CN112234807A - 零电压开关正激式直流-直流变换器及其控制法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种零电压开关正激式直流‑直流变换器，包括功能模块M、输出隔离变压器、原边MOS管Q1、MOS管Q2；所述输出隔离变压器包括原边绕组Np、付边绕组Ns、复位绕组Nt，输出隔离变压器有一激磁电感Lm；功能模块M有如下两个功能：其一是控制原边MOS管Q1导通截至，其二是根据谐振复位电流或电压变化控制MOS管Q2的导通截至。本发明还同时公开了零电压开关正激式直流‑直流变换器的控制法。无论输出电流是断续还是连续模式下，本发明均能够谐振复位输出隔离变压器。

Description

零电压开关正激式直流-直流变换器及其控制法
技术领域
本发明涉及零电压开关正激式直流直流变换器及其控制方案。
背景技术
在反激式直流-直流变换器中，由于输出电压的作用，使其隔离输出变压器自动完成复位功能，而在正激式直流-直流变换器中，缺乏对其隔离输出变压器复位功能，需要提供额外电路来帮助完成复位。目前有数种复位方法可以采用，例如RCD电路、复位绕组、有源去磁复位和谐振复位等方法。其中有源去磁复位和谐振复位可以使得隔离输出变压器工作在第一和第三象限。这有利于进一步减小隔离输出变压器的体积。
有源去磁复位(如图1所示)还可以使得正激式变换器工作在零电压开关(ZVS)导通模式下而达到降低开关损耗的效果。但是有源去磁复位使用有源开关和大容值电容Cd来形成有源复位电压源，其对应的大容值电容Cd稳态电压值是与占空比和输入电压有关。由于电容电压不突变的特性，大容值电容Cd的电压变化是比较慢的。因此，限制有源去磁复位在输入电压变化比较快或占空比变化比较快的场合应用。这有源去磁复位正激式直流-直流变换器的输出电感电流可以工作在连续模式也可以断续模式。
在连续电流模式工作条件下，谐振复位方法(如图2所示)可以在隔离变压器的付边输出二极管D1上并联一个小电容Cr并利用续流二极管D2的导通来完成隔离输出变压器谐振复位。由于小电容Cr的低容值，在隔离输出变压器谐振复位期间，这小电容Cr的电压自零到峰值，再自峰值下降到零。谐振复位方法的复位时间是由谐振电容Cr和变压器的激磁电感Lm确定，复位时间是固定的，这复位电压的幅值是对应占空比D和输入电压Vin。在隔离输出变压器付边的输出二极管D1上并联谐振电容的方法不会给原边MOS管增加额外开通损耗。在连续电流模式工作条件下，由于输出续流二极管D2续流导通，隔离输出变压器的激磁电流通常远小于输出电感电流，这隔离输出变压器付边的输出二极管上并联谐振电容经这续流导通的续流二极管D2与正激式隔离输出变压器付边绕组并联，经过复位时间完成谐振复位，也就是这小电容Cr的电压自零到峰值，再自峰值下降到零。
在断续电流模式工作条件下，如果输出电感电流的续流持续时间是小于谐振复位时间，由于续流二极管D2开路，隔离输出变压器不能有效的谐振复位。当设计正激式直流-直流变换器输出电流要求在相当宽范围变化时，正激式直流-直流变换器不可避免的要工作在断续电流模式，这谐振复位方法就不能有效地保证隔离输出变压器谐振复位。
发明内容
本发明要解决的技术问题是提供一种零电压开关(ZVS)正激式变换器以及控制方案
为了解决上述技术问题，本发明提供一种零电压开关正激式直流-直流变换器(为断续电流模式下的零电压开关正激式直流-直流变换器)，包括功能模块M、输出隔离变压器、原边MOS管Q1、MOS管Q2；
所述输出隔离变压器包括原边绕组Np、付边绕组Ns、复位绕组Nt，输出隔离变压器有一激磁电感Lm(可以在Np，Ns或Nt绕组以匝比平方关系呈现对应绕组的激磁电感值)；
功能模块M的引脚DR1与原边MOS管Q1的栅极相连；功能模块M的引脚DR2与MOS管Q2的栅极相连；功能模块M的引脚Ss与原边MOS管Q1的源极相连；原边MOS管Q1的源极经检测电阻Rs入地；复位绕组Nt和谐振电容Cr以及并联的二极管Dr均与功能模块M相接；
功能模块M有如下两个功能：其一是控制原边MOS管Q1导通截至，其二是根据谐振复位电流或电压变化控制MOS管Q2的导通截至；所述谐振复位电流的变化是与复位绕组Nt，谐振电容Cr，并联二极管Dr以及MOS管Q2的导通截至相关；功能模块M根据谐振复位电流或电压作为反馈信号FB控制MOS管Q2的导通截至；
VIN为原边输入电压，VIN与输出隔离变压器的Np的同名端相连；Np的非同名端与原边MOS管Q1的漏极相连。
作为本发明的零电压开关正激式直流-直流变换器的改进：
付边绕组Ns输出分别与输出二极管D1阴极和续流二极管D2的阴极相连；输出二极管D1阳极和续流二极管D2的阳极相连并与输出滤波电容Cf的负端和输出负载的负端相连；续流二极管D2的阴极与输出电感L一端相连；输出电感L的另一端与滤波电容Cf正端和输出负载正端相连。
作为本发明的零电压开关正激式直流-直流变换器(为连续和断续电流模式下的零电压开关正激式直流-直流变换器)的改进：
还包括磁放大器电感Ls，付边绕组Ns同名端的输出与磁放大器电感Ls一端相连，磁放大器电感Ls的另一端与续流二极管D2的阴极相连；
所述磁放大器电感Ls用于保证MOS管Q1以ZVS导通。
作为本发明的零电压开关正激式直流-直流变换器的进一步改进：
功能模块M包括可复位积分器(简称积分器)、比较+限幅误差放大模块、过零+延迟模块；MOS管Q2的源极经检测电阻Rc入地；MOS管Q2的漏极与复位绕组Nt的同名端相连；复位绕组Nt的非同名端经谐振电容Cr入地；并联二极管Dr与谐振电容Cr并联，并联二极管Dr的阳极接地；比较+限幅误差放大模块的输出与MOS管Q2的栅极相连；检测电阻Rc的反馈电压分别作为可复位积分器和比较+限幅误差放大模块的输入信号；可复位积分器的输出分两路与比较+限幅误差放大模块和过零+延迟模块相连，作为比较+限幅误差放大模块和过零+延迟模块的输入；过零+延迟模块的输出是比较+限幅误差放大模块的另一个输入。
作为本发明的零电压开关正激式直流-直流变换器的进一步改进：
功能模块M包括比较+限幅误差放大模块、过零+延迟模块；MOS管Q2的源极入地，MOS管Q2的漏极与复位绕组Nt的同名端相连，复位绕组Nt的非同名端经谐振电容Cr入地，并联二极管Dr与谐振电容Cr并联，并联二极管Dr的阳极接地，比较+限幅误差放大模块的输出与MOS管Q2的栅极相连，谐振电容Cr的电压经Ru和Rd构成的分压网络反馈输出电压分别作为比较+限幅误差放大模块和过零+延迟模块的输入信号，过零+延迟模块的输出是比较+限幅误差放大模块的另一个输入。
作为本发明的零电压开关正激式直流-直流变换器的进一步改进：
除了将复位绕组Nt谐振复位电路在输出隔离变压器原边使用，并使原边MOS管Q1以ZVS开关导通外，也可以把绕组Nt谐振复位的方法放在输出隔离变压器的付边而使原边MOS管Q1以ZVS开关导通。
作为本发明的零电压开关正激式直流-直流变换器的进一步改进：
除了将复位绕组Nt谐振复位电路在输出隔离变压器原边使用，并使原边MOS管Q1以ZVS开关导通外，也可以把这绕组Nt谐振复位的方法放在输出隔离变压器的付边而使原边MOS管Q1以ZVS开关导通。
本发明还同时提供了零电压开关正激式直流-直流变换器的控制法，断续电流模式下：
增加复位绕组Nt和MOS管Q2是用以完成对输出隔离变压器谐振复位并且使得原边主功率MOS管Q1以ZVS条件开通，以达到降低开关损耗的效果；
功能模块M根据谐振复位电流或谐振复位电压，控制MOS管Q2的导通截至达到对输出隔离变压器谐振复位并且使得原边主功率MOS管Q1以ZVS条件开通，以达到降低开关损耗的效果；
当MOS管Q2导通时，谐振电容Cr经复位绕组Nt反射到输出隔离变压器的原边绕组Np，与输出隔离变压器原边绕组Np的激磁电感Lm进行谐振复位，并且在谐振复位结束后经复位绕组Nt达到反向激磁电流峰值；
当反向激磁电流峰值足够大时，功能模块M控制MOS管Q2关断，输出隔离变压器的反向激磁电流由绕组Nt转移到绕组Np，反向激磁电流将原边主功率MOS管Q1的漏源电容电压放电自输入电压VIN下降为零并经原边主功率MOS管Q1体二极管和绕组Np向输入电压VIN反馈，此时功能模块M控制原边主功率MOS管Q1在Q1体二极管导通时导通，这样达到原边主功率MOS管Q1以ZVS条件开通，以达到降低开关损耗的效果。
作为本发明的零电压开关正激式直流-直流变换器的控制法的改进：无论输出电感电流是连续还是断续，由于磁放大器电感Ls的作用，提供以短暂的阻断时间来保证把MOS管Q1的漏源电容上电压从输入电压VIN下降到零直至MOS管Q1体二极管导通这绕组Np反向激磁电流回馈到输入电源VIN；从而保证MOS管Q1可以以ZVS条件导通。
本发明具有如下技术优势：
1.无论输出电流是断续还是连续模式下，能够谐振复位输出隔离变压器。
2.无论输出电流是断续还是连续模式下，能够使得原边MOS管Q1以零电压开关导通而达到降低开关损耗的效果。
3.由于谐振电容电压经谐振半周归零，没有任何记忆效应而使得大大减小了系统控制的复杂度,系统容易补偿，稳定性好，调节带宽大。
4.由于系统工作于恒定关断时间控制，原边MOS管的导通占空比可以大于0.5，这适合宽电压输入应用。
5.由于系统工作于恒定关断时间控制，原边MOS管的开关频率是随输入输出电压电流变化，对应的开关频谱是一连续谱。这十分有利于解决EMI问题。
附图说明
下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步详细说明。
图1是现有的有源钳位电路图。
图2是现有的连续电流条件下的谐振复位电路图。
图3是本发明可工作在断续电流下的谐振复位电路。
图4是一个开关周期内各电流电压波形图。
图5是功能模块M实施例1关于MOS管Q2控制部分方框图。
图6是功能模块M实施例2关于MOS管Q2控制部分方框图。
图7是本发明可工作在连续电流和断续电流条件下的谐振复位电路。
图8是功能模块M移到输出隔离变压器付边工作在断续电流下的谐振复位电路实施例3。
图9是功能模块M移到输出隔离变压器付边工作在断续电流下的谐振复位电路实施例4。
图10是功能模块M移到输出隔离变压器付边工作在连续和断续电流下的谐振复位电路实施例5。
图11是功能模块M移到输出隔离变压器付边工作在连续和断续电流下的谐振复位电路实施例6。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明进行进一步描述，但本发明的保护范围并不仅限于此：
本发明是使得在断续电流模式和连续电流模式条件下对正激式直流-直流变换器隔离输出变压器绕组进行谐振复位并且使得正激式隔离输出变压器原边MOS管以零电压开关(ZVS)条件下导通而达到降低开关损耗的效果。
技术方案一、断续电流模式下的零电压开关正激式直流-直流变换器
图3为本发明工作在断续电流模式下的电路图，相对于常规的正激式直流-直流变换器而言，输出隔离变压器除了原边绕组Np和付边绕组Ns外，还增加一复位绕组Nt；绕组Nt相当于一般通用的正激式输出隔离变压器的复位绕组。
具体连接关系如下：输出隔离变压器包括原边绕组Np、付边绕组Ns、复位绕组Nt，所述原边绕组Np与付边绕组Ns、复位绕组Nt经磁芯紧密耦合；输出隔离变压器有一激磁电感Lm可以在Np，Ns或Nt绕组以匝比平方关系呈现对应绕组的激磁电感值。显然绕组匝数越多，对应的激磁电感越大。付边绕组Ns输出分别与输出二极管D1阴极和续流二极管D2的阴极相连；输出二极管D1阳极和续流二极管D2的阳极相连并与输出滤波电容Cf的负端和输出负载的负端相连；续流二极管D2的阴极与输出电感L一端相连；输出电感的另一端与滤波电容Cf正端和输出负载正端相连。
功能模块M的引脚DR1与原边MOS管Q1的栅极相连；功能模块M的引脚DR2与MOS管Q2的栅极相连；功能模块M的引脚Ss与原边MOS管Q1的源极相连；原边MOS管Q1的源极经检测电阻Rs入地；复位绕组Nt和谐振电容Cr以及并联的二极管Dr均与功能模块M相接。功能模块M内部分为两部分，其一是控制原边MOS管Q1导通截至，其二是根据谐振复位电流或电压变化控制MOS管Q2的导通截至。这谐振复位电流的变化是与复位绕组Nt，谐振电容Cr，并联二极管Dr以及MOS管Q2的导通截至相关。功能模块M根据谐振复位电流或电压作为反馈信号FB控制MOS管Q2的导通截至。
VIN为原边输入电压，VIN与输出隔离变压器的Np的同名端相连；Np的非同名端与原边MOS管Q1的漏极相连；
增加复位绕组Nt和MOS管Q2是用以完成对输出隔离变压器谐振复位并且使得原边主功率MOS管Q1以ZVS条件开通，以达到降低开关损耗的效果。功能模块M根据谐振复位电流或谐振复位电压，控制MOS管Q2的导通截至达到对输出隔离变压器谐振复位并且使得原边主功率MOS管Q1以ZVS条件开通，以达到降低开关损耗的效果。当MOS管Q2导通时，谐振电容Cr经复位绕组Nt反射到输出隔离变压器的原边绕组Np，与输出隔离变压器原边绕组Np的激磁电感Lm进行谐振复位，并且在谐振复位结束后经复位绕组Nt达到反向激磁电流峰值。如果反向激磁电流峰值足够大，当功能模块M控制MOS管Q2关断，这输出隔离变压器的反向激磁电流由绕组Nt转移到绕组Np，这反向激磁电流将原边主功率MOS管Q1的漏源电容电压放电自输入电压VIN下降为零并经原边主功率MOS管Q1体二极管和绕组Np向输入电压VIN反馈，此时功能模块M控制原边主功率MOS管Q1在Q1体二极管导通时导通，这样达到原边主功率MOS管Q1以ZVS条件开通，以达到降低开关损耗的效果。
上述实现原边主功率MOS管Q1以ZVS开通的条件是：原边绕组Np的反向激磁电流大于原边主功率MOS管Q1开通时刻的输出电感L的电流，即在原边绕组Np中流过的反向激磁电流必须大于MOS管Q1开通时刻的输出电感L的电流反射在原边绕组Np中流过的电流，才能保证原边主功率MOS管Q1以ZVS条件开通，以达到降低开关损耗的效果；反之原边主功率MOS管Q1以ZVS开通条件不能满足。显然如果输出电感L的电流是以断续电流模式，所需要的反向激磁电流是最小值。为了以最低反向激磁电流来保证原边主功率MOS管Q1以ZVS条件开通，以达到降低开关损耗的效果，正激式直流-直流变换器工作在断续电流模式是最佳状态。在实际应用中，为进一步减小输出二极管D1和续流二极管D2的导通损耗，可以用MOS1和MOS2管来分别替换D1和D2，以达到更高的效率。
首先以正激式直流-直流变换器工作在断续电流模式条件下，描述一开关周期内功能模块M、各MOS管Q1和Q2、各绕组Np,Ns和Nt、输出二极管D1，续流二极管D2，谐振电容Cr和谐振续流二极管Dr，激磁电感Lm以及输出电感L流过的电流情况：(设t0是开始时刻，并假设如图2所示波形图MOS管Q1体二极管流过反向激磁电流而使MOS管Q1的漏源电压为零)：
t0～t1：首先MOS管Q1体二极管流过反向激磁电流而使MOS管Q1的漏源电压为零，反向激磁电流经MOS管Q1体二极管，检测电阻Rs，原边绕组Np向输入电压VIN反馈能量，显然此时检测电阻Rs的反馈电压是负值；并且由于MOS管Q1的漏源电压为零，功能模块M的DR1输出驱动脉冲给MOS管Q1的栅极。MOS管Q1的漏极电流由负电流转为正电流线性上升(如图4所示IRS波形)。输出隔离变压器的激磁电感Lm电流也由负电流转为正电流线性上升(如图4所示ILm波形)。由于变压器的特性，原边绕组Np的电流经同名端流入的电流线性增加，并且同时付边绕组Ns的电流经同名端以原边绕组Np电流的Np/Ns固定比例流出，付边绕组Ns的电流经输出二极管D1和输出电感L输出到负载，输出负载电压为Vo。检测电阻Rs中流过的电流是原边绕组Np的电流(如图4所示IRs波形)。检测电阻Rs上电压反馈给功能模块M。按通常的电流型控制架构，当检测电阻Rs上电压达到功能模块M中内部预设的阀电平，对应时间为t1。此时刻功能模块M的DR1输出驱动脉冲消失，MOS管Q1关断。t0～t1期间是对应MOS管Q1导通时间，即：t1-t0＝τ。
t1～t2：由于MOS管Q1关断，MOS管Q1的漏源电压由零迅速增加，原边绕组Np上电压由输入电压Vin减少为零并开始反极性。付边绕组Ns输出电压也减小为零并开始反极性，输出二极管D1截至。输出电感L的电流经续流二极管D2输出到负载，输出负载电压是Vo。原边绕组Np的激磁电流转移到复位绕组Nt，经复位绕组Nt同名端流入以原边绕组Np的激磁电流的Np/Nt固定比例的电流开始经MOS管Q2体二极管对谐振电容Cr谐振，这相当于说，谐振电容Cr经MOS管Q2和复位绕组Nt与原边绕组Np并联谐振。复位绕组Nt的激磁电流是谐振减小(如图4所示IRC波形)，对应复位绕组Nt的负谐振激磁电流。功能模块M根据谐振电流或谐振电压的反馈电压使得DR2输出驱动电压给MOS管Q2的栅极而使MOS管Q2导通，由于MOS管Q2的体二极管导通时使MOS管Q2导通，MOS管Q2是以ZVS条件开通。谐振激磁电流衰减到零和谐振电容Cr电压(如图4所示VCr波形)以小于预定最大斜率自零伏增加到峰值时刻是t2。
t2～t3：由于功能模块M的DR2已经输出驱动电压给MOS管Q2的栅极，MOS管Q2导通。谐振电容Cr经MOS管Q2和复位绕组Nt与原边绕组Np继续并联谐振。复位绕组Nt的谐振激磁电流从零增加到峰值(如图4所示IRC波形)，对应正谐振激磁电流。而谐振电容Cr电压减小到零(如图4所示VCr波形)；谐振电容Cr电压以小于预定最大斜率自峰值减小到零时刻是t3。此时MOS管Q1的漏源电容上电压也从高于输入电压VIN减少到等于输入电压VIN。
t1～t3这段时间是对应输出隔离变压器是进行谐振复位，并且到t3时刻谐振复位结束，即t3-t1＝TRESET
Figure BDA0002753520000000071
Figure BDA0002753520000000072
公式(1)表征谐振复位时间仅仅是由输出隔离变压器的激磁电感Lm与谐振电容Cr构成的谐振半周期决定的，而与其他参数无关；公式(2)表征谐振电容Cr的峰值电压是由MOS管Q1导通期间τ、输出隔离变压器原边绕组的伏秒乘积等于谐振复位期间TRESET输出隔离变压器原边绕组的谐振复位伏秒乘积决定的。显然为了保证输出隔离变压器完成谐振复位，这正激式直流-直流变换器的原边MOS管Q1的关断时间TOFF必须大于这谐振复位时间TRESET。
t3～t4：在t3～t4期间，MOS管Q2持续导通。由于谐振电容Cr的并联二极管Dr导通，谐振电容上电压持续为零(如图4所示VCr波形)。复位绕组Nt的电压为零，复位绕组Nt的激磁电流恒定不变(如图4所示IRC波形)。MOS管Q1的漏源电容上电压等于输入电压Vin(如图4所示Vds波形)。这些为MOS管Q1以ZVS导通做准备。这段持续时间是为输出电流大小调节提供一个自由度来保证更宽的输出电流调节范围。在正激式直流-直流变换器工作在断续电流模式设计下，在t4时刻之前输出电感电流已经衰减到零。
t4～t5：对应时间t4时刻时，此时功能模块M的DR2输出驱动电压突然消失，MOS管Q2关断，复位绕组Nt的激磁电流突然下降为零。输出隔离变压器磁芯内磁链不变的特性，必需要把复位绕组Nt的激磁电流从其他绕组流出。对付边绕组Ns而言，由于输出电感L电流已经为零，电感电流不能突变，而无法输出复位绕组Nt的电流。对原边绕组Np而言，是经原边MOS管Q1漏极连接到输入电压VIN。这样复位绕组Nt的激磁电流可以经原边绕组Np反馈到输入电压VIN。原边绕组Np同名端流出的以复位绕组Nt的激磁电流Nt/Np固定比例电流把原边MOS管Q1的漏源电容上电压从输入电压VIN下降到零直至原边MOS管Q1的体二极管导通(如图4所示IRS波形)，原边绕组Np反向激磁电流回馈到输入电源VIN，此时是t5时刻，即原边MOS管Q1的漏源电压为零(如图4所示Vds波形)，漏极电流是一负电流。
如果在t5时刻，功能模块M的DR1输出驱动脉冲给原边MOS管Q1的栅极，原边MOS管Q1就是以ZVS条件开通。当然要使得原边MOS管Q1以ZVS开通是有条件的，复位绕组Nt的峰值激磁电流反射到原边绕组Np的激磁电流必须足够大到能够把原边MOS管Q1的漏源电容上电压从输入电压VIN下降到零直至原边MOS管Q1的体二极管导通这原边绕组Np反向激磁电流回馈到输入电源VIN。复位绕组Nt的峰值反向激磁电流是由输入电压VIN和原边MOS管Q1导通期间τ对应的输出隔离变压器伏秒乘积与激磁电感Lm决定；可以选择合适激磁电感Lm值来保证这复位绕组Nt的峰值激磁电流足够大到能够把原边MOS管Q1漏源电容上电压从输入电压VIN下降到零，直至原边MOS管Q1的体二极管导通这原边绕组Np反向激磁电流回馈到输入电源VIN。
输出隔离变压器原边MOS管Q1的关断时间TOFF是t1～t5。输出隔离变压器的复位时间TRESET是由输出隔离变压器的激磁电感Lm和谐振电容Cr构成的谐振周期决定的。由于输出隔离变压器的复位时间TRESET是固定的，这正激式直流-直流变换器应该以恒定关断时间方式控制。这恒定关断时间TCONST-OFF是大于和等于输出隔离变压器的复位时间TRESET,即TCONST-OFF>TRESET。由于正激式直流-直流变换器是以恒定关断时间方式控制，采用常用的恒定关断时间峰值电流型控制输出隔离变压器的原边MOS管Q1方案，这正激式直流-直流变换器的开关周期(t0～t5)对应的开关频率fs是随输出电流大小变化而变化，也随输入电压变化而变化。也就是说，这正激式直流-直流变换器的开关频率fs是变化的，这开关频谱将是一个连续谱，这是十分有利于降低处理EMI的难度。
由于在这恒定关断时间TCONST-OFF内输出隔离变压器已经完成谐振复位，即在TRESET时间段内谐振电容Cr上电压从零谐振增加到峰值，又从峰值谐振下降到零；也就是说，谐振电容Cr上电压谐振在TRESET时间内完成。经过TRESET时间之后，谐振电容Cr上电压没有任何变化，依然为零(如图4所示VCr波形)。谐振电容Cr上电压与输入电压高低，与输出隔离变压器原边MOS管Q1的导通时间τ以及输出电流大小没有任何相关联；这大大减小了系统控制的复杂度,系统容易补偿，稳定性好，调节带宽大。
由于这正激式直流-直流变换器以恒定关断时间方式控制，输出隔离变压器原边MOS管Q1的导通占空比可以有相当大范围变化，即大于0.5。这对宽输入电压范围的应用是十分有利的。由于是正激式直流-直流变换器，MOS管Q1的导通时，输入电压VIN依次经输出隔离变压器的原边绕组Np、付边绕组Ns、输出二极管D1和输出电感L到负载输出电压Vo；MOS管Q1的截至时，输出电感L经续流二极管D2继续向负载输出电压Vo。所以对宽输入电压范围的应用，输出二极管D1和续流二极管D2的峰值电流并没有随输入电压VIN降低而增加，仅仅使得MOS管Q1的导通时间τ增加，而使得正激式直流-直流变换器的开关频率降低。当正激式直流-直流变换器以断续电流模式工作，输出电感L中流过的电流是一个个三角波，每个电流三角波是对应MOS管Q1的导通时间τ自零电流以一定的斜率ku上升到对应的峰值，对应MOS管Q1的截至时间TOFF内如果输出电压Vo不变，电流自峰值以固定斜率kd下降到零。如果正激式直流-直流变换器以临界断续电流模式工作，这输出平均负载电流Io是输出电感L的峰值电流IPEAK的二分之一。如果要调整输出平均负载电流Io，只需要控制输出电感L的峰值电流IPEAK就可以增加或减小输出平均负载电流Io。但减小输出电感L的峰值电流会使MOS管Q1的导通时间τ减小和输出电感电流持续时间也减小而进入断续电流模式，这正激式直流-直流变换器的开关频率开始增加，开关周期Ts是：Ts＝τ+TCONST-OFF。随着三角波与三角波之间的死区时间的增加，对应输出平均电流Io减小。显然进一步增加三角波与三角波之间的死区时间，即：t3～t4时间段，可以进一步减小输出平均电流Io而不增加这正激式直流-直流变换器的开关频率。
Figure BDA0002753520000000101
Figure BDA0002753520000000102
Figure BDA0002753520000000103
功能模块M从t1到t5根据谐振复位的谐振电流或电压的反馈模拟电压产生对应的DR2输出驱动模拟电压给MOS管Q2栅极，MOS管Q2的漏极产生对应的正负交变谐振电流(如图4所示IRC波形)。功能模块M如何根据反馈的模拟电压产生对应的DR2输出驱动模拟电压给MOS管Q2栅极，有如下的多种实施方案。
针对技术方案一而言，有如下的多种实施方案(实施例1、实施例2)：
实施例1、
功能模块M内部与检测电阻Rc和MOS管Q2相关的方框图如图5所示。功能模块M内包括可复位的积分器(以下简称积分器)、比较+限幅误差放大模块、过零+延迟模块。MOS管Q2的源极经检测电阻Rc入地。MOS管Q2的漏极与复位绕组Nt的同名端相连。复位绕组Nt的非同名端经谐振电容Cr入地。并联二极管Dr与谐振电容Cr并联，并联二极管Dr的阳极接地。比较+限幅误差放大模块的输出与MOS管Q2的栅极相连。检测电阻Rc的反馈电压分别作为可复位的积分器和比较+限幅误差放大模块的输入信号。可复位的积分器的输出分两路与比较+限幅误差放大模块和过零+延迟模块相连，作为比较+限幅误差放大模块和过零+延迟模块的输入。过零+延迟模块的输出是比较+限幅误差放大模块的另一个输入。
在断续电流模式条件下，一开关周期内的电流情况具体如下：
在t1～t2期间，谐振电容Cr经MOS管Q2、检测电阻Rc和复位绕组Nt与原边绕组Np并联谐振。复位绕组Nt的激磁电流是谐振减小到零(如图4所示IRC波形)，而谐振电容Cr上电压自零增加到峰值直至t2。检测电阻Rc上的反馈电压是一负电压对应复位绕组Nt的负谐振激磁电流。
在t2～t3期间，谐振电容Cr经MOS管Q2、检测电阻Rc和复位绕组Nt与原边绕组Np继续并联谐振。复位绕组Nt的激磁电流是自零谐振增加到峰值(如图4所示IRC波形)，而谐振电容Cr上电压自峰值减小到零直至t3。检测电阻Rc上的反馈电压是一正电压对应复位绕组Nt的正谐振激磁电流。
可复位的积分器对检测电阻Rc上电压进行积分。显然当检测电阻Rc上电压为负值时，积分器输出电压随时间增加，并且检测电阻Rc上电压绝对值越高，积分器输出电压增加越快；反之也然。当检测电阻Rc上电压为正值时，积分器输出电压随时间减少，并且检测电阻Rc上电压绝对值越高，积分器输出电压减少越快；反之也然。这样检测电阻Rc上电压经可复位的积分器输出电压波形可以重构谐振电容Cr电压波形。这可复位的积分器的复位信号是功能模块M的DR1输出脉冲信号。可复位的积分器输出电压分两路给比较+限幅误差放大模块和过零+延迟模块。比较+限幅误差放大模块根据可复位的积分器输出电压与比较+限幅误差放大模块的内置电平进行比较产生一参考电平，检测电阻Rc的反馈电压与参考电平进行误差放大输出MOS管Q2的栅极控制电压DR2，使得MOS管Q2的漏极电流如图4所示的IRC电流波形。过零+延迟模块是根据可复位的积分器输出电压寻找其过零时刻，并在这过零时刻开始经过预先设定的延迟时间ζ后，即：ζ＝t3～t4，输出关断信号给比较+限幅误差放大模块，使得功能模块M的输出DR2为零而将MOS管Q2关断。在功能模块M的输出DR2为零下降时刻开始的ζ1延迟时间内检测检测电阻Rs反馈电压是否为负值，如果是负值，表征MOS管Q1体二极管导通，可以使功能模块M的输出DR1为高电平，将MOS管Q1以ZVS开关导通；如果没有负值，表征在t4～t5时间段内MOS管Q2关断在绕组Np产生的反向激磁电流可能不足以保证MOS管Q1的漏源电容上电压从输入电压Vin下降到零直至MOS管Q1体二极管导通而可使MOS管Q1以ZVS开关导通，MOS管Q1的漏源电压始终大于零，经这ζ1延迟时间后，使功能模块M输出DR1为高电平，将MOS管Q1硬开关导通，但此时输出隔离变压器已经完成谐振复位。
预设定的延迟时间ζ就是对应t3～t4时间段。t3～t4时间段的持续时间是可调的，是为输出电流大小调节提供一个额外的自由度来保证更宽的输出电流调节范围。随着输出电流的减小，对应的正激式直流-直流输出隔离变压器的激磁电流也对应的减小，在t4～t5时间段内MOS管Q2关断在原边绕组Np产生的反向激磁电流往往不足以保证漏源电容上电压从输入电压Vin下降到零直至MOS管Q1的体二极管导通而使MOS管Q1以ZVS开关导通，MOS管Q1漏源电压始终大于零，经这ζ1延迟时间后，MOS管Q1将是硬开关导通。功能模块M输出DR1为高电平持续时间是由检测电阻Rs上的反馈电压何时达到功能模块M内置阀电平来决定。
实施例2：
相对于图5而言，功能模块M省去可复位的积分器，功能模块M包括比较+限幅误差放大模块、过零+延迟模块。具体如图6所示。MOS管Q2的源极入地。MOS管Q2的漏极与复位绕组Nt的同名端相连。复位绕组Nt的非同名端经谐振电容Cr入地。并联二极管Dr与谐振电容Cr并联，并联二极管Dr的阳极接地。比较+限幅误差放大模块的输出与MOS管Q2的栅极相连。谐振电容Cr的电压经Ru和Rd构成的分压网络反馈输出电压分别作为比较+限幅误差放大模块和过零+延迟模块的输入信号。过零+延迟模块的输出是比较+限幅误差放大模块的另一个输入。
在断续电流模式条件下，一开关周期内的电流情况具体如下：
Ru和Rd构成的分压网络反馈输出电压波形与谐振电容Cr上波形相似。功能模块M根据Ru和Rd构成的分压网络反馈输出电压波形经过比较+限幅误差放大模块输出MOS管Q2的栅极控制电压使得MOS管Q2的漏极电流(如图4所示的IRC电流波形)。由于Ru和Rd构成的分压网络反馈输出电压波形与谐振电容Cr上波形相似，功能模块M中省去了实施例1中用于重构谐振电容Cr电压波形的可复位的积分器。Ru和Rd构成的分压网络反馈输出电压波形分两路给比较+限幅误差放大模块和过零+延迟模块。比较+限幅误差放大模块根据Ru和Rd构成的分压网络反馈输出波形电压进行比较产生输出MOS管Q2的栅极控制电压，使得MOS管Q2的漏极电流(如图4所示的IRC电流波形)。过零+延迟模块是根据Ru和Rd构成的分压网络反馈输出电压波形寻找其过零时刻，并在这过零时刻开始经过预先设定的延迟时间ζ后输出关断信号给比较+限幅误差放大模块，使得功能模块M的输出DR2为零而将MOS管Q2关断。在功能模块M的输出DR2为零下降时刻开始的ζ1延迟时间内检测检测电阻Rs反馈电压是否为负值，如果是负值，表征MOS管Q1体二极管导通，可以使功能模块M输出DR1为高电平，将MOS管Q1以ZVS开关导通；如果没有负值，表征在t4～t5时间段内MOS管Q2关断在原边绕组Np产生的反向激磁电流可能不足以保证MOS管Q1的漏源电容上电压从输入电压Vin下降到零直至MOS管Q1体二极管导通而使MOS管Q1以ZVS开关导通，MOS管Q1的漏源电压始终大于零，那如果经这ζ1延迟时间后，使功能模块M输出DR1为高电平，将MOS管Q1硬开关导通，而输出隔离变压器已经完成谐振复位。
预设定的延迟时间ζ就是对应t3～t4时间段。这段持续时间是可调的，是为输出电流大小调节提供一个额外的自由度来保证更宽的输出电流调节范围。随着输出电流的减小，对应的正激式直流-直流输出隔离变压器的激磁电流也对应的减小，在t4～t5时间段内MOS管Q2关断在绕组Np产生的反向激磁电流往往不足以保证漏源电容上电压从输入电压Vin下降到零直至MOS管Q1体二极管导通而使MOS管Q1以ZVS开关导通，MOS管Q1的漏源电压始终大于零，经这ζ1延迟时间后，MOS管Q1将是硬开关导通。功能模块M的输出DR1为高电平持续时间是由检测电阻Rs上的反馈电压何时达到功能模块M内置阀电平来决定。
技术方案二、连续和断续电流模式下的零电压开关正激式直流-直流变换器
相对于技术方案一所述的正激式直流-直流变换器要求能工作在连续和断续电流模式而言，需要增加一个元件来保证MOS管Q1以ZVS导通。具体如图7所示。与实施例1对应的图3相比，图7比图3增加一磁放大器电感Ls。就是在付边绕组Ns同名端输出与一个磁放大器电感Ls一端相连，磁放大器电感Ls的另一端与续流二极管D2的阴极相连，其余与图3等同。
在正激式直流-直流变换器工作在连续电流模式条件下，从t1开始由于MOS管Q1关断后，输出二极管D1截至。由于输出二极管D1截至，磁放大器电感Ls电流也下降为零。由于固有磁放大器的复位电流源作用，磁放大器电感Ls随时间推移恢复伏秒阻断能力。在t4～t5期间，功能模块M的DR2输出驱动电压突然消失，MOS管Q2关断。输出隔离变压器需要把复位绕组Nt的激磁电流从其他绕组流出。对付边绕组Ns而言，由于输出二极管D1级联的磁放大器Ls电流已经为零具有伏秒阻断能力而无法输出绕组Nt的电流。只有对原边绕组Np而言，经MOS管Q1连接到输入电压VIN。这样绕组Nt的激磁电流也是只可以经原边绕组Np反馈到输入电压VIN。这原边绕组Np同名端流出的以复位绕组Nt的激磁电流Nt/Np固定比例电流把MOS管Q1的漏源电容上电压从输入电压VIN下降到零直至MOS管Q1的体二极管导通，这原边绕组Np反向激磁电流回馈到输入电源VIN，此时是t5时刻。如果在t5时刻，功能模块M的DR1输出驱动脉冲给MOS管Q1的栅极，MOS管Q1就是以ZVS条件导通。在MOS管Q1导通后，付边绕组Ns的输出电压经输出二极管D1和续流二极管D2加到磁放大器电感Ls上，经过由于固有磁放大器的复位电流源作用，磁放大器电感Ls恢复伏秒阻断能力对应的伏秒时间，磁放大器电感Ls也导通，付边绕组Ns输出电流经输出二极管D1，磁放大器电感Ls和输出电感L到负载输出电压Vo；这磁放大器电感Ls的作用就是提供以短暂的阻断时间来保证把MOS管Q1的漏源电容上电压从输入电压VIN下降到零直至MOS管Q1体二极管导通这绕组Np反向激磁电流回馈到输入电源VIN。功能模块M此时经DR1把MOS管Q1开通，MOS管Q1是以ZVS条件导通。如图7所示，无论输出电感电流是连续还是断续，由于磁放大器电感Ls的作用，即，提供以短暂的阻断时间来保证把MOS管Q1的漏源电容上电压从输入电压VIN下降到零直至MOS管Q1体二极管导通这绕组Np反向激磁电流回馈到输入电源VIN。这样可以保证MOS管Q1可以以ZVS条件导通。在实际应用中，为减小输出二极管D1和续流二极管D2的导通损耗，可以用MOS1和MOS2管来分别替换D1和D2，以达到更高的效率。
技术方案三、相对于技术方案一对应断续电流模式而言，除了把这复位绕组Nt谐振复位电路在输出隔离变压器原边使用，并使原边MOS管Q1以ZVS开关导通外，也可以把这绕组Nt谐振复位的方法放在输出隔离变压器的付边而使原边MOS管Q1以ZVS开关导通。
技术方案四、相对于技术方案二对应连续和断续电流模式而言，除了把这复位绕组Nt谐振复位电路在输出隔离变压器原边使用，并使原边MOS管Q1以ZVS开关导通外，也可以把这绕组Nt谐振复位的方法放在输出隔离变压器的付边而使原边MOS管Q1以ZVS开关导通。
就技术方案三而言：功能模块M有如下的多种实施方案(实施例3、实施例4)：
实施例3、
功能模块M是放置在输出变压器的付边并按照前述实施例2的电路(图6)实现；这样复位绕组Nt、MOS管Q2、Ru和Rd构成的分压网络和检测电阻Rs均在付边侧。检测电阻Rs的反馈电压表征输出电感电流；Ru和Rd构成的分压网络反馈谐振电容Cr的电压Vcr。Ru和Rd构成的分压网络反馈经功能模块M的FB端与功能模块M一起控制MOS管Q2。为了控制原边MOS管Q1以ZVS开关导通，在输出隔离变压器的原边还增加功能模块M1。这样功能模块M的输出信息经一个脉冲变压器隔离耦合或两个高压小电容C1和C2隔离耦合到功能模块M1，功能模块M1根据接收的功能模块M输出信息，控制原边MOS管Q1导通截至。
具体如图8所示，其连接关系为：
根据检测电阻Rs的反馈电压以及Ru和Rd构成的分压网络反馈谐振电容Cr的电压Vcr，经功能模块M的Ss和FB端输入到功能模块M，功能模块M输出DR2控制MOS管Q2的栅极；MOS管Q2的源极入输出隔离变压器付边的地；MOS管Q2的漏极与复位绕组Nt的同名端相连；复位绕组Nt的非同名端经谐振电容Cr入输出隔离变压器付边的地；二极管Dr与谐振电容Cr并联；二极管Dr阳极接输出隔离变压器付边的地。功能模块M的输出信息经一个脉冲变压器隔离耦合或两个高压小电容C1和C2隔离耦合到功能模块M1；功能模块M1的输出DR1与输出隔离变压器原边MOS管Q1的栅极相连；原边MOS管Q1的源极经检测电阻Rs1入输出隔离变压器原边的地；原边MOS管Q1的源极与检测电阻Rs1连接端与功能模块M1的Ss1端相连；原边MOS管Q1的漏极与输出隔离变压器原边绕组Np非同名端相连；输出隔离变压器原边绕组Np同名端与输入电压VIN相连。输出隔离变压器付边绕组Ns非同名端经输出二极管D1阴极入输出隔离变压器付边的地；绕组Ns同名端和输出电感L一端相连；绕组Ns同名端经续流二极管D2阴极入输出隔离变压器付边的地；输出电感L另一端与滤波电容Cf正端和输出负载电压Vo正端相连。滤波电容Cf负端和输出负载电压Vo负端与检测电阻Rs相连，并经检测电阻Rs入输出隔离变压器付边的地。功能模块M1根据接收到功能模块M的输出信息和检测电阻Rs1反馈电压，输出DR1驱动脉冲控制输出隔离变压器原边MOS管Q1以ZVS开关导通以及关断。
与前述的正激式直流-直流变换器工作在断续电流模式条件下，开关周期中各个时间段相同，设从原边MOS管Q1截至开始，即，t1开始：
t1～t2：由于MOS管Q1关断，MOS管Q1的漏源电压由零迅速增加，原边绕组Np上电压由输入电压Vin减少为零并开始反极性。付边绕组Ns输出电压也减小为零并开始反极性，输出二极管D1截至。输出电感L的电流自峰值经续流二极管D2衰减输出到负载。原边绕组Np的激磁电流转移到复位绕组Nt，经复位绕组Nt同名端流入以原边绕组Np的激磁电流的Np/Nt固定比例的电流开始经MOS管Q2体二极管对谐振电容Cr谐振，这相当于说，谐振电容Cr经MOS管Q2和复位绕组Nt与原边绕组Np并联谐振。复位绕组Nt的激磁电流是谐振减小(如图4所示IRC波形)，谐振电容上电压谐振增加。功能模块M根据Ru和Rd构成的分压网络反馈电压使得DR2输出驱动电压给MOS管Q2的栅极而使MOS管Q2导通，由于MOS管Q2的体二极管导通时使MOS管Q2导通，MOS管Q2是以ZVS条件开通。谐振激磁电流衰减到零和谐振电容Cr电压(如图4所示VCr波形)到峰值时刻是t2。
t2～t3：由于功能模块M的DR2已经输出驱动电压给MOS管Q2的栅极，MOS管Q2导通。谐振电容Cr经MOS管Q2和复位绕组Nt与原边绕组Np继续并联谐振。复位绕组Nt的谐振激磁电流从零增加到峰值(如图4所示IRC波形)，而谐振电容Cr电压减小到零(如图4所示VCr波形)；谐振电容Cr电压减小到零时刻是t3。此时MOS管Q1的漏源电容上电压也从高于输入电压减少到等于输入电压VIN。
t1～t3这段时间是对应输出隔离变压器是进行谐振复位，并且到t3时刻谐振复位结束，即t3-t1＝TRESET。显然为了保证输出隔离变压器完成谐振复位，原边MOS管Q1的关断时间TOFF必须大于这谐振复位时间TRESET。
t3～t4：在t3～t4期间，MOS管Q2持续导通。由于谐振电容Cr的并联二极管Dr导通，谐振电容上电压持续为零(如图4所示VCr波形)。复位绕组Nt的电压为零，复位绕组Nt的激磁电流恒定不变(如图4所示IRC波形)。MOS管Q1的漏源电容上电压等于输入电压VIN(如图4所示Vds波形)。这些为MOS管Q1以ZVS导通做准备。这段持续时间是为输出电流大小调节提供一个自由度来保证更宽的输出电流调节范围。在正激式直流-直流变换器工作在断续电流模式设计下，在t4时刻之前输出电感电流已经衰减到零。
t4～t5：对应时间t4时，此时功能模块M的DR2输出驱动电压突然消失，MOS管Q2关断，复位绕组Nt的激磁电流突然下降为零。与此同时，功能模块M把DR2输出驱动脉冲消失信息经脉冲变压器隔离耦合或两个高压小电容C1和C2隔离耦合到功能模块M1。输出隔离变压器磁芯内磁链不变的特性，必需要把复位绕组Nt的激磁电流从其他绕组流出。对付边绕组Ns而言，由于输出电感L电流已经为零，电感电流不能突变，而无法输出复位绕组Nt的电流。对原边绕组Np而言，是经MOS管Q1连接到输入电压Vin。这样复位绕组Nt的激磁电流可以经原边绕组Np反馈到输入电压Vin。这原边绕组Np同名端流出的以复位绕组Nt的激磁电流Nt/Np固定比例电流把MOS管Q1的漏源电容上电压从输入电压Vin下降到零直至MOS管Q1的体二极管导通(如图4所示IRS波形)。这原边绕组Np反向激磁电流回馈到输入电源VIN，此时是t5时刻，即MOS管Q1的漏源电压为零(如图2所示Vds波形)，漏极电流是一负电流，检测电阻Rs1上反馈电压是小于零的。原边绕组Np上电压是输入电压VIN。绕组Ns上电压是Ns/Np×Vin。
在t4时刻，功能模块M1根据接收的功能模块M输出DR2脉冲消失信息产生对应的ζ1延迟时间，在ζ1延迟时间内检测检测电阻Rs1反馈电压是否为负值，如果是负值，表征MOS管Q1体二极管导通，可以使功能模块M1输出DR1为高电平，将MOS管Q1以ZVS开关导通，此时为t5时刻；如果没有负值，表征在t4～t5时间段内MOS管Q2关断在原边绕组Np产生的反向激磁电流可能不足以保证MOS管Q1的漏源电容上电压从输入电压Vin下降到零直至MOS管Q1体二极管导通而使MOS管Q1以ZVS开关导通，MOS管Q1的漏源电压始终大于零，经这ζ1延迟时间后，使功能模块M1输出DR1为高电平，将MOS管Q1硬开关导通，这时就对应t0时刻。
t0～t1：在t0～t1期间，MOS管Q1的导通使得绕组Np流入电流由负变正并且线性增加。输出电感L电流也随之线性增加。功能模块M检测检测电阻Rs上电压。当检测电阻Rs上电压大于预定阀电平，表征输出电感L电流达到预定的峰值，功能模块M发信息经脉冲变压器隔离耦合或两个高压小电容C1和C2隔离耦合到功能模块M1要求关断原边MOS管Q1，功能模块M1根据接收的功能模块M要求控制原边MOS管Q1截至。进入t1～t2时间段而周而复始。
在图8中，为减小输出二极管D1和续流二极管D2的导通损耗，可以用MOS1和MOS2管来分别替换D1和D2，以达到更高的效率。这代替D1和D2的MOS1和MOS2可以由功能模块M根据输出电感L电流变化率产生对应的驱动脉冲给MOS1和MOS2的栅极，即完成同步整流功能。具体来说，就是输出电感L电流变化率是正时，MOS1导通；输出电感L电流变化率是负时，MOS2导通；当检测电阻Rs反馈电压为零时，MOS1和MOS2均截至。
实施例4、相对于上述实施例3而言，如果不需要用MOS1和MOS2管来分别替换D1和D2，可以进一步简化图8为图9所示。输出隔离变压器的绕组Nt可以省去。这样利用付边绕组Ns来完成输出隔离变压器的谐振复位。
这功能模块M是放置在输出变压器的付边并按照前述实施例1的具体电路实现；这样付边绕组Ns、MOS管Q2和检测电阻Rc和Rs均在付边侧。检测电阻Rs的反馈电压表征输出电感L电流；检测电阻Rc的反馈电压表征谐振电流；检测电阻Rc的反馈电压和检测电阻Rs的反馈电压经功能模块M的FB和Ss端输入并与功能模块M一起控制MOS管Q2。为了控制原边MOS管Q1以ZVS开关导通，在输出隔离变压器的原边还增加功能模块M1。这样功能模块M的输出信息经一个脉冲变压器隔离耦合或两个高压小电容C1和C2隔离耦合到功能模块M1，功能模块M1根据接收的功能模块M输出信息，控制原边MOS管Q1导通截至。
具体如图9所示，其连接关系为：
根据检测电阻Rs的反馈电压和检测电阻Rc的反馈电压，经功能模块M的Ss和FB端输入，功能模块M输出DR2控制MOS管Q2的栅极；MOS管Q2的源极经检测电阻Rc入输出隔离变压器付边的地；MOS管Q2的漏极经谐振电容Cr与绕组Ns的同名端相连；绕组Ns的非同名端入输出隔离变压器付边的地；二极管Dr与谐振电容Cr并联；二极管Dr阳极接绕组Ns同名端。功能模块M的输出信息经一个脉冲变压器隔离耦合或两个高压小电容C1和C2隔离耦合到功能模块M1；功能模块M1的输出DR1与输出隔离变压器原边MOS管Q1的栅极相连；原边MOS管Q1的源极经检测电阻Rs1入输出隔离变压器原边的地；原边MOS管Q1的源极与检测电阻Rs1连接端与功能模块M1的Ss1端相连；原边MOS管Q1的漏极与输出隔离变压器原边绕组Np非同名端相连；输出隔离变压器原边绕组Np同名端与输入电压VIN相连。输出隔离变压器付边绕组Ns同名端与输出二极管D1的阳极相连；输出二极管D1的阴极与续流二极管D2阴极和输出电感L一端相连，输出电感L另一端与滤波电容Cf正端和输出负载电压Vo正端相连；续流二极管D2阳极入输出隔离变压器付边的地；滤波电容Cf负端和输出负载电压Vo负端与检测电阻Rs相连，并经检测电阻Rs入输出隔离变压器付边的地。功能模块M1根据接收的功能模块M的输出信息和检测电阻Rs1反馈电压，输出DR1驱动脉冲控制输出隔离变压器原边MOS管Q1以ZVS开关导通以及关断。
同样与前述的正激式直流-直流变换器工作在断续电流模式条件下，开关周期中各个时间段相同，设从原边MOS管Q1截至开始，即，t1开始：
t1～t2：由于MOS管Q1关断，MOS管Q1的漏源电压由零迅速增加，原边绕组Np上电压由输入电压Vin减少为零并开始反极性。付边绕组Ns输出电压也减小为零并开始反极性，输出二极管D1截至。输出电感L的电流自峰值经续流二极管D2衰减输出到负载。原边绕组Np的激磁电流转移到付边绕组Ns，经付边绕组Ns同名端流入以原边绕组Np的激磁电流的Np/Ns固定比例的电流开始经检测电阻Rc和MOS管Q2体二极管对谐振电容Cr谐振，这相当于说，谐振电容Cr经MOS管Q2、检测电阻Rc和付边绕组Ns与原边绕组Np并联谐振。付边绕组Ns的激磁电流是谐振减小(如图4所示IRC波形)。检测电阻Rc上的反馈电压是一负电压对应付边绕组Ns的负谐振激磁电流。功能模块M根据检测电阻Rc上的反馈电压使得DR2输出驱动电压给MOS管Q2的栅极而使MOS管Q2导通，由于MOS管Q2的体二极管导通时使MOS管Q2导通，MOS管Q2是以ZVS条件开通。谐振激磁电流衰减到零和谐振电容Cr电压(如图4所示VCr波形)到峰值时刻是t2。
t2～t3：付边绕组Ns输出电压继续反极性，输出二极管D1截至。由于功能模块M的DR2已经输出驱动电压给MOS管Q2的栅极，MOS管Q2导通。谐振电容Cr经MOS管Q2、检测电阻Rc和绕组Ns与绕组Np继续并联谐振。付边绕组Ns的谐振激磁电流从零增加到峰值(如图4所示IRC波形)，而谐振电容Cr电压减小到零(如图4所示VCr波形)；检测电阻Rc上的反馈电压是一正电压对应正谐振激磁电流。谐振电容Cr电压减小到零时刻是t3。此时MOS管Q1的漏源电容上电压也从高于输入电压减少到等于输入电压VIN。
t1～t3这段时间是对应输出隔离变压器是进行谐振复位，并且到t3时刻谐振复位结束，即t3-t1＝TRESET。显然为了保证输出隔离变压器完成谐振复位，原边MOS管Q1的关断时间TOFF必须大于这谐振复位时间TRESET。
t3～t4：在t3～t4期间，MOS管Q2持续导通。由于谐振电容Cr的并联二极管Dr导通，谐振电容Cr上电压持续为零(如图4所示VCr波形)。付边绕组Ns的电压为零，输出二极管D1还是截至。付边绕组Ns的激磁电流恒定不变(如图4所示IRC波形)。MOS管Q1的漏源电容上电压等于输入电压VIN(如图4所示Vds波形)。这些为MOS管Q1以ZVS导通做准备。这段持续时间是为输出电流大小调节提供一个自由度来保证更宽的输出电流调节范围。在正激式直流-直流变换器工作在断续电流模式设计下，在t4时刻之前输出电感电流已经衰减到零。
t4～t5：对应时间t4时，此时功能模块M的DR2输出驱动电压突然消失，MOS管Q2关断，付边绕组Ns的激磁电流突然下降为零。与此同时，功能模块M把DR2输出驱动脉冲消失信息经脉冲变压器隔离耦合或两个高压小电容C1和C2隔离耦合到功能模块M1。输出隔离变压器磁芯内磁链不变的特性，必需要把付边绕组Ns的激磁电流流出。对付边绕组Ns而言，输出二极管D1可以导通，但由于输出电感L电流已经为零，电感电流不能突变，而无法输出付边绕组Ns的电流。对原边绕组Np而言，是经MOS管Q1连接到输入电压VIN。这样付边绕组Ns的激磁电流可以经原边绕组Np反馈到输入电压VIN。这原边绕组Np同名端流出的以付边绕组Ns的激磁电流Ns/Np固定比例电流把MOS管Q1的漏源电容上电压从输入电压VIN下降到零直至MOS管Q1的体二极管导通(如图4所示IRS波形)。这原边绕组Np反向激磁电流回馈到输入电源VIN，此时是t5时刻，即MOS管Q1的漏源电压为零(如图2所示Vds波形)，漏极电流是一负电流。原边绕组Np上电压是输入电压VIN。付边绕组Ns上电压是Ns/Np×VIN。
在t4时刻，功能模块M1根据接收的功能模块M输出DR2脉冲消失信息产生对应的ζ1延迟时间，在ζ1延迟时间内检测检测电阻Rs1反馈电压是否为负值，如果是负值，表征MOS管Q1体二极管导通，可以使功能模块M1输出DR1为高电平，将MOS管Q1以ZVS开关导通，此时为t5时刻；如果没有负值，表征在t4～t5时间段内MOS管Q2关断在原边绕组Np产生的反向激磁电流可能不足以保证MOS管Q1的漏源电容上电压从输入电压VIN下降到零直至MOS管Q1体二极管导通而使MOS管Q1以ZVS开关导通，MOS管Q1的漏源电压始终大于零，经这ζ1延迟时间后，使功能模块M1输出DR1为高电平，将MOS管Q1硬开关导通，这时就对应t0时刻。
t0～t1：在t0～t1期间，MOS管Q1的导通使得原边绕组Np流入电流由负变正并且线性增加。输出电感L电流也随之线性增加。功能模块M检测检测电阻Rs上电压。当检测电阻Rs上电压大于预定阀电平，表征输出电感L电流达到预定的峰值，功能模块M发出关断信息经脉冲变压器隔离耦合或两个高压小电容C1和C2隔离耦合到功能模块M1要求关断原边MOS管Q1，功能模块M1根据接收的功能模块M要求控制原边MOS管Q1截至。进入t1～t2时间段而周而复始。
就技术方案四而言：有如下的多种实施方案(实施例5、实施例6)：
实施例5、对应上述技术方案四、对正激式直流-直流变换器要求工作在连续和断续电流模式而言，需要增加一个元件，即，磁放大器电感Ls，来保证MOS管Q1以ZVS导通。具体可以从图8基础上增加磁放大器电感Ls，如图10所示，即在绕组Ns同名端和输出电感与续流二极管D2阴极连接端之间串入磁放大器电感Ls。
在正激式直流-直流变换器工作在连续电流模式条件下，从t1开始由于MOS管Q1关断后，付边绕组Ns输出电压反极性，输出二极管D1截至。由于输出二极管D1截至，磁放大器电感Ls电流也下降为零。由于磁放大器固有复位电流源作用，磁放大器电感Ls在t1～t3期间恢复了伏秒阻断能力。在t4～t5期间，功能模块M的DR2输出驱动电压突然消失，MOS管Q2关断。功能模块M把这信息经脉冲变压器隔离耦合或两个高压小电容C1和C2隔离耦合到功能模块M1。输出隔离变压器需要把复位绕组Nt的激磁电流从其他绕组流出。对付边绕组Ns而言，由于与付边绕组Ns同名端相连的磁放大器Ls电流已经为零并具有阻断能力而无法输出复位绕组Nt的电流。只有对原边绕组Np而言，经MOS管Q1连接到输入电压VIN。这样复位绕组Nt的激磁电流也是只可以经原边绕组Np反馈到输入电压VIN。这原边绕组Np同名端流出的以复位绕组Nt的激磁电流Nt/Np固定比例电流把MOS管Q1的漏源电容上电压从输入电压VIN下降到零直至MOS管Q1的体二极管导通这原边绕组Np反向激磁电流回馈到输入电源VIN，此时是t5时刻。如果在t5时刻，功能模块M1检测的检测电阻Rs1电压是负电压，功能模块M1就输出DR1驱动脉冲给MOS管Q1的栅极，MOS管Q1就是以ZVS条件导通。在MOS管Q1导通后，付边绕组Ns的输出电压经输出二极管D1和续流二极管D2加到磁放大器电感Ls上，经过由于固有磁放大器的复位电流源作用，磁放大器电感Ls恢复伏秒阻断能力对应的伏秒时间，磁放大器电感Ls也导通，付边绕组Ns输出电流经输出二极管D1，磁放大器电感Ls和输出电感L到负载；无论输出电感电流是连续还是断续，这磁放大器电感Ls的作用就是提供以短暂的阻断时间来保证把MOS管Q1的漏源电容上电压从输入电压VIN下降到零直至MOS管Q1的体二极管导通这绕组Np反向激磁电流回馈到输入电源VIN。同样为减小输出二极管D1和续流二极管D2的导通损耗，可以用MOS1和MOS2管来分别替换D1和D2，以达到更高的效率。
实施例6、对应上述技术方案四、如果不需要用MOS1和MOS2管来分别替换D1和D2，输出隔离变压器的绕组Nt可以省去，利用付边绕组Ns来完成输出隔离变压器的谐振复位，又要求可以工作在连续和断续电流模式下，可以在图9基础上增加一个磁放大器电感Ls为图11所示。在付边绕组Ns与输出二极管D1阳极连接之间串入这磁放大器电感Ls。
在正激式直流-直流变换器工作在连续电流模式条件下，从t1开始由于MOS管Q1关断后，付边绕组Ns输出电压反极性，输出二极管D1截至。由于输出二极管D1截至，磁放大器电感Ls电流也下降为零。由于磁放大器固有复位电流源作用，在t1～t3之间，磁放大器电感Ls恢复了伏秒阻断能力。在t4～t5期间，功能模块M的DR2输出驱动电压突然消失，MOS管Q2关断。功能模块M把这信息经脉冲变压器隔离耦合或两个高压小电容C1和C2隔离耦合到功能模块M1。输出隔离变压器需要把付边绕组Ns的激磁电流从其他绕组流出。对付边绕组Ns而言，由于串联的磁放大器Ls电流已经为零具有阻断能力而无法输出付边绕组Ns的电流。只有对原边绕组Np而言，经MOS管Q1连接到输入电压VIN。这样付边绕组Ns的激磁电流也是只可以经原边绕组Np反馈到输入电压VIN。这原边绕组Np同名端流出的以付边绕组Ns的激磁电流Ns/Np固定比例电流把MOS管Q1的漏源电容上电压从输入电压VIN下降到零直至MOS管Q1的体二极管导通这绕组Np反向激磁电流回馈到输入电源VIN，此时是t5时刻。如果在t5时刻，功能模块M1检测到检测电阻Rs1反馈电压为负电压，功能模块M1输出DR1驱动脉冲开通MOS管Q1，MOS管Q1就是以ZVS条件导通。在MOS管Q1导通后，付边绕组Ns的输出电压经输出二极管D1和续流二极管D2加到磁放大器电感Ls上，经过由于固有磁放大器的复位电流源作用，磁放大器电感Ls恢复伏秒阻断能力对应的伏秒时间，磁放大器电感Ls也导通，付边绕组Ns输出电流经磁放大器电感Ls，输出二极管D1和输出电感L到负载；无论输出电感电流是连续还是断续，这磁放大器电感Ls的作用就是提供以短暂的阻断时间来保证把MOS管Q1的漏源电容上电压从输入电压VIN下降到零直至MOS管Q1的体二极管导通这绕组Np反向激磁电流回馈到输入电源VIN。
功能模块M除了控制MOS管Q2完成输出隔离变压器谐振复位外，还通过检测电阻Rs上电压确定是否输出电感电流达到预期的峰值和何时输出电感电流衰减到零。功能模块M可以按照所需的输出电流以预定的算法产生输出隔离变压器原边MOS管Q1的导通时间而输出对应的信息经一个脉冲变压器隔离耦合或两个高压小电容C1和C2隔离耦合到功能模块M1，功能模块M1根据接收的功能模块M输出控制原边MOS管Q1导通截至。功能模块M还负责检测和控制输出电压在预定范围内。
功能模块M1除了接收功能模块M的输出信息，控制原边MOS管Q1导通截至外，还有承担整个系统的启动任务。功能模块M是在输出隔离变压器的付边侧。在系统启动之前，功能模块M的工作电压为零，功能模块M没有任何控制功能。这需要功能模块M1从输入电压VIN来产生原边MOS管Q1栅极的初始驱动脉冲电压，使得原边MOS管Q1导通截至，从而使得输出隔离变压器的付边绕组Ns或绕组Nt输出交变电压。功能模块M经引脚HV_I从这输出隔离变压器的付边绕组Ns或绕组Nt输出交变电压中建立起功能模块M的工作电压。这样功能模块M才具有相应的控制功能。功能模块M1要控制原边MOS管Q1经输出隔离变压器的付边绕组Ns和绕组Nt输出的功率比较低，具体输出功率大小可以是由原边检测电阻Rs1值控制。当功能模块M具有相应的控制功能后，经脉冲变压器隔离耦合或两个高压小电容C1和C2隔离耦合到功能模块M1就停止功能模块M1的初始启动功能，输出隔离变压器的输出功率是完全由功能模块M控制。
最后，还需要注意的是，以上列举的仅是本发明的若干个具体实施例。显然，本发明不限于以上实施例，还可以有许多变形。本领域的普通技术人员能从本发明公开的内容直接导出或联想到的所有变形，均应认为是本发明的保护范围。

Claims (9)

1.零电压开关正激式直流-直流变换器，其特征是：
包括功能模块M、输出隔离变压器、原边MOS管Q1、MOS管Q2；
所述输出隔离变压器包括原边绕组Np、付边绕组Ns、复位绕组Nt，输出隔离变压器有一激磁电感Lm；
功能模块M的引脚DR1与原边MOS管Q1的栅极相连；功能模块M的引脚DR2与MOS管Q2的栅极相连；功能模块M的引脚Ss与原边MOS管Q1的源极相连；原边MOS管Q1的源极经检测电阻Rs入地；复位绕组Nt和谐振电容Cr以及并联的二极管Dr均与功能模块M相接；
功能模块M有如下两个功能：其一是控制原边MOS管Q1导通截至，其二是根据谐振复位电流或电压变化控制MOS管Q2的导通截至；所述谐振复位电流的变化是与复位绕组Nt，谐振电容Cr，并联二极管Dr以及MOS管Q2的导通截至相关；功能模块M根据谐振复位电流或电压作为反馈信号FB控制MOS管Q2的导通截至；
VIN为原边输入电压，VIN与输出隔离变压器的Np的同名端相连；Np的非同名端与原边MOS管Q1的漏极相连。
2.根据权利要求1所述的零电压开关正激式直流-直流变换器，其特征是：
付边绕组Ns输出分别与输出二极管D1阴极和续流二极管D2的阴极相连；输出二极管D1阳极和续流二极管D2的阳极相连并与输出滤波电容Cf的负端和输出负载的负端相连；续流二极管D2的阴极与输出电感L一端相连；输出电感L的另一端与滤波电容Cf正端和输出负载正端相连。
3.根据权利要求2所述的零电压开关正激式直流-直流变换器，其特征是：
还包括磁放大器电感Ls，付边绕组Ns同名端的输出与磁放大器电感Ls一端相连，磁放大器电感Ls的另一端与续流二极管D2的阴极相连；
所述磁放大器电感Ls用于保证MOS管Q1以ZVS导通。
4.根据权利要求1～3任一所述的零电压开关正激式直流-直流变换器，其特征是：
功能模块M包括可复位积分器、比较+限幅误差放大模块、过零+延迟模块；MOS管Q2的源极经检测电阻Rc入地；MOS管Q2的漏极与复位绕组Nt的同名端相连；复位绕组Nt的非同名端经谐振电容Cr入地；并联二极管Dr与谐振电容Cr并联，并联二极管Dr的阳极接地；比较+限幅误差放大模块的输出与MOS管Q2的栅极相连；检测电阻Rc的反馈电压分别作为可复位积分器和比较+限幅误差放大模块的输入信号；可复位积分器的输出分两路与比较+限幅误差放大模块和过零+延迟模块相连，作为比较+限幅误差放大模块和过零+延迟模块的输入；过零+延迟模块的输出是比较+限幅误差放大模块的另一个输入。
5.根据权利要求1～3任一所述的零电压开关正激式直流-直流变换器，其特征是：
功能模块M包括比较+限幅误差放大模块、过零+延迟模块；MOS管Q2的源极入地，MOS管Q2的漏极与复位绕组Nt的同名端相连，复位绕组Nt的非同名端经谐振电容Cr入地，并联二极管Dr与谐振电容Cr并联，并联二极管Dr的阳极接地，比较+限幅误差放大模块的输出与MOS管Q2的栅极相连，谐振电容Cr的电压经Ru和Rd构成的分压网络反馈输出电压分别作为比较+限幅误差放大模块和过零+延迟模块的输入信号，过零+延迟模块的输出是比较+限幅误差放大模块的另一个输入。
6.根据权利要求1或2所述的零电压开关正激式直流-直流变换器，其特征是：除了将复位绕组Nt谐振复位电路在输出隔离变压器原边使用，并使原边MOS管Q1以ZVS开关导通外，也可以把绕组Nt谐振复位的方法放在输出隔离变压器的付边而使原边MOS管Q1以ZVS开关导通。
7.根据权利要求3所述的零电压开关正激式直流-直流变换器，其特征是：除了将复位绕组Nt谐振复位电路在输出隔离变压器原边使用，并使原边MOS管Q1以ZVS开关导通外，也可以把这绕组Nt谐振复位的方法放在输出隔离变压器的付边而使原边MOS管Q1以ZVS开关导通。
8.零电压开关正激式直流-直流变换器的控制法，其特征是，断续电流模式下：
增加复位绕组Nt和MOS管Q2是用以完成对输出隔离变压器谐振复位并且使得原边主功率MOS管Q1以ZVS条件开通，以达到降低开关损耗的效果；
功能模块M根据谐振复位电流或谐振复位电压，控制MOS管Q2的导通截至达到对输出隔离变压器谐振复位并且使得原边主功率MOS管Q1以ZVS条件开通，以达到降低开关损耗的效果；
当MOS管Q2导通时，谐振电容Cr经复位绕组Nt反射到输出隔离变压器的原边绕组Np，与输出隔离变压器原边绕组Np的激磁电感Lm进行谐振复位，并且在谐振复位结束后经复位绕组Nt达到反向激磁电流峰值；
当反向激磁电流峰值足够大时，能模块M控制MOS管Q2关断，输出隔离变压器的反向激磁电流由绕组Nt转移到绕组Np，反向激磁电流将原边主功率MOS管Q1的漏源电容电压放电自输入电压VIN下降为零并经原边主功率MOS管Q1体二极管和绕组Np向输入电压VIN反馈，此时功能模块M控制原边主功率MOS管Q1在Q1体二极管导通时导通，这样达到原边主功率MOS管Q1以ZVS条件开通，以达到降低开关损耗的效果。
9.根据权利要求8所述的零电压开关正激式直流-直流变换器的控制法，其特征是：无论输出电感电流是连续还是断续，由于磁放大器电感Ls的作用，提供以短暂的阻断时间来保证把MOS管Q1的漏源电容上电压从输入电压VIN下降到零直至MOS管Q1体二极管导通这绕组Np反向激磁电流回馈到输入电源VIN；从而保证MOS管Q1可以以ZVS条件导通。
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