するときに有効であ
る。

【００２２】図２に具体的な一例の回路構成図を示す。
この発明品の実験に供したジッター発生回路の構成図を
図５に示す。図５のジッター発生回路は、被測定信号を
擬似的に発生している。このジッター発生回路は、ＥＣ
ＬゲートＧ1 と約４０ｃｍの同軸ケーブルを用いて、約
２００ＭＨｚの信号を発振する遅延発振器を構成し、そ
の発振周波数に信号発生器からの信号を重畳する形で実
現している。ＥＣＬゲートＧ1 を通るときにトリガ誤差
によるジッターが発生する。つまり、信号発生器がノイ
ズ源に相当する。

【００２３】ジッター発生回路からの被測定信号は図２
のＥＣＬゲート２１に入力される。このＥＣＬゲート２
１の出力は反転及び非反転の出力端子があり、その両出
力を利用する。その理由の１つは、ＥＣＬゲートの出力
レベルが温度により変動するので、差動動作させてその
影響を緩和させることにある。他の理由は、両出力を差
動アンプＡ1 に入力して減算を実施するので、結果的に
２倍の利得が得られ、差動アンプＡ1 の利得負担が軽く
なることである。

【００２４】低域通過フィルタ３０には、４ケ所にＴ型
低域通過フィルタ３１が使用されている。このＴ型低域
通過フィルタ３１の周波数特性を図４に示す。−３ｄＢ
点は約９０ＭＨｚとした。ボルテージフォロアＢ1 とＢ
2 とは広帯域バッファアンプであるが、インピーダンス
整合に問題なければ省略できる。増幅器４０のアンプＡ
3 は最終出力用アンプであり、観測上の便宜を図るため
にオフセットの調整ができるようにした。

【００２５】総合的に、アンプの利得は全体で３６倍、
低域通過フィルタの減衰量は全体で１／１０００であ
る。ＥＣＬ信号の振幅は８００ｍＶであるから、いま図
５のジッター発生回路のＱ点に、１００ＫＨｚ、２ｍＶ
のノイズを印加したとすると、基本波（２００ＭＨｚ）：８００ｍＶ÷１０００＝０．
８ｍＶノイズ（１００ＫＨｚ）：２ｍＶ×３６＝７２ｍＶとなり、ノイズが優勢となる。

【００２６】図７（ａ）に入力端子１１のスペクトラム
を、図７（ｂ）に出力端子１２のスペクトラムを示す。
ここで、入力端子１１でのスペクトラムは理想的なスペ
クトラムアナライザ５２を使用した場合であり、通常２
００ＭＨｚの信号に対して１００ＫＨｚ、２ｍＶのノイ
ズは同一表示面では観測できない。また、ノイズフロア
に埋もれて見えないこともある。２００ＭＨｚの基本波
によって、４００ＭＨｚの２次高調波、６００ＭＨｚの
３次高調波が発生している。図７（ｂ）の出力波形は、
基本波２００ＭＨｚが減衰され、ノイズが強く表示され
る。

【００２７】次に、低域通過フィルタの遮断周波数fcの
選び方について説明する。単純に考えると、遮断周波数
fcは被測定周波数の基本波周波数foに近づけるほど帯域
が広がるので良いように見える。しかしながら、実際に
は基本周波数foまでの主なものだけでも以下の周波数成
分が発生している。ここで、fjはＡＭ変調波の原因波fj
であり、ジッター周波数あるいはノイズ周波数ともいわ
れている。

【００２８】図８にＡＭ変調波の原因波fjのスペクトラ
ムの図を示す。図８（ａ）は fj が、０＜fj≦fo／２、
のときのスペクトラムであり、は（fj）を、は（fo
−fj）を、は fo-{(fo-fj)-fj}=（２fj）を示してい
る。なお、矢印の方向は、fjの周波数を上げたときに移
動する方向である。図８（ｂ）は fj が、fo／２＜fj≦
fo、のときのスペクトラムであり、は（fj）を、は
（fo−fj）を、は fo-{fj-(fo-fj)}=２(fo-fj) を示
している。

【００２９】図８（ｃ）は fj が、fo＜fj≦３fo／２、
のときのスペクトラムであり、は（fj−fo）を示して
いる。他はレベルが下がって無視できる。図８（ｄ）は
fj が、３fo／２＜fj≦２fo、のときのスペクトラムで
あり、はfo-(fj-fo)＝（２fo−fj）を示している。他
はレベルが下がって無視できる。

【００３０】以上、図８を用いてＡＭ変調波の原因波fj
のスペクトラムの図を説明したが、図８（ａ）及び図８
（ｂ）の場合には、ひとつの原因に対して主なものだけ
で３本のスペクトラムが生じる。このことは原因を特定
するときに、レベルの最も大きいものがfjという見当は
つけられるが、多少の障害となる。改善したいときは低
域通過フィルタ３０の遮断周波数fcを、fo／２に設定
すれば、何れの場合もひとつの原因につきスペクトラム
は１本となる。

【００３１】次に、原因波fjの特定について説明する。
低域通過フィルタの遮断周波数fcを、fo／２にして測定
するものとし、fj が、０＜fj＜２fo の範囲で存在す
る可能性があるとする。図８で検討したように、現れた
１本のスペクトラムに対しては以下の４通りの可能性が
ある。（ａ）fjそのもの、（ｂ）fo−fj、（ｃ）fj−fo、
（ｄ）２fo−fj、foは既知であるので、上記４つのうち
のどのケースなのかが特定できれば、fjは特定できるこ
とになる。その方法は以下の２つである。

【００３２】（１）４通りの各場合のfjを先ず求める。
例えば、観測されたスペクトラムの周波数が４５ＭＨｚ
で、fo＝２００ＭＨｚとすると、（ａ）４５MHz、
（ｂ）１５５MHz、（ｃ）２４５MHz、（ｄ）３５５MH
z、と求まる。設計者であれば、測定点の周囲にどんな
信号源があるか承知しているので、上記４つの候補から
ひとつを絞り込むのは難しいことではない。

【００３３】（２）特定を補助する方法になるが、通
常、クロック用発振器などは調整の必要性から発振周波
数を可変できるように設計されているので、foもしくは
fjの候補と思われるものの周波数を可変してみることで
ある。その結果、 fjの周波数を上げたときにスペクトラムが右に移動すれ
ば、ａ、ｃのケース fjの周波数を上げたときにスペクトラムが左に移動すれ
ば、ｂ、ｄのケース foの周波数を上げたときにスペクトラムが右に移動すれ
ば、ｂ、ｄのケース foの周波数を上げたときにスペクトラムが左に移動すれ
ば、ｃのケース foの周波数を上げたときにスペクトラムが移動しなけれ
ば、ａのケースとなる。

【００３４】図６にスペクトラムアナライザで出力レベ
ルを観測した結果の周波数特性図とジッター値の傾向図
の例を示す。ジッター値としての定量化は下記の考え方
で行った。ノイズ電圧ＥN は、ＥN ＝（出力電圧）／（アンプの利得）であることから、前述の数式を用いて、 ΔＴ［Ｓ］＝ＥN ［Ｖ］／スルーレート［Ｖ／Ｓ］＝出力電圧［Ｖ］／｛スルーレート［Ｖ／Ｓ］・アンプの利得｝として観測した。

【００３５】図３に他の実施例の構成図を示す。これ
は、複数種類のロジック電圧に対応できるように汎用性
を持たせたものである。そこで入力部２３にトリガレベ
ル電圧２５で動作するコンパレータ２４を用い、低域通
過フィルタ３３に遮断周波数可変の低域通過フィルタ３
４ｉ（ｉ＝１〜２）を用いた。遮断周波数可変の低域通
過フィルタ３４ｉは、例えばバリアブル・キャパシタを
用いることにより構成できる。バリアブル・キャパシタ
に適切な印加電圧を供給するために次の構成とした。

【００３６】コンパレータ２４の出力をフリップフロッ
プ３６で１／２分周した後に、ワンショット回路３７を
通し、その出力電圧を平均化回路３８で平均化する。こ
れにより、被測定信号の周波数に応じた直流電圧が得ら
れるので、この直流電圧をバリアブル・キャパシタの印
加電圧として遮断周波数可変の低域通過フィルタ３４ｉ
の遮断周波数fcを変化させる。例えば常に、被測定信号
の基本周波数foの１／２になるように制御する。遮断周
波数可変の低域通過フィルタ３４ｉは１つでも良いし、
図３に示すようにＥＣＬゲート３５を用いて２つにして
も良い。増幅器４３には、作動アンプ４４を用いても良
い。

【００３７】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、従来の観測
帯域は５ＭＨｚ程度であったが、この発明ではジッター
を含んだ繰り返し周波数foの２倍程度まで測定領域を広
げることができ、広帯域の観測が可能になった。特に、
今後詳細なジッター解析が要求される１００ＭＨｚ〜１
ＧＨｚ帯の使用に向いている。

【００３８】従来のジッター値測定はたかだか２ps程度
であったが、この発明の測定限界、つまり何psのジッタ
ー値まで見られるかは原理的には無く、半導体素子の持
つ熱雑音が拒むレベルが限界と言える。そのレベルはお
よそ０．１ps rmsであろう。つまり、測定分解能が非常
に高くなる。

【００３９】この発明は、ジッターのＡＭ変調的性格に
焦点を合わせた測定手段であり、構成は非常にシンプル
であり、かつ従来比のコストは１／４程度で実現するこ
とができる。しかも、リアルタイム観測が可能である。
このように、この発明は、実用に際して、その効果は非
常に大である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の基本的な構成図である。

【図２】本発明の具体的な一例の回路構成図である。

【図３】本発明の他の実施例の構成図である。

【図４】本発明に用いたＴ型低域通過フィルターの周波
数特性図である。

【図５】本発明品の実験に供したジッター発生回路の構
成図である。

【図６】本発明品の実験結果の周波数特性図とジッター
値の傾向図である。

【図７】本発明品の入力端子及び出力端子でのスペクト
ラムの図である。

【図８】ＡＭ変調波の原因波fjのスペクトラムの図であ
る。

【図９】入力信号Ｅｓ sinωt にノイズが重畳してい
る波形図である。

【図１０】トリガ誤差の発生メカニズムの説明図であ
る。

【図１１】従来技術の一例の構成図である。

【符号の説明】

１０ジッター測定回路１１入力端子１２出力端子２０バッファアンプ２１ＥＣＬゲート２３入力部２４コンパレータ２５トリガレベル電圧３０、３３低域通過フィルタ３１Ｔ型低域通過フィルタ３４₁、３４₂ 遮断周波数可変の低域通過フィルタ３５ＥＣＬゲート３６フリップフロップ３７ワンショット回路３８平均化回路４０、４３増幅器４４差動アンプ５０切替スイッチ５１オシロスコープ５２スペクトラムアナライザ６１入力端子６４連続周期測定回路６５時間間隔測定回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ジッターを含んだ繰り返し基本波周波数
（fo）の被測定信号を入力する入力端子と、入力端子から入力する繰り返し基本波の被測定信号系と
ジッターを測定する測定系とを分離するためのバッファ
アンプと、被測定信号の基本波周波数（fo）とその基本波周波数
（fo）の全ての高調波を除去する低域通過フィルタと、上記低域通過フィルタを通過してきたＡＭ変調波の原因
波（fj）及び原因波（fj）と基本波周波数（fo）を元に
した各種差値波を増幅し観測できる振幅にする増幅器
と、から成り、上記増幅器からのＡＭ変調波の原因波（fj）
及び原因波（fj）と基本波周波数（fo）を元にした各種
差値波を、オシロスコープもしくはスペクトラムアナラ
イザで観測することを特徴とするジッター測定装置。
【請求項２】低域通過フィルタの遮断周波数（fc）の
値は、下限が繰り返し基本波周波数（fo）の１／２であ
り、上限が繰り返し基本波周波数（fo）の範囲内であっ
て、所定の遮断周波数（fc）としたことを特徴とする請
求項１記載のジッター測定装置。
【請求項３】低域通過フィルタに換え、繰り返し基本
波周波数（fo）の基本周波数（fo）、２次高調波（２f
o）、３次高調波（３fo）、４次高調波（４fo）及び５
次高調波（５fo）のそれぞれのバンドストップフィルタ
であるノッチフィルタを並列に接続したことを特徴とす
る請求項１記載のジッター測定装置。
【請求項４】ジッターを含んだ繰り返し基本波周波数
（fo）の被測定信号を入力する入力端子と、上記入力端子からの繰り返し基本波をトリガレベル電圧
で電圧比較するコンパレータと、コンパレータの出力信号をフリップフロップで１／２分
周した後にワンショット回路を通しその出力を平均化回
路で平均化し遮断周波数可変の低域通過フィルタに帰還
して遮断周波数（fc）を可変し、一方、コンパレータの
出力信号をゲート回路を通して上記遮断周波数可変の低
域通過フィルタに与えてその出力信号を増幅器に出力す
る遮断周波数可変の低域通過フィルタと、上記遮断周波数可変の低域通過フィルタの出力信号を観
測できる振幅に増幅する増幅器と、から成り、上記増幅器からのＡＭ変調波の原因波（fj）
及び原因波（fj）と基本波周波数（fo）を元にした各種
差値波を、オシロスコープもしくはスペクトラムアナラ
イザで観測することを特徴とするジッター測定装置。
【請求項５】コンパレータの出力信号をＥＣＬゲート
回路を通してそれぞれの信号を２つの遮断周波数可変の
低域通過フィルタに与えその出力信号を差動増幅器に出
力する２つの遮断周波数可変の低域通過フィルタと、上
記２つの遮断周波数可変の低域通過フィルタの出力信号
を観測できる振幅に増幅する差動アンプと、を具備する
ことを特徴とする請求項４記載のジッター測定装置。