CN104362856A - 一种零电压开关反激变换器及其控制方法 - Google Patents

一种零电压开关反激变换器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种零电压开关反激变换器及其控制方法，所述变换器连接直流输入电源和负载，包括开关管、保护二极管、谐振单元、整流二极管、隔离变压器以及滤波电容，所述谐振单元由谐振电容和隔离变压器的激磁电感组成。本发明可实现开关管的零电压导通和近似零电压关断，可大幅降低损耗，可用于DC/DC升降压功率变换场合。

Description

一种零电压开关反激变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及直流变换器领域，特别涉及一种可应用于DC/DC升降压功率变换场合的，可实现反激变换器零电压开关的电路及其控制方法。
背景技术
随着经济的发展和科技的进步，汽车已经成为人们出行和运输必不可少的交通工具。然而，随着汽车数量的不断增加，一些问题也逐渐显现出来。首先，石油危机问题引起了人们的担忧。截止到2011年年底，全世界已探明石油储量为2314.2亿吨，目前全世界每年石油消耗量为40.88亿吨，其中超过三分之一的石油都被汽车所消耗。以这个速度计算，54年后我们将面临无油可用的危机。另外，环境污染问题也逐渐被人们所关注。随着汽车数量的逐渐增多，汽车尾气造成的空气污染问题也愈发严重。经环境保护组织检测，目前城市空气中60％以上的污染物来自汽车尾气。出于应对石油危机、缓解空气污染、抢占电动汽车市场等目的，自上世纪90年代以来，各国政府和各大汽车厂商纷纷投入大量人力物力来推动电动汽车的推广和研发。
目前，制约电动汽车发展的瓶颈在于电动汽车动力蓄电池技术。电动汽车不仅节能、环保而且使用成本低、噪声小，市场前景广阔。但是，由于受到续航里程短、充电不方便、电池使用寿命短等因素的制约，影响了电动汽车推广普及的速度。在目前电动汽车动力蓄电池技术没有获得突破性进展的情况下，我们只能努力改善电动汽车电气系统的控制策略和性能，提高电动汽车电源变换器的效率，研发新型便捷的充电装置，使电动汽车能够方便地进行充电,提高电能使用效率，减少充电次数，延长蓄电池的使用寿命。
发明内容
本发明提出一种零电压开关反激变换器及其控制方法，该变换器能够实现开关管的零电压导通和近似零电压关断，软开关减小开关损耗，提升变换器的效率，适合应用于电动汽车领域。
本发明的技术方案如下：
一种零电压开关反激变换器，连接直流输入电源和负载，包括开关管、保护二极管、谐振单元、整流二极管、隔离变压器以及滤波电容；所述谐振单元由谐振电容和隔离变压器的激磁电感组成，谐振电容并联在隔离变压器的原边，谐振单元与开关管串联，保护二极管反相并联在开关管的集电极和发射极之间；所述直流输入电源一端接在谐振单元一侧，另一端接在开关管一侧；所述隔离变压器的副边接整流二极管和滤波电容，构成一个回路。
一种零电压开关反激变换器的控制方法，包括以下步骤：
1)开关管开通，谐振电容两端电压vCr＝Vin，此时隔离变压器副边的整流二极管承受反压，能量不会传到副边，输入电压加在激磁电感两端，向激磁电感储能，iLr从0线性增加，负载电流由滤波电容提供；
2)开关管关断，此后激磁电感与谐振电容发生并联谐振，即谐振电容向激磁电感放电，vCr从Vin开始下降，iLr谐振增加，当vCr下降为零时，iLr谐振增加到其最大值；此后激磁电感对谐振电容反向充电，vCr从零负向增加，iLr开始谐振下降；整个模态持续到vCr＝-Vo/n，且整个模态中负载电流依然由滤波电容提供；能量在激磁电感与谐振电容之间进行传递，但激磁电感与谐振电容上的总能量是不变的；
3)当vCr＝-Vo/n，隔离变压器副边的整流二极管导通，隔离变压器副边电流流过整流二极管给滤波电容充电，并提供负载电流，在此过程中vCr保持不变，iLr线性下降，直到iLr＝0，此开关模态结束；
4)当iLr下降到零，整流二极管自然关断，此后激磁电感与谐振电容发生并联谐振，即谐振电容向激磁电感放电，vCr从-Vo/n开始正向上升，iLr从零开始负向谐振增加；当谐振电容电压谐振到0，iLr达到反向最大值，此后激磁电感向谐振电容放电，iLr和vCr都正向上升；直到vCr＝Vin此开关模态结束；在这段时间内，激磁电感和谐振电容上的总能量保持不变；
5)当vCr＝Vin，iLr＝-I2，此后隔离变压器原边的保护二极管自然导通，iLr流过保护二极管将能量回馈给输入端，在整个过程中激磁电感和谐振电容上的电压始终等于输入电压，iLr正向线性增加，直到iLr增加到0此工作模态结束。
本发明的有益技术效果是：
本发明的零电压开关反激变换器在实现升降压功能的同时，使开关管实现了软开关，有效减小了损耗，具有很高的效率。
附图说明
图1是所举实施例的零电压开关反激变换器拓扑结构图。
图2是图1所示电路相关元件工作波形示意图。
图3是图1所示电路第一阶段工作模态示意图。
图4是图1所示电路第二阶段工作模态示意图。
图5是图1所示电路第三阶段工作模态示意图。
图6是图1所示电路第四阶段工作模态示意图。
图7是图1所示电路第五阶段工作模态示意图。
图8是图1所示电路主要仿真波形图。
图9是图1所示电路开关管电压电流仿真波形图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的具体实施方式做进一步说明。
本发明涉及一种零电压开关反激变换器，图1为本发明的一个实施例电路拓扑结构图。如图1所示，本发明的零电压开关反激变换器连接直流输入电源Vin和负载RL，包括开关管Q、保护二极管D1、谐振单元、整流二极管D2、隔离变压器T以及滤波电容Co。谐振单元由谐振电容Cr和隔离变压器的激磁电感Lr并联组成，谐振电容Cr并联在隔离变压器T的原边。谐振单元与开关管Q串联，保护二极管D1反相并联在开关管Q的集电极和发射极之间。直流输入电源Vin一端接在谐振单元一侧，另一端接在开关管Q一侧。隔离变压器T的副边接包括整流二极管D2和滤波电容Co在内的整流滤波元件，构成一个回路。
下面对本发明的零电压开关反激变换器的控制方法进行详细说明。
如图2、图3所示，第一阶段：t0<t<t1；
t0时刻隔离变压器T的激磁电感Lr上的电流为0，在t0时刻开通开关管Q，谐振电容Cr两端电压vCr＝Vin，此时隔离变压器T副边的整流二极管D2承受反压，能量不会传到副边，输入电压Vin加在激磁电感Lr两端，向激磁电感Lr储能，iLr从0线性增加，负载电流由滤波电容Co提供，t1时刻iLr增加到I0。
如图2、图4所示，第二阶段：t1<t<t3；
t1时刻关断开关管Q，此后激磁电感Lr与谐振电容Cr发生并联谐振，即谐振电容Cr向激磁电感Lr放电，vCr从Vin开始下降，iLr从I0谐振增加，由于开关器件的输出电容Coss(在图中没有画出)相于对谐振电容Cr很小，在开关管Q关断时间内，其两端电压(对MOSFET而言，即漏极与源极间电压)上升很小，可以近似看为零电压关断。
到t2时刻，vCr下降为零，iLr谐振增加到其最大值。此后激磁电感Lr对谐振电容Cr反向充电，vCr从零负向增加，iLr开始谐振下降。直到t3时刻，vCr＝-Vo/n，iLr减小到I1，整个模态中负载电流依然由滤波电容Co提供。
可见，在t1～t3这段时间内，只是激磁电感Lr和谐振电容Cr之间进行能量交换，但激磁电感Lr和谐振电容Cr上的总能量不变。
如图2、图5所示，第三阶段：t3<t<t4；
t3时刻，vCr＝-Vo/n，隔离变压器T副边的整流二极管D2导通，导通时整流二极管D2的电流iD2始终等于iLr/n，隔离变压器副边电流流过整流二极管D2给滤波电容Co充电，并提供负载电流，在此过程中vCr保持不变，iLr线性下降，直到t4时刻，iLr＝0，此开关模态结束。
如图2、图6所示，第四阶段：t4<t<t6；
在t4时刻，iLr下降到零，整流二极管D2自然关断，此后激磁电感Lr与谐振电容Cr发生并联谐振，即谐振电容Cr向激磁电感Lr放电，vCr从-Vo/n开始正向上升，iLr从零开始负向谐振增加。在t5时刻谐振电容Cr电压谐振到0，iLr达到反向最大值，此后激磁电感Lr向谐振电容Cr放电，iLr和vCr都正向上升。直到t6时刻，vCr＝Vin，iLr＝-I2，此开关模态结束。在这段时间内，激磁电感Lr和谐振电容Cr上的总能量保持不变。
如图2、图7所示，第五阶段：t6<t<t7；
t6时刻vCr＝Vin，iLr＝-I2，此后隔离变压器T原边的保护二极管D1自然导通，iLr流过保护二极管D1将能量回馈给输入端，在整个过程中激磁电感Lr和谐振电容Cr上的电压始终等于输入电压，iLr正向线性增加，直到t7时刻iLr增加到0此工作模态结束。
下面通过一个具体的例子来阐述本发明技术方案：
本发明给出了该零电压开关反激变换器的仿真实例，具体仿真参数如下：
输入电压Vin 200V
输出电压Vo 170V
传输功率P 200W
激磁电感Lr 68uH
谐振电容Cr 0.1uF
工作频率fs 54kHz
图8给出了仿真波形，各工作波形与分析相一致，图9给出开关管Q的电压电流波形，图波形可以看出，开关管Q实现了零电压导通和近似零电压关断。
本发明的零电压开关反激变换器，能实现升降压功能，且开关管实现了软开关，有效减小了损耗，具有很高的效率，适合DC/DC电压变换。
以上所述的仅是本发明的优选实施方式，本发明不限于以上实施例。可以理解，本领域技术人员在不脱离本发明的精神和构思的前提下直接导出或联想到的其他改进和变化，均应认为包含在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.一种零电压开关反激变换器，其特征在于：所述变换器连接直流输入电源(Vin)和负载(RL)，包括开关管(Q)、保护二极管(D1)、谐振单元、整流二极管(D2)、隔离变压器(T)以及滤波电容(Co)；所述谐振单元由谐振电容(Cr)和隔离变压器(T)的激磁电感(Lr)组成，谐振电容(Cr)并联在隔离变压器(T)的原边，谐振单元与开关管(Q)串联，保护二极管(D1)反相并联在开关管(Q)的集电极和发射极之间；所述直流输入电源(Vin)一端接在谐振单元一侧，另一端接在开关管(Q)一侧；所述隔离变压器(T)的副边接整流二极管(D2)和滤波电容(Co)，构成一个回路。
2.一种权利要求1所述零电压开关反激变换器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
1)开关管(Q)开通，谐振电容(Cr)两端电压vCr＝Vin，此时隔离变压器(T)副边的整流二极管(D2)承受反压，能量不会传到副边，输入电压(Vin)加在激磁电感(Lr)两端，向激磁电感(Lr)储能，iLr从0线性增加，负载电流由滤波电容(Co)提供；
2)开关管(Q)关断，此后激磁电感(Lr)与谐振电容(Cr)发生并联谐振，即谐振电容(Cr)向激磁电感(Lr)放电，vCr从Vin开始下降，iLr谐振增加，当vCr下降为零时，iLr谐振增加到其最大值；此后激磁电感(Lr)对谐振电容(Cr)反向充电，vCr从零负向增加，iLr开始谐振下降；整个模态持续到vCr＝-Vo/n，且整个模态中负载电流依然由滤波电容(Co)提供；能量在激磁电感(Lr)与谐振电容(Cr)之间进行传递，但激磁电感(Lr)与谐振电容(Cr)上的总能量是不变的；
3)当vCr＝-Vo/n，隔离变压器(T)副边的整流二极管(D2)导通，隔离变压器(T)副边电流流过整流二极管(D2)给滤波电容(Co)充电，并提供负载电流，在此过程中vCr保持不变，iLr线性下降，直到iLr＝0，此开关模态结束；
4)当iLr下降到零，整流二极管(D2)自然关断，此后激磁电感(Lr)与谐振电容(Cr)发生并联谐振，即谐振电容(Cr)向激磁电感(Lr)放电，vCr从-Vo/n开始正向上升，iLr从零开始负向谐振增加；当谐振电容(Cr)电压谐振到0，iLr达到反向最大值，此后激磁电感(Lr)向谐振电容(Cr)放电，iLr和vCr都正向上升；直到vCr＝Vin此开关模态结束；在这段时间内，激磁电感(Lr)和谐振电容(Cr)上的总能量保持不变；
5)当vCr＝Vin，iLr＝-I2，此后隔离变压器(T)原边的保护二极管(D1)自然导通，iLr流过保护二极管(D1)将能量回馈给输入端，在整个过程中激磁电感(Lr)和谐振电容(Cr)上的电压始终等于输入电压，iLr正向线性增加，直到iLr增加到0此工作模态结束。
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