JP2001267058A - 加熱調理器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 コンデンサ及びダイオードの部品点数を削減
し、しかも、商用交流電源の力率も悪化しないようにす
る。 【解決手段】 商用交流電源１は整流回路２により整流
されるようになっている。この整流回路２の出力側に
は、コンデンサ４、インバータ回路５、このインバータ
回路５により駆動されてマイクロ波を発生するマグネト
ロン１４が設けられている。さらに、商用交流電源１に
より充電される蓄電池１７が設けられていると共に、こ
の蓄電池１７の出力を昇圧する昇圧回路２７が設けられ
ている。この昇圧回路２７はコイル２８とＩＧＢＴ２９
とダイオード３０とから構成され、ＩＧＢＴ２９のスイ
ッチング周波数を所定値以上に設定し、この昇圧回路２
７の出力端子をインバータ回路５の入力側に接続するよ
うにしている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、マイクロ波発生装
置の電源として商用交流電源の他に蓄電池を備えた加熱
調理器に関する。

【０００２】

【発明が解決しようとする課題】従来、加熱調理器たる
電子レンジにおいては、１００Ｖの商用交流電源を整流
回路及びコンデンサにより直流化し、これをインバータ
回路を介してマイクロ波発生装置たるマグネトロンに供
給して駆動するようにしている。一般に商用交流電流は
最大１５Ａであり、マグネトロンやその他電装品の効率
改善がなされてきたにもかかわらず、加熱出力は８５０
Ｗが最大である。そこで、特許公報第２９５３１７２号
に示されるように、蓄電池を備え、この蓄電池の電圧を
昇圧してインバータ回路に供給することにより、マグネ
トロンの加熱出力アップを図るようにしたものが供され
ている。これの具体的電気回路を図１６に示す。

【０００３】商用交流電源１０１には、全波整流回路１
０２、チョークコイル１０３及びコンデンサ１０４から
なる直流電源回路１０５が接続され、直流電源回路１０
５の出力側には、高周波トランス１０６の一次コイル１
０６ａに高周波電流を流すためのインバータ回路１０７
が設けられている。このインバータ回路１０７は、共振
コンデンサ１０８、スイッチング素子１０９及びフライ
ホイールダイオード１１０を備えて構成されている。高
周波トランス１０６の二次側には、マグネトロン１１１
を駆動するための駆動回路１１２が接続されている。

【０００４】また、商用交流電源１０１には、蓄電池１
１３の充電回路１１４が接続され、そして、この蓄電池
１１３の出力側には昇圧回路１１５が接続され、その昇
圧電圧がダイオード１１６を介して整流回路１０２の出
力側に与えられる。これにて、インバータ回路１０７に
入力される電圧のうちの脈流電圧の谷の部分が持ち上げ
られる。これにより、マグネトロン１１１の駆動効率が
上昇し、出力が上昇する。

【０００５】ところで、上述の昇圧回路１１５は、ステ
ップアップＤＣ／ＤＣコンバータから構成されており、
コイル１１５ａと、ダイオード１１５ｂと、比較的容量
の大きいコンデンサ１１５ｃと、スイッチング素子１１
５ｄとから構成されており、昇圧電圧は前述したように
別のダイオード１１６を介してインバータ回路１０７に
与えられる。

【０００６】ところが上記構成においては、昇圧回路１
１５のコンデンサ１１５ｃと、直流電源回路１０５のコ
ンデンサ１０４とが並列に接続された構成となってお
り、また、両コンデンサ１１５ｃと１０４との間にダイ
オード１１６が介在しており、回路部品点数が多いとい
った問題があった。

【０００７】ここで、本願発明者は、コンデンサの個数
を削減すべく、昇圧回路１１５側のコンデンサ１１５ｃ
と商用交流電源側のコンデンサ１０４とを共通化するこ
とが考えたが、次の問題が発生することが判った。すな
わち、上記従来構成では、昇圧回路１１５の周波数がさ
ほど高くなく、平滑用のコンデンサ１１５ｃの容量を充
分に大きくして直流電源を得る構成となっている。これ
に対して、商用交流電源側のコンデンサ１０４の容量は
小さいものである。この昇圧回路１１５のコンデンサ１
１５ｃを、商用交流電源側のコンデンサ１０４で担おう
とすると、大きな容量に合わせる必要があり、これで
は、商用交流電源の力率が悪くなる。

【０００８】本発明は上述の事情に鑑みてなされたもの
であり、その目的は、コンデンサ及びダイオードの部品
点数を削減でき、しかも、商用交流電源の力率も悪化し
ないようにできる加熱調理器を提供するにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、商用
交流電源から受けた電力を整流する整流回路と、この整
流回路の出力端子間に接続されたコンデンサと、このコ
ンデンサ両端に接続されたインバータ回路と、このイン
バータ回路により駆動されてマイクロ波を発生するマイ
クロ波発生装置と、前記商用交流電源により充電される
蓄電池と、この蓄電池の出力を昇圧する昇圧回路とを備
え、前記昇圧回路を、コイルとスイッチング素子とダイ
オードとから構成し、前記スイッチング素子のスイッチ
ング周波数を所定値以上に設定し、この昇圧回路の出力
端子を前記インバータ回路の入力側に接続するようにし
たところに特徴を有する。

【００１０】上記請求項１の発明においては、昇圧回路
のスイッチング素子のスイッチング周波数を所定値以上
に設定することにより、昇圧回路で使用するコンデンサ
の容量が小さくて済むようになる。そして、この昇圧回
路を、コイルと、上記周波数でスイッチングされるスイ
ッチング素子とダイオードとから構成し、この昇圧回路
の出力端子を前記インバータ回路の入力側に接続するよ
うにしたから、商用交流電源側の容量の小さいコンデン
サを昇圧用のコンデンサとして共通化でき、しかも、商
用交流電源側のコンデンサ容量は小さいままであるの
で、力率が悪化することもない。

【００１１】請求項２の発明は、昇圧回路が、整流回路
の整流出力電圧の谷部分での昇圧値が、谷以外の部分で
の昇圧値より大きくなるように構成されているところに
特徴を有する。この請求項２の発明においては、昇圧回
路の稼働率を抑えることができて使用寿命を長くするこ
とが可能となる。

【００１２】請求項３の発明は、オーブン調理用のヒー
タを備え、このヒータ及びマイクロ波発生装置は商用交
流電源及び昇圧回路の昇圧電源によって駆動するように
したところに特徴を有する。この請求項３の発明におい
ては、ヒータの加熱出力を大きくすることができるよう
になる。特に、ヒータ調理において、実際に食品を加熱
する温度状態とするまでの予熱時間の短縮を図ることが
できるようになる。

【００１３】請求項４の発明は、商用交流電源の入力電
力を所定値となるように制御する入力制御手段と、マイ
クロ波発生装置への入力電力を設定する設定手段と、マ
イクロ波発生装置への入力電力を検出する負荷入力電力
検出手段と、マイクロ波発生装置への入力電力が設定さ
れた入力電力となるように蓄電池を昇圧制御する負荷入
力電力制御手段とを設けたところに特徴を有する。この
請求項４の発明においては、入力制御手段により商用交
流電源の入力電力を所定値となるように制御するから、
加熱調理器の定格電力を超えることがなくて家庭の電源
ブレーカーが切れるようなことはない。しかも、この定
格電力よりマイクロ波発生装置への設定入力電力が大き
くても、つまりこの定格電力では不足する場合でも、負
荷入力電力制御手段により、マイクロ波発生装置への入
力電力が設定された入力電力となるように蓄電池を昇圧
制御するから、安定して負荷入力電力を得ることができ
るようになる。

【００１４】請求項５の発明は、蓄電池の電圧が所定値
以下となったときには、商用交流電源のみを使用すると
共に、調理時間を延長するようにしたところに特徴を有
する。この請求項５の発明においては、蓄電池の電圧が
低下したときに蓄電池が壊れるまで使用されることがな
いと共に、調理失敗を来すこともない。

【００１５】請求項６の発明は、マイクロ波発生装置を
複数備え、この複数のマイクロ波発生装置を共通のイン
バータ回路により駆動されるようになっているところに
特徴を有する。この請求項６の発明においては、個々の
マグネトロンに大きな負荷がかからないので、マグネト
ロンの温度上昇を低く抑えることが可能となる。

【００１６】

【発明の実施の形態】以下、本発明の第１の実施例につ
き図１ないし図８を参照しながら説明する。商用交流電
源１には、この交流電力を例えば全波整流する整流回路
２が接続されている。この整流回路２の正出力端子には
チョークコイル３の一端が接続され、このチョークコイ
ル３の他端と、前記整流回路２の負出力端子との間には
コンデンサ４が接続されている。このコンデンサ４の容
量は、数μＦ程度であり、整流回路２の整流出力電圧
（脈流）に対しては平滑能力は期待できないが、後述の
昇圧回路３１のスイッチング周波数に対しては充分平滑
できる能力を有する。

【００１７】上記コンデンサ４の両端には、インバータ
回路５が接続されている。このインバータ回路５は、共
振コイルとしての高周波トランス６の一次側コイル６ａ
及び共振コンデンサ７からなる共振回路８と、スイッチ
ング素子としてのＩＧＢＴ９と、フリーホイールダイオ
ード１０とから構成されている。

【００１８】上記高周波トランス６の二次側コイル６ｂ
には、コンデンサ１１とダイオード１２とを有する倍電
圧整流回路１３を介して、マイクロ波発生装置たるマグ
ネトロン１４が接続されている。また高周波トランス６
の他の二次側コイル６ｃは、マグネトロン１４のヒータ
端子に接続されている。上記ＩＧＢＴ９は、後述するイ
ンバータ制御部１５により、駆動回路１６を介してオン
オフ制御されるものであり、上記インバータ制御部１５
については後述する。

【００１９】ここで、上記インバータ回路５の動作につ
いて図４及び図５を参照して概略的に説明する。図５の
タイミングｔ１においてＩＧＢＴ９のゲートに電圧Ｖｇ
が加わるとＩＧＢＴ９が導通する。するとコンデンサ４
に蓄積された電荷が、ＩＧＢＴ９のコレクタ電流Ｉｃと
して高周波トランス６の一次側コイル６ａを通して流れ
る。この電流Ｉｃは図５（ｂ）に示すように順次大きく
なる波形を示す。このとき一次側コイル６ａの一次側電
流ＩＬは同様の波形となる。そしてタイミングｔ２にお
いて、ＩＧＢＴ９のゲート電圧Ｖｇが下がると、これが
オフして、上記コレクタ電流Ｉｃが遮断されるが、高周
波トランス６の一次側電流ＩＬは同一の方向の電流とし
てコンデンサ７を流れ続ける。ところで、一次側コイル
６ａに発生する電圧ＶＬはコンデンサ１０との共振によ
り、コンデンサ４の電圧（電源電圧）を基準として、図
５（ｄ）のような波形を発生する。この電圧ＶＬが電源
電圧を超えるタイミングｔ４で流れていた電流ＩＬは、
コンデンサ４及びダイオード１０を介して回生電流とし
て流れることになる。

【００２０】このように、コンデンサ４の作用は単に電
源を平滑するのではなく、回生電流を流す作用を有して
いる。ここで、マグネトロン１４は機械的に振動するこ
とが少ないことから、商用交流電源からの電流の歪みを
とるような大きな容量コンデンサを必要とせず、従っ
て、本実施例のように、回生電流及び高周波の放電電流
を流すに必要な程度の容量を有するコンデンサ４を使用
している。従って、インバータ回路５の電源としては整
流回路２の脈流電源でも支障がない。

【００２１】一方、図１において、蓄電池１７は、ニッ
カド電池、ニッケル水素電池、リチュウムイオン電池、
あるいは鉛電池といった二次電池から構成されており、
これは充電回路１８により充電されるようになってい
る。この充電回路１８は、ダイオード１９、コンデンサ
２０、ＩＧＢＴ２１、ＩＧＢＴ駆動回路２２、ダイオー
ド２３、リアクトル２４、ダイオード２５及び充電制御
回路２６を図示のように接続して構成されている。この
充電回路１８は、ＩＧＢＴ２１をスイッチングすること
により、蓄電池１７への充電電流を制御しながら充電す
る周知構成のものである。

【００２２】昇圧回路２７は、蓄電池１７の正極側にコ
イル２８の一端を接続すると共に、このコイル２８の他
端と蓄電池１７の負極との間にスイッチング素子たるＩ
ＧＢＴ２９のコレクタ・エミッタ間を接続し、このＩＧ
ＢＴ２９のコレクタ側にダイオード３０のアノードを接
続して構成されている。この昇圧回路２７の出力端子で
あるダイオード３０のカソードとＩＧＢＴ２９のエミッ
タとを、インバータ回路５の入力側である前記コンデン
サ４の両端子に接続している。

【００２３】この昇圧回路２７のＩＧＢＴ２９は後述す
る昇圧制御回路３１により駆動回路２９ａを介してオン
オフされるものであり、そのスイッチイング周波数は、
可聴周波数を超える周波数に設定されており、例えばほ
ぼ２５キロサイクルに設定されていて、この周波数は商
用交流電源周波数に比べて非常に高い。従って、このＩ
ＧＢＴ２９によってスイッチングされた電圧は、前記コ
ンデンサ４によって充分に平滑されるものである。

【００２４】前記インバータ制御部１５を、図２に基づ
いて説明する。インバータ制御部１５は、入力制御手段
としても機能するものであり、商用交流電源１の一方の
電源端子から整流回路２の一方の入力端子への通電路に
設けられた変流器３２と、入力設定回路３３と、発振回
路３４と、波形成形回路３５とを備えて構成されてい
る。

【００２５】すなわち、前記変流器３２は入力電流を検
出するものであるが、商用交流電源が１００Ｖであるこ
とから、入力電力も検出できるものである。この変流器
３２の出力は、入力設定部回路３３に与えられる。この
入力設定回路３３は、入力電流検出回路３６とオペアン
プ４２と基準電圧発生回路４３とを有して構成されてい
る。入力電流検出回路３６は、検出電流を電圧変換する
ものであり、全波整流回路３７、抵抗３８、３９、コン
デンサ４０及び抵抗４１を図示のように接続してなる。
そして、この入力電流検出回路３６の出力電圧（検出電
流に応じた出力電圧）は、帰還抵抗４２ａを備えたオペ
アンプ４２の反転入力端子に与えられ、このオペアンプ
４２の非反転入力端子には、基準電圧発生回路４３の基
準電圧が入力されるようになっている。

【００２６】この基準電圧発生回路４３は、抵抗４３ａ
と可変抵抗４３ｂとからなり、可変抵抗４３ｂは後述の
制御回路７０からの信号Ｓ１によりその抵抗値が可変さ
れる構成となっている。上記オペアンプ４２の出力は抵
抗４４を介して波形成形回路３５のコンパレータ４５の
非反転入力端子に与えられるようになっている。この場
合、抵抗４４と非反転入力端子との間には、コンデンサ
４６、抵抗４７、４８が図示のように接続されている。

【００２７】このコンパレータ４５の反転入力端子は、
発振回路３４の発振出力が与えられるようになってい
る。この発振回路３４は、オペアンプ４９及びコンデン
サ５０を備え、このオペアンプ４９はコンデンサ５０の
充放電により発振周波数が決定されるＣＲ発信器となっ
ている。この場合、上記オペアンプ４９及びコンデンサ
５０に対して、抵抗５１、５２、５３、５４、５５及び
ダイオード５６を図示のように接続している。

【００２８】この発振回路３４は、図３に示すタイミン
グｔ０とｔ１との間においては、オペアンプ４９は導通
状態にあり、このオペアンプ４９の非反転入力端子の電
圧は、Ｃ２の電位（抵抗５４及び５５の並列回路に対し
て抵抗５３が直列となる）となり、コンデンサ５０の電
荷は抵抗５２、ダイオード５６を介してさらにオペアン
プ４９の出力端子を介して放電される。この放電がすす
んでコンデンサ５０の電荷が電位Ｃ２よりも低くなる
と、オペアンプ４９の出力が反転する。これにより、コ
ンデンサ５０の放電が停止するとともに、抵抗５１を介
してコンデンサ５０に充電が開始される。この時、オペ
アンプ４９の非反転入力端子の電圧は、抵抗５３及び５
４の並列回路に抵抗５５が直列に接続されたときの電位
Ｃ１（前記電位Ｃ２より高い）となっている。そして充
電がすすんでコンデンサ５０の電圧が電位Ｃ１を超える
と、オペアンプ４９の出力電圧は下がり、コンデンサ５
０の電圧が放電される。このようにして、コンデンサ５
０の電圧Ｖｈが鋸波形を示し、発振回路３４が発振す
る。

【００２９】このコンデンサ５０の電圧Ｖｈが、前述の
コンパレータ４５に反転入力端子に与えられており、非
反転入力端子の入力電圧Ｖｄを超えるとコンパレータ４
５の出力Ｓ２が「Ｌ」レベルとなり、入力電圧Ｖｄ以下
となると「Ｈ」レベルとなる。このコンパレータ４５の
出力Ｓ２は前述の駆動回路１６に与えられ、ＩＧＢＴ９
をオンオフ制御するようになっている。なお、実際には
ＩＧＢＴ９のオンタイミングはコレクタ電圧とコンデン
サ４の電圧とに応じた適宜のタイミングで発振回路３４
の同期を取るようになっているが、これについては本発
明と直接関係がないので省略する。

【００３０】ここで、前記入力設定回路３３においてオ
ペアンプ４２は商用交流電源の入力電流と設定値とに応
じた出力を発生している。すなわち、変流器３２の検出
電流が低い時にはオペアンプ４２が正出力を発生して、
前記コンパレータ４５の非反転入力端子の入力電圧を上
げる。これにより、オペアンプ４５の出力Ｓ２のパルス
幅が広くなり、ＩＧＢＴ９の電流が多くなる。逆に、変
流器３２の検出電流が多くなると、オペアンプ４５の出
力Ｓ２のパルス幅が狭くなり、ＩＧＢＴ９に流れる電流
が小さくなる。これにて、商用交流電源の入力電流が設
定された電流つまり設定された入力電力となるように制
御される。

【００３１】図１に示す負荷入力電力検出手段たる電力
検出回路５７は、マグネトロン１４への入力電力を検出
するためのものであり、これは高周波トランス６の一次
側入力電圧を検出すると共に、マグネトロン１４への入
力電流を変流器５７ａを介して検出し、これら両検出値
からするマグネトロン１４の入力電力を検出する。な
お、高周波トランス６の一次側入力電圧を検出すること
に代えて、マグネトロン１４への入力電圧を検出するよ
うにしても良いが、この電圧は約４ｋＶと高電圧であり
絶縁も大掛かりとなるから、実際上不向きである。

【００３２】次に、昇圧制御回路３１について図６を参
照して説明する。この昇圧制御回路３１は、図２に示し
た発振回路３４と波形成形回路３５とほぼ同様の構成の
発振回路５８と波形成形回路５９とから構成されてい
る。すなわち、発振回路５８は、オペアンプ６０及びコ
ンデンサ６１を備え、このオペアンプ６０はコンデンサ
６１の充放電により発振周波数が決定されるＣＲ発信器
となっている。この場合、上記オペアンプ６０及びコン
デンサ６１に対して、抵抗６２、６３、６４、６５、６
６及びダイオード６７を図示のように接続している。

【００３３】また、波形成形回路５９は、コンパレータ
６８を備え、この反転入力端子に前記発振回路５８のコ
ンデンサ６１の電圧Ｖｊが与えられ、非反転入力端子に
は基準電圧発生回路６９の基準電圧が与えられるように
なっている。そして、この基準電圧発生回路６９には制
御回路７０から昇圧値指令用の電圧Ｖｅが与えられるよ
うになっている。発振回路５８は、地点Ｋの電圧ｃ３と
ｃ４との間でコンデンサ６１が充放電することにより、
コンデンサ６１の電圧Ｖｊが図７（ａ）に示すように鋸
波形状に変化する。この電圧Ｖｊがコンパレータ６８の
反転入力端子に与えられるから、非反転入力端子の入力
電圧と比較されて、コンパレータ６８の出力Ｓ３は図７
（ｂ）のようなパルス状となる。この出力Ｓ３は、図１
に示した駆動回路２９ａに与えられ、駆動回路２９ａは
図７（ｃ）に示すゲート電圧ＶｇをＩＧＢＴ２９のゲー
トに与える。これによりＩＧＢＴ２９がオンオフ制御さ
れる。

【００３４】このＩＧＢＴ２９のオンにより、リアクト
ル２８にエネルギが蓄積され、ＩＧＢＴ２９がオフした
ときにそのエネルギをダイオード３０及びコンデンサ４
を介して放電する。この結果、蓄電池１７の電圧が昇圧
され、コンデンサ４の電圧は、図７（ｄ）に示すごと
き、約２５キロサイクルの充放電電圧波形となる。この
図７（ｄ）では、極めて短い時間軸で電圧波形を示して
いるが、商用交流電源の周波数が現れる波形を図８に示
しており、この図８から判るように、整流回路２の整流
出力電圧つまり脈流電圧波形に上述の昇圧された充放電
電圧波形が加わった波形となる。この場合、脈流電圧波
形の谷部分が特に昇圧される。

【００３５】図１において、負荷入力電力制御手段たる
制御回路７０はマイクロコンピュータ等を含んで構成さ
れており、これには、前述の負荷入力電力検出手段たる
電力検出回路５７からの入力電力検出結果が与えられる
ようになっている。また、この制御回路７０には、設定
手段たるスイッチ入力回路７１からのスイッチ入力が与
えられるようになっており、このスイッチ入力回路７１
には、加熱強度設定スイッチや、調理時間設定スイッ
チ、さらにはスタートスイッチ等のスイッチが備えられ
ている。さらにまた、蓄電池１７の電圧検出信号Ｓ１７
が入力されるようになっている。

【００３６】例えば、この加熱調理器では定格電力が
１．５ｋＷに設定されているものとする。しかして、上
記制御回路７０は、上述の各スイッチにより加熱強度、
調理時間が設定された上でスタートスイッチが操作され
ると、入力設定された加熱強度に応じて、次のように制
御する。例えば、入力設定された加熱強度が２．０ｋＷ
であった場合には、制御回路７０はインバータ制御部１
５に対して商用交流電源１からの入力電力が１．５ｋＷ
となるように指令Ｓ１を出力する。すると、インバータ
制御部１５は、変流器３２の検出入力電流に応じてＩＧ
ＢＴ９のオン期間を決定してインバータ回路５を動作さ
せる。

【００３７】このとき電力検出回路５７から電力検出結
果が制御回路７０に与えられる。制御回路７０は、この
電力検出結果が２．０ｋＷとなるように昇圧制御回路３
１に昇圧指令用の電圧Ｖｅを出力する。つまり、商用交
流電源１からの入力電力が１．５ｋＷに制御されている
から、不足分（０．５ｋＷ）を補うような指令電圧Ｖｅ
が出力される。これにて昇圧回路２７が既述したように
蓄電池１７を昇圧動作する。この場合、昇圧回路２７は
常に上記不足分を補うように昇圧動作するが、図８に示
したように昇圧電圧が整流回路２の脈流出力電圧より低
い谷部分で、インバータ回路５への供給電圧が昇圧され
る。これにて、マグネトロン１４の動作期間が長くなる
（昇圧がないとこの谷部分でマグネトロン１４は動作し
ない）。これにて、マグネトロン１４の加熱強度が設定
強度（入力電力で２．０ｋＷ）に制御されるようにな
る。そして、制御回路７０は、設定された調理時間が経
過したところでマグネトロン１４の駆動を停止して加熱
調理を終了する。

【００３８】なお、制御回路７０は、蓄電池１７の電圧
が所定値以下となった時（電圧検出信号Ｓ１７にて検
出）には、昇圧動作は停止して、商用交流電源１のみで
マグネトロン１４を駆動するようにしており、この場
合、加熱強度が低下する分、調理時間を設定された調理
時間よりも長くするように制御する。

【００３９】このように本実施例によれば、昇圧回路２
７のスイッチング素子であるＩＧＢＴ２９のスイッチン
グ周波数を所定値以上に設定することにより、昇圧回路
２７で使用するコンデンサの容量この場合コンデンサ４
の容量が小さくて済むようになる。そして、この昇圧回
路２７を、コイル２８と、上記周波数でスイッチングさ
れるＩＧＢＴ２９とダイオード３０とから構成し、この
昇圧回路２７の出力端子をインバータ回路５の入力側に
接続するようにしたから、商用交流電源１側の容量の小
さいコンデンサ４を昇圧用のコンデンサとして共通化で
き、コンデンサ及びダイオードの部品点数を削減でき
る。しかも、商用交流電源１側のコンデンサ容量は小さ
いままであるので、力率が悪化することもない。

【００４０】また、本実施例によれば、商用交流電源１
の入力電力を所定値となるようにインバータ制御部１５
により制御し、スイッチ入力回路７１によりマグネトロ
ン１４の入力電力としての加熱強度を設定し、マグネト
ロン１４への入力電力を電力検出回路５７により検出
し、負荷入力電力制御手段たる制御回路７０により、マ
グネトロン１４への入力電力が設定された入力電力とな
るように蓄電池１７を昇圧制御するようにしている。こ
の本実施例によれば、インバータ制御部１５により商用
交流電源１の入力電力を所定値となるように制御するか
ら、加熱調理器の定格電力を超えることがなくて家庭の
電源ブレーカーが切れるようなことはない。しかも、こ
の定格電力よりマグネトロン１４への設定入力電力が大
きくても、つまりこの定格電力では不足する場合でも、
制御回路７０により、マグネトロン１４への入力電力が
設定された入力電力となるように蓄電池１７を昇圧制御
するから、安定して負荷入力電力を得ることができる。

【００４１】また本実施例によれば、蓄電池１７の電圧
が所定値以下となったときには、商用交流電源１のみを
使用すると共に、調理時間を延長するようにしたから、
蓄電池の電圧が低下したときに蓄電池１７が壊れるまで
使用されることがないと共に、調理失敗を来すこともな
い。

【００４２】図９ないし図１１は本発明の第２の実施例
を示しており、この第２の実施例では、昇圧回路２７
を、整流回路２の脈流出力電圧の谷部分での昇圧値が、
谷以外の部分での昇圧値より大きくなるように構成した
ところに特徴を有する。すなわち、昇圧制御回路３１
は、コンパレータ８０を備え、その反転入力端子に、整
流回路２の脈流出力電圧を分圧回路８１により分圧した
電圧Ｖｓが与えられるようになっている。そして非反転
入力端子には、基準電圧発生回路６９の基準電圧と制御
回路７０から昇圧指令用電圧Ｖｅとからなる比較電圧Ｖ
ｆが与えられるようになっている。このコンパレータ８
０の出力端子はコンパレータ６８の出力端子に接続され
ている。

【００４３】コンパレータ８０は、図１１（ａ）に示す
ように、分圧された脈流電圧Ｖｓと比較電圧Ｖｆとを比
較して同図（ｂ）に示すように出力Ｓ４を変化させる。
この出力Ｓ４は、分圧電圧Ｖｓの谷部分で「Ｈ」レベル
となる。この時コンパレータ６８は、連続して発振波形
を出力しているから、出力端子３１ａからは、図１１
（ｃ）で示すように、整流回路２の脈流出力電圧の谷部
分で、発振波形Ｓ３を出力する。これによって、整流回
路２の脈流出力電圧の谷部分での昇圧値が、谷以外の部
分での昇圧値（この場合ゼロ）より大きくなる。この第
２の実施例によれば、昇圧回路２７の稼働率を抑えるこ
とができて使用寿命を長くすることが可能となる。

【００４４】図１２及び図１３は本発明の第３の実施例
を示しており、この第３の実施例では、次の点が第２の
実施例と異なる。昇圧制御回路３１は、オペアンプ８２
を備え、その反転入力端子に、整流回路２の脈流出力電
圧が分圧回路８１を介して分圧電圧Ｖｓとして与えられ
るようになっている。このオペアンプ８２は、比較的増
幅率が小さく、出力の位相を反転する構成のオペアンプ
となっている。しかして、その反転入力端子に、分圧電
圧Ｖｓが与えられると、図１３（ｂ）に示すように脈流
を反転させたような出力波形Ｓ５となる。このオペアン
プ８２の出力はコンパレータ６８の非反転入力端子に与
えられており、もって、出力端子３１ａからは、図１３
（ｃ）で示すように、脈流電圧の谷部分で、発振周波数
が低く、谷以外の部分で高い周波数波形を出力する。こ
れによって、図１３（ａ）で示すように整流回路２の脈
流出力電圧の谷部分でのＩＧＢＴ２９のスイッチング周
波数が低くて昇圧値が高くなり、谷以外の部分はスイッ
チング周波数が高くて昇圧値が小さくなる。このように
スイッチング周波数を順次変化させて、昇圧値を順次変
化（脈流出力電圧の谷底部分で最も高く、山の頂部で最
も低くなるように変化）させるようにより、脈流出力電
圧が小さくなる谷底部分で蓄電池１７から最大の電力を
供給できるようになり、脈流出力電圧が谷底部分でもマ
グネトロン１４を充分に駆動できる。また、第１の実施
例に比して、昇圧回路２７の稼働率を抑えることができ
て使用寿命を長くすることが可能となる。

【００４５】図１４は本発明の第４の実施例を示してお
り、この第４の実施例では、オーブン調理用のヒータ８
３を備え、このヒータ８３及びマグネトロン１４を商用
交流電源１及び昇圧回路２７の昇圧電源によって駆動す
るようにしたところに特徴を有する。

【００４６】この場合、上記ヒータ８３はスイッチング
素子たるＩＧＢＴ８４によって例えば２０キロサイクル
のオンオフされるようになっている。そのオンデューテ
ィー比によってヒータ８３の入力電力を調整できるもの
である。このような第４の実施例によれば、ヒータ８３
の加熱出力を大きくすることができるようになる。特
に、ヒータ８３を使用した調理では、実際に食品を加熱
する温度状態とするまでの予熱時間を必要とするが、こ
の予熱時間の短縮を図ることができるようになる。

【００４７】図１５は本発明の第５の実施例を示してお
り、この実施例では、複数例えば２つのマグネトロン１
４及び８５を示し、これらのマグネトロン１４及び８５
を共通のインバータ回路５により駆動するようにしたと
ころに特徴を有する。この場合、マグネトロン８５の倍
電圧整流回路８６を構成するコンデンサ８７及びダイオ
ード８８は、マグネトロン８５とマグネトロン１４との
通電タイミングが逆となるように、二次側巻線６ｂに接
続されている。これによりインバータ回路５の昇圧トラ
ンス６に流れる電流のバランスを取る構成となってい
る。

【００４８】この第５の実施例によれば、個々のマグネ
トロン１４及び８５に大きな負荷がかからないので、マ
グネトロン１４及び８５の温度上昇を低く抑えることが
可能となる。なお、マグネトロン８５に対して、昇圧ト
ランス６の二次側に二次側巻線６ｂとは別の二次側巻線
を設けて、この二次側巻線に倍電圧整流回路１３と同様
構成の倍電圧整流回路を設ける構成としても良い。

【００４９】

【発明の効果】本発明は以上の説明から明らかなよう
に、次の効果を得ることができる。請求項１の発明によ
れば、商用交流電源側の容量の小さいコンデンサを昇圧
用のコンデンサとして共通化でき、コンデンサ及びダイ
オードの部品点数を削減でき、しかも、コンデンサ容量
は小さいままであるので、力率が悪化することもない。

【００５０】請求項２の発明によれば、昇圧回路が、整
流回路の整流出力電圧の谷部分での昇圧値が、谷以外の
部分での昇圧値より大きくなるように構成されているか
ら、昇圧回路の稼働率を抑えることができて使用寿命を
長くすることができる。

【００５１】請求項３の発明によれば、オーブン調理用
のヒータを備え、このヒータ及びマイクロ波発生装置は
商用交流電源及び昇圧回路の昇圧電源によって駆動する
ようにしたから、ヒータの加熱出力を大きくすることが
でき、ヒータ調理の際の予熱時間の短縮を図ることがで
きる。

【００５２】請求項４の発明によれば、入力制御手段に
より商用交流電源の入力電力を所定値となるように制御
するから、加熱調理器の定格電力を超えることがなくて
家庭の電源ブレーカーが切れるようなことがなく、しか
も、この定格電力よりマイクロ波発生装置への設定入力
電力が大きくても、負荷入力電力制御手段により、マイ
クロ波発生装置への入力電力が設定された入力電力とな
るように蓄電池を昇圧制御するから、安定して負荷入力
電力を得ることができる。

【００５３】請求項５の発明によれば、蓄電池の電圧が
所定値以下となったときには、商用交流電源のみを使用
すると共に、調理時間を延長するようにしたから、蓄電
池の電圧が低下したときに蓄電池が壊れるまで使用され
ることがないと共に、調理失敗を来すこともない。請求
項６の発明によれば、複数のマイクロ波発生装置を共通
のインバータ回路により駆動するようにしたから、個々
のマグネトロンに大きな負荷がかからないので、マグネ
トロンの温度上昇を低く抑えることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例を示す全体的な電気回路
図

【図２】インバータ制御部の電気回路図

【図３】各部の波形図

【図４】マグネトロン駆動部分の電気回路図

【図５】各部の波形図

【図６】昇圧制御回路の電気回路図

【図７】各部の波形図

【図８】整流電圧に昇圧電圧が加わった状態の波形図

【図９】本発明の第２の実施例を示す図１相当図

【図１０】図６相当図

【図１１】各部の波形図

【図１２】本発明の第３の実施例を示す図６相当図

【図１３】各部の波形図

【図１４】本発明の第４の実施例を示す図１相当図

【図１５】本発明の第５の実施例を示す図１相当図

【図１６】従来例を示す図１相当図

【符号の説明】

１は商用交流電源、２は整流回路、４はコンデンサ、５
はインバータ回路、９はＩＧＢＴ、１４はマグネトロン
（マイクロ波発生装置）、１５はインバータ制御部（入
力制御手段）、１７は蓄電池、１８は充電回路、２６は
充電制御回路、２７は昇圧回路、２８はコイル、２９は
ＩＧＢＴ（スイッチング素子）、３０はダイオード、３
３は入力設定回路、３４は発振回路、３５は波形成形回
路、５７は電力検出回路（負荷入力電力検出手段）、５
８は発振回路、５９は波形成形回路、７０は制御回路
（負荷入力電力制御手段）、７１はスイッチ入力回路
（設定手段）、８０はコンパレータ、８２はオペアン
プ、８３はヒータ、８５はマグネトロン（マイクロ波発
生装置）を示す。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 3K086 AA02 BA02 CB12 CD02 CD08 DA05 DA15 DB03 DB11 DB15 DB16 DB18 DB21 DB23 EA06 5H007 AA02 BB04 CA01 CB07 CC12 CC32 DA06 DB01 DC02 DC05

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 商用交流電源から受けた電力を整流する
   整流回路と、 この整流回路の出力端子間に接続されたコンデンサと、 このコンデンサ両端に接続されたインバータ回路と、 このインバータ回路により駆動されてマイクロ波を発生
   するマイクロ波発生装置と、 前記商用交流電源により充電される蓄電池と、 この蓄電池の出力を昇圧する昇圧回路とを備え、 前記昇圧回路を、コイルとスイッチング素子とダイオー
   ドとから構成し、前記スイッチング素子のスイッチング
   周波数を所定値以上に設定し、この昇圧回路の出力端子
   を前記インバータ回路の入力側に接続するようにしたこ
   とを特徴とする加熱調理器。
2. 【請求項２】 昇圧回路は、整流回路の整流出力電圧の
   谷部分での昇圧値が、谷以外の部分での昇圧値より大き
   くなるように構成されていることを特徴とする請求項１
   記載の加熱調理器。
3. 【請求項３】 オーブン調理用のヒータを備え、このヒ
   ータ及びマイクロ波発生装置は商用交流電源及び昇圧回
   路の昇圧電源によって駆動するようにしたことを特徴と
   する請求項１記載の加熱調理器。
4. 【請求項４】 商用交流電源の入力電力を所定値となる
   ように制御する入力制御手段と、マイクロ波発生装置へ
   の入力電力を設定する設定手段と、マイクロ波発生装置
   への入力電力を検出する負荷入力電力検出手段と、マイ
   クロ波発生装置への入力電力が設定された入力電力とな
   るように蓄電池を昇圧制御する負荷入力電力制御手段と
   を設けたことを特徴とする請求項１の加熱調理器。
5. 【請求項５】 蓄電池の電圧が所定値以下となったとき
   には、商用交流電源のみを使用すると共に、調理時間を
   延長するようにしたことを特徴とする請求項１の加熱調
   理器。
6. 【請求項６】 マイクロ波発生装置を複数備え、この複
   数のマイクロ波発生装置は共通のインバータ回路により
   駆動されるようになっていることを特徴とする請求項１
   の加熱調理器。