JP2001168699A - スイッチング電源用ｍｏｓｆｅｔのゲートしきい値温度補償回路 - Google Patents
スイッチング電源用ｍｏｓｆｅｔのゲートしきい値温度補償回路Info
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Abstract
ＳＦＥＴのゲートしきい値電圧が、温度とともに変化し
ても安定な動作を維持できるようにする。 【解決手段】 ＭＯＳＦＥＴ１のゲートと抵抗１７との
間に温度特性を持つ直列ダイオード２１，２２を挿入
し、正の温度係数を持つＰＴＣ抵抗要素１８をトランジ
スタ２３を介して挿入することで、ＰＴＣ抵抗要素１８
と抵抗８によりコンデンサ７の充電回路を形成し、温度
上昇時には直列ダイオード２１，２２の温度特性により
順電圧を低下させ、コンデンサ７の充電電流を小さくす
ることにより、温度補償を可能とする。
Description
ｇｉｎｇ Ｃｈｏｋｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）方式電源
の主半導体素子にＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界
効果トランジスタ）を用いたときの、ＭＯＳＦＥＴゲー
トしきい値の温度補償回路に関する。
いたＲＣＣ方式電源の従来例を示す。同図において、１
は主半導体素子としてのＭＯＳＦＥＴ、２はＭＯＳＦＥ
Ｔターンオフ時のスナバ回路、３は入力部電解コンデン
サ、４はトランス１次巻線、５はトランス１次側補助巻
線、６はトランス２次巻線、７はゲート電圧充電用コン
デンサ、８，１３，１９は抵抗、９はコンデンサ、１０
は充電抵抗、１１はツェナーダイオード、１２，２４は
ダイオード、１４はフォトカプラ、１５はＭＯＳＦＥＴ
１をターンオフさせるためのトランジスタ、１７はＭＯ
ＳＦＥＴ用起動抵抗である。
抵抗１７と８を介してコンデンサ７が充電され、ＭＯＳ
ＦＥＴ１にゲート電圧が供給されて起動する。ＭＯＳＦ
ＥＴ１がオン状態になるとドレイン電流が流れ始め、ト
ランス１次巻線４に入力電圧が印加される。これによ
り、トランス１次巻線の補助巻線５に巻数比に応じた電
圧が発生し、コンデンサ７と抵抗８を通してＭＯＳＦＥ
Ｔ１にゲート電圧を供給する。また、補助巻線５からは
ＭＯＳＦＥＴ１へゲート電圧を供給するとともにツェナ
ーダイオード１１，抵抗１０を通してコンデンサ９を充
電する。コンデンサ９の電位が約１Ｖまで上がるとトラ
ンジスタ１５がオンしてＭＯＳＦＥＴ１がオフとなる。
次巻線４に蓄えられたエネルギーはトランス２次巻線６
からダイオード２４を通して２次側に出力される。同時
に、トランス２次巻線に、いままでと逆方向に発生した
電圧が、コンデンサ９，抵抗１０，ツェナーダイオード
１１を通して放電し、マイナス電位に充電する。なお、
フォトカプラ１４は定電圧制御のために設けられ、トラ
ンス２次側の電圧を図示されない手段にて検出し、これ
が基準電圧よりも高くなるとフォトカプラ１４のフォト
トランジスタを導通させ、ダイオード１２，抵抗１３，
コンデンサ９の直列回路に電流を流し、コンデンサ９の
充電時間を制御するようにした公知のものである。
Ｔ１の起動のタイミング、すなわちゲートしきい値電圧
までの充電時間を、通常、上記起動抵抗１７の値によっ
て調整している。つまり、起動までの充電時間を長くす
る場合は起動抵抗１７の値を大きくすることで充電電流
を減らし、起動までの充電時間を短くする場合は起動抵
抗１７の値を小さくすることで充電電流を増加させる。
ＲＣＣ方式電源で動作周囲温度が高くなると、例えば図
５に示すようなＭＯＳＦＥＴの温度特性により、ゲート
しきい値電圧が低下する。そのため、高温時にはＭＯＳ
ＦＥＴのゲート電圧がしきい値に達するまでのターンオ
ン時刻が常温時よりも早くなる。すなわち、ターンオフ
時間が短くなることにより、トランス１次巻線に蓄えら
れたエネルギーを全て放出する前にターンオン状態にな
るため、特に軽負荷時にはＭＯＳＦＥＴが過熱破壊する
等の問題があった。
２１５９号公報に示されるものがある。これは、出力レ
ベルを制御するスイッチング回路用ＭＯＳＦＥＴのゲー
ト・ソース電圧を温度に依存して変化させる手段を設
け、ＭＯＳＦＥＴの導電路抵抗をほぼ一定に保つように
したものである。この引用例に記載のものはスイッチン
グ素子の温度補償を行なう点で共通するが、回路が複雑
で高価になるという問題がある。したがって、この発明
の課題は簡単かつ安価に温度補償を可能にすることにあ
る。
るため、請求項１の発明では、主半導体素子にＭＯＳＦ
ＥＴを用いたスイッチング電源の電源供給線に、直列に
接続されたＭＯＳＦＥＴ起動用抵抗の中点にツェナーダ
イオードを接続して接地し、前記ＭＯＳＦＥＴのゲート
とその起動用抵抗との間にダイオードを直列接続し、前
記中点にはコレクタ、前記起動用抵抗と前記直列ダイオ
ードとの接続点にはベース、正の温度係数を持つ抵抗素
子の一端にはエミッタがそれぞれつながるトランジスタ
を接続し、かつ、前記正の温度係数を持つ抵抗素子の他
端には、前記直列接続されたダイオードのカソードとＭ
ＯＳＦＥＴのゲートとの接続点に接続し、この接続点を
抵抗を介して接地することを特徴とする。上記請求項１
の発明においては、前記正の温度係数を持つ抵抗素子の
代りに抵抗を用いることができる（請求項２の発明）。
態を示す回路図である。これは図４に示すものに対し、
抵抗１６と１７の中点ＡとＮ（接地）電位との間にツェ
ナーダイオード２０を接続した点、抵抗１７と直列にダ
イオード２１，２２を接続した点、抵抗１７と直列ダイ
オード２１，２２との接続点にはベース、中点Ａにはコ
レクタ、正の温度特性（ＰＴＣ：Ｐｏｓｉｔｉｖｅ Ｔ
ｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ Ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）を持
つ、例えばサーミスタを含むＰＴＣ抵抗素子１８の一端
にはエミッタ、がそれぞれ接続されるトランジスタ２３
を設けた点等が特徴である。
位の変動によらず中点Ａの電位を一定に保つために設け
られ、ＰＴＣ抵抗素子１８，直列ダイオード２１，２２
およびトランジスタ２３は温度補償回路を構成する。す
なわち、直列ダイオード２１，２２の順電圧をトランジ
スタ２３のベース（Ｂ）・エミッタ（Ｅ）間電圧よりも
高くしておくで、トランジスタ２３をオンとしＰＴＣ抵
抗素子１８，抵抗８を介してコンデンサ７を充電するこ
とにより、ＭＯＳＦＥＴ１にゲート電圧を供給しこれを
起動する。
ば図５に示すようなＭＯＳＦＥＴの温度特性により、ゲ
ートしきい値電圧が低下するが、直列ダイオード２１，
２２も、例えば図２のような温度特性により温度上昇に
伴って順電圧が低下するため、コンデンサ７の充電電流
を減少させることができる。しかし、通常はこれだけで
は不充分なため、トランジスタ２３のエミッタに接続す
るＰＴＣ抵抗素子１８として、残補償値分の抵抗温度係
数（ＰＰＭ／℃）をもつ部品を選ぶことで、より十分な
温度補償を実現している。
圧の温度特性が図５に示されるものとすると、（１．７
５−１．２５）／〔７５−（−２５）〕＝５０００ＰＰ
Ｍ／℃であり、ダイオード順電圧の温度特性が図２に示
されるものとすると、（０．５８−０．３３）／〔７５
−（−２５）〕＝２５００ＰＰＭ／℃で、差し引き２５
００ＰＰＭ／℃分が残補償値分となり、これを補償し得
るＰＴＣ抵抗素子１８を選べば良いことになる。
回路図である。同図からも明らかなように、図１に示す
ＰＴＣ抵抗素子１８を通常の抵抗２５に置き換えた点が
特徴である。これは使用しているＭＯＳＦＥＴのゲート
しきい値電圧の温度特性曲線の補償値が小さく、直列ダ
イオード２１，２２の温度特性から、高温時に順電圧が
低下することによる電流減少の効果だけで、ＭＯＳＦＥ
Ｔのゲートしきい値電圧の温度を実現できる場合を示
し、この場合は単なる抵抗２５とすることができる。
したスイッチング電源の一般的な動作温度範囲におけ
る、ＭＯＳＦＥＴのゲートしきい値電圧の変化によるゲ
ート電圧充電用コンデンサの充電時間をほぼ一定に保つ
ことができるので、負荷短絡時等の軽負荷状態において
も安定な動作が可能になるという利点が得られる。
る。
る。
る。
示すグラフである。
スタ）、２…スナバ回路、３…電解コンデンサ、４…ト
ランス１次巻線、５…トランス１次側補助巻線、６…ト
ランス２次巻線、７，９…コンデンサ、８，１０，１
６，１３，１７，１９，２５…抵抗、１１，２０…ツェ
ナーダイオード、１２，２１，２２，２４…ダイオー
ド、１４…フォトカプラ、１５，２３…トランジスタ、
１８…ＰＴＣ抵抗素子。
Claims (2)
- 【請求項１】 主半導体素子にＭＯＳＦＥＴを用いたス
イッチング電源の電源供給線に、直列に接続されたＭＯ
ＳＦＥＴ起動用抵抗の中点にツェナーダイオードを接続
して接地し、前記ＭＯＳＦＥＴのゲートとその起動用抵
抗との間にダイオードを直列接続し、前記中点にはコレ
クタ、前記起動用抵抗と前記直列ダイオードとの接続点
にはベース、正の温度係数を持つ抵抗素子の一端にはエ
ミッタがそれぞれつながるトランジスタを接続し、か
つ、前記正の温度係数を持つ抵抗素子の他端には、前記
直列接続されたダイオードのカソードとＭＯＳＦＥＴの
ゲートとの接続点に接続し、この接続点を抵抗を介して
接地することを特徴とするスイッチング電源用ＭＯＳＦ
ＥＴのゲートしきい値温度補償回路。 - 【請求項２】 前記正の温度係数を持つ抵抗素子の代り
に抵抗を用いることを特徴とする請求項１に記載のスイ
ッチング電源用ＭＯＳＦＥＴのゲートしきい値温度補償
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34833099A JP4136237B2 (ja) | 1999-12-08 | 1999-12-08 | スイッチング電源用ｍｏｓｆｅｔのゲートしきい値温度補償回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP34833099A JP4136237B2 (ja) | 1999-12-08 | 1999-12-08 | スイッチング電源用ｍｏｓｆｅｔのゲートしきい値温度補償回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001168699A true JP2001168699A (ja) | 2001-06-22 |
| JP4136237B2 JP4136237B2 (ja) | 2008-08-20 |
Family
ID=18396314
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34833099A Expired - Lifetime JP4136237B2 (ja) | 1999-12-08 | 1999-12-08 | スイッチング電源用ｍｏｓｆｅｔのゲートしきい値温度補償回路 |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4136237B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7230493B2 (en) | 2004-02-03 | 2007-06-12 | Nec Electronics Corporation | Bias circuit with threshold voltage change compensation function and temperature change compensation function |
| JPWO2008155917A1 (ja) * | 2007-06-19 | 2010-08-26 | パナソニック株式会社 | スイッチング素子駆動回路 |
| CN107070260A (zh) * | 2016-11-28 | 2017-08-18 | 中核核电运行管理有限公司 | 一种高性能电源模块 |
| WO2020141944A1 (ko) * | 2019-01-04 | 2020-07-09 | 주식회사 엘지화학 | 배터리 전류 측정 장치 및 방법 |
-
1999
- 1999-12-08 JP JP34833099A patent/JP4136237B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| CN107070260B (zh) * | 2016-11-28 | 2023-10-20 | 中核核电运行管理有限公司 | 一种高性能电源模块 |
| WO2020141944A1 (ko) * | 2019-01-04 | 2020-07-09 | 주식회사 엘지화학 | 배터리 전류 측정 장치 및 방법 |
| US11835585B2 (en) | 2019-01-04 | 2023-12-05 | Lg Energy Solution, Ltd. | Battery current measuring device and method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP4136237B2 (ja) | 2008-08-20 |
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