JP2001145356A - Ａｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＡＣ−ＤＣコンバータの制御回路を簡素化し
且つ高効率化及び低ノイズ化を図る。 【解決手段】 本発明によるＡＣ−ＤＣコンバータで
は、スイッチング回路(3)内の正側の電力変換用ＩＧＢ
Ｔ(4,6,8)と負側の電力変換用ＩＧＢＴ(5,7,9)を各対毎
に同時にオン・オフ制御するので、各電力変換用ＩＧＢ
Ｔ(4〜9)のスイッチング動作の制御シーケンスが簡略化
され、制御回路(21)の構成を簡素化できる。また、ゼロ
電圧回路(48)により各電力変換用ＩＧＢＴ(4〜9)のコレ
クタ−エミッタ端子間の電圧を略０Ｖに低下させた後に
各電力変換用ＩＧＢＴ(4〜9)をオン状態に切り換えるの
で、各電力変換用ＩＧＢＴ(4〜9)のオン時にゼロ電圧ス
イッチングとなり、各電力変換用ＩＧＢＴ(4〜9)のスイ
ッチング損失を低減してＡＣ−ＤＣコンバータの変換効
率を向上できると共に、スイッチングノイズの発生を抑
制することが可能となる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は交流入力電流を正弦
波状に制御して入力力率を改善するＡＣ−ＤＣコンバー
タ、特に制御回路を簡素化でき且つ高効率及び低ノイズ
化が可能なＡＣ−ＤＣコンバータに属する。

【０００２】

【従来の技術】スイッチングレギュレータ等の入力電源
部には整流ダイオード及び平滑コンデンサから成るコン
デンサ入力型の整流回路が一般的に使用されている。し
かしながら、コンデンサ入力型の整流回路では正弦波交
流入力電流の最大値付近のみに平滑コンデンサへ充電電
流が流れるため、入力電流波形の導通角が狭く、入力力
率が０.６前後と低い問題点があった。そこで、例えば
図７に示すように交流入力電流を正弦波状に制御して入
力力率を改善する降圧型のＡＣ−ＤＣコンバータが提案
されている。図７に示すＡＣ−ＤＣコンバータは、リア
クトル及びコンデンサを有し且つ三相交流電源(1)に接
続されるフィルタ回路(2)と、橋絡接続（ブリッジ接
続）された３対のスイッチング素子としての第１〜第６
の電力変換用ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトラン
ジスタ）(4,5;6,7;8,9)及び第１〜第６の電力変換用Ｉ
ＧＢＴ(4〜9)の各々と直列に接続された逆流防止用整流
素子としての第１〜第６の逆流防止用ダイオード(10〜1
5)を有し且つフィルタ回路(2)の出力端子に接続される
スイッチング回路(3)と、スイッチング回路(3)の出力端
子間に接続される還流用整流素子としての還流用ダイオ
ード(16)と、還流用ダイオード(16)に直流リアクトル(1
7)を介して接続される平滑コンデンサ(18)と、直流リア
クトル(17)に流れる電流Ｉ_Lをその電流に対応する電圧
Ｖ_Lとして検出する電流検出器(19)と、三相交流電源(1)
からのＵ相、Ｖ相及びＷ相の交流入力電圧Ｖ_U,Ｖ_V,Ｖ_W
を検出する相電圧検出用トランス(20)と、相電圧検出用
トランス(20)の検出電圧Ｖ_U,Ｖ_V,Ｖ_W及び電流検出器(1
9)の検出電圧Ｖ_L並びに平滑コンデンサ(18)の電圧Ｖ_DC
に応じてスイッチング回路(3)内における第１〜第６の
電力変換用ＩＧＢＴ(4〜9)のゲート端子の各々に第１〜
第６のオン・オフ制御信号Ｖ_G1,Ｖ_{G 2};Ｖ_G3,Ｖ_G4;Ｖ_G5,
Ｖ_G6を付与して第１〜第６の電力変換用ＩＧＢＴ(4〜9)
をオン・オフ制御する制御回路(21)とを備えている。

【０００３】制御回路(21)は、図８に示すように平滑コ
ンデンサ(18)の両端から出力される直流出力電圧Ｖ_DCの
基準値を規定する基準電圧Ｖ_RDを発生する基準電源(22)
と、平滑コンデンサ(18)の電圧Ｖ_DCを基準電源(22)の基
準電圧Ｖ_RDと比較してそれらの誤差電圧信号Ｖ_E1を出力
する第１の誤差増幅器(23)と、電流検出器(19)の検出電
圧Ｖ_Lを第１の誤差増幅器(23)の出力信号Ｖ_E1と比較し
てそれらの誤差電圧信号Ｖ_E2を出力する第２の誤差増幅
器(24)と、相電圧検出用トランス(20)の検出電圧Ｖ_U,Ｖ
_V,Ｖ_W及び第２の誤差増幅器(24)の出力信号Ｖ_E2に基づ
いてＵ相、Ｖ相及びＷ相の電流基準信号Ｖ_RUV,Ｖ_RVW,Ｖ
_RWUを発生する相電流基準信号発生回路(25)と、三相交
流電源(1)の周波数（５０〜６０Hz）よりも十分に高い
周波数（１〜１００kHz）の三角波信号Ｖ_Tを発生する三
角波発振回路(26)と、相電流基準信号発生回路(25)のＵ
相、Ｖ相及びＷ相の電流基準信号Ｖ_RUV,Ｖ_RVW,Ｖ_RWUを
三角波発振回路(26)の三角波信号Ｖ_Tと比較して各相の
電流のＰＷＭ変調信号Ｖ_PUV,Ｖ_PVW,Ｖ_PWUを出力するＰ
ＷＭコンパレータ(27,28,29)と、各ＰＷＭコンパレータ
(27,28,29)のＰＷＭ変調信号Ｖ_PUV,Ｖ_PVW,Ｖ_PWUを
「１」、「０」又は「−１」の３値の線電流パルス信号
Ｖ_SU(＝Ｖ_PUV−Ｖ_PWU),Ｖ_SV(＝Ｖ_PVW−Ｖ_PUV),Ｖ_SW(＝
Ｖ_PWU−Ｖ_PVW)に変換する線電流パルス変換用コンパレ
ータ(30,31,32)と、各線電流パルス信号Ｖ_SU,Ｖ_SV,Ｖ_SW
の符号、即ち「１」、「０」又は「−１」を判別してそ
れぞれ高（Ｈ）レベル、ゼロレベル又は低（Ｌ）レベル
の電圧信号を出力する符号判別回路(33,34,35)と、スイ
ッチング回路(3)の第１〜第６の電力変換用ＩＧＢＴ(4,
5;6,7;8,9)の各ゲート端子に付与する第１〜第６のオン
・オフ制御信号Ｖ_G1,Ｖ_G2;Ｖ_G3,Ｖ_G4;Ｖ_G5,Ｖ_G6を符号
判別回路(33,34,35)の電圧信号のレベルに基づいてＵ
相、Ｖ相及びＷ相アームの正側と負側にそれぞれ分別し
て出力する分別回路(36,37,38)とから構成される。

【０００４】分別回路(36,37,38)は、符号判別回路(33,
34,35)の出力信号が高レベルのとき、対応するアームの
正側の第１、第３又は第５の電力変換用ＩＧＢＴ(4,6,
8)のゲート端子に付与する第１、第３又は第５のオン・
オフ制御信号Ｖ_G1,Ｖ_G3,Ｖ_G5のみを高レベルにして第
１、第３又は第５の電力変換用ＩＧＢＴ(4,6,8)をオン
状態にする。また、符号判別回路(33,34,35)の出力信号
が低レベルのときは、対応するアームの負側の第２、第
４又は第６の電力変換用ＩＧＢＴ(5,7,9)のゲート端子
に付与する第２、第４又は第６のオン・オフ制御信号Ｖ
_G2,Ｖ_G4,Ｖ_G6のみを高レベルにして第２、第４又は第６
の電力変換用ＩＧＢＴ(5,7,9)をオン状態にする。更
に、符号判別回路(33,34,35)の出力信号がゼロレベルの
ときは、対応するアームの正側及び負側の第１及び第２
の電力変換用ＩＧＢＴ(4,5)、第３及び第４の電力変換
用ＩＧＢＴ(6,7)又は第５及び第６の電力変換用ＩＧＢ
Ｔ(8,9)のゲート端子に付与する第１及び第２、第３及
び第４又は第５及び第６のオン・オフ制御信号Ｖ_G1,Ｖ
_G2;Ｖ_G3,Ｖ_G4;Ｖ_G5,Ｖ_G6を低レベルにして第１及び第２
の電力変換用ＩＧＢＴ(4,5)、第３及び第４の電力変換
用ＩＧＢＴ(6,7)又は第５及び第６の電力変換用ＩＧＢ
Ｔ(8,9)をオフ状態にする。

【０００５】図７に示すＡＣ−ＤＣコンバータの動作は
以下の通りである。例えば、図９(Ａ)に示すように三相
交流電源(1)のＵ相の交流入力電流Ｉ_Uが正の半周期間の
とき、電流検出器(19)の検出電圧Ｖ_L及び相電圧検出用
トランス(20)の検出電圧Ｖ_U,Ｖ_V,Ｖ_W並びに平滑コンデ
ンサ(18)の電圧Ｖ_DCに応じてＰＷＭ変調された第１のオ
ン・オフ制御信号Ｖ_G1が制御回路(21)内の分別回路(36)
からスイッチング回路(3)内の第１の電力変換用ＩＧＢ
Ｔ(4)のゲート端子に入力され、第１の電力変換用ＩＧ
ＢＴ(4)がオン・オフ動作される。これと同時に、分別
回路(36)から第２の電力変換用ＩＧＢＴ(5)のゲート端
子に入力される第２のオン・オフ制御信号Ｖ_G2は低レベ
ル一定となり、第２の電力変換用ＩＧＢＴ(5)がオフ状
態となる。また、三相交流電源(1)のＵ相の交流入力電
流Ｉ_Uが負の半周期間のときは、電流検出器(19)の検出
電圧Ｖ_L及び相電圧検出用トランス(20)の検出電圧Ｖ_U,
Ｖ_V,Ｖ_W並びに平滑コンデンサ(18)の電圧Ｖ_DCに応じて
ＰＷＭ変調された第２のオン・オフ制御信号Ｖ_G2が制御
回路(21)内の分別回路(36)からスイッチング回路(3)内
の第２の電力変換用ＩＧＢＴ(5)のゲート端子に入力さ
れ、第２の電力変換用ＩＧＢＴ(5)がオン・オフ動作さ
れる。これと同時に、分別回路(36)から第１の電力変換
用ＩＧＢＴ(4)のゲート端子に入力される第１のオン・
オフ制御信号Ｖ_G1は低レベル一定となり、第１の電力変
換用ＩＧＢＴ(4)がオフ状態となる。これにより、スイ
ッチング回路(3)のＵ相アームに入力される電流Ｉ_U0は
図９(Ｂ)に示すように波高値Ｉ_U0Pの正負のパルス電流
波形となる。スイッチング回路(3)のＵ相アームに入力
される正負のパルス状の電流Ｉ_U0はフィルタ回路(2)に
より低次の高調波成分が除去され、基本波成分のみの正
弦波電流となる。Ｖ相アーム及びＷ相アームについても
前記と略同様の動作が行なわれる。

【０００６】三相交流電源(1)から供給されるＵ相、Ｖ
相及びＷ相の交流入力電圧Ｖ_U,Ｖ_V,Ｖ_Wの波形を図１０
(Ａ)に示し、図１０(Ａ)に示す微小期間Ｔ₁,Ｔ₂,Ｔ₃,Ｔ
₄での第１〜第６の電力変換用ＩＧＢＴ(4〜9)のスイッ
チング波形Ｓ₁〜Ｓ₆をそれぞれ図１０(Ｂ)〜(Ｇ)に示
す。即ち、図１０(Ａ)に示す微小期間Ｔ₁では、Ｕ相、
Ｖ相及びＷ相の交流入力電圧Ｖ_U,Ｖ_V,Ｖ_Wの極性がＶ_U＞
０＞Ｖ_W＞Ｖ_Vで且つ各電圧Ｖ_U,Ｖ_V,Ｖ_Wの絶対値レベル
の大小関係がＶ_U＞Ｖ_V＞Ｖ_Wであるから、図１０(Ｂ)及
び(Ｅ)に示すようにＵ相アームの正側の第１の電力変換
用ＩＧＢＴ(4)及びＶ相アームの負側の第４の電力変換
用ＩＧＢＴ(7)がオン状態となる。その後、第１の電力
変換用ＩＧＢＴ(4)のオン期間中に第４の電力変換用Ｉ
ＧＢＴ(7)がオフ状態になると、図１０(Ｇ)に示すよう
にＷ相アームの負側の第６の電力変換用ＩＧＢＴ(9)が
オン状態となる。続いて、図１０(Ａ)に示す微小期間Ｔ
₂では、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の交流入力電圧Ｖ_U,Ｖ_V,Ｖ_W
の極性がＶ_U＞０＞Ｖ_V＞Ｖ_Wで且つ各電圧Ｖ_U,Ｖ_V,Ｖ_Wの
絶対値レベルの大小関係がＶ_U＞Ｖ_W＞Ｖ_Vであるから、
図１０(Ｂ)及び(Ｇ)に示すようにＵ相アームの正側の第
１の電力変換用ＩＧＢＴ(4)及びＷ相アームの負側の第
６の電力変換用ＩＧＢＴ(9)がオン状態となる。その
後、第１の電力変換用ＩＧＢＴ(4)のオン期間中に第６
の電力変換用ＩＧＢＴ(9)がオフ状態になると、図１０
(Ｅ)に示すようにＶ相アームの負側の第４の電力変換用
ＩＧＢＴ(7)がオン状態となる。また、図１０(Ａ)に示
す微小期間Ｔ₃では、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の交流入力電
圧Ｖ_U,Ｖ_V,Ｖ_Wの極性がＶ_V＞０＞Ｖ_U＞Ｖ_Wで且つ各電圧
Ｖ_U,Ｖ_V,Ｖ_Wの絶対値レベルの大小関係がＶ_V＞Ｖ_W＞Ｖ_U
であるから、図１０(Ｄ)及び(Ｇ)に示すようにＶ相アー
ムの正側の第３の電力変換用ＩＧＢＴ(6)及びＷ相アー
ムの負側の第６の電力変換用ＩＧＢＴ(9)がオン状態と
なる。その後、第３の電力変換用ＩＧＢＴ(6)のオン期
間中に第６の電力変換用ＩＧＢＴ(9)がオフ状態になる
と、図１０(Ｃ)に示すようにＵ相アームの負側の第２の
電力変換用ＩＧＢＴ(5)がオン状態となる。更に、図１
０(Ａ)に示す微小期間Ｔ₄では、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の
交流入力電圧Ｖ_U,Ｖ_V,Ｖ_Wの極性がＶ_V＞Ｖ_W＞０＞Ｖ_Uで
且つ各電圧Ｖ_U,Ｖ_V,Ｖ_Wの絶対値レベルの大小関係がＶ_U
＞Ｖ_V＞Ｖ_Wであるから、図１０(Ｃ)及び(Ｄ)に示すよう
にＵ相アームの負側の第２の電力変換用ＩＧＢＴ(5)及
びＶ相アームの正側の第３の電力変換用ＩＧＢＴ(6)が
オン状態となる。その後、第２の電力変換用ＩＧＢＴ
(5)のオン期間中に第３の電力変換用ＩＧＢＴ(6)がオフ
状態になると、図１０(Ｆ)に示すようにＷ相アームの正
側の第５の電力変換用ＩＧＢＴ(8)がオン状態となる。

【０００７】ここで、スイッチング回路(3)のＵ相アー
ムの正側の第１の電力変換用ＩＧＢＴ(4)及びＶ相アー
ムの負側の第４の電力変換用ＩＧＢＴ(7)がオン状態の
とき、三相交流電源(1)のＵ相出力、フィルタ回路(2)、
第１の逆流防止用ダイオード(10)、第１の電力変換用Ｉ
ＧＢＴ(4)、直流リアクトル(17)、平滑コンデンサ(18)
並びに負荷(39)、第４の電力変換用ＩＧＢＴ(7)、第４
の逆流防止用ダイオード(13)、フィルタ回路(2)、三相
交流電源(1)のＶ相出力の経路で電流が流れ、直流リア
クトル(17)にエネルギが蓄積されると共に平滑コンデン
サ(18)が充電される。その後、スイッチング回路(3)の
Ｕ相アームの正側の第１の電力変換用ＩＧＢＴ(4)がオ
フ状態になると、直流リアクトル(17)の蓄積エネルギ及
び平滑コンデンサ(18)の電荷が放出され、直流リアクト
ル(17)、平滑コンデンサ(18)並びに負荷(39)、還流用ダ
イオード(16)の経路で電流が流れる。また、スイッチン
グ回路(3)のＵ相アームの負側の第２の電力変換用ＩＧ
ＢＴ(5)及びＶ相アームの正側の第３の電力変換用ＩＧ
ＢＴ(6)がオン状態のときは、三相交流電源(1)のＶ相出
力、フィルタ回路(2)、第３の逆流防止用ダイオード(1
2)、第３の電力変換用ＩＧＢＴ(6)、直流リアクトル(1
7)、平滑コンデンサ(18)並びに負荷(39)、第２の電力変
換用ＩＧＢＴ(5)、第２の逆流防止用ダイオード(11)、
フィルタ回路(2)、三相交流電源(1)のＵ相出力の経路で
電流が流れ、直流リアクトル(17)にエネルギが蓄積され
ると共に平滑コンデンサ(18)が充電される。その後、ス
イッチング回路(3)のＵ相アームの負側の第２の電力変
換用ＩＧＢＴ(5)がオフ状態になると、直流リアクトル
(17)の蓄積エネルギ及び平滑コンデンサ(18)の電荷が放
出され、直流リアクトル(17)、平滑コンデンサ(18)並び
に負荷(39)、還流用ダイオード(16)の経路で電流が流れ
る。スイッチング回路(3)のＶ相アームの第３及び第４
の電力変換用ＩＧＢＴ(6,7)並びにＷ相アームの第５及
び第６の電力変換用ＩＧＢＴ(8,9)がオン・オフ動作す
る場合、又はスイッチング回路(3)のＵ相アームの第１
及び第２の電力変換用ＩＧＢＴ(4,5)並びにＷ相アーム
の第５及び第６の電力変換用ＩＧＢＴ(8,9)がオン・オ
フ動作する場合についても前記と略同様に動作する。以
上により、図９(Ｃ)に示すような一定レベルの直流電流
Ｉ_Lが直流リアクトル(17)に流れ、平滑コンデンサ(18)
の両端に直流出力電圧Ｖ_DCが発生する。

【０００８】スイッチング回路(3)の第１〜第６の電力
変換用ＩＧＢＴ(4〜9)のオン・オフ動作により平滑コン
デンサ(18)の両端から出力される直流出力電圧Ｖ_DCは、
制御回路(21)内の第１の誤差増幅器(23)にて基準電源(2
2)の基準電圧Ｖ_RDと比較され、直流出力電圧Ｖ_DC及び基
準電圧Ｖ_RDの誤差電圧信号Ｖ_E1が第１の誤差増幅器(23)
から出力される。第１の誤差増幅器(23)の誤差電圧信号
Ｖ_E1は、第２の誤差増幅器(24)において電流検出器(19)
により検出された直流リアクトル(17)の検出電圧Ｖ_Lと
比較され、誤差電圧信号Ｖ_E1及び検出電圧Ｖ_Lの誤差電
圧信号Ｖ_E2が第２の誤差増幅器(24)から出力される。第
２の誤差増幅器(24)の誤差電圧信号Ｖ_E2は、相電圧検出
用トランス(20)の検出電圧Ｖ_U,Ｖ_V,Ｖ_Wと共に相電流基
準信号発生回路(25)に入力され、検出電圧Ｖ_U,Ｖ_V,Ｖ_W
及び誤差電圧信号Ｖ_E2に基づいて相電流基準信号発生回
路(25)から図１１(Ａ)に示すようなＵ相、Ｖ相及びＷ相
の電流基準信号Ｖ_RUV,Ｖ_RVW,Ｖ_RWUが出力される。相電
流基準信号発生回路(25)のＵ相、Ｖ相及びＷ相の電流基
準信号Ｖ_RUV,Ｖ_RVW,Ｖ_RWUは、各ＰＷＭコンパレータ(2
7,28,29)において三角波発振回路(26)の三角波信号Ｖ_T
とそれぞれ比較され、電流基準信号Ｖ_RUV,Ｖ_RVW,Ｖ_RWU
と三角波信号Ｖ_Tとの関係がＶ_RUV,Ｖ_RVW,Ｖ_RWU＜Ｖ_Tの
ときに低レベルとなり、Ｖ_RUV,Ｖ_RVW,Ｖ_RWU＞Ｖ_Tのとき
に高レベルとなる図１１(Ｂ),(Ｃ),(Ｄ)に示すようなＰ
ＷＭ変調信号Ｖ_PUV,Ｖ_PVW,Ｖ_PWUが各ＰＷＭコンパレー
タ(27,28,29)から出力される。各ＰＷＭコンパレータ(2
7,28,29)のＰＷＭ変調信号Ｖ_PUV,Ｖ_PVW,Ｖ_PWUは、それ
ぞれ線電流パルス変換用コンパレータ(30,31,32)にてそ
れぞれ図１１(Ｅ),(Ｆ),(Ｇ)に示すような線電流パルス
信号Ｖ_PUV−Ｖ_PWU＝Ｖ_SU；Ｖ_PVW−Ｖ_PUV＝Ｖ_SV；Ｖ_PWU
−Ｖ_PVW＝Ｖ_SWに変換される。各線電流パルス変換用コ
ンパレータ(30,31,32)の線電流パルス信号Ｖ_SU,Ｖ_SV,Ｖ
_SWは、符号判別回路(33,34,35)にてそれらの値、即ち
「１」、「０」又は「−１」が判別され、符号判別回路
(33,34,35)からそれぞれの値に応じて高レベル、ゼロレ
ベル又は低レベルの電圧信号が出力される。符号判別回
路(33,34,35)から出力される各電圧信号は分別回路(36,
37,38)にそれぞれ入力され、各電圧信号のレベルに基づ
いてＵ相、Ｖ相及びＷ相アームの正側と負側にそれぞれ
分別された第１及び第２、第３及び第４並びに第５及び
第６のオン・オフ制御信号Ｖ_G1,Ｖ_G2;Ｖ_G3,Ｖ_G4;Ｖ_G5,
Ｖ_G6が各分別回路(36,37,38)からスイッチング回路(3)
の第１及び第２、第３及び第４並びに第５及び第６の電
力変換用ＩＧＢＴ(4,5;6,7;8,9)のゲート端子にそれぞ
れ付与される。

【０００９】以上により、直流リアクトル(17)に流れる
電流Ｉ_L及び三相交流電源(1)のＵ相、Ｖ相及びＷ相の交
流入力電圧Ｖ_U,Ｖ_V,Ｖ_W並びに平滑コンデンサ(18)の両
端の直流出力電圧Ｖ_DCに応じてスイッチング回路(3)内
の第１〜第６の電力変換用ＩＧＢＴ(4〜9)が制御回路(2
1)によりオン・オフ制御され、三相交流電源(1)からフ
ィルタ回路(2)を介してスイッチング回路(3)のＵ相、Ｖ
相及びＷ相アームに流れる交流入力電流Ｉ_U0,Ｉ_V0,Ｉ_W0
が正弦波状に制御されると共に平滑コンデンサ(18)の両
端から出力される直流出力電圧Ｖ_DCが一定レベルに保持
される。

【００１０】図７に示すＡＣ−ＤＣコンバータでは、三
相交流電源(1)からフィルタ回路(2)を介してスイッチン
グ回路(3)のＵ相、Ｖ相及びＷ相アームに流れる交流入
力電流Ｉ_U0,Ｉ_V0,Ｉ_W0が正弦波状に制御されると共に平
滑コンデンサ(18)の両端から出力される直流出力電圧Ｖ
_DCが一定レベルに保持されるので、入力力率を略１.０
に上昇できると共に高安定な直流出力電圧Ｖ_DCが得られ
る。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図７に示す
ＡＣ−ＤＣコンバータでは、スイッチング回路(3)の各
相アームの正側又は負側の電力変換用ＩＧＢＴ(4,6,8；
5,7,9)の何れか１つがオン状態のとき、それに対向する
各相アームの負側又は正側の電力変換用ＩＧＢＴ(5,7,
9；4,6,8)の１つをオフ状態とするため、符号判別回路
(33,34,35)及び分別回路(36,37,38)が必要となり、制御
回路(21)の構成が複雑となる欠点があった。また、スイ
ッチング回路(3)の各相アームの正側又は負側の各電力
変換用ＩＧＢＴ(4,6,8；5,7,9)のターンオン又はターン
オフ時に各電力変換用ＩＧＢＴ(4,6,8；5,7,9)のコレク
タ−エミッタ端子間の電圧が０Ｖとならないため、スイ
ッチング損失が発生して変換効率が低下すると共にノイ
ズが発生する欠点があった。

【００１２】そこで、本発明は制御回路を簡素化できる
と共に高効率及び低ノイズ化が可能なＡＣ−ＤＣコンバ
ータを提供することを目的とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明によるＡＣ−ＤＣ
コンバータは、交流電源(1)に接続されるスイッチング
回路(3)と、スイッチング回路(3)の出力端子間に接続さ
れる還流用整流素子(16)と、還流用整流素子(16)に直流
リアクトル(17)を介して接続される平滑コンデンサ(18)
とを備え、スイッチング回路(3)は、橋絡接続された複
数対のスイッチング素子(4,5;6,7;8,9)と、該複数対の
スイッチング素子(4,5;6,7;8,9)の各々と直列に接続さ
れた逆流防止用整流素子(10〜15)とを有する。複数対の
スイッチング素子(4,5;6,7;8,9)の相対する２つのスイ
ッチング素子(4,6,8;5,7,9)を同時にオン・オフ制御す
ることにより、各対の負側のスイッチング素子(5,7,9)
と直列に接続された逆流防止用整流素子(10〜15)により
交流電源(1)からの交流入力電流(I_U,I_V,I_W)の逆流が阻
止されるので、各対の負側のスイッチング素子(5,7,9)
には逆方向の電流が流れない。したがって、正側のスイ
ッチング素子(4,6,8)と負側のスイッチング素子(5,7,9)
を各対毎に同時にオン・オフ制御できるので、制御信号
を正側と負側に分別する分別回路(36,37,38)が不要とな
り、各スイッチング素子(4〜9)の制御端子に付与するオ
ン・オフ制御信号(V_G1〜V_G6)の数を半減して制御回路(2
1)の構成を簡素化できる。これと共に、交流電源(1)か
らスイッチング回路(3)に流れる交流入力電流(I_U0,I_V0,
I_W0)を正弦波状に制御して入力力率を略１.０に上昇で
きると共に平滑コンデンサ(18)から定電圧の直流出力(V
_DC)を取り出すことができる。

【００１４】また、複数対のスイッチング素子(4,5;6,
7;8,9)を全て同時にターンオンする場合は、交流電源
(1)から最も高い電圧が印加される一方の逆流防止用整
流素子(10〜15)のみが導通状態となり、他方の逆流防止
用整流素子(10〜15)は非導通状態となる。このため、交
流電源(1)から印加電圧の高い一方のスイッチング素子
(4〜9)から電流が流れ、一方のスイッチング素子(4〜9)
がオフした後に印加電圧の低い他方のスイッチング素子
(4〜9)のオン状態を保持すれば、交流電源(1)から供給
される電流は印加電圧の最も高いスイッチング素子(4〜
9)に自然に転流する。したがって、各線電流パルス信号
(V_SU,V_SV,V_SW)の符号を判別する符号判別回路(33,34,3
5)が不要となるので、制御回路(21)の構成を更に簡素化
できる。

【００１５】本発明の一実施の形態では、スイッチング
回路(3)の出力側に設けたゼロ電圧回路(49)により複数
対のスイッチング素子(4,5;6,7;8,9)の両主端子間の電
圧が低レベルに低下した後に複数対のスイッチング素子
(4,5;6,7;8,9)をオン状態に切り換えることにより、各
スイッチング素子(4〜9)のオン時にゼロ電圧スイッチン
グ（ＺＶＳ）となるので、各スイッチング素子(4〜9)の
スイッチング損失を低減して高効率及び低ノイズ化を図
ることが可能となる。

【００１６】また、ゼロ電圧回路(49)により複数対のス
イッチング素子(4,5;6,7;8,9)の両主端子間の電圧を低
レベルにした後、複数対のスイッチング素子(4,5;6,7;
8,9)のうちのいずれか１対を遅れてオン状態に切り換え
る場合は、交流電源(1)から高い電圧が印加されるスイ
ッチング素子(4〜9)と低い電圧が印加されるスイッチン
グ素子(4〜9)との電圧差が小さいときに印加電圧の低い
スイッチング素子(4〜9)を印加電圧の高いスイッチング
素子(4〜9)のオン期間だけ遅延させてオン状態に切り換
えることにより、交流電源(1)から供給される電流を印
加電圧の高いスイッチング素子(4〜9)に確実に転流させ
ることができる。

【００１７】更に、交流電源(1)の相数に相当する数の
スイッチング回路(3)と、スイッチング回路(3)と同数の
直流リアクトル(17)とをフィルタ回路(2)と平滑コンデ
ンサ(18)との間に並列接続した場合は、交流電源(1)の
相数に相当する数のスイッチング回路(3)を単相ブリッ
ジ構成にして、スイッチング回路(3)を交流電源(1)の相
毎にオン・オフ制御できるので、スイッチング回路(3)
及び制御回路(21)の構成を簡素化できると共に、大容量
の直流出力を得ることが可能である。

【００１８】

【発明の実施の形態】以下、本発明によるＡＣ−ＤＣコ
ンバータの一実施の形態を図１〜図５に基づいて説明す
る。但し、これらの図面では図７〜図１１に示す箇所と
実質的に同一の部分には同一の符号を付し、その説明を
省略する。図１及び図２に示すように、本実施の形態の
ＡＣ−ＤＣコンバータは、図７に示す従来のＡＣ−ＤＣ
コンバータの制御回路(21)内の符号判別回路(33,34,35)
及び分別回路(36,37,38)を絶対値検出回路(40,41,42)に
置き換え、各絶対値検出回路(40,41,42)の出力信号
Ｖ_A1,Ｖ_A2,Ｖ_A3によりスイッチング回路(3)の相対する
第１及び第２の電力変換用ＩＧＢＴ(4,5)、第３及び第
４の電力変換用ＩＧＢＴ(6,7)並びに第５及び第６の電
力変換用ＩＧＢＴ(8,9)を一対毎に同時にオン・オフ制
御する点に特徴がある。即ち、各絶対値検出回路(40,4
1,42)の出力信号Ｖ_A1,Ｖ_A2,Ｖ_A3は、それぞれスイッチ
ング回路(3)内の第１及び第２の電力変換用ＩＧＢＴ(4,
5)、第３及び第４の電力変換用ＩＧＢＴ(6,7)並びに第
５及び第６の電力変換用ＩＧＢＴ(8,9)のオン・オフ制
御信号としてそれぞれのゲート端子に付与される。ま
た、図１に示すように、第１〜第６の電力変換用ＩＧＢ
Ｔ(4〜9)のコレクタ−エミッタ端子間には第１〜第６の
スナバ用コンデンサ(43〜48)がそれぞれ接続され、スイ
ッチング回路(3)と還流用ダイオード(16)との間にはゼ
ロ電圧回路(49)が設けられている。ゼロ電圧回路(49)
は、８つのダイオード(50〜57)と、２つの１次巻線(58
a,58b)及び２次巻線(58c)を有するトランス(58)と、２
つの転流用ＩＧＢＴ(59,60)と、共振用コンデンサ(61)
と、転流制御回路(62)とから構成されている。２つの転
流用ＩＧＢＴ(59,60)は転流制御回路(62)によりオン・
オフ制御され、スイッチング回路(3)内の第１〜第６の
電力変換用ＩＧＢＴ(4〜9)のターンオン直前にゼロ電圧
回路(49)を動作することにより、還流用ダイオード(16)
の両端の電圧、即ち直流リンク電圧Ｖ_DLが略０Ｖにな
る。その他の回路構成は、図７に示す従来のＡＣ−ＤＣ
コンバータと略同様である。

【００１９】次に、図１に示すＡＣ−ＤＣコンバータの
動作について説明する。三相交流電源(1)から供給され
るＵ相、Ｖ相及びＷ相の交流入力電圧Ｖ_U,Ｖ_V,Ｖ_Wの波
形を図３(Ａ)に示し、図３(Ａ)に示す微小期間Ｔ₁,Ｔ₂,
Ｔ₃,Ｔ₄での図１に示す第１〜第６の電力変換用ＩＧＢ
Ｔ(4〜9)のスイッチング波形Ｓ₁〜Ｓ₆をそれぞれ図３
(Ｂ)〜(Ｇ)に示す。図３(Ａ)に示すように、微小期間Ｔ
₁でのＵ相、Ｖ相及びＷ相の交流入力電圧Ｖ_U,Ｖ_V,Ｖ_Wの
交流入力電圧Ｖ_U,Ｖ_V,Ｖ_Wの絶対値レベルの大小関係は
Ｖ_U＞Ｖ_V＞Ｖ_Wであるから、図３(Ｂ)及び(Ｃ)並びに図
３(Ｄ)及び(Ｅ)に示すようにＵ相アームの第１及び第２
の電力変換用ＩＧＢＴ(4,5)並びにＶ相アームの第３及
び第４の電力変換用ＩＧＢＴ(6,7)がそれぞれ同時にオ
ン状態となる。その後、第１及び第２の電力変換用ＩＧ
ＢＴ(4,5)のオン期間中に第３及び第４の電力変換用Ｉ
ＧＢＴ(6,7)が同時にオフ状態になると、図３(Ｆ)及び
(Ｇ)に示すようにＷ相アームの第５及び第６の電力変換
用ＩＧＢＴ(8,9)が同時にオン状態となる。続いて、図
３(Ａ)に示す微小期間Ｔ₂でのＵ相、Ｖ相及びＷ相の交
流入力電圧Ｖ_U,Ｖ_V,Ｖ_Wの絶対値レベルの大小関係はＶ_U
＞Ｖ_W＞Ｖ_Vであるから、図３(Ｂ)及び(Ｃ)並びに図３
(Ｆ)及び(Ｇ)に示すようにＵ相アームの第１及び第２の
電力変換用ＩＧＢＴ(4,5)並びにＷ相アームの第５及び
第６の電力変換用ＩＧＢＴ(8,9)がそれぞれ同時にオン
状態となる。その後、第１及び第２の電力変換用ＩＧＢ
Ｔ(4,5)のオン期間中に第５及び第６の電力変換用ＩＧ
ＢＴ(8,9)が同時にオフ状態になると、図３(Ｄ)及び
(Ｅ)に示すようにＶ相アームの第３及び第４の電力変換
用ＩＧＢＴ(7)が同時にオン状態となる。また、図３
(Ａ)に示す微小期間Ｔ₃でのＵ相、Ｖ相及びＷ相の交流
入力電圧Ｖ_U,Ｖ_V,Ｖ_Wの絶対値レベルの大小関係はＶ_V＞
Ｖ_W＞Ｖ_Uであるから、図３(Ｄ)及び(Ｅ)並びに図３(Ｆ)
及び(Ｇ)に示すようにＶ相アームの第３及び第４の電力
変換用ＩＧＢＴ(6,7)並びにＷ相アームの第５及び第６
の電力変換用ＩＧＢＴ(8,9)がそれぞれ同時にオン状態
となる。その後、第３及び第４の電力変換用ＩＧＢＴ
(6,7)のオン期間中に第５及び第６の電力変換用ＩＧＢ
Ｔ(8,9)が同時にオフ状態になると、図３(Ｂ)及び(Ｃ)
に示すようにＵ相アームの第１及び第２の電力変換用Ｉ
ＧＢＴ(4,5)が同時にオン状態となる。更に、図３(Ａ)
に示す微小期間Ｔ₄でのＵ相、Ｖ相及びＷ相の交流入力
電圧Ｖ_U,Ｖ_V,Ｖ_Wの絶対値レベルの大小関係はＶ_U＞Ｖ_V
＞Ｖ_Wであるから、図３(Ｂ)及び(Ｃ)並びに図３(Ｄ)及
び(Ｅ)に示すようにＵ相アームの第１及び第２の電力変
換用ＩＧＢＴ(4,5)並びにＶ相アームの第３及び第４の
電力変換用ＩＧＢＴ(6,7)がそれぞれ同時にオン状態と
なる。その後、第１及び第２の電力変換用ＩＧＢＴ(4,
5)のオン期間中に第３及び第４の電力変換用ＩＧＢＴ
(6,7)が同時にオフ状態になると、図３(Ｆ)及び(Ｇ)に
示すようにＷ相アームの第５及び第６の電力変換用ＩＧ
ＢＴ(8,9)が同時にオン状態となる。

【００２０】図３(Ａ)に示す微小期間Ｔ₁において、ス
イッチング回路(3)のＵ相アームの第１及び第２の電力
変換用ＩＧＢＴ(4,5)並びにＶ相アームの第３及び第４
の電力変換用ＩＧＢＴ(6,7)がオン状態のとき、三相交
流電源(1)のＵ相、Ｖ相及びＷ相の電圧Ｖ_U,Ｖ_V,Ｖ_Wの絶
対値レベルの関係がＶ_U＞Ｖ_V＞Ｖ_Wであるから、三相交
流電源(1)のＵ相出力、フィルタ回路(2)、第１の逆流防
止用ダイオード(10)、第１の電力変換用ＩＧＢＴ(4)、
直流リアクトル(17)、平滑コンデンサ(18)並びに負荷(3
9)、第４の電力変換用ＩＧＢＴ(7)、第４の逆流防止用
ダイオード(13)、フィルタ回路(2)、三相交流電源(1)の
Ｖ相出力の経路で電流が流れ、直流リアクトル(17)にエ
ネルギが蓄積されると共に平滑コンデンサ(18)が充電さ
れる。このとき、三相交流電源(1)のＵ相出力からフィ
ルタ回路(2)を介してスイッチング回路(3)のＵ相アーム
の負側に流れる電流は第２の逆流防止用ダイオード(11)
により阻止される。また、三相交流電源(1)のＵ相出力
からフィルタ回路(2)、スイッチング回路(3)の第１の逆
流防止用ダイオード(10)及び第１の電力変換用ＩＧＢＴ
(4)を介してＶ相アームの正側に流れる電流は第３の逆
流防止用ダイオード(12)により阻止される。したがっ
て、スイッチング回路(3)内のＵ相アームの負側の第２
の電力変換用ＩＧＢＴ(5)とＶ相アームの正側の第３の
電力変換用ＩＧＢＴ(6)には逆方向の電流が流れない。

【００２１】Ｕ相アームの第１及び第２の電力変換用Ｉ
ＧＢＴ(4,5)のオン期間中にＶ相アームの第３及び第４
の電力変換用ＩＧＢＴ(6,7)が同時にオフ状態になる
と、Ｗ相アームの第５及び第６の電力変換用ＩＧＢＴ
(8,9)が同時にオン状態となり、三相交流電源(1)のＵ相
出力、フィルタ回路(2)、第１の逆流防止用ダイオード
(10)、第１の電力変換用ＩＧＢＴ(4)、直流リアクトル
(17)、平滑コンデンサ(18)並びに負荷(39)、第６の電力
変換用ＩＧＢＴ(9)、第６の逆流防止用ダイオード(1
5)、フィルタ回路(2)、三相交流電源(1)のＷ相出力の経
路で電流が流れる。これにより、引き続き直流リアクト
ル(17)にエネルギが蓄積されると共に平滑コンデンサ(1
8)が充電される。このとき、三相交流電源(1)のＵ相出
力からフィルタ回路(2)、スイッチング回路(3)の第１の
逆流防止用ダイオード(10)及び第１の電力変換用ＩＧＢ
Ｔ(4)を介してＷ相アームの正側に流れる電流は第５の
逆流防止用ダイオード(14)により阻止されるため、スイ
ッチング回路(3)内のＷ相アームの正側の第５の電力変
換用ＩＧＢＴ(8)には逆方向の電流が流れない。

【００２２】その後、スイッチング回路(3)の全ての電
力変換用ＩＧＢＴ(4〜9)がオフ状態になると、直流リア
クトル(17)の蓄積エネルギ及び平滑コンデンサ(18)の電
荷が放出され、直流リアクトル(17)、平滑コンデンサ(1
8)並びに負荷(39)、還流用ダイオード(16)の経路で電流
が流れる。図３(Ａ)に示すその他の微小期間Ｔ₂,Ｔ₃,Ｔ
₄の場合についても前記と略同様に動作する。以上によ
り、一定レベルの直流電流Ｉ_Lが直流リアクトル(17)に
流れ、平滑コンデンサ(18)の両端に直流出力電圧Ｖ_DCが
発生する。

【００２３】スイッチング回路(3)の第１〜第６の電力
変換用ＩＧＢＴ(4〜9)のオン・オフ動作により平滑コン
デンサ(18)の両端から出力される直流出力電圧Ｖ_DCは、
制御回路(21)内の第１の誤差増幅器(23)にて基準電源(2
2)の基準電圧Ｖ_RDと比較され、直流出力電圧Ｖ_DC及び基
準電圧Ｖ_RDの誤差電圧信号Ｖ_E1が第１の誤差増幅器(23)
から出力される。第１の誤差増幅器(23)の誤差電圧信号
Ｖ_E1は、第２の誤差増幅器(24)において電流検出器(19)
により検出された直流リアクトル(17)の検出電圧Ｖ_Lと
比較され、誤差電圧信号Ｖ_E1及び検出電圧Ｖ_Lの誤差電
圧信号Ｖ_E2が第２の誤差増幅器(24)から出力される。第
２の誤差増幅器(24)の誤差電圧信号Ｖ_E2は、相電圧検出
用トランス(20)の検出電圧Ｖ_U,Ｖ_V,Ｖ_Wと共に相電流基
準信号発生回路(25)に入力され、検出電圧Ｖ_U,Ｖ_V,Ｖ_W
及び誤差電圧信号Ｖ_E2に基づいて相電流基準信号発生回
路(25)から図４(Ａ)に示すようなＵ相、Ｖ相及びＷ相の
電流基準信号Ｖ_RUV,Ｖ_RVW,Ｖ_RWUが出力される。相電流
基準信号発生回路(25)のＵ相、Ｖ相及びＷ相の電流基準
信号Ｖ_RUV,Ｖ_RVW,Ｖ_RWUは、各ＰＷＭコンパレータ(27,2
8,29)において三角波発振回路(26)の三角波信号Ｖ_Tとそ
れぞれ比較され、電流基準信号Ｖ_RUV,Ｖ_RVW,Ｖ_RWUと三
角波信号Ｖ_Tとの関係がＶ_RUV,Ｖ_RVW,Ｖ_RWU＜Ｖ_Tのとき
に低レベルとなり、Ｖ_RUV,Ｖ_RVW,Ｖ_RWU＞Ｖ_Tのときに高
レベルとなる図４(Ｂ),(Ｃ),(Ｄ)に示すようなＰＷＭ変
調信号Ｖ_PUV,Ｖ_PVW,Ｖ_PWUが各ＰＷＭコンパレータ(27,2
8,29)から出力される。各ＰＷＭコンパレータ(27,28,2
9)のＰＷＭ変調信号Ｖ_PUV,Ｖ_PVW,Ｖ_PWUは、それぞれ線
電流パルス変換用コンパレータ(30,31,32)にて図４
(Ｅ),(Ｆ),(Ｇ)に示すような線電流パルス信号Ｖ_PUV−
Ｖ_PWU＝Ｖ_{S U}；Ｖ_PVW−Ｖ_PUV＝Ｖ_SV；Ｖ_PWU−Ｖ_PVW＝Ｖ
_SWに変換される。各線電流パルス変換用コンパレータ(3
0,31,32)の線電流パルス信号Ｖ_SU,Ｖ_SV,Ｖ_SWはそれぞれ
絶対値検出回路(40,41,42)に入力され、図４(Ｈ),(Ｉ),
(Ｊ)に示すような絶対値検出回路(40,41,42)の出力信号
Ｖ_A1,Ｖ_A2,Ｖ_A3がそれぞれスイッチング回路(3)のＵ相
アームの第１及び第２のＩＧＢＴ(4,5)、Ｖ相アームの
第３及び第４のＩＧＢＴ(6,7)並びにＷ相アームの第５
及び第６の電力変換用ＩＧＢＴ(8,9)のゲート端子に各
アーム毎に付与される。

【００２４】また、ゼロ電圧回路(49)の動作の概略は以
下の通りである。転流制御回路(62)から２つの転流用Ｉ
ＧＢＴ(59,60)の各ゲート端子に図５(Ａ)に示す制御信
号Ｖ_Zが付与され、２つの転流用ＩＧＢＴ(59,60)が同時
にオフ状態からオン状態になると、図５(Ｂ)に示すよう
に２つの転流用ＩＧＢＴ(59,60)のコレクタ−エミッタ
端子間の電圧Ｖ_CE1,Ｖ_CE2が０Ｖまで降下する。これと
共に、トランス(58)の２つの１次巻線(58a,58b)及びス
イッチング回路(3)内の第１〜第６のスナバ用コンデン
サ(43〜48)が共振して２つの転流用ＩＧＢＴ(59,60)に
共振電流が流れ、各転流用ＩＧＢＴ(59,60)に流れる電
流Ｉ_C1,Ｉ_C2が図５(Ｃ)に示すように正弦波状に上昇す
る。これにより、スイッチング回路(3)内の第１〜第６
のスナバ用コンデンサ(43,45,47;44,46,48)から各相ア
ームの正側及び負側に接続された６つのダイオード(50,
52,54;51,53,55)と２つの転流用ＩＧＢＴ(59,60)を介し
てトランス(58)の２つの１次巻線(58a,58b)に電流が流
れ、各１次巻線(58a,58b)にエネルギが蓄積される。こ
のとき、共振用コンデンサ(61)は図示の極性で直流出力
電圧Ｖ_DCまで充電されている。前記の状態で、図５(Ａ)
に示す転流制御回路(62)の制御信号Ｖ_Zの電圧レベルを
高（Ｈ）レベルから低（Ｌ）レベルにして２つの転流用
ＩＧＢＴ(59,60)をオン状態からオフ状態にすると、ト
ランス(58)の２つの１次巻線(58a,58b)に蓄積されたエ
ネルギが放出されるので、２つの転流用ＩＧＢＴ(59,6
0)のコレクタ−エミッタ端子間にリンギング電圧が発生
し、２つの転流用ＩＧＢＴ(59,60)のコレクタ−エミッ
タ端子間の電圧Ｖ_CE1,Ｖ_CE2が図５(Ｂ)に示すように上
昇し、減衰振動しながら一定値に収束する。これによ
り、トランス(58)の２次巻線(58c)に正方向の電圧が発
生し、ダイオード(56)を介して図示とは逆の極性で共振
用コンデンサ(61)が充電され、共振用コンデンサ(61)の
両端の電圧が略０Ｖとなる。このとき、還流用ダイオー
ド(16)の両端の電圧、即ち直流リンク電圧Ｖ_DLが略０Ｖ
となるので、スイッチング回路(3)の第１〜第６の電力
変換用ＩＧＢＴ(4〜9)のコレクタ−エミッタ端子間の電
圧が略０Ｖとなる。したがって、この期間内に制御回路
(21)の出力信号Ｖ_A1,Ｖ_A2,Ｖ_A3を図５(Ｄ)に示すように
低レベルから高レベルにしてスイッチング回路(3)内の
第１〜第６の電力変換用ＩＧＢＴ(4,5;6,7;8,9)をオフ
状態からオン状態にすれば、第１〜第６の電力変換用Ｉ
ＧＢＴ(4〜9)のターンオン時においてゼロ電圧スイッチ
ング（ＺＶＳ）となる。また、第１〜第６の電力変換用
ＩＧＢＴ(4〜9)のターンオフ時は、第１〜第６のスナバ
用コンデンサ(43〜48)がスナバとして作用して第１〜第
６の電力変換用ＩＧＢＴ(4〜9)のコレクタ−エミッタ端
子間の電圧が略０Ｖから緩やかに上昇するので、第１〜
第６の電力変換用ＩＧＢＴ(4〜9)のターンオフ時におい
てもゼロ電圧スイッチングとなる。

【００２５】本実施の形態のＡＣ−ＤＣコンバータで
は、スイッチング回路(3)の第１〜第６の電力変換用Ｉ
ＧＢＴ(4,5;6,7;8,9)の相対する２つの電力変換用ＩＧ
ＢＴ(4,6,8;5,7,9)を同時にオン・オフ制御することに
より、三相交流電源(1)からフィルタ回路(2)を介してス
イッチング回路(3)のＵ相、Ｖ相及びＷ相アームに流れ
る交流入力電流Ｉ_U,Ｉ_V,Ｉ_Wの逆流が第１〜第６の電力
変換用ＩＧＢＴ(4〜9)と直列に接続された第１〜第６の
逆流防止用ダイオード(10〜15)により阻止されるので、
各相アームの負側の第２、第４及び第６の電力変換用Ｉ
ＧＢＴ(5,7,9)には逆方向の電流が流れない。したがっ
て、スイッチング回路(3)の各相アームの正側の第１、
第３及び第５の電力変換用ＩＧＢＴ(4,6,8)と負側の第
２、第４及び第６の電力変換用ＩＧＢＴ(5,7,9)を各対
毎に同時にオン・オフ制御できるので、図８に示す分別
回路(36,37,38)が不要となり、第１〜第６の電力変換用
ＩＧＢＴ(4〜9)の各ゲート端子に付与するオン・オフ制
御信号Ｖ_G1〜Ｖ_G6の数を半減して制御回路(21)の構成を
簡素化することが可能である。これと共に、三相交流電
源(1)からフィルタ回路(2)を介してスイッチング回路
(3)の各相アームに流れる交流入力電流Ｉ_U0,Ｉ_V0,Ｉ_W0
を正弦波状に制御して入力力率を略１.０に上昇できる
と共に平滑コンデンサ(18)から高安定な直流出力電圧Ｖ
_DCを取り出すことができる。また、スイッチング回路
(3)の出力側に設けたゼロ電圧回路(49)により、第１〜
第６の電力変換用ＩＧＢＴ(4,5;6,7;8,9)のコレクタ−
エミッタ端子間の電圧が略０Ｖに低下した後に第１〜第
６の電力変換用ＩＧＢＴ(4,5;6,7;8,9)をオン状態に切
り換えることにより、各電力変換用ＩＧＢＴ(4〜9)のオ
ン時にゼロ電圧スイッチングとなるので、各電力変換用
ＩＧＢＴ(4〜9)のスイッチング損失を低減して高効率及
び低ノイズ化を図ることが可能となる。

【００２６】本実施の形態は変更が可能である。例え
ば、制御回路(21)内の三角波信号Ｖ_Tを発生する三角波
発振回路(26)の代わりに、出力周波数が同一で且つ最小
値から最大値に向かって比例直線的に上昇した後に最大
値から最小値に向かって急激に降下する鋸波信号を発生
する鋸波発振回路を設け、鋸波発振回路の鋸波信号の立
ち下がりに同期してスイッチング回路(3)の第１〜第６
の電力変換用ＩＧＢＴ(4,5;6,7;8,9)を全て同時にオフ
状態からオン状態にしてもよい。即ち、図６(Ａ)に示す
三相交流電源(1)のＵ相、Ｖ相及びＷ相の交流入力電圧
Ｖ_U,Ｖ_V,Ｖ_Wの微小期間Ｔ₁において、図６(Ｂ)〜(Ｇ)の
スイッチング回路(3)内の第１〜第６の電力変換用ＩＧ
ＢＴ(4〜9)のスイッチング波形Ｓ₁〜Ｓ₆にそれぞれ示す
ように全ての電力変換用ＩＧＢＴ(4〜9)を同時にオフ状
態からオン状態にする場合、スイッチング回路(3)内の
Ｕ相アームの第１の逆流防止用ダイオード(10)のアノー
ド端子に最も高い電圧が印加されて導通状態となると共
に、第２〜第６の逆流防止用ダイオード(11〜15)が非導
通状態となる。このとき、スイッチング回路(3)内のＷ
相アームの第６の逆流防止用ダイオード(15)のカソード
端子に最も低い電圧が印加されるので、図６(Ｂ)及び
(Ｇ)の斜線ハッチング部に示すように第１の電力変換用
ＩＧＢＴ(4)及び第６の電力変換用ＩＧＢＴ(9)に電流が
流れる。このため、三相交流電源(1)から印加電圧の高
いＵ相アームの第１の電力変換用ＩＧＢＴ(4)から電流
が流れ、時刻ｔ₁で第１の電力変換用ＩＧＢＴ(4)がオフ
状態となった後に印加電圧の低いＷ相アームの第６の電
力変換用ＩＧＢＴ(9)のオン状態を保持すれば、三相交
流電源(1)からフィルタ回路(2)を介してスイッチング回
路(3)に供給される電流は図６(Ｂ)及び(Ｆ)の斜線ハッ
チング部に示すようにＵ相アームの第１の電力変換用Ｉ
ＧＢＴ(4)からＷ相アームの第５の電力変換用ＩＧＢＴ
(8)に自然に転流する。また、図６(Ａ)に示す微小期間
Ｔ₂においても前記と同様に、三相交流電源(1)から印加
電圧の高いＵ相アームの第２の電力変換用ＩＧＢＴ(5)
から電流が流れ、時刻ｔ₂で第２の電力変換用ＩＧＢＴ
(5)がオフ状態となった後に印加電圧の低いＷ相アーム
の第５の電力変換用ＩＧＢＴ(8)のオン状態を保持すれ
ば、三相交流電源(1)からフィルタ回路(2)を介してスイ
ッチング回路(3)に供給される電流は図６(Ｃ)及び(Ｇ)
の斜線ハッチング部に示すようにＵ相アームの第２の電
力変換用ＩＧＢＴ(5)からＷ相アームの第６の電力変換
用ＩＧＢＴ(9)に自然に転流する。したがって、図８に
示す符号判別回路(33,34,35)が不要となるので、制御回
路(21)の構成を更に簡素化することが可能となる。

【００２７】また、図６に示す実施の形態で三相交流電
源(1)から高い電圧が印加されるＵ相アームの第１及び
第２の電力変換用ＩＧＢＴ(4,5)と低い電圧が印加され
るＷ相アームの第５及び第６の電力変換用ＩＧＢＴ(8,
9)との電圧差が小さいときは、ゼロ電圧回路(49)により
全ての電力変換用ＩＧＢＴ(4〜9)のコレクタ−エミッタ
端子間の電圧を略０Ｖにした後、印加電圧の低いＷ相ア
ームの第５及び第６の電力変換用ＩＧＢＴ(8,9)を印加
電圧の高いＵ相アームの第１及び第２の電力変換用ＩＧ
ＢＴ(4,5)のオン期間だけ遅延させてオン状態に切り換
えることにより、三相交流電源(1)からフィルタ回路(2)
を介してスイッチング回路(3)に供給される電流をＵ相
アームの第１の電力変換用ＩＧＢＴ(4)からＷ相アーム
の第５の電力変換用ＩＧＢＴ(8)に確実に転流させるこ
とができる。

【００２８】本発明の実施態様は前記の各実施の形態に
限定されず、更に種々の変更が可能である。例えば、上
記の実施の形態ではスイッチング回路(3)を構成するス
イッチング素子として電力変換用ＩＧＢＴ（絶縁ゲート
型バイポーラトランジスタ）を使用した形態を示した
が、ＭＯＳ-ＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジス
タ）、接合型バイポーラトランジスタ又はＪ-ＦＥＴ
（接合型電界効果トランジスタ）等も使用可能である。
また、上記の実施の形態では三相交流電源(1)にフィル
タ回路(2)を介して三相ブリッジ構成のスイッチング回
路(3)を接続した形態を示したが、スイッチング回路
(3)、還流用ダイオード(16)及び直流リアクトル(17)を
一組としてフィルタ回路(2)と平滑コンデンサ(18)との
間に３組並列に接続してもよい。この場合は、３つのス
イッチング回路(3)を単相ブリッジ構成にして、それぞ
れのスイッチング回路(3)を三相交流電源(1)の相毎にオ
ン・オフ制御できるので、スイッチング回路(3)及び制
御回路(21)の構成を簡素化できると共に、大容量の直流
出力を得ることが可能である。更に、三相交流電源の場
合に限らず単相交流電源又は三相以上の多相交流電源の
場合についても本発明を適用できることは容易に理解で
きよう。

【００２９】

【発明の効果】本発明によれば、スイッチング回路内の
正側のスイッチング素子と負側のスイッチング素子を各
対毎に同時にオン・オフ制御するので、各スイッチング
素子のスイッチング動作の制御シーケンスが簡略化さ
れ、制御回路の構成を簡素化できる。また、スイッチン
グ回路の出力側にゼロ電圧回路を設けた場合は、ゼロ電
圧回路により複数対のスイッチング素子の両主端子間の
電圧を低レベルに低下させた後に複数対のスイッチング
素子をオン状態に切り換えることにより、各スイッチン
グ素子のオン時にゼロ電圧スイッチングとなるので、各
スイッチング素子のスイッチング損失を低減してＡＣ−
ＤＣコンバータの変換効率を向上できると共に、スイッ
チングノイズの発生を抑制することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明によるＡＣ−ＤＣコンバータの一実施
の形態を示す電気回路図

【図２】 図１における制御回路の内部構成を示す回路
ブロック図

【図３】 図１における三相交流電源の各相の電圧及び
各電力変換用ＩＧＢＴのスイッチング動作を示す波形図

【図４】 図２の制御回路の各部の信号を示すタイムチ
ャート

【図５】 図１に示すゼロ電圧回路の各部の電圧及び電
流を示す波形図

【図６】 本発明の変更実施の形態における三相交流電
源の各相の電圧及び各電力変換用ＩＧＢＴのスイッチン
グ動作を示す波形図

【図７】 従来のＡＣ−ＤＣコンバータを示す電気回路
図

【図８】 図７における制御回路の内部構成を示す回路
ブロック図

【図９】 図７のＡＣ−ＤＣコンバータの主回路の各部
の電流を示す波形図

【図１０】 図７における三相交流電源の各相の電圧及
び各電力変換用ＩＧＢＴのスイッチング動作を示す波形
図

【図１１】 図８の制御回路の各部の信号を示すタイム
チャート

【符号の説明】

(1)・・三相交流電源（交流電源）、 (2)・・フィルタ
回路、 (3)・・スイッチング回路、 (4〜9)・・第１
〜第６のＩＧＢＴ（スイッチング素子）、 (10〜15)・
・第１〜第６の逆流防止用ダイオード（逆流防止用整流
素子）、 (16)・・還流用ダイオード（還流用整流素
子）、 (17)・・直流リアクトル、 (18)・・平滑コン
デンサ、 (19)・・電流検出器、 (20)・・相電圧検出
用トランス、 (21)・・制御回路、 (22)・・基準電
源、 (23)・・第１の誤差増幅器、(24)・・第２の誤差
増幅器、 (25)・・相電流基準信号発生回路、 (26)・
・三角波発振回路、 (27,28,29)・・ＰＷＭコンパレー
タ、 (30,31,32)・・線電流パルス変換用コンパレー
タ、 (33,34,35)・・符号判別回路、 (36,37,38)・・
分別回路、 (39)・・負荷、 (40,41,42)・・絶対値検
出回路、 (43〜48)・・第１〜第６のスナバ用コンデン
サ、 (49)・・ゼロ電圧回路、 (50〜57)・・ダイオー
ド、 (58)・・トランス、 (58a,58b)・・１次巻線、
(58c)・・２次巻線、 (59,60)・・転流用ＩＧＢＴ、
(61)・・共振用コンデンサ、 (62)・・転流制御回路

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源に接続されるスイッチング回路
   と、該スイッチング回路の出力端子間に接続される還流
   用整流素子と、該還流用整流素子に直流リアクトルを介
   して接続される平滑コンデンサとを備えたＡＣ−ＤＣコ
   ンバータにおいて、 前記スイッチング回路は、橋絡接続された複数対のスイ
   ッチング素子と、該複数対のスイッチング素子の各々と
   直列に接続された逆流防止用整流素子とを有し、 前記複数対のスイッチング素子の相対する２つのスイッ
   チング素子を同時にオン・オフ制御することにより、前
   記交流電源から前記スイッチング回路に流れる交流入力
   電流を正弦波状に制御すると共に前記平滑コンデンサか
   ら定電圧の直流出力を取り出すことを特徴とするＡＣ−
   ＤＣコンバータ。
2. 【請求項２】 前記複数対のスイッチング素子を全て同
   時にターンオンする請求項１に記載のＡＣ−ＤＣコンバ
   ータ。
3. 【請求項３】 前記スイッチング回路の出力側にゼロ電
   圧回路を設け、 該ゼロ電圧回路により前記複数対のスイッチング素子の
   両主端子間の電圧を低レベルにした後に前記複数対のス
   イッチング素子をターンオンする請求項１又は２に記載
   のＡＣ−ＤＣコンバータ。
4. 【請求項４】 ゼロ電圧回路により前記複数対のスイッ
   チング素子の両主端子間の電圧を低レベルにした後、前
   記複数対のスイッチング素子のうちのいずれか１対を遅
   れてターンオンさせる請求項３に記載のＡＣ−ＤＣコン
   バータ。
5. 【請求項５】 前記交流電源の相数に相当する数の前記
   スイッチング回路と、該スイッチング回路と同数の前記
   直流リアクトルとを前記フィルタ回路と前記平滑コンデ
   ンサとの間に並列接続した請求項１〜４のいずれか１項
   に記載のＡＣ−ＤＣコンバータ。