JP2001249059A - 物理量変換回路 - Google Patents
物理量変換回路Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】圧力センサー等を有する物理量変換回路におい
て測定した信号の算出に回路電源に依存しないようにす
ることにより構成する部品の選択範囲を広げることがで
きる手法を提供する。 【解決手段】圧力センサー手段と、差動増幅器と積分器
と、ヒステリシス幅Ｖｈｙｓを有する比較器とからな
り、測定時とゼロ調整時とで圧力センサー手段と所定の
定電圧（Ｖａ）との接続を切り換えるスイッチング手段
を備え、比較器においては、スイッチング手段を測定時
側に切り替えた時の出力信号（ｆｏｕｔ−ｓ）とゼロ調
整時側に切り替えた時の出力信号（ｆｏｕｔ−ｚ）との
比から出力信号（圧力信号）Ｓｏｕｔを算出するように
する。
て測定した信号の算出に回路電源に依存しないようにす
ることにより構成する部品の選択範囲を広げることがで
きる手法を提供する。 【解決手段】圧力センサー手段と、差動増幅器と積分器
と、ヒステリシス幅Ｖｈｙｓを有する比較器とからな
り、測定時とゼロ調整時とで圧力センサー手段と所定の
定電圧（Ｖａ）との接続を切り換えるスイッチング手段
を備え、比較器においては、スイッチング手段を測定時
側に切り替えた時の出力信号（ｆｏｕｔ−ｓ）とゼロ調
整時側に切り替えた時の出力信号（ｆｏｕｔ−ｚ）との
比から出力信号（圧力信号）Ｓｏｕｔを算出するように
する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、物理量変換回路に
関するものであり、詳しくは圧力などの物理量を検出し
てこれを電圧に変換するもので、その出力信号が特に回
路電源の変動に依存しないように改良した物理量変換回
路に関する。
関するものであり、詳しくは圧力などの物理量を検出し
てこれを電圧に変換するもので、その出力信号が特に回
路電源の変動に依存しないように改良した物理量変換回
路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来技術における物理用変換回路を構成
する２線式伝送器においては、ゼロ調整機能がなく検出
した電圧を周波数に変換するＶ／Ｆ回路の出力周波数を
そのまま出力信号（圧力信号）としてＣＰＵに取り込ん
で演算に使用しているものが周知である。
する２線式伝送器においては、ゼロ調整機能がなく検出
した電圧を周波数に変換するＶ／Ｆ回路の出力周波数を
そのまま出力信号（圧力信号）としてＣＰＵに取り込ん
で演算に使用しているものが周知である。
【０００３】この回路構成は、図２に示すように、回路
電源Ｖｃｃ、ＧＮＤ間にゲージ抵抗Ｒｇを接続してブリ
ッジを構成し、この圧力を電圧に変換するゲージ抵抗Ｒ
ｇから電気信号を検出する圧力センサー部１０と、この
圧力センサー部１０の一方の測定端子に接続した第一の
増幅器２０と、圧力センサー部１０の他方の測定端子に
接続した第二の増幅器３０と、この第二の増幅器３０の
出力電圧（増幅信号）Ｖｉを出力する出力端子は、抵抗
Ｒ１及びＲ３を介して積分器４０の反転入力端子（−）
及び非反転入力端子（＋）に接続されている。この積分
器４０の非反転入力端子（＋）は抵抗Ｒ４を介して接地
（ＧＮＤ）されていると共に、反転入力端子（−）は抵
抗Ｒ２を介してスイッチング素子ＦＥＴのソース（Ｓ）
側に接続されている。積分器４０はコンデンサＣ１を介
した正帰還フィードバックによるＯＰアンプであって、
所定時間の積分をした信号（電圧Ｖ１）を出力するもの
で、比較器５０の反転入力端子（−）に接続されてい
る。比較器５０の非反転入力端子（＋）は回路電源Ｖｃ
ｃを抵抗Ｒａ、Ｒｃ１、Ｒｂと比較器５０の出力電圧Ｖ
３より計算される電圧Ｖ２であり、その出力側は抵抗Ｒ
ｃを介して非反転入力端子（＋）に正帰還のフィードバ
ックされた接続がされている。又、この比較器５０の出
力側は、スイッチング素子ＦＥＴのゲート（Ｇ）に接続
していると共に出力信号（圧力信号）ｆｏｕｔを出力す
る。スイッチング素子ＦＥＴのドレイン（Ｄ）は接地Ｇ
ＮＤされている。
電源Ｖｃｃ、ＧＮＤ間にゲージ抵抗Ｒｇを接続してブリ
ッジを構成し、この圧力を電圧に変換するゲージ抵抗Ｒ
ｇから電気信号を検出する圧力センサー部１０と、この
圧力センサー部１０の一方の測定端子に接続した第一の
増幅器２０と、圧力センサー部１０の他方の測定端子に
接続した第二の増幅器３０と、この第二の増幅器３０の
出力電圧（増幅信号）Ｖｉを出力する出力端子は、抵抗
Ｒ１及びＲ３を介して積分器４０の反転入力端子（−）
及び非反転入力端子（＋）に接続されている。この積分
器４０の非反転入力端子（＋）は抵抗Ｒ４を介して接地
（ＧＮＤ）されていると共に、反転入力端子（−）は抵
抗Ｒ２を介してスイッチング素子ＦＥＴのソース（Ｓ）
側に接続されている。積分器４０はコンデンサＣ１を介
した正帰還フィードバックによるＯＰアンプであって、
所定時間の積分をした信号（電圧Ｖ１）を出力するもの
で、比較器５０の反転入力端子（−）に接続されてい
る。比較器５０の非反転入力端子（＋）は回路電源Ｖｃ
ｃを抵抗Ｒａ、Ｒｃ１、Ｒｂと比較器５０の出力電圧Ｖ
３より計算される電圧Ｖ２であり、その出力側は抵抗Ｒ
ｃを介して非反転入力端子（＋）に正帰還のフィードバ
ックされた接続がされている。又、この比較器５０の出
力側は、スイッチング素子ＦＥＴのゲート（Ｇ）に接続
していると共に出力信号（圧力信号）ｆｏｕｔを出力す
る。スイッチング素子ＦＥＴのドレイン（Ｄ）は接地Ｇ
ＮＤされている。
【０００４】圧力センサー部１０は、圧力感応ゲージ抵
抗Ｒｇを用いてブリッジを構成し、このブリッジの電源
端に安定した電源電圧を出力する回路電源Ｖｃｃ、ＧＮ
Ｄを接続し、その一方及び他方の測定端子から測定圧力
に対応する電圧を得る構成となっている。このように測
定の電源に駆動電源である回路電源Ｖｃｃ、ＧＮＤを用
いるのは、この回路電源Ｖｃｃ、ＧＮＤの電圧変動がそ
のまま出力変動を伴うからである。
抗Ｒｇを用いてブリッジを構成し、このブリッジの電源
端に安定した電源電圧を出力する回路電源Ｖｃｃ、ＧＮ
Ｄを接続し、その一方及び他方の測定端子から測定圧力
に対応する電圧を得る構成となっている。このように測
定の電源に駆動電源である回路電源Ｖｃｃ、ＧＮＤを用
いるのは、この回路電源Ｖｃｃ、ＧＮＤの電圧変動がそ
のまま出力変動を伴うからである。
【０００５】第一の増幅器２０の反転入力端子（−）
は、所定の定電圧Ｖａに直列接続してある抵抗Ｒ１１、
Ｒ１２との中間位置に接続し、非反転入力端子（＋）は
圧力センサー部１０の一方の測定端子に接続し、その出
力側が抵抗１２に接続して負帰還のフィードバックを構
成すると共に抵抗Ｒ１３を介して第二の増幅器３０の反
転入力端子（−）に接続されている。
は、所定の定電圧Ｖａに直列接続してある抵抗Ｒ１１、
Ｒ１２との中間位置に接続し、非反転入力端子（＋）は
圧力センサー部１０の一方の測定端子に接続し、その出
力側が抵抗１２に接続して負帰還のフィードバックを構
成すると共に抵抗Ｒ１３を介して第二の増幅器３０の反
転入力端子（−）に接続されている。
【０００６】第二の増幅器３０の反転入力端子（−）
は、第一の増幅器２０の出力側に接続されている抵抗Ｒ
１３に接続し、非反転入力端子（＋）は圧力センサー部
１０の他方の測定端子に接続し、その出力側は抵抗Ｒ１
４を介して反転入力端子（−）に接続して負帰還のフィ
ードバックを構成すると共に抵抗Ｒ１、Ｒ３に接続され
ている。
は、第一の増幅器２０の出力側に接続されている抵抗Ｒ
１３に接続し、非反転入力端子（＋）は圧力センサー部
１０の他方の測定端子に接続し、その出力側は抵抗Ｒ１
４を介して反転入力端子（−）に接続して負帰還のフィ
ードバックを構成すると共に抵抗Ｒ１、Ｒ３に接続され
ている。
【０００７】比較器５０は、ヒステリシスを有するコン
パレータであり、その非反転入力端子（＋）及び反転入
力端子（−）に入力される入力電圧の大小差により、出
力電圧Ｖ３が決まり、出力信号Ｖ３（周波数ｆｏｕｔ）
と抵抗Ｒａ，Ｒｂ，Ｒｃで決まるヒステリシス幅Ｖｈｙ
ｓを有している。
パレータであり、その非反転入力端子（＋）及び反転入
力端子（−）に入力される入力電圧の大小差により、出
力電圧Ｖ３が決まり、出力信号Ｖ３（周波数ｆｏｕｔ）
と抵抗Ｒａ，Ｒｂ，Ｒｃで決まるヒステリシス幅Ｖｈｙ
ｓを有している。
【０００８】このような回路構成からなる物理量変換回
路において、ゲージ抵抗Ｒｇ、ゲージ抵抗変化ΔＲ、圧
力Ｐ、第二の増幅器３０のゲインＧ１とすると、ゲージ
抵抗変化ΔＲ＝Ａ１×Ｐ、第二の増幅器３０の増幅信号
である出力電圧Ｖｉ＝（Ｖｃｃ／Ｒｇ）×ΔＲ×Ｇ１×
Ｖａとなる。
路において、ゲージ抵抗Ｒｇ、ゲージ抵抗変化ΔＲ、圧
力Ｐ、第二の増幅器３０のゲインＧ１とすると、ゲージ
抵抗変化ΔＲ＝Ａ１×Ｐ、第二の増幅器３０の増幅信号
である出力電圧Ｖｉ＝（Ｖｃｃ／Ｒｇ）×ΔＲ×Ｇ１×
Ｖａとなる。
【０００９】一方、積分器４０の出力電圧Ｖ１は、スイ
ッチング素子ＦＥＴがオンでプラス（＋）方向に傾き、
スイッチング素子ＦＥＴがオフでマイナス（−）方向に
傾く。
ッチング素子ＦＥＴがオンでプラス（＋）方向に傾き、
スイッチング素子ＦＥＴがオフでマイナス（−）方向に
傾く。
【００１０】ここで、スイッチング素子ＦＥＴがオンの
時間をＴ１、スイッチング素子ＦＥＴのオフの時間をＴ
２、比較器５０のヒステリシス幅Ｖｈｙｓ、比較器５０
の出力信号Ｖ３がＨＩＧＨの時の飽和電圧Ｖｏｈ、ＬＯ
Ｗの時の飽和電圧ＶｏＩ、Ｋ１＝Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ
４）、定電圧Ｖａ＝α×Ｖｃｃとすると、比較器５０の
ヒステリシス幅Ｖｈｙｓは、下記の式（１）で求めるこ
とができる。
時間をＴ１、スイッチング素子ＦＥＴのオフの時間をＴ
２、比較器５０のヒステリシス幅Ｖｈｙｓ、比較器５０
の出力信号Ｖ３がＨＩＧＨの時の飽和電圧Ｖｏｈ、ＬＯ
Ｗの時の飽和電圧ＶｏＩ、Ｋ１＝Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ
４）、定電圧Ｖａ＝α×Ｖｃｃとすると、比較器５０の
ヒステリシス幅Ｖｈｙｓは、下記の式（１）で求めるこ
とができる。
【００１１】 Ｖｈｙｓ ＝（Ｒａ×Ｒｂ×（Ｖｏｈ−Ｖｏｌ）） ／（Ｒａ×Ｒｂ＋Ｒｂ×Ｒｃ＋Ｒｃ×Ｒａ） …式（１）
【００１２】スイッチング素子ＦＥＴがオンの時間Ｔ１
は、上記式（１）を利用して下記の式（２）で求めるこ
とができる。
は、上記式（１）を利用して下記の式（２）で求めるこ
とができる。
【００１３】 Ｔ１ ＝（Ｖｈｙｓ×Ｒ１×Ｒ２×Ｃ１） ／（（Ｒ１＋Ｒ２）×Ｋ１×Ｖｉ−Ｒ２×Ｖｉ） …式（２）
【００１４】スイッチング素子ＦＥＴがオフの時間Ｔ２
は、上記式（１）を利用して下記の式（３）で求めるこ
とができる。
は、上記式（１）を利用して下記の式（３）で求めるこ
とができる。
【００１５】 Ｔ２ ＝（Ｖｈｙｓ×Ｒ１×Ｃ１） ／（Ｖｉ−Ｋ１×Ｖｉ） …式（３）
【００１６】このスイッチング素子ＦＥＴのオン／オフ
時間を足した（Ｔ１＋Ｔ２）は、上記式（１）及び下記
の式（４）により求めることができる。
時間を足した（Ｔ１＋Ｔ２）は、上記式（１）及び下記
の式（４）により求めることができる。
【００１７】 （Ｔ１＋Ｔ２） ＝（Ｖｈｙｓ×Ｒ１×Ｒ２×Ｃ１） ／（（Ｒ１＋Ｒ２）×Ｋ１×Ｖｉ−Ｒ２×Ｖｉ）） ＋（（Ｖｈｙｓ×Ｒ１×Ｃ１）／（Ｖｉ−Ｋ１×Ｖｉ）） ＝（Ｖｈｙｓ×Ｒ１2×Ｃ１×Ｋ１） ／［Ｖｉ×｛（（Ｒ１＋Ｒ２）×Ｋ１ーＲ２｝×（１−Ｋ１）］…式（ ４）
【００１８】上記式（４）によるスイッチング素子ＦＥ
Ｔのオン／オフによる（Ｔ１＋Ｔ２）及び式（１）のヒ
ステリシス幅Ｖｈｙｓ等により出力信号ｆｏｕｔは次の
式（５）により求めることができる。
Ｔのオン／オフによる（Ｔ１＋Ｔ２）及び式（１）のヒ
ステリシス幅Ｖｈｙｓ等により出力信号ｆｏｕｔは次の
式（５）により求めることができる。
【００１９】 ｆｏｕｔ＝１／（Ｔ１＋Ｔ２） ＝［Ｖｉ×｛（Ｒ１＋Ｒ２）×Ｋ１−Ｒ２｝×（１−Ｋ１）］ ／（Ｖｈｙｓ×Ｒ１2×Ｃ１×Ｋ１） ＝［｛（（Ｖｃｃ／Ｒｇ）×ΔＲ×Ｇ１＋Ｖａ）｝ ×｛（Ｒ１＋Ｒ２）×Ｋ１−Ｒ２｝×（１−Ｋ１）］ ／（Ｖｈｙｓ×Ｒ１2×Ｃ１×Ｋ１） ＝［Ｖｃｃ×（（（Δ×Ｇ１）／Ｒｇ）＋α） ×｛（Ｒ１＋Ｒ２）×Ｋ１−Ｒ２｝×（１−Ｋ１）］ ／（Ｖｈｙｓ×Ｒ１2×Ｃ１×Ｋ１） ＝｛Ｖｃｃ×（（Ａ１×Ｐ×Ｇ１）／Ｒｇ＋α）｝／Ｖｈｙｓ ×［｛（Ｒ１＋Ｒ２）×Ｋ１−Ｒ２｝×（１−Ｋ１）］ ／（Ｒ１2×Ｃ１×Ｋ１） …式（５）
【００２０】このようにして、圧力センサー部１０によ
り測定された信号Ｖｃｃは比較器５０のヒステリシス幅
Ｖｈｙｓに対応した信号として出力することができる。
り測定された信号Ｖｃｃは比較器５０のヒステリシス幅
Ｖｈｙｓに対応した信号として出力することができる。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
従来技術における物理量変換回路において、比較器にお
けるヒステリシス幅Ｖｈｙｓが回路電源Ｖｃｃに比例す
ると、出力信号ｆｏｕｔを算出するための式（５）の変
数は圧力Ｐのみとなるが、ヒステリシス幅Ｖｈｙｓは厳
密には回路電源Ｖｃｃに比例していない為、出力信号ｆ
ｏｕｔを算出する式（５）に変数（パラメータ）として
回路電源Ｖｃｃが残ってしまう。従って、この回路電源
Ｖｃｃの安定性を極めて良好に保持するためには回路的
に各種の工夫をする必要があり、これに伴いコストの上
昇、大型化の原因になるという問題がある。特に、測定
範囲の変更、即ち、レンジ変更を必要とする事が多い場
合には、同一機種でレンジを大幅に拡大する必要があ
り、このレンジに応じて回路電源Ｖｃｃの安定性を維持
させないと各レンジで同一精度の測定ができないという
問題がある。
従来技術における物理量変換回路において、比較器にお
けるヒステリシス幅Ｖｈｙｓが回路電源Ｖｃｃに比例す
ると、出力信号ｆｏｕｔを算出するための式（５）の変
数は圧力Ｐのみとなるが、ヒステリシス幅Ｖｈｙｓは厳
密には回路電源Ｖｃｃに比例していない為、出力信号ｆ
ｏｕｔを算出する式（５）に変数（パラメータ）として
回路電源Ｖｃｃが残ってしまう。従って、この回路電源
Ｖｃｃの安定性を極めて良好に保持するためには回路的
に各種の工夫をする必要があり、これに伴いコストの上
昇、大型化の原因になるという問題がある。特に、測定
範囲の変更、即ち、レンジ変更を必要とする事が多い場
合には、同一機種でレンジを大幅に拡大する必要があ
り、このレンジに応じて回路電源Ｖｃｃの安定性を維持
させないと各レンジで同一精度の測定ができないという
問題がある。
【００２２】従って、抵抗式圧力センサーを用いた物理
量変換回路において、出力側の比較器におけるヒステリ
シス幅Ｖｈｙｓが回路電源Ｖｃｃに比例してキャンセル
できるような出力信号ｆｏｕｔを取り出すことができる
回路構成にしなければならない課題を有する。
量変換回路において、出力側の比較器におけるヒステリ
シス幅Ｖｈｙｓが回路電源Ｖｃｃに比例してキャンセル
できるような出力信号ｆｏｕｔを取り出すことができる
回路構成にしなければならない課題を有する。
【００２３】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明に係る物理量変換回路は次に示すような構成
にすることである。
に、本発明に係る物理量変換回路は次に示すような構成
にすることである。
【００２４】（１）回路電源が供給されており且つ所定
の物理量を電気信号に変換するセンサー手段と、該セン
サー手段の一方の測定端子からの検出信号と所定の定電
圧（Ｖａ）との差から増幅信号を出力する第一の増幅器
と、該第一の増幅器の増幅信号と前記センサー手段の他
方の測定端子からの検出信号との差から増幅信号（Ｖ
ｉ）を出力する第二の増幅器と、該第二の増幅器から出
力される増幅信号（Ｖｉ）を所定の時間により積分する
積分器と、所定のヒステリシス幅Ｖｈｙｓを有すると共
に、前記積分器から出力される信号（Ｖ１）と回路電源
（Ｖｃｃ）、出力信号（Ｖ３）、抵抗（Ｒａ，Ｒｂ，Ｒ
ｃ）より決まる電圧（Ｖ２）とを比較して出力信号（Ｖ
３）を出力する比較器とからなる物理量変換回路であっ
て、前記第一及び第二の増幅器の入力端子側には、測定
時とゼロ調整時とで前記センサー手段と所定の定電圧
（Ｖａ）との接続を切り換えるスイッチング手段を備え
ると共に、前記比較器においては前記スイッチング手段
を測定時側に切り替えた時の出力信号（ｆｏｕｔ−ｓ）
とゼロ調整時側に切り替えた時の出力信号周波数（ｆｏ
ｕｔ−ｚ）とを算出し、該算出した出力信号周波数（ｆ
ｏｕｔ−ｓ、ｆｏｕｔ−ｚ）の比から圧力信号を算出す
ることを特徴とする物理量変換回路。 （２）上記（１）の物理量変換回路において、前記第一
及び第二の増幅器の入力端子側は、前記スイッチング手
段により、測定時には非反転入力端子（＋）側と前記セ
ンサー手段とを接続し、ゼロ調整時には非反転入力端子
（＋）側と所定の定電圧（Ｖａ）とを接続するように切
り替えることを特徴とする物理量変換回路。 （３）上記（１）の物理量変換回路において、前記セン
サー手段は、圧力を電圧に変換するゲージ抵抗を一辺に
用いてブリッジを構成したセンサーであることを特徴と
する物理量変換回路。
の物理量を電気信号に変換するセンサー手段と、該セン
サー手段の一方の測定端子からの検出信号と所定の定電
圧（Ｖａ）との差から増幅信号を出力する第一の増幅器
と、該第一の増幅器の増幅信号と前記センサー手段の他
方の測定端子からの検出信号との差から増幅信号（Ｖ
ｉ）を出力する第二の増幅器と、該第二の増幅器から出
力される増幅信号（Ｖｉ）を所定の時間により積分する
積分器と、所定のヒステリシス幅Ｖｈｙｓを有すると共
に、前記積分器から出力される信号（Ｖ１）と回路電源
（Ｖｃｃ）、出力信号（Ｖ３）、抵抗（Ｒａ，Ｒｂ，Ｒ
ｃ）より決まる電圧（Ｖ２）とを比較して出力信号（Ｖ
３）を出力する比較器とからなる物理量変換回路であっ
て、前記第一及び第二の増幅器の入力端子側には、測定
時とゼロ調整時とで前記センサー手段と所定の定電圧
（Ｖａ）との接続を切り換えるスイッチング手段を備え
ると共に、前記比較器においては前記スイッチング手段
を測定時側に切り替えた時の出力信号（ｆｏｕｔ−ｓ）
とゼロ調整時側に切り替えた時の出力信号周波数（ｆｏ
ｕｔ−ｚ）とを算出し、該算出した出力信号周波数（ｆ
ｏｕｔ−ｓ、ｆｏｕｔ−ｚ）の比から圧力信号を算出す
ることを特徴とする物理量変換回路。 （２）上記（１）の物理量変換回路において、前記第一
及び第二の増幅器の入力端子側は、前記スイッチング手
段により、測定時には非反転入力端子（＋）側と前記セ
ンサー手段とを接続し、ゼロ調整時には非反転入力端子
（＋）側と所定の定電圧（Ｖａ）とを接続するように切
り替えることを特徴とする物理量変換回路。 （３）上記（１）の物理量変換回路において、前記セン
サー手段は、圧力を電圧に変換するゲージ抵抗を一辺に
用いてブリッジを構成したセンサーであることを特徴と
する物理量変換回路。
【００２５】
【発明の実施の形態】次に、本発明に係る物理量変回路
の実施の形態について図面を参照して説明する。尚、従
来技術と同じものには同一符号を付与して説明する。
の実施の形態について図面を参照して説明する。尚、従
来技術と同じものには同一符号を付与して説明する。
【００２６】本発明に係る物理量変換回路は、ゼロ調整
をするために、圧力センサー部１０の測定端子にゼロ調
整用スイッチ部６０を備えると共にこのゼロ調整スイッ
チ部６０のスイッチを切り替えて回路電源に依存しない
圧力信号Ｓｏｕｔを生成する制御演算部７０を設けた回
路構成となっている。
をするために、圧力センサー部１０の測定端子にゼロ調
整用スイッチ部６０を備えると共にこのゼロ調整スイッ
チ部６０のスイッチを切り替えて回路電源に依存しない
圧力信号Ｓｏｕｔを生成する制御演算部７０を設けた回
路構成となっている。
【００２７】この回路構成は、図１に示すように、回路
電源Ｖｃｃ、ＧＮＤ間にゲージ抵抗を接続してブリッジ
を構成し、この圧力を電圧に変換するゲージ抵抗Ｒｇか
ら電気信号を検出する圧力センサー部１０と、この圧力
センサー部１０のゲージ抵抗Ｒｇの両端からの測定端子
の信号と所定の定電圧とを切り替えるゼロ調整回路を構
成するゼロ調整用スイッチ部（ゼロ調スイッチ手段）６
０と、このゼロ調整用スイッチ部６０に接続され圧力セ
ンサー部１０の一方の測定端子と定電圧（Ｖａ）とを切
り替えて入力する第一の増幅器２０と、ゼロ調整スイッ
チ部６０に接続され圧力センサー部１０の他方の測定端
子の信号と所定の定電圧とを切り替えて入力する第二の
増幅器３０と、この第二の増幅器３０の出力電圧（増幅
信号）Ｖｉを出力する出力端子は、抵抗Ｒ１及びＲ３を
介して積分器４０の反転入力端子（−）及び非反転入力
端子（＋）に接続されている。この積分器４０の非反転
入力端子（＋）は抵抗Ｒ４を介して接地（ＧＮＤ）され
ていると共に、反転入力端子（−）は抵抗Ｒ２を介して
スイッチング素子ＦＥＴのソース（Ｓ）側に接続されて
いる。積分器４０はコンデンサＣ１を介して負帰還フイ
ードバックするＯＰアンプであり、所定時間の積分をし
た信号（電圧Ｖ１）を出力するもので、比較器５０の反
転入力端子（−）に接続されている。比較器５０の非反
転入力端子（＋）は、回路電源Ｖｃｃ、抵抗Ｒａ、Ｒ
ｂ、Ｒｃ、出力電圧Ｖ３で決まる値Ｖ２であり、その出
力側は抵抗Ｒｃを介して反転入力端子（＋）に正帰還の
フィードバックされた接続がされている。又、この比較
器５０の出力側は、スイッチング素子ＦＥＴのゲート
（Ｇ）に接続していると共に出力信号Ｖ３−ｓ、Ｖ３−
ｚを出力する。スイッチング素子ＦＥＴのドレイン
（Ｄ）は接地ＧＮＤされている。この出力信号Ｖ３−
ｓ、Ｖ３−ｚの周波数（ｆｏｕｔ−ｓとｆｏｕｔ−ｚ）
は、コントロール信号ｃｎｔによるスイッチ切替えで得
ることができ、その比から圧力信号Ｓｏｕｔを算出する
制御演算部７０を備えた構成となっている。
電源Ｖｃｃ、ＧＮＤ間にゲージ抵抗を接続してブリッジ
を構成し、この圧力を電圧に変換するゲージ抵抗Ｒｇか
ら電気信号を検出する圧力センサー部１０と、この圧力
センサー部１０のゲージ抵抗Ｒｇの両端からの測定端子
の信号と所定の定電圧とを切り替えるゼロ調整回路を構
成するゼロ調整用スイッチ部（ゼロ調スイッチ手段）６
０と、このゼロ調整用スイッチ部６０に接続され圧力セ
ンサー部１０の一方の測定端子と定電圧（Ｖａ）とを切
り替えて入力する第一の増幅器２０と、ゼロ調整スイッ
チ部６０に接続され圧力センサー部１０の他方の測定端
子の信号と所定の定電圧とを切り替えて入力する第二の
増幅器３０と、この第二の増幅器３０の出力電圧（増幅
信号）Ｖｉを出力する出力端子は、抵抗Ｒ１及びＲ３を
介して積分器４０の反転入力端子（−）及び非反転入力
端子（＋）に接続されている。この積分器４０の非反転
入力端子（＋）は抵抗Ｒ４を介して接地（ＧＮＤ）され
ていると共に、反転入力端子（−）は抵抗Ｒ２を介して
スイッチング素子ＦＥＴのソース（Ｓ）側に接続されて
いる。積分器４０はコンデンサＣ１を介して負帰還フイ
ードバックするＯＰアンプであり、所定時間の積分をし
た信号（電圧Ｖ１）を出力するもので、比較器５０の反
転入力端子（−）に接続されている。比較器５０の非反
転入力端子（＋）は、回路電源Ｖｃｃ、抵抗Ｒａ、Ｒ
ｂ、Ｒｃ、出力電圧Ｖ３で決まる値Ｖ２であり、その出
力側は抵抗Ｒｃを介して反転入力端子（＋）に正帰還の
フィードバックされた接続がされている。又、この比較
器５０の出力側は、スイッチング素子ＦＥＴのゲート
（Ｇ）に接続していると共に出力信号Ｖ３−ｓ、Ｖ３−
ｚを出力する。スイッチング素子ＦＥＴのドレイン
（Ｄ）は接地ＧＮＤされている。この出力信号Ｖ３−
ｓ、Ｖ３−ｚの周波数（ｆｏｕｔ−ｓとｆｏｕｔ−ｚ）
は、コントロール信号ｃｎｔによるスイッチ切替えで得
ることができ、その比から圧力信号Ｓｏｕｔを算出する
制御演算部７０を備えた構成となっている。
【００２８】圧力センサー部１０は、圧力感応ゲージ抵
抗Ｒｇなどを一辺に用いてブリッジを構成し、このブリ
ッジの電源端に安定した電源電圧を出力する回路電源Ｖ
ｃｃ、ＧＮＤを接続し、その一方及び他方の測定端子か
ら測定圧力に対応する電圧を得る構成となっている。こ
のように測定の電源に駆動電源である回路電源Ｖｃｃ、
ＧＮＤを用いるのは、この回路電源Ｖｃｃ、ＧＮＤの電
圧変動がそのまま出力変動を伴うからである。
抗Ｒｇなどを一辺に用いてブリッジを構成し、このブリ
ッジの電源端に安定した電源電圧を出力する回路電源Ｖ
ｃｃ、ＧＮＤを接続し、その一方及び他方の測定端子か
ら測定圧力に対応する電圧を得る構成となっている。こ
のように測定の電源に駆動電源である回路電源Ｖｃｃ、
ＧＮＤを用いるのは、この回路電源Ｖｃｃ、ＧＮＤの電
圧変動がそのまま出力変動を伴うからである。
【００２９】ゼロ調整回路を構成するゼロ調整スイッチ
部６０は、４個のスイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、Ｓ
Ｗ４から構成され、制御演算部７０からの切り替え信号
であるコントロール信号ｃｎｔにより同時に切り替えら
れるスイッチである。スイッチＳＷ１とＳＷ２は第一の
増幅器２０の非反転入力端子（＋）に切り替え接続する
スイッチであり、スイッチＳＷ１は所定の定電圧（Ｖ
ａ）を供給し、スイッチＳＷ３はゲージ抵抗からの一方
の検出信号を供給する。スイッチＳＷ３とＳＷ４は、第
二の増幅器３０の非反転入力端子（＋）に切り替え接続
するスイッチであり、スイッチＳＷ２は所定の定電圧
（Ｖａ）を供給し、スイッチＳＷ４はゲージ抵抗Ｒｇか
らの他方の検出信号を供給する。
部６０は、４個のスイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、Ｓ
Ｗ４から構成され、制御演算部７０からの切り替え信号
であるコントロール信号ｃｎｔにより同時に切り替えら
れるスイッチである。スイッチＳＷ１とＳＷ２は第一の
増幅器２０の非反転入力端子（＋）に切り替え接続する
スイッチであり、スイッチＳＷ１は所定の定電圧（Ｖ
ａ）を供給し、スイッチＳＷ３はゲージ抵抗からの一方
の検出信号を供給する。スイッチＳＷ３とＳＷ４は、第
二の増幅器３０の非反転入力端子（＋）に切り替え接続
するスイッチであり、スイッチＳＷ２は所定の定電圧
（Ｖａ）を供給し、スイッチＳＷ４はゲージ抵抗Ｒｇか
らの他方の検出信号を供給する。
【００３０】第一の増幅器２０の反転入力端子（−）
は、所定の定電圧Ｖａに直列接続してある抵抗Ｒ１１、
Ｒ１２との中間位置に接続し、非反転入力端子（＋）は
ゼロ調整スイッチ部６０を介して圧力センサー部１０の
一方の測定端子又は所定の定電圧（Ｖａ）に接続し、そ
の出力側が抵抗１２に接続して負帰還のフィードバック
を構成すると共に抵抗Ｒ１３を介して第二の増幅器３０
の反転入力端子（−）に接続されている。
は、所定の定電圧Ｖａに直列接続してある抵抗Ｒ１１、
Ｒ１２との中間位置に接続し、非反転入力端子（＋）は
ゼロ調整スイッチ部６０を介して圧力センサー部１０の
一方の測定端子又は所定の定電圧（Ｖａ）に接続し、そ
の出力側が抵抗１２に接続して負帰還のフィードバック
を構成すると共に抵抗Ｒ１３を介して第二の増幅器３０
の反転入力端子（−）に接続されている。
【００３１】第二の増幅器３０の反転入力端子（−）
は、第一の増幅器２０の出力側に接続されている抵抗Ｒ
１３に接続し、非反転入力端子（＋）はゼロ調スイッチ
部６０を介して圧力センサー部１０の他方の測定端子に
接続し、その出力側は抵抗Ｒ１４を介して反転入力端子
（−）に接続して負帰還のフィードバックを構成すると
共に抵抗Ｒ１、Ｒ３に接続され増幅信号（Ｖｉ）を供給
する。
は、第一の増幅器２０の出力側に接続されている抵抗Ｒ
１３に接続し、非反転入力端子（＋）はゼロ調スイッチ
部６０を介して圧力センサー部１０の他方の測定端子に
接続し、その出力側は抵抗Ｒ１４を介して反転入力端子
（−）に接続して負帰還のフィードバックを構成すると
共に抵抗Ｒ１、Ｒ３に接続され増幅信号（Ｖｉ）を供給
する。
【００３２】比較器５０は、ヒステリシスを有するコン
パレータであり、その非反転入力端子（＋）及び反転入
力端子（−）に入力される入力電圧の大小差により出力
電圧Ｖ３が決まり、出力電圧Ｖ３と抵抗Ｒａ，Ｒｂ，Ｒ
ｃで決まるヒステリシス幅Ｖｈｙｓを有している。
パレータであり、その非反転入力端子（＋）及び反転入
力端子（−）に入力される入力電圧の大小差により出力
電圧Ｖ３が決まり、出力電圧Ｖ３と抵抗Ｒａ，Ｒｂ，Ｒ
ｃで決まるヒステリシス幅Ｖｈｙｓを有している。
【００３３】このように、制御演算部７０において、ハ
ード的なゼロ調整回路であるゼロ調整スイッチ部６０を
追加して制御演算することにより電源電圧Ｖｃｃに依存
しないで圧力信号Ｓｏｕｔを取り出す事が可能になる。
即ち、上述したように、ゼロ調整スイッチ部６０はスイ
ッチＳＷ１〜ＳＷ４とコントロール信号ｃｎｔとから構
成されており、コントロール信号ｃｎｔは、ゼロ調時に
はスイッチＳＷ１、ＳＷ２がオン、スイッチＳＷ３、Ｓ
Ｗ４がオフとなるように制御し、通常時にはスイッチＳ
Ｗ１、ＳＷ２がオフ、スイッチＳＷ３、ＳＷ４がオンと
なるように制御する。
ード的なゼロ調整回路であるゼロ調整スイッチ部６０を
追加して制御演算することにより電源電圧Ｖｃｃに依存
しないで圧力信号Ｓｏｕｔを取り出す事が可能になる。
即ち、上述したように、ゼロ調整スイッチ部６０はスイ
ッチＳＷ１〜ＳＷ４とコントロール信号ｃｎｔとから構
成されており、コントロール信号ｃｎｔは、ゼロ調時に
はスイッチＳＷ１、ＳＷ２がオン、スイッチＳＷ３、Ｓ
Ｗ４がオフとなるように制御し、通常時にはスイッチＳ
Ｗ１、ＳＷ２がオフ、スイッチＳＷ３、ＳＷ４がオンと
なるように制御する。
【００３４】そして、ファームウェアによりコントロー
ル信号ｃｎｔを制御して、ゼロ調時の出力周波数ｆｏｕ
ｔ−ｚを計算により求めると共に、通常時の出力周波数
ｆｏｕｔ−ｓを計算により求める。この計算により求め
た両者ｆｏｕｔ−ｚ、ｆｏｕｔ−ｓの比を計算して圧力
信号Ｓｏｕｔを得るようにする。
ル信号ｃｎｔを制御して、ゼロ調時の出力周波数ｆｏｕ
ｔ−ｚを計算により求めると共に、通常時の出力周波数
ｆｏｕｔ−ｓを計算により求める。この計算により求め
た両者ｆｏｕｔ−ｚ、ｆｏｕｔ−ｓの比を計算して圧力
信号Ｓｏｕｔを得るようにする。
【００３５】通常時の出力周波数ｆｏｕｔ−ｓは、従来
技術で説明した式５と同じ式であり、それは、次の式
（６）である。
技術で説明した式５と同じ式であり、それは、次の式
（６）である。
【００３６】 ｆｏｕｔ−ｓ ＝[Ｖｉ×｛（Ｒ１＋Ｒ２）×Ｋ１−Ｒ２｝×（１−Ｋ１）] ／（Ｖｈｙｓ×Ｒ１2×Ｃ１×Ｋ１） ＝［Ｖｃｃ×｛（Ａ１×Ｐ×Ｇ１）／Ｒｇ＋α｝] ×[{（Ｒ１＋Ｒ２）×Ｋ１−Ｒ２}×（１−Ｋ１）] ／（Ｖｈｙｓ×Ｒ１2×Ｃ１×Ｋ１） …式（６ ）
【００３７】ゼロ調時における出力信号ｆｏｕｔ−ｚ
は、ゼロ調時において、Ｖｉ＝Ｖａであるので、次の式
（７）を得ることができる。
は、ゼロ調時において、Ｖｉ＝Ｖａであるので、次の式
（７）を得ることができる。
【００３８】 ｆｏｕｔ−ｚ ＝［Ｖａ×｛（Ｒ１＋Ｒ２）×Ｋ１−Ｒ２｝×（１−Ｋ１）］ ／（Ｖｈｙｓ×Ｒ１2×Ｃ１×Ｋ１） ＝Ｖｃｃ×α×［｛（Ｒ１＋Ｒ２）×Ｋ１−Ｒ２｝×（１−Ｋ１）］ ／（Ｖｈｙｓ×Ｒ１2×Ｃ１×Ｋ１ …式（７）
【００３９】従って、圧力信号Ｓｏｕｔは、出力信号ｆ
ｏｕｔ−ｓとｆｏｕｔ−ｚの比から次の式（８）を得る
ことができる。
ｏｕｔ−ｓとｆｏｕｔ−ｚの比から次の式（８）を得る
ことができる。
【００４０】 Ｓｏｕｔ ＝ｆｏｕｔ−ｓ／ｆｏｕｔ−ｚ ＝｛（Ａ１×Ｐ×Ｇ１）／Ｒｇ＋α｝／α …式（８） となる。
【００４１】このように圧力信号Ｓｏｕｔの式（８）
は、変数Ｐのみであるので、これを演算に用いれば電源
電圧Ｖｃｃに依存しない圧力信号Ｓｏｕｔを得ることが
できるのである。従って、回路電源の安定性が必要なく
なり電源設計が容易となる。又、電源電圧の安定性を考
慮する必要がなくなると、回路電源のみでなく、使用す
る部品、例えば積分器に使用されるコンデンサＣ１の選
択が容易となり、高価な低誘電体吸収品を使う必要がな
くなる。更に、使用される抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ
４、Ｒａ、Ｒｂ、Ｒｃについても高精度部品を使用する
必要がなくなり選択範囲が広がることになる。
は、変数Ｐのみであるので、これを演算に用いれば電源
電圧Ｖｃｃに依存しない圧力信号Ｓｏｕｔを得ることが
できるのである。従って、回路電源の安定性が必要なく
なり電源設計が容易となる。又、電源電圧の安定性を考
慮する必要がなくなると、回路電源のみでなく、使用す
る部品、例えば積分器に使用されるコンデンサＣ１の選
択が容易となり、高価な低誘電体吸収品を使う必要がな
くなる。更に、使用される抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ
４、Ｒａ、Ｒｂ、Ｒｃについても高精度部品を使用する
必要がなくなり選択範囲が広がることになる。
【００４２】
【発明の効果】以上説明したように本発明に係る物理量
変換回路は、回路電源に依存しない圧力信号を得ること
ができるため、回路電源の安定性が必要なくなり電源設
計が容易になるという効果がある。そのため積分器に使
用されるコンデンサ、例えば高価な低誘電体吸収品を使
う必要がなくなり選択が容易になると共に、抵抗におい
ても高精度部品を使う必要がなくなり選択が容易となる
という効果がある。
変換回路は、回路電源に依存しない圧力信号を得ること
ができるため、回路電源の安定性が必要なくなり電源設
計が容易になるという効果がある。そのため積分器に使
用されるコンデンサ、例えば高価な低誘電体吸収品を使
う必要がなくなり選択が容易になると共に、抵抗におい
ても高精度部品を使う必要がなくなり選択が容易となる
という効果がある。
【図１】本願発明に係る物理量変換回路における回路構
成を略示的に示した回路図である。
成を略示的に示した回路図である。
【図２】従来技術における物理量変換回路における回路
構成を略示的に示した回路図である。
構成を略示的に示した回路図である。
１０ 圧力センサー部 ２０ 第一の増幅器 ３０ 第二の増幅器 ４０ 積分器 ５０ 比較器 ６０ ゼロ調整スイッチ部 ７０ 制御演算部
Claims (3)
- 【請求項１】回路電源が供給されており且つ所定の物理
量を電気信号に変換するセンサー手段と、該センサー手
段の一方の測定端子からの検出信号と所定の定電圧（Ｖ
ａ）との差から増幅信号を出力する第一の増幅器と、該
第一の増幅器の増幅信号と前記センサー手段の他方の測
定端子からの検出信号との差から増幅信号（Ｖｉ）を出
力する第二の増幅器と、該第二の増幅器から出力される
増幅信号（Ｖｉ）を所定の時間により積分する積分器
と、所定のヒステリシス幅Ｖｈｙｓを有すると共に、前
記積分器から出力される信号（Ｖ１）と回路電源（Ｖｃ
ｃ）、出力信号（Ｖ３）、抵抗（Ｒａ，Ｒｂ，Ｒｃ）よ
り決まる電圧（Ｖ２）とを比較して出力信号（Ｖ３）を
出力する比較器とからなる物理量変換回路であって、前
記第一及び第二の増幅器の入力端子側には、測定時とゼ
ロ調整時とで前記センサー手段と所定の定電圧（Ｖａ）
との接続を切り換えるスイッチング手段を備えると共
に、前記比較器においては前記スイッチング手段を測定
時側に切り替えた時の出力信号（ｆｏｕｔ−ｓ）とゼロ
調整時側に切り替えた時の出力信号周波数（ｆｏｕｔ−
ｚ）とを算出し、該算出した出力信号周波数（ｆｏｕｔ
−ｓ、ｆｏｕｔ−ｚ）の比から圧力信号を算出すること
を特徴とする物理量変換回路。 - 【請求項２】上記請求項１の物理量変換回路において、
前記第一及び第二の増幅器の入力端子側は、前記スイッ
チング手段により、測定時には非反転入力端子（＋）側
と前記センサー手段とを接続し、ゼロ調整時には非反転
入力端子（＋）側と所定の定電圧（Ｖａ）とを接続する
ように切り替えることを特徴とする物理量変換回路。 - 【請求項３】上記請求項１の物理量変換回路において、
前記センサー手段は、圧力を電圧に変換するゲージ抵抗
を一辺に用いてブリッジを構成したセンサーであること
を特徴とする物理量変換回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000058143A JP2001249059A (ja) | 2000-03-03 | 2000-03-03 | 物理量変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000058143A JP2001249059A (ja) | 2000-03-03 | 2000-03-03 | 物理量変換回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001249059A true JP2001249059A (ja) | 2001-09-14 |
Family
ID=18578783
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000058143A Withdrawn JP2001249059A (ja) | 2000-03-03 | 2000-03-03 | 物理量変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001249059A (ja) |
-
2000
- 2000-03-03 JP JP2000058143A patent/JP2001249059A/ja not_active Withdrawn
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040702 |
|
| A977 | Report on retrieval |
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|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070426 |
|
| A761 | Written withdrawal of application |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A761 Effective date: 20070516 |