JP2001231264A - インバータ制御方法 - Google Patents
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- General Induction Heating (AREA)
- Control Of High-Frequency Heating Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】従来の複雑な選択論理によるインバータ制御方
法の欠点を除去し、より簡単なインバータ制御方法を提
供する。 【解決手段】インバータ出力のための電流ベクトル、イ
ンバータ負荷のための磁束ベクトル、インバータ負荷の
ための角速度、インバータ負荷のための抵抗をそれぞれ
決定し、さらに、インバータ負荷抵抗とその出力電流ベ
クトルとの積と、負荷の起電力に比例する電圧との和と
して電圧ベクトルを決定し、インバータの基準値の電流
ベクトルとインバータ出力電流ベクトルに基づいて方向
ベクトルを形成し、電圧ベクトルに関連すると共に電圧
ベクトルと共通方向の実軸を備えた空間座標系を決定
し、この空間座標計における方向ベクトルを決定し、方
向ベクトルの軸と同方向の方向ベクトル成分に基づいて
インバータ切り替え命令を形成する、制御されるスイッ
チ要素を備えたインバータの制御方法。
法の欠点を除去し、より簡単なインバータ制御方法を提
供する。 【解決手段】インバータ出力のための電流ベクトル、イ
ンバータ負荷のための磁束ベクトル、インバータ負荷の
ための角速度、インバータ負荷のための抵抗をそれぞれ
決定し、さらに、インバータ負荷抵抗とその出力電流ベ
クトルとの積と、負荷の起電力に比例する電圧との和と
して電圧ベクトルを決定し、インバータの基準値の電流
ベクトルとインバータ出力電流ベクトルに基づいて方向
ベクトルを形成し、電圧ベクトルに関連すると共に電圧
ベクトルと共通方向の実軸を備えた空間座標系を決定
し、この空間座標計における方向ベクトルを決定し、方
向ベクトルの軸と同方向の方向ベクトル成分に基づいて
インバータ切り替え命令を形成する、制御されるスイッ
チ要素を備えたインバータの制御方法。
Description
【０００１】（発明の背景）本発明は、制御されるスイ
ッチ要素を備えたインバータの制御方法であって、イン
バータ出力用の電流ベクトルを決定するステップと、イ
ンバータ負荷用の磁束ベクトルを決定するステップと、
インバータ負荷用の角速度を決定するステップと、イン
バータ負荷用の抵抗を決定するステップとを有する方法
に関する。
ッチ要素を備えたインバータの制御方法であって、イン
バータ出力用の電流ベクトルを決定するステップと、イ
ンバータ負荷用の磁束ベクトルを決定するステップと、
インバータ負荷用の角速度を決定するステップと、イン
バータ負荷用の抵抗を決定するステップとを有する方法
に関する。
【０００２】インバータは、直流回路と交流回路との間
の電力の転送に使用される。電圧制御インバータでは、
直流電圧は、一般的に、半導体電力スイッチの使用によ
り、交流電圧に変換される。使用されるインバータの構
造に依存して、交流電圧は、1個以上のレベルの電圧パ
ルスからなる。これは、スイッチが、動通状態と阻止状
態との２つの状態だけを有するからである。インバータ
の出力電圧は、変調を加えることにより発生される。変
調器は、与えられた瞬間にインバータスイッチの位置命
令を形成するために使用される装置である。
の電力の転送に使用される。電圧制御インバータでは、
直流電圧は、一般的に、半導体電力スイッチの使用によ
り、交流電圧に変換される。使用されるインバータの構
造に依存して、交流電圧は、1個以上のレベルの電圧パ
ルスからなる。これは、スイッチが、動通状態と阻止状
態との２つの状態だけを有するからである。インバータ
の出力電圧は、変調を加えることにより発生される。変
調器は、与えられた瞬間にインバータスイッチの位置命
令を形成するために使用される装置である。
【０００３】大部分の交流装置は、交流電圧側に有効な
電圧源を有し、この電圧源は、通常、１個以上の回転電
気機械を有している。電気回路網は、等価な発電機を使
用して記載することもできる。これは、電気回路網の電
圧が、幾つかの発電機により共に発生された電圧からな
るからである。回転電気機械の動作は、固定子および回
転子で発生された磁束に基づく。電気機械に関してしば
しば使用される用語は、「巻き線磁束」である。磁束
は、電気機械の形式に関係なく、通常は巻き線を流れる
電流から発生される。あるいはまた、固定子磁束または
回転子磁束のいずれも、永久磁石を使用して発生させる
こともできる。電気機械の電磁状態は、電気機械の磁束
とトルクにより決定される。
電圧源を有し、この電圧源は、通常、１個以上の回転電
気機械を有している。電気回路網は、等価な発電機を使
用して記載することもできる。これは、電気回路網の電
圧が、幾つかの発電機により共に発生された電圧からな
るからである。回転電気機械の動作は、固定子および回
転子で発生された磁束に基づく。電気機械に関してしば
しば使用される用語は、「巻き線磁束」である。磁束
は、電気機械の形式に関係なく、通常は巻き線を流れる
電流から発生される。あるいはまた、固定子磁束または
回転子磁束のいずれも、永久磁石を使用して発生させる
こともできる。電気機械の電磁状態は、電気機械の磁束
とトルクにより決定される。
【０００４】多相系は、現在、ほとんど例外なく空間ベ
クトルで解析される。位相変数からなって複素数として
表現されるベクトルにより、電気機械は、別々の位相明
示調整の代わりに全体として制御することができる。空
間ベクトルは、その実部または虚部、または、ベクトル
の長さと位相角を使用して示すことができる。ベクトル
は、静止（ステーショナリ）基準座標系、すなわち、複
素平面の実軸および虚軸に関して、周波数により決定さ
れる角速度ωで回転する。静止基準座標系の代わりに、
計算は、特定速度で回転する座標系を使用して、しばし
ば実施される。例えば、角速度ωで回転する座標系で
は、通常の交流変数は、直流成分として示され、従っ
て、制御は実施することが簡単である。
クトルで解析される。位相変数からなって複素数として
表現されるベクトルにより、電気機械は、別々の位相明
示調整の代わりに全体として制御することができる。空
間ベクトルは、その実部または虚部、または、ベクトル
の長さと位相角を使用して示すことができる。ベクトル
は、静止（ステーショナリ）基準座標系、すなわち、複
素平面の実軸および虚軸に関して、周波数により決定さ
れる角速度ωで回転する。静止基準座標系の代わりに、
計算は、特定速度で回転する座標系を使用して、しばし
ば実施される。例えば、角速度ωで回転する座標系で
は、通常の交流変数は、直流成分として示され、従っ
て、制御は実施することが簡単である。
【０００５】回転磁界を形成する回転機械の制御または
調整は、互いに独立にトルクと磁束を制御することに基
づいている。磁束の制御は、固定子、回転子により形成
される空隙の磁束ベクトルの所望長、あるいは、回転子
と固定子との間の空隙における磁束ベクトルの組み合わ
せを通常の状態において一定に維持することを意図して
いる。トルクは、固定子と回転子の磁束ベクトル間の角
度に比例する。回路網インバータの主な目的は、有効電
力と無効電力とを別々に制御することによって、直流回
路と交流回路との間で転送される電力を所望レベルに維
持することである。回路網インバータは、正弦波位相電
流を提供するように制御され、これにより、回路網電流
の高調波を減少させる。
調整は、互いに独立にトルクと磁束を制御することに基
づいている。磁束の制御は、固定子、回転子により形成
される空隙の磁束ベクトルの所望長、あるいは、回転子
と固定子との間の空隙における磁束ベクトルの組み合わ
せを通常の状態において一定に維持することを意図して
いる。トルクは、固定子と回転子の磁束ベクトル間の角
度に比例する。回路網インバータの主な目的は、有効電
力と無効電力とを別々に制御することによって、直流回
路と交流回路との間で転送される電力を所望レベルに維
持することである。回路網インバータは、正弦波位相電
流を提供するように制御され、これにより、回路網電流
の高調波を減少させる。
【０００６】インバータの変調は、非常にしばしば、パ
ルス幅変調（ＰＷＭ）または２点制御のいずれかに基づ
いている。パルス幅変調では、切り替え位置命令は、別
のＰＷＭ変調器を使用して形成される。このＰＷＭ変調
器は、インバータのより高い制御レベルから出力電圧用
に振幅周波数命令を受ける。最も簡単な形では、パルス
幅変調は、正弦波−３角形比較に基づく位相明示方法(p
hase-spocific method)で実行することができる。３角
形搬送波と所望の周波数および振幅の正弦波位相電圧命
令とを比較することによって、電圧パルスで形成された
出力電圧が得られる。この電圧の平均は、正弦波的に変
化する。位相明示方法の代わりに、ＰＷＭ変調器は、出
力電圧の空間ベクトルに基づくベクトル変調を使用して
実行することもできる。しかし、別のＰＷＭ変調器の主
な弱点は、制御が緩慢であるということである。
ルス幅変調（ＰＷＭ）または２点制御のいずれかに基づ
いている。パルス幅変調では、切り替え位置命令は、別
のＰＷＭ変調器を使用して形成される。このＰＷＭ変調
器は、インバータのより高い制御レベルから出力電圧用
に振幅周波数命令を受ける。最も簡単な形では、パルス
幅変調は、正弦波−３角形比較に基づく位相明示方法(p
hase-spocific method)で実行することができる。３角
形搬送波と所望の周波数および振幅の正弦波位相電圧命
令とを比較することによって、電圧パルスで形成された
出力電圧が得られる。この電圧の平均は、正弦波的に変
化する。位相明示方法の代わりに、ＰＷＭ変調器は、出
力電圧の空間ベクトルに基づくベクトル変調を使用して
実行することもできる。しかし、別のＰＷＭ変調器の主
な弱点は、制御が緩慢であるということである。
【０００７】他の一般に利用される原理は、２点制御を
使用してインバータを変調することである。２点制御装
置が使用されると、変調は、別の変調器なしで、使用さ
れる制御アルゴリズムの副産物として形成される。制御
される変数に依存して、スイッチの各切り替えが、1個
か複数個のいずれかの測定変数に基づいて直接計算され
た実際の値に基づいてなされる。２点制御の動作原理
は、実際の値を常に基準値近くに維持することである。
必要な場合は、常に、実際の値が再び基準値に接近し始
めるように、スイッチが切り替えられる。
使用してインバータを変調することである。２点制御装
置が使用されると、変調は、別の変調器なしで、使用さ
れる制御アルゴリズムの副産物として形成される。制御
される変数に依存して、スイッチの各切り替えが、1個
か複数個のいずれかの測定変数に基づいて直接計算され
た実際の値に基づいてなされる。２点制御の動作原理
は、実際の値を常に基準値近くに維持することである。
必要な場合は、常に、実際の値が再び基準値に接近し始
めるように、スイッチが切り替えられる。
【０００８】最も簡単な場合、実際の値が基準値よりも
低いか高いかに基づいて、スイッチは、直接切り替えら
れる。更に、実際の値について容認された特定の変化範
囲、すなわち、ヒステリシスは、しばしば基準値の辺り
で決定され、スイッチは、基準値からの実際の値のずれ
が、容認された変化範囲を越える時にのみ切り替えられ
る。従って、ヒステリシスにより、必要とされるスイッ
チ切り替え数が減少される。２点制御に設定される唯一
の要件は、どのスイッチ制御動作も、制御されるべき変
数の値を正しい方向に変化させることである。
低いか高いかに基づいて、スイッチは、直接切り替えら
れる。更に、実際の値について容認された特定の変化範
囲、すなわち、ヒステリシスは、しばしば基準値の辺り
で決定され、スイッチは、基準値からの実際の値のずれ
が、容認された変化範囲を越える時にのみ切り替えられ
る。従って、ヒステリシスにより、必要とされるスイッ
チ切り替え数が減少される。２点制御に設定される唯一
の要件は、どのスイッチ制御動作も、制御されるべき変
数の値を正しい方向に変化させることである。
【０００９】２点制御装置の使用に基づいて現在使用さ
れているインバータ変調方法は、電流の異なる２点制御
(two-point control)とトルクの直接制御とに分けるこ
とができる。電流の２点制御を実行する最も簡単な方法
は、位相明示制御である。制御装置は、一般的には、正
弦波的に変化する位相電流命令を有していて、この命令
と、測定された位相電流が比較される。位相明示方法の
実行の主な問題は、星点（スターポイント）が通常、イ
ンバータを使用する装置では接続されないということで
ある。換言すれば、位相電流は、互いに独立ではなく、
その位相に関連したスイッチが作動されなくても位相電
流が変化する可能性がある。この理由で、電流制御は、
なるべくなら、位相電流からなる空間ベクトルを制御す
ることによって、実行することが好ましい。それは、電
流が、実体として制御されるからである。
れているインバータ変調方法は、電流の異なる２点制御
(two-point control)とトルクの直接制御とに分けるこ
とができる。電流の２点制御を実行する最も簡単な方法
は、位相明示制御である。制御装置は、一般的には、正
弦波的に変化する位相電流命令を有していて、この命令
と、測定された位相電流が比較される。位相明示方法の
実行の主な問題は、星点（スターポイント）が通常、イ
ンバータを使用する装置では接続されないということで
ある。換言すれば、位相電流は、互いに独立ではなく、
その位相に関連したスイッチが作動されなくても位相電
流が変化する可能性がある。この理由で、電流制御は、
なるべくなら、位相電流からなる空間ベクトルを制御す
ることによって、実行することが好ましい。それは、電
流が、実体として制御されるからである。
【００１０】トルクの直接制御では、電気機械の磁束と
そのトルクは、固定子巻き線に関連した静止座標系で直
接制御される。磁束制御は、固定子磁束の絶対値を一定
に維持することを目的とし、そのトルクは、固定子磁束
の回転速度を制御することにより制御される。スイッチ
の各切り替えは、磁束とトルクの瞬時値に基づいて行わ
れる。次に、使用されるべき電圧ベクトル、すなわち、
インバータスイッチ位置の特定の組み合わせは、固定子
磁束とトルクが基準値の近くで定義されたヒステリシス
内に残るように、２点制御装置を使用して選択される。
そのトルクは、固定子巻き線に関連した静止座標系で直
接制御される。磁束制御は、固定子磁束の絶対値を一定
に維持することを目的とし、そのトルクは、固定子磁束
の回転速度を制御することにより制御される。スイッチ
の各切り替えは、磁束とトルクの瞬時値に基づいて行わ
れる。次に、使用されるべき電圧ベクトル、すなわち、
インバータスイッチ位置の特定の組み合わせは、固定子
磁束とトルクが基準値の近くで定義されたヒステリシス
内に残るように、２点制御装置を使用して選択される。
【００１１】時間に関する磁束の変化により、電圧が誘
起されることは、知られている。電気機械に関し磁束ベ
クトルの変化は、従って、巻き線内に逆起電力ｅ （ｅ
は
起されることは、知られている。電気機械に関し磁束ベ
クトルの変化は、従って、巻き線内に逆起電力ｅ （ｅ
は
【外１】 を表す、以下同様）を誘起し、この逆起電力は次の方程
式を用いて磁束ベクトルψ の時間微分として数学的に
表現することができる：
式を用いて磁束ベクトルψ の時間微分として数学的に
表現することができる：
【数１】 既に上に述べたように、空間ベクトルは、それらの長さ
および位相角で表現することができる。次の方程式は、
磁束ベクトルについて得られたものである：
および位相角で表現することができる。次の方程式は、
磁束ベクトルについて得られたものである：
【数２】 ベクトル長および位相角は、両方とも時間の関数であ
り、従って、積の導関数規則(derivative rule)により
ｅ の次の方程式が生じる：
り、従って、積の導関数規則(derivative rule)により
ｅ の次の方程式が生じる：
【００１２】
【数３】
【００１３】方程式（３）の第１項は、変圧器（トラン
スフォーマ）電圧と呼ばれ、第２項は、運動（モージョ
ン）電圧と呼ばれる。磁束ベクトルと同方向の変圧器電
圧は、磁束の絶対値に対し影響力を有し、磁束に直角な
運動電圧は、磁束の回転に影響力を有している。実際の
巻き線電圧ベクトルｕ は、起電力ｅ に対し巻き線電
流に比例する抵抗損成分を加えることにより得られる。
スフォーマ）電圧と呼ばれ、第２項は、運動（モージョ
ン）電圧と呼ばれる。磁束ベクトルと同方向の変圧器電
圧は、磁束の絶対値に対し影響力を有し、磁束に直角な
運動電圧は、磁束の回転に影響力を有している。実際の
巻き線電圧ベクトルｕ は、起電力ｅ に対し巻き線電
流に比例する抵抗損成分を加えることにより得られる。
【００１４】電流制御は、界磁座標系で通常行われる。
すなわち、計算は、電気機械の磁束ベクトルと関連し
た、従って、磁束ベクトルと回転する座標系で行われ
る。電気機械の巻き線を流れる電流は、界磁座標系にお
いて電流ベクトルをその成分に分割することによって、
電気機械の磁束とそのトルクを形成するので、磁束への
電流の影響力は、トルクへのその影響力から分離するこ
とができる。磁束と同一方向を持つ界磁座標系の実軸
は、普通、ｄ軸と呼ばれ、磁束に直角な虚軸は、ｑ軸と
呼ばれる。この座標系の基礎として選ばれた磁束ベクト
ルに依存して、制御は、固定子磁束、回転子磁束または
空隙に関するものとなる。
すなわち、計算は、電気機械の磁束ベクトルと関連し
た、従って、磁束ベクトルと回転する座標系で行われ
る。電気機械の巻き線を流れる電流は、界磁座標系にお
いて電流ベクトルをその成分に分割することによって、
電気機械の磁束とそのトルクを形成するので、磁束への
電流の影響力は、トルクへのその影響力から分離するこ
とができる。磁束と同一方向を持つ界磁座標系の実軸
は、普通、ｄ軸と呼ばれ、磁束に直角な虚軸は、ｑ軸と
呼ばれる。この座標系の基礎として選ばれた磁束ベクト
ルに依存して、制御は、固定子磁束、回転子磁束または
空隙に関するものとなる。
【００１５】磁束は、インダクタンスと電流の積として
表現し得るので、磁束と同一方向、すなわち、ｄ軸を有
する電流成分は、磁束の絶対値を制御するために使用さ
れる。磁束と直角なｑ成分は、トルクを制御するために
使用される。この理由は、方程式（３）によれば、これ
が、磁束の回転速度、すなわち、磁束ベクトル間の角度
に影響力を有するからである。一方、用途に応じて、磁
束と共通方向の制御、すなわち、磁化の制御は、無効電
力(idle power)の制御として考慮することができ、トル
クの制御は、有効電力(real power)の制御に比例する。
従って、所望の磁束およびトルク、またはその代わり
に、所望の無効電力および有効電力を提供する各電流ベ
クトル成分のために界磁座標系は基準値が容易に発生さ
れることを可能にする。測定された位相電流、および、
それらのそれぞれの基準値に基づいて発生された電流の
実際の値のベクトル成分間の差異は、従って、その基準
値を達成するために電流が変化されるべき方向を示す。
表現し得るので、磁束と同一方向、すなわち、ｄ軸を有
する電流成分は、磁束の絶対値を制御するために使用さ
れる。磁束と直角なｑ成分は、トルクを制御するために
使用される。この理由は、方程式（３）によれば、これ
が、磁束の回転速度、すなわち、磁束ベクトル間の角度
に影響力を有するからである。一方、用途に応じて、磁
束と共通方向の制御、すなわち、磁化の制御は、無効電
力(idle power)の制御として考慮することができ、トル
クの制御は、有効電力(real power)の制御に比例する。
従って、所望の磁束およびトルク、またはその代わり
に、所望の無効電力および有効電力を提供する各電流ベ
クトル成分のために界磁座標系は基準値が容易に発生さ
れることを可能にする。測定された位相電流、および、
それらのそれぞれの基準値に基づいて発生された電流の
実際の値のベクトル成分間の差異は、従って、その基準
値を達成するために電流が変化されるべき方向を示す。
【００１６】空間ベクトル成分の２点制御に基づく方法
では、各インバータスイッチの各位置は選択テーブルに
基づいて選択される。各インバータスイッチの位置の特
定の組み合わせに対応する出力電圧は、特定の長さおよ
び角度の電圧ベクトルで示すことができる。種々の基準
は、選択テーブルを設定すると共に、スイッチ位置を選
択するために使用されるが、当然、この方法は、所望方
向に実際の値を常に変化させる出力電圧を得ることを目
的としている。
では、各インバータスイッチの各位置は選択テーブルに
基づいて選択される。各インバータスイッチの位置の特
定の組み合わせに対応する出力電圧は、特定の長さおよ
び角度の電圧ベクトルで示すことができる。種々の基準
は、選択テーブルを設定すると共に、スイッチ位置を選
択するために使用されるが、当然、この方法は、所望方
向に実際の値を常に変化させる出力電圧を得ることを目
的としている。
【００１７】有効又は能動（アクティブ）電圧源を含む
誘導インバータ負荷は、図１に示した等価回路を有する
ことができる。この図に示した電流方向が正であると定
義される場合、等価接続回路の電圧は、次の方程式で表
現することができる：
誘導インバータ負荷は、図１に示した等価回路を有する
ことができる。この図に示した電流方向が正であると定
義される場合、等価接続回路の電圧は、次の方程式で表
現することができる：
【数４】 逆起電力ｅ は電気機械の主インダクタンスによるが、
別のインダクタンスＬにより電気機械の漂遊インダクタ
ンスが考慮される。回路網インバータに関する限り、そ
のインダクタンスＬは、インバータと回路網との間の回
路網フィルタのインダクタンスを記載するために使用さ
れる。
別のインダクタンスＬにより電気機械の漂遊インダクタ
ンスが考慮される。回路網インバータに関する限り、そ
のインダクタンスＬは、インバータと回路網との間の回
路網フィルタのインダクタンスを記載するために使用さ
れる。
【００１８】方程式（４）により、電流の変化方向は、
次の方程式で表現することができる：
次の方程式で表現することができる：
【数５】 ここで新しい電圧ベクトルｂ が定義される。逆起電力
ｅ は、方程式（３）で表現することができる。大部分
の場合、計算は、大きな間違いなしに、変換電圧の１部
を省略することにより簡単化することができる。電気機
械に関する限り、インバータは、上述のように磁束の絶
対値を一定に維持しようとして、一般的には使用され、
回路網インバータ装置の負荷を提供する回路網電圧は、
通常はほぼ一定のままであるので、磁束の絶対値の変化
は、いずれの場合にもゼロである。従って、次の方程式
がベクトルｂ に有効である：
ｅ は、方程式（３）で表現することができる。大部分
の場合、計算は、大きな間違いなしに、変換電圧の１部
を省略することにより簡単化することができる。電気機
械に関する限り、インバータは、上述のように磁束の絶
対値を一定に維持しようとして、一般的には使用され、
回路網インバータ装置の負荷を提供する回路網電圧は、
通常はほぼ一定のままであるので、磁束の絶対値の変化
は、いずれの場合にもゼロである。従って、次の方程式
がベクトルｂ に有効である：
【数６】
【００１９】方程式（５）によれば、回路の電流は、従
って、インバータ出力電圧ｕ と、定義された電圧ｂ
との間の差異により定義された方向に変わる。図２は、
電気機械の異なる動作点、すなわち、異なる負荷および
速度での界磁座標系に関する、電流ベクトルｉ と電圧
ベクトルｂ の挙動を示す。図において、太線で描いた
ω軸およびＴ軸は、検査を4つの異なる動作象限に分割
する。象限Iと象限IIIにおいて、電気機械は、正電力
（Ｐ＝ωＴ＞０）を有するモータとして動作する。象限
IIとIVにおいては、トルクと角速度は異なる符号を有す
るが、電力は負であり、電気機械は、従って、発電機と
して動作する。
って、インバータ出力電圧ｕ と、定義された電圧ｂ
との間の差異により定義された方向に変わる。図２は、
電気機械の異なる動作点、すなわち、異なる負荷および
速度での界磁座標系に関する、電流ベクトルｉ と電圧
ベクトルｂ の挙動を示す。図において、太線で描いた
ω軸およびＴ軸は、検査を4つの異なる動作象限に分割
する。象限Iと象限IIIにおいて、電気機械は、正電力
（Ｐ＝ωＴ＞０）を有するモータとして動作する。象限
IIとIVにおいては、トルクと角速度は異なる符号を有す
るが、電力は負であり、電気機械は、従って、発電機と
して動作する。
【００２０】異なる象限における電流ベクトルおよび電
圧ベクトルすなわちベクトルｉ とｂ の挙動は、界磁
座標系に関して示してある。磁束制御が磁束の絶対値を
一定に維持し、それにより、電流の磁束と同一方向を有
するｄ成分がほぼ一定に維持されるということを図２は
仮定している。電流の磁束に直角な成分、すなわち、ト
ルク発生成分は、負荷が増大するに従って増大し、これ
により、電流ベクトルｉ は、トルクの絶対値｜Ｔ｜が
増大する時、矢印方向に回転する。
圧ベクトルすなわちベクトルｉ とｂ の挙動は、界磁
座標系に関して示してある。磁束制御が磁束の絶対値を
一定に維持し、それにより、電流の磁束と同一方向を有
するｄ成分がほぼ一定に維持されるということを図２は
仮定している。電流の磁束に直角な成分、すなわち、ト
ルク発生成分は、負荷が増大するに従って増大し、これ
により、電流ベクトルｉ は、トルクの絶対値｜Ｔ｜が
増大する時、矢印方向に回転する。
【００２１】ベクトルｂ に関して、図は、異なる象限
における最大の可能な回転角を示す。電気機械は、通
常、相対的に低い抵抗を有し、従って、抵抗損成分は、
低い回転速度においてのみ大である。ゼロ周波数では、
方程式（６）に従って発生された電圧は、電流と同一方
向を有し、角速度の絶対値｜ω｜が増大するとベクトル
ｂ は、矢印で示した方向に回転する。速度の増加によ
り、最終的に、運動電圧に関し抵抗電圧成分が存在しな
い状態となり、ベクトルｂ は、従って、運動電圧に従
って磁束に直角となる。
における最大の可能な回転角を示す。電気機械は、通
常、相対的に低い抵抗を有し、従って、抵抗損成分は、
低い回転速度においてのみ大である。ゼロ周波数では、
方程式（６）に従って発生された電圧は、電流と同一方
向を有し、角速度の絶対値｜ω｜が増大するとベクトル
ｂ は、矢印で示した方向に回転する。速度の増加によ
り、最終的に、運動電圧に関し抵抗電圧成分が存在しな
い状態となり、ベクトルｂ は、従って、運動電圧に従
って磁束に直角となる。
【００２２】２点制御動作が、基準値と電流のｄ成分お
よびｑ成分の実際の値との間での比較に基づいて行われ
る現在の方法により、界磁座標系に関して電流が変化さ
れるべき方向を定義することができる。しかし、生じる
問題は、電流方向が、特に、方程式（５）に示したベク
トルｂ に依存し、その大きさと方向は、図２に示した
ように、電気機械の動作点に強く依存するということで
ある。
よびｑ成分の実際の値との間での比較に基づいて行われ
る現在の方法により、界磁座標系に関して電流が変化さ
れるべき方向を定義することができる。しかし、生じる
問題は、電流方向が、特に、方程式（５）に示したベク
トルｂ に依存し、その大きさと方向は、図２に示した
ように、電気機械の動作点に強く依存するということで
ある。
【００２３】ｄｑ座標系で直接実行される２点制御の比
較は、従って、出力電圧従って、インバータのスイッチ
位置の選択のための非常に複雑な条件に至る。電気機械
の異なる動作点において所望方向に電流を常に変化させ
るように、インバータ出力電圧を選択可能にするため
に、適用される変調方法は、速度および負荷に依存して
変化される必要がある。しかし、選択肢の数の増加は、
実行時間の増加をも意味し、これにより装置を更に複雑
にしてコストも増大される。従って、一般的に利用され
る方法は、通常、なんらかの動作点でのみ最適に動作す
る妥協案である。
較は、従って、出力電圧従って、インバータのスイッチ
位置の選択のための非常に複雑な条件に至る。電気機械
の異なる動作点において所望方向に電流を常に変化させ
るように、インバータ出力電圧を選択可能にするため
に、適用される変調方法は、速度および負荷に依存して
変化される必要がある。しかし、選択肢の数の増加は、
実行時間の増加をも意味し、これにより装置を更に複雑
にしてコストも増大される。従って、一般的に利用され
る方法は、通常、なんらかの動作点でのみ最適に動作す
る妥協案である。
【００２４】上記の問題は、静止の固定子座標系で実行
される電流の２点制御と、変調方法が回転方向に従って
変化する必要のあるトルクの直接制御とに関する。更
に、３つの異なる変調は、両回転方向においてなんらか
の用途で利用しても良い。電流制御方法と比較して、ト
ルクの直接制御に関連する他の問題は、モータ電流に対
し直接影響を与えることができないということである。
それは、インバータ出力電圧が、直接所望の磁束とトル
クに基づいて発生されるからである。装置にどの程度の
負荷を与え得るかは、しかし、通常、装置が維持するこ
とができる最大負荷に特に依存する。トルクの直接制御
では、従って、高過ぎる電流は、必要時には、磁束とト
ルクの基準値を変更することによって防止する必要があ
るが、電流制御では、これは、電流の基準値を直接制限
することにより実行することができる。
される電流の２点制御と、変調方法が回転方向に従って
変化する必要のあるトルクの直接制御とに関する。更
に、３つの異なる変調は、両回転方向においてなんらか
の用途で利用しても良い。電流制御方法と比較して、ト
ルクの直接制御に関連する他の問題は、モータ電流に対
し直接影響を与えることができないということである。
それは、インバータ出力電圧が、直接所望の磁束とトル
クに基づいて発生されるからである。装置にどの程度の
負荷を与え得るかは、しかし、通常、装置が維持するこ
とができる最大負荷に特に依存する。トルクの直接制御
では、従って、高過ぎる電流は、必要時には、磁束とト
ルクの基準値を変更することによって防止する必要があ
るが、電流制御では、これは、電流の基準値を直接制限
することにより実行することができる。
【００２５】
【発明の簡単な記載】従って、本発明の目的は、上記の
欠点を回避することができるインバータ制御方法を提供
し、更に、従来の方法よりも簡単なインバータ制御方法
を提供することである。これは、インバータ負荷抵抗と
その出力電流ベクトルとの積と、負荷の起電力に比例す
る電圧との和として電圧ベクトルを決定するステップ
と、インバータの基準値の電流ベクトルとインバータ出
力電流ベクトルに基づいて方向ベクトルを形成するステ
ップと、電圧ベクトルに関連すると共に電流ベクトルと
共通方向の実軸μを備えた空間座標系μνを決定するス
テップと、空間座標系μνにおける方向ベクトルを決定
するステップと、前記のμ軸と共通方向の方向ベクトル
成分及びν軸と共通方向の方向ベクトル成分に基づいて
インバータ切り替え（スイッチ）命令を形成するステッ
プとを有することを特徴とする本発明の方法により達成
される。
欠点を回避することができるインバータ制御方法を提供
し、更に、従来の方法よりも簡単なインバータ制御方法
を提供することである。これは、インバータ負荷抵抗と
その出力電流ベクトルとの積と、負荷の起電力に比例す
る電圧との和として電圧ベクトルを決定するステップ
と、インバータの基準値の電流ベクトルとインバータ出
力電流ベクトルに基づいて方向ベクトルを形成するステ
ップと、電圧ベクトルに関連すると共に電流ベクトルと
共通方向の実軸μを備えた空間座標系μνを決定するス
テップと、空間座標系μνにおける方向ベクトルを決定
するステップと、前記のμ軸と共通方向の方向ベクトル
成分及びν軸と共通方向の方向ベクトル成分に基づいて
インバータ切り替え（スイッチ）命令を形成するステッ
プとを有することを特徴とする本発明の方法により達成
される。
【００２６】本発明の方法は、有効又は能動（アクティ
ブ）電圧源を含む誘導負荷により構成される電圧ベクト
ルに関連した座標系においてインバータ制御動作が実行
されるという思想に基づいている。このような電圧ベク
トルの長さと位相角は、自動的に電気機械の負荷の動作
点に従って変化する。従って、本発明の方法により、所
望のインバータ出力電圧ベクトルが、動作点に関係な
く、今の方法により使用された複雑な選択論理回路なし
で、直接、２点制御装置間でなされる比較に基づいて常
に選択することができる。
ブ）電圧源を含む誘導負荷により構成される電圧ベクト
ルに関連した座標系においてインバータ制御動作が実行
されるという思想に基づいている。このような電圧ベク
トルの長さと位相角は、自動的に電気機械の負荷の動作
点に従って変化する。従って、本発明の方法により、所
望のインバータ出力電圧ベクトルが、動作点に関係な
く、今の方法により使用された複雑な選択論理回路なし
で、直接、２点制御装置間でなされる比較に基づいて常
に選択することができる。
【００２７】角速度の符号は表示されるので、使用され
るべき電圧ベクトルの計算は、回転方向も考慮し、従っ
て、切り替え位置の選択論理は、回転方向が変化する時
でも変化する必要はない。制御動作の精度および速度に
ついては、電圧方位（オリエンテーション）に基づく本
発明の変調により、以前よりも良好な最終結果が得ら
れ、従来よりも装置は簡単となる。
るべき電圧ベクトルの計算は、回転方向も考慮し、従っ
て、切り替え位置の選択論理は、回転方向が変化する時
でも変化する必要はない。制御動作の精度および速度に
ついては、電圧方位（オリエンテーション）に基づく本
発明の変調により、以前よりも良好な最終結果が得ら
れ、従来よりも装置は簡単となる。
【００２８】本発明は、動作点がかなり変化する用途に
おいて、すなわち、主に、電気モータで使用される時
に、最大の利点を提供する。回路網電圧と周波数がほぼ
一定である回路網インバータについては、現在の方法で
も成功裏に最適化することができる。本発明の方法は、
電流制御に基づいているので、本発明により、正弦波位
相電流は回路網インバータにおいて極めて良好に達成す
ることができる。
おいて、すなわち、主に、電気モータで使用される時
に、最大の利点を提供する。回路網電圧と周波数がほぼ
一定である回路網インバータについては、現在の方法で
も成功裏に最適化することができる。本発明の方法は、
電流制御に基づいているので、本発明により、正弦波位
相電流は回路網インバータにおいて極めて良好に達成す
ることができる。
【００２９】（実施の態様）電圧方位に基づいた本発明
の方法で変調方法に関連する問題は、方程式（６）に従
って定義された電圧ベクトルｂ に２点制御装置（動
作）の比較を関連づけることにより解決される。本発明
の方法によれば、インバータ出力の電流ベクトルｉ
olo、負荷の磁束ベクトルψ 、インバータ負荷の角速
度ω、及びインバータ負荷の抵抗Ｒは、電圧ベクトルｂ
が計算できるように定義される。出力電流ベクトル
は、インバータ負荷のモデルを測定または恐らく利用す
ることによって、直接定義することができるが、そのモ
デルは、一般的には、磁束ベクトルを定義するためにも
使用される。
の方法で変調方法に関連する問題は、方程式（６）に従
って定義された電圧ベクトルｂ に２点制御装置（動
作）の比較を関連づけることにより解決される。本発明
の方法によれば、インバータ出力の電流ベクトルｉ
olo、負荷の磁束ベクトルψ 、インバータ負荷の角速
度ω、及びインバータ負荷の抵抗Ｒは、電圧ベクトルｂ
が計算できるように定義される。出力電流ベクトル
は、インバータ負荷のモデルを測定または恐らく利用す
ることによって、直接定義することができるが、そのモ
デルは、一般的には、磁束ベクトルを定義するためにも
使用される。
【００３０】負荷抵抗は、例えば、インバータの使用時
に、または、インバータドライブの初期段階において常
に実行される自動ルーチンとして決定することができ
る。負荷の角速度は、負荷モデルを使用し、または、必
要時に、パルスタコメータのような目的に適したセンサ
を使用して実行される極めて精密で信頼できる制御を使
用することにより決定することもできる。電圧ベクトル
ｂ は、従って、抵抗Ｒと電流ベクトルｉ oloの積
と、負荷の起電力に比例した電圧との和として定義され
る。
に、または、インバータドライブの初期段階において常
に実行される自動ルーチンとして決定することができ
る。負荷の角速度は、負荷モデルを使用し、または、必
要時に、パルスタコメータのような目的に適したセンサ
を使用して実行される極めて精密で信頼できる制御を使
用することにより決定することもできる。電圧ベクトル
ｂ は、従って、抵抗Ｒと電流ベクトルｉ oloの積
と、負荷の起電力に比例した電圧との和として定義され
る。
【００３１】本発明の好適な実施例によれば、負荷の起
電力に比例する電圧は運動（モーション）電圧ｊωψ
成分を有する。電圧ベクトルｂ は、従って、方程式ｂ
＝Ｒｉ ＋ｊωψ により表現される。本発明の他の
好適な実施例によれば、負荷の起電力に比例する電圧
は、更に、電圧ベクトルｂ の精度を更に高める反転
（インバーション）電圧に比例する電圧を有している。
本発明の方法では、方向ベクトルＳ は、基準値の電流
ベクトルｉ refとｉ oloとに基づいて決定される。この
方向ベクトルは、なるべくなら、前記の電流ベクトルの
差として決定されることが好ましい。例えば、界磁座標
系で計算された電流成分基準値よりなる基準値ベクトル
ｉ refと、測定された電流に基づく実際値のベクトル
ｉ oloが同一座標系で表現されると、これらのベクト
ル間の差は、次の方向ベクトルを提供し：
電力に比例する電圧は運動（モーション）電圧ｊωψ
成分を有する。電圧ベクトルｂ は、従って、方程式ｂ
＝Ｒｉ ＋ｊωψ により表現される。本発明の他の
好適な実施例によれば、負荷の起電力に比例する電圧
は、更に、電圧ベクトルｂ の精度を更に高める反転
（インバーション）電圧に比例する電圧を有している。
本発明の方法では、方向ベクトルＳ は、基準値の電流
ベクトルｉ refとｉ oloとに基づいて決定される。この
方向ベクトルは、なるべくなら、前記の電流ベクトルの
差として決定されることが好ましい。例えば、界磁座標
系で計算された電流成分基準値よりなる基準値ベクトル
ｉ refと、測定された電流に基づく実際値のベクトル
ｉ oloが同一座標系で表現されると、これらのベクト
ル間の差は、次の方向ベクトルを提供し：
【００３２】
【数７】 その方向に電流は基準値を達成するために回転する必要
がある。図３は、その電流についての方向ベクトルの形
成の例を示す。本発明の変調方法が利用される時には、
方向ベクトルの長さは重要ではなく、その差異に基づい
て得られたベクトルは、例えば、最終方向ベクトルＳを
得るために一定数を乗算することができる。本発明の方
法による変調は、方向ベクトルの位置角だけに基づいて
実行することができる。
がある。図３は、その電流についての方向ベクトルの形
成の例を示す。本発明の変調方法が利用される時には、
方向ベクトルの長さは重要ではなく、その差異に基づい
て得られたベクトルは、例えば、最終方向ベクトルＳを
得るために一定数を乗算することができる。本発明の方
法による変調は、方向ベクトルの位置角だけに基づいて
実行することができる。
【００３３】本発明によれば、電圧に関連する新しい座
標系が定義され、電圧ベクトルｂ と同一方向を有する座
標系の実軸は、記号μで示され、実軸に直角な虚軸は、
記号νで示される。ベクトルＳ は、もしこのベクトル
が、関連する座標系で定義されていない場合には、その
座標系を変更することによってこのμν座標系で表現す
ることができる。両方のベクトルＳ とｂ がなんらか
の他の座標系で既に知られている場合には、ベクトルＳ
の成分μとνを得るための最も簡単な方法は、従来技
術の方法でベクトルのスカラ積とクロス積を計算するこ
とである。図４は、本発明による電圧方位による変調の
原理を示す。
標系が定義され、電圧ベクトルｂ と同一方向を有する座
標系の実軸は、記号μで示され、実軸に直角な虚軸は、
記号νで示される。ベクトルＳ は、もしこのベクトル
が、関連する座標系で定義されていない場合には、その
座標系を変更することによってこのμν座標系で表現す
ることができる。両方のベクトルＳ とｂ がなんらか
の他の座標系で既に知られている場合には、ベクトルＳ
の成分μとνを得るための最も簡単な方法は、従来技
術の方法でベクトルのスカラ積とクロス積を計算するこ
とである。図４は、本発明による電圧方位による変調の
原理を示す。
【００３４】基準値ベクトルｉ refと実値ベクトルｉ
oloとの間の差よりなる方向ベクトルＳ の角度は、
当然、ｄｑ平面の象限の１つにおいて確認することがで
きる。電圧ベクトルｂ は、ｄｑ平面の象限IまたはIV
で確認することができる。これは、ｄ軸とベクトルｂ
との間の角度が、図２に示したように、−９０°＜δ＜
９０°内で変化するからである。記号ρは、ベクトルＳ
とｂ との間の角度を示す。
oloとの間の差よりなる方向ベクトルＳ の角度は、
当然、ｄｑ平面の象限の１つにおいて確認することがで
きる。電圧ベクトルｂ は、ｄｑ平面の象限IまたはIV
で確認することができる。これは、ｄ軸とベクトルｂ
との間の角度が、図２に示したように、−９０°＜δ＜
９０°内で変化するからである。記号ρは、ベクトルＳ
とｂ との間の角度を示す。
【００３５】本発明によれば、インバータ切り替え命令
は、方向ベクトルＳ の矩形成分 と に基づいて形成される。インバータ出力電圧の選択は、
２点制御の比較が、μ軸とν軸の方向に基づいて行われ
る時に大いに簡単化される。ベクトルＳ の成分 と により常に、ベクトルｂ に関して右方向にあるインバ
ータ出力電圧が直接選択され、従って、電流は所望方向
に移動される。この制御は、当然、ベクトルＳ の成分に
ついてのゼロ値を得ることを目的としている。
は、方向ベクトルＳ の矩形成分 と に基づいて形成される。インバータ出力電圧の選択は、
２点制御の比較が、μ軸とν軸の方向に基づいて行われ
る時に大いに簡単化される。ベクトルＳ の成分 と により常に、ベクトルｂ に関して右方向にあるインバ
ータ出力電圧が直接選択され、従って、電流は所望方向
に移動される。この制御は、当然、ベクトルＳ の成分に
ついてのゼロ値を得ることを目的としている。
【００３６】電気機械の全ての動作点において、所望方
向に電流を変化させる切り替え位置を選択するために
は、インバータの出力電圧ベクトルが決定されるのと同
一の座標系においてベクトルｂの位相角が知れれば、原
理的には充分である。ほとんど例外無しに、これらの出
力電圧ベクトルとそれぞれのスイッチ位置は、静止の固
定子座標系において決定される。ベクトルｂの位相角の
他に、少なくとも方向ベクトルの成分 と の符号が、制御を実行可能にするために知る必要があ
る。
向に電流を変化させる切り替え位置を選択するために
は、インバータの出力電圧ベクトルが決定されるのと同
一の座標系においてベクトルｂの位相角が知れれば、原
理的には充分である。ほとんど例外無しに、これらの出
力電圧ベクトルとそれぞれのスイッチ位置は、静止の固
定子座標系において決定される。ベクトルｂの位相角の
他に、少なくとも方向ベクトルの成分 と の符号が、制御を実行可能にするために知る必要があ
る。
【００３７】本発明の好適な実施例によれば、切り替え
命令は、方向ベクトル成分の絶対値および符号に基づい
て形成される。本発明の好適な実施例では、その成分の
絶対値、すなわちそれらの長さは、基準値のまわりにヒ
ステリシスの限界値が加えられた２点制御において利用
することができる。そのヒステリシスの限界値は、実際
の値の変化の許容範囲を定義し、従って、２点制御にお
けるスイッチ要素の切り替え周波数に影響を与える。ヒ
ステリシスは、静止状態の変調から動的状態の変調への
変化のしきい値を定義することも可能にする。この変化
の基準（クリテリア）は、例えば、かなりしばしば発生
しヒステリシス限界を大きく超えるものであってもよ
い。
命令は、方向ベクトル成分の絶対値および符号に基づい
て形成される。本発明の好適な実施例では、その成分の
絶対値、すなわちそれらの長さは、基準値のまわりにヒ
ステリシスの限界値が加えられた２点制御において利用
することができる。そのヒステリシスの限界値は、実際
の値の変化の許容範囲を定義し、従って、２点制御にお
けるスイッチ要素の切り替え周波数に影響を与える。ヒ
ステリシスは、静止状態の変調から動的状態の変調への
変化のしきい値を定義することも可能にする。この変化
の基準（クリテリア）は、例えば、かなりしばしば発生
しヒステリシス限界を大きく超えるものであってもよ
い。
【００３８】本発明の方法では、実際の変調は、μ方向
の成分 に基づいて実行される。その理由は、それが、インバー
タ出力がほとんどゼロに接続されるか、または、ゼロか
らずれる電圧ベクトルが使用されるかを決定するため
に、使用されるからである。成分 は、必要とされる時に、ベクトルｂ のどの側から使用
すべき出力電圧ベクトルが選択されるかを選択するため
に使用されるだけである。動作が静止状態である限り、
成分 と により決定される方向において、ベクトルｂ に最も接
近した出力電圧ベクトルを選択することが好ましい。そ
の理由は、これにより、方程式（５）で定義したよう
に、電流の変化が最小になるからである。この選択は、
従って、最も一様な電流、従って、最も一様なトルクを
も同様に提供する。
の成分 に基づいて実行される。その理由は、それが、インバー
タ出力がほとんどゼロに接続されるか、または、ゼロか
らずれる電圧ベクトルが使用されるかを決定するため
に、使用されるからである。成分 は、必要とされる時に、ベクトルｂ のどの側から使用
すべき出力電圧ベクトルが選択されるかを選択するため
に使用されるだけである。動作が静止状態である限り、
成分 と により決定される方向において、ベクトルｂ に最も接
近した出力電圧ベクトルを選択することが好ましい。そ
の理由は、これにより、方程式（５）で定義したよう
に、電流の変化が最小になるからである。この選択は、
従って、最も一様な電流、従って、最も一様なトルクを
も同様に提供する。
【００３９】例えば、基準値の大きな瞬時変化に関連す
る動的な変化状態において、所望方向への電流の変化を
最大にする出力電圧を選択することが最も有効である。
科学技術の進歩に従って、本発明の基本的な思想が、種
々の方法で実行することができるということは、当業者
に明らかである。本発明およびその実施例は、それ故、
上記の実施例に限定されず、特許請求の範囲内において
種々に変化してもよい。
る動的な変化状態において、所望方向への電流の変化を
最大にする出力電圧を選択することが最も有効である。
科学技術の進歩に従って、本発明の基本的な思想が、種
々の方法で実行することができるということは、当業者
に明らかである。本発明およびその実施例は、それ故、
上記の実施例に限定されず、特許請求の範囲内において
種々に変化してもよい。
【図１】インバータの代表的な等価回路の図。
【図２】電気機械の異なる動作点において界磁座標系に
関する電流ベクトルｉ と電圧ベクトルｂ の挙動を示
す図。
関する電流ベクトルｉ と電圧ベクトルｂ の挙動を示
す図。
【図３】方向ベクトルＳ の形成を示す図。
【図４】本発明による変調原理を示す図。
ｉ olo 出力電流ベクトル ｂ 電圧ベクトル ｉref インバータ基準値の電流ベクトル Ｓ 方向ベクトル μν 空間座標系
Claims (5)
- 【請求項１】 制御されるスイッチ要素を備えたインバ
ータの制御方法であって、 インバータ出力のための電流ベクトル（ｉ olo）を決
定するステップと、 インバータ負荷のための磁束ベクトル（ψ ）を決定す
るステップと、 インバータ負荷のための角速度（ω）を決定するステッ
プと、 インバータ負荷のための抵抗（Ｒ）を決定するステップ
とを有するインバータ制御方法において、 インバータ負荷抵抗（Ｒ）とその出力電流ベクトル（ｉ
olo）との積と、負荷の起電力に比例する電圧との和
として電圧ベクトル（ｂ ）を決定するステップと、 インバータの基準値の電流ベクトル（ｉ ref）とイン
バータ出力電流ベクトル（ｉ olo）に基づいて方向ベ
クトル（Ｓ ）を形成するステップと、 電圧ベクトル（ｂ ）に関連すると共に電圧ベクトル
（ｂ ）と共通方向の実軸（μ）を持つ空間座標系μν
を決定するステップと、 空間座標系μνにおける方向ベクトル（Ｓ ）を決定す
るステップと、 方向ベクトル（Ｓ ）のμ軸と共通方向の方向ベクトル
（Ｓ ）成分 及びν軸と共通方向の成分 に基づいてインバータ切り替え命令を形成するステップ
とを有することを特徴とするインバータ制御方法。 - 【請求項２】 請求項１によるインバータ制御方法であ
って、前記方向ベクトル（Ｓ ）の形成ステップは、前
記方向ベクトル（Ｓ ）が基準値の電流ベクトル（ｉ
ref）と、出力電流ベクトル（ｉ olo）との差に比例し
て形成される位相を使用することを特徴とするインバー
タ制御方法。 - 【請求項３】 請求項１または２によるインバータ制御
方法であって、前記方向ベクトル（Ｓ ）のμ軸と共通
方向の成分 及び、ν軸と共通方向の成分 の符号と絶対値とに基づいて前記スイッチ命令が形成さ
れる位相をインバータ切り替え命令の形成ステップが使
用することを特徴とするインバータ制御方法。 - 【請求項４】 請求項１乃至３のいずれかによるインバ
ータ制御方法において、負荷の起電力に比例する電圧が
運動電圧（ｊωψ ）を有することを特徴とするインバ
ータ制御方法。 - 【請求項５】 請求項４によるインバータ制御方法にお
いて、負荷の起電力に比例する電圧が反転電圧 に比例する電圧を有することを特徴とするインバータ制
御方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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