JP2001286145A

JP2001286145A - 電力変換装置

Info

Publication number: JP2001286145A
Application number: JP2000095061A
Authority: JP
Inventors: Yasuhiro Okuma; 康浩大熊
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2000-03-30
Filing date: 2000-03-30
Publication date: 2001-10-12

Abstract

(57)【要約】【課題】応答性が良く、瞬間的な電圧低下やサージが
無く、入力電圧変動範囲内での連続的な制御と負荷電圧
の正弦波化が可能な電力変換装置を実現する。【解決手段】変圧器の互いに異なるタップによって導
出され位相が同一で最大電圧値が異なる２種類の交流電
圧間においてチョッパ動作を行うスイッチング回路を用
いて電力変換装置を構成する。交流電源の出力電圧波形
Ｖ１が正弦波である場合、負荷に与えられる負荷電圧の
波形は、基本波を多く含んだ交流電源と同相で、単巻変
圧器３のタップＴ３−Ｔ４間とタップＴ２−Ｔ４間との
巻線比、タップＴ１−Ｔ４間とタップＴ２−Ｔ４間との
巻線比に応じて、変圧された２電圧間を高周波で脈動す
る電圧波形となる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は電力変換装置に関
し、特に一定平滑な直流中間電圧を介さずに、変動する
交流電圧を適切な電圧に調整することで、負荷へ安定し
た電圧を供給する電力変換装置の構成に関する。

【０００２】

【従来技術】例えば、従来の交流電圧調整装置として
は、図１２（ａ）に示されているように、単巻の変圧器
に複数のタップを設け、このタップを切換えることで負
荷への供給電圧を調整していた。これらのタップは、同
図（ｂ）に示されているように機械式接点であったり、
同図（ｃ）に示されているようにサイリスタを逆並列接
続したものが良く使われる。同図（ａ）においては、例
えば、入力電圧が高い場合は変圧比が小さなタップをオ
ンして、入力電圧が低い場合は変圧比が大きなタップを
オンして、出力電圧を調整する。また、サイリスタの逆
並列回路を用いている場合は、さらに位相制御を併用す
ることで出力電圧を調整していた。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】図１２に示されている
従来の回路構成では、出力を調整するために予め用意さ
れた複数のタップを切換えて出力を調整することが基本
となる。そのため、機械式接点の場合は接点の寿命を考
慮し頻繁なタップの切換ができない、タップ切換時に瞬
時電圧低下やサージが発生する、調整電圧範囲はステッ
プ状となり入力電圧の依存が高い、サイリスタの位相制
御を併用した場合は出力電圧に歪みが生じる、この歪み
を無くすためには低次のフィルタが必要であり装置が大
型化する等の課題があった。

【０００４】本発明は上述した従来技術の欠点を解決す
るためになされたものであり、その目的は応答性が良
く、瞬間的な電圧低下やサージが無く、入力電圧変動範
囲内での連続的な制御と負荷電圧の正弦波化が可能な電
力変換装置を提供することである。

【０００５】

【課題を解決するための手段】本発明による電力変換装
置は、第１の変圧器の互いに異なるタップによって導出
され位相が同一で最大電圧値が異なる第１及び第２の交
流電圧間においてチョッパ動作を行うスイッチング回路
を含むことを特徴とする。前記チョッパ動作によるチョ
ッパ出力の変動を抑えるフィルタを更に含んでも良い。

【０００６】上記スイッチング回路は、第１及び第２の
スイッチング素子と、これらスイッチング素子に対応し
て設けられ対応する素子と逆並列接続された第１及び第
２のダイオードとからなり、互いに並列接続された第１
〜第３の直列回路を含み、前記第１の直列回路の直列接
続点を交流電源の一端に接続し、前記第２の直列回路の
直列接続点を前記第１の変圧器の第１のタップに接続
し、前記第１の変圧器の第２のタップを負荷の一端に接
続し、前記第３の直列回路の直列接続点を前記第１の変
圧器の第３のタップに接続し、前記第１の変圧器の第４
のタップを前記交流電源の他端及び前記負荷の他端に接
続したものとする。

【０００７】また、スイッチング回路は、第１及び第２
のスイッチング素子と、これらスイッチング素子に対応
して設けられ対応する素子と逆並列接続された第１及び
第２のダイオードとからなり、互いに並列接続された第
１〜第３の直列回路を含み、前記第１の直列回路の直列
接続点を前記第１の変圧器の第１のタップに接続し、前
記第１の変圧器の第２のタップを交流電源の一端に接続
し、前記第２の直列回路の直列接続点を前記第１の変圧
器の第３のタップに接続し、前記第３の直列回路の直列
接続点を前記負荷の一端に接続し、前記第１の変圧器の
第４のタップを前記交流電源の他端及び前記負荷の他端
に接続したものを用いても良い。

【０００８】さらに、スイッチング回路は、第１及び第
２のスイッチング素子と、これらスイッチング素子に対
応して設けられ対応する素子と逆並列接続された第１及
び第２のダイオードとからなり、互いに並列接続された
第１〜第３の直列回路と、第２の変圧器とを含み、前記
第１の変圧器の第１のタップを第２の変圧器の２次側の
一端に接続し、前記第２の変圧器の他端を負荷の一端に
接続し、前記第１の直列回路の直列接続点を前記第１の
変圧器の第３のタップに接続し、前記第２の直列回路の
直列接続点を前記第１の変圧器の第４のタップ及び前記
交流電源の他端及び前記第２の変圧器の１次側の一端並
びに前記負荷の他端に接続し、前記第３の直列回路の直
列接続点を前記第２の変圧器の１次側の他端に接続した
ものを用いても良い。

【０００９】そして、スイッチング回路は、第１及び第
２のスイッチング素子と、これらスイッチング素子に対
応して設けられ対応する素子と逆並列接続された第１及
び第２のダイオードとからなり、互いに並列接続された
第１〜第３の直列回路と、リアクトルと、コンデンサと
を含み、前記第１の変圧器は１次側にタップを有しかつ
２次側とは絶縁されており、前記第１の変圧器の１次側
の第２のタップと第３のタップとの間に交流電源を接続
し、前記第１の直列回路の直列接続点を前記第１の変圧
器の２次側の一端に接続し、前記第２の直列回路の直列
接続点を前記第１の変圧器の２次側の他端と前記コンデ
ンサの一端に接続し、前記第３の直列回路の直列接続点
を前記リアクトルの一端に接続し、前記第１の変圧器の
１次側の第１のタップを前記リアクトルの他端と前記コ
ンデンサの他端に接続したものを用いても良い。

【００１０】なお、前記第１の変圧器は、単巻変圧器で
あることを特徴とする。また、前記スイッチング素子
は、自己消弧型のスイッチング素子であることを特徴と
する。さらに、前記フィルタは、前記交流電源の次段
と、前記負荷の前段との、どちらか一方又は双方に接続
された受動形交流フィルタであることを特徴とする。要
するに、本装置では、自己消弧形スイッチング素子を用
いて一定平滑な直流中間電圧を介さずに電力変換が可能
な電力調整器、単巻変圧器、変圧器、フィルタ等を用い
ており、応答性が良く、瞬間的な電圧低下やサージが無
く、入力電圧変動範囲内での連続的な制御と負荷電圧の
正弦波化が可能な電力変換装置を実現できるのである。

【００１１】

【発明の実施の形態】次に、図面を参照して本発明の実
施の形態について説明する。なお、以下の説明において
参照する各図では、他の図と同等部分は同一符号によっ
て示されている。図１は本発明による電力変換装置の第
１の実施の形態を示すブロック図である。同図に示され
ているように、第１の実施形態による電力変換装置は、
交流電圧を供給する交流電源１と、スイッチング動作を
行うスイッチ回路２１と、タップＴ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ
４を有する単巻変圧器３とを含んで構成されており、負
荷２に電力を供給する。

【００１２】スイッチ回路２１は、ダイオードＤ１のア
ノード端子とダイオードＤ４のカソード端子とが接続さ
れ更にスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４が逆並列に接続され
た第１のダイオード直列回路と、ダイオードＤ２のアノ
ード端子とダイオードＤ５のカソード端子とが接続され
更にスイッチング素子Ｑ２、Ｑ５が逆並列に接続された
第２のダイオード直列回路と、ダイオードＤ３のアノー
ド端子とダイオードＤ６のカソード端子とが接続され更
にスイッチング素子Ｑ３、Ｑ６が逆並列に接続された第
３のダイオード直列回路とを含み、３つのダイオード直
列回路が並列に接続された構成である。そして、スイッ
チ回路２１のダイオードＤ１とＤ４の直列回路の直列接
続点が交流電源１の一端に、スイッチ回路２１のダイオ
ードＤ２とＤ５の直列回路の直列接続点が単巻変圧器３
のタップＴ１に、スイッチ回路２１のダイオードＤ３と
Ｄ６の直列回路の直列接続点が単巻変圧器３のタップＴ
３に、単巻変圧器３のタップＴ２が負荷２の一端に、交
流電源１の他端及び単巻変圧器３のタップＴ４が負荷２
の他端に、それぞれ接続されている。

【００１３】この様な回路構成において、電源電圧に応
じてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６による６個のスイッチ
を任意の組み合わせでオンオフ制御することで、負荷に
電源電圧と同相で振幅の異なる電圧を供給することがで
きる。例えば、交流電源１が正の期間において、スイッ
チング素子Ｑ２をオンすることで単巻変圧器３のタップ
Ｔ１−Ｔ４間に交流電源１→Ｄ１→Ｑ２→Ｔ１→Ｔ４→
交流電源１の経路で交流電源電圧が印加される。その結
果、タップＴ２−Ｔ４間には巻き数に応じた交流電源よ
り低い電圧が発生し、Ｔ２→負荷２→Ｔ４の経路で負荷
２に電圧が供給される。

【００１４】次に、スイッチング素子Ｑ２をオフしてス
イッチング素子Ｑ３をオンすると、タップＴ３−Ｔ４間
に、交流電源１→Ｄ１→Ｑ３→Ｔ３→Ｔ４→交流電源１
の経路で交流電源電圧が印加される。その結果、タップ
Ｔ２−Ｔ４間には巻き数に応じた交流電源より高い電圧
が発生し、Ｔ２→負荷２→Ｔ４の経路で負荷２に電圧が
供給される。この様な動作を正の半周期高周波で繰り返
しオンオフ制御することで、平均電圧を調整したり、定
電圧制御を行うことができる。また、正の半周期におい
て、スイッチング素子Ｑ１をオンさせることにより、力
率１以外の負荷においても対応できる。すなわち、負荷
が誘導性負荷等の場合でも、スイッチング素子Ｑ１をオ
ンさせれば、逆電流が流れる経路を確保できる。

【００１５】同様に、負の期間において、スイッチング
素子Ｑ５をオンすることで単巻変圧器３のタップＴ１−
Ｔ４間に交流電源１→Ｔ４→Ｔ１→Ｑ５→Ｄ４→交流電
源１の経路で交流電源電圧が印加される。その結果、タ
ップＴ２−Ｔ４間には巻き数に応じた交流電源より低い
電圧が発生し、Ｔ４→負荷２→Ｔ２の経路で負荷２に電
圧が供給される。次に、スイッチング素子Ｑ５をオフし
てスイッチング素子Ｑ６をオンすると、タップＴ３−Ｔ
４間に、交流電源１→Ｔ４→Ｔ３→Ｑ６→Ｄ４→交流電
源１の経路で交流電源電圧が印加される。その結果、タ
ップＴ２−Ｔ４間には巻き数に応じた交流電源より高い
電圧が発生し、Ｔ４→負荷２→Ｔ２の経路で負荷２に電
圧が供給される。この様な動作を負の半周期高周波で繰
り返しオンオフ制御することで、平均電圧を調整した
り、定電圧制御を行うことができる。また、負の半周期
において、スイッチング素子Ｑ４をオンさせることによ
り、上記と同様に、力率１以外の負荷においても対応で
きる。すなわち、負荷が誘導性負荷等の場合でも、スイ
ッチング素子Ｑ４をオンさせれば、逆電流が流れる経路
を確保できる。

【００１６】図２は図１に示されている第１の実施形態
における入出力電圧波形の一例である。同図に示されて
いるように、交流電源の出力電圧波形Ｖ１が正弦波であ
る場合、負荷２に与えられる負荷電圧の波形は、基本波
を多く含んだ交流電源と同相で、単巻変圧器３のタップ
Ｔ３−Ｔ４間とタップＴ２−Ｔ４間との巻線比、タップ
Ｔ１−Ｔ４間とタップＴ２−Ｔ４間との巻線比に応じ
て、変圧された２電圧間を高周波で脈動する電圧波形と
なる。

【００１７】図３は、本発明による電力変換装置の第２
の実施形態の構成を示すブロック図である。同図におい
て、図１に示されている第１の実施形態との相違点は、
交流フィルタ４、５が挿入されている点である。この様
な構成において、スイッチ回路２１の動作は第１の実施
形態の場合と同じであるので説明は省略し、相違点のみ
説明する。

【００１８】交流フィルタ５は図２に示されている、タ
ップにより変圧された２電圧間を高周波で脈動する電圧
の脈動を除去し、負荷に正弦波を供給する働きをする。
また、交流フィルタ４はスイッチ回路２１のオンオフ動
作による高周波リプルが電源側に流出するのを抑制す
る。つまり、フィルタは、スイッチ回路のチョッパ動作
によるチョッパ出力の変動を抑えているのである。

【００１９】一般に、交流フィルタ５はリアクトルとコ
ンデンサで構成される。また、交流フィルタ４はコンデ
ンサのみ又はリアクトルとコンデンサで構成される。ス
イッチ回路のオンオフ制御が高速に行われ、高周波信号
が導出されるため、これらのフィルタの時定数は、図１
２の従来のサイリスタを用いたタップ切換に位相制御を
導入した波形の歪みを抑制するフィルタよりも十分小さ
いものとなる。

【００２０】図４は本発明による電力変換装置の第３の
実施形態の構成を示すブロック図である。同図において
は、図１の場合と異なり、スイッチ回路３１が単巻変圧
器３の２次側に設けられている。すなわち、スイッチ回
路３１は、ダイオードＤ１のアノード端子とダイオード
Ｄ４のカソード端子とが接続され更にスイッチング素子
Ｑ１、Ｑ４が逆並列に接続された第１のダイオード直列
回路と、ダイオードＤ２のアノード端子とダイオードＤ
５のカソード端子とが接続され更にスイッチング素子Ｑ
２、Ｑ５が逆並列に接続された第２のダイオード直列回
路と、ダイオードＤ３のアノード端子とダイオードＤ６
のカソード端子とが接続され更にスイッチング素子Ｑ
３、Ｑ６が逆並列に接続された第３のダイオード直列回
路とを含み、３つのダイオード直列回路が並列に接続さ
れた構成である。そして、スイッチ回路３１のダイオー
ドＤ１とＤ４の直列回路の直列接続点が単巻変圧器３の
タップＴ１に、スイッチ回路３１のダイオードＤ２とＤ
５の直列回路の直列接続点が単巻変圧器３のタップＴ３
に、スイッチ回路３１のダイオードＤ３とＤ６の直列回
路の直列接続点が負荷２の一端に、単巻変圧器３のタッ
プＴ２が交流電源１の一端に、交流電源１の他端及び単
巻変圧器３のタップＴ４が負荷２の他端に、それぞれ接
続されている。

【００２１】この様な回路構成において、電源電圧に応
じてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の６個のスイッチを任
意の組み合わせでオンオフ制御することで、負荷に電源
電圧と同相で振幅の異なる電圧を供給することができ
る。例えば、単巻変圧器３のタップＴ２−Ｔ４間には交
流電源１の電圧が印加される。この時、タップＴ１−Ｔ
４間には単巻変圧器３の巻数比に応じて交流電源より高
い電圧が、タップＴ３−Ｔ４間には単巻変圧器３の巻数
比に応じて交流電源より低い電圧が、それぞれ発生す
る。

【００２２】この時、交流電源が正の半周期の期間にお
いて、スイッチング素子Ｑ３をオンすると、負荷にはＴ
１→Ｄ１→Ｑ３→負荷２→Ｔ４の経路で、タップＴ１−
Ｔ４間の電圧が供給される。次に、スイッチング素子Ｑ
３をオフしてスイッチング素子Ｑ６をオンすると、負荷
にはＴ３→Ｑ５→Ｄ６→負荷２→Ｔ４の経路で、タップ
Ｔ３−Ｔ４間の電圧が供給される。この様な動作を正の
半周期高周波で繰り返しオンオフ制御することで、平均
電圧を調整したり、定電圧制御を行うことができる。ま
た、正の半周期において、スイッチング素子Ｑ１及びＱ
５を常にオンさせることで、力率１以外の負荷において
も対応できる。すなわち、負荷が誘導性負荷等の場合で
も、スイッチング素子Ｑ１及びＱ５をオンさせれば、逆
電流が流れる経路を確保できる。

【００２３】同様に、負の半周期の期間において、スイ
ッチング素子Ｑ６をオンすると、負荷にはＴ４→負荷→
Ｑ６→Ｄ４→Ｔ１の経路で、タップＴ１−Ｔ４間の電圧
が供給される。次にスイッチング素子Ｑ６をオフしてス
イッチング素子Ｑ２をオンすると、負荷にはＴ４→負荷
→Ｄ３→Ｑ２→Ｔ３の経路で、タップＴ３−Ｔ４間の電
圧が供給される。この様な動作を負の半周期高周波で繰
り返しオンオフ制御することで、平均電圧を調整した
り、定電圧制御を行うことができる。また、負の半周期
において、スイッチング素子Ｑ２及びＱ４を常にオンさ
せ、スイッチング素子Ｑ６がオフの期間スイッチング素
子Ｑ３をオンさせることで、力率１以外の負荷において
も対応できる。すなわち、負荷が誘導性負荷等の場合で
も、スイッチング素子Ｑ２及びＱ４をオンさせれば、逆
電流が流れる経路を確保できる。

【００２４】その結果、第１の実施形態の場合と同様
に、負荷２には図２に示されている基本波を多く含んだ
交流電源と同相でタップにより変圧された２電圧間を
高周波で脈動する電圧波形が供給される。図５は本発明
による電力変換装置の第４の実施形態の構成を示すブロ
ック図である。同図において、図４に示されている第３
の実施形態との相違点は、交流フィルタ４、５が挿入さ
れている点である。

【００２５】この様な構成において、スイッチ回路３１
の動作は第３の実施形態の場合と同じであるので説明は
省略し、相違点のみ説明する。交流フィルタ５は図２に
示されている、タップにより変圧された２電圧間を高周
波で脈動する電圧の脈動を除去し、負荷に正弦波を供給
する働きをする。また、交流フィルタ４はスイッチ回路
３１のオンオフ動作による高周波リプルが電源側に流出
するのを抑制する。つまり、フィルタは、スイッチ回路
のチョッパ動作によるチョッパ出力の変動を抑えている
のである。

【００２６】一般に、交流フィルタ５はリアクトルとコ
ンデンサで構成される。また、交流フィルタ４はコンデ
ンサのみまたはリアクトルとコンデンサで構成される。
スイッチ回路のオンオフ制御が高速に行われ、高周波信
号が導出されるため、これらのフィルタの時定数は、図
１２の従来のサイリスタを用いたタップ切換に位相制御
を導入した波形の歪みを抑制するフィルタよりも十分小
さいものとなる。

【００２７】図６は本発明による電力変換装置の第５の
実施形態の構成を示すブロック図である。同図において
は、スイッチ回路４１が単巻変圧器３の２次側に設けら
れ、更に単巻変圧器３と絶縁された変圧器７が設けられ
ている。スイッチ回路４１は、ダイオードＤ１のアノー
ド端子とダイオードＤ４のカソード端子とが接続され更
にスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４が逆並列に接続された第
１のダイオード直列回路と、ダイオードＤ２のアノード
端子とダイオードＤ５のカソード端子とが接続され更に
スイッチング素子Ｑ２、Ｑ５が逆並列に接続された第２
のダイオード直列回路と、ダイオードＤ３のアノード端
子とダイオードＤ６のカソード端子とが接続され更にス
イッチング素子Ｑ３、Ｑ６が逆並列に接続された第３の
ダイオード直列回路とを含み、３つのダイオード直列回
路が並列に接続された構成である。そして、スイッチ回
路４１のダイオードＤ１とＤ４の直列回路の直列接続点
が単巻変圧器３のタップＴ３に、スイッチ回路４１のダ
イオードＤ２とＤ５の直列回路の直列接続点が単巻変圧
器３のタップＴ４及び交流電源１の一端並びに変圧器７
の１次側の一端更には負荷２の一端に、スイッチ回路４
１のダイオードＤ３とＤ６の直列回路の直列接続点が変
圧器７の１次側の他端に、単巻変圧器３のタップＴ１が
変圧器７の２次側の一端に、単巻変圧器３のタップＴ２
が交流電源１の他端に、変圧器７の２次側の他端が負荷
２の他端に、それぞれ接続されている。

【００２８】この様な回路構成において、電源電圧に応
じてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の６個のスイッチを任
意の組み合わせでオンオフ制御することで、負荷に電源
電圧と同相で振幅の異なる電圧を供給することができ
る。例えば、単巻変圧器３のタップＴ２−Ｔ４間には交
流電源１の電圧が印加される。この時、タップＴ１−Ｔ
４間には単巻変圧器３の巻数比に応じて交流電源より高
い電圧が、タップＴ３−Ｔ４間には単巻変圧器３の巻数
比に応じて交流電源より低い電圧が、それぞれ発生して
いる。この時、交流電源１が正の半周期において、スイ
ッチング素子Ｑ３をオンすると、変圧器７の１次側には
Ｔ３→Ｄ１→Ｑ３→変圧器７の１次側→Ｔ４の経路で、
タップＴ３−Ｔ４間の電圧が供給される。

【００２９】次に、スイッチング素子Ｑ３をオフしてス
イッチング素子Ｑ６をオンすると、スイッチ回路４１の
出力は還流モードへと移行する。再び、スイッチング素
子Ｑ６をオフした後にスイッチング素子Ｑ３をオンする
と、変圧器７の１次側にはＴ３→Ｄ１→Ｑ３→変圧器７
の１次側→Ｔ４の経路で、タップＴ３−Ｔ４間の電圧が
供給される。この様な動作を正の半周期高周波で繰り返
しオンオフ制御することで、変圧器７の１次側の平均電
圧を調整したり、定電圧制御を行うことができる。その
結果、図６に示されている変圧器７の極性に従うと、負
荷には単巻変圧器３のＴ１−Ｔ４間の電圧から変圧器７
の２次側電圧を減じた電圧が、Ｔ１→変圧器７の２次側
→負荷２→Ｔ４の経路で供給される。また、正の半周期
において、スイッチング素子Ｑ１及びＱ５を常にオンさ
せることで、力率１以外の負荷においても対応できる。
すなわち、負荷が誘導性負荷等の場合でも、スイッチン
グ素子Ｑ１及びＱ５をオンさせれば、逆電流が流れる経
路を確保できる。

【００３０】同様に、負の期間において、スイッチング
素子Ｑ６をオンすると、変圧器７の１次側にはＴ４→変
圧器７の１次側→Ｑ６→Ｄ４→Ｔ３の経路で、タップＴ
３−Ｔ４間の電圧が供給される。次にスイッチング素子
Ｑ６をオフしてスイッチング素子Ｑ３をオンすると、ス
イッチ回路４１の出力は還流モードへと移行する。再
び、スイッチング素子Ｑ３をオフした後にスイッチング
素子Ｑ６をオンすると、変圧器７の１次側にはＴ４→変
圧器７の１次側→Ｑ６→Ｄ４→Ｔ３の経路で、タップＴ
３−Ｔ４間の電圧が供給される。この様な動作を負の半
周期高周波で繰り返しオンオフ制御することで、変圧器
７の１次側の平均電圧を調整したり、定電圧制御を行う
ことができる。その結果、図６に示されている変圧器７
の極性に従うと、負荷には単巻変圧器３のＴ１−Ｔ４間
の電圧から変圧器７の２次側電圧を減じた電圧が、Ｔ４
→負荷２→変圧器７の２次側→Ｔ１の経路で供給され
る。また、負の半周期において、スイッチング素子Ｑ４
及びＱ２を常にオンさせることで、力率１以外の負荷に
おいても対応できる。すなわち、負荷が誘導性負荷等の
場合でも、スイッチング素子Ｑ４及びＱ２をオンさせれ
ば、逆電流が流れる経路を確保できる。

【００３１】その結果、負荷２には図７に示されている
ような基本波を多く含んだ交流電源と同相で変圧器７に
より減じた結果、２電圧間を高周波で脈動する電圧波形
が供給される。図８は本発明による電力変換装置の第６
の実施形態の構成を示すブロック図である。同図におい
て、図６に示されている第５の実施形態との相違点は、
交流フィルタ６が挿入されている点である。

【００３２】この様な構成において、スイッチ回路４１
の動作は第５の実施形態の場合と同じであるので説明は
省略し、相違点のみ説明する。交流フィルタ６は図７に
示されているような、高周波脈動を持った電圧波形の脈
動を除去し、負荷に正弦波を供給する働きをする。ま
た、交流フィルタ６の代りに負荷と並列に交流フィルタ
６を挿入しても同様の効果が得られる。つまり、フィル
タは、スイッチ回路のチョッパ動作によるチョッパ出力
の変動を抑えているのである。

【００３３】一般に、交流フィルタ６はリアクトルとコ
ンデンサで構成される。スイッチ回路のオンオフ制御が
高速に行われ、高周波信号が導出されるため、これらの
フィルタの時定数は、図１２に示されている従来のサイ
リスタを用いたタップ切換に位相制御を導入した波形の
歪みを抑制するフィルタより十分小さいものとなる。図
９は本発明による電力変換装置の第７の実施形態の構成
を示すブロック図である。同図においては、スイッチ回
路５１が単巻変圧器３の２次側に設けられ、更に単巻変
圧器３と絶縁された変圧器７が設けられている。

【００３４】スイッチ回路５１は、ダイオードＤ１のア
ノード端子とダイオードＤ４のカソード端子とが接続さ
れ更にスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４が逆並列に接続され
た第１のダイオード直列回路と、ダイオードＤ２のアノ
ード端子とダイオードＤ５のカソード端子とが接続され
更にスイッチング素子Ｑ２、Ｑ５が逆並列に接続された
第２のダイオード直列回路と、ダイオードＤ３のアノー
ド端子とダイオードＤ６のカソード端子とが接続され更
にスイッチング素子Ｑ３、Ｑ６が逆並列に接続された第
３のダイオード直列回路とを含み、３つのダイオード直
列回路が並列に接続された構成である。そして、スイッ
チ回路５１のダイオードＤ１とＤ４の直列回路の直列接
続点が単巻変圧器３のタップＴ３に、スイッチ回路５１
のダイオードＤ２とＤ５の直列回路の直列接続点が単巻
変圧器３のタップＴ１及び変圧器７の１次側の一端並び
に負荷２の一端に、スイッチ回路５１のダイオードＤ３
とＤ６の直列回路の直列接続点が変圧器７の１次側の他
端に、単巻変圧器３のタップＴ２が交流電源１の一端
に、単巻変圧器３のタップＴ４が交流電源１の他端及び
変圧器７の２次側の一端に、変圧器７の２次側の他端が
負荷２の他端に、それぞれ接続されている。

【００３５】この様な回路構成において、電源電圧に応
じてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の６個のスイッチを任
意の組み合わせでオンオフ制御することで、負荷に電源
電圧と同相で振幅の異なる電圧を供給することができ
る。例えば、単巻変圧器３のタップＴ２−Ｔ４間には交
流電源１の電圧が印加される。この時、タップＴ１−Ｔ
４間には単巻変圧器３の巻数比に応じて交流電源より高
い電圧が、タップＴ３−Ｔ４間には単巻変圧器３の巻数
比に応じて交流電源より低い電圧が、それぞれ発生して
いる。

【００３６】この時、交流電源１が正の半周期におい
て、スイッチング素子Ｑ６をオンすると、変圧器７の１
次側にはＴ１→変圧器７の１次側→Ｑ６→Ｄ４→Ｔ３の
経路で、タップＴ１−Ｔ３間の電圧が供給される。次に
スイッチング素子Ｑ６をオフしてスイッチング素子Ｑ３
をオンすると、スイッチ回路５１の出力は還流モードへ
と移行する。再び、スイッチング素子Ｑ３をオフした後
にスイッチング素子Ｑ６をオンすると、変圧器７の１次
側にはＴ１→変圧器７の１次側→Ｑ６→Ｄ４→Ｔ３の経
路で、タップＴ１−Ｔ３間の電圧が供給される。この様
な動作を正の半周期高周波で繰り返しオンオフ制御する
ことで、変圧器７の１次側の平均電圧を調整したり、定
電圧制御を行うことができる。その結果、図９に示され
ている変圧器７の極性に従うと、負荷には単巻変圧器３
のＴ１−Ｔ４間の電圧から変圧器７の２次側電圧を減じ
た電圧が、Ｔ１→負荷２→変圧器７の２次側→Ｔ４の経
路で供給される。また、正の半周期において、スイッチ
ング素子Ｑ２及びＱ４を常にオンさせることで、力率１
以外の負荷においても対応できる。すなわち、負荷が誘
導性負荷等の場合でも、スイッチング素子Ｑ２及びＱ４
をオンさせれば、逆電流が流れる経路を確保できる。

【００３７】同様に、負の期間において、スイッチング
素子Ｑ３をオンすると、変圧器７の１次側にはＴ３→Ｄ
１→Ｑ３→変圧器７の１次側→Ｔ１の経路で、タップＴ
１−Ｔ３間の電圧が供給される。次にスイッチング素子
Ｑ３をオフしてスイッチング素子Ｑ６をオンすると、ス
イッチ回路５１の出力は還流モードへと移行する。再
び、スイッチング素子Ｑ６をオフした後にスイッチング
素子Ｑ３をオンすると、変圧器７の１次側にはＴ３→Ｄ
１→Ｑ３→変圧器７の１次側→Ｔ１の経路で、タップＴ
１−Ｔ３間の電圧が供給される。この様な動作を正の半
周期高周波で繰り返しオンオフ制御することで、変圧器
７の１次側の平均電圧を調整したり、定電圧制御を行う
ことができる。その結果、図９に示されている変圧器７
の極性に従うと、負荷には単巻変圧器３のＴ１−Ｔ４間
の電圧から変圧器７の２次側電圧を減じた電圧が、Ｔ４
→変圧器７の２次側→負荷２→Ｔ１の経路で供給され
る。また、負の半周期において、スイッチング素子Ｑ１
及びＱ５を常にオンさせることで、力率１以外の負荷に
おいても対応できる。すなわち、負荷が誘導性負荷等の
場合でも、スイッチング素子Ｑ１及びＱ５をオンさせれ
ば、逆電流が流れる経路を確保できる。

【００３８】その結果、負荷２には図７に示されている
ような基本波を多く含んだ交流電源と同相で変圧器７に
より減じた結果、２電圧間を高周波で脈動する電圧波形
が供給される。図１０は本発明による電力変換装置の第
８の実施形態の構成を示すブロック図である。同図にお
いて、図９に示されている第７の実施形態との相違点
は、交流フィルタ６が挿入されている点である。

【００３９】この様な構成において、スイッチ回路５１
の動作は図９に示されている第７の実施形態の場合と同
じであるので説明は省略し、相違点のみ説明する。交流
フィルタ６は図７に示されているような、高周波脈動を
持った電圧波形の脈動を除去し、負荷に正弦波を供給す
る働きをする。また、交流フィルタ６の代りに負荷と並
列に交流フィルタ６を挿入しても同様の効果が得られ
る。つまり、フィルタは、スイッチ回路のチョッパ動作
によるチョッパ出力の変動を抑えているのである。

【００４０】一般に、交流フィルタ６はリアクトルとコ
ンデンサで構成される。スイッチ回路のオンオフ制御が
高速に行われ、高周波信号が導出されるため、これらの
フィルタの時定数は、図１２に示されている従来のサイ
リスタを用いたタップ切換に位相制御を導入した波形の
歪みを抑制するフィルタより十分小さいものとなる。図
１１は、本発明による電力変換装置の第９の実施形態の
構成を示すブロック図である。同図においては、１次側
にタップＴ１、Ｔ２、Ｔ３を有し２次側とは絶縁された
変圧器８と、の変圧器８の２次側に設けられたスイッチ
回路６１と、リアクトルＬ１と、コンデンサＣ１とが設
けられている。

【００４１】スイッチ回路６１は、ダイオードＤ１のア
ノード端子とダイオードＤ４のカソード端子とが接続さ
れ更にスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４が逆並列に接続され
た第１のダイオード直列回路と、ダイオードＤ２のアノ
ード端子とダイオードＤ５のカソード端子とが接続され
更にスイッチング素子Ｑ２、Ｑ５が逆並列に接続された
第２のダイオード直列回路と、ダイオードＤ３のアノー
ド端子とダイオードＤ６のカソード端子とが接続され更
にスイッチング素子Ｑ３、Ｑ６が逆並列に接続された第
３のダイオード直列回路とを含み、３つのダイオード直
列回路が並列に接続された構成である。そして、変圧器
８のタップＴ２が交流電源１の一端に、変圧器８のタッ
プＴ４が交流電源１の他端及び負荷２の一端に、スイッ
チ回路６１のダイオードＤ１とＤ４の直列回路の直列接
続点が変圧器８の２次側の一端に、スイッチ回路６１の
ダイオードＤ２とＤ５の直列回路の直列接続点が変圧器
８の２次側の他端及びコンデンサＣ１の一端並びに負荷
２の他端に、スイッチ回路６１のダイオードＤ３とＤ６
の直列回路の直列接続点がリアクトルＬ１の一端に、変
圧器８のタップＴ１がリアクトルＬ１の他端及びコンデ
ンサＣ１の他端に、それぞれ接続されている。つまり、
変圧器８の１次側のタップＴ１−Ｔ２間に交流電源１が
接続され、コンデンサＣ１と負荷２との直列回路がタッ
プＴ２−Ｔ３間に接続されていることになる。

【００４２】この様な回路構成において、電源電圧に応
じてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の６個のスイッチを任
意の組み合わせでオンオフ制御することで、負荷に電源
電圧と同相で振幅の異なる電圧を供給することができ
る。例えば、変圧器８の１次側のタップＴ２−Ｔ３間に
は交流電源１の電圧が印加される。この時、タップＴ１
−Ｔ３間には変圧器８の１次巻数比に応じて交流電源よ
り高い電圧が、変圧器８の２次側には変圧比に応じた電
圧が、それぞれ発生している。

【００４３】この時、交流電源１が正の半周期におい
て、スイッチング素子Ｑ３をオンするとスイッチ回路６
１はコンデンサＣ１に対して、変圧器８の２次側→Ｄ１
→Ｑ３→Ｌ１→Ｃ１→変圧器８の２次側の経路で、変圧
器８の２次電圧を供給するように動作する。次に、スイ
ッチング素子Ｑ３をオフしてスイッチング素子Ｑ６をオ
ンすることで、スイッチング回路６１は還流動作へと移
行する。再び、スイッチング素子Ｑ６をオフしてスイッ
チング素子Ｑ３をオンすることで、スイッチ回路６１は
コンデンサＣ１に対して、変圧器８の２次側→Ｄ１→Ｑ
３→Ｌ１→Ｃ１→変圧器８の２次側の経路で、変圧器８
の２次電圧を供給するように動作する。このような動作
を、高周波で繰り返すことで、スイッチ回路６１は変圧
器８の２次側を高周波でチョッピングした波形、例えば
図７に示されている、変圧器７の１次側のような波形を
出力し、リアクトルＬ１とコンデンサＣ１とのフィルタ
効果によりコンデンサＣ１には変圧器８の２次側電圧と
同相で振幅が調整された電圧が発生し、平均電圧を調整
したり、定電圧制御を行うことができる。その結果、負
荷２には、変圧器８の１次側タップＴ１−Ｔ３間電圧か
らＣ１の電圧を減じた電圧が供給される。また、正の半
周期において、スイッチング素子Ｑ１及びＱ５を常にオ
ンさせることで、力率１以外の負荷においても対応でき
る。すなわち、負荷が誘導性負荷等の場合でも、スイッ
チング素子Ｑ１及びＱ５をオンさせれば、逆電流が流れ
る経路を確保できる。

【００４４】次に、交流電源１が負の半周期において、
スイッチング素子Ｑ６をオンするとスイッチ回路６１は
コンデンサＣ１に対して、変圧器８の２次側→Ｃ１→Ｌ
１→Ｑ６→Ｄ４→変圧器８の２次側の経路で、変圧器８
の２次電圧を供給するように動作する。次に、スイッチ
ング素子Ｑ６をオフしてスイッチング素子Ｑ３をオンす
ることで、スイッチング回路６１は還流動作へと移行す
る。

【００４５】再び、スイッチング素子Ｑ３をオフしてス
イッチング素子Ｑ６をオンすることで、スイッチ回路６
１はコンデンサＣ１に対して、変圧器８の２次側→Ｃ１
→Ｌ１→Ｑ６→Ｄ４→変圧器８の２次側の経路で、変圧
器８の２次電圧を供給するように動作する。このような
動作を、高周波で繰り返すことで、スイッチ回路６１は
変圧器８の２次側を高周波でチョッピングした波形、例
えば図７に示されている、変圧器７の１次側のような波
形を出力し、Ｌ１とＣ１のフィルタ効果によりＣ１には
変圧器８の２次側電圧と同相で振幅が調整された電圧が
発生し、平均電圧を調整したり、定電圧制御を行うこと
ができる。その結果、負荷２には、変圧器８の１次側タ
ップＴ１−Ｔ３間電圧からＣ１の電圧を減じた電圧が供
給される。また、負の半周期において、スイッチング素
子Ｑ２及びＱ４を常にオンさせることで、力率１以外の
負荷においても対応できる。すなわち、負荷が誘導性負
荷等の場合でも、スイッチング素子Ｑ２及びＱ４をオン
させれば、逆電流が流れる経路を確保できる。

【００４６】その結果、負荷２には図７に示されている
ような基本波を多く含んだ交流電源と同相で変圧器７に
より減じた結果、２電圧間を高周波で脈動する電圧波形
が供給される。なお、上記はスイッチング素子としてト
ランジスタを採用した場合について説明したが、これに
限らず各種の自己消弧型スイッチング素子を用いること
ができる。

【００４７】また、上記は単巻変圧器を用いた場合につ
いて説明したが、その代わりに１次側と２次側とが絶縁
された一般的な変圧器を用いることもできる。

【００４８】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、一定平滑
な直流中間を介さずに電圧を調整出来る自己消孤形スイ
ッチを用いた電力調整器、単巻変圧器、変圧器、フィル
タ等を用いることで、従来できなかつた高速応答で負荷
電圧の歪みの小さい交流電圧の連続的な調整ができると
いう効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による電力変換装置の実施の第１の形態
を示すブロック図である。

【図２】図１の電力変換装置の動作を示す波形図であ
る。

【図３】本発明による電力変換装置の実施の第２の形態
を示すブロック図である。

【図４】本発明による電力変換装置の実施の第３の形態
を示すブロック図である。

【図５】本発明による電力変換装置の実施の第４の形態
を示すブロック図である。

【図６】本発明による電力変換装置の実施の第５の形態
を示すブロック図である。

【図７】図５の電力変換装置の動作を示す波形図であ
る。

【図８】本発明による電力変換装置の実施の第６の形態
を示すブロック図である。

【図９】本発明による電力変換装置の実施の第７の形態
を示すブロック図である。

【図１０】本発明による電力変換装置の実施の第８の形
態を示すブロック図である。

【図１１】本発明による電力変換装置の実施の第９の形
態を示すブロック図である。

【図１２】従来の電力変換装置の構成例を示すブロック
図である。

【符号の説明】

１交流電源２負荷３単巻変圧器４〜６交流フィルタ７、８変圧器２１、３１、４１、５１、６１スイッチング回路Ｄ１〜Ｄ６ダイオードＱ１〜Ｑ６スイッチング素子

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第１の変圧器の互いに異なるタップによ
って導出され位相が同一で最大電圧値が異なる第１及び
第２の交流電圧間においてチョッパ動作を行うスイッチ
ング回路を含むことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】前記チョッパ動作によるチョッパ出力の
変動を抑えるフィルタを更に含むことを特徴とする請求
項１記載の電力変換装置。
【請求項３】前記スイッチング回路は、第１及び第２
のスイッチング素子と、これらスイッチング素子に対応
して設けられ対応する素子と逆並列接続された第１及び
第２のダイオードとからなり、互いに並列接続された第
１〜第３の直列回路を含み、前記第１の直列回路の直列
接続点を交流電源の一端に接続し、前記第２の直列回路
の直列接続点を前記第１の変圧器の第１のタップに接続
し、前記第１の変圧器の第２のタップを負荷の一端に接
続し、前記第３の直列回路の直列接続点を前記第１の変
圧器の第３のタップに接続し、前記第１の変圧器の第４
のタップを前記交流電源の他端及び前記負荷の他端に接
続したことを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換
装置。
【請求項４】前記スイッチング回路は、第１及び第２
のスイッチング素子と、これらスイッチング素子に対応
して設けられ対応する素子と逆並列接続された第１及び
第２のダイオードとからなり、互いに並列接続された第
１〜第３の直列回路を含み、前記第１の直列回路の直列
接続点を前記第１の変圧器の第１のタップに接続し、前
記第１の変圧器の第２のタップを交流電源の一端に接続
し、前記第２の直列回路の直列接続点を前記第１の変圧
器の第３のタップに接続し、前記第３の直列回路の直列
接続点を前記負荷の一端に接続し、前記第１の変圧器の
第４のタップを前記交流電源の他端及び前記負荷の他端
に接続したことを特徴とする請求項１又は２記載の電力
変換装置。
【請求項５】前記スイッチング回路は、第１及び第２
のスイッチング素子と、これらスイッチング素子に対応
して設けられ対応する素子と逆並列接続された第１及び
第２のダイオードとからなり、互いに並列接続された第
１〜第３の直列回路と、第２の変圧器とを含み、前記第
１の変圧器の第１のタップを第２の変圧器の２次側の一
端に接続し、前記第２の変圧器の他端を負荷の一端に接
続し、前記第１の直列回路の直列接続点を前記第１の変
圧器の第３のタップに接続し、前記第２の直列回路の直
列接続点を前記第１の変圧器の第４のタップ及び前記交
流電源の他端及び前記第２の変圧器の１次側の一端並び
に前記負荷の他端に接続し、前記第３の直列回路の直列
接続点を前記第２の変圧器の１次側の他端に接続したこ
とを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換装置。
【請求項６】前記スイッチング回路は、第１及び第２
のスイッチング素子と、これらスイッチング素子に対応
して設けられ対応する素子と逆並列接続された第１及び
第２のダイオードとからなり、互いに並列接続された第
１〜第３の直列回路と、リアクトルと、コンデンサとを
含み、前記第１の変圧器は１次側にタップを有しかつ２
次側とは絶縁されており、前記第１の変圧器の１次側の
第２のタップと第３のタップとの間に交流電源を接続
し、前記第１の直列回路の直列接続点を前記第１の変圧
器の２次側の一端に接続し、前記第２の直列回路の直列
接続点を前記第１の変圧器の２次側の他端と前記コンデ
ンサの一端に接続し、前記第３の直列回路の直列接続点
を前記リアクトルの一端に接続し、前記第１の変圧器の
１次側の第１のタップを前記リアクトルの他端と前記コ
ンデンサの他端に接続したことを特徴とする請求項１又
は２記載の電力変換装置。
【請求項７】前記第１の変圧器は、単巻変圧器である
ことを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の電力
変換装置。
【請求項８】前記スイッチング素子は、自己消弧型の
スイッチング素子であることを特徴とする請求項１〜７
のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項９】前記フィルタは、前記交流電源の次段
と、前記負荷の前段との、どちらか一方又は双方に接続
された受動形交流フィルタであることを特徴とする請求
項３〜８のいずれかに記載の電力変換装置。