JP2001157447A - 複共振フォワード形コンバータ - Google Patents
複共振フォワード形コンバータInfo
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Abstract
(57)【要約】
【課題】構成を複雑化することなしに、簡単な構成でソ
フトスイッチングと力率改善とを両立させることのでき
る複共振フォワード形コンバータを提供すること。 【解決手段】従来のフォワードＡＣ/ ＤＣコンバータの
回路構成を基本とし、その入力側に共振用のインダクタ
ＬR およびコンデンサＣR を付加接続する。１端が共通
接続された第１、第２巻線と第３巻線とを有するトラン
スと、前記第１、第３巻線の１端を直流電源の１極に接
続する共振インダクタおよび前記直流電源の他極に接続
する共振コンデンサと、前記直流電源の他極から前記第
３巻線の他端子に順方向になるように接続された帰還ダ
イオードとを具備する。前記共振インダクタを第３巻線
（リセット巻線）で兼用し、帰還ダイオードを省略して
も良い。
フトスイッチングと力率改善とを両立させることのでき
る複共振フォワード形コンバータを提供すること。 【解決手段】従来のフォワードＡＣ/ ＤＣコンバータの
回路構成を基本とし、その入力側に共振用のインダクタ
ＬR およびコンデンサＣR を付加接続する。１端が共通
接続された第１、第２巻線と第３巻線とを有するトラン
スと、前記第１、第３巻線の１端を直流電源の１極に接
続する共振インダクタおよび前記直流電源の他極に接続
する共振コンデンサと、前記直流電源の他極から前記第
３巻線の他端子に順方向になるように接続された帰還ダ
イオードとを具備する。前記共振インダクタを第３巻線
（リセット巻線）で兼用し、帰還ダイオードを省略して
も良い。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はフォワード形コンバ
ータに関し、特に複共振方式の採用によってソフトスイ
ッチングを実現したフォワード形ＤＣ／ＤＣおよびＡＣ
／ＤＣコンバータに関する。
ータに関し、特に複共振方式の採用によってソフトスイ
ッチングを実現したフォワード形ＤＣ／ＤＣおよびＡＣ
／ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、ソフトスイッチングを実現し
てスイッチング損失を低減するために、種々の形式のフ
ォワード形ＤＣ／ＤＣおよびＡＣ／ＤＣコンバータが提
案されている（例えば、特開平１０−１０８４５８号公
報、特開平７−９５７６７号公報、実開昭６０−１４４
７８８号公報など）。
てスイッチング損失を低減するために、種々の形式のフ
ォワード形ＤＣ／ＤＣおよびＡＣ／ＤＣコンバータが提
案されている（例えば、特開平１０−１０８４５８号公
報、特開平７−９５７６７号公報、実開昭６０−１４４
７８８号公報など）。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】従来提案されているフ
ォワード形コンバータをそのままＡＣ／ＤＣコンバータ
に用いた場合は、力率の改善が十分でなく、しかも簡単
な構成でソフトスイッチングと高力率を両立させるのが
難しいという問題があった。
ォワード形コンバータをそのままＡＣ／ＤＣコンバータ
に用いた場合は、力率の改善が十分でなく、しかも簡単
な構成でソフトスイッチングと高力率を両立させるのが
難しいという問題があった。
【０００４】本発明の目的は、構成を複雑化することな
しに、簡単な構成でソフトスイッチングと力率改善とを
両立させることのできる複共振フォワード形コンバータ
を提供することにある。
しに、簡単な構成でソフトスイッチングと力率改善とを
両立させることのできる複共振フォワード形コンバータ
を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の複共振フォワー
ド形コンバータは、それぞれの１端子同士が接続された
第１および第３巻線、ならびに第２巻線を有するトラン
スと、前記第１巻線の他端子と直流電源の他極との間に
接続された主スイッチと、前記第２巻線の１端子に接続
された出力ダイオードおよび、前記出力ダイオードの出
力側端子と前記第２巻線の他端子間に直列接続された出
力リアクトルおよびコンデンサと、前記第２巻線の他端
子から前記出力ダイオードの出力側端子に順方向になる
ように接続された環流ダイオードと、前記第１および第
３巻線の１端子を、直流電源の１極に接続する共振イン
ダクタおよび前記直流電源の他極に接続する共振コンデ
ンサと、前記直流電源の他極から前記第３巻線の他端子
に順方向になるように接続された帰還ダイオードとを具
備し、前記出力ダイオードは、前記主スイッチが導通す
るとき導通する極性に接続されたことを特徴とする。
ド形コンバータは、それぞれの１端子同士が接続された
第１および第３巻線、ならびに第２巻線を有するトラン
スと、前記第１巻線の他端子と直流電源の他極との間に
接続された主スイッチと、前記第２巻線の１端子に接続
された出力ダイオードおよび、前記出力ダイオードの出
力側端子と前記第２巻線の他端子間に直列接続された出
力リアクトルおよびコンデンサと、前記第２巻線の他端
子から前記出力ダイオードの出力側端子に順方向になる
ように接続された環流ダイオードと、前記第１および第
３巻線の１端子を、直流電源の１極に接続する共振イン
ダクタおよび前記直流電源の他極に接続する共振コンデ
ンサと、前記直流電源の他極から前記第３巻線の他端子
に順方向になるように接続された帰還ダイオードとを具
備し、前記出力ダイオードは、前記主スイッチが導通す
るとき導通する極性に接続されたことを特徴とする。
【０００６】また本発明の複共振フォワード形コンバー
タは、それぞれの１端子同士が接続された第１および第
３巻線、ならびに第２巻線を有し、前記第３巻線の他端
子は直流電源の１極に接続されたトランスと、前記第１
巻線の他端子と前記直流電源の他極との間に接続された
主スイッチと、前記第２巻線の１端子に接続された出力
ダイオードおよび、前記出力ダイオードの出力側端子と
前記第２巻線の他端子間に直列接続された出力リアクト
ルおよびコンデンサと、前記第２巻線の他端子から前記
出力ダイオードの出力側端子に順方向になるように接続
された環流ダイオードと、前記第１および第３巻線の１
端子と、前記直流電源の他極との間に接続された共振コ
ンデンサとを具備し、前記出力ダイオードは、前記主ス
イッチが導通するとき導通する極性に接続された点に特
徴がある。
タは、それぞれの１端子同士が接続された第１および第
３巻線、ならびに第２巻線を有し、前記第３巻線の他端
子は直流電源の１極に接続されたトランスと、前記第１
巻線の他端子と前記直流電源の他極との間に接続された
主スイッチと、前記第２巻線の１端子に接続された出力
ダイオードおよび、前記出力ダイオードの出力側端子と
前記第２巻線の他端子間に直列接続された出力リアクト
ルおよびコンデンサと、前記第２巻線の他端子から前記
出力ダイオードの出力側端子に順方向になるように接続
された環流ダイオードと、前記第１および第３巻線の１
端子と、前記直流電源の他極との間に接続された共振コ
ンデンサとを具備し、前記出力ダイオードは、前記主ス
イッチが導通するとき導通する極性に接続された点に特
徴がある。
【０００７】本発明は、コンバ−タの入力段に共振イン
ダクタＬR と共振コンデンサＣR を接続し、複共振によ
り高力率とソフトスイッチングを達成している。即ち、
主スイッチのオン時とオフ時で、共振周波数がそれぞれ
異なり、オン時には電流共振、オフ時には電圧共振が起
こり、前記共振コンデンサＣR はスイッチング周波数毎
に、その端子電圧がゼロになるまで放電するため、電源
電流ｉi がスイッチング周期ごとに流れて高力率が達成
される。
ダクタＬR と共振コンデンサＣR を接続し、複共振によ
り高力率とソフトスイッチングを達成している。即ち、
主スイッチのオン時とオフ時で、共振周波数がそれぞれ
異なり、オン時には電流共振、オフ時には電圧共振が起
こり、前記共振コンデンサＣR はスイッチング周波数毎
に、その端子電圧がゼロになるまで放電するため、電源
電流ｉi がスイッチング周期ごとに流れて高力率が達成
される。
【０００８】この場合、不連続モード(DCM) 動作時に
は、主スイッチＱ1 のオン、オフ時ともソフトスイッチ
ングが実現される。一方、連続モード(CCM) 動作時で
は、オフ時にソフトスイッチングが実現されるが、オン
時にはソフトスイッチングは達成されない。しかし、上
記の理由で、スイッチング周期ごとに電流ｉi が流れる
ために、通常のＣＣＭフォワードＡＣ/ ＤＣコンバータ
に比べ力率は大きく改善される。
は、主スイッチＱ1 のオン、オフ時ともソフトスイッチ
ングが実現される。一方、連続モード(CCM) 動作時で
は、オフ時にソフトスイッチングが実現されるが、オン
時にはソフトスイッチングは達成されない。しかし、上
記の理由で、スイッチング周期ごとに電流ｉi が流れる
ために、通常のＣＣＭフォワードＡＣ/ ＤＣコンバータ
に比べ力率は大きく改善される。
【０００９】
【発明の実施の形態】本発明の複共振フォワード形コン
バータをＡＣ/ ＤＣコンバータに適用した場合の実施例
回路を図1 に示す。この回路構成はフォワードＡＣ/ Ｄ
Ｃコンバータを基本とし、その入力側に共振用のインダ
クタＬR およびコンデンサＣR を付加接続したものであ
る。
バータをＡＣ/ ＤＣコンバータに適用した場合の実施例
回路を図1 に示す。この回路構成はフォワードＡＣ/ Ｄ
Ｃコンバータを基本とし、その入力側に共振用のインダ
クタＬR およびコンデンサＣR を付加接続したものであ
る。
【００１０】主スイッチＱ１は予め設定された時比率Ｄ
で駆動される。Ｑ１のオン時には、共振用コンデンサＣ
R と出力リアクトルＬとトランスＴR の励磁インダクタ
ンスＬM とが電流共振して主スイッチＱ１を流れる電流
が０から立ち上がる。一方、主スイッチＱ１のオフ時に
は前記ＣR とＬM および共振インダクタＬR とが電圧共
振して主スイッチＱ１の端子間電圧が０から立ち上が
る。その結果、出力リアクトルＬの電流の遮断期間があ
る不連続モードでは、主スイッチＱ１のオン時およびオ
フ時の両方でソフトスイッチングが実現される。
で駆動される。Ｑ１のオン時には、共振用コンデンサＣ
R と出力リアクトルＬとトランスＴR の励磁インダクタ
ンスＬM とが電流共振して主スイッチＱ１を流れる電流
が０から立ち上がる。一方、主スイッチＱ１のオフ時に
は前記ＣR とＬM および共振インダクタＬR とが電圧共
振して主スイッチＱ１の端子間電圧が０から立ち上が
る。その結果、出力リアクトルＬの電流の遮断期間があ
る不連続モードでは、主スイッチＱ１のオン時およびオ
フ時の両方でソフトスイッチングが実現される。
【００１１】なお、出力リアクトルＬの電流の遮断期間
のない連続モードでは、主スイッチＱ１のオフ時にはソ
フトスイッチングが実現されるが、そのオン時には、出
力リアクトルＬを流れる出力電流ｉL がゼロにならない
ため、主スイッチＱ１を流れる電流も０にならず、ソフ
トスイッチングは実現されない。しかし、いずれの場合
でも通常のフォワード形ＡＣ／ＤＣコンバータと比べる
と、スイッチング周期毎にコンデンサＣR が完全に充放
電を繰り返し、充電電流が電源ｅｉから供給されるため
高力率を達成することができる。
のない連続モードでは、主スイッチＱ１のオフ時にはソ
フトスイッチングが実現されるが、そのオン時には、出
力リアクトルＬを流れる出力電流ｉL がゼロにならない
ため、主スイッチＱ１を流れる電流も０にならず、ソフ
トスイッチングは実現されない。しかし、いずれの場合
でも通常のフォワード形ＡＣ／ＤＣコンバータと比べる
と、スイッチング周期毎にコンデンサＣR が完全に充放
電を繰り返し、充電電流が電源ｅｉから供給されるため
高力率を達成することができる。
【００１２】図２，３は不連続モード動作時における図
１の回路各部の電流と電圧波形及び動作状態とその発生
期間を示している。図２は交流入力電圧ｅｉに対する各
部の電圧、電流波形をそれぞれ示す。図３は図２の波形
の時間軸（横軸）を拡大したもので、スイッチングの１
周期ＴC に対する各部の波形をそれぞれ示す。なお、交
流電流ｉi と入力電流ｉＬR の大きさ（縦軸）は、動作
を理解しやすいように、他の波形と比べ拡大されてい
る。
１の回路各部の電流と電圧波形及び動作状態とその発生
期間を示している。図２は交流入力電圧ｅｉに対する各
部の電圧、電流波形をそれぞれ示す。図３は図２の波形
の時間軸（横軸）を拡大したもので、スイッチングの１
周期ＴC に対する各部の波形をそれぞれ示す。なお、交
流電流ｉi と入力電流ｉＬR の大きさ（縦軸）は、動作
を理解しやすいように、他の波形と比べ拡大されてい
る。
【００１３】図１の回路では、図２に示すように２つの
動作モードが発生する。即ち、トランスＴR の一次側に
換算した出力電圧（Ｎ１／Ｎ２）ν0 （以下、「換算出
力電圧」という）よりも共振コンデンサＣR の端子電圧
ＶCR（以下、「入力電圧」という）の方が小さい、すな
わち（Ｎ１／Ｎ２）ν0 ＞ＶCRの場合のモードＡと、そ
の大小関係が反対になり、（Ｎ１／Ｎ２）ν0 ＜ＶCRの
場合のモードＢである。
動作モードが発生する。即ち、トランスＴR の一次側に
換算した出力電圧（Ｎ１／Ｎ２）ν0 （以下、「換算出
力電圧」という）よりも共振コンデンサＣR の端子電圧
ＶCR（以下、「入力電圧」という）の方が小さい、すな
わち（Ｎ１／Ｎ２）ν0 ＞ＶCRの場合のモードＡと、そ
の大小関係が反対になり、（Ｎ１／Ｎ２）ν0 ＜ＶCRの
場合のモードＢである。
【００１４】モードＡでは、入力電圧ＶCRが換算出力電
圧（Ｎ１／Ｎ２）ν0 よりも低いので、入力側から出力
側へのエネルギ伝達が行われず、リアクトル（出力）電
流ｉL は流れない。しかし本発明の回路では、インダク
タＬR および励磁インダクタンスＬM とコンデンサＣR
との共振のため入力電圧ＶCRが高くなり、このモードＡ
の期間が通常のフォワードＡＣ／ＤＣコンバータと比べ
て短くなるので、力率が高くなる。
圧（Ｎ１／Ｎ２）ν0 よりも低いので、入力側から出力
側へのエネルギ伝達が行われず、リアクトル（出力）電
流ｉL は流れない。しかし本発明の回路では、インダク
タＬR および励磁インダクタンスＬM とコンデンサＣR
との共振のため入力電圧ＶCRが高くなり、このモードＡ
の期間が通常のフォワードＡＣ／ＤＣコンバータと比べ
て短くなるので、力率が高くなる。
【００１５】一方、モードＢでは、ダイオードの特性を
理想的とし、トランスＴR を密結合とすれば、図３の波
形図及び図４（Ａ）〜（Ｄ）の等価回路図に示す４つの
動作状態ａ〜ｄが発生する。以下それぞれの状態ａ〜ｄ
について詳細に説明する。
理想的とし、トランスＴR を密結合とすれば、図３の波
形図及び図４（Ａ）〜（Ｄ）の等価回路図に示す４つの
動作状態ａ〜ｄが発生する。以下それぞれの状態ａ〜ｄ
について詳細に説明する。
【００１６】状態Ｉでは、時刻ｔ１に主スイッチＱ１が
オンにされ、出力側のダイオードＤ2 がオンとなる。後
述するように、インダクタＬR とコンデンサＣR の共振
によって電源電圧ｅｉより入力電圧ＶＣR の方が高くな
っており、全波整流ダイオードＲＥＣが逆バイアスされ
るため入力電流ｉL R は流れない。コンデンサＣR に蓄
積されたエネルギは、励磁インダクタンスＬM および出
力リアクトルＬの並列インダクタンスと共振コンデンサ
ＣR との電流共振によって、出力側へ転送される。
オンにされ、出力側のダイオードＤ2 がオンとなる。後
述するように、インダクタＬR とコンデンサＣR の共振
によって電源電圧ｅｉより入力電圧ＶＣR の方が高くな
っており、全波整流ダイオードＲＥＣが逆バイアスされ
るため入力電流ｉL R は流れない。コンデンサＣR に蓄
積されたエネルギは、励磁インダクタンスＬM および出
力リアクトルＬの並列インダクタンスと共振コンデンサ
ＣR との電流共振によって、出力側へ転送される。
【００１７】このとき、主スイッチＱ１の電流ｉＤ１
がゼロから立ち上がるので、ソフトスイッチングが実現
される。なお、この場合の共振周波数は、コンデンサＣ
R が放電し終わってその端子電圧ＶCRが０になるタイミ
ング（時刻ｔ２）が、主スイッチＱ１のオフ・タイミン
グ（時刻ｔ３）より遅れないように選択されることが必
要である。この状態Ｉは、コンデンサＣR が放電してそ
の端子電圧、すなわち入力電圧ＶCRがゼロになった時刻
ｔ２に終了する（図３参照）。
がゼロから立ち上がるので、ソフトスイッチングが実現
される。なお、この場合の共振周波数は、コンデンサＣ
R が放電し終わってその端子電圧ＶCRが０になるタイミ
ング（時刻ｔ２）が、主スイッチＱ１のオフ・タイミン
グ（時刻ｔ３）より遅れないように選択されることが必
要である。この状態Ｉは、コンデンサＣR が放電してそ
の端子電圧、すなわち入力電圧ＶCRがゼロになった時刻
ｔ２に終了する（図３参照）。
【００１８】状態ｂでは、主スイッチＱ１及び環流ダイ
オードＤ3 がオンで、出力ダイオードＤ2 がオフにな
る。トランスＴR と帰還ダイオードＤF とで励磁インダ
クタンスＬM が短絡されるため、そこに蓄積された励磁
エネルギは電流ｉзとなって環流する。このときコンデ
ンサＣR は充電されず、入力電圧ＶCRは０を保持する。
したがって電源νＤからＬR を介して電流i ＬR が流れ
始め、共振インダクタＬR にエネルギが蓄積される。出
力側では出力リアクトルＬのエネルギがダイオードＤ3
を通って環流し、負荷Ｒへエネルギが供給される。この
状態ｂは主スイッチＱ１がオフになる時刻ｔ３に終了す
る（図３参照）。
オードＤ3 がオンで、出力ダイオードＤ2 がオフにな
る。トランスＴR と帰還ダイオードＤF とで励磁インダ
クタンスＬM が短絡されるため、そこに蓄積された励磁
エネルギは電流ｉзとなって環流する。このときコンデ
ンサＣR は充電されず、入力電圧ＶCRは０を保持する。
したがって電源νＤからＬR を介して電流i ＬR が流れ
始め、共振インダクタＬR にエネルギが蓄積される。出
力側では出力リアクトルＬのエネルギがダイオードＤ3
を通って環流し、負荷Ｒへエネルギが供給される。この
状態ｂは主スイッチＱ１がオフになる時刻ｔ３に終了す
る（図３参照）。
【００１９】状態ｃでは、時刻ｔ３に主スイッチＱ１が
オフになるので、ダイオードＤ2 がオフになり、環流ダ
イオードＤ3 はオン状態を維持する。共振インダクタＬ
R および励磁インダクタンスＬM の並列インダクタンス
とコンデンサＣR とが電圧共振を起こし、入力電圧ＶCR
および主スイッチＱ１の端子間電圧ＶDSがゼロより立ち
上がり、ソフトスイッチングが実現される。
オフになるので、ダイオードＤ2 がオフになり、環流ダ
イオードＤ3 はオン状態を維持する。共振インダクタＬ
R および励磁インダクタンスＬM の並列インダクタンス
とコンデンサＣR とが電圧共振を起こし、入力電圧ＶCR
および主スイッチＱ１の端子間電圧ＶDSがゼロより立ち
上がり、ソフトスイッチングが実現される。
【００２０】トランスＴR に蓄積された励磁エネルギは
三次巻線Ｎ3 および帰還ダイオードＤF を介してコンデ
ンサＣR を充電する。一方、電源νD からもインダクタ
ＬRを介して電流ｉLRが流れて共振コンデンサＣR を充
電する。なお、出力側は前の状態ｂと同じである。この
状態ｃはダイオードＤF を通る電流i3がゼロになった時
刻ｔ４に終了する（図３参照）。
三次巻線Ｎ3 および帰還ダイオードＤF を介してコンデ
ンサＣR を充電する。一方、電源νD からもインダクタ
ＬRを介して電流ｉLRが流れて共振コンデンサＣR を充
電する。なお、出力側は前の状態ｂと同じである。この
状態ｃはダイオードＤF を通る電流i3がゼロになった時
刻ｔ４に終了する（図３参照）。
【００２１】時刻ｔ４に始まる状態ｄでは、主スイッチ
Ｑ１及びダイオードＤ2 がオフで、ダイオードＤ3 がオ
ンである。インダクタＬR とコンデンサＣR が直列共振
し、電源νＤからの電流ｉLRでコンデンサＣR が充電さ
れる。充電が完了した時刻ｔ５で前記電流ｉLRが０にな
り、コンデンサＣR は電源電圧νＤより高い電圧ＶCRに
充電される。共振コンデンサＣR は、次に主スイッチＱ
１がオン（状態ａ）になる時刻ｔ６まで、その端子電圧
ＶCRを保持する。
Ｑ１及びダイオードＤ2 がオフで、ダイオードＤ3 がオ
ンである。インダクタＬR とコンデンサＣR が直列共振
し、電源νＤからの電流ｉLRでコンデンサＣR が充電さ
れる。充電が完了した時刻ｔ５で前記電流ｉLRが０にな
り、コンデンサＣR は電源電圧νＤより高い電圧ＶCRに
充電される。共振コンデンサＣR は、次に主スイッチＱ
１がオン（状態ａ）になる時刻ｔ６まで、その端子電圧
ＶCRを保持する。
【００２２】このとき、出力側は状態ｂ、ｃと同じであ
り、この間に出力リアクトルＬを流れる（出力）電流ｉ
L はゼロとなる。この状態ｄは主スイッチＱ１がオンに
なる時刻ｔ６に終了し、状態ａに戻る（図３参照）。
り、この間に出力リアクトルＬを流れる（出力）電流ｉ
L はゼロとなる。この状態ｄは主スイッチＱ１がオンに
なる時刻ｔ６に終了し、状態ａに戻る（図３参照）。
【００２３】上述のように、本発明によれば、主スイッ
チＱ１がオンになる時（時刻ｔ１）とオフになる時（時
刻ｔ３）のいずれにおいても、ソフトスイッチングが行
われる。また図３に示すように、共振コンデンサＣR の
端子電圧ＶCRがスイッチング周期ごとにゼロになり、入
力電流ｉLR（即ち電源電流ｉi ）は、電源電圧VDに比例
してスイッチング周期毎に流れるため、高力率が実現さ
れる。
チＱ１がオンになる時（時刻ｔ１）とオフになる時（時
刻ｔ３）のいずれにおいても、ソフトスイッチングが行
われる。また図３に示すように、共振コンデンサＣR の
端子電圧ＶCRがスイッチング周期ごとにゼロになり、入
力電流ｉLR（即ち電源電流ｉi ）は、電源電圧VDに比例
してスイッチング周期毎に流れるため、高力率が実現さ
れる。
【００２４】図５は本発明の複共振形フォワード形ＡＣ
／ＤＣコンバータと、共振用のインダクタＬR やコンデ
ンサＣR を有しない従来のフォワード形ＡＣ／ＤＣコン
バータの力率特性を示す図であり、同図（Ａ）は従来
形、（Ｂ）は本発明のコンバータの、出力電流に対する
力率特性を、時比率Ｄをパラメータとして示す実験例で
ある。
／ＤＣコンバータと、共振用のインダクタＬR やコンデ
ンサＣR を有しない従来のフォワード形ＡＣ／ＤＣコン
バータの力率特性を示す図であり、同図（Ａ）は従来
形、（Ｂ）は本発明のコンバータの、出力電流に対する
力率特性を、時比率Ｄをパラメータとして示す実験例で
ある。
【００２５】本発明の複共振形では、出力電流への依存
率が小さく、小出力電流領域でもほぼ９５％以上の力率
が得られ、また時比率Ｄが大きいほど高力率となってい
ることが分かる。これに対し、従来形では、複共振形と
比べ、出力電流及び時比率への力率の依存率が大きい。
すなわち従来型では、出力電流が大きく、時比率が小さ
いところでは９８％近い力率が得られるが、出力電流が
小さく、時比率Ｄが大きいところでは８３％と低くなる
ことが分かる。
率が小さく、小出力電流領域でもほぼ９５％以上の力率
が得られ、また時比率Ｄが大きいほど高力率となってい
ることが分かる。これに対し、従来形では、複共振形と
比べ、出力電流及び時比率への力率の依存率が大きい。
すなわち従来型では、出力電流が大きく、時比率が小さ
いところでは９８％近い力率が得られるが、出力電流が
小さく、時比率Ｄが大きいところでは８３％と低くなる
ことが分かる。
【００２６】また図示は省略するが、歪み率特性も、本
発明の複共振形では出力電流の上昇に伴って４０％近く
から５％前後まで低くなるのに対し、従来形では出力電
流の上昇に伴って７０％近くから１８％前後となり、複
共振形の方が従来形と比べて歪み率が低いことが確認さ
れた。従来形では交流電流ｉi （入力電流ｉLR）が流れ
ないゼロ期間が長いのに対し、本発明の複共振形では前
記ゼロ期間が短いために、前述のように力率が高く、歪
み率も小さくなっている。
発明の複共振形では出力電流の上昇に伴って４０％近く
から５％前後まで低くなるのに対し、従来形では出力電
流の上昇に伴って７０％近くから１８％前後となり、複
共振形の方が従来形と比べて歪み率が低いことが確認さ
れた。従来形では交流電流ｉi （入力電流ｉLR）が流れ
ないゼロ期間が長いのに対し、本発明の複共振形では前
記ゼロ期間が短いために、前述のように力率が高く、歪
み率も小さくなっている。
【００２７】図６は本発明の複共振フォワード形コンバ
ータの他の実施例を示す回路図である。同図において、
図１と同一の符号は同一または同等部分を表わす。図１
の回路との対比から明らかなように、この実施例は、図
１の複共振フォワード形コンバータの共振用インダクタ
ンスＬR を省略して第３巻線（リセット用巻線）Ｎ3で
兼用し、帰還ダイオードＤF を省略したものである。そ
の動作も図１の回路と共通するところが多いので、以下
では相違する部分を主に簡単に説明する。
ータの他の実施例を示す回路図である。同図において、
図１と同一の符号は同一または同等部分を表わす。図１
の回路との対比から明らかなように、この実施例は、図
１の複共振フォワード形コンバータの共振用インダクタ
ンスＬR を省略して第３巻線（リセット用巻線）Ｎ3で
兼用し、帰還ダイオードＤF を省略したものである。そ
の動作も図１の回路と共通するところが多いので、以下
では相違する部分を主に簡単に説明する。
【００２８】トランスＴR の一次側換算出力電圧が共振
コンデンサＣR の端子電圧よりも大きい動作モードＢ
（図２参照）では、図７に示す５つの動作状態ａ〜ｅが
発生する。図８の（Ａ）〜（Ｄ）は前記動作状態ａ〜ｄ
における等価回路である。なお以下においては、説明の
便宜上、トランスＴR の各巻線の巻数は全て等しく、Ｎ
1 ＝Ｎ2 ＝Ｎ3 と仮定する。
コンデンサＣR の端子電圧よりも大きい動作モードＢ
（図２参照）では、図７に示す５つの動作状態ａ〜ｅが
発生する。図８の（Ａ）〜（Ｄ）は前記動作状態ａ〜ｄ
における等価回路である。なお以下においては、説明の
便宜上、トランスＴR の各巻線の巻数は全て等しく、Ｎ
1 ＝Ｎ2 ＝Ｎ3 と仮定する。
【００２９】状態ａでは、主スイッチＱ1 がオンにさ
れ、出力ダイオードＤ2 もオンとなる。入力電圧νD よ
り共振コンデンサＣR の端子電圧νCRが高く、全波整流
ダイオードＲＥＣが逆バイアスされるため入力電流ｉ3
（図６参照）は流れない。共振コンデンサＣR に蓄積さ
れたエネルギ（電荷）は、トランスＴR を通して出力側
へ転送される。その際、主スイッチＱ1 の電流ｉD1は、
コンデンサＣR と励磁インダクタンスＬM 及び出力イン
ダクタＬ間で電流共振してゼロから立ち上がるので、ソ
フトスイッチングが実現される。この状態ａは、図７の
ように、コンデンサＣR の端子電圧νCRが換算出力電圧
（Ｎ１／Ｎ２）ν0 と等しくなったときに終了する。
れ、出力ダイオードＤ2 もオンとなる。入力電圧νD よ
り共振コンデンサＣR の端子電圧νCRが高く、全波整流
ダイオードＲＥＣが逆バイアスされるため入力電流ｉ3
（図６参照）は流れない。共振コンデンサＣR に蓄積さ
れたエネルギ（電荷）は、トランスＴR を通して出力側
へ転送される。その際、主スイッチＱ1 の電流ｉD1は、
コンデンサＣR と励磁インダクタンスＬM 及び出力イン
ダクタＬ間で電流共振してゼロから立ち上がるので、ソ
フトスイッチングが実現される。この状態ａは、図７の
ように、コンデンサＣR の端子電圧νCRが換算出力電圧
（Ｎ１／Ｎ２）ν0 と等しくなったときに終了する。
【００３０】状態ｂでは、主スイッチＱ1 とダイオード
Ｄ2 はオン状態を維持する。励磁インダクタンスＬM の
励磁エネルギ及び出力インダクタＬのエネルギは電源ν
D を通して環流する。このときは出力インダクタＬの電
流ｉL がほぼ一定であるため、コンデンサＣR の端子電
圧νCRは出力電圧ν0 とほぼ等しくなる。状態ｂになる
時点ｔ2 では、トランスの巻数比 (Ｎ1 ＋Ｎ3 ）／Ｎ2
が１から２に変化するため、前記電流ｉL に相応する一
次側電流はｉL ／２となる。この結果、一次側電流ｉD1
はｉDi＝ｉ3 ＝ｉLM＋ｉL ／２となり、図７の波形に示
すように時点ｔ2 でステップ状に減少する。この状態ｂ
は主スイッチＱ1 がオフになると終了する。
Ｄ2 はオン状態を維持する。励磁インダクタンスＬM の
励磁エネルギ及び出力インダクタＬのエネルギは電源ν
D を通して環流する。このときは出力インダクタＬの電
流ｉL がほぼ一定であるため、コンデンサＣR の端子電
圧νCRは出力電圧ν0 とほぼ等しくなる。状態ｂになる
時点ｔ2 では、トランスの巻数比 (Ｎ1 ＋Ｎ3 ）／Ｎ2
が１から２に変化するため、前記電流ｉL に相応する一
次側電流はｉL ／２となる。この結果、一次側電流ｉD1
はｉDi＝ｉ3 ＝ｉLM＋ｉL ／２となり、図７の波形に示
すように時点ｔ2 でステップ状に減少する。この状態ｂ
は主スイッチＱ1 がオフになると終了する。
【００３１】状態ｃでは主スイッチＱ1 が遮断され、前
記励磁エネルギは巻線Ｎ3 を介してコンデンサＣR に帰
還されてこれを充電する。また、前記電流ｉL に相応す
る一次側電流は、Ｎ2 ＝Ｎ3 のため状態ｂの場合に比べ
て増加し、入力電流ｉ3 すなわちコンデンサ電流ｉCRは
ｉLM＋ｉL となり、時点ｔ3 でステップ状に増加する。
一方、主スイッチＱ1 の電圧νDSは、コンデンサＣR と
励磁インダクタンスＬM および出力インダクタＬとで電
圧共振してゼロから立ち上がり、ソフトスイッチングが
実現される。この状態ｃは、巻線Ｎ1 の電圧νＮ1 が０
となり、Ｄ2 がオフにされて終了する。
記励磁エネルギは巻線Ｎ3 を介してコンデンサＣR に帰
還されてこれを充電する。また、前記電流ｉL に相応す
る一次側電流は、Ｎ2 ＝Ｎ3 のため状態ｂの場合に比べ
て増加し、入力電流ｉ3 すなわちコンデンサ電流ｉCRは
ｉLM＋ｉL となり、時点ｔ3 でステップ状に増加する。
一方、主スイッチＱ1 の電圧νDSは、コンデンサＣR と
励磁インダクタンスＬM および出力インダクタＬとで電
圧共振してゼロから立ち上がり、ソフトスイッチングが
実現される。この状態ｃは、巻線Ｎ1 の電圧νＮ1 が０
となり、Ｄ2 がオフにされて終了する。
【００３２】状態ｄでは、主スイッチＱ1 および出力ダ
イオードＤ2 は共にオフであり、環流ダイオードＤ3 が
オンとなる。トランスＴR に蓄えられた励磁エネルギ
が、第３巻線Ｎ3 を介して励磁インダクタンスＬM と共
振コンデンサＣR 間で共振しながらコンデンサＣR を充
電し、トランスＴR はリセットされる。前記励磁エネル
ギが０となったとき、即ち励磁インダクタンスＬM およ
び共振コンデンサＣR の電流が共に０となったときに、
この状態ｄは終了する。
イオードＤ2 は共にオフであり、環流ダイオードＤ3 が
オンとなる。トランスＴR に蓄えられた励磁エネルギ
が、第３巻線Ｎ3 を介して励磁インダクタンスＬM と共
振コンデンサＣR 間で共振しながらコンデンサＣR を充
電し、トランスＴR はリセットされる。前記励磁エネル
ギが０となったとき、即ち励磁インダクタンスＬM およ
び共振コンデンサＣR の電流が共に０となったときに、
この状態ｄは終了する。
【００３３】この間、負荷側では、出力インダクタＬの
エネルギが環流ダイオードＤ3 を通して環流するが、こ
のエネルギは、状態ｄが終了する時点ｔ5 よりも前の時
点ｔ41でゼロとなる。この時点以後の負荷Ｒへのエネル
ギ供給は、出カコンデンサＣのみから行なわれる。
エネルギが環流ダイオードＤ3 を通して環流するが、こ
のエネルギは、状態ｄが終了する時点ｔ5 よりも前の時
点ｔ41でゼロとなる。この時点以後の負荷Ｒへのエネル
ギ供給は、出カコンデンサＣのみから行なわれる。
【００３４】状態ｅにおける等価回路は図８には示して
いないが、全てのスイッチ素子がオフであり、出力コン
デンサＣから負荷Ｒにエネルギが供給され続ける。この
間、主スイッチＱ1 の電圧νDSは共振コンデンサＣR の
電圧νCRに等しく、共にピーク電圧を保持する。この関
係は、時刻ｔ6 で次に主スイッチＱ1 がオンにされて状
態ａが始まるまで維持される。
いないが、全てのスイッチ素子がオフであり、出力コン
デンサＣから負荷Ｒにエネルギが供給され続ける。この
間、主スイッチＱ1 の電圧νDSは共振コンデンサＣR の
電圧νCRに等しく、共にピーク電圧を保持する。この関
係は、時刻ｔ6 で次に主スイッチＱ1 がオンにされて状
態ａが始まるまで維持される。
【００３５】以上の説明からもわかるように、この実施
例でソフトスイッチングが実現されるには、主スイッチ
Ｑ1 が遮断される前にコンデンサＣR の電荷が放電し、
その端子電圧νCRが換算出力電圧（Ｎ１／Ｎ２）ν0 と
等しくなる必要がある。したがって、主スイッチＱ1 の
スイッチング周期Ｔc （図７参照）に対するスイッチＱ
1 のオン期間の比である時比率の最小値Ｄmin は、先の
実施例の場合と同様に、状態ａでの共振周期で決まる。
また、主スイッチＱ1 がオンになるまでに、励磁インダ
クタンスの電流がゼロになっている（即ち、トランスＴ
R のリセットが完了される）必要があり、この条件から
主スイッチＱ1 の最大時比率Ｄmax が決まる。
例でソフトスイッチングが実現されるには、主スイッチ
Ｑ1 が遮断される前にコンデンサＣR の電荷が放電し、
その端子電圧νCRが換算出力電圧（Ｎ１／Ｎ２）ν0 と
等しくなる必要がある。したがって、主スイッチＱ1 の
スイッチング周期Ｔc （図７参照）に対するスイッチＱ
1 のオン期間の比である時比率の最小値Ｄmin は、先の
実施例の場合と同様に、状態ａでの共振周期で決まる。
また、主スイッチＱ1 がオンになるまでに、励磁インダ
クタンスの電流がゼロになっている（即ち、トランスＴ
R のリセットが完了される）必要があり、この条件から
主スイッチＱ1 の最大時比率Ｄmax が決まる。
【００３６】図６の実施例でも、先に述べた図１に場合
と同様に、高い力率と小さい歪み率を実現することがで
きることは容易に理解されるであろう。
と同様に、高い力率と小さい歪み率を実現することがで
きることは容易に理解されるであろう。
【００３７】以上では本発明の各実施例回路を不連続モ
ードで動作した場合について述べたが、これらの回路は
連続モードで動作させることもできる。連続モードで
は、主スイッチＱ１がオフになるときはゼロ電圧スイッ
チングが行われるが、主スイッチＱ１がオンになるとき
は、リアクトル電流ｉL の連続性（状態ｄの末期に０に
ならない）のために、ドレイン電流ｉD1がゼロから立ち
上がらず、ソフトスイッチングは実現されない。しかし
この場合も、基本的には同じ動作状態を繰り返し、高力
率が達成される。
ードで動作した場合について述べたが、これらの回路は
連続モードで動作させることもできる。連続モードで
は、主スイッチＱ１がオフになるときはゼロ電圧スイッ
チングが行われるが、主スイッチＱ１がオンになるとき
は、リアクトル電流ｉL の連続性（状態ｄの末期に０に
ならない）のために、ドレイン電流ｉD1がゼロから立ち
上がらず、ソフトスイッチングは実現されない。しかし
この場合も、基本的には同じ動作状態を繰り返し、高力
率が達成される。
【００３８】この対策としては、図１や図６において、
環流ダイオードＤ3 の上側端子と出力リアクトルＬとの
接続点、および環流ダイオードＤ3 の下側端子と出力コ
ンデンサＣとの接続点よりもトランスＴＲの巻線Ｎ2 の
側に、出力ダイオードＤ2 と直列に過飽和リアクトル
（図示せず）を接続する。このようにすれば、主スイッ
チＱ１がオンになる瞬間にダイオードＤ2 に流れる電流
を阻止して２次巻線Ｎ2を開放状態にし、ソフトスイッ
チングを実現することができる。
環流ダイオードＤ3 の上側端子と出力リアクトルＬとの
接続点、および環流ダイオードＤ3 の下側端子と出力コ
ンデンサＣとの接続点よりもトランスＴＲの巻線Ｎ2 の
側に、出力ダイオードＤ2 と直列に過飽和リアクトル
（図示せず）を接続する。このようにすれば、主スイッ
チＱ１がオンになる瞬間にダイオードＤ2 に流れる電流
を阻止して２次巻線Ｎ2を開放状態にし、ソフトスイッ
チングを実現することができる。
【００３９】また以上では、交流入力を全波整流した直
流電源を使用するＡＣ／ＤＣコンバータの例について述
べたが、バッテリなどの直流電源を使用するＤＣ／ＤＣ
コンバータや、さらに前記直流電源に逆流阻止ダイオー
ドを直列接続したＤＣ／ＤＣコンバータに、本発明を同
様に適用できることは明らかである。
流電源を使用するＡＣ／ＤＣコンバータの例について述
べたが、バッテリなどの直流電源を使用するＤＣ／ＤＣ
コンバータや、さらに前記直流電源に逆流阻止ダイオー
ドを直列接続したＤＣ／ＤＣコンバータに、本発明を同
様に適用できることは明らかである。
【００４０】
【発明の効果】本発明によれば、従来のフォワードコン
バータと比べて高力率で、しかも主スイッチＱｌのオン
時には電流共振、オフ時には電圧共振が起こり、不連続
動作モードでは、オン時およびオフ時の両方でソフトス
イッチングが実現される。したがって、力率改善とスイ
ッチング損失低減を両立させることができる。また連続
動作モードにおいても、主スイッチオフ時のソフトスイ
ッチングと力率改善とを両立させることができる。さら
に、トランス２次側の出力ダイオードに直列に可飽和リ
アクトルを挿入すれば、主スイッチのオン時にもソフト
スイッチングを実現することができる。
バータと比べて高力率で、しかも主スイッチＱｌのオン
時には電流共振、オフ時には電圧共振が起こり、不連続
動作モードでは、オン時およびオフ時の両方でソフトス
イッチングが実現される。したがって、力率改善とスイ
ッチング損失低減を両立させることができる。また連続
動作モードにおいても、主スイッチオフ時のソフトスイ
ッチングと力率改善とを両立させることができる。さら
に、トランス２次側の出力ダイオードに直列に可飽和リ
アクトルを挿入すれば、主スイッチのオン時にもソフト
スイッチングを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の１実施例の回路図である。
【図２】図１の回路の不連続モード動作時における、交
流入力電圧ｅｉに対する回路各部の電流と電圧波形を示
す図である。
流入力電圧ｅｉに対する回路各部の電流と電圧波形を示
す図である。
【図３】図２の波形の時間軸（横軸）を拡大し、スイッ
チングの１周期ＴCに対する各部の波形をそれぞれ示す
図である。
チングの１周期ＴCに対する各部の波形をそれぞれ示す
図である。
【図４】図３の状態ａ〜ｄにおける図１の回路の等価回
路を示す図である。
路を示す図である。
【図５】図１の実施例回路と、従来のフォワード形ＡＣ
／ＤＣコンバータの力率特性を、時比率Ｄをパラメータ
として示す図であり、同図（Ａ）は従来形、（Ｂ）は本
発明の１実施例の実験例である。
／ＤＣコンバータの力率特性を、時比率Ｄをパラメータ
として示す図であり、同図（Ａ）は従来形、（Ｂ）は本
発明の１実施例の実験例である。
【図６】本発明の他の実施例の回路図である。
【図７】図６の実施例の、スイッチングの１周期ＴC に
対する各部の波形をそれぞれ示す図である。
対する各部の波形をそれぞれ示す図である。
【図８】図７の状態ａ〜ｄにおける図１の回路の等価回
路を示す図である。
路を示す図である。
Ｃ…出力コンデンサ、 ＣR …共振コンデンサ、 ＤF
…帰還ダイオード、Ｄ2 …出力ダイオード、 Ｄ3 …環
流ダイオード、 Ｌ…出力インダクタンス、 ＬR …共
振インダクタ、 Ｎ1 〜Ｎ3 …トランスの第１〜第３巻
線、 Ｑ1…主スイッチ、 ＴR …トランス
…帰還ダイオード、Ｄ2 …出力ダイオード、 Ｄ3 …環
流ダイオード、 Ｌ…出力インダクタンス、 ＬR …共
振インダクタ、 Ｎ1 〜Ｎ3 …トランスの第１〜第３巻
線、 Ｑ1…主スイッチ、 ＴR …トランス
【手続補正書】
【提出日】平成１２年７月１４日（２０００．７．１
４）
４）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
【請求項４】前記直流電源は交流電源を整流して得られ
ることを特徴とする請求項１に記載の複共振フォワード
形コンバータ。
ることを特徴とする請求項１に記載の複共振フォワード
形コンバータ。
【請求項５】電流の逆流を防止するダイオードが交流電
源を整流して前記直流電源を提供することを特徴とする
請求項２に記載の複共振フォワード形コンバータ。
源を整流して前記直流電源を提供することを特徴とする
請求項２に記載の複共振フォワード形コンバータ。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００５
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の複共振フォワー
ド形コンバータは、それぞれの１端子同士が接続された
第１および第３巻線、ならびに第２巻線を有するトラン
スと、前記第１巻線の他端子と直流電源の他極との間に
接続された主スイッチと、前記第２巻線の１端子に接続
された出力ダイオードおよび、前記出力ダイオードの出
力側端子と前記第２巻線の他端子間に直列接続された出
力リアクトルおよびコンデンサと、前記第２巻線の他端
子から前記出力ダイオードの出力側端子に順方向になる
ように接続された環流ダイオードと、前記第１および第
３巻線の１端子を、直流電源の１極に接続する共振イン
ダクタおよび前記直流電源の他極に接続する共振コンデ
ンサと、前記直流電源の他極から前記第３巻線の他端子
に順方向になるように接続された帰還ダイオードとを具
備し、前記出力ダイオードは、前記主スイッチが導通す
るとき導通する極性に接続され、また前記主スイッチの
遮断期間に前記共振コンデンサに蓄積されたエネルギ
が、前記主スイッチの導通時に前記第１巻線を介して放
出され、出力側へのエネルギ伝達が行なわれることを特
徴とする。
ド形コンバータは、それぞれの１端子同士が接続された
第１および第３巻線、ならびに第２巻線を有するトラン
スと、前記第１巻線の他端子と直流電源の他極との間に
接続された主スイッチと、前記第２巻線の１端子に接続
された出力ダイオードおよび、前記出力ダイオードの出
力側端子と前記第２巻線の他端子間に直列接続された出
力リアクトルおよびコンデンサと、前記第２巻線の他端
子から前記出力ダイオードの出力側端子に順方向になる
ように接続された環流ダイオードと、前記第１および第
３巻線の１端子を、直流電源の１極に接続する共振イン
ダクタおよび前記直流電源の他極に接続する共振コンデ
ンサと、前記直流電源の他極から前記第３巻線の他端子
に順方向になるように接続された帰還ダイオードとを具
備し、前記出力ダイオードは、前記主スイッチが導通す
るとき導通する極性に接続され、また前記主スイッチの
遮断期間に前記共振コンデンサに蓄積されたエネルギ
が、前記主スイッチの導通時に前記第１巻線を介して放
出され、出力側へのエネルギ伝達が行なわれることを特
徴とする。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００６
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００６】また本発明の複共振フォワード形コンバー
タは、それぞれの１端子同士が接続された第１および第
３巻線、ならびに第２巻線を有し、前記第３巻線の他端
子は直流電源の１極に接続されたトランスと、前記第１
巻線の他端子と前記直流電源の他極との間に接続された
主スイッチと、前記第２巻線の１端子に接続された出力
ダイオードおよび、前記出力ダイオードの出力側端子と
前記第２巻線の他端子間に直列接続された出力リアクト
ルおよびコンデンサと、前記第２巻線の他端子から前記
出力ダイオードの出力側端子に順方向になるように接続
された環流ダイオードと、前記第１および第３巻線の１
端子と、前記直流電源の他極との間に接続された共振コ
ンデンサとを具備し、前記出力ダイオードは、前記主ス
イッチが導通するとき導通する極性に接続され、また前
記主スイッチの遮断期間に前記共振コンデンサに蓄積さ
れたエネルギが、前記主スイッチの導通時に前記第１巻
線を介して放出され、出力側へのエネルギ伝達が行なわ
れる点に特徴がある。
タは、それぞれの１端子同士が接続された第１および第
３巻線、ならびに第２巻線を有し、前記第３巻線の他端
子は直流電源の１極に接続されたトランスと、前記第１
巻線の他端子と前記直流電源の他極との間に接続された
主スイッチと、前記第２巻線の１端子に接続された出力
ダイオードおよび、前記出力ダイオードの出力側端子と
前記第２巻線の他端子間に直列接続された出力リアクト
ルおよびコンデンサと、前記第２巻線の他端子から前記
出力ダイオードの出力側端子に順方向になるように接続
された環流ダイオードと、前記第１および第３巻線の１
端子と、前記直流電源の他極との間に接続された共振コ
ンデンサとを具備し、前記出力ダイオードは、前記主ス
イッチが導通するとき導通する極性に接続され、また前
記主スイッチの遮断期間に前記共振コンデンサに蓄積さ
れたエネルギが、前記主スイッチの導通時に前記第１巻
線を介して放出され、出力側へのエネルギ伝達が行なわ
れる点に特徴がある。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１６
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１６】状態ａでは、時刻ｔ１に主スイッチＱ１が
オンにされ、出力側のダイオードＤ2 がオンとなる。後
述するように、インダクタＬR とコンデンサＣR の共振
によって電源電圧ｅｉより入力電圧ＶＣR の方が高くな
っており、全波整流ダイオードＲＥＣが逆バイアスされ
るため入力電流ｉL R は流れない。コンデンサＣR に蓄
積されたエネルギは、励磁インダクタンスＬM および出
力リアクトルＬの並列インダクタンスと共振コンデンサ
ＣR との電流共振によって、出力側へ転送される。
オンにされ、出力側のダイオードＤ2 がオンとなる。後
述するように、インダクタＬR とコンデンサＣR の共振
によって電源電圧ｅｉより入力電圧ＶＣR の方が高くな
っており、全波整流ダイオードＲＥＣが逆バイアスされ
るため入力電流ｉL R は流れない。コンデンサＣR に蓄
積されたエネルギは、励磁インダクタンスＬM および出
力リアクトルＬの並列インダクタンスと共振コンデンサ
ＣR との電流共振によって、出力側へ転送される。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１７
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１７】このとき、主スイッチＱ１の電流ｉＤ１
がゼロから立ち上がるので、ソフトスイッチングが実現
される。なお、この場合の共振周波数は、コンデンサＣ
R が放電し終わってその端子電圧ＶCRが０になるタイミ
ング（時刻ｔ２）が、主スイッチＱ１のオフ・タイミン
グ（時刻ｔ３）より遅れないように選択されることが必
要である。この状態ａは、コンデンサＣR が放電してそ
の端子電圧、すなわち入力電圧ＶCRがゼロになった時刻
ｔ２に終了する（図３参照）。 ─────────────────────────────────────────────────────
がゼロから立ち上がるので、ソフトスイッチングが実現
される。なお、この場合の共振周波数は、コンデンサＣ
R が放電し終わってその端子電圧ＶCRが０になるタイミ
ング（時刻ｔ２）が、主スイッチＱ１のオフ・タイミン
グ（時刻ｔ３）より遅れないように選択されることが必
要である。この状態ａは、コンデンサＣR が放電してそ
の端子電圧、すなわち入力電圧ＶCRがゼロになった時刻
ｔ２に終了する（図３参照）。 ─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１２年１１月９日（２０００．１１．
９）
９）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００５
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の複共振フォワー
ド形コンバータは、それぞれの１端子同士が接続された
第１および第３巻線、ならびに第２巻線を有するトラン
スと、前記第１巻線の他端子と直流電源の他極との間に
接続された主スイッチと、前記第２巻線の１端子に接続
された出力ダイオードおよび、前記出力ダイオードの出
力側端子と前記第２巻線の他端子間に直列接続された出
力リアクトルおよびコンデンサと、前記第２巻線の他端
子から前記出力ダイオードの出力側端子に順方向になる
ように接続された環流ダイオードと、前記第１および第
３巻線の１端子を、直流電源の１極に接続する共振イン
ダクタおよび前記直流電源の他極に接続する共振コンデ
ンサと、前記直流電源の他極から前記第３巻線の他端子
に順方向になるように接続された帰還ダイオードとを具
備し、前記出力ダイオードは、前記主スイッチが導通す
るとき導通する極性に接続され、また前記スイッチの遮
断期間に前記共振コンデンサに蓄積されたエネルギが、
前記主スイッチの導通時に前記第１巻線を介して放出さ
れ、出力側へのエネルギ伝達が行なわれることを特徴と
する。
ド形コンバータは、それぞれの１端子同士が接続された
第１および第３巻線、ならびに第２巻線を有するトラン
スと、前記第１巻線の他端子と直流電源の他極との間に
接続された主スイッチと、前記第２巻線の１端子に接続
された出力ダイオードおよび、前記出力ダイオードの出
力側端子と前記第２巻線の他端子間に直列接続された出
力リアクトルおよびコンデンサと、前記第２巻線の他端
子から前記出力ダイオードの出力側端子に順方向になる
ように接続された環流ダイオードと、前記第１および第
３巻線の１端子を、直流電源の１極に接続する共振イン
ダクタおよび前記直流電源の他極に接続する共振コンデ
ンサと、前記直流電源の他極から前記第３巻線の他端子
に順方向になるように接続された帰還ダイオードとを具
備し、前記出力ダイオードは、前記主スイッチが導通す
るとき導通する極性に接続され、また前記スイッチの遮
断期間に前記共振コンデンサに蓄積されたエネルギが、
前記主スイッチの導通時に前記第１巻線を介して放出さ
れ、出力側へのエネルギ伝達が行なわれることを特徴と
する。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００６
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００６】また本発明の複共振フォワード形コンバー
タは、それぞれの１端子同士が接続された第１および第
３巻線、ならびに第２巻線を有し、前記第３巻線の他端
子は直流電源の１極に接続されたトランスと、前記第１
巻線の他端子と前記直流電源の他極との間に接続された
主スイッチと、前記第２巻線の１端子に接続された出力
ダイオードおよび、前記出力ダイオードの出力側端子と
前記第２巻線の他端子間に直列接続された出力リアクト
ルおよびコンデンサと、前記第２巻線の他端子から前記
出力ダイオードの出力側端子に順方向になるように接続
された環流ダイオードと、前記第１および第３巻線の１
端子と、前記直流電源の他極との間に接続された共振コ
ンデンサとを具備し、前記出力ダイオードは、前記主ス
イッチが導通するとき導通する極性に接続され、また前
記スイッチの遮断期間に前記共振コンデンサに蓄積され
たエネルギが、前記主スイッチの導通時に前記第１巻線
を介して放出され、出力側へのエネルギ伝達が行なわれ
る点に特徴がある。
タは、それぞれの１端子同士が接続された第１および第
３巻線、ならびに第２巻線を有し、前記第３巻線の他端
子は直流電源の１極に接続されたトランスと、前記第１
巻線の他端子と前記直流電源の他極との間に接続された
主スイッチと、前記第２巻線の１端子に接続された出力
ダイオードおよび、前記出力ダイオードの出力側端子と
前記第２巻線の他端子間に直列接続された出力リアクト
ルおよびコンデンサと、前記第２巻線の他端子から前記
出力ダイオードの出力側端子に順方向になるように接続
された環流ダイオードと、前記第１および第３巻線の１
端子と、前記直流電源の他極との間に接続された共振コ
ンデンサとを具備し、前記出力ダイオードは、前記主ス
イッチが導通するとき導通する極性に接続され、また前
記スイッチの遮断期間に前記共振コンデンサに蓄積され
たエネルギが、前記主スイッチの導通時に前記第１巻線
を介して放出され、出力側へのエネルギ伝達が行なわれ
る点に特徴がある。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００７
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００７】本発明は、コンバ−タの入力段に共振イン
ダクタＬR と共振コンデンサＣR を接続し、複共振によ
り高力率とソフトスイッチングを達成している。ここで
「複共振」とは、主スイッチのオン時とオフ時の両方で
固有の共振回路が形成されることを意味している。即
ち、主スイッチのオン時とオフ時の両方で、共振周波数
がそれぞれ異なり、オン時には電流共振、オフ時には電
圧共振が起こり、前記共振コンデンサＣR はスイッチン
グ周波数毎に、その端子電圧がゼロになるまで放電する
ため、電源電流ｉi がスイッチング周期ごとに流れて高
力率が達成される。
ダクタＬR と共振コンデンサＣR を接続し、複共振によ
り高力率とソフトスイッチングを達成している。ここで
「複共振」とは、主スイッチのオン時とオフ時の両方で
固有の共振回路が形成されることを意味している。即
ち、主スイッチのオン時とオフ時の両方で、共振周波数
がそれぞれ異なり、オン時には電流共振、オフ時には電
圧共振が起こり、前記共振コンデンサＣR はスイッチン
グ周波数毎に、その端子電圧がゼロになるまで放電する
ため、電源電流ｉi がスイッチング周期ごとに流れて高
力率が達成される。
Claims (7)
- 【請求項１】それぞれの１端子同士が接続された第１お
よび第３巻線、ならびに第２巻線を有するトランスと、 前記第１巻線の他端子と直流電源の他極との間に接続さ
れた主スイッチと、 前記第２巻線の１端子に接続された出力ダイオードおよ
び、前記出力ダイオードの出力側端子と前記第２巻線の
他端子間に直列接続された出力リアクトルおよびコンデ
ンサと、 前記第２巻線の他端子から前記出力ダイオードの出力側
端子に順方向になるように接続された環流ダイオード
と、 前記第１および第３巻線の１端子を、直流電源の１極に
接続する共振インダクタおよび前記直流電源の他極に接
続する共振コンデンサと、 前記直流電源の他極から前記第３巻線の他端子に順方向
になるように接続された帰還ダイオードとを具備し、 前記出力ダイオードは、前記主スイッチが導通するとき
導通する極性に接続された複共振フォワード形コンバー
タ。 - 【請求項２】前記共振インダクタを通って電流が電源側
へ逆流するのを防止するダイオードをさらに具備した請
求項１に記載の複共振フォワード形コンバータ。 - 【請求項３】それぞれの１端子同士が接続された第１お
よび第３巻線、ならびに第２巻線を有し、前記第３巻線
の他端子は直流電源の１極に接続されたトランスと、 前記第１巻線の他端子と前記直流電源の他極との間に接
続された主スイッチと、 前記第２巻線の１端子に接続された出力ダイオードおよ
び、前記出力ダイオードの出力側端子と前記第２巻線の
他端子間に直列接続された出力リアクトルおよびコンデ
ンサと、 前記第２巻線の他端子から前記出力ダイオードの出力側
端子に順方向になるように接続された環流ダイオード
と、 前記第１および第３巻線の１端子と、前記直流電源の他
極との間に接続された共振コンデンサとを具備し、 前記出力ダイオードは、前記主スイッチが導通するとき
導通する極性に接続された複共振フォワード形コンバー
タ。 - 【請求項４】前記第３巻線の他端子から電流が電源側へ
逆流するのを防止するダイオードをさらに具備した請求
項３に記載の複共振フォワード形コンバータ。 - 【請求項５】前記出力リアクトルおよび環流コンデンサ
の接続点、ならびに前記環流ダイオードおよび前記第２
巻線の他端子の接続点よりも第２巻線の側で、前記出力
ダイオードに直列接続された可飽和リアクトルをさらに
具備した請求項１ないし４のいずれかに記載の複共振フ
ォワード形コンバータ。 - 【請求項６】前記直流電源は交流電源を整流して得られ
ることを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載
の複共振フォワード形コンバータ。 - 【請求項７】電流の逆流を防止するダイオードが交流電
源を整流して前記直流電源を提供することを特徴とする
請求項２または４に記載の複共振フォワード形コンバー
タ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32272999A JP3219249B2 (ja) | 1999-11-12 | 1999-11-12 | 複共振フォワード形コンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32272999A JP3219249B2 (ja) | 1999-11-12 | 1999-11-12 | 複共振フォワード形コンバータ |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001064781A Division JP2001275352A (ja) | 2001-03-08 | 2001-03-08 | フォワード形共振コンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001157447A true JP2001157447A (ja) | 2001-06-08 |
| JP3219249B2 JP3219249B2 (ja) | 2001-10-15 |
Family
ID=18146980
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32272999A Expired - Fee Related JP3219249B2 (ja) | 1999-11-12 | 1999-11-12 | 複共振フォワード形コンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3219249B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1289110A1 (en) * | 2001-08-29 | 2003-03-05 | Sanken Electric Co., Ltd. | Switching power supply |
| WO2003079528A1 (fr) * | 2002-03-19 | 2003-09-25 | Soc Corporation | Appareil de commutation de courants a facteur de puissance eleve |
| CN100416996C (zh) * | 2005-12-02 | 2008-09-03 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种采用耦合电感的功率因数校正电路 |
| WO2013036734A2 (en) * | 2011-09-09 | 2013-03-14 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Isolated switch-mode dc/dc converter with sine wave transformer voltages |
| CN112234807A (zh) * | 2020-10-30 | 2021-01-15 | 杭州欧佩捷科技有限公司 | 零电压开关正激式直流-直流变换器及其控制法 |
| US11870355B2 (en) | 2018-09-13 | 2024-01-09 | Nissan Motor Co., Ltd. | Power converting device, and control method for power converting device |
-
1999
- 1999-11-12 JP JP32272999A patent/JP3219249B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1289110A1 (en) * | 2001-08-29 | 2003-03-05 | Sanken Electric Co., Ltd. | Switching power supply |
| WO2003079528A1 (fr) * | 2002-03-19 | 2003-09-25 | Soc Corporation | Appareil de commutation de courants a facteur de puissance eleve |
| CN100416996C (zh) * | 2005-12-02 | 2008-09-03 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种采用耦合电感的功率因数校正电路 |
| WO2013036734A2 (en) * | 2011-09-09 | 2013-03-14 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Isolated switch-mode dc/dc converter with sine wave transformer voltages |
| WO2013036734A3 (en) * | 2011-09-09 | 2013-05-02 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Isolated switch-mode dc/dc converter with sine wave transformer voltages |
| US11870355B2 (en) | 2018-09-13 | 2024-01-09 | Nissan Motor Co., Ltd. | Power converting device, and control method for power converting device |
| CN112234807A (zh) * | 2020-10-30 | 2021-01-15 | 杭州欧佩捷科技有限公司 | 零电压开关正激式直流-直流变换器及其控制法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3219249B2 (ja) | 2001-10-15 |
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