JP2001286145A - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
無く、入力電圧変動範囲内での連続的な制御と負荷電圧
の正弦波化が可能な電力変換装置を実現する。 【解決手段】 変圧器の互いに異なるタップによって導
出され位相が同一で最大電圧値が異なる2種類の交流電
圧間においてチョッパ動作を行うスイッチング回路を用
いて電力変換装置を構成する。交流電源の出力電圧波形
V1が正弦波である場合、負荷に与えられる負荷電圧の
波形は、基本波を多く含んだ交流電源と同相で、単巻変
圧器3のタップT3−T4間とタップT2−T4間との
巻線比、タップT1−T4間とタップT2−T4間との
巻線比に応じて、変圧された2電圧間を高周波で脈動す
る電圧波形となる。
Description
し、特に一定平滑な直流中間電圧を介さずに、変動する
交流電圧を適切な電圧に調整することで、負荷へ安定し
た電圧を供給する電力変換装置の構成に関する。
は、図12(a)に示されているように、単巻の変圧器
に複数のタップを設け、このタップを切換えることで負
荷への供給電圧を調整していた。これらのタップは、同
図(b)に示されているように機械式接点であったり、
同図(c)に示されているようにサイリスタを逆並列接
続したものが良く使われる。同図(a)においては、例
えば、入力電圧が高い場合は変圧比が小さなタップをオ
ンして、入力電圧が低い場合は変圧比が大きなタップを
オンして、出力電圧を調整する。また、サイリスタの逆
並列回路を用いている場合は、さらに位相制御を併用す
ることで出力電圧を調整していた。
従来の回路構成では、出力を調整するために予め用意さ
れた複数のタップを切換えて出力を調整することが基本
となる。そのため、機械式接点の場合は接点の寿命を考
慮し頻繁なタップの切換ができない、タップ切換時に瞬
時電圧低下やサージが発生する、調整電圧範囲はステッ
プ状となり入力電圧の依存が高い、サイリスタの位相制
御を併用した場合は出力電圧に歪みが生じる、この歪み
を無くすためには低次のフィルタが必要であり装置が大
型化する等の課題があった。
るためになされたものであり、その目的は応答性が良
く、瞬間的な電圧低下やサージが無く、入力電圧変動範
囲内での連続的な制御と負荷電圧の正弦波化が可能な電
力変換装置を提供することである。
置は、第1の変圧器の互いに異なるタップによって導出
され位相が同一で最大電圧値が異なる第1及び第2の交
流電圧間においてチョッパ動作を行うスイッチング回路
を含むことを特徴とする。前記チョッパ動作によるチョ
ッパ出力の変動を抑えるフィルタを更に含んでも良い。
スイッチング素子と、これらスイッチング素子に対応し
て設けられ対応する素子と逆並列接続された第1及び第
2のダイオードとからなり、互いに並列接続された第1
〜第3の直列回路を含み、前記第1の直列回路の直列接
続点を交流電源の一端に接続し、前記第2の直列回路の
直列接続点を前記第1の変圧器の第1のタップに接続
し、前記第1の変圧器の第2のタップを負荷の一端に接
続し、前記第3の直列回路の直列接続点を前記第1の変
圧器の第3のタップに接続し、前記第1の変圧器の第4
のタップを前記交流電源の他端及び前記負荷の他端に接
続したものとする。
のスイッチング素子と、これらスイッチング素子に対応
して設けられ対応する素子と逆並列接続された第1及び
第2のダイオードとからなり、互いに並列接続された第
1〜第3の直列回路を含み、前記第1の直列回路の直列
接続点を前記第1の変圧器の第1のタップに接続し、前
記第1の変圧器の第2のタップを交流電源の一端に接続
し、前記第2の直列回路の直列接続点を前記第1の変圧
器の第3のタップに接続し、前記第3の直列回路の直列
接続点を前記負荷の一端に接続し、前記第1の変圧器の
第4のタップを前記交流電源の他端及び前記負荷の他端
に接続したものを用いても良い。
2のスイッチング素子と、これらスイッチング素子に対
応して設けられ対応する素子と逆並列接続された第1及
び第2のダイオードとからなり、互いに並列接続された
第1〜第3の直列回路と、第2の変圧器とを含み、前記
第1の変圧器の第1のタップを第2の変圧器の2次側の
一端に接続し、前記第2の変圧器の他端を負荷の一端に
接続し、前記第1の直列回路の直列接続点を前記第1の
変圧器の第3のタップに接続し、前記第2の直列回路の
直列接続点を前記第1の変圧器の第4のタップ及び前記
交流電源の他端及び前記第2の変圧器の1次側の一端並
びに前記負荷の他端に接続し、前記第3の直列回路の直
列接続点を前記第2の変圧器の1次側の他端に接続した
ものを用いても良い。
2のスイッチング素子と、これらスイッチング素子に対
応して設けられ対応する素子と逆並列接続された第1及
び第2のダイオードとからなり、互いに並列接続された
第1〜第3の直列回路と、リアクトルと、コンデンサと
を含み、前記第1の変圧器は1次側にタップを有しかつ
2次側とは絶縁されており、前記第1の変圧器の1次側
の第2のタップと第3のタップとの間に交流電源を接続
し、前記第1の直列回路の直列接続点を前記第1の変圧
器の2次側の一端に接続し、前記第2の直列回路の直列
接続点を前記第1の変圧器の2次側の他端と前記コンデ
ンサの一端に接続し、前記第3の直列回路の直列接続点
を前記リアクトルの一端に接続し、前記第1の変圧器の
1次側の第1のタップを前記リアクトルの他端と前記コ
ンデンサの他端に接続したものを用いても良い。
あることを特徴とする。また、前記スイッチング素子
は、自己消弧型のスイッチング素子であることを特徴と
する。さらに、前記フィルタは、前記交流電源の次段
と、前記負荷の前段との、どちらか一方又は双方に接続
された受動形交流フィルタであることを特徴とする。要
するに、本装置では、自己消弧形スイッチング素子を用
いて一定平滑な直流中間電圧を介さずに電力変換が可能
な電力調整器、単巻変圧器、変圧器、フィルタ等を用い
ており、応答性が良く、瞬間的な電圧低下やサージが無
く、入力電圧変動範囲内での連続的な制御と負荷電圧の
正弦波化が可能な電力変換装置を実現できるのである。
施の形態について説明する。なお、以下の説明において
参照する各図では、他の図と同等部分は同一符号によっ
て示されている。図1は本発明による電力変換装置の第
1の実施の形態を示すブロック図である。同図に示され
ているように、第1の実施形態による電力変換装置は、
交流電圧を供給する交流電源1と、スイッチング動作を
行うスイッチ回路21と、タップT1、T2、T3、T
4を有する単巻変圧器3とを含んで構成されており、負
荷2に電力を供給する。
ノード端子とダイオードD4のカソード端子とが接続さ
れ更にスイッチング素子Q1、Q4が逆並列に接続され
た第1のダイオード直列回路と、ダイオードD2のアノ
ード端子とダイオードD5のカソード端子とが接続され
更にスイッチング素子Q2、Q5が逆並列に接続された
第2のダイオード直列回路と、ダイオードD3のアノー
ド端子とダイオードD6のカソード端子とが接続され更
にスイッチング素子Q3、Q6が逆並列に接続された第
3のダイオード直列回路とを含み、3つのダイオード直
列回路が並列に接続された構成である。そして、スイッ
チ回路21のダイオードD1とD4の直列回路の直列接
続点が交流電源1の一端に、スイッチ回路21のダイオ
ードD2とD5の直列回路の直列接続点が単巻変圧器3
のタップT1に、スイッチ回路21のダイオードD3と
D6の直列回路の直列接続点が単巻変圧器3のタップT
3に、単巻変圧器3のタップT2が負荷2の一端に、交
流電源1の他端及び単巻変圧器3のタップT4が負荷2
の他端に、それぞれ接続されている。
じてスイッチング素子Q1〜Q6による6個のスイッチ
を任意の組み合わせでオンオフ制御することで、負荷に
電源電圧と同相で振幅の異なる電圧を供給することがで
きる。例えば、交流電源1が正の期間において、スイッ
チング素子Q2をオンすることで単巻変圧器3のタップ
T1−T4間に交流電源1→D1→Q2→T1→T4→
交流電源1の経路で交流電源電圧が印加される。その結
果、タップT2−T4間には巻き数に応じた交流電源よ
り低い電圧が発生し、T2→負荷2→T4の経路で負荷
2に電圧が供給される。
イッチング素子Q3をオンすると、タップT3−T4間
に、交流電源1→D1→Q3→T3→T4→交流電源1
の経路で交流電源電圧が印加される。その結果、タップ
T2−T4間には巻き数に応じた交流電源より高い電圧
が発生し、T2→負荷2→T4の経路で負荷2に電圧が
供給される。この様な動作を正の半周期高周波で繰り返
しオンオフ制御することで、平均電圧を調整したり、定
電圧制御を行うことができる。また、正の半周期におい
て、スイッチング素子Q1をオンさせることにより、力
率1以外の負荷においても対応できる。すなわち、負荷
が誘導性負荷等の場合でも、スイッチング素子Q1をオ
ンさせれば、逆電流が流れる経路を確保できる。
素子Q5をオンすることで単巻変圧器3のタップT1−
T4間に交流電源1→T4→T1→Q5→D4→交流電
源1の経路で交流電源電圧が印加される。その結果、タ
ップT2−T4間には巻き数に応じた交流電源より低い
電圧が発生し、T4→負荷2→T2の経路で負荷2に電
圧が供給される。次に、スイッチング素子Q5をオフし
てスイッチング素子Q6をオンすると、タップT3−T
4間に、交流電源1→T4→T3→Q6→D4→交流電
源1の経路で交流電源電圧が印加される。その結果、タ
ップT2−T4間には巻き数に応じた交流電源より高い
電圧が発生し、T4→負荷2→T2の経路で負荷2に電
圧が供給される。この様な動作を負の半周期高周波で繰
り返しオンオフ制御することで、平均電圧を調整した
り、定電圧制御を行うことができる。また、負の半周期
において、スイッチング素子Q4をオンさせることによ
り、上記と同様に、力率1以外の負荷においても対応で
きる。すなわち、負荷が誘導性負荷等の場合でも、スイ
ッチング素子Q4をオンさせれば、逆電流が流れる経路
を確保できる。
における入出力電圧波形の一例である。同図に示されて
いるように、交流電源の出力電圧波形V1が正弦波であ
る場合、負荷2に与えられる負荷電圧の波形は、基本波
を多く含んだ交流電源と同相で、単巻変圧器3のタップ
T3−T4間とタップT2−T4間との巻線比、タップ
T1−T4間とタップT2−T4間との巻線比に応じ
て、変圧された2電圧間を高周波で脈動する電圧波形と
なる。
の実施形態の構成を示すブロック図である。同図におい
て、図1に示されている第1の実施形態との相違点は、
交流フィルタ4、5が挿入されている点である。この様
な構成において、スイッチ回路21の動作は第1の実施
形態の場合と同じであるので説明は省略し、相違点のみ
説明する。
ップにより変圧された2電圧間を高周波で脈動する電圧
の脈動を除去し、負荷に正弦波を供給する働きをする。
また、交流フィルタ4はスイッチ回路21のオンオフ動
作による高周波リプルが電源側に流出するのを抑制す
る。つまり、フィルタは、スイッチ回路のチョッパ動作
によるチョッパ出力の変動を抑えているのである。
ンデンサで構成される。また、交流フィルタ4はコンデ
ンサのみ又はリアクトルとコンデンサで構成される。ス
イッチ回路のオンオフ制御が高速に行われ、高周波信号
が導出されるため、これらのフィルタの時定数は、図1
2の従来のサイリスタを用いたタップ切換に位相制御を
導入した波形の歪みを抑制するフィルタよりも十分小さ
いものとなる。
実施形態の構成を示すブロック図である。同図において
は、図1の場合と異なり、スイッチ回路31が単巻変圧
器3の2次側に設けられている。すなわち、スイッチ回
路31は、ダイオードD1のアノード端子とダイオード
D4のカソード端子とが接続され更にスイッチング素子
Q1、Q4が逆並列に接続された第1のダイオード直列
回路と、ダイオードD2のアノード端子とダイオードD
5のカソード端子とが接続され更にスイッチング素子Q
2、Q5が逆並列に接続された第2のダイオード直列回
路と、ダイオードD3のアノード端子とダイオードD6
のカソード端子とが接続され更にスイッチング素子Q
3、Q6が逆並列に接続された第3のダイオード直列回
路とを含み、3つのダイオード直列回路が並列に接続さ
れた構成である。そして、スイッチ回路31のダイオー
ドD1とD4の直列回路の直列接続点が単巻変圧器3の
タップT1に、スイッチ回路31のダイオードD2とD
5の直列回路の直列接続点が単巻変圧器3のタップT3
に、スイッチ回路31のダイオードD3とD6の直列回
路の直列接続点が負荷2の一端に、単巻変圧器3のタッ
プT2が交流電源1の一端に、交流電源1の他端及び単
巻変圧器3のタップT4が負荷2の他端に、それぞれ接
続されている。
じてスイッチング素子Q1〜Q6の6個のスイッチを任
意の組み合わせでオンオフ制御することで、負荷に電源
電圧と同相で振幅の異なる電圧を供給することができ
る。例えば、単巻変圧器3のタップT2−T4間には交
流電源1の電圧が印加される。この時、タップT1−T
4間には単巻変圧器3の巻数比に応じて交流電源より高
い電圧が、タップT3−T4間には単巻変圧器3の巻数
比に応じて交流電源より低い電圧が、それぞれ発生す
る。
いて、スイッチング素子Q3をオンすると、負荷にはT
1→D1→Q3→負荷2→T4の経路で、タップT1−
T4間の電圧が供給される。次に、スイッチング素子Q
3をオフしてスイッチング素子Q6をオンすると、負荷
にはT3→Q5→D6→負荷2→T4の経路で、タップ
T3−T4間の電圧が供給される。この様な動作を正の
半周期高周波で繰り返しオンオフ制御することで、平均
電圧を調整したり、定電圧制御を行うことができる。ま
た、正の半周期において、スイッチング素子Q1及びQ
5を常にオンさせることで、力率1以外の負荷において
も対応できる。すなわち、負荷が誘導性負荷等の場合で
も、スイッチング素子Q1及びQ5をオンさせれば、逆
電流が流れる経路を確保できる。
ッチング素子Q6をオンすると、負荷にはT4→負荷→
Q6→D4→T1の経路で、タップT1−T4間の電圧
が供給される。次にスイッチング素子Q6をオフしてス
イッチング素子Q2をオンすると、負荷にはT4→負荷
→D3→Q2→T3の経路で、タップT3−T4間の電
圧が供給される。この様な動作を負の半周期高周波で繰
り返しオンオフ制御することで、平均電圧を調整した
り、定電圧制御を行うことができる。また、負の半周期
において、スイッチング素子Q2及びQ4を常にオンさ
せ、スイッチング素子Q6がオフの期間スイッチング素
子Q3をオンさせることで、力率1以外の負荷において
も対応できる。すなわち、負荷が誘導性負荷等の場合で
も、スイッチング素子Q2及びQ4をオンさせれば、逆
電流が流れる経路を確保できる。
に、負荷2には図2に示されている基本波を多く含んだ
交流 電源と同相でタップにより変圧された2電圧間を
高周波で脈動する電圧波形が供給される。図5は本発明
による電力変換装置の第4の実施形態の構成を示すブロ
ック図である。同図において、図4に示されている第3
の実施形態との相違点は、交流フィルタ4、5が挿入さ
れている点である。
の動作は第3の実施形態の場合と同じであるので説明は
省略し、相違点のみ説明する。交流フィルタ5は図2に
示されている、タップにより変圧された2電圧間を高周
波で脈動する電圧の脈動を除去し、負荷に正弦波を供給
する働きをする。また、交流フィルタ4はスイッチ回路
31のオンオフ動作による高周波リプルが電源側に流出
するのを抑制する。つまり、フィルタは、スイッチ回路
のチョッパ動作によるチョッパ出力の変動を抑えている
のである。
ンデンサで構成される。また、交流フィルタ4はコンデ
ンサのみまたはリアクトルとコンデンサで構成される。
スイッチ回路のオンオフ制御が高速に行われ、高周波信
号が導出されるため、これらのフィルタの時定数は、図
12の従来のサイリスタを用いたタップ切換に位相制御
を導入した波形の歪みを抑制するフィルタよりも十分小
さいものとなる。
実施形態の構成を示すブロック図である。同図において
は、スイッチ回路41が単巻変圧器3の2次側に設けら
れ、更に単巻変圧器3と絶縁された変圧器7が設けられ
ている。スイッチ回路41は、ダイオードD1のアノー
ド端子とダイオードD4のカソード端子とが接続され更
にスイッチング素子Q1、Q4が逆並列に接続された第
1のダイオード直列回路と、ダイオードD2のアノード
端子とダイオードD5のカソード端子とが接続され更に
スイッチング素子Q2、Q5が逆並列に接続された第2
のダイオード直列回路と、ダイオードD3のアノード端
子とダイオードD6のカソード端子とが接続され更にス
イッチング素子Q3、Q6が逆並列に接続された第3の
ダイオード直列回路とを含み、3つのダイオード直列回
路が並列に接続された構成である。そして、スイッチ回
路41のダイオードD1とD4の直列回路の直列接続点
が単巻変圧器3のタップT3に、スイッチ回路41のダ
イオードD2とD5の直列回路の直列接続点が単巻変圧
器3のタップT4及び交流電源1の一端並びに変圧器7
の1次側の一端更には負荷2の一端に、スイッチ回路4
1のダイオードD3とD6の直列回路の直列接続点が変
圧器7の1次側の他端に、単巻変圧器3のタップT1が
変圧器7の2次側の一端に、単巻変圧器3のタップT2
が交流電源1の他端に、変圧器7の2次側の他端が負荷
2の他端に、それぞれ接続されている。
じてスイッチング素子Q1〜Q6の6個のスイッチを任
意の組み合わせでオンオフ制御することで、負荷に電源
電圧と同相で振幅の異なる電圧を供給することができ
る。例えば、単巻変圧器3のタップT2−T4間には交
流電源1の電圧が印加される。この時、タップT1−T
4間には単巻変圧器3の巻数比に応じて交流電源より高
い電圧が、タップT3−T4間には単巻変圧器3の巻数
比に応じて交流電源より低い電圧が、それぞれ発生して
いる。この時、交流電源1が正の半周期において、スイ
ッチング素子Q3をオンすると、変圧器7の1次側には
T3→D1→Q3→変圧器7の1次側→T4の経路で、
タップT3−T4間の電圧が供給される。
イッチング素子Q6をオンすると、スイッチ回路41の
出力は還流モードへと移行する。再び、スイッチング素
子Q6をオフした後にスイッチング素子Q3をオンする
と、変圧器7の1次側にはT3→D1→Q3→変圧器7
の1次側→T4の経路で、タップT3−T4間の電圧が
供給される。この様な動作を正の半周期高周波で繰り返
しオンオフ制御することで、変圧器7の1次側の平均電
圧を調整したり、定電圧制御を行うことができる。その
結果、図6に示されている変圧器7の極性に従うと、負
荷には単巻変圧器3のT1−T4間の電圧から変圧器7
の2次側電圧を減じた電圧が、T1→変圧器7の2次側
→負荷2→T4の経路で供給される。また、正の半周期
において、スイッチング素子Q1及びQ5を常にオンさ
せることで、力率1以外の負荷においても対応できる。
すなわち、負荷が誘導性負荷等の場合でも、スイッチン
グ素子Q1及びQ5をオンさせれば、逆電流が流れる経
路を確保できる。
素子Q6をオンすると、変圧器7の1次側にはT4→変
圧器7の1次側→Q6→D4→T3の経路で、タップT
3−T4間の電圧が供給される。次にスイッチング素子
Q6をオフしてスイッチング素子Q3をオンすると、ス
イッチ回路41の出力は還流モードへと移行する。再
び、スイッチング素子Q3をオフした後にスイッチング
素子Q6をオンすると、変圧器7の1次側にはT4→変
圧器7の1次側→Q6→D4→T3の経路で、タップT
3−T4間の電圧が供給される。この様な動作を負の半
周期高周波で繰り返しオンオフ制御することで、変圧器
7の1次側の平均電圧を調整したり、定電圧制御を行う
ことができる。その結果、図6に示されている変圧器7
の極性に従うと、負荷には単巻変圧器3のT1−T4間
の電圧から変圧器7の2次側電圧を減じた電圧が、T4
→負荷2→変圧器7の2次側→T1の経路で供給され
る。また、負の半周期において、スイッチング素子Q4
及びQ2を常にオンさせることで、力率1以外の負荷に
おいても対応できる。すなわち、負荷が誘導性負荷等の
場合でも、スイッチング素子Q4及びQ2をオンさせれ
ば、逆電流が流れる経路を確保できる。
ような基本波を多く含んだ交流電源と同相で変圧器7に
より減じた結果、2電圧間を高周波で脈動する電圧波形
が供給される。図8は本発明による電力変換装置の第6
の実施形態の構成を示すブロック図である。同図におい
て、図6に示されている第5の実施形態との相違点は、
交流フィルタ6が挿入されている点である。
の動作は第5の実施形態の場合と同じであるので説明は
省略し、相違点のみ説明する。交流フィルタ6は図7に
示されているような、高周波脈動を持った電圧波形の脈
動を除去し、負荷に正弦波を供給する働きをする。ま
た、交流フィルタ6の代りに負荷と並列に交流フィルタ
6を挿入しても同様の効果が得られる。つまり、フィル
タは、スイッチ回路のチョッパ動作によるチョッパ出力
の変動を抑えているのである。
ンデンサで構成される。スイッチ回路のオンオフ制御が
高速に行われ、高周波信号が導出されるため、これらの
フィルタの時定数は、図12に示されている従来のサイ
リスタを用いたタップ切換に位相制御を導入した波形の
歪みを抑制するフィルタより十分小さいものとなる。図
9は本発明による電力変換装置の第7の実施形態の構成
を示すブロック図である。同図においては、スイッチ回
路51が単巻変圧器3の2次側に設けられ、更に単巻変
圧器3と絶縁された変圧器7が設けられている。
ノード端子とダイオードD4のカソード端子とが接続さ
れ更にスイッチング素子Q1、Q4が逆並列に接続され
た第1のダイオード直列回路と、ダイオードD2のアノ
ード端子とダイオードD5のカソード端子とが接続され
更にスイッチング素子Q2、Q5が逆並列に接続された
第2のダイオード直列回路と、ダイオードD3のアノー
ド端子とダイオードD6のカソード端子とが接続され更
にスイッチング素子Q3、Q6が逆並列に接続された第
3のダイオード直列回路とを含み、3つのダイオード直
列回路が並列に接続された構成である。そして、スイッ
チ回路51のダイオードD1とD4の直列回路の直列接
続点が単巻変圧器3のタップT3に、スイッチ回路51
のダイオードD2とD5の直列回路の直列接続点が単巻
変圧器3のタップT1及び変圧器7の1次側の一端並び
に負荷2の一端に、スイッチ回路51のダイオードD3
とD6の直列回路の直列接続点が変圧器7の1次側の他
端に、単巻変圧器3のタップT2が交流電源1の一端
に、単巻変圧器3のタップT4が交流電源1の他端及び
変圧器7の2次側の一端に、変圧器7の2次側の他端が
負荷2の他端に、それぞれ接続されている。
じてスイッチング素子Q1〜Q6の6個のスイッチを任
意の組み合わせでオンオフ制御することで、負荷に電源
電圧と同相で振幅の異なる電圧を供給することができ
る。例えば、単巻変圧器3のタップT2−T4間には交
流電源1の電圧が印加される。この時、タップT1−T
4間には単巻変圧器3の巻数比に応じて交流電源より高
い電圧が、タップT3−T4間には単巻変圧器3の巻数
比に応じて交流電源より低い電圧が、それぞれ発生して
いる。
て、スイッチング素子Q6をオンすると、変圧器7の1
次側にはT1→変圧器7の1次側→Q6→D4→T3の
経路で、タップT1−T3間の電圧が供給される。次に
スイッチング素子Q6をオフしてスイッチング素子Q3
をオンすると、スイッチ回路51の出力は還流モードへ
と移行する。再び、スイッチング素子Q3をオフした後
にスイッチング素子Q6をオンすると、変圧器7の1次
側にはT1→変圧器7の1次側→Q6→D4→T3の経
路で、タップT1−T3間の電圧が供給される。この様
な動作を正の半周期高周波で繰り返しオンオフ制御する
ことで、変圧器7の1次側の平均電圧を調整したり、定
電圧制御を行うことができる。その結果、図9に示され
ている変圧器7の極性に従うと、負荷には単巻変圧器3
のT1−T4間の電圧から変圧器7の2次側電圧を減じ
た電圧が、T1→負荷2→変圧器7の2次側→T4の経
路で供給される。また、正の半周期において、スイッチ
ング素子Q2及びQ4を常にオンさせることで、力率1
以外の負荷においても対応できる。すなわち、負荷が誘
導性負荷等の場合でも、スイッチング素子Q2及びQ4
をオンさせれば、逆電流が流れる経路を確保できる。
素子Q3をオンすると、変圧器7の1次側にはT3→D
1→Q3→変圧器7の1次側→T1の経路で、タップT
1−T3間の電圧が供給される。次にスイッチング素子
Q3をオフしてスイッチング素子Q6をオンすると、ス
イッチ回路51の出力は還流モードへと移行する。再
び、スイッチング素子Q6をオフした後にスイッチング
素子Q3をオンすると、変圧器7の1次側にはT3→D
1→Q3→変圧器7の1次側→T1の経路で、タップT
1−T3間の電圧が供給される。この様な動作を正の半
周期高周波で繰り返しオンオフ制御することで、変圧器
7の1次側の平均電圧を調整したり、定電圧制御を行う
ことができる。その結果、図9に示されている変圧器7
の極性に従うと、負荷には単巻変圧器3のT1−T4間
の電圧から変圧器7の2次側電圧を減じた電圧が、T4
→変圧器7の2次側→負荷2→T1の経路で供給され
る。また、負の半周期において、スイッチング素子Q1
及びQ5を常にオンさせることで、力率1以外の負荷に
おいても対応できる。すなわち、負荷が誘導性負荷等の
場合でも、スイッチング素子Q1及びQ5をオンさせれ
ば、逆電流が流れる経路を確保できる。
ような基本波を多く含んだ交流電源と同相で変圧器7に
より減じた結果、2電圧間を高周波で脈動する電圧波形
が供給される。図10は本発明による電力変換装置の第
8の実施形態の構成を示すブロック図である。同図にお
いて、図9に示されている第7の実施形態との相違点
は、交流フィルタ6が挿入されている点である。
の動作は図9に示されている第7の実施形態の場合と同
じであるので説明は省略し、相違点のみ説明する。交流
フィルタ6は図7に示されているような、高周波脈動を
持った電圧波形の脈動を除去し、負荷に正弦波を供給す
る働きをする。また、交流フィルタ6の代りに負荷と並
列に交流フィルタ6を挿入しても同様の効果が得られ
る。つまり、フィルタは、スイッチ回路のチョッパ動作
によるチョッパ出力の変動を抑えているのである。
ンデンサで構成される。スイッチ回路のオンオフ制御が
高速に行われ、高周波信号が導出されるため、これらの
フィルタの時定数は、図12に示されている従来のサイ
リスタを用いたタップ切換に位相制御を導入した波形の
歪みを抑制するフィルタより十分小さいものとなる。図
11は、本発明による電力変換装置の第9の実施形態の
構成を示すブロック図である。同図においては、1次側
にタップT1、T2、T3を有し2次側とは絶縁された
変圧器8と、の変圧器8の2次側に設けられたスイッチ
回路61と、リアクトルL1と、コンデンサC1とが設
けられている。
ノード端子とダイオードD4のカソード端子とが接続さ
れ更にスイッチング素子Q1、Q4が逆並列に接続され
た第1のダイオード直列回路と、ダイオードD2のアノ
ード端子とダイオードD5のカソード端子とが接続され
更にスイッチング素子Q2、Q5が逆並列に接続された
第2のダイオード直列回路と、ダイオードD3のアノー
ド端子とダイオードD6のカソード端子とが接続され更
にスイッチング素子Q3、Q6が逆並列に接続された第
3のダイオード直列回路とを含み、3つのダイオード直
列回路が並列に接続された構成である。そして、変圧器
8のタップT2が交流電源1の一端に、変圧器8のタッ
プT4が交流電源1の他端及び負荷2の一端に、スイッ
チ回路61のダイオードD1とD4の直列回路の直列接
続点が変圧器8の2次側の一端に、スイッチ回路61の
ダイオードD2とD5の直列回路の直列接続点が変圧器
8の2次側の他端及びコンデンサC1の一端並びに負荷
2の他端に、スイッチ回路61のダイオードD3とD6
の直列回路の直列接続点がリアクトルL1の一端に、変
圧器8のタップT1がリアクトルL1の他端及びコンデ
ンサC1の他端に、それぞれ接続されている。つまり、
変圧器8の1次側のタップT1−T2間に交流電源1が
接続され、コンデンサC1と負荷2との直列回路がタッ
プT2−T3間に接続されていることになる。
じてスイッチング素子Q1〜Q6の6個のスイッチを任
意の組み合わせでオンオフ制御することで、負荷に電源
電圧と同相で振幅の異なる電圧を供給することができ
る。例えば、変圧器8の1次側のタップT2−T3間に
は交流電源1の電圧が印加される。この時、タップT1
−T3間には変圧器8の1次巻数比に応じて交流電源よ
り高い電圧が、変圧器8の2次側には変圧比に応じた電
圧が、それぞれ発生している。
て、スイッチング素子Q3をオンするとスイッチ回路6
1はコンデンサC1に対して、変圧器8の2次側→D1
→Q3→L1→C1→変圧器8の2次側の経路で、変圧
器8の2次電圧を供給するように動作する。次に、スイ
ッチング素子Q3をオフしてスイッチング素子Q6をオ
ンすることで、スイッチング回路61は還流動作へと移
行する。再び、スイッチング素子Q6をオフしてスイッ
チング素子Q3をオンすることで、スイッチ回路61は
コンデンサC1に対して、変圧器8の2次側→D1→Q
3→L1→C1→変圧器8の2次側の経路で、変圧器8
の2次電圧を供給するように動作する。このような動作
を、高周波で繰り返すことで、スイッチ回路61は変圧
器8の2次側を高周波でチョッピングした波形、例えば
図7に示されている、変圧器7の1次側のような波形を
出力し、リアクトルL1とコンデンサC1とのフィルタ
効果によりコンデンサC1には変圧器8の2次側電圧と
同相で振幅が調整された電圧が発生し、平均電圧を調整
したり、定電圧制御を行うことができる。その結果、負
荷2には、変圧器8の1次側タップT1−T3間電圧か
らC1の電圧を減じた電圧が供給される。また、正の半
周期において、スイッチング素子Q1及びQ5を常にオ
ンさせることで、力率1以外の負荷においても対応でき
る。すなわち、負荷が誘導性負荷等の場合でも、スイッ
チング素子Q1及びQ5をオンさせれば、逆電流が流れ
る経路を確保できる。
スイッチング素子Q6をオンするとスイッチ回路61は
コンデンサC1に対して、変圧器8の2次側→C1→L
1→Q6→D4→変圧器8の2次側の経路で、変圧器8
の2次電圧を供給するように動作する。次に、スイッチ
ング素子Q6をオフしてスイッチング素子Q3をオンす
ることで、スイッチング回路61は還流動作へと移行す
る。
イッチング素子Q6をオンすることで、スイッチ回路6
1はコンデンサC1に対して、変圧器8の2次側→C1
→L1→Q6→D4→変圧器8の2次側の経路で、変圧
器8の2次電圧を供給するように動作する。このような
動作を、高周波で繰り返すことで、スイッチ回路61は
変圧器8の2次側を高周波でチョッピングした波形、例
えば図7に示されている、変圧器7の1次側のような波
形を出力し、L1とC1のフィルタ効果によりC1には
変圧器8の2次側電圧と同相で振幅が調整された電圧が
発生し、平均電圧を調整したり、定電圧制御を行うこと
ができる。その結果、負荷2には、変圧器8の1次側タ
ップT1−T3間電圧からC1の電圧を減じた電圧が供
給される。また、負の半周期において、スイッチング素
子Q2及びQ4を常にオンさせることで、力率1以外の
負荷においても対応できる。すなわち、負荷が誘導性負
荷等の場合でも、スイッチング素子Q2及びQ4をオン
させれば、逆電流が流れる経路を確保できる。
ような基本波を多く含んだ交流電源と同相で変圧器7に
より減じた結果、2電圧間を高周波で脈動する電圧波形
が供給される。なお、上記はスイッチング素子としてト
ランジスタを採用した場合について説明したが、これに
限らず各種の自己消弧型スイッチング素子を用いること
ができる。
いて説明したが、その代わりに1次側と2次側とが絶縁
された一般的な変圧器を用いることもできる。
な直流中間を介さずに電圧を調整出来る自己消孤形スイ
ッチを用いた電力調整器、単巻変圧器、変圧器、フィル
タ等を用いることで、従来できなかつた高速応答で負荷
電圧の歪みの小さい交流電圧の連続的な調整ができると
いう効果がある。
を示すブロック図である。
る。
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
る。
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
態を示すブロック図である。
態を示すブロック図である。
図である。
Claims (9)
- 【請求項1】 第1の変圧器の互いに異なるタップによ
って導出され位相が同一で最大電圧値が異なる第1及び
第2の交流電圧間においてチョッパ動作を行うスイッチ
ング回路を含むことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項2】 前記チョッパ動作によるチョッパ出力の
変動を抑えるフィルタを更に含むことを特徴とする請求
項1記載の電力変換装置。 - 【請求項3】 前記スイッチング回路は、第1及び第2
のスイッチング素子と、これらスイッチング素子に対応
して設けられ対応する素子と逆並列接続された第1及び
第2のダイオードとからなり、互いに並列接続された第
1〜第3の直列回路を含み、前記第1の直列回路の直列
接続点を交流電源の一端に接続し、前記第2の直列回路
の直列接続点を前記第1の変圧器の第1のタップに接続
し、前記第1の変圧器の第2のタップを負荷の一端に接
続し、前記第3の直列回路の直列接続点を前記第1の変
圧器の第3のタップに接続し、前記第1の変圧器の第4
のタップを前記交流電源の他端及び前記負荷の他端に接
続したことを特徴とする請求項1又は2記載の電力変換
装置。 - 【請求項4】 前記スイッチング回路は、第1及び第2
のスイッチング素子と、これらスイッチング素子に対応
して設けられ対応する素子と逆並列接続された第1及び
第2のダイオードとからなり、互いに並列接続された第
1〜第3の直列回路を含み、前記第1の直列回路の直列
接続点を前記第1の変圧器の第1のタップに接続し、前
記第1の変圧器の第2のタップを交流電源の一端に接続
し、前記第2の直列回路の直列接続点を前記第1の変圧
器の第3のタップに接続し、前記第3の直列回路の直列
接続点を前記負荷の一端に接続し、前記第1の変圧器の
第4のタップを前記交流電源の他端及び前記負荷の他端
に接続したことを特徴とする請求項1又は2記載の電力
変換装置。 - 【請求項5】 前記スイッチング回路は、第1及び第2
のスイッチング素子と、これらスイッチング素子に対応
して設けられ対応する素子と逆並列接続された第1及び
第2のダイオードとからなり、互いに並列接続された第
1〜第3の直列回路と、第2の変圧器とを含み、前記第
1の変圧器の第1のタップを第2の変圧器の2次側の一
端に接続し、前記第2の変圧器の他端を負荷の一端に接
続し、前記第1の直列回路の直列接続点を前記第1の変
圧器の第3のタップに接続し、前記第2の直列回路の直
列接続点を前記第1の変圧器の第4のタップ及び前記交
流電源の他端及び前記第2の変圧器の1次側の一端並び
に前記負荷の他端に接続し、前記第3の直列回路の直列
接続点を前記第2の変圧器の1次側の他端に接続したこ
とを特徴とする請求項1又は2記載の電力変換装置。 - 【請求項6】 前記スイッチング回路は、第1及び第2
のスイッチング素子と、これらスイッチング素子に対応
して設けられ対応する素子と逆並列接続された第1及び
第2のダイオードとからなり、互いに並列接続された第
1〜第3の直列回路と、リアクトルと、コンデンサとを
含み、前記第1の変圧器は1次側にタップを有しかつ2
次側とは絶縁されており、前記第1の変圧器の1次側の
第2のタップと第3のタップとの間に交流電源を接続
し、前記第1の直列回路の直列接続点を前記第1の変圧
器の2次側の一端に接続し、前記第2の直列回路の直列
接続点を前記第1の変圧器の2次側の他端と前記コンデ
ンサの一端に接続し、前記第3の直列回路の直列接続点
を前記リアクトルの一端に接続し、前記第1の変圧器の
1次側の第1のタップを前記リアクトルの他端と前記コ
ンデンサの他端に接続したことを特徴とする請求項1又
は2記載の電力変換装置。 - 【請求項7】 前記第1の変圧器は、単巻変圧器である
ことを特徴とする請求項1〜6のいずれかに記載の電力
変換装置。 - 【請求項8】 前記スイッチング素子は、自己消弧型の
スイッチング素子であることを特徴とする請求項1〜7
のいずれかに記載の電力変換装置。 - 【請求項9】 前記フィルタは、前記交流電源の次段
と、前記負荷の前段との、どちらか一方又は双方に接続
された受動形交流フィルタであることを特徴とする請求
項3〜8のいずれかに記載の電力変換装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000095061A JP2001286145A (ja) | 2000-03-30 | 2000-03-30 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000095061A JP2001286145A (ja) | 2000-03-30 | 2000-03-30 | 電力変換装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2001286145A true JP2001286145A (ja) | 2001-10-12 |
Family
ID=18610013
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2000095061A Pending JP2001286145A (ja) | 2000-03-30 | 2000-03-30 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2001286145A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100713691B1 (ko) | 2003-11-28 | 2007-05-04 | 한빛이디에스(주) | 전압 강하 전용 전압제어장치 |
-
2000
- 2000-03-30 JP JP2000095061A patent/JP2001286145A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100713691B1 (ko) | 2003-11-28 | 2007-05-04 | 한빛이디에스(주) | 전압 강하 전용 전압제어장치 |
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