JP2001203597A - 自動利得制御機能を具備した直接変換復調装置 - Google Patents
自動利得制御機能を具備した直接変換復調装置Info
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- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
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- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/144—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements
- H04L27/152—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using controlled oscillators, e.g. PLL arrangements
- H04L27/1525—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using controlled oscillators, e.g. PLL arrangements using quadrature demodulation
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 自動利得制御機能を具備した直接変換復調装
置を提供する。 【解決手段】 受信されたRF信号とキャリア周波数を２
チャンネルのベースバンド信号に変換するミキサー手段
と、ベースバンド信号の高周波数成分をフィルタリング
するフィルター手段と、フィルター手段から検出された
ベースバンド信号レベルとあらかじめ設定されたレベル
とを比較してその差に該当する利得制御レベルを検出す
る検出手段と、利得制御レベルによってミキサー手段か
ら出力される二つのチャンネルそれぞれのベースバンド
信号の利得を調節する自動利得調節手段と、フィルター
手段から出力されるベースバンド信号の各々を微分する
微分手段と、微分手段から出力されるベースバンド信号
とフィルター手段から出力されるチャンネルのベースバ
ンド信号を相互交差して掛ける掛け算手段と、掛け算手
段で掛けられたベースバンド信号を加算してデータを検
出する加算手段とを含む。
置を提供する。 【解決手段】 受信されたRF信号とキャリア周波数を２
チャンネルのベースバンド信号に変換するミキサー手段
と、ベースバンド信号の高周波数成分をフィルタリング
するフィルター手段と、フィルター手段から検出された
ベースバンド信号レベルとあらかじめ設定されたレベル
とを比較してその差に該当する利得制御レベルを検出す
る検出手段と、利得制御レベルによってミキサー手段か
ら出力される二つのチャンネルそれぞれのベースバンド
信号の利得を調節する自動利得調節手段と、フィルター
手段から出力されるベースバンド信号の各々を微分する
微分手段と、微分手段から出力されるベースバンド信号
とフィルター手段から出力されるチャンネルのベースバ
ンド信号を相互交差して掛ける掛け算手段と、掛け算手
段で掛けられたベースバンド信号を加算してデータを検
出する加算手段とを含む。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は無線通信システムに
係り、特に自動利得制御(Automatic Gain Control:以下
AGCと称する)機能を有する直接変換復調装置に関する。
係り、特に自動利得制御(Automatic Gain Control:以下
AGCと称する)機能を有する直接変換復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に無線通信のために送信部ではデー
タをFSK(Frequency Shift Keying)に変調した後RF信号
に伝送し、受信部ではアンテナ(図示せず)から受信され
るRF信号を復調すべきである。この時直接変換方式(Dir
ect Conversion System)は受信されたRF(Radio Frequen
cy)信号にI、Qチャンネルのキャリア信号を掛けてベー
スバンド信号を提供するようにする。図１は、通常的な
FSK直接変換方式を採用した無線復調装置を示すもので
ある。
タをFSK(Frequency Shift Keying)に変調した後RF信号
に伝送し、受信部ではアンテナ(図示せず)から受信され
るRF信号を復調すべきである。この時直接変換方式(Dir
ect Conversion System)は受信されたRF(Radio Frequen
cy)信号にI、Qチャンネルのキャリア信号を掛けてベー
スバンド信号を提供するようにする。図１は、通常的な
FSK直接変換方式を採用した無線復調装置を示すもので
ある。
【０００３】図１を参照すれば、第１、第２ダウンミキ
サー１１２、１１４は、受信されたRF信号にキャリア信
号の位相差を９０°になるようにミックスして９０°の
位相差があるI(inphase)、Q(quadrature)チャンネルの
ベースバンド信号に変換する。例えばIチャンネルのベ
ースバンド信号をSinWct、Qチャンネルのベースバンド
信号をCosWctとする。第１、第２増幅器１２２、１２４
は第１、第２ダウンミキサー１１２、１１４で変換され
たI、Qチャンネルのベースバンド信号を増幅する。第
１、第２低周波バンドパスフィルター１３２、１３４は
第１、第２増幅器１２２、１２４から増幅されたI、Qチ
ャンネルのベースバンド信号をフィルタリングしてノイ
ズを除去する。第１、第２微分器１４２、１４４は第
１、第２低周波バンドパスフィルター１３２、１３４で
フィルタリングされたI、Qチャンネルのベースバンド信
号を各々微分して９０°先立つようにする。この時第１
微分器１４２はWcCosWctを出力し、第２微分器１４４は
−WcSinWctを出力する。第１、第２掛け算器１５２、１
５４は、第１、第２微分器１４２、１４４で微分された
I、Qチャンネルのベースバンド信号と第１、第２低周波
バンドパスフィルター１３２、１３４でフィルタリング
された各チャンネルのベースバンド信号を相互交差して
掛ける。従って第１、第２掛け算器１５２、１５４は各
々WcCos2Wct及び−WcSin2Wctを発生させる。加算器１６
２は第１、第２掛け算器１５２、１５４で掛けられた二
つのチャンネルの信号を足してデータWcだけ検出する。
サー１１２、１１４は、受信されたRF信号にキャリア信
号の位相差を９０°になるようにミックスして９０°の
位相差があるI(inphase)、Q(quadrature)チャンネルの
ベースバンド信号に変換する。例えばIチャンネルのベ
ースバンド信号をSinWct、Qチャンネルのベースバンド
信号をCosWctとする。第１、第２増幅器１２２、１２４
は第１、第２ダウンミキサー１１２、１１４で変換され
たI、Qチャンネルのベースバンド信号を増幅する。第
１、第２低周波バンドパスフィルター１３２、１３４は
第１、第２増幅器１２２、１２４から増幅されたI、Qチ
ャンネルのベースバンド信号をフィルタリングしてノイ
ズを除去する。第１、第２微分器１４２、１４４は第
１、第２低周波バンドパスフィルター１３２、１３４で
フィルタリングされたI、Qチャンネルのベースバンド信
号を各々微分して９０°先立つようにする。この時第１
微分器１４２はWcCosWctを出力し、第２微分器１４４は
−WcSinWctを出力する。第１、第２掛け算器１５２、１
５４は、第１、第２微分器１４２、１４４で微分された
I、Qチャンネルのベースバンド信号と第１、第２低周波
バンドパスフィルター１３２、１３４でフィルタリング
された各チャンネルのベースバンド信号を相互交差して
掛ける。従って第１、第２掛け算器１５２、１５４は各
々WcCos2Wct及び−WcSin2Wctを発生させる。加算器１６
２は第１、第２掛け算器１５２、１５４で掛けられた二
つのチャンネルの信号を足してデータWcだけ検出する。
【０００４】図１のような無線復調装置でアンテナ(図
示せず)から受信されるRF信号のレベルは通常的に−７
０dBmから０dBm程度である。この時受信されるRF信号レ
ベルが少ない場合第１、第２ダウンミキサー１１２、１
１４でダウンされた信号も少ないために第１、第２増幅
器１２２、１２４で増幅された信号はクリッピングされ
ない。しかし受信されるRF信号が大きい場合第１、第２
ダウンミキサー１１２、１１４でダウンされた信号も大
きいために第１、第２増幅器１２２、１２４で増幅され
た信号はクリッピングされやすい。この場合第１、第２
微分器１４２、１４４及び第１、第２掛け算器１５２、
１５４はクリッピング現象によるRF信号の歪曲により信
号検出が難しくなり、最終的に加算器１６２はデータ検
出でエラーを発生させる問題点がある。
示せず)から受信されるRF信号のレベルは通常的に−７
０dBmから０dBm程度である。この時受信されるRF信号レ
ベルが少ない場合第１、第２ダウンミキサー１１２、１
１４でダウンされた信号も少ないために第１、第２増幅
器１２２、１２４で増幅された信号はクリッピングされ
ない。しかし受信されるRF信号が大きい場合第１、第２
ダウンミキサー１１２、１１４でダウンされた信号も大
きいために第１、第２増幅器１２２、１２４で増幅され
た信号はクリッピングされやすい。この場合第１、第２
微分器１４２、１４４及び第１、第２掛け算器１５２、
１５４はクリッピング現象によるRF信号の歪曲により信
号検出が難しくなり、最終的に加算器１６２はデータ検
出でエラーを発生させる問題点がある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】本発明が解決しようと
する技術的課題は、直接変換無線受信器において入力さ
れるRF信号レベルを自動で一定に維持させるAGCループ
を構成して出力される信号を常に一定レベルにする直接
変換復調装置を提供することにある。
する技術的課題は、直接変換無線受信器において入力さ
れるRF信号レベルを自動で一定に維持させるAGCループ
を構成して出力される信号を常に一定レベルにする直接
変換復調装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】前記の技術的課題を解決
するために、無線通信システムにおいて、受信されたRF
信号とキャリア周波数を所定の位相差で混合して二つの
チャンネルのベースバンド信号に変換するミキサー手段
と、前記ミキサー手段から出力される二つのチャンネル
のベースバンド信号の高周波数成分をフィルタリングす
るフィルター手段と、前記フィルター手段から検出され
た二つのチャンネルのベースバンド信号レベルとあらか
じめ設定されたレベルとを比較してその差に該当する利
得制御レベルを検出する検出手段と、前記検出手段から
検出された利得制御レベルによって前記ミキサー手段か
ら出力される二つのチャンネルそれぞれのベースバンド
信号の利得を調節する自動利得調節手段と、前記フィル
ター手段から出力される二つのチャンネルのベースバン
ド信号の各々を微分する微分手段と、前記微分手段から
出力される二つのチャンネルのベースバンド信号と前記
フィルター手段から出力されるチャンネルのベースバン
ド信号を相互交差して掛ける掛け算手段と、前記掛け算
手段で掛けられた二つのチャンネルのベースバンド信号
を加算してデータを検出する加算手段とを含む直接変換
復調装置である。
するために、無線通信システムにおいて、受信されたRF
信号とキャリア周波数を所定の位相差で混合して二つの
チャンネルのベースバンド信号に変換するミキサー手段
と、前記ミキサー手段から出力される二つのチャンネル
のベースバンド信号の高周波数成分をフィルタリングす
るフィルター手段と、前記フィルター手段から検出され
た二つのチャンネルのベースバンド信号レベルとあらか
じめ設定されたレベルとを比較してその差に該当する利
得制御レベルを検出する検出手段と、前記検出手段から
検出された利得制御レベルによって前記ミキサー手段か
ら出力される二つのチャンネルそれぞれのベースバンド
信号の利得を調節する自動利得調節手段と、前記フィル
ター手段から出力される二つのチャンネルのベースバン
ド信号の各々を微分する微分手段と、前記微分手段から
出力される二つのチャンネルのベースバンド信号と前記
フィルター手段から出力されるチャンネルのベースバン
ド信号を相互交差して掛ける掛け算手段と、前記掛け算
手段で掛けられた二つのチャンネルのベースバンド信号
を加算してデータを検出する加算手段とを含む直接変換
復調装置である。
【０００７】
【発明の実施の形態】以下、添付した図面を参照して本
発明の望ましい実施形態を説明する。図２は、本発明に
係る自動利得制御機能を具備した直接変換復調装置を示
すブロック図である。図２の装置は第１、第２ミキサー
２１２、２１４、第１、第２AGC器２２２、２２４、第
１、第２低周波バンドパスフィルター１３２、１３４、
第１、第２微分器２４２、２４４、第１、第２掛け算器
２５２、２５４、第１、第２加算器２６０が順次に連結
され、AGC検出器２７０が前記第１、第２低周波バンド
パスフィルター１３２、１３４の出力と前記第１、第２
AGC器２２２、２２４の制御端子に連結される。
発明の望ましい実施形態を説明する。図２は、本発明に
係る自動利得制御機能を具備した直接変換復調装置を示
すブロック図である。図２の装置は第１、第２ミキサー
２１２、２１４、第１、第２AGC器２２２、２２４、第
１、第２低周波バンドパスフィルター１３２、１３４、
第１、第２微分器２４２、２４４、第１、第２掛け算器
２５２、２５４、第１、第２加算器２６０が順次に連結
され、AGC検出器２７０が前記第１、第２低周波バンド
パスフィルター１３２、１３４の出力と前記第１、第２
AGC器２２２、２２４の制御端子に連結される。
【０００８】図２を参照すれば、第１、第２ダウンミキ
サー２１２、２１４は受信されたRF信号にキャリア信号
を９０度位相差があるようにミックスして各々I及びQチ
ャンネルのベースバンド信号に変換する。例えば第１ダ
ウンミキサー２１２にはIチャンネル信号のSinWctを出
力し、第２ダウンミキサー２１４にはQチャンネル信号
のCosWctを出力する。第１、第２AGC２１２、２１４は
制御端子(図示せず)に入力されるAGC制御レベルによっ
て第１、第２ダウンミキサー２１２、２１４で変換され
たI、Qチャンネルのベースバンド信号SinWct、CosWctの
利得を自動で調節する。
サー２１２、２１４は受信されたRF信号にキャリア信号
を９０度位相差があるようにミックスして各々I及びQチ
ャンネルのベースバンド信号に変換する。例えば第１ダ
ウンミキサー２１２にはIチャンネル信号のSinWctを出
力し、第２ダウンミキサー２１４にはQチャンネル信号
のCosWctを出力する。第１、第２AGC２１２、２１４は
制御端子(図示せず)に入力されるAGC制御レベルによっ
て第１、第２ダウンミキサー２１２、２１４で変換され
たI、Qチャンネルのベースバンド信号SinWct、CosWctの
利得を自動で調節する。
【０００９】第１、第２低周波バンドパスフィルター２
３２、２３４は、第１、第２AGC２２２、２２４で利得
が調節されたI、Qチャンネルのベースバンド信号SinWc
t、CosWctの高周波数成分をフィルタリングしてノイズ
成分が除去された各チャンネルのベースバンド信号を出
力する。AGC検出器２７０は第１、第２低周波バンドパ
スフィルター２３２、２３４でフィルタリングされた
I、Qチャンネルのベースバンド信号SinWct、CosWctのレ
ベルとあらかじめ設定されたレベルとを比較してその差
に該当するAGC制御レベルを第１、第２AGC２２２、２２
４の各制御端子(図示せず)に入力して自動で利得を制御
するようにする。
３２、２３４は、第１、第２AGC２２２、２２４で利得
が調節されたI、Qチャンネルのベースバンド信号SinWc
t、CosWctの高周波数成分をフィルタリングしてノイズ
成分が除去された各チャンネルのベースバンド信号を出
力する。AGC検出器２７０は第１、第２低周波バンドパ
スフィルター２３２、２３４でフィルタリングされた
I、Qチャンネルのベースバンド信号SinWct、CosWctのレ
ベルとあらかじめ設定されたレベルとを比較してその差
に該当するAGC制御レベルを第１、第２AGC２２２、２２
４の各制御端子(図示せず)に入力して自動で利得を制御
するようにする。
【００１０】第１、第２微分器２４２、２４４は第１、
第２低周波バンドパスフィルター２３２、２３４でフィ
ルタリングされたI、Qチャンネルのベースバンド信号Si
nWct、CosWctを微分して９０°先立つようにする。この
時第１微分器２４２はWcCosWct信号を出力し、第２微分
器２４４は−WcSinWct信号を出力する。第１、第２掛け
算器２５２、２５４は第１、第２微分器２４２、２４４
で微分された信号(WcCosWct、−WcSinWct)と第２、第１
低周波バンドパスフィルター２３４、２３２でフィルタ
リングされたI、Qチャンネルのベースバンド信号と相互
交差して掛ける。従って第１、第２掛け算器２５２、２
５４は各々WcCos2Wct及び−WcSin2Wctを発生させる。加
算器２６２は、第１、第２掛け算器２５２、２５４で掛
けられた二つのチャンネルの信号WcCos2Wct、−WcSin2W
ctを足してデータWcだけ検出する。
第２低周波バンドパスフィルター２３２、２３４でフィ
ルタリングされたI、Qチャンネルのベースバンド信号Si
nWct、CosWctを微分して９０°先立つようにする。この
時第１微分器２４２はWcCosWct信号を出力し、第２微分
器２４４は−WcSinWct信号を出力する。第１、第２掛け
算器２５２、２５４は第１、第２微分器２４２、２４４
で微分された信号(WcCosWct、−WcSinWct)と第２、第１
低周波バンドパスフィルター２３４、２３２でフィルタ
リングされたI、Qチャンネルのベースバンド信号と相互
交差して掛ける。従って第１、第２掛け算器２５２、２
５４は各々WcCos2Wct及び−WcSin2Wctを発生させる。加
算器２６２は、第１、第２掛け算器２５２、２５４で掛
けられた二つのチャンネルの信号WcCos2Wct、−WcSin2W
ctを足してデータWcだけ検出する。
【００１１】図３は図２のAGC検出器の詳細図であり、
二つの掛け算器３１０、３２０、加算器３３０、レベル
比較器３４０で構成される。図３を参照すれば、第１、
第２掛け算器３１０、３２０はI、Qチャンネルのベース
バンド信号SinWct、CosWctを各々同一チャンネルの信号
同士で掛ける。加算器３３０は第１、第２掛け算器３１
０、３２０で掛けられた信号を加算してI、Qチャンネル
それぞれの信号レベルを検出する。レベル比較器３４０
は加算器３３０から検出されるI、Qチャンネルそれぞれ
の信号レベルをあらかじめ設定された比較レベルと比較
してその差に該当するAGC制御レベルを発生させる。従
ってこのAGC制御レベルにより第１、第２AGC器２２２、
２２４の利得が制御される。
二つの掛け算器３１０、３２０、加算器３３０、レベル
比較器３４０で構成される。図３を参照すれば、第１、
第２掛け算器３１０、３２０はI、Qチャンネルのベース
バンド信号SinWct、CosWctを各々同一チャンネルの信号
同士で掛ける。加算器３３０は第１、第２掛け算器３１
０、３２０で掛けられた信号を加算してI、Qチャンネル
それぞれの信号レベルを検出する。レベル比較器３４０
は加算器３３０から検出されるI、Qチャンネルそれぞれ
の信号レベルをあらかじめ設定された比較レベルと比較
してその差に該当するAGC制御レベルを発生させる。従
ってこのAGC制御レベルにより第１、第２AGC器２２２、
２２４の利得が制御される。
【００１２】図４は図３の第１、第２掛け算器３１０、
３２０の詳細図であり、ギルバート(Gilbert)掛け算器
の構造で構成される。Iチャンネルだけを例とすれば、
差動で入力されるIチャンネルのベースバンド信号I＋、
I−をトランジスタQ１、Q２を通じてレベルシフトして
クロス-カップルペア(cross-coupled pairs)Q３とQ４、
Q５とQ６に供給すると同時に差動で入力されるIチャン
ネルのベースバンド信号I＋、I−をにエミッタ-カップ
ルペアQ７、Q８に供給する。従って図４の掛け算器はク
ロス-カップルペアQ３とQ４、Q５とQ６とエミッタ-カッ
プルペアQ７、Q８で差動増幅された信号を掛けて差動電
流形態で出力する。
３２０の詳細図であり、ギルバート(Gilbert)掛け算器
の構造で構成される。Iチャンネルだけを例とすれば、
差動で入力されるIチャンネルのベースバンド信号I＋、
I−をトランジスタQ１、Q２を通じてレベルシフトして
クロス-カップルペア(cross-coupled pairs)Q３とQ４、
Q５とQ６に供給すると同時に差動で入力されるIチャン
ネルのベースバンド信号I＋、I−をにエミッタ-カップ
ルペアQ７、Q８に供給する。従って図４の掛け算器はク
ロス-カップルペアQ３とQ４、Q５とQ６とエミッタ-カッ
プルペアQ７、Q８で差動増幅された信号を掛けて差動電
流形態で出力する。
【００１３】図５は、図３の加算器３３０の詳細図であ
る。図５を参照すれば、図３に示したチャンネルI＋と
チャンネルI−、チャンネルQ＋とチャンネルQ−のベー
スバンド信号を各々掛ける第１、第２掛け算器３１０、
３２０に出力されるそれぞれの出力信号outp、outnが負
荷抵抗R１、R２で構成された加算器３３０に連結され
る。加算器５３０は第１、第２掛け算器３１０、３２０
から電流形態で出力される各出力信号outp、outnを加算
して差動出力電圧に変換する。
る。図５を参照すれば、図３に示したチャンネルI＋と
チャンネルI−、チャンネルQ＋とチャンネルQ−のベー
スバンド信号を各々掛ける第１、第２掛け算器３１０、
３２０に出力されるそれぞれの出力信号outp、outnが負
荷抵抗R１、R２で構成された加算器３３０に連結され
る。加算器５３０は第１、第２掛け算器３１０、３２０
から電流形態で出力される各出力信号outp、outnを加算
して差動出力電圧に変換する。
【００１４】図６は、図３のレベル比較器３４０の詳細
図である。図６を参照すれば、抵抗R４、R５とトランジ
スタQ３、Q４で第１差動増幅器を構成して加算器３３０
から出力される信号レベルを入力し抵抗R２、R３とトラ
ンジスタQ５、Q６で第２差動増幅器を構成してあらかじ
め設定されたAGC比較レベルを入力する。第１、第２差
動増幅器は入力される信号レベルとAGC比較レベルを相
互比較してその差に該当する電流△Iを発生させる。こ
の電流△Iは抵抗及びキャパシタンスR１、Cを経てAGC制
御レベルに変換される。例えばAGC比較レベルを５００m
Vと設定した場合、入力されるRF信号のレベルが５００m
Vより大きければ電流I１が電流I３より増加し、電流ミ
ラーに該当するトランジスタQ１及びQ２により電流I２
が増加する。電流I２の増加によって△Iが増加すればAG
C制御レベルが増加する。反対に入力されるRF信号レベ
ルが５００mVより小さければ電流I１が電流I３より減少
し、それにより△Iが減少するのでAGC制御レベルが減少
する。
図である。図６を参照すれば、抵抗R４、R５とトランジ
スタQ３、Q４で第１差動増幅器を構成して加算器３３０
から出力される信号レベルを入力し抵抗R２、R３とトラ
ンジスタQ５、Q６で第２差動増幅器を構成してあらかじ
め設定されたAGC比較レベルを入力する。第１、第２差
動増幅器は入力される信号レベルとAGC比較レベルを相
互比較してその差に該当する電流△Iを発生させる。こ
の電流△Iは抵抗及びキャパシタンスR１、Cを経てAGC制
御レベルに変換される。例えばAGC比較レベルを５００m
Vと設定した場合、入力されるRF信号のレベルが５００m
Vより大きければ電流I１が電流I３より増加し、電流ミ
ラーに該当するトランジスタQ１及びQ２により電流I２
が増加する。電流I２の増加によって△Iが増加すればAG
C制御レベルが増加する。反対に入力されるRF信号レベ
ルが５００mVより小さければ電流I１が電流I３より減少
し、それにより△Iが減少するのでAGC制御レベルが減少
する。
【００１５】結局入力されるRF信号レベルが大きい場合
にはAGC制御レベルが増加する。そして増加したAGC制御
レベルは第１、第２AGC器２２２、２２４の利得を下げ
てその出力される信号レベルを常に一定に維持させる。
本発明は前述した実施形態に限定されず、本発明の思想
内で当業者による変形ができる。即ち、２.４GHz帯域の
ISM(Industry、Science、Medical)バンドを使用する無
線通信システムに適用でき、FSK変復調システムを使用
する無線LAN、ホームネットワークに帯域周波数によら
ずに適用できる。
にはAGC制御レベルが増加する。そして増加したAGC制御
レベルは第１、第２AGC器２２２、２２４の利得を下げ
てその出力される信号レベルを常に一定に維持させる。
本発明は前述した実施形態に限定されず、本発明の思想
内で当業者による変形ができる。即ち、２.４GHz帯域の
ISM(Industry、Science、Medical)バンドを使用する無
線通信システムに適用でき、FSK変復調システムを使用
する無線LAN、ホームネットワークに帯域周波数によら
ずに適用できる。
【００１６】
【発明の効果】前述したように本発明によれば、AGCル
ープを構成して出力される信号を自動で一定レベルに維
持し、入力されるRF信号レベルが大きい場合そのレベル
を検出してAGCアンプの利得を下げることによって復調
信号の歪曲を防止し安定したデータ検出を可能にする。
ープを構成して出力される信号を自動で一定レベルに維
持し、入力されるRF信号レベルが大きい場合そのレベル
を検出してAGCアンプの利得を下げることによって復調
信号の歪曲を防止し安定したデータ検出を可能にする。
【図１】 通常の直接変換方式の無線受信装置を示すも
のである。
のである。
【図２】 本発明に係る自動利得制御機能を具備した直
接変換復調装置を示すブロック図である。
接変換復調装置を示すブロック図である。
【図３】 図２のAGC検出器の詳細図である。
【図４】 図３の第１、第２掛け算器３１０、３２０の
詳細図である。
詳細図である。
【図５】 図３の加算器３３０の詳細図である。
【図６】 図３のレベル比較器３４０の詳細図である。
２１２、２１４…第１、第２ミキサー ２２２、２２４…第１、第２AGC器 ２３２、２３４…第１、第２低周波バンドパスフィルタ
ー ２４２、２４４…第１、第２微分器 ２５２、２５４…第１、第２掛け算器 ２６２…加算器 ２７０…AGC検出器
ー ２４２、２４４…第１、第２微分器 ２５２、２５４…第１、第２掛け算器 ２６２…加算器 ２７０…AGC検出器
Claims (2)
- 【請求項１】 無線通信システムにおいて、 受信されたRF信号とキャリア周波数を所定の位相差で混
合して二つのチャンネルのベースバンド信号に変換する
ミキサー手段と、 前記ミキサー手段から出力される二つのチャンネルのベ
ースバンド信号の高周波数成分をフィルタリングするフ
ィルター手段と、 前記フィルター手段から検出された二つのチャンネルの
ベースバンド信号レベルとあらかじめ設定されたレベル
とを比較してその差に該当する利得制御レベルを検出す
る検出手段と、 前記検出手段から検出された利得制御レベルによって前
記ミキサー手段から出力される二つのチャンネルそれぞ
れのベースバンド信号の利得を調節する自動利得調節手
段と、 前記フィルター手段から出力される二つのチャンネルの
ベースバンド信号の各々を微分する微分手段と、 前記微分手段から出力される二つのチャンネルのベース
バンド信号と前記フィルター手段から出力されるチャン
ネルのベースバンド信号を相互交差して掛ける掛け算手
段と、 前記掛け算手段で掛けられた二つのチャンネルのベース
バンド信号を加算してデータを検出する加算手段とを含
む直接変換復調装置。 - 【請求項２】 前記検出手段は、前記入力される二つの
チャンネルのベースバンド信号の各々を同一チャンネル
の信号同士で掛ける掛け算部と、 前記掛け算部で掛けられた二つのチャンネルのベースバ
ンド信号を加算して信号レベルを検出する加算部と、 前記加算部から検出される信号レベルをあらかじめ設定
されたレベルと比較してその差に該当する利得制御レベ
ルを発生させるレベル比較部とを含むことを特徴とする
請求項１に記載の直接変換復調装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019990058926A KR20010057146A (ko) | 1999-12-18 | 1999-12-18 | 자동이득제어기능을 구비한 직접 변환 복조장치 |
| KR199958926 | 1999-12-18 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001203597A true JP2001203597A (ja) | 2001-07-27 |
Family
ID=19626892
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000361826A Pending JP2001203597A (ja) | 1999-12-18 | 2000-11-28 | 自動利得制御機能を具備した直接変換復調装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US20010024481A1 (ja) |
| JP (1) | JP2001203597A (ja) |
| KR (1) | KR20010057146A (ja) |
| CN (1) | CN1239000C (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7076225B2 (en) | 2001-02-16 | 2006-07-11 | Qualcomm Incorporated | Variable gain selection in direct conversion receiver |
| JP4815571B2 (ja) * | 2004-07-29 | 2011-11-16 | エスティー‐エリクソン、ソシエテ、アノニム | 多タイム・スロットおよび多モード動作における無線通信機器のデジタル・インターフェース用拡張型ビット・マッピング |
| CN102412798B (zh) * | 2011-12-09 | 2013-12-04 | 杭州士兰微电子股份有限公司 | 射频调制输出电路及其增益补偿放大器 |
| KR20200104665A (ko) * | 2019-02-27 | 2020-09-04 | 삼성전자주식회사 | Ｄｕａｌ ｓｉｍ 동작을 동시에 지원하기 위한 방법 및 장치 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2543379B1 (fr) * | 1983-03-25 | 1990-03-02 | Thomson Csf | Dispositif de demodulation directe en hyperfrequence et chaine de reception hyperfrequence comportant un tel dispositif |
-
1999
- 1999-12-18 KR KR1019990058926A patent/KR20010057146A/ko not_active Application Discontinuation
-
2000
- 2000-11-28 JP JP2000361826A patent/JP2001203597A/ja active Pending
- 2000-12-07 CN CNB001350331A patent/CN1239000C/zh not_active Expired - Fee Related
- 2000-12-18 US US09/738,900 patent/US20010024481A1/en not_active Abandoned
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1239000C (zh) | 2006-01-25 |
| KR20010057146A (ko) | 2001-07-04 |
| US20010024481A1 (en) | 2001-09-27 |
| CN1306366A (zh) | 2001-08-01 |
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