JP2001312320A

JP2001312320A - 電子回路用の定電圧発生回路

Info

Publication number: JP2001312320A
Application number: JP2001035697A
Authority: JP
Inventors: Tadao Kadowaki; 忠雄門脇; Yoshiki Makiuchi; 佳樹牧内; Shinji Nakamiya; 信二中宮
Original assignee: Seiko Epson Corp
Current assignee: Seiko Epson Corp
Priority date: 1997-03-04
Filing date: 2001-02-13
Publication date: 2001-11-09
Anticipated expiration: 2018-03-03
Also published as: JP4164622B2

Abstract

(57)【要約】【課題】温度変化に伴う値の変動の少ない電子回路用
定電圧を生成する定電圧発生回路を提供する。【解決手段】定電圧を生成する定電圧発生回路１００
である。前記定電圧発生回路１００は、基準電圧を生成
する第１の電圧生成回路１１０と、前記基準電圧と所定
の相関をもつ前記定電圧を生成する第２の電圧生成回路
１３０とを含む。前記第１の電圧生成回路１１０は、定
電流を供給する第１の定電流源１５０−１と、前記定電
流が通電され、所定の電位を基準とした前記基準電圧を
出力する第１の電圧制御用トランジスタ１１２とを含
み、前記定電流は、前記第１の電圧制御用トランジスタ
１１２の飽和動作領域の値に設定される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電子回路、半導体
装置、電子機器および時計に関する。

【０００２】

【背景技術及び発明が解決しようとする課題】従来よ
り、定電圧を出力する定電圧発生回路と、前記定電圧に
より駆動される水晶発振回路とを含んで構成される電子
回路が知られている。このような電子回路は、時計、電
話、コンピュータ端末などに広く用いられている。

【０００３】特に、近年の電子機器の小型化に伴い、こ
のような電子回路は、小型で低消費電力型のＩＣとして
形成されることが多い。

【０００４】しかし、ＩＣとして形成さる電子回路は、
定電圧発生回路から出力される定電圧が、温度による影
響を受けて変動してしまうという問題がある。

【０００５】特に、定電圧発生回路の出力する定電圧に
よって駆動される水晶発振回路では、前記定電圧が変動
すると、水晶発振回路の発振周波数も変動してしまう。
このため、この水晶発振回路の発振周波数を元に、動作
用の基準クロックを生成している電子回路においては、
正確な計時動作を行うことができないという問題が生ず
る。例えば、腕時計等を例に取ると、腕時計の使用環境
は、低温から高温にわたり広範囲に及んでいる。従っ
て、従来の電子回路をこのような腕時計に使用すると、
定電圧発生回路の出力する定電圧の電圧変動が、表示す
る時刻の誤差となって現れてしまう。

【０００６】また、定電圧発生回路から出力される定電
圧の絶対値は、これによって駆動される水晶発振回路の
発振停止電圧の絶対値より、常に大きな値に設定する必
要がある。発振停止電圧を下回ると、水晶発振回路が動
作できなくなるからである。

【０００７】ところが、水晶発振回路の消費電力は、定
電圧発生回路から供給される定電圧の二乗に比例する。
このため、電子回路の消費電力を低減するという観点か
らは、定電圧発生回路から出力される定電圧の値を、前
記水晶発振回路の発振停止電圧を上回るという条件を満
たす範囲で、できるだけ小さな値に設定することが必要
となる。

【０００８】このような電子回路を半導体回路として形
成すると、不純物の打ち込み誤差等の影響により、定電
圧発生回路から出力される定電圧の値や、水晶発振回路
の発振停止電圧の値も微妙に変動する。

【０００９】しかし、従来の電子回路では、定電圧発生
回路から出力される定電圧の値を微調整することができ
なかったため、このような変動分のリスクを考慮して、
前記定電圧の値を、予想される発振停止電圧の値より十
分余裕を持って大きく設定する必要があった。このた
め、水晶発振回路を必要以上に高い電圧で駆動してしま
うこととなり、この面からも電子回路の消費電力の低減
を図ることが難しいという問題があった。

【００１０】本発明は、このような課題に鑑みて成され
たものであり、その第１の目的は、定電圧発生回路から
出力される定電圧の値の、温度変化に伴う変動の少ない
電子回路、半導体装置、電子機器および時計を提供する
ことにある。

【００１１】本発明の他の目的は、定電圧発生回路から
出力される定電圧の値を微調整することができる電子回
路、半導体装置、電子機器および時計を提供することに
ある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明は、電子回路用の
定電圧を生成する定電圧発生回路において、基準電圧を
生成する第１の電圧生成回路と、前記基準電圧と所定の
相関をもつ前記定電圧を生成する第２の電圧生成回路
と、を含み、前記第１の電圧生成回路は、定電流を供給
する第１の定電流源と、前記定電流が通電され、所定の
電位を基準とした前記基準電圧を出力する第１の電圧制
御用トランジスタを用いた回路とを含み、前記定電流
は、前記第１の電圧制御用トランジスタの飽和動作領域
の値に設定されたことを特徴とする。

【００１３】

【発明の実施の形態】前記第１の目的を達成するため、
本実施の形態は、定電圧を生成する定電圧発生回路を含
む電子回路において、前記定電圧発生回路は、基準電圧
を生成する第１の電圧生成回路と、前記基準電圧と所定
の相関をもつ前記定電圧を生成する第２の電圧生成回路
と、を含み、前記第１の電圧生成回路は、定電流を供給
する第１の定電流源と、前記定電流が通電され、所定の
電位を基準とした前記基準電圧を出力する第１の電圧制
御用トランジスタを用いた回路とを含み、前記定電流
は、前記第１の電圧制御用トランジスタの飽和動作領域
の値に設定されたことを特徴とする。

【００１４】ここにおいて、前記第２の電圧生成回路
は、前記基準電圧と参照電圧とを差動増幅する差動増幅
器と、定電流を供給する第２の定電流源と、前記定電流
が供給される第２の電圧制御用トランジスタを用いた回
路と、前記第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路
と直列接続され前記定電流が供給されるとともに、前記
差動増幅器の出力により抵抗値が制御される出力用トラ
ンジスタと、を含み、所定の電位を基準として、前記第
２の電圧制御用トランジスタを用いた回路の一端側から
前記参照電圧を出力し、他端側から前記定電圧を出力す
るように形成され、前記定電流は、前記第２の電圧制御
用トランジスタの飽和動作領域の値に設定することが好
ましい。

【００１５】また、本実施の形態は、定電圧を生成する
定電圧発生回路を含む電子回路において、前記定電圧発
生回路は、基準電圧を生成する第１の電圧生成回路と、
前記定電圧と所定の相関をもつ参照電圧及び前記定電圧
を生成する第２の電圧生成回路と、を含み、前記第２の
電圧生成回路は、前記基準電圧と参照電圧とを差動増幅
する差動増幅器と、定電流を供給する第２の定電流源
と、前記定電流が供給される第２の電圧制御用トランジ
スタを用いた回路と、前記第２の電圧制御用トランジス
タを用いた回路と直列接続され前記定電流が供給される
とともに、前記差動増幅器の出力により抵抗値が制御さ
れる出力用トランジスタと、を含み、所定の電位を基準
として、前記第２の電圧制御用トランジスタを用いた回
路の一端側から前記参照電圧を出力し、他端側から前記
定電圧を出力するように形成され、前記定電流は、前記
第２の電圧制御用トランジスタの飽和動作領域の値に設
定されたことを特徴とする。

【００１６】本実施の形態のように、定電流源が供給さ
れる定電流の値を、電圧制御用トランジスタの飽和動作
領域の値に設定することにより、電子回路が使用される
環境に多少の温度変化が発生し、定電流源から供給され
る定電流の値が多少変動したとしても、電圧制御用トラ
ンジスタの両端電圧の変動量は無視する程度の値とな
る。従って、第１の電圧生成回路及び第２の電圧生成回
路の少なくとも一方から出力される基準電圧及び参照電
圧の少なくとも一方の値は、温度変化の影響を受けるこ
となくほぼ一定の値となり、この結果、定電圧発生回路
は、常に一定の定電圧を出力することができる。

【００１７】このように、本実施の形態の電子回路によ
れば、定電圧発生回路から、周囲の温度が変化しても、
その値の変動の少ない定電圧を生成し出力することが可
能となる。

【００１８】特に、前記定電圧発生回路から出力される
定電圧を、水晶発振回路駆動用の電圧として用いること
により、周囲の温度が変動しても発振回路から出力され
る発振周波数を常に一定に保つことが可能となり、この
結果、発振回路の発振出力から正確な動作基準信号を生
成することが可能となる。

【００１９】ここにおいて、前記電圧制御用トランジス
タとしては、電界効果トランジスタを用いることが好ま
しい。さらに好ましくは、ゲートとドレインとを短絡し
た電界効果トランジスタを用いることが好ましい。

【００２０】また、前記他の目的を達成するため、本実
施の形態は、定電圧を生成する定電圧発生回路を含む電
子回路において、前記定電圧発生回路は、基準電圧を生
成する第１の電圧生成回路と、前記基準電圧と所定の相
関をもつ前記定電圧を生成する第２の電圧生成回路と、
を含み、前記第１の電圧生成回路は、定電流を供給する
第１の定電流源と、前記定電流が通電され、所定の電位
を基準とした前記基準電圧を出力する第１の電圧制御用
トランジスタを用いた回路とを含み、前記第１の電圧制
御用トランジスタは、電流増幅率が夫々異なる複数のト
ランジスタの中から、いずれか１つのトランジスタを前
記第１の電圧制御用トランジスタとして選択使用するよ
うに形成されたことを特徴とする。

【００２１】ここにおいて、前記第２の電圧生成回路
は、前記基準電圧と参照電圧とを差動増幅する差動増幅
器と、定電流を供給する第２の定電流源と、前記定電流
が供給される第２の電圧制御用トランジスタを用いた回
路と、前記第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路
と直列接続され前記定電流が供給されるとともに、前記
差動増幅器の出力により抵抗値が制御される出力用トラ
ンジスタと、を含み、前記第２の電圧制御用トランジス
タを用いた回路の一端側及び他端側から所定の電位を基
準とした前記参照電圧及び前記定電圧を出力するように
形成され、前記第２の電圧制御用トランジスタは、電流
増幅率が夫々異なる複数のトランジスタの中から、いず
れか１つのトランジスタを前記第２の電圧制御用トラン
ジスタとして選択使用するように形成されることが好ま
しい。

【００２２】また、本実施の形態は、定電圧を生成する
定電圧発生回路を含む電子回路において、前記定電圧発
生回路は、基準電圧を生成する第１の電圧生成回路と、
前記定電圧と所定の相関をもつ参照電圧及び前記定電圧
を生成する第２の電圧生成回路と、を含み、前記第２の
電圧生成回路は、前記基準電圧と参照電圧とを差動増幅
する差動増幅器と、定電流を供給する第２の定電流源
と、前記定電流が供給される第２の電圧制御用トランジ
スタを用いた回路と、前記第２の電圧制御用トランジス
タを用いた回路と直列接続され前記定電流が供給される
とともに、前記差動増幅器の出力により抵抗値が制御さ
れる出力用トランジスタと、を含み、前記第２の電圧制
御用トランジスタを用いた回路の一端側及び他端側から
所定の電位を基準とした前記参照電圧及び前記定電圧を
出力するように形成され、前記第２の電圧制御用トラン
ジスタは、電流増幅率が夫々異なる複数のトランジスタ
の中から、いずれか１つのトランジスタを前記第２の電
圧制御用トランジスタとして選択使用するように形成さ
れたことを特徴とする。

【００２３】本実施の形態の電子回路は、電流増幅率が
異なる複数のトランジスタの中から、任意のトランジス
タを電圧制御用トランジスタとして選択使用する。これ
により、前記基準電圧及び参照電圧の少なくとも一方の
値を微調整し、電圧生成回路から出力される定電圧の値
を、微調整することが可能となる。

【００２４】従って、本実施の形態の定電圧発生回路か
ら出力される定電圧を、水晶発振回路の駆動用の電圧と
して用いることにより、前記駆動用の電圧を、水晶発振
回路の発振停止電圧に合わせて必要最低限の値に微調整
することができる。このため、電子回路、特に水晶発振
回路を低消費電力で安定して駆動することが可能とな
る。

【００２５】特に、本実施の形態によれば、電子回路の
製造段階において、水晶発振回路の発振停止電圧に応じ
た最適な定電圧を出力するように形成することもでき
る。このような構成を採用することにより、半導体装置
の製造工程において、定電圧発生回路の特性や、水晶発
振回路の発振停止電圧等に多少なばらつきが発生した場
合でも、定電圧発生回路から出力される定電圧の値を、
前記発振停止電圧より大きく、しかも必要最小限の値に
微調整することができる。このように、本実施の形態に
よれば、前述した微調整を、電子回路の製造段階、より
具体的にいえば半導体装置の製造段階において行うこと
ができるため、水晶発振回路を安定して駆動でき、しか
も消費電力の小さな電子回路を具備した半導体装置を、
歩留まりよく製造することが可能となる。

【００２６】ここにおいて、前記トランジスタは、電界
効果トランジスタを用いることが好ましい。さらに好ま
しくは、ゲートとドレインとが短絡された電界効果トラ
ンジスタを用いることが好ましい。

【００２７】本実施の形態の電子回路は、所定の定電圧
を出力する定電圧発生回路と、前記定電圧発生回路から
供給される定電圧により発振駆動される水晶発振回路を
含み、前記水晶発振回路の発振停止電圧と、前記定電圧
発生回路の出力する定電圧の温度特性を同じに設定した
ことを特徴とする。

【００２８】従って、この定電圧発生回路から出力され
る定電圧を、水晶発振回路の駆動用として用いることに
より、水晶発振回路を、より少ない消費電力で安定して
駆動することが可能な電子回路を実現することができ
る。

【００２９】ここにおいて、前記定電圧発生回路は、所
定の定電流が供給され、出力する定電圧を制御するため
の基準電圧及び参照電圧の少なくとも一方を出力する少
なくとも一つの電圧制御用トランジスタを含み、前記定
電流は、前記電圧制御用トランジスタの動作保証温度範
囲における電圧変動量の合計が、動作保証温度範囲にお
ける前記発振停止電圧の変動量とほぼ同じとなるよう
に、その電流値が設定されることが好ましい。

【００３０】このようにすることにより、水晶発振回路
の使用環境として要求される全温度範囲内において、定
電圧発生回路から出力される定電圧の値を、水晶発振回
路の発振停止電圧より少しだけ高い値に設定することが
でき、この結果、どのような温度環境の下においても、
水晶発振回路を長期間安定してかつ低消費電力で駆動す
ることが可能となる。

【００３１】また、前記定電流は、前記第１及び第２の
電圧制御用トランジスタの動作保証温度範囲における電
圧変動量が、動作保証温度範囲における前記発振停止電
圧の変動量の１／２となるように、その電流値が設定さ
れることが好ましい。

【００３２】これにより、定電圧発生回路から出力され
る定電圧の値は、発振回路が発振可能な最小電圧に設定
される。これにより、水晶発振回路を、長期間安定し
て、しかもより低消費電力で駆動することができる。

【００３３】また、前記定電圧の絶対値は、この定電圧
が供給される発振回路の発振停止電圧の絶対値よりも大
きな値に設定することが好ましい。

【００３４】また、定電圧発生回路に使用される定電流
源は、負の温度特性をもつ定電流を供給するように形成
することが好ましい。これにより、周囲の温度が上昇し
た場合に、定電流の値が大きくなりすぎ、回路が破壊さ
れるという事態の発生を防止することができる。

【００３５】また、本実施の形態の半導体装置は、前述
した電子回路を含むことを特徴とする。

【００３６】また、本実施の形態の電子機器は、前述し
た電子回路または半導体装置を含み、前記発振回路の発
振出力から動作基準信号を生成することを特徴とする。

【００３７】また、本実施の形態の時計は、前述した電
子回路または半導体装置を含み、前記発振回路の発振出
力から時計信号を形成することを特徴とする。

【００３８】

【実施例】次に、本発明の具体的な実施の形態を図面に
基づき詳細に説明する。

【００３９】（第一実施例）図１には、本発明が適用さ
れた電子回路の一例が示されている。実施例の電子回路
は、所定の定電圧Ｖ_regを信号出力ライン２００を介し
て出力する定電圧発生回路１００と、前記定電圧Ｖ_reg
により発振駆動される水晶発振回路１０とを含んで構成
される。

【００４０】前記水晶発振回路１０は、信号反転増幅器
１４と、フィードバック回路とを含んで構成される。前
記フィードバック回路は、水晶振動子１２、抵抗２０、
位相補償用のコンデンサＣ_D、Ｃ_Gを含んで構成され、信
号反転増幅器１４のドレイン出力を、１８０度位相反転
し信号反転増幅器１４のゲートへフィードバック入力す
る。

【００４１】前記信号反転増幅器１４は、一対のＰ型電
界効果トランジスタ（以下ＰＭＯＳＦＥＴと記す）１
６、Ｎ型電界効果トランジスタ（以下ＮＭＯＳＦＥＴと
記す）１８を含む。

【００４２】そして、信号反転増幅器１４は、それぞれ
第１の電位側と、これより低い電圧の第２の電位側に接
続され、両電位の電位の電位差により電力供給を受け駆
動される。ここで、第１の電位は接地電位Ｖ_ddに設定さ
れ、第２の電位は負の定電圧Ｖ_regに設定されている。

【００４３】以上の構成の水晶発振回路１０は、信号反
転増幅器１４に定電圧Ｖ_regが印加されると、前記信号
反転増幅器１４から信号が出力され、この出力信号が１
８０度位相反転されてゲートにフィードバック入力され
る。これにより、信号反転増幅器１４を構成するＰＭＯ
ＳＦＥＴ１６、ＮＭＯＳＦＥＴ１８が交互にオンオフ駆
動され、水晶発振回路１０の発振出力が次第に増加し、
ついには水晶振動子１２が安定した発振動作を行うよう
になる。

【００４４】これにより、この水晶発振回路１０の出力
端子１１からは、所定の周波数をもつ発振信号が出力さ
れることになる。

【００４５】このような水晶発振回路１０を含む電子回
路を、少ない消費電力で駆動するためには、水晶発振回
路１０の駆動電圧Ｖ_regの絶対値を、できるだけ小さく
設定することが必要となる。実験によれば、水晶発振回
路１０の消費電力は、電源電圧Ｖ_regの絶対値の二乗に
比例することが知られている。

【００４６】しかし、このような水晶発振回路１０に
は、発振停止電圧Ｖ_stoが存在し、前記電源電圧Ｖ_regの
絶対値が、この発振停止電圧Ｖ_stoの絶対値を下回る
と、発振回路１０の発振動作が停止してしまう。

【００４７】従って、定電圧発生回路１０から供給され
る定電圧Ｖ_regは、この発振停止電圧Ｖ_stoの絶対値より
大きいという次式で示す条件を満足し、かつできるだけ
小さな値に設定することが必要となる。

【００４８】｜Ｖ_reg｜≧｜Ｖ_sto｜ …（１）

【００４９】これら定電圧発生回路１００および水晶発
振回路１０を含む電子回路は、半導体製造技術を用いて
半導体装置として形成されることが多い。従って、前記
定電圧発生回路１００は、水晶発振回路１０を安定して
駆動でき、しかも水晶発振回路１０の安定発振時におけ
る消費電力をできるだけ小さくする低電圧Ｖ_regを出力
することが必要となる。

【００５０】図２には、前記定電圧発生回路１００の具
体的な回路構成が示されている。

【００５１】実施例の定電圧発生回路１００は、基準電
圧Ｖ_ref1を生成する第１の電圧生成回路１１０と、前記
基準電圧Ｖ_ref1と所定の相関を持つ定電圧Ｖ_regを出力
ライン２００から出力する第２の電圧生成回路１３０と
を含む。そして、この定電圧発生回路１００は、第１の
電位側と、これより低い第２の電位側との間に接続さ
れ、両電位の電位差により電力供給を受け駆動される。
ここで、前記第１の電位は接地電位Ｖ_ddに設定され、第
２の電位は所定の電源電圧Ｖ_ssに設定される。ここで、
電源電圧Ｖ_ssは、その絶対値が、前記定電圧Ｖ_regの絶
対値より大きなものを用いる。

【００５２】前記第１の電圧生成回路１１０は、図中矢
印で示す定電流Ｉ_Dを供給する第１の定電流源１５０−
１と、この定電流源１５０−１と直列に接続され、第１
の電圧制御用トランジスタとして機能するＰ型電界効果
トランジスタ（以下ＰＭＯＳＦＥＴと記す）１１２とを
含んで構成される。

【００５３】前記電圧制御用ＦＥＴ１１２は、そのゲー
トとドレインとが短絡されている。そして、このＦＥＴ
１１２のソースは、接地電位Ｖ_dd側に接続され、ドレイ
ン側は定電流源１５０−１を介して電源Ｖ_ss側に接続さ
れると共に、基準電圧出力ライン２１０に接続されてい
る。

【００５４】従って、この第１の電圧生成回路１１０で
は、定電流源１５０−１から定電流Ｉ_Dを流すことによ
って、ＦＥＴ１１２のソース・ドレイン間に、このＦＥ
Ｔ１１２の閾値電圧Ｖ_TPに依存した電圧α｜Ｖ_TP｜の電
位差が発生する。従って、出力ライン２１０には、接地
電位Ｖ_ddを基準とした次式で示す基準電圧Ｖ_ref1が出力
されることになる。

【００５５】Ｖ_ref1＝α｜Ｖ_TP｜ …（２）但し、Ｖ_TPはＦＥＴ１１２の閾値電圧、αは、所定の定
数を表す。

【００５６】また、前記第２の電圧生成回路１３０は、
接地電位Ｖ_ddと電源Ｖ_ssとの間に直列接続された第２の
定電流源１５０−２と、第２の電圧制御用トランジスタ
として機能するＮ型電界効果トランジスタ（以下ＮＭＯ
ＳＦＥＴと記）１３２と、出力用トランジスタとして機
能するＮＭＯＳＦＥＴ１３４とを含む。

【００５７】前記定電流源１５０−２は、前記第１の定
電流源１５０−１と同一の定電流Ｉ _Dを供給するように
形成されている。

【００５８】前記ＦＥＴ１３２は、そのゲートとドレイ
ンとが短絡されている。そして、このＦＥＴ１３２のド
レインは、第２の定電流源１５０−２を介して接地電位
Ｖ_dd側へ接続され、ソース側は出力ライン２００へ接続
されている。

【００５９】出力用トランジスタとして機能するＦＥＴ
１３４は、そのドレイン側が出力ライン２００へ接続さ
れ、そのソース側が電源Ｖ_ss側へ接続されている。

【００６０】さらに、この第２の電圧生成回路１３０
は、信号反転増幅器１４０を含む。この信号反転増幅器
１４０は、前記ＦＥＴ１３２のドレイン側に接続された
参照信号出力ライン２２０から出力される参照信号Ｖ
_ref2を＋入力端子へ入力し、前記基準電圧Ｖ_ref1を−入
力端子へ入力し、両電圧Ｖ_ref2およびＶ_ref1を差動増幅
し、その出力信号を前記出力用ＦＥＴ１３４のゲートへ
フィードバック入力する。

【００６１】このような、信号反転増幅器１４０と、出
力用ＦＥＴ１３４との働きにより、参照電圧出力ライン
２２０の参照電圧Ｖ_ref2は、出力ライン２１０の基準電
圧Ｖ _ref1と同じ値になるようにフィードバック制御され
る。すなわち、電圧制御用ＦＥＴ１３２のドレイン電圧
Ｖ_ref2は、次式で示すようにα｜Ｖ_TP｜の値となる。

【００６２】Ｖ_ref2＝α｜Ｖ_TP｜ …（３）

【００６３】このとき、ＦＥＴ１３２には、第２の定電
流源１５０−２から供給される定電流Ｉ_Dが通電されて
いるため、出力ライン２２０と２００との間には、ＦＥ
Ｔ１３２の閾値電圧Ｖ_TNに依存した電位差αＶ_TNが発生
する。

【００６４】この結果、出力ライン２００と、接地電位
Ｖ_ddとの間には｜Ｖ_TP｜＋Ｖ_TNに依存した、次式に示す
定電圧Ｖ_regが出力されることになる。

【００６５】Ｖ_reg＝α（｜Ｖ_TP｜＋Ｖ_TN） …（４）但し、Ｖ_TNはＦＥＴ１３２の閾値電圧。

【００６６】このようにして、実施例の定電圧発生回路
１００は、所定の定電圧Ｖ_regを出力ライン２００へ出
力し、水晶発振回路１０を駆動することができる。

【００６７】本実施例の定電圧発生回路１００の特徴
は、第１，第２の定電流源１５０−１，１５０−２から
供給される定電流Ｉ_Dの値を、前記第１および第２の制
御用トランジスタとして機能するＦＥＴ１１２，１３２
の飽和動作領域の値に設定したことにある。これによ
り、定電圧発生回路１００から出力される定電圧Ｖ_reg
の値を、温度変化の影響の少ない良好なものとすること
ができる。

【００６８】以下、そのための構成を具体的に説明す
る。

【００６９】図３には、実施例の定電圧発生回路１００
に使用される第１，第２の定電流源１５０−１，１５０
−２の一例が示されている。なお、両定電流源１５０−
１，１５０−２の構成は同一であるので、ここでは定電
流源１５０−２の構成を例に取り、他の定電流源１５０
−１の構成の説明は省略する。

【００７０】実施例の定電流源１５０は、ディプリーシ
ョンタイプのＰＭＯＳＦＥＴ１５２と、抵抗１５４とを
含んで構成されている。

【００７１】前記ＦＥＴ１５２は、そのゲートとソース
とが短絡されており、そのソース側が接地電位Ｖ_dd側に
接続され、そのドレイン側が抵抗１５４側に接続されて
いる。

【００７２】このように構成された定電圧発生回路１５
０は、図４に示すように温度Ｔの変化に対して、負の温
度特性を有するように動作する。

【００７３】ここにおいて、ｔ_a、ｔ_bは、定電流源１０
０および水晶発振回路１０に要求される動作保証温度範
囲の上限および下限をそれぞれ表している。また、ΔＩ
は、この保証範囲内で変動する定電流源１５０の電流変
動幅を表している。

【００７４】本実施例において、前記第１および第２の
定電流源１５０−１，１５０−２は、各ＦＥＴ１５２の
製造工程において、ゲート幅、ゲート長などのサイズ
や、不純物打ち込み濃度が同一となるように、素子のレ
イアウトや、素子の製造条件が設定されている。これに
より、両定電流源１５０−１，１５０−２は、図４に示
すように、同一の負の温度特性をもつように形成され
る。

【００７５】図５には、前記第１および第２の電圧制御
用トランジスタとして用いられるＦＥＴ１１２，１３２
のゲート・ソース間電圧Ｖ_GSと、通電される定電流ＩD
との関係が示されている。

【００７６】同図に示すように、これら各ＦＥＴ１１
２，１３２は、供給される定電流ＩDの値が変化する
と、ゲート・ソース間電圧（すなわちα｜Ｖ_TP｜の値ま
たはα｜Ｖ_TN｜の値）が変動する。

【００７７】前記図３に示すように、各定電流源１５０
から供給される定電流ＩDの値は、動作保証温度範囲内
にて△Ｉだけ変動する。従って、各ＦＥＴ１１２，１３
２を、その閾値電圧Ｖ_th以下の非飽和動作領域で動作さ
せると、Ｖ_GSの変化量は△Ｖ１と大きな値となってしま
う。

【００７８】これに対して、定電流源１５０から供給さ
れいる電流ＩDの値を、ＦＥＴ１１２，１３２の飽和動
作領域の値に設定することにより、温度変化によって定
電流ＩDの値が△Ｉ変動しても、Ｖ_GSの変動量ははるか
に小さい△Ｖ２の値となる。

【００７９】従って、本実施例の定電圧発生回路１００
では、各定電流源１５０−１，１５０−２から供給され
る定電流ＩDを、各ＦＥＴ１１２，１３２の飽和動作領
域の値に設定する。これにより、温度変化による影響の
少ない定電圧Ｖ_regを出力し、発振回路１０を安定して
駆動することが可能となる。

【００８０】なお、本実施例の定電圧発生回路１００に
おいて使用する定電流源１５０は、図３に示す構成に限
らず、必要に応じて他の構成のものを用いてもよい。

【００８１】本実施例の定電圧発生回路１００からは、
前述したように温度変化の影響の少ない定電圧Ｖ_regが
供給される。このため、この定電圧Ｖ_regの絶対値を、
前述した発振停止電圧Ｖ_stoの絶対値より大きく、かつ
必要最低限の大きさに設定しても、温度変化の影響によ
り、定電圧Ｖ_regの絶対値が発振停止電圧Ｖ_stoの絶対値
を下回り、発振動作が停止してしまうというような事態
の発生を効果的に防止することができる。

【００８２】次に、前述した定電圧と、発振停止電圧と
の関係をより具体的に説明する。

【００８３】まず、発振回路１０の発振停止電圧Ｖ_sto
は次式で表される。

【００８４】｜Ｖ_sto｜＝Ｋ（｜Ｖ_thp｜＋Ｖ_thn） …（５）但し、Ｖ_thp，Ｖ_thnは、ＦＥＴ１６，１８の閾値電圧で
あり、Ｋは、０．８〜０．９の値をとる。

【００８５】このように、発振停止電圧Ｖ_stoは、それ
ぞれＦＥＴ１６，１８の各閾値電圧の和に比例した値と
して与えられる。従って、この発振停止電圧Ｖ_stoはこ
れら各ＦＥＴ１６，１８の閾値電圧の温度特性の影響を
受ける。

【００８６】また、前述したように、定電圧発生回路１
００から出力される定電圧Ｖ_regも負の温度特性を有す
る。

【００８７】従って、両電圧Ｖ_sto，Ｖ_regの温度特性を
同一にすることが、発振回路１０を低電力で安定して駆
動する上で重要である。

【００８８】本実施例の電子回路では、定電圧発生回路
１００から供給される定電圧Ｖ_regの温度特性を、発振
回路１０の発振停止電圧Ｖ_stoの温度特性と同一にする
こともできる。以下その構成を詳述する。

【００８９】図６には、定電圧Ｖ_regと発振停止電圧Ｖ
_stoの温度特性が異なる場合の一例が示されている。同
図において横軸は温度、縦軸は電圧をそれぞれ表す。

【００９０】このような温度特性のもとでは、前記
（１）式の条件を確保するために、動作保証温度の上限
値ｔａにおいて、Ｖ_reg＞Ｖ_stoの条件を満足しなければ
ならない。

【００９１】しかし、このような条件設定を行うと、保
証範囲で温度が最も低いｔ_bにおいて、定電圧Ｖ_regの絶
対値が、発振停止電圧Ｖ_stoに比べ必要以上に大きくな
ってしまう。この結果、発振回路１０が電力を無駄に消
費するという問題が生ずる。

【００９２】これに対し、本実施例の回路では、図７に
示すように、定電圧Ｖ_regと、発振停止電圧Ｖ_stoとが同
一の温度特性を示すよう形成できるため、回路を、低消
費電力で駆動することが可能となる。

【００９３】すなわち、実施例の水晶発振回路１０は、
信号反転増幅器１４を構成する各ＦＥＴ１６，１８が、
飽和動作領域で動作を行うように形成されている。この
ために、前記各ＦＥＴ１６，１８のゲート・ソース間電
圧Ｖ_GSは、図５に示すようにＦＥＴ１１２、１３２の飽
和動作領域での特性と同様な特性を示すことになる。

【００９４】すなわち、前記（４），（５）式に示す定
電圧Ｖ_reg、発振停止電圧Ｖ_stoを求める式において、各
係数α、Ｋの温度係数をほぼ等しい値とすることができ
る。この結果、図７に示すように、定電圧Ｖ_regと、発
振停止電圧Ｖ_stoは、同一の負の温度係数をもつものと
なる。

【００９５】ここにおいて、前記各ＦＥＴ１６，１８，
１１２，１３２は、それぞれ同一のサイズのトランジス
タとして形成することが望ましい。

【００９６】以上説明したように、本実施例によれば、
定電圧発生回路１００の各電圧制御用トランジスタ１１
２，１３２を、飽和動作領域の定電流Ｉ_Dで駆動させる
ことにより、定電圧発生回路１００から安定した定電圧
Ｖ_regを出力することができる。

【００９７】これに加えて、本実施例によれば、発振回
路１０の信号反転増幅器１４を構成する各ＦＥＴ１６，
１８を、飽和動作領域で駆動するように構成することよ
り、発振停止電圧Ｖ_stoの温度特性と、定電圧発生回路
１００の出力する定電圧Ｖ_regの温度特性と同一のもの
とすることができる。

【００９８】これにより図７に示すように、回路の動作
保証温度範囲全域において、定電圧Ｖ_regの値を前記
（１）式を満足する最低限の値に設定することができ、
この結果、全動作保証温度領域において、発振回路１０
を必要最低限の電圧で良好に駆動することが可能とな
る。

【００９９】（変形例）次に、第１実施例の変形例を説
明する。

【０１００】前記実施例では、定電圧発生回路１００
を、２つの定電流源１５０−１，１５０−２を用いて形
成する場合を例により説明したが、この発明はこれに限
らず、例えば定電圧発生回路１００を図８に示すように
構成してもよい。

【０１０１】この定電圧発生回路１００において、第２
の電圧生成回路１３０は、信号反転増幅器１４０と、こ
の信号反転増幅器１４０の出力をそのまま参照電圧Ｖ
_ref2としてその−端子へフィードバック入力するライン
２２０とを含んで構成される。そして、信号反転増幅器
１４０の出力電圧が、そのまま出力ライン２００から定
電圧Ｖ_regとして出力される。

【０１０２】従って、出力ライン２００から出力される
定電圧Ｖ_regの値は、信号反転増幅器１４０の＋端子に
入力される基準電圧Ｖ_ref1の値と同一の値となる。

【０１０３】この基準電圧を生成するために、第１の電
圧生成回路１１０は、基準電位Ｖ_dd側とライン２１０と
の間に、複数の電圧制御用トランジスタを直列接続して
いる。ここでは、ＰＭＯＳＦＥＴ１１２と、ＮＭＯＳＦ
ＥＴ１１４とを用いている。これら各ＦＥＴ１１２，１
１４は、それぞれゲートとドレインとが短絡されてい
る。さらに、これら各ＦＥＴ１１２，１１４は、それぞ
れのドレイン端子が接続されている。

【０１０４】以上の構成とすることにより、第１の電圧
生成回路１１０からは、基準電圧として次式の電圧が出
力される。

【０１０５】Ｖ_ref1＝α（｜Ｖ_TP｜＋Ｖ_TN） …（６）

【０１０６】従って、定電圧発生回路１００からは、前
記第１実施例と同一の値をもつ定電圧Ｖ_regが出力され
ることになる。

【０１０７】このとき、図８に示す回路においても、各
ＦＥＴ１１２，１１４に供給される定電流Ｉ_Dは、これ
ら各ＦＥＴ１１２，１１４の飽和動作領域の値に設定さ
れている。これにより、前記実施例と同様の作用効果を
奏することができる。

【０１０８】（第２実施例）図９には、本発明が適用さ
れた定電圧発生回路１００の第２実施例が示されてい
る。なお前記実施例と対応する部材には同一号を付しそ
の説明は省略する。

【０１０９】実施例の定電圧発生回路１００の第１の特
徴は、前記第１の電圧制御用トランジスタとして、電流
増幅率βが異なる複数のトランジスタを用意し、これら
複数のトランジスタの中からいずれか１つのトランジス
タを前記第１の電圧制御用トランジスタ１１２として選
択使用する構成を採用したことにある。

【０１１０】本実施例の他の特徴は、前記第２の電圧制
御用トランジスタ１３２として、それぞれ電流増幅率β
が異なる複数のトランジスタを用意し、これら各トラン
ジスタの中からいずれか１つのトランジスタを前記第２
の電圧制御用トランジスタ１３２として選択使用する構
成を採用したことにある。

【０１１１】これにより、前記第１および第２の電圧制
御用トランジスタ１１２，１３２として、最適な電流増
幅率の組み合わせのトランジスタを選択することができ
る。このため、前記（４）式に基づき出力される定電圧
の値を、よりきめ細かに微調整することが可能となる。
すなわち、定電圧Ｖ_regの値を、前記（１）式を満足す
る範囲で、できるだけその絶対値の小さな値に設定する
ことができ、これにより回路全体の消費電力をより低減
することが可能となる。

【０１１２】以下にその構成を詳細に説明する。

【０１１３】実施例の定電圧発生回路１００は、電流増
幅率β₁，β₂，β₃がそれぞれ異なる複数のＰＭＯＳＦ
ＥＴ１１２−１，１１２−２，１１２−３を含んだ第１
のＦＥＴ群１６０と、前記第１のＦＥＴ群１６０の中か
ら任意のＦＥＴ１１２を使用可能に選択する複数のスイ
ッチング用ＦＥＴ１６４−１，１６４−２，１６４−３
を含む第１の選択回路１６２とを有する。

【０１１４】前記第１のＦＥＴ群１６０を構成する各Ｆ
ＥＴ１１２は、そのゲートおよびドレインが短絡され、
そのドレイン側が定電流源１５０−１にそれぞれ接続さ
れている。

【０１１５】また、前記スイッチング用のＦＥＴ１６４
−１，１６４−２，１６４−３は、それぞれ対応するＦ
ＥＴ１１２−１，１１２−２，１１２−３と接地電位Ｖ
_ddとの間に直列に接続されいる。そして、これら各ＦＥ
Ｔ１６４−１，１６４−２，１６４−３は、そのゲート
に印加される選択信号ＳＥＬにより、いずれか１つがオ
ンされ、これと対応するＦＥＴ１１２を、選択使用可能
に設定する。

【０１１６】ここで、前記各ＦＥＴ１１２−１，１１２
−２，１１２−３の、各電流増幅率βは、次式を満足す
るように設定されている。

【０１１７】 β₁＜β₂＜β₃ …（７）

【０１１８】図１０には、前記各ＦＥＴ１１２−１，１
１２−２，１１２−３のゲート・ソース間電圧Ｖ_GSと、
通電される電流Ｉ_Dとの関係が示されている。

【０１１９】同図に示すように、同一の電流Ｉ_Dを通電
する場合には、電流増幅率βの大きなＦＥＴほど、その
ゲート・ソース間電圧Ｖ_GSが小さくなる。ここで、ＦＥ
Ｔ１１２のゲート・ソース間電圧Ｖ_GSは、次式で表され
る。

【０１２０】Ｖ_GS＝αＶ_TP …（８）

【０１２１】このゲート・ソース間電圧は、前記（４）
式から明らかなように、定電圧Ｖ_re _gの値の一部とな
る。

【０１２２】従って、選択回路１６０を用いて、所望の
電流増幅率βのＦＥＴ１１２を選択することにより、定
電圧発生回路１００から出力される定電圧Ｖ_regの値を
微調整することができる。

【０１２３】また、前記第２のＦＥＴ群１７０は、電流
増幅率β₁₁，β₁₂，β₁₃がそれぞれ異なる複数のＮＭＯ
ＳＦＥＴ１３２−１，１３２−２，１３２−３を含んで
構成される。各ＦＥＴ１３２−１，１３２−２，１３２
−３は、そのゲートとドレインが短絡され、そのドレイ
ン側が第２の定電流源１５０−２と接続されている。

【０１２４】また、前記第２の選択回路１７２は、複数
のスイッチング用ＦＥＴ１７２−１，１７２−２，１７
２−３を含んで構成され、各ＦＥＴ１７２−１，１７２
−２，１７２−３は、対応するＦＥＴ１３２−１，１３
２−２，１３２−３のソースと、出力ライン２００との
間に接続されている。

【０１２５】前記複数のＦＥＴ１３２−１，１３２−
２，１３２−３は、前記第１のＦＥＴ群１６０と同様
に、同一の定電流Ｉ_Dが通電された場合には、電流増幅
率βの大きいものほどそのゲート・ソース間電圧Ｖ_GSが
小さくなる。ここで、前記各ＦＥＴ１３２−１，１３２
−２，１３２−３の各電流増幅率βは、次式で示すよう
に設定されている。

【０１２６】 β₁₁＜β₁₂＜β₁₃ …（９）

【０１２７】従って、選択信号ＳＥＬ１１〜ＳＥＬ１３
を用いて、いずれか１つのスイッチング用のＦＥＴ１７
２をオンすることにより、これと対応するＦＥＴ１３２
が第２の電圧制御用トランジスタとして機能するように
設定される。

【０１２８】このとき、選択されたＦＥＴ１３２のゲー
ト・ソース間電圧は、次式で与えられる。

【０１２９】Ｖ_GS＝αＶ_TN …（１０）

【０１３０】従って、第２の選択回路１７２を用いて、
所望の電流増幅率βのＦＥＴ１３２を選択することによ
り、前記（４）式からも明らかなように、出力される定
電圧Ｖ_regの値を微調整することができる。

【０１３１】特に、本実施例の定電圧発生回路１００
は、第１のＦＥＴ群１６０および第２のＦＥＴ群１７０
から、それぞれ所望の電流増幅率βをもつトランジスタ
を第１および第２の電圧制御用トランジスタ１１２，１
３２として選択できるため、これらトランジスタ１１
２，１３２の電流増幅率の組み合わせにより、出力され
る定電圧Ｖ_regの値をよりきめ細やかに微調整すること
ができる。

【０１３２】すなわち、前記（４）式から明らかなよう
に、電流増幅率βの小さなＦＥＴ１１２，１３２を選択
するほど、出力される定電圧Ｖ_regの絶対値は大きくな
り、電流増幅率βの大きなＦＥＴ１１２，１３２を選択
するほど、出力される定電圧Ｖ_regの絶対値が小さくな
るように、定電圧Ｖ_regの値を微調整することができ
る。

【０１３３】ここにおいて、各ＦＥＴ１１２−１，１１
２−２，１１２−３，１３２−１，１３２−２，１３２
−３は、電流増幅率βに応じて、ゲート幅、ゲート長を
それぞれ変えて素子のレイアウトの設計を行い、この設
計されたレイアウトに基づいて製造される。

【０１３４】本実施例においては、電流増幅率β₁とβ₂
の差、およびβ₂とβ₃の差がそれぞれ２〜５倍程度に設
定されている。さらに、電流増幅率β₁₁とβ₁₂の差、β
₁₂とβ₁₃の差も、２〜５倍程度に設定されている。

【０１３５】また、前述したように、本実施例の回路
は、電流増幅率βの異なる複数のトランジスタから任意
のトランジスタを選択し、これを第１，第２の電圧制御
用トランジスタ１１２，１３２として使用する構成を採
用する。これより、閾値電圧の異なる複数のトランジス
タを複数用意し、この中から所望のトランジスタを選択
して第１，第２の電圧制御用トランジスタとして使用す
る回路に比べ、出力する定電圧Ｖ_regの値をよりきめ細
かに微調整することができる。

【０１３６】すなわち、ＦＥＴの閾値電圧の調整は、半
導体のプロセス上０．１ボルト程度が限界となる。

【０１３７】これに対して、ＦＥＴの電流増幅率βは、
ＦＥＴのゲート幅Ｗ、ゲート長ＬのＷ／Ｌのサイズを変
更することによって、任意の値に設定することができ
る。

【０１３８】従って、本実施例のように電流増幅率βの
異なる複数のＦＥＴを用意しておき、この中から所望の
電流増幅率βのＦＥＴを、電圧制御用ＦＥＴとして用い
ることにより、出力される定電圧Ｖ_regの値をよりきめ
細やかに微調整可能であることが理解される。

【０１３９】なお、図９に示す実施例では、第１の電圧
制御用ＦＥＴ１１２と、第２の電圧制御用ＦＥＴ１３２
を、それぞれ電流増幅率の異なる複数のトランジスタの
中から選択する場合を例にとり説明したが、本発明はこ
れに限らず、いずれか一方の電圧制御用ＦＥＴのみを、
電流増幅率と異なる複数のトランジスタの中から選択す
るような構成を採用してもよい。例えば、第１のＦＥＴ
群１６０または第２のＦＥＴ群１７０のいずれか一方を
用意し、ＦＥＴ１１２，１３２のいずれか一方のみを、
電流増幅率の異なる複数のトランジスタの中から選択使
用可能に形成してもよい。

【０１４０】また、本実施例の定電圧発生回路１００に
おいて、第１および第２の定電流源１５０−１，１５０
−２は、それぞれ対応する電圧制御用ＦＥＴ１１２，１
３２の飽和動作領域の範囲の値に、供給する定電流Ｉ_D
の値を設定するように構成されている。これにより、前
記第１実施例の作用効果に加え、前述した第２実施例の
作用効果をも奏することができるため、前記第１実施例
よりさらにきめ細やかに出力電圧Ｖ_regの値を調整し、
回路全体の低消費電力化を図ることが可能となる。

【０１４１】また、この第２実施例の特徴的な構成は、
図８に示す定電圧発生回路１００にも適用することがで
きる。この場合には、前記ＦＥＴ１１２を、第１のＦＥ
Ｔ群１６０の中から選択使用するように構成し、前記Ｆ
ＥＴ１１４を、前記第２のＦＥＴ群１７０の中から選択
使用する構成を採用すればよい。このようにすることに
よっても、出力される定電圧Ｖ_regの値を、第２実施例
と同様にきめ細やかに微調整することができる。

【０１４２】［選択信号ＳＥＬの生成方法］次に、選択
信号の生成方法について詳細に説明する。

【０１４３】図１１には、前記選択信号ＳＥＬを生成す
るための回路が示されており、この回路は、前記各選択
信号ＳＥＬ１，２…ＳＥＬ１３に対応して複数設けられ
ている。ここで、説明を簡単にするために、３つの選択
信号ＳＥＬ１〜３に対応して設けられた３個の単位回路
Ｕ１，Ｕ２，Ｕ３のみを図示し、その他の説明は省略す
る。なお、これら各単位回路Ｕの構成は基本的には同一
であるので、同一符号を付しその説明は省略する。

【０１４４】この単位回路Ｕは、対応するパッドＰを有
し、このパッドＰはフューズｆを介して接地電位Ｖ_dd側
に接続されると共に、抵抗Ｒ１０を介して電源電位Ｖ_ss
側に接続されている。そして、パッドＰの電位は、信号
反転増幅器３０８，３０９を介して、選択信号ＳＥＬと
して対応するＦＥＴのゲートへ入力される。

【０１４５】このとき、対応するＦＥＴ１６４を、オン
状態に制御するための選択信号を出力するためには、パ
ッドＰに高電圧の電位を印加しフューズｆを切断し、そ
の後この電位をオフする。これにより、パッドＰの電位
は、接地電位Ｖ_ddから、Ｖ_ss側に切り替わるため、この
単位回路Ｕからは出力される選択信号は対応するＦＥＴ
１６４をオン制御するように機能することになる。

【０１４６】図１２（Ａ）には、発振回路１０の信号反
転増幅器１４に流れるショート電流Ｉ_sの測定方法が示
され、図１２（Ｂ）には、発振停止電圧Ｖ_stoとショー
ト電流Ｉ_sとの関係が示されている。

【０１４７】図１２（Ａ）に示すように、ＦＥＴ１６，
１８の共通ゲートと共通ドレインをショートさせた状態
で、信号反転増幅器１４に、接地電位Ｖ_ddと定電圧発生
回路１００から出力される電圧Ｖ_regを印加する。そし
て、このとき流れるＶ_dd−Ｖ_r _eg間の電流を、ショート
電流Ｉ_sとして測定する。

【０１４８】定電圧発生回路１００から出力される定電
圧Ｖ_regの絶対値の値は、発振停止電圧Ｖ_stoの絶対値よ
り大きく、かつできるだけ小さな値と設定する必要があ
ることは前述した。

【０１４９】従って、異なるトランジスタ１１２および
１３２の組み合わせを順次選択し、このときに流れるシ
ョート電流Ｉ_sと、ライン２００から出力される電圧の
値を測定する。そして、信号反転増幅器１４を構成する
ＦＥＴ１６の電圧がオン電流以上の値となるようなショ
ート電流Ｉ_sが供給でき、しかもこの状態で発振回路１
０が発振状態を維持することが確認された電圧Ｖ_regを
検出する。そして、この定電圧Ｖ_regを供給するため
の、ＦＥＴ１１２および１３２の組み合わせを特定す
る。

【０１５０】そして、このような特定が終了した後、対
応する単位回路Ｕのフューズｆを切断し、特定されたＦ
ＥＴが前記第１の電圧制御用トランジスタ１１２，第２
の電圧制御用トランジスタ１３２として使用されるよう
に設定すればよい。

【０１５１】このようなショート電流Ｉ_sの測定や、使
用するＦＥＴ１１２，１３２の選択は、ＩＣの検査工程
において、水晶振動子１２が基板へ装着される前に行わ
れる。そして、前述した処理は、図示しないテスト回路
および前記テスト回路とを接続されたテスト用パッドＰ
を使用して行われる。

【０１５２】このようなＩＣのテストは、ウエハ状態で
行う。それぞれのＩＣチップ内に設けられたテスト回路
およびテスト用パッドを使用して、それぞれのＩＣチッ
プについて前記ショート電流の測定および出力ライン２
００の電圧測定が行われる。このとき前記テストは、信
号反転増幅器１４および定電圧発生回路１００のみをア
クティブとし、他の素子は非アクティブ状態にして行わ
れる。

【０１５３】このようにすることにより、ＩＣの製造段
階において、発振回路１０の発振停止電圧の絶対値以上
の値で、かつ必要最低限の値をもつ定電圧Ｖ_regを出力
する定電圧発生回路１００を形成することができる。こ
れにより、半導体装置の歩留まりを向上させることがで
きる。

【０１５４】（他の実施例）なお、前記各実施例では、
定電流源１５０−１，１５０−２から供給する定電流Ｉ
_Dの値を、電圧制御用トランジスタとして機能するＦＥ
Ｔ１１２，１３２の飽和動作領域の値に設定することに
より、図７に示すように、定電圧Ｖ_regと発振停止電圧
Ｖ_stoの温度特性を同一にする場合を例に取り説明し
た。

【０１５５】本発明はこれに限らず、これ以外にも、次
のような手法を採用してＶ_regとＶ_s _toの温度特性を同一
にすることもできる。

【０１５６】例えば、図２に示す定電圧発生回路１００
を例に取ると、この定電圧発生回路１００から出力され
る定電圧Ｖ_regの値は、前記（４）式で与えられる。

【０１５７】さらに、前記（８）、（１０）式から、こ
の定電圧Ｖ_regの値は、各電圧制御用ＦＥＴ１１２，１
３２の各ゲート・ソース間電圧Ｖ_GSの値の和として与え
られることが理解される。

【０１５８】従って、図７に示す、動作保証温度範囲内
における、これら各ＦＥＴ１１２，１３２のゲート・ソ
ース間電圧の変動量△Ｖ_GSの和（ΔＶ_reg）が、この動
作保証温度範囲内における発振停止電圧Ｖ_stoの変動量
△Ｖ_stoと一致するように設定すれば、Ｖ_regとＶ_stoの
温度係数を図７に示すように同一とすることが可能とな
る。

【０１５９】図１３には、前記各電圧制御用ＦＥＴ１１
２，１３２の、ゲート・ソース間電圧Ｖ_GSと、供給され
る定電流Ｉ_Dとの関係が示されている。各定電流源１５
０−１，１５０−２から供給される定電流Ｉ_Dは、前述
した動作保証温度範囲内において△Ｉだけ変動する。従
って、この△Ｉの変動量に対応して、各ＦＥＴ１１２，
１３２のゲート・ソース間電圧の変動量△Ｖ_GSの値を、
前記発振停止電圧の変動量△Ｖ_stoの１／２となるよう
に設定すればよい。すなわち、動作保証温度範囲内にお
ける各ＦＥＴ１１２，１３２のゲート・ソース間電圧の
変動量△Ｖ_GSの値が、次式を満足するように定電流Ｉ_D
の値を設定することにより、定電圧発生回路１００から
は発振停止電圧と同一の温度特性をもつ定電圧Ｖ_regを
出力することが可能となる。

【０１６０】 △Ｖ_GS＝（１／２）｜△Ｖ_sto｜ …（１１）

【０１６１】＜適用例＞図１４には、本発明が適用され
た腕時計に用いられる電子回路の一例が示されている。

【０１６２】この腕時計は、図示しない発電機構を内蔵
している。使用者が腕時計を装着し腕を動かすと、発電
機構の回転錘が回転し、そのときの運動エネルギーによ
り発電ロータが高速回転され、発電ステータ側に設けら
れた発電コイル４００から交流電圧が出力される。

【０１６３】この交流電圧が、ダイオード４０４で整流
され、二次電池４０２を充電する。この二次電池４０２
は、昇圧回路４０６および補助コンデンサ４０８と共に
主電源を構成する。

【０１６４】二次電池４０２の電圧が低くて時計の駆動
電圧に満たないときには、昇圧回路４０６により二次電
池４０２の電圧を時計駆動可能な高電圧に変換し、補助
コンデンサ４０８に蓄電する。そして、この補助コンデ
ンサ４０８の電圧を電源として時計回路４４０が動作す
る。

【０１６５】この時計回路４４０は、前記いずれかの実
施例に記載された発振回路１０および定電圧発生回路１
００を含む半導体装置として構成されている。この半導
体装置は、端子を介して接続された水晶振動子１２を用
いて、予め設定された発振周波数、ここで３２７６８Ｈ
ｚの周波数の発振出力を生成し、この発振出力を分周
し、一秒ごとに極性の異なる駆動パルスを出力する。こ
の駆動パルスは、時計回路４４０に接続されたステップ
モータの駆動コイル４２２へ入力される。これにより、
図示しないステップモータは、駆動パルスが通電される
ごとにロータを回転駆動し、図示しない時計の秒針、分
針、時針を駆動し、時刻を表示板にアナログ表示するこ
とになる。

【０１６６】ここで、本実施例の時計回路４４０は、前
述した主電源から供給される電圧Ｖ _ssにより駆動される
電源電圧回路部４２０と、この電源電圧からこの値より
も低い所定の一定電圧Ｖregを生成する定電圧発生回路
１００と、この定電圧Ｖregにより駆動される定電圧動
作回路部４１０とを含んで構成される図１５には、前記
時計回路４４０のより詳細な機能ブロック図が示されて
いる。

【０１６７】定電圧動作回路部４１０は、外部接続され
た水晶振動子１２を一部に含んで構成された水晶発振回
路１０と、波形整形回路４０９と、高周波分周回路４１
１とを含んで構成される。

【０１６８】前記電源電圧回路部４２０は、レベルシフ
タ４１２と、中低周波分周回路４１４と、その他の回路
４１６とを含んで構成される。なお、本実施例の時計回
路４４０では、前記電源電圧回路部４２０と、定電圧発
生回路１００とは、主電源から供給される電圧により駆
動される電源電圧動作回路部４３０を構成している。

【０１６９】前記水晶発振回路１０は、水晶振動子１２
を用いて基準周波数ｆｓ＝３２７６８Ｈｚの正弦波出力
を波形整形ゲート４０９に出力する。

【０１７０】前記波形整形回路４０９は、この正弦波出
力を矩形波に整形した後、高周波分周回路４１１へ出力
する。

【０１７１】前記高周波分周回路４１１は、基準周波数
３２７６８Ｈｚを２０４８Ｈｚまで分周し、その分周出
力をレベルシフタ４１２を介して中低周波数分周回路４
１４へ出力する。

【０１７２】前記中低周波数分周回路４１４は、２０４
８Ｈｚまで分周された信号を、さらに１Ｈｚまで分周
し、その他の回路４１６へ入力する。

【０１７３】前記その他の回路４１６は、１Ｈｚの分周
信号に同期してコイルを通電駆動するドライバ回路を含
んで構成され、この１Ｈｚの分周信号に同期して時計用
駆動用ステップモータを駆動する。

【０１７４】本実施例の時計回路において、主電源から
供給される電源電圧Ｖssにより回路全体が駆動される電
源電圧動作回路部４３０以外に、これにより低い定電圧
Ｖregで駆動される定電圧動作回路部４１０を設けたの
は以下の理由による。

【０１７５】すなわち、このような時計回路では、長期
間安定した動作を確保するために、その消費電力を低減
することが必要となる。

【０１７６】通常、回路の消費電力は、信号の周波数、
回路の容量に比例し、さらに供給電源電圧の二乗に比例
して増大する。

【０１７７】ここで、時計回路に着目してみると、回路
全体の消費電力を低減するためには、回路各部に供給す
る電源電圧を低い値、例えばＶregに設定すれば良い。
この定電圧発生回路１００は、前記水晶発振回路１０の
発振動作を補償する範囲で最小の定電圧Ｖregを形成す
ることができる。

【０１７８】次に、信号周波数に着目してみると、時計
回路は、信号周波数が高い水晶発振回路１０、波形整形
回路４０９、高周波分周回路４１１と、それ以外の回路
４２０とに大別することができる。この信号の周波数
は、前述したように回路の消費電力と比例関係がある。

【０１７９】そこで、本実施例の定電圧発生回路１００
は、主電源から供給される電源電圧Ｖssから、それより
低い定電圧Ｖregを生成し、これを高周波信号を扱う回
路部４１０へ供給している。このように、前記高周波信
号を扱う回路４１０に対して供給する駆動電圧を低くす
ることにより、定電圧発生回路１００の負担をさほど増
加させることなく、時計回路全体の消費電力を効果的に
低減することができる。

【０１８０】以上述べたように、本実施例の時計回路お
よびこれを含む電子回路は、前記実施例のいずれかに記
載の水晶発振回路１０、それと接続された定電圧発生回
路１００を含んでいる。このために、製造ばらつきによ
らず、信号反転増幅器の動作マージンを確保しつつ、最
小の定電圧を前記水晶発振回路１０に供給することがで
きるため、電子回路、時計回路の低消費電力化が図れ
る。従って、前述したような、携帯用の電子機器または
時計において、発振動作を安定して行なうことができる
だけでなく、使用電池の長寿命化を図ることができ、携
帯用電子機器または時計の使い勝手を向上することがで
きる。

【０１８１】また、前記した理由により、銀電池が内蔵
された時計または携帯用電子機器においても、製造上の
ＭＯＳＦＥＴのばらつきが生じても、動作マージンが確
保できる。更に、リチウムイオンにより構成される２次
電池を電源とした充電式腕時計においても、製造上のＭ
ＯＳＦＥＴのばらつきが生じても、動作マージンが確保
できると共に、充電時間を短縮化することが可能とな
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明が適用された電子回路の好適な第１実施
例の説明図である。

【図２】前記第１実施例の電子回路に用いられる定電圧
発生回路の一例を示す説明図である。

【図３】前記定電圧発生回路に用いられる定電流源の一
例を示す説明図である。

【図４】定電流源から供給される定電流Ｉ_Dの温度特性
の説明図である。

【図５】定電流供給源から供給される定電流と、電圧制
御用トランジスタとして用いられるＦＥＴのゲート・ソ
ース間電圧Ｖ_GSとの関係を示す説明図である。

【図６】定電圧発生回路から出力される定電圧Ｖ
_regと、発振回路の発振停止電圧Ｖ_stoの温度特性の説明
図である。

【図７】定電圧Ｖ_regと発振停止電圧Ｖ_stoの温度特性が
同一である場合の説明図である。

【図８】図１に示す電子回路に用いられる定電圧発生回
路の変形例の説明図である。

【図９】本発明の電子回路に用いられる定電圧発生回路
の好適な第２実施例の説明図である。

【図１０】第２実施例の定電圧発生回路に用いられる電
圧制御用トランジスタのゲート・ソース間電圧Ｖ_GSと、
定電流Ｉ_Dとの関係を、各ＦＥＴの電流増幅率をパラメ
ータとして表した特性図である。

【図１１】異なる電流増幅率のＦＥＴを選択するための
信号を出力するための回路の説明図である。

【図１２】図１２（Ａ）は、発振回路のショート電流Ｉ
_sを測定する場合の説明図であり、図１２（Ｂ）は測定
されたショート電流Ｉ_sと発振停止電圧との関係を示す
説明図である。

【図１３】第１実施例とは別の手法を用いて定電圧Ｖ
_regと発振停止電圧の温度特性を同一に設定するための
手法を示す説明図である。

【図１４】図１４は、本実施例の電子回路が用いられた
時計回路の説明図である。

【図１５】図１５は、時計回路の詳細な機能ブロック図
である。

【符号の説明】

１０水晶発振回路１００定電圧発生回路４００発電コイル４０２二次電池４０４ダイオード４０６昇圧回路４０８補助コンデンサ４１１高周波分周回路４１２レベルシフタ４１４中低周波分周回路４１６その他の回路４２０電源電圧回路部４３０電源電圧動作回路部

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電子回路用の定電圧を生成する定電圧発
生回路において、基準電圧を生成する第１の電圧生成回路と、前記基準電圧と所定の相関をもつ前記定電圧を生成する
第２の電圧生成回路と、を含み、前記第１の電圧生成回路は、定電流を供給する第１の定電流源と、前記定電流が通電され、所定の電位を基準とした前記基
準電圧を出力する第１の電圧制御用トランジスタを用い
た回路とを含み、前記定電流は、前記第１の電圧制御用トランジスタの飽和動作領域の値
に設定されたことを特徴とする電子回路用の定電圧発生
回路。