JP2001037245A - 電力変換装置とその制御装置 - Google Patents
電力変換装置とその制御装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電力変換装置の回路構成を簡素化し且つ電力
変換用の主スイッチング素子が受ける電気的ストレスを
軽減する。 【解決手段】 本発明による電力変換装置では、各電力
変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)のターンオフ時におけるコレ
クタ−エミッタ端子間の電圧上昇率が各コンデンサ(33)
〜(38)の充電により抑制されるので、各電力変換用ＩＧ
ＢＴ(8)〜(13)のターンオフ時においてゼロ電圧スイッ
チングとなる。また、各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)
のターンオン時は、転流用ＩＧＢＴ(64)のスイッチング
動作により、転流用リアクトル(39,40,41)、転流ブリッ
ジ回路(57)及び転流用ＩＧＢＴ(64)を介して各主ダイオ
ード(14)〜(19)に電流が流れるので、各電力変換用ＩＧ
ＢＴ(8)〜(13)のターンオン時においてゼロ電圧及びゼ
ロ電流スイッチングとなる。このため、簡素な回路構成
で各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)が受ける電気的スト
レスを軽減できる。
変換用の主スイッチング素子が受ける電気的ストレスを
軽減する。 【解決手段】 本発明による電力変換装置では、各電力
変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)のターンオフ時におけるコレ
クタ−エミッタ端子間の電圧上昇率が各コンデンサ(33)
〜(38)の充電により抑制されるので、各電力変換用ＩＧ
ＢＴ(8)〜(13)のターンオフ時においてゼロ電圧スイッ
チングとなる。また、各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)
のターンオン時は、転流用ＩＧＢＴ(64)のスイッチング
動作により、転流用リアクトル(39,40,41)、転流ブリッ
ジ回路(57)及び転流用ＩＧＢＴ(64)を介して各主ダイオ
ード(14)〜(19)に電流が流れるので、各電力変換用ＩＧ
ＢＴ(8)〜(13)のターンオン時においてゼロ電圧及びゼ
ロ電流スイッチングとなる。このため、簡素な回路構成
で各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)が受ける電気的スト
レスを軽減できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流電力を交流電
力に変換するインバータ装置又は交流電力を直流電力に
変換するコンバータ装置を含む電力変換装置とその制御
装置、特に簡素な回路構成で電力変換用スイッチング素
子が受ける電気的ストレスを軽減できる電力変換装置と
その制御装置に属する。
力に変換するインバータ装置又は交流電力を直流電力に
変換するコンバータ装置を含む電力変換装置とその制御
装置、特に簡素な回路構成で電力変換用スイッチング素
子が受ける電気的ストレスを軽減できる電力変換装置と
その制御装置に属する。
【０００２】
【従来の技術】ＰＷＭ（パルス幅変調）制御により複数
の電力変換用スイッチング素子をオン・オフ制御して直
流−交流又は交流−直流間で電力を変換する電力変換装
置は、従来から無停電電源装置、誘導モータ駆動用イン
バータ又はバッテリの充電器等に用いられている。特
に、共振により電力変換用スイッチング素子のスイッチ
ング動作時に発生するサージ電圧、サージ電流、スイッ
チング損失等を低減して電力変換用スイッチング素子の
受ける電気的ストレスを軽減する共振型電力変換装置
は、低ノイズの電力変換装置として最近注目されてい
る。
の電力変換用スイッチング素子をオン・オフ制御して直
流−交流又は交流−直流間で電力を変換する電力変換装
置は、従来から無停電電源装置、誘導モータ駆動用イン
バータ又はバッテリの充電器等に用いられている。特
に、共振により電力変換用スイッチング素子のスイッチ
ング動作時に発生するサージ電圧、サージ電流、スイッ
チング損失等を低減して電力変換用スイッチング素子の
受ける電気的ストレスを軽減する共振型電力変換装置
は、低ノイズの電力変換装置として最近注目されてい
る。
【０００３】従来から用いられている電力変換装置とし
て鋸波搬送波比較方式の三相インバータ装置を図１４に
示す。図１４に示す三相インバータ装置は、直流入力端
子(1,2)に接続される直流電源(3)と、直流入力端子(1,
2)と３つの交流出力端子(4,5,6)との間に接続される主
スイッチング回路(7)と、主スイッチング回路(7)の交流
出力端子(4,5,6)側のラインに接続される交流リアクト
ル(20,21,22)とを備えている。主スイッチング回路(7)
は、橋絡（ブリッジ）接続された複数対の主スイッチン
グ素子としての３対の電力変換用ＩＧＢＴ（絶縁ゲート
型バイポーラトランジスタ）(8,9;10,11;12,13)と、３
対の電力変換用ＩＧＢＴ(8,9;10,11;12,13)のコレクタ
−エミッタ端子間に各々接続される主整流素子としての
主ダイオード(14,15;16,17;18,19)とから構成される。
また、３対の電力変換用ＩＧＢＴ(8,9;10,11;12,13)の
各ゲート端子に第１〜第６の主ゲート信号ＶG1〜ＶG6を
付与して主スイッチング回路(7)の各電力変換用ＩＧＢ
Ｔ(8,9;10,11;12,13)のスイッチング動作を制御する制
御装置としての制御回路(23)を備えている。図１４に示
す三相インバータ装置では、制御回路(23)から出力され
る第１〜第６の主ゲート信号ＶG1〜ＶG6で３対の電力変
換用ＩＧＢＴ(8,9;10,11;12,13)をオン・オフ制御する
ことにより、直流電源(3)から直流入力端子(1,2)に供給
される直流電力を三相交流電力に変換し、交流リアクト
ル(20,21,22)を介して３つの交流出力端子(4,5,6)から
出力されるＵ相、Ｖ相及びＷ相の三相交流出力をそれぞ
れ図示しない三相交流負荷又は三相交流系統に供給す
る。
て鋸波搬送波比較方式の三相インバータ装置を図１４に
示す。図１４に示す三相インバータ装置は、直流入力端
子(1,2)に接続される直流電源(3)と、直流入力端子(1,
2)と３つの交流出力端子(4,5,6)との間に接続される主
スイッチング回路(7)と、主スイッチング回路(7)の交流
出力端子(4,5,6)側のラインに接続される交流リアクト
ル(20,21,22)とを備えている。主スイッチング回路(7)
は、橋絡（ブリッジ）接続された複数対の主スイッチン
グ素子としての３対の電力変換用ＩＧＢＴ（絶縁ゲート
型バイポーラトランジスタ）(8,9;10,11;12,13)と、３
対の電力変換用ＩＧＢＴ(8,9;10,11;12,13)のコレクタ
−エミッタ端子間に各々接続される主整流素子としての
主ダイオード(14,15;16,17;18,19)とから構成される。
また、３対の電力変換用ＩＧＢＴ(8,9;10,11;12,13)の
各ゲート端子に第１〜第６の主ゲート信号ＶG1〜ＶG6を
付与して主スイッチング回路(7)の各電力変換用ＩＧＢ
Ｔ(8,9;10,11;12,13)のスイッチング動作を制御する制
御装置としての制御回路(23)を備えている。図１４に示
す三相インバータ装置では、制御回路(23)から出力され
る第１〜第６の主ゲート信号ＶG1〜ＶG6で３対の電力変
換用ＩＧＢＴ(8,9;10,11;12,13)をオン・オフ制御する
ことにより、直流電源(3)から直流入力端子(1,2)に供給
される直流電力を三相交流電力に変換し、交流リアクト
ル(20,21,22)を介して３つの交流出力端子(4,5,6)から
出力されるＵ相、Ｖ相及びＷ相の三相交流出力をそれぞ
れ図示しない三相交流負荷又は三相交流系統に供給す
る。
【０００４】制御回路(23)は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の基
準電圧発生器(24,25,26)と、搬送波発生器(27)と、３つ
の比較器(28)と、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の主ゲート信号発
生器(29,30,31)とを備えている。Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の
基準電圧発生器(24,25,26)は各比較器(28)の＋入力端子
に接続され、搬送波発生器(27)は各比較器(28)の−入力
端子に接続される。各比較器(28)の出力端子は、それぞ
れ対応する相の主ゲート信号発生器(29,30,31)に接続さ
れる。Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の主ゲート信号発生器(29,3
0,31)の２つの信号出力端子は、主スイッチング回路(7)
の３対の電力変換用ＩＧＢＴ(8,9;10,11;12,13)の各ゲ
ート端子にそれぞれ接続される。
準電圧発生器(24,25,26)と、搬送波発生器(27)と、３つ
の比較器(28)と、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の主ゲート信号発
生器(29,30,31)とを備えている。Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の
基準電圧発生器(24,25,26)は各比較器(28)の＋入力端子
に接続され、搬送波発生器(27)は各比較器(28)の−入力
端子に接続される。各比較器(28)の出力端子は、それぞ
れ対応する相の主ゲート信号発生器(29,30,31)に接続さ
れる。Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の主ゲート信号発生器(29,3
0,31)の２つの信号出力端子は、主スイッチング回路(7)
の３対の電力変換用ＩＧＢＴ(8,9;10,11;12,13)の各ゲ
ート端子にそれぞれ接続される。
【０００５】Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の基準電圧発生器(24,
25,26)は、互いに（２／３)π［rad］の位相差を有する
Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の基準電圧ＶUR,ＶVR,ＶWRをそれぞ
れ出力する。搬送波発生器(27)は、交流出力の周波数
（５０〜６０Hz）より十分周波数の高い（２０〜１５０
kHz）鋸歯搬送波ｈを出力する。鋸歯搬送波ｈは、最小
値から最大値に向かって比例直線的に上昇した後、最大
値から最小値に向かって急激に降下してリセットされ
る。比較器(28)は、Ｕ相、Ｖ相又はＷ相の基準電圧
ＶUR,ＶVR,ＶWRのレベルと鋸歯搬送波ｈの電圧レベルと
を比較し、Ｕ相、Ｖ相又はＷ相の基準電圧ＶUR,ＶVR,Ｖ
WRのレベルが鋸歯搬送波ｈの電圧レベルより高い場合は
「１」、Ｕ相、Ｖ相又はＷ相の基準電圧ＶUR,ＶVR,ＶWR
のレベルが鋸歯搬送波ｈの電圧レベルより低い場合は
「０」となる比較信号ＰU,ＰV,ＰWを出力する。Ｕ相、
Ｖ相及びＷ相の主ゲート信号発生器(29,30,31)は、比較
器(28)の比較信号ＰU,ＰV,ＰWが「１」のときに主スイ
ッチング回路(7)の一方側の電力変換用ＩＧＢＴ(8,10,1
2)がオン状態となる第１、第３及び第５の主ゲート信号
ＶG1,Ｖ G3,ＶG5を対応する各電力変換用ＩＧＢＴ(8,10,
12)のゲート端子に出力し、各比較信号ＰU,ＰV,ＰWが
「０」のときに主スイッチング回路(7)の他方側の電力
変換用ＩＧＢＴ(9,11,13)がオン状態となる第２、第
４、第６の主ゲート信号ＶG2,Ｖ G4,ＶG6を対応する各電
力変換用ＩＧＢＴ(9,11,13)のゲート端子に出力する。
25,26)は、互いに（２／３)π［rad］の位相差を有する
Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の基準電圧ＶUR,ＶVR,ＶWRをそれぞ
れ出力する。搬送波発生器(27)は、交流出力の周波数
（５０〜６０Hz）より十分周波数の高い（２０〜１５０
kHz）鋸歯搬送波ｈを出力する。鋸歯搬送波ｈは、最小
値から最大値に向かって比例直線的に上昇した後、最大
値から最小値に向かって急激に降下してリセットされ
る。比較器(28)は、Ｕ相、Ｖ相又はＷ相の基準電圧
ＶUR,ＶVR,ＶWRのレベルと鋸歯搬送波ｈの電圧レベルと
を比較し、Ｕ相、Ｖ相又はＷ相の基準電圧ＶUR,ＶVR,Ｖ
WRのレベルが鋸歯搬送波ｈの電圧レベルより高い場合は
「１」、Ｕ相、Ｖ相又はＷ相の基準電圧ＶUR,ＶVR,ＶWR
のレベルが鋸歯搬送波ｈの電圧レベルより低い場合は
「０」となる比較信号ＰU,ＰV,ＰWを出力する。Ｕ相、
Ｖ相及びＷ相の主ゲート信号発生器(29,30,31)は、比較
器(28)の比較信号ＰU,ＰV,ＰWが「１」のときに主スイ
ッチング回路(7)の一方側の電力変換用ＩＧＢＴ(8,10,1
2)がオン状態となる第１、第３及び第５の主ゲート信号
ＶG1,Ｖ G3,ＶG5を対応する各電力変換用ＩＧＢＴ(8,10,
12)のゲート端子に出力し、各比較信号ＰU,ＰV,ＰWが
「０」のときに主スイッチング回路(7)の他方側の電力
変換用ＩＧＢＴ(9,11,13)がオン状態となる第２、第
４、第６の主ゲート信号ＶG2,Ｖ G4,ＶG6を対応する各電
力変換用ＩＧＢＴ(9,11,13)のゲート端子に出力する。
【０００６】Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の基準電圧発生器(24,2
5,26)の基準電圧ＶUR,ＶVR,ＶWR及び搬送波発生器(27)
の鋸歯搬送波ｈの出力波形を図１５(Ａ)に示し、Ｕ相、
Ｖ相、Ｗ相の比較器(28)の比較信号ＰU,ＰV,ＰWの出力
波形をそれぞれ図１５(Ｂ)、(Ｃ)及び(Ｄ)に示す。ま
た、３対の電力変換用ＩＧＢＴ(8,9;10,11;12,13)の何
れか一対の一方に動作遅れ等が生じ、例えば一対の電力
変換用ＩＧＢＴ(8,9)が同時にオン状態になると直流電
源(3)が短路されるため、一方の電力変換用ＩＧＢＴ(8)
をターンオフした後に数μsec程度（３μsec）の遅延時
間ｔDを設けて他方の電力変換用ＩＧＢＴ(9)をターンオ
ンする。この遅延時間ｔDをデッドタイムという。これ
により、Ｕ相の主ゲート信号発生回路(24)から出力され
る第１及び第２の主ゲート信号ＶG1,ＶG2の波形をそれ
ぞれ図１６(Ａ)及び(Ｂ)に示す。図示は省略するが、Ｖ
相の主ゲート信号発生回路(25)から出力される第３及び
第４の主ゲート信号ＶG3,ＶG4並びにＷ相の主ゲート信
号発生回路(26)から出力される第５及び第６の主ゲート
信号ＶG5,ＶG6の各波形も図１６(Ａ)及び(Ｂ)に示す波
形と同様である。これ以降の説明では、図１６(Ａ)及び
(Ｂ)に示す第１〜第６の主ゲート信号ＶG1〜ＶG6のデッ
ドタイムｔDを全て省略して図示する。
5,26)の基準電圧ＶUR,ＶVR,ＶWR及び搬送波発生器(27)
の鋸歯搬送波ｈの出力波形を図１５(Ａ)に示し、Ｕ相、
Ｖ相、Ｗ相の比較器(28)の比較信号ＰU,ＰV,ＰWの出力
波形をそれぞれ図１５(Ｂ)、(Ｃ)及び(Ｄ)に示す。ま
た、３対の電力変換用ＩＧＢＴ(8,9;10,11;12,13)の何
れか一対の一方に動作遅れ等が生じ、例えば一対の電力
変換用ＩＧＢＴ(8,9)が同時にオン状態になると直流電
源(3)が短路されるため、一方の電力変換用ＩＧＢＴ(8)
をターンオフした後に数μsec程度（３μsec）の遅延時
間ｔDを設けて他方の電力変換用ＩＧＢＴ(9)をターンオ
ンする。この遅延時間ｔDをデッドタイムという。これ
により、Ｕ相の主ゲート信号発生回路(24)から出力され
る第１及び第２の主ゲート信号ＶG1,ＶG2の波形をそれ
ぞれ図１６(Ａ)及び(Ｂ)に示す。図示は省略するが、Ｖ
相の主ゲート信号発生回路(25)から出力される第３及び
第４の主ゲート信号ＶG3,ＶG4並びにＷ相の主ゲート信
号発生回路(26)から出力される第５及び第６の主ゲート
信号ＶG5,ＶG6の各波形も図１６(Ａ)及び(Ｂ)に示す波
形と同様である。これ以降の説明では、図１６(Ａ)及び
(Ｂ)に示す第１〜第６の主ゲート信号ＶG1〜ＶG6のデッ
ドタイムｔDを全て省略して図示する。
【０００７】次に、従来の共振型電力変換装置として補
助共振転流アームリンク方式の三相インバータ装置を図
１７に示す。図１７の三相インバータ装置では、図１４
に示す三相インバータ装置の直流入力端子(1,2)と主ス
イッチング回路(7)の交流出力側との間に共振転流回路
(32)を接続し、主スイッチング回路(7)の３対の電力変
換用ＩＧＢＴ(8,9;10,11;12,13)のコレクタ−エミッタ
端子間にそれぞれコンデンサ(33,34;35,36;37,38)を接
続している。その他の主回路の構成は、図１４に示す三
相インバータ装置と同様である。
助共振転流アームリンク方式の三相インバータ装置を図
１７に示す。図１７の三相インバータ装置では、図１４
に示す三相インバータ装置の直流入力端子(1,2)と主ス
イッチング回路(7)の交流出力側との間に共振転流回路
(32)を接続し、主スイッチング回路(7)の３対の電力変
換用ＩＧＢＴ(8,9;10,11;12,13)のコレクタ−エミッタ
端子間にそれぞれコンデンサ(33,34;35,36;37,38)を接
続している。その他の主回路の構成は、図１４に示す三
相インバータ装置と同様である。
【０００８】共振転流回路(32)は、３つの共振用リアク
トル(39,40,41)と、６つの転流用ＩＧＢＴ(42,43,44,4
5,46,47)及び転流用ダイオード(48,49,50,51,52,53)
と、２つの直流コンデンサ(54,55)とから構成される。
３つの共振用リアクトル(39,40,41)の一端は、３対の電
力変換用ＩＧＢＴ(8,9;10,11;12,13)のそれぞれの接続
点に接続される。６つの転流用ＩＧＢＴ(42,43,44,45,4
6,47)は、それぞれ２つずつ互いに逆直列に接続され
る。６つの転流用ダイオード(48,49,50,51,52,53)は、
それぞれ各転流用ＩＧＢＴ(42,43,44,45,46,47)のコレ
クタ−エミッタ端子間に接続される。２つの直流コンデ
ンサ(54,55)は、直流入力端子(1,2)間に直列に接続され
る。３つの共振用リアクトル(39,40,41)の他端と２つの
直流コンデンサ(54,55)の接続点との間には、互いに逆
直列に接続された３組の転流用ＩＧＢＴ(42,43;44,45;4
6、47)がそれぞれ接続される。また、６つの転流用ＩＧ
ＢＴ(42,43,44,45,46,47)は、制御回路(23)内に設けら
れた転流ゲート信号発生器(56)からの転流ゲート信号Ｖ
A1,ＶA2,ＶA3,ＶA4,ＶA5,ＶA6によりオン・オフ制御さ
れ、主スイッチング回路(7)内の各電力変換用ＩＧＢＴ
(8,9;10,11;12,13)をスイッチング動作する際に対応す
る各転流用ＩＧＢＴ(42,43;44,45;46,47)がそれぞれス
イッチング動作される。
トル(39,40,41)と、６つの転流用ＩＧＢＴ(42,43,44,4
5,46,47)及び転流用ダイオード(48,49,50,51,52,53)
と、２つの直流コンデンサ(54,55)とから構成される。
３つの共振用リアクトル(39,40,41)の一端は、３対の電
力変換用ＩＧＢＴ(8,9;10,11;12,13)のそれぞれの接続
点に接続される。６つの転流用ＩＧＢＴ(42,43,44,45,4
6,47)は、それぞれ２つずつ互いに逆直列に接続され
る。６つの転流用ダイオード(48,49,50,51,52,53)は、
それぞれ各転流用ＩＧＢＴ(42,43,44,45,46,47)のコレ
クタ−エミッタ端子間に接続される。２つの直流コンデ
ンサ(54,55)は、直流入力端子(1,2)間に直列に接続され
る。３つの共振用リアクトル(39,40,41)の他端と２つの
直流コンデンサ(54,55)の接続点との間には、互いに逆
直列に接続された３組の転流用ＩＧＢＴ(42,43;44,45;4
6、47)がそれぞれ接続される。また、６つの転流用ＩＧ
ＢＴ(42,43,44,45,46,47)は、制御回路(23)内に設けら
れた転流ゲート信号発生器(56)からの転流ゲート信号Ｖ
A1,ＶA2,ＶA3,ＶA4,ＶA5,ＶA6によりオン・オフ制御さ
れ、主スイッチング回路(7)内の各電力変換用ＩＧＢＴ
(8,9;10,11;12,13)をスイッチング動作する際に対応す
る各転流用ＩＧＢＴ(42,43;44,45;46,47)がそれぞれス
イッチング動作される。
【０００９】図１７に示す構成において、交流出力端子
(4)に流れるＵ相の電流ＩUが図示の方向のときの交流出
力端子(4)に対応する主スイッチング回路(7)内の電力変
換用ＩＧＢＴ(8,9)のスイッチング動作は以下の通りで
ある。主スイッチング回路(7)内の一方の電力変換用Ｉ
ＧＢＴ(8)がオフ状態で他方の電力変換用ＩＧＢＴ(9)が
オン状態のとき、Ｕ相の電流ＩUは交流出力端子(4)から
交流リアクトル(20)及び他方の電力変換用ＩＧＢＴ(9)
を介して直流電源(3)に流れている。このとき、他方の
コンデンサ(34)は略０Ｖまで放電し、一方のコンデンサ
(33)は直流電源(3)の電圧Ｅまで充電されている。この
状態から共振転流回路(32)内の転流用ＩＧＢＴ(42)をオ
ン状態にすると、直流コンデンサ(54,55)から転流用Ｉ
ＧＢＴ(42)、転流用ダイオード(49)及び共振用リアクト
ル(39)を介して電流ＩLUが図示の方向に流れ、他方の電
力変換用ＩＧＢＴ(9)に流れる電流が増加する。
(4)に流れるＵ相の電流ＩUが図示の方向のときの交流出
力端子(4)に対応する主スイッチング回路(7)内の電力変
換用ＩＧＢＴ(8,9)のスイッチング動作は以下の通りで
ある。主スイッチング回路(7)内の一方の電力変換用Ｉ
ＧＢＴ(8)がオフ状態で他方の電力変換用ＩＧＢＴ(9)が
オン状態のとき、Ｕ相の電流ＩUは交流出力端子(4)から
交流リアクトル(20)及び他方の電力変換用ＩＧＢＴ(9)
を介して直流電源(3)に流れている。このとき、他方の
コンデンサ(34)は略０Ｖまで放電し、一方のコンデンサ
(33)は直流電源(3)の電圧Ｅまで充電されている。この
状態から共振転流回路(32)内の転流用ＩＧＢＴ(42)をオ
ン状態にすると、直流コンデンサ(54,55)から転流用Ｉ
ＧＢＴ(42)、転流用ダイオード(49)及び共振用リアクト
ル(39)を介して電流ＩLUが図示の方向に流れ、他方の電
力変換用ＩＧＢＴ(9)に流れる電流が増加する。
【００１０】主スイッチング回路(7)内の他方の電力変
換用ＩＧＢＴ(9)に流れる電流が所定の大きさに達した
ときに他方の電力変換用ＩＧＢＴ(9)をオン状態からオ
フ状態にすると、他方の電力変換用ＩＧＢＴ(9)に流れ
ていた電流は他方のコンデンサ(34)に流れる電流に切り
換わり、他方のコンデンサ(34)が充電されると共に一方
のコンデンサ(33)が放電される。これにより、他方のコ
ンデンサ(34)の両端の電圧が０Ｖから緩やかに上昇し、
他方の電力変換用ＩＧＢＴ(9)のコレクタ−エミッタ端
子間の電圧上昇率が抑制されるので、他方の電力変換用
ＩＧＢＴ(9)のターンオフ時においてゼロ電圧スイッチ
ング（ＺＶＳ）となる。
換用ＩＧＢＴ(9)に流れる電流が所定の大きさに達した
ときに他方の電力変換用ＩＧＢＴ(9)をオン状態からオ
フ状態にすると、他方の電力変換用ＩＧＢＴ(9)に流れ
ていた電流は他方のコンデンサ(34)に流れる電流に切り
換わり、他方のコンデンサ(34)が充電されると共に一方
のコンデンサ(33)が放電される。これにより、他方のコ
ンデンサ(34)の両端の電圧が０Ｖから緩やかに上昇し、
他方の電力変換用ＩＧＢＴ(9)のコレクタ−エミッタ端
子間の電圧上昇率が抑制されるので、他方の電力変換用
ＩＧＢＴ(9)のターンオフ時においてゼロ電圧スイッチ
ング（ＺＶＳ）となる。
【００１１】主スイッチング回路(7)内の一方のコンデ
ンサ(33)の両端の電圧が略０Ｖとなり、他方のコンデン
サ(34)の両端の電圧が直流電源(3)の電圧Ｅに達する
と、一方の主ダイオード(14)が導通状態となり、一方の
主ダイオード(14)に電流が流れる。この状態で一方の電
力変換用ＩＧＢＴ(8)をオフ状態からオン状態にする
と、ターンオン時は一方の電力変換用ＩＧＢＴ(8)に電
流が流れず、コレクタ−エミッタ端子間の電圧も０Ｖで
ある。これにより、一方の電力変換用ＩＧＢＴ(8)のタ
ーンオン時においてゼロ電圧及びゼロ電流スイッチング
（ＺＶＳ／ＺＣＳ）となる。また、共振用リアクトル(3
9)に流れていた電流ＩLUは直流コンデンサ(54,55)に回
生され、電流ＩLUが略０となるときに共振転流回路(32)
内の転流用ＩＧＢＴ(42)がオン状態からオフ状態とな
る。
ンサ(33)の両端の電圧が略０Ｖとなり、他方のコンデン
サ(34)の両端の電圧が直流電源(3)の電圧Ｅに達する
と、一方の主ダイオード(14)が導通状態となり、一方の
主ダイオード(14)に電流が流れる。この状態で一方の電
力変換用ＩＧＢＴ(8)をオフ状態からオン状態にする
と、ターンオン時は一方の電力変換用ＩＧＢＴ(8)に電
流が流れず、コレクタ−エミッタ端子間の電圧も０Ｖで
ある。これにより、一方の電力変換用ＩＧＢＴ(8)のタ
ーンオン時においてゼロ電圧及びゼロ電流スイッチング
（ＺＶＳ／ＺＣＳ）となる。また、共振用リアクトル(3
9)に流れていた電流ＩLUは直流コンデンサ(54,55)に回
生され、電流ＩLUが略０となるときに共振転流回路(32)
内の転流用ＩＧＢＴ(42)がオン状態からオフ状態とな
る。
【００１２】主スイッチング回路(7)内の一方の電力変
換用ＩＧＢＴ(8)がオン状態で他方の電力変換用ＩＧＢ
Ｔ(9)がオフ状態のとき、共振転流回路(32)内の転流用
ＩＧＢＴ(43)をオン状態にすると、一方の電力変換用Ｉ
ＧＢＴ(8)から共振用リアクトル(39)、転流用ＩＧＢＴ
(43)及び転流用ダイオード(48)を介して直流コンデンサ
(54,55)に電流ＩLUが図示とは逆の方向に流れ、一方の
電力変換用ＩＧＢＴ(8)に流れる電流が増加する。
換用ＩＧＢＴ(8)がオン状態で他方の電力変換用ＩＧＢ
Ｔ(9)がオフ状態のとき、共振転流回路(32)内の転流用
ＩＧＢＴ(43)をオン状態にすると、一方の電力変換用Ｉ
ＧＢＴ(8)から共振用リアクトル(39)、転流用ＩＧＢＴ
(43)及び転流用ダイオード(48)を介して直流コンデンサ
(54,55)に電流ＩLUが図示とは逆の方向に流れ、一方の
電力変換用ＩＧＢＴ(8)に流れる電流が増加する。
【００１３】主スイッチング回路(7)内の一方の電力変
換用ＩＧＢＴ(8)に流れる電流が所定の大きさに達した
ときに一方の電力変換用ＩＧＢＴ(8)をオン状態からオ
フ状態にすると、一方の電力変換用ＩＧＢＴ(8)に流れ
ていた電流は一方のコンデンサ(33)に流れる電流に切り
換わり、一方のコンデンサ(33)が充電されると共に他方
のコンデンサ(34)が放電される。これにより、一方のコ
ンデンサ(33)の両端の電圧が０Ｖから緩やかに上昇し、
一方の電力変換用ＩＧＢＴ(8)のコレクタ−エミッタ端
子間の電圧上昇率が抑制されるので、一方の電力変換用
ＩＧＢＴ(8)のターンオフ時においてゼロ電圧スイッチ
ングとなる。
換用ＩＧＢＴ(8)に流れる電流が所定の大きさに達した
ときに一方の電力変換用ＩＧＢＴ(8)をオン状態からオ
フ状態にすると、一方の電力変換用ＩＧＢＴ(8)に流れ
ていた電流は一方のコンデンサ(33)に流れる電流に切り
換わり、一方のコンデンサ(33)が充電されると共に他方
のコンデンサ(34)が放電される。これにより、一方のコ
ンデンサ(33)の両端の電圧が０Ｖから緩やかに上昇し、
一方の電力変換用ＩＧＢＴ(8)のコレクタ−エミッタ端
子間の電圧上昇率が抑制されるので、一方の電力変換用
ＩＧＢＴ(8)のターンオフ時においてゼロ電圧スイッチ
ングとなる。
【００１４】主スイッチング回路(7)内の他方のコンデ
ンサ(34)の両端の電圧が略０Ｖとなり、一方のコンデン
サ(33)の両端の電圧が直流電源(3)の電圧Ｅに達する
と、他方の主ダイオード(15)が導通状態となり、他方の
主ダイオード(15)に電流が流れる。この状態で他方の電
力変換用ＩＧＢＴ(9)をオフ状態からオン状態にする
と、ターンオン時は他方の電力変換用ＩＧＢＴ(9)に電
流が流れず、コレクタ−エミッタ端子間の電圧も０Ｖで
ある。これにより、他方の電力変換用ＩＧＢＴ(9)のタ
ーンオン時においてゼロ電圧及びゼロ電流スイッチング
となる。また、共振用リアクトル(39)に流れていた電流
ＩLUは直流コンデンサ(54,55)に回生され、電流ＩLUが
略０となるときに共振転流回路(32)内の転流用ＩＧＢＴ
(43)がオン状態からオフ状態となる。
ンサ(34)の両端の電圧が略０Ｖとなり、一方のコンデン
サ(33)の両端の電圧が直流電源(3)の電圧Ｅに達する
と、他方の主ダイオード(15)が導通状態となり、他方の
主ダイオード(15)に電流が流れる。この状態で他方の電
力変換用ＩＧＢＴ(9)をオフ状態からオン状態にする
と、ターンオン時は他方の電力変換用ＩＧＢＴ(9)に電
流が流れず、コレクタ−エミッタ端子間の電圧も０Ｖで
ある。これにより、他方の電力変換用ＩＧＢＴ(9)のタ
ーンオン時においてゼロ電圧及びゼロ電流スイッチング
となる。また、共振用リアクトル(39)に流れていた電流
ＩLUは直流コンデンサ(54,55)に回生され、電流ＩLUが
略０となるときに共振転流回路(32)内の転流用ＩＧＢＴ
(43)がオン状態からオフ状態となる。
【００１５】上記の説明では、交流出力端子(4)に流れ
るＵ相の電流ＩUに対応する主スイッチング回路(7)内の
電力変換用ＩＧＢＴ(8,9)のスイッチング動作について
示したが、他の２つの交流出力端子(5,6)に流れるＶ
相、Ｗ相の電流ＩV,ＩWに対応する主スイッチング回路
(7)内の電力変換用ＩＧＢＴ(10,11;12,13)のスイッチン
グ動作についても上記と同様のため説明は省略する。な
お、図１７に示す三相インバータの動作の詳細は、例え
ば「神志那、神戸、松本、中岡：補助共振転流アームリ
ンク三相電圧形正弦波コンバータの特性解析、電気学会
半導体電力研究会 SPC-97-24(1997)」等に記載されてい
る。
るＵ相の電流ＩUに対応する主スイッチング回路(7)内の
電力変換用ＩＧＢＴ(8,9)のスイッチング動作について
示したが、他の２つの交流出力端子(5,6)に流れるＶ
相、Ｗ相の電流ＩV,ＩWに対応する主スイッチング回路
(7)内の電力変換用ＩＧＢＴ(10,11;12,13)のスイッチン
グ動作についても上記と同様のため説明は省略する。な
お、図１７に示す三相インバータの動作の詳細は、例え
ば「神志那、神戸、松本、中岡：補助共振転流アームリ
ンク三相電圧形正弦波コンバータの特性解析、電気学会
半導体電力研究会 SPC-97-24(1997)」等に記載されてい
る。
【００１６】図１７に示す三相インバータ装置では、共
振転流回路(32)内の６つの転流用ＩＧＢＴ(42)〜(47)の
スイッチング動作により、主スイッチング回路(7)内の
各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)のターンオン又はター
ンオフ時においてゼロ電圧及びゼロ電流スイッチングと
なるので、各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)のスイッチ
ング動作時に発生するサージ電圧、サージ電流及びスイ
ッチング損失を抑制できる。したがって、主スイッチン
グ回路(7)内の各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)が受ける
電気的ストレスを軽減することが可能である。
振転流回路(32)内の６つの転流用ＩＧＢＴ(42)〜(47)の
スイッチング動作により、主スイッチング回路(7)内の
各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)のターンオン又はター
ンオフ時においてゼロ電圧及びゼロ電流スイッチングと
なるので、各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)のスイッチ
ング動作時に発生するサージ電圧、サージ電流及びスイ
ッチング損失を抑制できる。したがって、主スイッチン
グ回路(7)内の各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)が受ける
電気的ストレスを軽減することが可能である。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図１４に示
す鋸波搬送波比較方式の三相インバータ装置では、主ス
イッチング回路(7)内の各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)
のオフ動作により電流を直接遮断するため、ターンオフ
時に発生するサージ電圧、サージ電流、スイッチング損
失等により各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)が受ける電
気的ストレスが大きく、同時にスイッチングノイズが発
生する。一方、各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)のター
ンオン時には、他方の主ダイオード(14)〜(19)の逆回復
に伴うサージ電圧、サージ電流、スイッチング損失等が
発生する問題点があった。また、図１７に示す補助共振
転流アームリンク方式の三相インバータ装置では、共振
転流回路(32)内の各転流用ＩＧＢＴ(42)〜(47)のスイッ
チング動作により主スイッチング回路(7)内の各電力変
換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)が受ける電気的ストレスを軽減
できるが、主スイッチング回路(7)を構成する電力変換
用ＩＧＢＴと同数の転流用ＩＧＢＴが必要となるため、
主回路の構成が複雑になる。更に、各転流用ＩＧＢＴ(4
2)〜(47)をそれぞれスイッチング制御するゲート信号を
発生する回路も多数必要になるため、装置全体の部品点
数が増加し、製造コストが高価になる問題点があった。
す鋸波搬送波比較方式の三相インバータ装置では、主ス
イッチング回路(7)内の各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)
のオフ動作により電流を直接遮断するため、ターンオフ
時に発生するサージ電圧、サージ電流、スイッチング損
失等により各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)が受ける電
気的ストレスが大きく、同時にスイッチングノイズが発
生する。一方、各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)のター
ンオン時には、他方の主ダイオード(14)〜(19)の逆回復
に伴うサージ電圧、サージ電流、スイッチング損失等が
発生する問題点があった。また、図１７に示す補助共振
転流アームリンク方式の三相インバータ装置では、共振
転流回路(32)内の各転流用ＩＧＢＴ(42)〜(47)のスイッ
チング動作により主スイッチング回路(7)内の各電力変
換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)が受ける電気的ストレスを軽減
できるが、主スイッチング回路(7)を構成する電力変換
用ＩＧＢＴと同数の転流用ＩＧＢＴが必要となるため、
主回路の構成が複雑になる。更に、各転流用ＩＧＢＴ(4
2)〜(47)をそれぞれスイッチング制御するゲート信号を
発生する回路も多数必要になるため、装置全体の部品点
数が増加し、製造コストが高価になる問題点があった。
【００１８】そこで、本発明では簡素な回路構成で電力
変換用の主スイッチング素子が受ける電気的ストレスを
軽減できる電力変換装置とその制御装置を提供すること
を目的とする。
変換用の主スイッチング素子が受ける電気的ストレスを
軽減できる電力変換装置とその制御装置を提供すること
を目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明の電
力変換装置は、直流端子(1,2)と交流端子(4,5,6)との間
に接続される主スイッチング回路(7)と、主スイッチン
グ回路(7)の交流端子(4,5,6)側のラインに接続される交
流リアクトル(20,21,22)とを備え、主スイッチング回路
(7)は、橋絡接続された複数対の主スイッチング素子(8,
9;10,11;12,13)と、複数対の主スイッチング素子(8,9;1
0,11;12,13)の両主端子間に各々接続される主整流素子
(14,15;16,17;18,19)とを備え、複数対の主スイッチン
グ素子(8,9;10,11;12,13)をオン・オフ制御して直流−
交流又は交流−直流間で電力を変換する。この電力変換
装置では、複数対の主スイッチング素子(8,9;10,11;12,
13)の両主端子間に各々接続されるコンデンサ(33,34;3
5,36;37,38)と、主スイッチング回路(7)の交流端子(4,
5,6)側に接続される転流用リアクトル(39,40,41)と、複
数の転流用整流素子(58,59;60,61;62,63)を橋絡接続し
て成り且つ転流用リアクトル(39,40,41)に接続される転
流ブリッジ回路(57)と、各主スイッチング素子(8,9;10,
11;12,13)のターンオン時にスイッチング動作され且つ
転流ブリッジ回路(57)の両出力端子間に接続される転流
用スイッチング手段(64)と、転流ブリッジ回路(57)の一
方の出力端子から直流端子(1,2)の一方に向かって接続
される第１のクランプ用整流素子(65)と、直流端子(1,
2)の他方から転流ブリッジ回路(57)の他方の出力端子に
向かって接続される第２のクランプ用整流素子(66)とを
備える。
力変換装置は、直流端子(1,2)と交流端子(4,5,6)との間
に接続される主スイッチング回路(7)と、主スイッチン
グ回路(7)の交流端子(4,5,6)側のラインに接続される交
流リアクトル(20,21,22)とを備え、主スイッチング回路
(7)は、橋絡接続された複数対の主スイッチング素子(8,
9;10,11;12,13)と、複数対の主スイッチング素子(8,9;1
0,11;12,13)の両主端子間に各々接続される主整流素子
(14,15;16,17;18,19)とを備え、複数対の主スイッチン
グ素子(8,9;10,11;12,13)をオン・オフ制御して直流−
交流又は交流−直流間で電力を変換する。この電力変換
装置では、複数対の主スイッチング素子(8,9;10,11;12,
13)の両主端子間に各々接続されるコンデンサ(33,34;3
5,36;37,38)と、主スイッチング回路(7)の交流端子(4,
5,6)側に接続される転流用リアクトル(39,40,41)と、複
数の転流用整流素子(58,59;60,61;62,63)を橋絡接続し
て成り且つ転流用リアクトル(39,40,41)に接続される転
流ブリッジ回路(57)と、各主スイッチング素子(8,9;10,
11;12,13)のターンオン時にスイッチング動作され且つ
転流ブリッジ回路(57)の両出力端子間に接続される転流
用スイッチング手段(64)と、転流ブリッジ回路(57)の一
方の出力端子から直流端子(1,2)の一方に向かって接続
される第１のクランプ用整流素子(65)と、直流端子(1,
2)の他方から転流ブリッジ回路(57)の他方の出力端子に
向かって接続される第２のクランプ用整流素子(66)とを
備える。
【００２０】主スイッチング素子(8,9;10,11;12,13)に
順方向の電流が流れている状態で主スイッチング素子
(8,9;10,11;12,13)をターンオフすると、主スイッチン
グ素子(8,9;10,11;12,13)に流れる電流はコンデンサ(3
3,34;35,36;37,38)に流れ、コンデンサ(33,34;35,36;3
7,38)の両端の電圧が０Ｖから緩やかに上昇する。即
ち、主スイッチング素子(8,9;10,11;12,13)の両主端子
間の電圧上昇率がコンデンサ(33,34;35,36;37,38)の充
電により抑制され、主スイッチング素子(8,9;10,11;12,
13)の両主端子間の電圧が０Ｖから緩やかに上昇するの
で、主スイッチング素子(8,9;10,11;12,13)のターンオ
フ時においてゼロ電圧スイッチングとなる。また、転流
用スイッチング手段(64)がオン状態で主整流素子(14,1
5;16,17;18,19)が導通している期間に該当する主スイッ
チング素子(8,9;10,11;12,13)をターンオンすると、タ
ーンオン直後は転流用リアクトル(39,40,41)、転流ブリ
ッジ回路(57)及び転流用スイッチング手段(64)を介して
主整流素子(14,15;16,17;18,19)に電流が流れるため、
主スイッチング素子(8,9;10,11;12,13)には電流が流れ
ず、両主端子間の電圧も０Ｖである。これにより、主ス
イッチング素子(8,9;10,11;12,13)のターンオン時にお
いてゼロ電圧及びゼロ電流スイッチングとなる。このた
め、主スイッチング素子(8,9;10,11;12,13)の急激なス
イッチング動作により発生するサージ電圧、サージ電
流、スイッチング損失等を抑制できる。したがって、転
流用スイッチング手段(64)を１個含む程度の簡素な回路
構成で電力変換用の主スイッチング素子(8,9;10,11;12,
13)が受ける電気的ストレスを軽減することが可能とな
る。更に、転流用リアクトル(39,40,41)の残留エネルギ
は、転流用スイッチング手段(64)のターンオフ後に第１
及び第２のクランプ用整流素子(65)及び(66)を介して直
流端子(1,2)側に回生されるので、無損失である。
順方向の電流が流れている状態で主スイッチング素子
(8,9;10,11;12,13)をターンオフすると、主スイッチン
グ素子(8,9;10,11;12,13)に流れる電流はコンデンサ(3
3,34;35,36;37,38)に流れ、コンデンサ(33,34;35,36;3
7,38)の両端の電圧が０Ｖから緩やかに上昇する。即
ち、主スイッチング素子(8,9;10,11;12,13)の両主端子
間の電圧上昇率がコンデンサ(33,34;35,36;37,38)の充
電により抑制され、主スイッチング素子(8,9;10,11;12,
13)の両主端子間の電圧が０Ｖから緩やかに上昇するの
で、主スイッチング素子(8,9;10,11;12,13)のターンオ
フ時においてゼロ電圧スイッチングとなる。また、転流
用スイッチング手段(64)がオン状態で主整流素子(14,1
5;16,17;18,19)が導通している期間に該当する主スイッ
チング素子(8,9;10,11;12,13)をターンオンすると、タ
ーンオン直後は転流用リアクトル(39,40,41)、転流ブリ
ッジ回路(57)及び転流用スイッチング手段(64)を介して
主整流素子(14,15;16,17;18,19)に電流が流れるため、
主スイッチング素子(8,9;10,11;12,13)には電流が流れ
ず、両主端子間の電圧も０Ｖである。これにより、主ス
イッチング素子(8,9;10,11;12,13)のターンオン時にお
いてゼロ電圧及びゼロ電流スイッチングとなる。このた
め、主スイッチング素子(8,9;10,11;12,13)の急激なス
イッチング動作により発生するサージ電圧、サージ電
流、スイッチング損失等を抑制できる。したがって、転
流用スイッチング手段(64)を１個含む程度の簡素な回路
構成で電力変換用の主スイッチング素子(8,9;10,11;12,
13)が受ける電気的ストレスを軽減することが可能とな
る。更に、転流用リアクトル(39,40,41)の残留エネルギ
は、転流用スイッチング手段(64)のターンオフ後に第１
及び第２のクランプ用整流素子(65)及び(66)を介して直
流端子(1,2)側に回生されるので、無損失である。
【００２１】請求項２に係る発明の電力変換装置は、転
流用スイッチング手段(64)の一端に接続される第１のス
ナバ用コンデンサ(75)と、転流用スイッチング手段(64)
の他端に接続される第２のスナバ用コンデンサ(76)と、
第１のスナバ用コンデンサ(75)と第２のスナバ用コンデ
ンサ(76)との間に接続されるスナバ用整流素子(77)と、
第２のスナバ用コンデンサ(76)及びスナバ用整流素子(7
7)の接続点から直流端子(1,2)の一方に向かって直列に
接続される第１の回生用整流素子(78)及び第１の回生用
リアクトル(79)と、直流端子(1,2)の他方から第１のス
ナバ用コンデンサ(75)及びスナバ用整流素子(77)の接続
点に向かって直列に接続される第２の回生用整流素子(8
0)及び第２の回生用リアクトル(81)とを備える。
流用スイッチング手段(64)の一端に接続される第１のス
ナバ用コンデンサ(75)と、転流用スイッチング手段(64)
の他端に接続される第２のスナバ用コンデンサ(76)と、
第１のスナバ用コンデンサ(75)と第２のスナバ用コンデ
ンサ(76)との間に接続されるスナバ用整流素子(77)と、
第２のスナバ用コンデンサ(76)及びスナバ用整流素子(7
7)の接続点から直流端子(1,2)の一方に向かって直列に
接続される第１の回生用整流素子(78)及び第１の回生用
リアクトル(79)と、直流端子(1,2)の他方から第１のス
ナバ用コンデンサ(75)及びスナバ用整流素子(77)の接続
点に向かって直列に接続される第２の回生用整流素子(8
0)及び第２の回生用リアクトル(81)とを備える。
【００２２】転流用スイッチング手段(64)をターンオン
すると、転流用スイッチング手段(64)、第２のスナバ用
コンデンサ(76)、第１の回生用整流素子(78)、第１の回
生用リアクトル(79)、直流電源(3)、第２の回生用リア
クトル(81)、第２の回生用整流素子(80)及び第１のスナ
バ用コンデンサ(75)の経路で共振回路が形成され、第１
及び第２のスナバ用コンデンサ(75,76)が放電してそれ
ぞれの両端の電圧が略０Ｖまで降下する。転流用スイッ
チング手段(64)をターンオフすると、転流用スイッチン
グ手段(64)に流れていた電流が第１のスナバ用コンデン
サ(75)、スナバ用整流素子(77)及び第２のスナバ用コン
デンサ(76)の経路で流れる電流に切り換わり、その電流
により第１及び第２のスナバ用コンデンサ(75,76)が充
電されてそれぞれの両端の電圧が０Ｖから緩やかに上昇
する。このため、転流用スイッチング手段(64)のターン
オフ時においてゼロ電圧スイッチングとなる。したがっ
て、転流用スイッチング手段(64)の急激なスイッチング
動作により同スイッチング手段(64)が受ける電気的スト
レスを軽減できる。
すると、転流用スイッチング手段(64)、第２のスナバ用
コンデンサ(76)、第１の回生用整流素子(78)、第１の回
生用リアクトル(79)、直流電源(3)、第２の回生用リア
クトル(81)、第２の回生用整流素子(80)及び第１のスナ
バ用コンデンサ(75)の経路で共振回路が形成され、第１
及び第２のスナバ用コンデンサ(75,76)が放電してそれ
ぞれの両端の電圧が略０Ｖまで降下する。転流用スイッ
チング手段(64)をターンオフすると、転流用スイッチン
グ手段(64)に流れていた電流が第１のスナバ用コンデン
サ(75)、スナバ用整流素子(77)及び第２のスナバ用コン
デンサ(76)の経路で流れる電流に切り換わり、その電流
により第１及び第２のスナバ用コンデンサ(75,76)が充
電されてそれぞれの両端の電圧が０Ｖから緩やかに上昇
する。このため、転流用スイッチング手段(64)のターン
オフ時においてゼロ電圧スイッチングとなる。したがっ
て、転流用スイッチング手段(64)の急激なスイッチング
動作により同スイッチング手段(64)が受ける電気的スト
レスを軽減できる。
【００２３】請求項３に係る発明の電力変換装置は、転
流用スイッチング手段(64)は、転流ブリッジ回路(57)の
両出力端子間に接続されるスナバ用コンデンサ(82)と、
スナバ用コンデンサ(82)の両端に直列に接続される第１
の転流用スイッチング素子(83)及び第１の回生用整流素
子(84)と、第１の転流用スイッチング素子(83)及び第１
の回生用整流素子(84)の直列接続回路の両端に直列に接
続される第２の転流用スイッチング素子としての(85)及
び第２の回生用整流素子(86)と、第１の転流用スイッチ
ング素子(83)及び第１の回生用整流素子(84)の接続点と
第２の転流用スイッチング素子(85)及び第２の回生用整
流素子(86)の接続点との間に接続される回生用リアクト
ル(87)とを有し、第１及び第２の転流用スイッチング素
子(83,85)は各主スイッチング素子(8,9;10,11;12,13)の
ターンオン時に同時にスイッチング動作される。
流用スイッチング手段(64)は、転流ブリッジ回路(57)の
両出力端子間に接続されるスナバ用コンデンサ(82)と、
スナバ用コンデンサ(82)の両端に直列に接続される第１
の転流用スイッチング素子(83)及び第１の回生用整流素
子(84)と、第１の転流用スイッチング素子(83)及び第１
の回生用整流素子(84)の直列接続回路の両端に直列に接
続される第２の転流用スイッチング素子としての(85)及
び第２の回生用整流素子(86)と、第１の転流用スイッチ
ング素子(83)及び第１の回生用整流素子(84)の接続点と
第２の転流用スイッチング素子(85)及び第２の回生用整
流素子(86)の接続点との間に接続される回生用リアクト
ル(87)とを有し、第１及び第２の転流用スイッチング素
子(83,85)は各主スイッチング素子(8,9;10,11;12,13)の
ターンオン時に同時にスイッチング動作される。
【００２４】第１及び第２の転流用スイッチング素子(8
3,85)を同時にターンオンすると、第１の転流用スイッ
チング素子(83)、スナバ用コンデンサ(82)、第２の転流
用スイッチング素子(85)及び回生用リアクトル(87)の経
路で共振回路が形成されるので、スナバ用コンデンサ(8
2)が放電してその両端の電圧が略０Ｖまで降下すると共
に回生用リアクトル(87)にエネルギが蓄積される。スナ
バ用コンデンサ(82)の両端の電圧が略０Ｖになると、回
生用リアクトル(87)、第１の転流用スイッチング素子(8
3)及び第２の回生用整流素子(86)の経路並びに回生用リ
アクトル(87)、第１の回生用整流素子(84)及び第２の転
流用スイッチング素子(85)の経路で循環する電流が流れ
る。第１及び第２の転流用スイッチング素子(83,85)を
同時にターンオフすると、第１の転流用スイッチング素
子(83)に流れていた電流が第１の回生用整流素子(84)及
びスナバ用コンデンサ(82)の経路で流れる電流に切り換
わる。同様に、第２の転流用スイッチング素子(85)に流
れていた電流はスナバ用コンデンサ(82)及び第２の回生
用整流素子(86)の経路で流れる電流に切り換わる。この
とき、前記の２つの経路で流れる電流によりスナバ用コ
ンデンサ(82)が充電され、その両端の電圧が０Ｖから緩
やかに上昇するので、第１及び第２の転流用スイッチン
グ手段(83,85)のターンオフ時においてゼロ電圧スイッ
チングとなる。したがって、第１及び第２の転流用スイ
ッチング手段(83,85)の急激なスイッチング動作により
同スイッチング手段(83,85)が受ける電気的ストレスを
軽減できる。
3,85)を同時にターンオンすると、第１の転流用スイッ
チング素子(83)、スナバ用コンデンサ(82)、第２の転流
用スイッチング素子(85)及び回生用リアクトル(87)の経
路で共振回路が形成されるので、スナバ用コンデンサ(8
2)が放電してその両端の電圧が略０Ｖまで降下すると共
に回生用リアクトル(87)にエネルギが蓄積される。スナ
バ用コンデンサ(82)の両端の電圧が略０Ｖになると、回
生用リアクトル(87)、第１の転流用スイッチング素子(8
3)及び第２の回生用整流素子(86)の経路並びに回生用リ
アクトル(87)、第１の回生用整流素子(84)及び第２の転
流用スイッチング素子(85)の経路で循環する電流が流れ
る。第１及び第２の転流用スイッチング素子(83,85)を
同時にターンオフすると、第１の転流用スイッチング素
子(83)に流れていた電流が第１の回生用整流素子(84)及
びスナバ用コンデンサ(82)の経路で流れる電流に切り換
わる。同様に、第２の転流用スイッチング素子(85)に流
れていた電流はスナバ用コンデンサ(82)及び第２の回生
用整流素子(86)の経路で流れる電流に切り換わる。この
とき、前記の２つの経路で流れる電流によりスナバ用コ
ンデンサ(82)が充電され、その両端の電圧が０Ｖから緩
やかに上昇するので、第１及び第２の転流用スイッチン
グ手段(83,85)のターンオフ時においてゼロ電圧スイッ
チングとなる。したがって、第１及び第２の転流用スイ
ッチング手段(83,85)の急激なスイッチング動作により
同スイッチング手段(83,85)が受ける電気的ストレスを
軽減できる。
【００２５】請求項４に係る発明の電力変換装置は、主
スイッチング回路(7)及び転流用スイッチング手段(64)
のスイッチング動作を制御する制御装置(23)を備え、制
御装置(23)は、最小値から最大値まで比例直線的に上昇
した後に最大値から最小値まで急激に降下してリセット
する鋸波搬送波(h)を出力する搬送波発生器(27)と、搬
送波発生器(27)の鋸波搬送波(h)のリセットのタイミン
グに同期して転流用スイッチング手段(64)のスイッチン
グ動作を制御する転流ゲート信号発生器(56)と、基準電
圧(VUR,VVR,VWR)を発生する基準電圧発生器(24,25,26)
と、交流端子(4,5,6)に流れる電流を検出する電流検出
器(68,69,70)と、電流検出器(68,69,70)の検出電流(IU,
IV,IW)の向きに対応して電流符号信号(SU,SV,SW)を出力
する電流符号検出器(71)と、電流符号検出器(71)の電流
符号信号(SU,SV,SW)に対応して搬送波発生器(27)から出
力される鋸波搬送波(h)を同相又は逆相にして補正搬送
波(hU 1,hV1,hW1)を形成する補正搬送波発生器(72,73,7
4)と、補正搬送波発生器(72,73,74)からの補正搬送波(h
U1,hV1,hW1)と基準電圧発生器(24,25,26)からの基準電
圧(VUR,VVR,VWR)とを比較する比較器(28)と、比較器(2
8)の出力(PU,PV,PW)により複数対の主スイッチング素子
(8,9;10,11;12,13)に主ゲート信号(VG1,VG2;VG3,VG4;V
G5,VG6)を付与する主ゲート信号発生器(29,30,31)とを
備える。
スイッチング回路(7)及び転流用スイッチング手段(64)
のスイッチング動作を制御する制御装置(23)を備え、制
御装置(23)は、最小値から最大値まで比例直線的に上昇
した後に最大値から最小値まで急激に降下してリセット
する鋸波搬送波(h)を出力する搬送波発生器(27)と、搬
送波発生器(27)の鋸波搬送波(h)のリセットのタイミン
グに同期して転流用スイッチング手段(64)のスイッチン
グ動作を制御する転流ゲート信号発生器(56)と、基準電
圧(VUR,VVR,VWR)を発生する基準電圧発生器(24,25,26)
と、交流端子(4,5,6)に流れる電流を検出する電流検出
器(68,69,70)と、電流検出器(68,69,70)の検出電流(IU,
IV,IW)の向きに対応して電流符号信号(SU,SV,SW)を出力
する電流符号検出器(71)と、電流符号検出器(71)の電流
符号信号(SU,SV,SW)に対応して搬送波発生器(27)から出
力される鋸波搬送波(h)を同相又は逆相にして補正搬送
波(hU 1,hV1,hW1)を形成する補正搬送波発生器(72,73,7
4)と、補正搬送波発生器(72,73,74)からの補正搬送波(h
U1,hV1,hW1)と基準電圧発生器(24,25,26)からの基準電
圧(VUR,VVR,VWR)とを比較する比較器(28)と、比較器(2
8)の出力(PU,PV,PW)により複数対の主スイッチング素子
(8,9;10,11;12,13)に主ゲート信号(VG1,VG2;VG3,VG4;V
G5,VG6)を付与する主ゲート信号発生器(29,30,31)とを
備える。
【００２６】最小値から最大値まで比例直線的に上昇し
た後に最大値から最小値まで急激に降下してリセットす
る鋸波搬送波(h)を交流端子(4,5,6)に流れる電流(IU,
IV,IW)の向きに対応して同相又は逆相にして補正搬送波
(hU1,hV1,hW1)を形成し、この補正搬送波(hU1,hV1,hW1)
と基準電圧(VUR,VVR,VWR)との比較出力(PU,PV,PW)を主
ゲート信号(VG1,VG2;VG3,VG4;VG5,VG6)として複数対の
主スイッチング素子(8,9;10,11;12,13)に付与すること
により、複数対の主スイッチング素子(8,9;10,11;12,1
3)のターンオンのタイミングが鋸波搬送波(h)のリセッ
トのタイミングに同期する。これにより、主スイッチン
グ素子(8,9;10,11;12,13)のターンオン時に転流ゲート
信号発生器(56)により転流用スイッチング手段(64)のス
イッチング動作が制御されるので、主スイッチング素子
(8,9;10,11;12,13)のターンオン時にゼロ電圧及びゼロ
電流でスイッチング動作を行うことができる。
た後に最大値から最小値まで急激に降下してリセットす
る鋸波搬送波(h)を交流端子(4,5,6)に流れる電流(IU,
IV,IW)の向きに対応して同相又は逆相にして補正搬送波
(hU1,hV1,hW1)を形成し、この補正搬送波(hU1,hV1,hW1)
と基準電圧(VUR,VVR,VWR)との比較出力(PU,PV,PW)を主
ゲート信号(VG1,VG2;VG3,VG4;VG5,VG6)として複数対の
主スイッチング素子(8,9;10,11;12,13)に付与すること
により、複数対の主スイッチング素子(8,9;10,11;12,1
3)のターンオンのタイミングが鋸波搬送波(h)のリセッ
トのタイミングに同期する。これにより、主スイッチン
グ素子(8,9;10,11;12,13)のターンオン時に転流ゲート
信号発生器(56)により転流用スイッチング手段(64)のス
イッチング動作が制御されるので、主スイッチング素子
(8,9;10,11;12,13)のターンオン時にゼロ電圧及びゼロ
電流でスイッチング動作を行うことができる。
【００２７】請求項５に係る発明の電力変換装置の制御
装置(23)は、搬送波発生器(27)の鋸波搬送波(h)のリセ
ットのタイミングに同期してパルス幅一定の固定パルス
信号(P)を出力する固定パルス信号発生器(88)と、電流
符号検出器(71)の電流符号信号(SU,SV,SW)が第１の出力
値のとき、主スイッチング回路(7)の一方側の主スイッ
チング素子(8,10,12)に対して比較器(28)の出力信号
(PU,PV,PW)を一方の主ゲート信号(VG1,VG3,VG5)として
出力すると共に、他方側の主スイッチング素子(9,11,1
3)に対して固定パルス信号発生器(88)の固定パルス信号
(P)を他方の主ゲート信号(VG2,VG4,VG6)として出力し、
電流符号検出器(71)の電流符号信号(SU,SV,SW)が第２の
出力値のとき、主スイッチング回路(7)の一方側の主ス
イッチング素子(8,10,12)に対して固定パルス信号発生
器(88)の固定パルス信号(P)を一方の主ゲート信号(VG1,
VG3,VG5)として出力すると共に、他方側の主スイッチン
グ素子(9,11,13)に対して比較器(28)の出力信号(PU,PV,
PW)を他方の主ゲート信号(VG2,VG4,VG6)として出力する
主ゲート信号発生器(89,90,91)とを備える。
装置(23)は、搬送波発生器(27)の鋸波搬送波(h)のリセ
ットのタイミングに同期してパルス幅一定の固定パルス
信号(P)を出力する固定パルス信号発生器(88)と、電流
符号検出器(71)の電流符号信号(SU,SV,SW)が第１の出力
値のとき、主スイッチング回路(7)の一方側の主スイッ
チング素子(8,10,12)に対して比較器(28)の出力信号
(PU,PV,PW)を一方の主ゲート信号(VG1,VG3,VG5)として
出力すると共に、他方側の主スイッチング素子(9,11,1
3)に対して固定パルス信号発生器(88)の固定パルス信号
(P)を他方の主ゲート信号(VG2,VG4,VG6)として出力し、
電流符号検出器(71)の電流符号信号(SU,SV,SW)が第２の
出力値のとき、主スイッチング回路(7)の一方側の主ス
イッチング素子(8,10,12)に対して固定パルス信号発生
器(88)の固定パルス信号(P)を一方の主ゲート信号(VG1,
VG3,VG5)として出力すると共に、他方側の主スイッチン
グ素子(9,11,13)に対して比較器(28)の出力信号(PU,PV,
PW)を他方の主ゲート信号(VG2,VG4,VG6)として出力する
主ゲート信号発生器(89,90,91)とを備える。
【００２８】電流符号検出器(71)の電流符号信号(SU,
SV,SW)が第１の出力値のとき、主スイッチング回路(7)
の一方側の主スイッチング素子(8,10,12)が比較器(28)
の出力信号(PU,PV,PW)によりオン・オフ制御されると共
に、他方側の主スイッチング素子(9,11,13)が固定パル
ス信号発生器(88)の固定パルス信号(P)により一定のパ
ルス幅でオン・オフ制御される。また、電流符号検出器
(71)の電流符号信号(SU,SV,S W)が第２の出力値のとき、
一方側の主スイッチング素子(8,10,12)が固定パルス信
号発生器(88)の固定パルス信号(P)により一定のパルス
幅でオン・オフ制御されると共に、主スイッチング回路
(7)の他方側の主スイッチング素子(9,11,13)が比較器(2
8)の出力信号(PU,PV,PW)によりオン・オフ制御される。
ここで、比較器(28)の出力信号(PU,PV,PW)の立ち上がり
エッジは、各主スイッチング素子(8,9;10,11;12,13)の
ターンオンのタイミングに略一致するため、搬送波発生
器(27)から出力される鋸波搬送波(h)のリセットのタイ
ミングに同期する。したがって、固定パルス信号発生器
(88)から出力される固定パルス信号(P)の立ち上がりの
タイミングを若干遅らせる程度で十分なデッドタイム(t
D)を確保できる。このため、主スイッチング回路(7)の
一方側及び他方側の主スイッチング素子(8,10,12;9,11,
13)に付与する一方及び他方の主ゲート信号(VG1,VG3,V
G5;VG2,VG4,VG6)の各々にデッドタイム(tD)を付加する
手段が不要となるので、制御装置(23)の構成を簡略化で
きる。
SV,SW)が第１の出力値のとき、主スイッチング回路(7)
の一方側の主スイッチング素子(8,10,12)が比較器(28)
の出力信号(PU,PV,PW)によりオン・オフ制御されると共
に、他方側の主スイッチング素子(9,11,13)が固定パル
ス信号発生器(88)の固定パルス信号(P)により一定のパ
ルス幅でオン・オフ制御される。また、電流符号検出器
(71)の電流符号信号(SU,SV,S W)が第２の出力値のとき、
一方側の主スイッチング素子(8,10,12)が固定パルス信
号発生器(88)の固定パルス信号(P)により一定のパルス
幅でオン・オフ制御されると共に、主スイッチング回路
(7)の他方側の主スイッチング素子(9,11,13)が比較器(2
8)の出力信号(PU,PV,PW)によりオン・オフ制御される。
ここで、比較器(28)の出力信号(PU,PV,PW)の立ち上がり
エッジは、各主スイッチング素子(8,9;10,11;12,13)の
ターンオンのタイミングに略一致するため、搬送波発生
器(27)から出力される鋸波搬送波(h)のリセットのタイ
ミングに同期する。したがって、固定パルス信号発生器
(88)から出力される固定パルス信号(P)の立ち上がりの
タイミングを若干遅らせる程度で十分なデッドタイム(t
D)を確保できる。このため、主スイッチング回路(7)の
一方側及び他方側の主スイッチング素子(8,10,12;9,11,
13)に付与する一方及び他方の主ゲート信号(VG1,VG3,V
G5;VG2,VG4,VG6)の各々にデッドタイム(tD)を付加する
手段が不要となるので、制御装置(23)の構成を簡略化で
きる。
【００２９】請求項６に係る発明の電力変換装置の制御
装置(23)は、搬送波発生器(27)の鋸波搬送波(h)のリセ
ットのタイミングに同期してパルス幅一定の固定パルス
信号(P)を出力する固定パルス信号発生器(88)と、電流
符号検出器(71)の電流符号信号(SU,SV,SW)が第１の出力
値のとき、主スイッチング回路(7)の一方側の主スイッ
チング素子(8,10,12)に対して比較器(28)の出力信号
(PU,PV,PW)を一方の主ゲート信号(VG1,VG3,VG5)として
出力すると共に、電流符号信号(SU,SV,SW)の中で１つだ
け電流符号が第１の出力値のときに該当する相の他方側
の主スイッチング素子(9,11,13)に対して固定パルス信
号発生器(88)の固定パルス信号(P)を他方の主ゲート信
号(VG2,VG4,VG6)として出力し、電流符号検出器(71)の
電流符号信号(SU,SV,SW)が第２の出力値のとき、電流符
号信号(SU,SV,SW)の中で１つだけ電流符号が第２の出力
値のときに主スイッチング回路(7)の該当する相の一方
側の主スイッチング素子(8,10,12)に対して固定パルス
信号発生器(88)の固定パルス信号(P)を一方の主ゲート
信号(VG1,VG3,VG5)として出力すると共に、他方側の主
スイッチング素子(9,11,13)に対して比較器(28)の出力
信号(PU,PV,PW)を他方の主ゲート信号(VG2,VG4,VG6)と
して出力する主ゲート信号発生器(92,93,94)とを備え
る。
装置(23)は、搬送波発生器(27)の鋸波搬送波(h)のリセ
ットのタイミングに同期してパルス幅一定の固定パルス
信号(P)を出力する固定パルス信号発生器(88)と、電流
符号検出器(71)の電流符号信号(SU,SV,SW)が第１の出力
値のとき、主スイッチング回路(7)の一方側の主スイッ
チング素子(8,10,12)に対して比較器(28)の出力信号
(PU,PV,PW)を一方の主ゲート信号(VG1,VG3,VG5)として
出力すると共に、電流符号信号(SU,SV,SW)の中で１つだ
け電流符号が第１の出力値のときに該当する相の他方側
の主スイッチング素子(9,11,13)に対して固定パルス信
号発生器(88)の固定パルス信号(P)を他方の主ゲート信
号(VG2,VG4,VG6)として出力し、電流符号検出器(71)の
電流符号信号(SU,SV,SW)が第２の出力値のとき、電流符
号信号(SU,SV,SW)の中で１つだけ電流符号が第２の出力
値のときに主スイッチング回路(7)の該当する相の一方
側の主スイッチング素子(8,10,12)に対して固定パルス
信号発生器(88)の固定パルス信号(P)を一方の主ゲート
信号(VG1,VG3,VG5)として出力すると共に、他方側の主
スイッチング素子(9,11,13)に対して比較器(28)の出力
信号(PU,PV,PW)を他方の主ゲート信号(VG2,VG4,VG6)と
して出力する主ゲート信号発生器(92,93,94)とを備え
る。
【００３０】電流符号検出器(71)の電流符号信号(SU,
SV,SW)が第１の出力値のとき、主スイッチング回路(7)
の一方側の主スイッチング素子(8,10,12)が比較器(28)
の出力信号(PU,PV,PW)によりオン・オフ制御されると共
に、電流符号信号(SU,SV,SW)の中で１つだけ電流符号が
第１の出力値のときに該当する相の他方側の主スイッチ
ング素子が固定パルス信号発生器(88)の固定パルス信号
(P)により一定のパルス幅でオン・オフ制御される。ま
た、電流符号検出器(71)の電流符号信号(SU,SV,SW)が第
２の出力値のとき、電流符号信号(SU,SV,SW)の中で１つ
だけ電流符号が第２の出力値のときに主スイッチング回
路(7)の該当する相の一方側の主スイッチング素子が固
定パルス信号発生器(88)の固定パルス信号(P)により一
定のパルス幅でオン・オフ制御されると共に、他方側の
主スイッチング素子(9,11,13)が比較器(28)の出力信号
(PU,PV,PW)によりオン・オフ制御される。これにより、
転流用スイッチング手段(64)がオン状態のときに転流用
リアクトル(39,40,41)に流れる電流が小さくなるので、
主スイッチング回路(7)を構成する複数の主スイッチン
グ素子(8,9;10,11;12,13)のスイッチング動作時に受け
る電気的ストレスを更に軽減できる。
SV,SW)が第１の出力値のとき、主スイッチング回路(7)
の一方側の主スイッチング素子(8,10,12)が比較器(28)
の出力信号(PU,PV,PW)によりオン・オフ制御されると共
に、電流符号信号(SU,SV,SW)の中で１つだけ電流符号が
第１の出力値のときに該当する相の他方側の主スイッチ
ング素子が固定パルス信号発生器(88)の固定パルス信号
(P)により一定のパルス幅でオン・オフ制御される。ま
た、電流符号検出器(71)の電流符号信号(SU,SV,SW)が第
２の出力値のとき、電流符号信号(SU,SV,SW)の中で１つ
だけ電流符号が第２の出力値のときに主スイッチング回
路(7)の該当する相の一方側の主スイッチング素子が固
定パルス信号発生器(88)の固定パルス信号(P)により一
定のパルス幅でオン・オフ制御されると共に、他方側の
主スイッチング素子(9,11,13)が比較器(28)の出力信号
(PU,PV,PW)によりオン・オフ制御される。これにより、
転流用スイッチング手段(64)がオン状態のときに転流用
リアクトル(39,40,41)に流れる電流が小さくなるので、
主スイッチング回路(7)を構成する複数の主スイッチン
グ素子(8,9;10,11;12,13)のスイッチング動作時に受け
る電気的ストレスを更に軽減できる。
【００３１】
【発明の実施の形態】以下、本発明による電力変換装置
を三相インバータ装置に適用した一実施の形態を図１〜
図４に基づいて説明する。但し、これらの図面では図１
４〜図１７に示す箇所と実質的に同一の部分には同一の
符号を付し、その説明を省略する。図１に示すように、
本実施の形態の三相インバータ装置は、図１７に示す三
相インバータ装置の共振転流回路(32)を、３つの転流用
リアクトル(39,40,41)と、橋絡接続された複数の転流用
整流素子としての６つの転流用ダイオード(58,59,60,6
1,62,63)を有する転流ブリッジ回路(57)と、転流用スイ
ッチング手段としての転流用ＩＧＢＴ(64)と、第１のク
ランプ用整流素子としての第１のクランプ用ダイオード
(65)と、第２のクランプ用整流素子としての第２のクラ
ンプ用ダイオード(66)とを備えた共振転流回路(67)に変
更し、交流出力端子(4,5,6)に供給されるＵ相、Ｖ相及
びＷ相の電流ＩU,ＩV,ＩWを検出するＵ相、Ｖ相及びＷ
相の電流検出器(68,69,70)を主スイッチング回路(7)の
交流出力側と各交流リアクトル(20,21,22)との間の各相
の出力ラインに設けた点に特徴がある。３つの共振用リ
アクトル(39,40,41)の一端は、３対の電力変換用ＩＧＢ
Ｔ(8,9;10,11;12,13)のそれぞれの接続点に接続され
る。３つの共振用リアクトル(39,40,41)の他端は、転流
ブリッジ回路(57)の３つの入力端子に接続される。転流
ブリッジ回路(57)の一方及び他方の出力端子は、それぞ
れ転流用ＩＧＢＴ(64)のコレクタ端子及びエミッタ端子
に接続される。第１のクランプ用ダイオード(65)は、転
流ブリッジ回路(57)の一方の出力端子から直流入力端子
(1)に向かって接続される。第２のクランプ用ダイオー
ド(66)は、直流端子(2)から転流ブリッジ回路(57)の他
方の出力端子に向かって接続される。その他の主回路の
構成は、図１７に示す従来の三相インバータ装置と同様
である。
を三相インバータ装置に適用した一実施の形態を図１〜
図４に基づいて説明する。但し、これらの図面では図１
４〜図１７に示す箇所と実質的に同一の部分には同一の
符号を付し、その説明を省略する。図１に示すように、
本実施の形態の三相インバータ装置は、図１７に示す三
相インバータ装置の共振転流回路(32)を、３つの転流用
リアクトル(39,40,41)と、橋絡接続された複数の転流用
整流素子としての６つの転流用ダイオード(58,59,60,6
1,62,63)を有する転流ブリッジ回路(57)と、転流用スイ
ッチング手段としての転流用ＩＧＢＴ(64)と、第１のク
ランプ用整流素子としての第１のクランプ用ダイオード
(65)と、第２のクランプ用整流素子としての第２のクラ
ンプ用ダイオード(66)とを備えた共振転流回路(67)に変
更し、交流出力端子(4,5,6)に供給されるＵ相、Ｖ相及
びＷ相の電流ＩU,ＩV,ＩWを検出するＵ相、Ｖ相及びＷ
相の電流検出器(68,69,70)を主スイッチング回路(7)の
交流出力側と各交流リアクトル(20,21,22)との間の各相
の出力ラインに設けた点に特徴がある。３つの共振用リ
アクトル(39,40,41)の一端は、３対の電力変換用ＩＧＢ
Ｔ(8,9;10,11;12,13)のそれぞれの接続点に接続され
る。３つの共振用リアクトル(39,40,41)の他端は、転流
ブリッジ回路(57)の３つの入力端子に接続される。転流
ブリッジ回路(57)の一方及び他方の出力端子は、それぞ
れ転流用ＩＧＢＴ(64)のコレクタ端子及びエミッタ端子
に接続される。第１のクランプ用ダイオード(65)は、転
流ブリッジ回路(57)の一方の出力端子から直流入力端子
(1)に向かって接続される。第２のクランプ用ダイオー
ド(66)は、直流端子(2)から転流ブリッジ回路(57)の他
方の出力端子に向かって接続される。その他の主回路の
構成は、図１７に示す従来の三相インバータ装置と同様
である。
【００３２】また、本実施の形態の三相インバータ装置
の制御回路(23)は、電流符号検出器(71)と、Ｕ相、Ｖ相
及びＷ相の補正搬送波発生器(72,73,74)を図１７に示す
三相インバータ装置の制御回路(23)内に追加している。
電流符号検出器(71)は、Ｕ相、Ｖ相又はＷ相の電流検出
器(68,69,70)の検出電流ＩU,ＩV,ＩWの向きが正方向
（電源から負荷への方向）のときは「１」、負方向（負
荷から電源への方向）のときは「０」となる電流符号信
号ＳU,ＳV,ＳWを出力する。Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の補正
搬送波発生器(72,73,74)は、電流符号検出器(71)の電流
符号信号ＳU,ＳV,ＳWが「１」のときは搬送波発生器(2
7)の鋸波搬送波ｈと同相の鋸波搬送波で、電流符号信号
ＳU,ＳV,ＳWが「０」のときは搬送波発生器(27)の鋸波
搬送波ｈと逆相の鋸波搬送波となる補正搬送波ｈU1,ｈ
V1,ｈW1を形成する。比較器(28)は、Ｕ相、Ｖ相又はＷ
相の基準電圧ＶUR,ＶVR,ＶWRのレベルとＵ相、Ｖ相又は
Ｗ相の補正搬送波ｈU1,ｈV1,ｈW1の電圧レベルとをそれ
ぞれ比較し、Ｕ相、Ｖ相又はＷ相の基準電圧ＶUR,ＶVR,
ＶWRのレベルがＵ相、Ｖ相又はＷ相の補正搬送波ｈU1,
ｈV1,ｈW1の電圧レベルより高い場合は「１」、Ｕ相、
Ｖ相又はＷ相の基準電圧ＶUR,ＶVR,ＶWRのレベルがＵ
相、Ｖ相又はＷ相の補正搬送波ｈU1,ｈV1,ｈW1の電圧レ
ベルより低い場合は「０」となる比較信号ＰU,ＰV,ＰW
を出力する。転流ゲート信号発生器(56)は、搬送波発生
器(27)の鋸波搬送波ｈのリセットのタイミングに同期し
て転流用ＩＧＢＴ(64)のスイッチング動作を制御する転
流ゲート信号ＶAを発生する。その他の構成は、図１７
に示す従来の三相インバータ装置の制御回路(23)と同様
である。
の制御回路(23)は、電流符号検出器(71)と、Ｕ相、Ｖ相
及びＷ相の補正搬送波発生器(72,73,74)を図１７に示す
三相インバータ装置の制御回路(23)内に追加している。
電流符号検出器(71)は、Ｕ相、Ｖ相又はＷ相の電流検出
器(68,69,70)の検出電流ＩU,ＩV,ＩWの向きが正方向
（電源から負荷への方向）のときは「１」、負方向（負
荷から電源への方向）のときは「０」となる電流符号信
号ＳU,ＳV,ＳWを出力する。Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の補正
搬送波発生器(72,73,74)は、電流符号検出器(71)の電流
符号信号ＳU,ＳV,ＳWが「１」のときは搬送波発生器(2
7)の鋸波搬送波ｈと同相の鋸波搬送波で、電流符号信号
ＳU,ＳV,ＳWが「０」のときは搬送波発生器(27)の鋸波
搬送波ｈと逆相の鋸波搬送波となる補正搬送波ｈU1,ｈ
V1,ｈW1を形成する。比較器(28)は、Ｕ相、Ｖ相又はＷ
相の基準電圧ＶUR,ＶVR,ＶWRのレベルとＵ相、Ｖ相又は
Ｗ相の補正搬送波ｈU1,ｈV1,ｈW1の電圧レベルとをそれ
ぞれ比較し、Ｕ相、Ｖ相又はＷ相の基準電圧ＶUR,ＶVR,
ＶWRのレベルがＵ相、Ｖ相又はＷ相の補正搬送波ｈU1,
ｈV1,ｈW1の電圧レベルより高い場合は「１」、Ｕ相、
Ｖ相又はＷ相の基準電圧ＶUR,ＶVR,ＶWRのレベルがＵ
相、Ｖ相又はＷ相の補正搬送波ｈU1,ｈV1,ｈW1の電圧レ
ベルより低い場合は「０」となる比較信号ＰU,ＰV,ＰW
を出力する。転流ゲート信号発生器(56)は、搬送波発生
器(27)の鋸波搬送波ｈのリセットのタイミングに同期し
て転流用ＩＧＢＴ(64)のスイッチング動作を制御する転
流ゲート信号ＶAを発生する。その他の構成は、図１７
に示す従来の三相インバータ装置の制御回路(23)と同様
である。
【００３３】上記の構成における搬送波発生器(27)の鋸
歯搬送波ｈの波形を図２(Ａ)に示す。また、Ｕ相の基準
電圧ＶUR及び補正搬送波ｈU1の波形、Ｖ相の基準電圧Ｖ
VR及び補正搬送波ｈV1の波形、Ｗ相の基準電圧ＶWR及び
補正搬送波ｈW1の波形をそれぞれ図２(Ｂ)、(Ｃ)及び
(Ｄ)に示す。また、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の交流出力電流
ＩU,ＩV,ＩWの波形を図２(Ｅ)に示し、電流符号検出器
(71)から出力されるＵ相、Ｖ相及びＷ相の電流符号信号
ＳU,ＳV,ＳWの波形をそれぞれ図２(Ｆ)、(Ｇ)及び(Ｈ)
に示す。また、各相の比較器(28)から出力されるＵ相、
Ｖ相及びＷ相の比較信号ＰU,ＰV,ＰWの波形をそれぞれ
図２(Ｉ)、(Ｊ)及び(Ｋ)に示し、転流ゲート信号発生回
路(56)から出力される転流ゲート信号ＶAの波形を図２
(Ｌ)に示す。更に、主スイッチング回路(7)の各電力変
換用ＩＧＢＴ(8,9;10,11;12,13)のコレクタ−エミッタ
端子間に流れるスイッチング電流ＩT1,ＩT2,ＩT3,ＩT4,
ＩT5,ＩT6の波形をそれぞれ図３(Ａ)、(Ｂ)、(Ｃ)、
(Ｄ)、(Ｅ)及び(Ｆ)に示す。図２及び図３において、ｔ
0〜ｔ36は鋸歯搬送波ｈの電圧が最大値から最小値に急
激に変化する鋸歯搬送波ｈのリセットのタイミングを示
す。
歯搬送波ｈの波形を図２(Ａ)に示す。また、Ｕ相の基準
電圧ＶUR及び補正搬送波ｈU1の波形、Ｖ相の基準電圧Ｖ
VR及び補正搬送波ｈV1の波形、Ｗ相の基準電圧ＶWR及び
補正搬送波ｈW1の波形をそれぞれ図２(Ｂ)、(Ｃ)及び
(Ｄ)に示す。また、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の交流出力電流
ＩU,ＩV,ＩWの波形を図２(Ｅ)に示し、電流符号検出器
(71)から出力されるＵ相、Ｖ相及びＷ相の電流符号信号
ＳU,ＳV,ＳWの波形をそれぞれ図２(Ｆ)、(Ｇ)及び(Ｈ)
に示す。また、各相の比較器(28)から出力されるＵ相、
Ｖ相及びＷ相の比較信号ＰU,ＰV,ＰWの波形をそれぞれ
図２(Ｉ)、(Ｊ)及び(Ｋ)に示し、転流ゲート信号発生回
路(56)から出力される転流ゲート信号ＶAの波形を図２
(Ｌ)に示す。更に、主スイッチング回路(7)の各電力変
換用ＩＧＢＴ(8,9;10,11;12,13)のコレクタ−エミッタ
端子間に流れるスイッチング電流ＩT1,ＩT2,ＩT3,ＩT4,
ＩT5,ＩT6の波形をそれぞれ図３(Ａ)、(Ｂ)、(Ｃ)、
(Ｄ)、(Ｅ)及び(Ｆ)に示す。図２及び図３において、ｔ
0〜ｔ36は鋸歯搬送波ｈの電圧が最大値から最小値に急
激に変化する鋸歯搬送波ｈのリセットのタイミングを示
す。
【００３４】次に、交流出力端子(4,5,6)に供給される
Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の電流ＩU,ＩV,ＩWの向きが図示の
方向のとき、即ちＩU＜０,ＩV＞０,ＩW＞０のときの図
１に示す三相インバータの主回路の動作を図４に示す波
形図に基づいて説明する。但し、図４に示す時刻Ｘ1か
らＸ4までの期間は搬送波発生器(27)から出力される鋸
波搬送波ｈの周期よりも充分に短く（例えば、鋸波搬送
波ｈの周期の１／２０から１／１０程度）、この期間の
各相の電流ＩU,ＩV,ＩWの変化は無視する。図４(Ａ)〜
(Ｆ)において、主スイッチング回路(7)内の各電力変換
用ＩＧＢＴ(8)〜(13)のコレクタ−エミッタ端子間に流
れる電流ＩT1〜ＩT6の負の方向の成分は、それぞれ逆並
列に接続された各主ダイオード(14)〜(19)に流れる電流
を示す。また、ＩU＜０,ＩV＞０,ＩW＞０であるから、
図４に示す時刻Ｘ2は図２及び図３に示す搬送波発生器
(27)の鋸波搬送波ｈのリセットのタイミングに一致す
る。
Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の電流ＩU,ＩV,ＩWの向きが図示の
方向のとき、即ちＩU＜０,ＩV＞０,ＩW＞０のときの図
１に示す三相インバータの主回路の動作を図４に示す波
形図に基づいて説明する。但し、図４に示す時刻Ｘ1か
らＸ4までの期間は搬送波発生器(27)から出力される鋸
波搬送波ｈの周期よりも充分に短く（例えば、鋸波搬送
波ｈの周期の１／２０から１／１０程度）、この期間の
各相の電流ＩU,ＩV,ＩWの変化は無視する。図４(Ａ)〜
(Ｆ)において、主スイッチング回路(7)内の各電力変換
用ＩＧＢＴ(8)〜(13)のコレクタ−エミッタ端子間に流
れる電流ＩT1〜ＩT6の負の方向の成分は、それぞれ逆並
列に接続された各主ダイオード(14)〜(19)に流れる電流
を示す。また、ＩU＜０,ＩV＞０,ＩW＞０であるから、
図４に示す時刻Ｘ2は図２及び図３に示す搬送波発生器
(27)の鋸波搬送波ｈのリセットのタイミングに一致す
る。
【００３５】時刻Ｘ1以前において、図４(Ｉ)、(Ｌ)及
び(Ｎ)に示すように主スイッチング回路(7)内の一方の
各電力変換用ＩＧＢＴ(8,11,13)がオン状態で、他方の
各電力変換用ＩＧＢＴ(9,10,12)及び共振転流回路(67)
内の転流用ＩＧＢＴ(64)がそれぞれ図４(Ｊ)、(Ｋ)、
(Ｍ)及び(Ｈ)に示すようにオフ状態のとき、各相の電流
Ｉ U,ＩV,ＩWはそれぞれ主スイッチング回路(7)内の一方
の各主ダイオード(14,17,19)を介して流れている。ま
た、このときの主スイッチング回路(7)内の一方のコン
デンサ(33,36,38)は略０Ｖまで放電し、他方のコンデン
サ(34,35,37)は図示の極性で直流電源(3)の電圧Ｅまで
充電されている。
び(Ｎ)に示すように主スイッチング回路(7)内の一方の
各電力変換用ＩＧＢＴ(8,11,13)がオン状態で、他方の
各電力変換用ＩＧＢＴ(9,10,12)及び共振転流回路(67)
内の転流用ＩＧＢＴ(64)がそれぞれ図４(Ｊ)、(Ｋ)、
(Ｍ)及び(Ｈ)に示すようにオフ状態のとき、各相の電流
Ｉ U,ＩV,ＩWはそれぞれ主スイッチング回路(7)内の一方
の各主ダイオード(14,17,19)を介して流れている。ま
た、このときの主スイッチング回路(7)内の一方のコン
デンサ(33,36,38)は略０Ｖまで放電し、他方のコンデン
サ(34,35,37)は図示の極性で直流電源(3)の電圧Ｅまで
充電されている。
【００３６】図４(Ｈ)に示すように、時刻Ｘ1において
共振転流回路(67)内の転流用ＩＧＢＴ(64)をオフ状態か
らオン状態にすると、転流用リアクトル(39)、転流ブリ
ッジ回路(57)内の転流用ダイオード(58)及び転流用ＩＧ
ＢＴ(64)を介して転流ブリッジ回路(57)内の転流用ダイ
オード(61)及び転流用リアクトル(40)並びに転流ブリッ
ジ回路(57)内の転流用ダイオード(63)及び転流用リアク
トル(41)に電流が流れる。このとき、図４(Ｇ)の実線に
示すように転流用リアクトル(39)に流れる電流ＩLUが負
の方向に直線的に上昇すると共に、転流用リアクトル(4
0)及び(41)に流れる電流ＩLV,ＩLWが同図の破線に示す
ように正の方向に直線的に上昇し、各転流用リアクトル
(39,40,41)にエネルギが蓄積される。これに伴って、主
スイッチング回路(7)内の一方の各主ダイオード(14,17,
19)に流れていた電流が減少する。共振転流回路(67)内
の各転流用リアクトル(39,40,41)に流れる電流ＩLU,Ｉ
LV,ＩLWが交流出力端子(4,5,6)に流れる各相の電流ＩU,
ＩV,ＩWによりも充分に大きくなると、図４(Ａ)、(Ｄ)
及び(Ｆ)の破線に示すように主スイッチング回路(7)内
の一方の各電力変換用ＩＧＢＴ(8,11,13)に正の方向の
電流ＩT1,ＩT4,ＩT6が流れる。
共振転流回路(67)内の転流用ＩＧＢＴ(64)をオフ状態か
らオン状態にすると、転流用リアクトル(39)、転流ブリ
ッジ回路(57)内の転流用ダイオード(58)及び転流用ＩＧ
ＢＴ(64)を介して転流ブリッジ回路(57)内の転流用ダイ
オード(61)及び転流用リアクトル(40)並びに転流ブリッ
ジ回路(57)内の転流用ダイオード(63)及び転流用リアク
トル(41)に電流が流れる。このとき、図４(Ｇ)の実線に
示すように転流用リアクトル(39)に流れる電流ＩLUが負
の方向に直線的に上昇すると共に、転流用リアクトル(4
0)及び(41)に流れる電流ＩLV,ＩLWが同図の破線に示す
ように正の方向に直線的に上昇し、各転流用リアクトル
(39,40,41)にエネルギが蓄積される。これに伴って、主
スイッチング回路(7)内の一方の各主ダイオード(14,17,
19)に流れていた電流が減少する。共振転流回路(67)内
の各転流用リアクトル(39,40,41)に流れる電流ＩLU,Ｉ
LV,ＩLWが交流出力端子(4,5,6)に流れる各相の電流ＩU,
ＩV,ＩWによりも充分に大きくなると、図４(Ａ)、(Ｄ)
及び(Ｆ)の破線に示すように主スイッチング回路(7)内
の一方の各電力変換用ＩＧＢＴ(8,11,13)に正の方向の
電流ＩT1,ＩT4,ＩT6が流れる。
【００３７】図４(Ｉ)、(Ｌ)及び(Ｎ)に示すように、時
刻Ｘ2において主スイッチング回路(7)内の一方の各電力
変換用ＩＧＢＴ(8,11,13)を略同時にオン状態からオフ
状態にすると、各電力変換用ＩＧＢＴ(8,11,13)に流れ
る電流ＩT1,ＩT4,ＩT6は図４(Ａ)、(Ｄ)及び(Ｆ)の破線
に示すように０となり、それぞれ一方の各コンデンサ(3
3,36,38)に流れる電流に切り換わる。これにより、一方
の各コンデンサ(33,36,38)が充電され、各コンデンサ(3
3,36,38)の両端の電圧が０Ｖから緩やかに上昇する。即
ち、一方の各電力変換用ＩＧＢＴ(8,11,13)のコレクタ
−エミッタ端子間の電圧上昇率が一方の各コンデンサ(3
3,36,38)の充電により抑制され、各電力変換用ＩＧＢＴ
(8,11,13)のコレクタ−エミッタ端子間の電圧ＶT1,
ＶT4,ＶT6がそれぞれ図４(Ａ)、(Ｄ)及び(Ｆ)の実線に
示すように０Ｖから緩やかに上昇する。したがって、各
電力変換用ＩＧＢＴ(8,11,13)のターンオフ時において
ゼロ電圧スイッチングとなる。一方の各コンデンサ(33,
36,38)の両端の電圧の上昇に伴って、他方の各コンデン
サ(34,35,37)が放電し、それぞれの両端の電圧が直流電
源(3)の電圧Ｅから緩やかに降下する。これにより、主
スイッチング回路(7)内の他方の各電力変換用ＩＧＢＴ
(9,10,12)のコレクタ−エミッタ端子間の電圧ＶT2,
ＶT3,ＶT5がそれぞれ図４(Ｂ)、(Ｃ)及び(Ｅ)の実線に
示すように直流電源(3)の電圧Ｅから緩やかに降下す
る。
刻Ｘ2において主スイッチング回路(7)内の一方の各電力
変換用ＩＧＢＴ(8,11,13)を略同時にオン状態からオフ
状態にすると、各電力変換用ＩＧＢＴ(8,11,13)に流れ
る電流ＩT1,ＩT4,ＩT6は図４(Ａ)、(Ｄ)及び(Ｆ)の破線
に示すように０となり、それぞれ一方の各コンデンサ(3
3,36,38)に流れる電流に切り換わる。これにより、一方
の各コンデンサ(33,36,38)が充電され、各コンデンサ(3
3,36,38)の両端の電圧が０Ｖから緩やかに上昇する。即
ち、一方の各電力変換用ＩＧＢＴ(8,11,13)のコレクタ
−エミッタ端子間の電圧上昇率が一方の各コンデンサ(3
3,36,38)の充電により抑制され、各電力変換用ＩＧＢＴ
(8,11,13)のコレクタ−エミッタ端子間の電圧ＶT1,
ＶT4,ＶT6がそれぞれ図４(Ａ)、(Ｄ)及び(Ｆ)の実線に
示すように０Ｖから緩やかに上昇する。したがって、各
電力変換用ＩＧＢＴ(8,11,13)のターンオフ時において
ゼロ電圧スイッチングとなる。一方の各コンデンサ(33,
36,38)の両端の電圧の上昇に伴って、他方の各コンデン
サ(34,35,37)が放電し、それぞれの両端の電圧が直流電
源(3)の電圧Ｅから緩やかに降下する。これにより、主
スイッチング回路(7)内の他方の各電力変換用ＩＧＢＴ
(9,10,12)のコレクタ−エミッタ端子間の電圧ＶT2,
ＶT3,ＶT5がそれぞれ図４(Ｂ)、(Ｃ)及び(Ｅ)の実線に
示すように直流電源(3)の電圧Ｅから緩やかに降下す
る。
【００３８】時刻Ｘ2からＸ3の期間において、主スイッ
チング回路(7)内の一方の各コンデンサ(33,36,38)が充
電され、一方の各電力変換用ＩＧＢＴ(8,11,13)のコレ
クタ−エミッタ端子間の電圧ＶT1,ＶT4,ＶT6がそれぞれ
図４(Ａ)、(Ｄ)及び(Ｆ)の実線に示すように逐次直流電
源(3)の電圧Ｅに達すると、他方の各コンデンサ(34,35,
37)の両端の電圧、即ち他方の各電力変換用ＩＧＢＴ(9,
10,12)のコレクタ−エミッタ端子間の電圧ＶT2,ＶT3,Ｖ
T5がそれぞれ図４(Ｂ)、(Ｃ)及び(Ｅ)の実線に示すよう
に逐次略０Ｖとなる。このとき、他方の各主ダイオード
(15,16,18)が導通状態となると共に、共振転流回路(67)
内の各転流用リアクトル(39,40,41)に蓄積されたエネル
ギが他方の各主ダイオード(15,16,18)を介して放出さ
れ、それぞれに流れる電流ＩLU,ＩLV,ＩLWが図４(Ｇ)の
各線に示すように徐々に減少する。
チング回路(7)内の一方の各コンデンサ(33,36,38)が充
電され、一方の各電力変換用ＩＧＢＴ(8,11,13)のコレ
クタ−エミッタ端子間の電圧ＶT1,ＶT4,ＶT6がそれぞれ
図４(Ａ)、(Ｄ)及び(Ｆ)の実線に示すように逐次直流電
源(3)の電圧Ｅに達すると、他方の各コンデンサ(34,35,
37)の両端の電圧、即ち他方の各電力変換用ＩＧＢＴ(9,
10,12)のコレクタ−エミッタ端子間の電圧ＶT2,ＶT3,Ｖ
T5がそれぞれ図４(Ｂ)、(Ｃ)及び(Ｅ)の実線に示すよう
に逐次略０Ｖとなる。このとき、他方の各主ダイオード
(15,16,18)が導通状態となると共に、共振転流回路(67)
内の各転流用リアクトル(39,40,41)に蓄積されたエネル
ギが他方の各主ダイオード(15,16,18)を介して放出さ
れ、それぞれに流れる電流ＩLU,ＩLV,ＩLWが図４(Ｇ)の
各線に示すように徐々に減少する。
【００３９】主スイッチング回路(7)内の他方の各主ダ
イオード(15,16,18)の導通期間中、即ち図４(Ｂ)、(Ｃ)
及び(Ｅ)の破線に示す他方の各電力変換用ＩＧＢＴ(9,1
0,12)の電流ＩT2,ＩT3,ＩT5が負の方向の期間中は、図
４(Ｇ)の各線に示すように共振転流回路(67)内の各転流
用リアクトル(39,40,41)に流れる電流ＩLU,ＩLV,ＩLWが
直線的に減少する。これに伴って、他方の各主ダイオー
ド(15,16,18)に流れる電流も減少する。他方の各主ダイ
オード(15,16,18)の導通期間中の時刻Ｘ4において、図
４(Ｊ)、(Ｋ)及び(Ｍ)に示すように主スイッチング回路
(7)内の他方の各電力変換用ＩＧＢＴ(9,10,12)を同時に
オフ状態からオン状態にすると、ターンオン時は他方の
各電力変換用ＩＧＢＴ(9,10,12)に電流が流れず、コレ
クタ−エミッタ端子間の電圧ＶT2,ＶT3,ＶT5も図４
(Ｂ)、(Ｃ)及び(Ｅ)の実線に示すように略０Ｖである。
したがって、主スイッチング回路(7)内の他方の各電力
変換用ＩＧＢＴ(9,10,12)のターンオン時においてゼロ
電圧及びゼロ電流スイッチングとなる。これと同時に、
共振転流回路(67)内の転流用ＩＧＢＴ(64)をオン状態か
らオフ状態にすると、第１及び第２のクランプ用ダイオ
ード(65)及び(66)が導通状態となり、各転流用リアクト
ル(39,40,41)の残留エネルギが第１及び第２のクランプ
用ダイオード(65)及び(66)を介して直流電源(3)に回生
される。また、転流用ＩＧＢＴ(64)のターンオフ時に、
直流電源(3)の電圧Ｅよりも高いサージ電圧が転流用Ｉ
ＧＢＴ(64)のコレクタ−エミッタ端子間に印加される
と、第１及び第２のクランプ用ダイオード(65)及び(66)
が導通状態となり、転流用ＩＧＢＴ(64)のコレクタ−エ
ミッタ端子間の電圧が直流電源(3)の電圧Ｅにクランプ
されるため、転流用ＩＧＢＴ(64)には直流電源(3)の電
圧Ｅよりも高いサージ電圧が発生しない。なお、Ｕ相、
Ｖ相及びＷ相の電流ＩU,ＩV,ＩWの向きが図示以外の方
向のときの図１に示す三相インバータの主回路の動作
は、上記と同様のため説明は省略する。
イオード(15,16,18)の導通期間中、即ち図４(Ｂ)、(Ｃ)
及び(Ｅ)の破線に示す他方の各電力変換用ＩＧＢＴ(9,1
0,12)の電流ＩT2,ＩT3,ＩT5が負の方向の期間中は、図
４(Ｇ)の各線に示すように共振転流回路(67)内の各転流
用リアクトル(39,40,41)に流れる電流ＩLU,ＩLV,ＩLWが
直線的に減少する。これに伴って、他方の各主ダイオー
ド(15,16,18)に流れる電流も減少する。他方の各主ダイ
オード(15,16,18)の導通期間中の時刻Ｘ4において、図
４(Ｊ)、(Ｋ)及び(Ｍ)に示すように主スイッチング回路
(7)内の他方の各電力変換用ＩＧＢＴ(9,10,12)を同時に
オフ状態からオン状態にすると、ターンオン時は他方の
各電力変換用ＩＧＢＴ(9,10,12)に電流が流れず、コレ
クタ−エミッタ端子間の電圧ＶT2,ＶT3,ＶT5も図４
(Ｂ)、(Ｃ)及び(Ｅ)の実線に示すように略０Ｖである。
したがって、主スイッチング回路(7)内の他方の各電力
変換用ＩＧＢＴ(9,10,12)のターンオン時においてゼロ
電圧及びゼロ電流スイッチングとなる。これと同時に、
共振転流回路(67)内の転流用ＩＧＢＴ(64)をオン状態か
らオフ状態にすると、第１及び第２のクランプ用ダイオ
ード(65)及び(66)が導通状態となり、各転流用リアクト
ル(39,40,41)の残留エネルギが第１及び第２のクランプ
用ダイオード(65)及び(66)を介して直流電源(3)に回生
される。また、転流用ＩＧＢＴ(64)のターンオフ時に、
直流電源(3)の電圧Ｅよりも高いサージ電圧が転流用Ｉ
ＧＢＴ(64)のコレクタ−エミッタ端子間に印加される
と、第１及び第２のクランプ用ダイオード(65)及び(66)
が導通状態となり、転流用ＩＧＢＴ(64)のコレクタ−エ
ミッタ端子間の電圧が直流電源(3)の電圧Ｅにクランプ
されるため、転流用ＩＧＢＴ(64)には直流電源(3)の電
圧Ｅよりも高いサージ電圧が発生しない。なお、Ｕ相、
Ｖ相及びＷ相の電流ＩU,ＩV,ＩWの向きが図示以外の方
向のときの図１に示す三相インバータの主回路の動作
は、上記と同様のため説明は省略する。
【００４０】図１に示す実施の形態では、主スイッチン
グ回路(7)内の各電力変換用ＩＧＢＴ(8,9;10,11;12,13)
のターンオフ時は、コレクタ−エミッタ端子間にそれぞ
れ接続された各コンデンサ(33,34;35,36;37,38)によ
り、各電力変換用ＩＧＢＴ(8,9;10,11;12,13)のコレク
タ−エミッタ端子間の電圧ＶT1,ＶT2,ＶT3,ＶT4,ＶT5,
ＶT6の上昇率が抑制され、各電力変換用ＩＧＢＴ(8,9;1
0,11;12,13)のターンオフ時においてゼロ電圧スイッチ
ングとなる。一方、主スイッチング回路(7)内の各電力
変換用ＩＧＢＴ(8,9;10,11;12,13)のターンオン時は、
制御回路(23)内の搬送波発生器(27)の鋸波搬送波ｈのリ
セットのタイミングに同期して転流ゲート信号発生器(5
6)により共振転流回路(67)内の転流用ＩＧＢＴ(64)のス
イッチング動作が制御され、各電力変換用ＩＧＢＴ(8,
9;10,11;12,13)のターンオン時においてゼロ電圧及びゼ
ロ電流スイッチングとなる。したがって、主スイッチン
グ回路(7)内の各電力変換用ＩＧＢＴ(8,9;10,11;12,13)
のターンオフ及びターンオン時においてゼロ電圧及びゼ
ロ電流スイッチングとなるので、各電力変換用ＩＧＢＴ
(8,9;10,11;12,13)の急激なスイッチング動作により発
生するサージ電圧、サージ電流、スイッチング損失等を
抑制できる。したがって、共振転流回路(67)内に転流用
ＩＧＢＴ(64)を１個含む程度の簡素な回路構成で主スイ
ッチング回路(7)内の各電力変換用ＩＧＢＴ(8,9;10,11;
12,13)が受ける電気的ストレスを軽減することが可能と
なる。更に、転流用リアクトル(39,40,41)の残留エネル
ギは、転流用ＩＧＢＴ(64)のターンオフ後に第１及び第
２のクランプ用ダイオード(65)及び(66)を介して直流電
源(3)に回生されるので、無損失である。
グ回路(7)内の各電力変換用ＩＧＢＴ(8,9;10,11;12,13)
のターンオフ時は、コレクタ−エミッタ端子間にそれぞ
れ接続された各コンデンサ(33,34;35,36;37,38)によ
り、各電力変換用ＩＧＢＴ(8,9;10,11;12,13)のコレク
タ−エミッタ端子間の電圧ＶT1,ＶT2,ＶT3,ＶT4,ＶT5,
ＶT6の上昇率が抑制され、各電力変換用ＩＧＢＴ(8,9;1
0,11;12,13)のターンオフ時においてゼロ電圧スイッチ
ングとなる。一方、主スイッチング回路(7)内の各電力
変換用ＩＧＢＴ(8,9;10,11;12,13)のターンオン時は、
制御回路(23)内の搬送波発生器(27)の鋸波搬送波ｈのリ
セットのタイミングに同期して転流ゲート信号発生器(5
6)により共振転流回路(67)内の転流用ＩＧＢＴ(64)のス
イッチング動作が制御され、各電力変換用ＩＧＢＴ(8,
9;10,11;12,13)のターンオン時においてゼロ電圧及びゼ
ロ電流スイッチングとなる。したがって、主スイッチン
グ回路(7)内の各電力変換用ＩＧＢＴ(8,9;10,11;12,13)
のターンオフ及びターンオン時においてゼロ電圧及びゼ
ロ電流スイッチングとなるので、各電力変換用ＩＧＢＴ
(8,9;10,11;12,13)の急激なスイッチング動作により発
生するサージ電圧、サージ電流、スイッチング損失等を
抑制できる。したがって、共振転流回路(67)内に転流用
ＩＧＢＴ(64)を１個含む程度の簡素な回路構成で主スイ
ッチング回路(7)内の各電力変換用ＩＧＢＴ(8,9;10,11;
12,13)が受ける電気的ストレスを軽減することが可能と
なる。更に、転流用リアクトル(39,40,41)の残留エネル
ギは、転流用ＩＧＢＴ(64)のターンオフ後に第１及び第
２のクランプ用ダイオード(65)及び(66)を介して直流電
源(3)に回生されるので、無損失である。
【００４１】ところで、図１に示す実施の形態では、共
振転流回路(67)内の転流用ＩＧＢＴ(64)のターンオフ時
にコレクタ−エミッタ端子間の電圧が急峻に変化するた
め、転流用ＩＧＢＴ(64)に比較的大きな電気的ストレス
がかかる。これを改善するには、図１に示す実施の形態
の共振転流回路(67)を例えば図５又は図６に示す構成を
有する共振転流回路(67)に変更すればよい。図５に示す
実施の形態の共振転流回路(67)は、図１に示す実施の形
態の共振転流回路(67)において、転流用ＩＧＢＴ(64)の
コレクタ端子に第１のスナバ用コンデンサ(75)を接続
し、転流用ＩＧＢＴ(64)のエミッタ端子に第２のスナバ
用コンデンサ(76)を接続し、第１のスナバ用コンデンサ
(75)と第２のスナバ用コンデンサ(76)との間にスナバ用
整流素子としてのスナバ用ダイオード(77)を接続し、第
２のスナバ用コンデンサ(76)及びスナバ用ダイオード(7
7)の接続点から＋側の直流入力端子(1)に向かって直列
に第１の回生用整流素子としての第１の回生用ダイオー
ド(78)及び第１の回生用リアクトル(79)を接続し、−側
の直流入力端子(2)から第１のスナバ用コンデンサ(75)
及びスナバ用ダイオード(77)の接続点に向かって直列に
第２の回生用整流素子としての第２の回生用ダイオード
(80)及び第２の回生用リアクトル(81)を接続する。転流
用ＩＧＢＴ(64)は、前述の図１に示す実施の形態と同様
のタイミングでスイッチング動作する。その他の主回路
及び制御回路(23)の構成は、図１に示す三相インバータ
装置の主回路及び制御回路(23)と同様であるため、図示
は省略する。
振転流回路(67)内の転流用ＩＧＢＴ(64)のターンオフ時
にコレクタ−エミッタ端子間の電圧が急峻に変化するた
め、転流用ＩＧＢＴ(64)に比較的大きな電気的ストレス
がかかる。これを改善するには、図１に示す実施の形態
の共振転流回路(67)を例えば図５又は図６に示す構成を
有する共振転流回路(67)に変更すればよい。図５に示す
実施の形態の共振転流回路(67)は、図１に示す実施の形
態の共振転流回路(67)において、転流用ＩＧＢＴ(64)の
コレクタ端子に第１のスナバ用コンデンサ(75)を接続
し、転流用ＩＧＢＴ(64)のエミッタ端子に第２のスナバ
用コンデンサ(76)を接続し、第１のスナバ用コンデンサ
(75)と第２のスナバ用コンデンサ(76)との間にスナバ用
整流素子としてのスナバ用ダイオード(77)を接続し、第
２のスナバ用コンデンサ(76)及びスナバ用ダイオード(7
7)の接続点から＋側の直流入力端子(1)に向かって直列
に第１の回生用整流素子としての第１の回生用ダイオー
ド(78)及び第１の回生用リアクトル(79)を接続し、−側
の直流入力端子(2)から第１のスナバ用コンデンサ(75)
及びスナバ用ダイオード(77)の接続点に向かって直列に
第２の回生用整流素子としての第２の回生用ダイオード
(80)及び第２の回生用リアクトル(81)を接続する。転流
用ＩＧＢＴ(64)は、前述の図１に示す実施の形態と同様
のタイミングでスイッチング動作する。その他の主回路
及び制御回路(23)の構成は、図１に示す三相インバータ
装置の主回路及び制御回路(23)と同様であるため、図示
は省略する。
【００４２】図５に示す構成において、図４の時刻Ｘ1
のタイミングで転流用ＩＧＢＴ(64)をターンオンする
と、転流用ＩＧＢＴ(64)、第２のスナバ用コンデンサ(7
6)、第１の回生用ダイオード(78)、第１の回生用リアク
トル(79)、直流電源(3)、第２の回生用リアクトル(8
1)、第２の回生用ダイオード(80)及び第１のスナバ用コ
ンデンサ(75)の経路で共振回路が形成され、第１及び第
２のスナバ用コンデンサ(75,76)が放電してそれぞれの
両端の電圧が略０Ｖまで降下する。図４の時刻Ｘ4のタ
イミングで転流用ＩＧＢＴ(64)をターンオフすると、転
流用ＩＧＢＴ(64)に流れていた電流が第１のスナバ用コ
ンデンサ(75)、スナバ用ダイオード(77)及び第２のスナ
バ用コンデンサ(76)の経路で流れる電流に切り換わり、
その電流により第１及び第２のスナバ用コンデンサ(75,
76)が充電されてそれぞれの両端の電圧が０Ｖから緩や
かに上昇する。これにより、転流用ＩＧＢＴ(64)のコレ
クタ−エミッタ端子間の電圧上昇率が抑制されるので、
転流用ＩＧＢＴ(64)のターンオフ時においてゼロ電圧ス
イッチングとなる。第１のスナバ用コンデンサ(75)及び
第２のスナバ用コンデンサ(76)のそれぞれの両端の電圧
の和が直流電源(3)の電圧Ｅを越えると、第１及び第２
のクランプ用ダイオード(65,66)が順バイアスされて導
通状態となり、転流用ＩＧＢＴ(64)のコレクタ−エミッ
タ端子間の電圧が直流電源(3)の電圧Ｅにクランプされ
る。その他の主回路及び制御回路(23)の動作は、図１に
示す実施の形態の場合と同様であるため、説明は省略す
る。したがって、図５に示す実施の形態では、主スイッ
チング回路(7)内の各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)の急
激なスイッチング動作により同ＩＧＢＴ(8)〜(13)が受
ける電気的ストレスを軽減できると共に、共振転流回路
(67)内の転流用ＩＧＢＴ(64)の急激なスイッチング動作
により同ＩＧＢＴ(64)が受ける電気的ストレスを軽減す
ることが可能となる。
のタイミングで転流用ＩＧＢＴ(64)をターンオンする
と、転流用ＩＧＢＴ(64)、第２のスナバ用コンデンサ(7
6)、第１の回生用ダイオード(78)、第１の回生用リアク
トル(79)、直流電源(3)、第２の回生用リアクトル(8
1)、第２の回生用ダイオード(80)及び第１のスナバ用コ
ンデンサ(75)の経路で共振回路が形成され、第１及び第
２のスナバ用コンデンサ(75,76)が放電してそれぞれの
両端の電圧が略０Ｖまで降下する。図４の時刻Ｘ4のタ
イミングで転流用ＩＧＢＴ(64)をターンオフすると、転
流用ＩＧＢＴ(64)に流れていた電流が第１のスナバ用コ
ンデンサ(75)、スナバ用ダイオード(77)及び第２のスナ
バ用コンデンサ(76)の経路で流れる電流に切り換わり、
その電流により第１及び第２のスナバ用コンデンサ(75,
76)が充電されてそれぞれの両端の電圧が０Ｖから緩や
かに上昇する。これにより、転流用ＩＧＢＴ(64)のコレ
クタ−エミッタ端子間の電圧上昇率が抑制されるので、
転流用ＩＧＢＴ(64)のターンオフ時においてゼロ電圧ス
イッチングとなる。第１のスナバ用コンデンサ(75)及び
第２のスナバ用コンデンサ(76)のそれぞれの両端の電圧
の和が直流電源(3)の電圧Ｅを越えると、第１及び第２
のクランプ用ダイオード(65,66)が順バイアスされて導
通状態となり、転流用ＩＧＢＴ(64)のコレクタ−エミッ
タ端子間の電圧が直流電源(3)の電圧Ｅにクランプされ
る。その他の主回路及び制御回路(23)の動作は、図１に
示す実施の形態の場合と同様であるため、説明は省略す
る。したがって、図５に示す実施の形態では、主スイッ
チング回路(7)内の各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)の急
激なスイッチング動作により同ＩＧＢＴ(8)〜(13)が受
ける電気的ストレスを軽減できると共に、共振転流回路
(67)内の転流用ＩＧＢＴ(64)の急激なスイッチング動作
により同ＩＧＢＴ(64)が受ける電気的ストレスを軽減す
ることが可能となる。
【００４３】また、図６に示す実施の形態の共振転流回
路(67)は、図１に示す実施の形態の共振転流回路(67)に
おいて、転流用ＩＧＢＴ(64)の代わりにスナバ用コンデ
ンサ(82)を接続し、スナバ用コンデンサ(82)の両端に第
１の転流用スイッチング素子としての第１の転流用ＩＧ
ＢＴ(83)及び第１の回生用整流素子としての第１の回生
用ダイオード(84)を直列に接続し、第１の転流用ＩＧＢ
Ｔ(83)及び第１の回生用ダイオード(84)の直列接続回路
の両端に第２の転流用スイッチング素子としての第２の
転流用ＩＧＢＴ(85)及び第２の回生用整流素子としての
第２の回生用ダイオード(86)を直列に接続し、第１の転
流用ＩＧＢＴ(83)及び第１の回生用ダイオード(84)の接
続点と第２の転流用ＩＧＢＴ(85)及び第２の回生用ダイ
オード(86)の接続点との間に回生用リアクトル(87)を接
続する。第１及び第２の転流用ＩＧＢＴ(83,85)は、各
電力変換用ＩＧＢＴ(8,9;10,11;12,13)のターンオン時
に同時にスイッチング動作される。また、第１及び第２
の転流用ＩＧＢＴ(83,85)のスイッチング動作のタイミ
ングは、前述の図１に示す実施の形態と同様のタイミン
グでスイッチング動作する。その他の主回路及び制御回
路(23)の構成は、図１に示す三相インバータ装置の主回
路及び制御回路(23)と同様である。
路(67)は、図１に示す実施の形態の共振転流回路(67)に
おいて、転流用ＩＧＢＴ(64)の代わりにスナバ用コンデ
ンサ(82)を接続し、スナバ用コンデンサ(82)の両端に第
１の転流用スイッチング素子としての第１の転流用ＩＧ
ＢＴ(83)及び第１の回生用整流素子としての第１の回生
用ダイオード(84)を直列に接続し、第１の転流用ＩＧＢ
Ｔ(83)及び第１の回生用ダイオード(84)の直列接続回路
の両端に第２の転流用スイッチング素子としての第２の
転流用ＩＧＢＴ(85)及び第２の回生用整流素子としての
第２の回生用ダイオード(86)を直列に接続し、第１の転
流用ＩＧＢＴ(83)及び第１の回生用ダイオード(84)の接
続点と第２の転流用ＩＧＢＴ(85)及び第２の回生用ダイ
オード(86)の接続点との間に回生用リアクトル(87)を接
続する。第１及び第２の転流用ＩＧＢＴ(83,85)は、各
電力変換用ＩＧＢＴ(8,9;10,11;12,13)のターンオン時
に同時にスイッチング動作される。また、第１及び第２
の転流用ＩＧＢＴ(83,85)のスイッチング動作のタイミ
ングは、前述の図１に示す実施の形態と同様のタイミン
グでスイッチング動作する。その他の主回路及び制御回
路(23)の構成は、図１に示す三相インバータ装置の主回
路及び制御回路(23)と同様である。
【００４４】図６に示す構成において、図４の時刻Ｘ1
のタイミングで第１及び第２の転流用ＩＧＢＴ(83,85)
を同時にターンオンすると、第１の転流用ＩＧＢＴ(8
3)、スナバ用コンデンサ(82)、第２の転流用ＩＧＢＴ(8
5)及び回生用リアクトル(87)の経路で共振回路が形成さ
れ、スナバ用コンデンサ(82)が放電してその両端の電圧
が略０Ｖまで降下すると共に回生用リアクトル(87)にエ
ネルギが蓄積される。スナバ用コンデンサ(82)の両端の
電圧が略０Ｖになると、回生用リアクトル(87)、第１の
転流用ＩＧＢＴ(83)及び第２の回生用ダイオード(86)の
経路並びに回生用リアクトル(87)、第１の回生用ダイオ
ード(84)及び第２の転流用ＩＧＢＴ(85)の経路で循環す
る電流が流れる。図４の時刻Ｘ4のタイミングで第１及
び第２の転流用ＩＧＢＴ(83,85)を同時にターンオフす
ると、第１の転流用ＩＧＢＴ(83)に流れていた電流が第
１の回生用ダイオード(84)及びスナバ用コンデンサ(82)
の経路で流れる電流に切り換わる。同様に、第２の転流
用ＩＧＢＴ(85)に流れていた電流はスナバ用コンデンサ
(82)及び第２の回生用ダイオード(86)の経路で流れる電
流に切り換わる。このとき、前記の２つの経路で流れる
電流によりスナバ用コンデンサ(82)が充電され、その両
端の電圧が０Ｖから緩やかに上昇するので、第１及び第
２の転流用ＩＧＢＴ(83,85)のコレクタ−エミッタ端子
間の電圧上昇率が抑制され、第１及び第２の転流用ＩＧ
ＢＴ(83,85)のターンオフ時においてゼロ電圧スイッチ
ングとなる。スナバ用コンデンサ(82)の両端の電圧が直
流電源(3)の電圧Ｅを越えると、第１及び第２のクラン
プ用ダイオード(65,66)が順バイアスされて導通状態と
なり、転流用ＩＧＢＴ(64)のコレクタ−エミッタ端子間
の電圧が直流電源(3)の電圧Ｅにクランプされる。その
他の主回路及び制御回路(23)の動作は、図１に示す実施
の形態の場合と同様であるため、説明は省略する。した
がって、図６に示す実施の形態では、主スイッチング回
路(7)内の各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)の急激なスイ
ッチング動作により同ＩＧＢＴ(8)〜(13)が受ける電気
的ストレスを軽減できると共に、共振転流回路(67)内の
第１及び第２の転流用ＩＧＢＴ(64)の急激なスイッチン
グ動作により同ＩＧＢＴ(64)が受ける電気的ストレスを
軽減することが可能となる。
のタイミングで第１及び第２の転流用ＩＧＢＴ(83,85)
を同時にターンオンすると、第１の転流用ＩＧＢＴ(8
3)、スナバ用コンデンサ(82)、第２の転流用ＩＧＢＴ(8
5)及び回生用リアクトル(87)の経路で共振回路が形成さ
れ、スナバ用コンデンサ(82)が放電してその両端の電圧
が略０Ｖまで降下すると共に回生用リアクトル(87)にエ
ネルギが蓄積される。スナバ用コンデンサ(82)の両端の
電圧が略０Ｖになると、回生用リアクトル(87)、第１の
転流用ＩＧＢＴ(83)及び第２の回生用ダイオード(86)の
経路並びに回生用リアクトル(87)、第１の回生用ダイオ
ード(84)及び第２の転流用ＩＧＢＴ(85)の経路で循環す
る電流が流れる。図４の時刻Ｘ4のタイミングで第１及
び第２の転流用ＩＧＢＴ(83,85)を同時にターンオフす
ると、第１の転流用ＩＧＢＴ(83)に流れていた電流が第
１の回生用ダイオード(84)及びスナバ用コンデンサ(82)
の経路で流れる電流に切り換わる。同様に、第２の転流
用ＩＧＢＴ(85)に流れていた電流はスナバ用コンデンサ
(82)及び第２の回生用ダイオード(86)の経路で流れる電
流に切り換わる。このとき、前記の２つの経路で流れる
電流によりスナバ用コンデンサ(82)が充電され、その両
端の電圧が０Ｖから緩やかに上昇するので、第１及び第
２の転流用ＩＧＢＴ(83,85)のコレクタ−エミッタ端子
間の電圧上昇率が抑制され、第１及び第２の転流用ＩＧ
ＢＴ(83,85)のターンオフ時においてゼロ電圧スイッチ
ングとなる。スナバ用コンデンサ(82)の両端の電圧が直
流電源(3)の電圧Ｅを越えると、第１及び第２のクラン
プ用ダイオード(65,66)が順バイアスされて導通状態と
なり、転流用ＩＧＢＴ(64)のコレクタ−エミッタ端子間
の電圧が直流電源(3)の電圧Ｅにクランプされる。その
他の主回路及び制御回路(23)の動作は、図１に示す実施
の形態の場合と同様であるため、説明は省略する。した
がって、図６に示す実施の形態では、主スイッチング回
路(7)内の各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)の急激なスイ
ッチング動作により同ＩＧＢＴ(8)〜(13)が受ける電気
的ストレスを軽減できると共に、共振転流回路(67)内の
第１及び第２の転流用ＩＧＢＴ(64)の急激なスイッチン
グ動作により同ＩＧＢＴ(64)が受ける電気的ストレスを
軽減することが可能となる。
【００４５】更に、図１に示す実施の形態は変更が可能
である。例えば、図７に示す実施の形態の三相インバー
タ装置では、図１に示す三相インバータ装置の制御回路
(23)内に固定パルス信号発生器(88)を追加し、図１に示
す制御回路(23)内のＵ相、Ｖ相及びＷ相の主ゲート信号
発生器(29,30,31)を電流符号検出器(71)の各相の電流符
号信号ＳU,ＳV,ＳW及び固定パルス信号発生器(88)の固
定パルス信号Ｐに基づいて各相の主ゲート信号ＶG1,Ｖ
G2;ＶG3,ＶG4;ＶG5,ＶG6を発生するＵ相、Ｖ相及びＷ相
の主ゲート信号発生器(89,90,91)に変更している。固定
パルス信号発生器(88)は、搬送波発生器(27)の鋸波搬送
波ｈのリセットのタイミングに同期してパルス幅が一定
の固定パルス信号Ｐを出力する。固定パルス信号発生器
(88)から出力される固定パルス信号Ｐのパルス幅は、転
流ゲート信号発生器(56)の転流ゲート信号ＶAのパルス
幅より若干狭い。また、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の主ゲート
信号発生器(89,90,91)は、電流符号検出器(71)の電流符
号信号ＳU,ＳV,ＳWが「１」のとき、主スイッチング回
路(7)の一方側の電力変換用ＩＧＢＴ(8,10,12)に対して
比較器(28)の出力信号ＰU,ＰV,ＰWを一方の主ゲート信
号ＶG1,ＶG3,ＶG5として出力すると共に、他方側の電力
変換用ＩＧＢＴ(9,11,13)に対して固定パルス信号発生
器(88)の固定パルス信号Ｐを他方の主ゲート信号ＶG2,
ＶG4,ＶG6として出力する。逆に、電流符号検出器(71)
の電流符号信号ＳU,ＳV,ＳWが「０」のとき、主スイッ
チング回路(7)の一方側の電力変換用ＩＧＢＴ(8,10,12)
に対して固定パルス信号発生器(88)の固定パルス信号Ｐ
を一方の主ゲート信号ＶG1,ＶG3,ＶG5として出力すると
共に、他方側の電力変換用ＩＧＢＴ(9,11,13)に対して
比較器(28)の出力信号ＰU,ＰV,ＰWを他方の主ゲート信
号ＶG2,ＶG4,ＶG6として出力する。その他の主回路及び
制御回路(23)の構成は、図１に示す三相インバータ装置
の主回路及び制御回路(23)と同様である。
である。例えば、図７に示す実施の形態の三相インバー
タ装置では、図１に示す三相インバータ装置の制御回路
(23)内に固定パルス信号発生器(88)を追加し、図１に示
す制御回路(23)内のＵ相、Ｖ相及びＷ相の主ゲート信号
発生器(29,30,31)を電流符号検出器(71)の各相の電流符
号信号ＳU,ＳV,ＳW及び固定パルス信号発生器(88)の固
定パルス信号Ｐに基づいて各相の主ゲート信号ＶG1,Ｖ
G2;ＶG3,ＶG4;ＶG5,ＶG6を発生するＵ相、Ｖ相及びＷ相
の主ゲート信号発生器(89,90,91)に変更している。固定
パルス信号発生器(88)は、搬送波発生器(27)の鋸波搬送
波ｈのリセットのタイミングに同期してパルス幅が一定
の固定パルス信号Ｐを出力する。固定パルス信号発生器
(88)から出力される固定パルス信号Ｐのパルス幅は、転
流ゲート信号発生器(56)の転流ゲート信号ＶAのパルス
幅より若干狭い。また、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の主ゲート
信号発生器(89,90,91)は、電流符号検出器(71)の電流符
号信号ＳU,ＳV,ＳWが「１」のとき、主スイッチング回
路(7)の一方側の電力変換用ＩＧＢＴ(8,10,12)に対して
比較器(28)の出力信号ＰU,ＰV,ＰWを一方の主ゲート信
号ＶG1,ＶG3,ＶG5として出力すると共に、他方側の電力
変換用ＩＧＢＴ(9,11,13)に対して固定パルス信号発生
器(88)の固定パルス信号Ｐを他方の主ゲート信号ＶG2,
ＶG4,ＶG6として出力する。逆に、電流符号検出器(71)
の電流符号信号ＳU,ＳV,ＳWが「０」のとき、主スイッ
チング回路(7)の一方側の電力変換用ＩＧＢＴ(8,10,12)
に対して固定パルス信号発生器(88)の固定パルス信号Ｐ
を一方の主ゲート信号ＶG1,ＶG3,ＶG5として出力すると
共に、他方側の電力変換用ＩＧＢＴ(9,11,13)に対して
比較器(28)の出力信号ＰU,ＰV,ＰWを他方の主ゲート信
号ＶG2,ＶG4,ＶG6として出力する。その他の主回路及び
制御回路(23)の構成は、図１に示す三相インバータ装置
の主回路及び制御回路(23)と同様である。
【００４６】図７に示す構成における搬送波発生器(27)
の鋸歯搬送波ｈの波形、Ｕ相の基準電圧ＶUR及び補正搬
送波ｈU1の波形、Ｖ相の基準電圧ＶVR及び補正搬送波ｈ
V1の波形、Ｗ相の基準電圧ＶWR及び補正搬送波ｈW1の波
形、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の交流出力電流ＩU,ＩV,ＩWの
波形、転流ゲート信号発生器(56)の転流ゲート信号ＶA
の波形をそれぞれ図８(Ａ)、(Ｂ)、(Ｃ)、(Ｄ)、(Ｅ)及
び(Ｆ)に示す。また、電流符号検出器(71)から出力され
るＵ相、Ｖ相及びＷ相の電流符号信号ＳU,ＳV,Ｓ Wの波
形をそれぞれ図９(Ａ)、(Ｂ)及び(Ｃ)に示し、Ｕ相、Ｖ
相及びＷ相の比較信号ＰU,ＰV,ＰWの波形をそれぞれ図
９(Ｄ)、(Ｅ)及び(Ｆ)に示す。更に、Ｕ相、Ｖ相及びＷ
相の主ゲート信号発生器(89,90,91)の各相の主ゲート信
号ＶG1,ＶG 2,ＶG3,ＶG4,ＶG5,ＶG6の波形をそれぞれ図
９(Ｇ)、(Ｈ)、(Ｉ)、(Ｊ)、(Ｋ)及び(Ｌ)に示し、固定
パルス信号発生器(88)の固定パルス信号Ｐを図９(Ｍ)に
示す。図８及び図９において、ｔ0〜ｔ36は鋸歯搬送波
ｈの電圧が最大値から最小値に急激に変化する鋸歯搬送
波ｈのリセットのタイミングを示す。なお、各電力変換
用ＩＧＢＴ(8)〜(13)のコレクタ−エミッタ間の電圧Ｖ
T1〜ＶT6、各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)に流れる電
流ＩT1〜ＩT6、各転流用リアクトル(39,40,41)に流れる
電流ＩLU,ＩLV,ＩLW及び各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(1
3)の主ゲート信号ＶG1〜ＶG6の鋸波搬送波ｈのリセット
のタイミング付近における詳細な波形は、図４に示す時
刻Ｘ1以前において各電力変換用ＩＧＢＴ(8,11,13)がオ
フ状態となる点、時刻Ｘ1において転流用ＩＧＢＴ(64)
がターンオンすると同時に各電力変換用ＩＧＢＴ(8,11,
13)がターンオンする点を除いて図４(Ａ)〜(Ｎ)に示す
波形と同様になる。したがって、図７に示す三相インバ
ータ装置の主回路の動作も、前記の相違点を除いて図１
に示す三相インバータ装置の主回路の動作と同様になる
ので、詳細な動作の説明は省略する。
の鋸歯搬送波ｈの波形、Ｕ相の基準電圧ＶUR及び補正搬
送波ｈU1の波形、Ｖ相の基準電圧ＶVR及び補正搬送波ｈ
V1の波形、Ｗ相の基準電圧ＶWR及び補正搬送波ｈW1の波
形、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の交流出力電流ＩU,ＩV,ＩWの
波形、転流ゲート信号発生器(56)の転流ゲート信号ＶA
の波形をそれぞれ図８(Ａ)、(Ｂ)、(Ｃ)、(Ｄ)、(Ｅ)及
び(Ｆ)に示す。また、電流符号検出器(71)から出力され
るＵ相、Ｖ相及びＷ相の電流符号信号ＳU,ＳV,Ｓ Wの波
形をそれぞれ図９(Ａ)、(Ｂ)及び(Ｃ)に示し、Ｕ相、Ｖ
相及びＷ相の比較信号ＰU,ＰV,ＰWの波形をそれぞれ図
９(Ｄ)、(Ｅ)及び(Ｆ)に示す。更に、Ｕ相、Ｖ相及びＷ
相の主ゲート信号発生器(89,90,91)の各相の主ゲート信
号ＶG1,ＶG 2,ＶG3,ＶG4,ＶG5,ＶG6の波形をそれぞれ図
９(Ｇ)、(Ｈ)、(Ｉ)、(Ｊ)、(Ｋ)及び(Ｌ)に示し、固定
パルス信号発生器(88)の固定パルス信号Ｐを図９(Ｍ)に
示す。図８及び図９において、ｔ0〜ｔ36は鋸歯搬送波
ｈの電圧が最大値から最小値に急激に変化する鋸歯搬送
波ｈのリセットのタイミングを示す。なお、各電力変換
用ＩＧＢＴ(8)〜(13)のコレクタ−エミッタ間の電圧Ｖ
T1〜ＶT6、各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)に流れる電
流ＩT1〜ＩT6、各転流用リアクトル(39,40,41)に流れる
電流ＩLU,ＩLV,ＩLW及び各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(1
3)の主ゲート信号ＶG1〜ＶG6の鋸波搬送波ｈのリセット
のタイミング付近における詳細な波形は、図４に示す時
刻Ｘ1以前において各電力変換用ＩＧＢＴ(8,11,13)がオ
フ状態となる点、時刻Ｘ1において転流用ＩＧＢＴ(64)
がターンオンすると同時に各電力変換用ＩＧＢＴ(8,11,
13)がターンオンする点を除いて図４(Ａ)〜(Ｎ)に示す
波形と同様になる。したがって、図７に示す三相インバ
ータ装置の主回路の動作も、前記の相違点を除いて図１
に示す三相インバータ装置の主回路の動作と同様になる
ので、詳細な動作の説明は省略する。
【００４７】上記の通り、図７に示す実施の形態におい
ても図１に示す実施の形態と同様に、主スイッチング回
路(7)の各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)のターンオフ及
びターンオン時においてゼロ電圧及びゼロ電流スイッチ
ングとなるので、図１に示す実施の形態と同様の作用効
果を得ることができる。更に、図７に示す実施の形態で
は、各比較器(28)の出力信号ＰU,ＰV,ＰWの立ち上がり
エッジが各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)のターンオン
のタイミングに一致するため、搬送波発生器(27)から出
力される鋸波搬送波ｈのリセットのタイミングに同期す
る。したがって、固定パルス信号発生器(88)から出力さ
れる固定パルス信号Ｐの立ち上がりのタイミングを若干
遅らせる程度で十分なデッドタイムｔDを確保できる。
このため、主スイッチング回路(7)の一方側及び他方側
の電力変換用ＩＧＢＴ(8,10,12;9,11,13)に付与する一
方及び他方の主ゲート信号ＶG1,ＶG3,ＶG5;ＶG2,ＶG4,
ＶG6の各々にデッドタイムｔDを付加する手段が不要と
なるので、図１に示す実施の形態に比較して制御回路(2
3)の構成を簡略化できる。
ても図１に示す実施の形態と同様に、主スイッチング回
路(7)の各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)のターンオフ及
びターンオン時においてゼロ電圧及びゼロ電流スイッチ
ングとなるので、図１に示す実施の形態と同様の作用効
果を得ることができる。更に、図７に示す実施の形態で
は、各比較器(28)の出力信号ＰU,ＰV,ＰWの立ち上がり
エッジが各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)のターンオン
のタイミングに一致するため、搬送波発生器(27)から出
力される鋸波搬送波ｈのリセットのタイミングに同期す
る。したがって、固定パルス信号発生器(88)から出力さ
れる固定パルス信号Ｐの立ち上がりのタイミングを若干
遅らせる程度で十分なデッドタイムｔDを確保できる。
このため、主スイッチング回路(7)の一方側及び他方側
の電力変換用ＩＧＢＴ(8,10,12;9,11,13)に付与する一
方及び他方の主ゲート信号ＶG1,ＶG3,ＶG5;ＶG2,ＶG4,
ＶG6の各々にデッドタイムｔDを付加する手段が不要と
なるので、図１に示す実施の形態に比較して制御回路(2
3)の構成を簡略化できる。
【００４８】また、図１０に示す実施の形態の三相イン
バータ装置では、図７に示す実施の形態と同様に、図１
に示す三相インバータ装置の制御回路(23)内に固定パル
ス信号発生器(88)を追加し、図１に示す制御回路(23)内
のＵ相、Ｖ相及びＷ相の主ゲート信号発生器(29,30,31)
を電流符号検出器(71)の各相の電流符号信号ＳU,ＳV,Ｓ
W及び固定パルス信号発生器(88)の固定パルス信号Ｐに
基づいて各相の主ゲート信号ＶG1,ＶG2;ＶG3,ＶG4;
ＶG5,ＶG6を発生するＵ相、Ｖ相及びＷ相の主ゲート信
号発生器(92,93,94)に変更している。固定パルス信号発
生器(88)は、図７に示す実施の形態と同様に搬送波発生
器(27)の鋸波搬送波ｈのリセットのタイミングに同期し
てパルス幅が一定の固定パルス信号Ｐを出力する。ま
た、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の主ゲート信号発生器(92,93,9
4)は、電流符号検出器(71)の電流符号信号ＳU,ＳV,ＳW
が「１」のとき、主スイッチング回路(7)の一方側の電
力変換用ＩＧＢＴ(8,10,12)に対して比較器(28)の出力
信号ＰU,ＰV,ＰWを一方の主ゲート信号ＶG1,ＶG3,ＶG5
として出力すると共に、電流符号信号ＳU,ＳV,ＳWの中
で１つだけ電流符号が「１」のときに該当する相の他方
側の電力変換用ＩＧＢＴ(9,11,13)に対して固定パルス
信号発生器(88)の固定パルス信号Ｐを他方の主ゲート信
号ＶG2,ＶG4,ＶG6として出力する。逆に、電流符号検出
器(71)の電流符号信号Ｓ U,ＳV,ＳWが「０」のとき、電
流符号信号ＳU,ＳV,ＳWの中で１つだけ電流符号が
「０」のときに主スイッチング回路(7)の該当する相の
一方側の電力変換用ＩＧＢＴ(8,10,12)に対して固定パ
ルス信号発生器(88)の固定パルス信号Ｐを一方の主ゲー
ト信号ＶG1,ＶG3,ＶG5として出力すると共に、主スイッ
チング回路(7)の他方側の電力変換用ＩＧＢＴ(9,11,13)
に対して比較器(28)の出力信号ＰU,ＰV,ＰWを他方の主
ゲート信号ＶG2,ＶG4,ＶG6として出力する。その他の主
回路及び制御回路(23)の構成は、図１に示す三相インバ
ータ装置の主回路及び制御回路(23)と同様である。
バータ装置では、図７に示す実施の形態と同様に、図１
に示す三相インバータ装置の制御回路(23)内に固定パル
ス信号発生器(88)を追加し、図１に示す制御回路(23)内
のＵ相、Ｖ相及びＷ相の主ゲート信号発生器(29,30,31)
を電流符号検出器(71)の各相の電流符号信号ＳU,ＳV,Ｓ
W及び固定パルス信号発生器(88)の固定パルス信号Ｐに
基づいて各相の主ゲート信号ＶG1,ＶG2;ＶG3,ＶG4;
ＶG5,ＶG6を発生するＵ相、Ｖ相及びＷ相の主ゲート信
号発生器(92,93,94)に変更している。固定パルス信号発
生器(88)は、図７に示す実施の形態と同様に搬送波発生
器(27)の鋸波搬送波ｈのリセットのタイミングに同期し
てパルス幅が一定の固定パルス信号Ｐを出力する。ま
た、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の主ゲート信号発生器(92,93,9
4)は、電流符号検出器(71)の電流符号信号ＳU,ＳV,ＳW
が「１」のとき、主スイッチング回路(7)の一方側の電
力変換用ＩＧＢＴ(8,10,12)に対して比較器(28)の出力
信号ＰU,ＰV,ＰWを一方の主ゲート信号ＶG1,ＶG3,ＶG5
として出力すると共に、電流符号信号ＳU,ＳV,ＳWの中
で１つだけ電流符号が「１」のときに該当する相の他方
側の電力変換用ＩＧＢＴ(9,11,13)に対して固定パルス
信号発生器(88)の固定パルス信号Ｐを他方の主ゲート信
号ＶG2,ＶG4,ＶG6として出力する。逆に、電流符号検出
器(71)の電流符号信号Ｓ U,ＳV,ＳWが「０」のとき、電
流符号信号ＳU,ＳV,ＳWの中で１つだけ電流符号が
「０」のときに主スイッチング回路(7)の該当する相の
一方側の電力変換用ＩＧＢＴ(8,10,12)に対して固定パ
ルス信号発生器(88)の固定パルス信号Ｐを一方の主ゲー
ト信号ＶG1,ＶG3,ＶG5として出力すると共に、主スイッ
チング回路(7)の他方側の電力変換用ＩＧＢＴ(9,11,13)
に対して比較器(28)の出力信号ＰU,ＰV,ＰWを他方の主
ゲート信号ＶG2,ＶG4,ＶG6として出力する。その他の主
回路及び制御回路(23)の構成は、図１に示す三相インバ
ータ装置の主回路及び制御回路(23)と同様である。
【００４９】図１０に示す構成における搬送波発生器(2
7)の鋸歯搬送波ｈの波形、Ｕ相の基準電圧ＶUR及び補正
搬送波ｈU1の波形、Ｖ相の基準電圧ＶVR及び補正搬送波
ｈV1の波形、Ｗ相の基準電圧ＶWR及び補正搬送波ｈW1の
波形、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の交流出力電流ＩU,ＩV,ＩW
の波形、転流ゲート信号発生器(56)の転流ゲート信号Ｖ
Aの波形をそれぞれ図１１(Ａ)、(Ｂ)、(Ｃ)、(Ｄ)、
(Ｅ)及び(Ｆ)に示す。また、電流符号検出器(71)から出
力されるＵ相、Ｖ相及びＷ相の電流符号信号ＳU,ＳV,Ｓ
Wの波形をそれぞれ図１２(Ａ)、(Ｂ)及び(Ｃ)に示し、
Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の比較信号ＰU,ＰV,ＰWの波形をそ
れぞれ図１２(Ｄ)、(Ｅ)及び(Ｆ)に示す。更に、Ｕ相、
Ｖ相及びＷ相の主ゲート信号発生器(92,93,94)の各相の
主ゲート信号ＶG1,ＶG2,ＶG3,ＶG4,ＶG5,ＶG6の波形を
それぞれ図１２(Ｇ)、(Ｈ)、(Ｉ)、(Ｊ)、(Ｋ)及び(Ｌ)
に示し、固定パルス信号発生器(88)の固定パルス信号Ｐ
を図１２(Ｍ)に示す。図１１及び図１２において、ｔ0
〜ｔ36は鋸歯搬送波ｈの電圧が最大値から最小値に急激
に変化する鋸歯搬送波ｈのリセットのタイミングを示
す。
7)の鋸歯搬送波ｈの波形、Ｕ相の基準電圧ＶUR及び補正
搬送波ｈU1の波形、Ｖ相の基準電圧ＶVR及び補正搬送波
ｈV1の波形、Ｗ相の基準電圧ＶWR及び補正搬送波ｈW1の
波形、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の交流出力電流ＩU,ＩV,ＩW
の波形、転流ゲート信号発生器(56)の転流ゲート信号Ｖ
Aの波形をそれぞれ図１１(Ａ)、(Ｂ)、(Ｃ)、(Ｄ)、
(Ｅ)及び(Ｆ)に示す。また、電流符号検出器(71)から出
力されるＵ相、Ｖ相及びＷ相の電流符号信号ＳU,ＳV,Ｓ
Wの波形をそれぞれ図１２(Ａ)、(Ｂ)及び(Ｃ)に示し、
Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の比較信号ＰU,ＰV,ＰWの波形をそ
れぞれ図１２(Ｄ)、(Ｅ)及び(Ｆ)に示す。更に、Ｕ相、
Ｖ相及びＷ相の主ゲート信号発生器(92,93,94)の各相の
主ゲート信号ＶG1,ＶG2,ＶG3,ＶG4,ＶG5,ＶG6の波形を
それぞれ図１２(Ｇ)、(Ｈ)、(Ｉ)、(Ｊ)、(Ｋ)及び(Ｌ)
に示し、固定パルス信号発生器(88)の固定パルス信号Ｐ
を図１２(Ｍ)に示す。図１１及び図１２において、ｔ0
〜ｔ36は鋸歯搬送波ｈの電圧が最大値から最小値に急激
に変化する鋸歯搬送波ｈのリセットのタイミングを示
す。
【００５０】次に、交流出力端子(4,5,6)に供給される
Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の電流ＩU,ＩV,ＩWの向きが図示の
方向のとき、即ちＩU＜０,ＩV＞０,ＩW＞０のときの図
１０に示す三相インバータの主回路の動作を図１３に示
す波形図に基づいて説明する。但し、図１３に示す時刻
Ｘ1からＸ8までの期間は搬送波発生器(27)から出力され
る鋸波搬送波ｈの周期よりも充分に短く（例えば、鋸波
搬送波ｈの周期の１／２０から１／１０程度）、この期
間の各相の電流ＩU,ＩV,ＩWの変化は無視する。図１３
(Ａ)〜(Ｆ)において、主スイッチング回路(7)内の各電
力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)のコレクタ−エミッタ端子
間に流れる電流ＩT1〜ＩT6の負の方向の成分は、それぞ
れ逆並列に接続された各主ダイオード(14)〜(19)に流れ
る電流を示す。また、ＩU＜０,ＩV＞０,ＩW＞０である
から、図１３に示す時刻Ｘ6は図１１及び図１２に示す
搬送波発生器(27)の鋸波搬送波ｈのリセットのタイミン
グに一致する。
Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の電流ＩU,ＩV,ＩWの向きが図示の
方向のとき、即ちＩU＜０,ＩV＞０,ＩW＞０のときの図
１０に示す三相インバータの主回路の動作を図１３に示
す波形図に基づいて説明する。但し、図１３に示す時刻
Ｘ1からＸ8までの期間は搬送波発生器(27)から出力され
る鋸波搬送波ｈの周期よりも充分に短く（例えば、鋸波
搬送波ｈの周期の１／２０から１／１０程度）、この期
間の各相の電流ＩU,ＩV,ＩWの変化は無視する。図１３
(Ａ)〜(Ｆ)において、主スイッチング回路(7)内の各電
力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)のコレクタ−エミッタ端子
間に流れる電流ＩT1〜ＩT6の負の方向の成分は、それぞ
れ逆並列に接続された各主ダイオード(14)〜(19)に流れ
る電流を示す。また、ＩU＜０,ＩV＞０,ＩW＞０である
から、図１３に示す時刻Ｘ6は図１１及び図１２に示す
搬送波発生器(27)の鋸波搬送波ｈのリセットのタイミン
グに一致する。
【００５１】時刻Ｘ1以前において、図１３(Ｈ)〜(Ｎ)
に示すように主スイッチング回路(7)内の各電力変換用
ＩＧＢＴ(8)〜(13)及び共振転流回路(67)内の転流用Ｉ
ＧＢＴ(64)がオフ状態のとき、各相の電流ＩU,ＩV,ＩW
はそれぞれ主スイッチング回路(7)内の一方の各主ダイ
オード(14,17,19)を介して流れている。また、このとき
の主スイッチング回路(7)内の一方のコンデンサ(33,36,
38)は略０Ｖまで放電し、他方のコンデンサ(34,35,37)
は図示の極性で直流電源(3)の電圧Ｅまで充電されてい
る。
に示すように主スイッチング回路(7)内の各電力変換用
ＩＧＢＴ(8)〜(13)及び共振転流回路(67)内の転流用Ｉ
ＧＢＴ(64)がオフ状態のとき、各相の電流ＩU,ＩV,ＩW
はそれぞれ主スイッチング回路(7)内の一方の各主ダイ
オード(14,17,19)を介して流れている。また、このとき
の主スイッチング回路(7)内の一方のコンデンサ(33,36,
38)は略０Ｖまで放電し、他方のコンデンサ(34,35,37)
は図示の極性で直流電源(3)の電圧Ｅまで充電されてい
る。
【００５２】図１３(Ｈ)及び(Ｉ)に示すように、時刻Ｘ
1において共振転流回路(67)内の転流用ＩＧＢＴ(64)及
び主スイッチング回路(7)内の一方の電力変換用ＩＧＢ
Ｔ(8)をオフ状態からオン状態にすると、転流用リアク
トル(39)、転流ブリッジ回路(57)内の転流用ダイオード
(58)及び転流用ＩＧＢＴ(64)を介して転流ブリッジ回路
(57)内の転流用ダイオード(61)及び転流用リアクトル(4
0)並びに転流ブリッジ回路(57)内の転流用ダイオード(6
3)及び転流用リアクトル(41)に電流が流れる。このと
き、図１３(Ｇ)の実線に示すように転流用リアクトル(3
9)に流れる電流ＩLUが負の方向に緩やかに上昇すると共
に、同図の一点鎖線に示すように転流用リアクトル(40)
及び(41)に流れる電流ＩLV,ＩLWが正の方向に緩やかに
上昇し、各転流用リアクトル(39,40,41)にエネルギが蓄
積される。これに伴って、主スイッチング回路(7)内の
一方の各主ダイオード(14,17,19)に流れていた電流が図
１３(Ａ)、(Ｄ)及び(Ｆ)の破線に示すように減少する。
1において共振転流回路(67)内の転流用ＩＧＢＴ(64)及
び主スイッチング回路(7)内の一方の電力変換用ＩＧＢ
Ｔ(8)をオフ状態からオン状態にすると、転流用リアク
トル(39)、転流ブリッジ回路(57)内の転流用ダイオード
(58)及び転流用ＩＧＢＴ(64)を介して転流ブリッジ回路
(57)内の転流用ダイオード(61)及び転流用リアクトル(4
0)並びに転流ブリッジ回路(57)内の転流用ダイオード(6
3)及び転流用リアクトル(41)に電流が流れる。このと
き、図１３(Ｇ)の実線に示すように転流用リアクトル(3
9)に流れる電流ＩLUが負の方向に緩やかに上昇すると共
に、同図の一点鎖線に示すように転流用リアクトル(40)
及び(41)に流れる電流ＩLV,ＩLWが正の方向に緩やかに
上昇し、各転流用リアクトル(39,40,41)にエネルギが蓄
積される。これに伴って、主スイッチング回路(7)内の
一方の各主ダイオード(14,17,19)に流れていた電流が図
１３(Ａ)、(Ｄ)及び(Ｆ)の破線に示すように減少する。
【００５３】時刻Ｘ2において、共振転流回路(67)内の
転流用リアクトル(40)に流れる電流ＩLVが交流出力端子
(5)に流れるＶ相の電流ＩVよりも充分に大きくなると、
主スイッチング回路(7)内の一方の主ダイオード(17)が
逆回復して非導通状態となり、一方のコンデンサ(36)が
充電されると共にその両端の電圧が０Ｖから緩やかに上
昇する。このため、主スイッチング回路(7)内の一方の
電力変換用ＩＧＢＴ(11)のコレクタ−エミッタ端子間の
電圧ＶT4が図１３(Ｄ)の実線に示すように０Ｖから緩や
かに上昇する。一方のコンデンサ(36)の充電に伴って他
方のコンデンサ(35)が放電し、他方の電力変換用ＩＧＢ
Ｔ(10)のコレクタ−エミッタ端子間の電圧ＶT3が図１３
(Ｃ)の実線に示すように直流電源(3)の電圧Ｅから緩や
かに降下する。
転流用リアクトル(40)に流れる電流ＩLVが交流出力端子
(5)に流れるＶ相の電流ＩVよりも充分に大きくなると、
主スイッチング回路(7)内の一方の主ダイオード(17)が
逆回復して非導通状態となり、一方のコンデンサ(36)が
充電されると共にその両端の電圧が０Ｖから緩やかに上
昇する。このため、主スイッチング回路(7)内の一方の
電力変換用ＩＧＢＴ(11)のコレクタ−エミッタ端子間の
電圧ＶT4が図１３(Ｄ)の実線に示すように０Ｖから緩や
かに上昇する。一方のコンデンサ(36)の充電に伴って他
方のコンデンサ(35)が放電し、他方の電力変換用ＩＧＢ
Ｔ(10)のコレクタ−エミッタ端子間の電圧ＶT3が図１３
(Ｃ)の実線に示すように直流電源(3)の電圧Ｅから緩や
かに降下する。
【００５４】時刻Ｘ3において、共振転流回路(67)内の
転流用リアクトル(41)に流れる電流ＩLWが交流出力端子
(6)に流れるＷ相の電流ＩWよりも充分に大きくなると、
主スイッチング回路(7)内の一方の主ダイオード(19)が
逆回復して非導通状態となり、一方のコンデンサ(38)が
充電されると共にその両端の電圧が０Ｖから緩やかに上
昇する。このため、主スイッチング回路(7)内の一方の
電力変換用ＩＧＢＴ(13)のコレクタ−エミッタ端子間の
電圧ＶT6が図１３(Ｆ)の実線に示すように０Ｖから緩や
かに上昇する。一方のコンデンサ(38)の充電に伴って他
方のコンデンサ(37)が放電し、他方の電力変換用ＩＧＢ
Ｔ(12)のコレクタ−エミッタ端子間の電圧ＶT5が図１３
(Ｅ)の実線に示すように直流電源(3)の電圧Ｅから緩や
かに降下する。
転流用リアクトル(41)に流れる電流ＩLWが交流出力端子
(6)に流れるＷ相の電流ＩWよりも充分に大きくなると、
主スイッチング回路(7)内の一方の主ダイオード(19)が
逆回復して非導通状態となり、一方のコンデンサ(38)が
充電されると共にその両端の電圧が０Ｖから緩やかに上
昇する。このため、主スイッチング回路(7)内の一方の
電力変換用ＩＧＢＴ(13)のコレクタ−エミッタ端子間の
電圧ＶT6が図１３(Ｆ)の実線に示すように０Ｖから緩や
かに上昇する。一方のコンデンサ(38)の充電に伴って他
方のコンデンサ(37)が放電し、他方の電力変換用ＩＧＢ
Ｔ(12)のコレクタ−エミッタ端子間の電圧ＶT5が図１３
(Ｅ)の実線に示すように直流電源(3)の電圧Ｅから緩や
かに降下する。
【００５５】時刻Ｘ4において、主スイッチング回路(7)
内の他方のコンデンサ(35)が略０Ｖまで放電して他方の
電力変換用ＩＧＢＴ(10)のコレクタ−エミッタ端子間の
電圧ＶT3が図１３(Ｃ)の実線に示すように略０Ｖになる
と、他方の主ダイオード(16)が導通状態となり電流が流
れ始める。
内の他方のコンデンサ(35)が略０Ｖまで放電して他方の
電力変換用ＩＧＢＴ(10)のコレクタ−エミッタ端子間の
電圧ＶT3が図１３(Ｃ)の実線に示すように略０Ｖになる
と、他方の主ダイオード(16)が導通状態となり電流が流
れ始める。
【００５６】時刻Ｘ5において、主スイッチング回路(7)
内の他方のコンデンサ(37)が略０Ｖまで放電して他方の
電力変換用ＩＧＢＴ(12)のコレクタ−エミッタ端子間の
電圧ＶT5が図１３(Ｅ)の実線に示すように略０Ｖになる
と、他方の主ダイオード(18)が導通状態となり電流が流
れ始める。主スイッチング回路(7)内の他方の主ダイオ
ード(16)及び(18)に流れる電流は、それぞれ一方の電力
変換用ＩＧＢＴ(8)、転流用リアクトル(39)、転流用ダ
イオード(58)、転流用ＩＧＢＴ(64)、転流用ダイオード
(61)、転流用リアクトル(40)及び他方の主ダイオード(1
6)並びに一方の電力変換用ＩＧＢＴ(8)、転流用リアク
トル(39)、転流用ダイオード(58)、転流用ＩＧＢＴ(6
4)、転流用ダイオード(63)、転流用リアクトル(41)及び
他方の主ダイオード(18)の経路で還流する。ここで、還
流経路中の電力変換用ＩＧＢＴ(8)、転流用ＩＧＢＴ(6
4)及び転流用ダイオード(58,61,63)の損失を無視できる
場合、前記の２つの経路で流れる還流電流は減衰しな
い。
内の他方のコンデンサ(37)が略０Ｖまで放電して他方の
電力変換用ＩＧＢＴ(12)のコレクタ−エミッタ端子間の
電圧ＶT5が図１３(Ｅ)の実線に示すように略０Ｖになる
と、他方の主ダイオード(18)が導通状態となり電流が流
れ始める。主スイッチング回路(7)内の他方の主ダイオ
ード(16)及び(18)に流れる電流は、それぞれ一方の電力
変換用ＩＧＢＴ(8)、転流用リアクトル(39)、転流用ダ
イオード(58)、転流用ＩＧＢＴ(64)、転流用ダイオード
(61)、転流用リアクトル(40)及び他方の主ダイオード(1
6)並びに一方の電力変換用ＩＧＢＴ(8)、転流用リアク
トル(39)、転流用ダイオード(58)、転流用ＩＧＢＴ(6
4)、転流用ダイオード(63)、転流用リアクトル(41)及び
他方の主ダイオード(18)の経路で還流する。ここで、還
流経路中の電力変換用ＩＧＢＴ(8)、転流用ＩＧＢＴ(6
4)及び転流用ダイオード(58,61,63)の損失を無視できる
場合、前記の２つの経路で流れる還流電流は減衰しな
い。
【００５７】図１３(Ｉ)に示すように、時刻Ｘ6におい
て主スイッチング回路(7)内の一方の電力変換用ＩＧＢ
Ｔ(8)をオン状態からオフ状態にすると、一方の電力変
換用ＩＧＢＴ(8)に流れる電流ＩT1は図１３(Ａ)の破線
に示すように０となり、一方のコンデンサ(33)に流れる
電流に切り換わる。これにより、主スイッチング回路
(7)内の一方のコンデンサ(33)が充電され、コンデンサ
(33)の両端の電圧が０Ｖから緩やかに上昇する。即ち、
一方の電力変換用ＩＧＢＴ(8)のコレクタ−エミッタ端
子間の電圧上昇率が一方のコンデンサ(33)の充電により
抑制され、一方の電力変換用ＩＧＢＴ(8)のコレクタ−
エミッタ端子間の電圧ＶT1が図１３(Ａ)の実線に示すよ
うに０Ｖから緩やかに上昇する。したがって、一方の電
力変換用ＩＧＢＴ(8)のターンオフ時においてゼロ電圧
スイッチングとなる。一方のコンデンサ(33)の両端の電
圧の上昇に伴って、他方のコンデンサ(34)が放電し、そ
の両端の電圧が直流電源(3)の電圧Ｅから緩やかに降下
する。これにより、主スイッチング回路(7)内の他方の
電力変換用ＩＧＢＴ(9)のコレクタ−エミッタ端子間の
電圧ＶT2が図１３(Ｂ)の実線に示すように直流電源(3)
の電圧Ｅから緩やかに降下する。これと同時に、還流電
流として共振転流回路(67)内の各転流用リアクトル(39,
40,41)に流れていた電流ＩLU,ＩLV,ＩLWがそれぞれ図１
３(Ｇ)の実線、一点鎖線、破線に示すように徐々に減少
する。
て主スイッチング回路(7)内の一方の電力変換用ＩＧＢ
Ｔ(8)をオン状態からオフ状態にすると、一方の電力変
換用ＩＧＢＴ(8)に流れる電流ＩT1は図１３(Ａ)の破線
に示すように０となり、一方のコンデンサ(33)に流れる
電流に切り換わる。これにより、主スイッチング回路
(7)内の一方のコンデンサ(33)が充電され、コンデンサ
(33)の両端の電圧が０Ｖから緩やかに上昇する。即ち、
一方の電力変換用ＩＧＢＴ(8)のコレクタ−エミッタ端
子間の電圧上昇率が一方のコンデンサ(33)の充電により
抑制され、一方の電力変換用ＩＧＢＴ(8)のコレクタ−
エミッタ端子間の電圧ＶT1が図１３(Ａ)の実線に示すよ
うに０Ｖから緩やかに上昇する。したがって、一方の電
力変換用ＩＧＢＴ(8)のターンオフ時においてゼロ電圧
スイッチングとなる。一方のコンデンサ(33)の両端の電
圧の上昇に伴って、他方のコンデンサ(34)が放電し、そ
の両端の電圧が直流電源(3)の電圧Ｅから緩やかに降下
する。これにより、主スイッチング回路(7)内の他方の
電力変換用ＩＧＢＴ(9)のコレクタ−エミッタ端子間の
電圧ＶT2が図１３(Ｂ)の実線に示すように直流電源(3)
の電圧Ｅから緩やかに降下する。これと同時に、還流電
流として共振転流回路(67)内の各転流用リアクトル(39,
40,41)に流れていた電流ＩLU,ＩLV,ＩLWがそれぞれ図１
３(Ｇ)の実線、一点鎖線、破線に示すように徐々に減少
する。
【００５８】時刻Ｘ7において、主スイッチング回路(7)
内の一方の電力変換用ＩＧＢＴ(8)のコレクタ−エミッ
タ端子間の電圧ＶT1が図１３(Ａ)の実線に示すように直
流電源(3)の電圧Ｅに達すると、他方の電力変換用ＩＧ
ＢＴ(9)のコレクタ−エミッタ端子間の電圧ＶT2が図１
３(Ｂ)の実線に示すように略０Ｖとなる。このとき、他
方の主ダイオード(15)が導通状態となり電流が流れ始め
る。
内の一方の電力変換用ＩＧＢＴ(8)のコレクタ−エミッ
タ端子間の電圧ＶT1が図１３(Ａ)の実線に示すように直
流電源(3)の電圧Ｅに達すると、他方の電力変換用ＩＧ
ＢＴ(9)のコレクタ−エミッタ端子間の電圧ＶT2が図１
３(Ｂ)の実線に示すように略０Ｖとなる。このとき、他
方の主ダイオード(15)が導通状態となり電流が流れ始め
る。
【００５９】主スイッチング回路(7)内の他方の各主ダ
イオード(15,16,18)の導通期間中、即ち図１３(Ｂ)、
(Ｃ)及び(Ｅ)の破線に示す他方の各電力変換用ＩＧＢＴ
(9,10,12)の電流ＩT2,ＩT3,ＩT5が負の方向の期間中
は、図１３(Ｇ)に示すように共振転流回路(67)内の各転
流用リアクトル(39,40,41)に流れる電流ＩLU,ＩLV,ＩLW
が緩やかに減少する。これに伴って、他方の各主ダイオ
ード(15,16,18)に流れる電流も減少する。他方の各主ダ
イオード(15,16,18)の導通期間中の時刻Ｘ8において、
図１３(Ｊ)、(Ｋ)及び(Ｍ)に示すように主スイッチング
回路(7)内の他方の各電力変換用ＩＧＢＴ(9,10,12)を同
時にオフ状態からオン状態にすると、ターンオン時は他
方の各主ダイオード(15,16,18)に電流が流れるため、他
方の各電力変換用ＩＧＢＴ(9,10,12)には電流が流れ
ず、コレクタ−エミッタ端子間の電圧ＶT2,ＶT3,ＶT5も
図１３(Ｂ)、(Ｃ)及び(Ｅ)の実線に示すように略０Ｖで
ある。したがって、主スイッチング回路(7)内の他方の
各電力変換用ＩＧＢＴ(9,10,12)のターンオン時におい
てゼロ電圧及びゼロ電流スイッチングとなる。これと同
時に、共振転流回路(67)内の転流用ＩＧＢＴ(64)をオン
状態からオフ状態にすると、第１及び第２のクランプ用
ダイオード(65)及び(66)が導通状態となり、各転流用リ
アクトル(39,40,41)の残留エネルギが第１及び第２のク
ランプ用ダイオード(65)及び(66)を介して直流電源(3)
に回生される。なお、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の電流ＩU,Ｉ
V,ＩWの向きが図示以外の方向のときの図１０に示す三
相インバータの主回路の動作は、上記と略同様のため説
明は省略する。
イオード(15,16,18)の導通期間中、即ち図１３(Ｂ)、
(Ｃ)及び(Ｅ)の破線に示す他方の各電力変換用ＩＧＢＴ
(9,10,12)の電流ＩT2,ＩT3,ＩT5が負の方向の期間中
は、図１３(Ｇ)に示すように共振転流回路(67)内の各転
流用リアクトル(39,40,41)に流れる電流ＩLU,ＩLV,ＩLW
が緩やかに減少する。これに伴って、他方の各主ダイオ
ード(15,16,18)に流れる電流も減少する。他方の各主ダ
イオード(15,16,18)の導通期間中の時刻Ｘ8において、
図１３(Ｊ)、(Ｋ)及び(Ｍ)に示すように主スイッチング
回路(7)内の他方の各電力変換用ＩＧＢＴ(9,10,12)を同
時にオフ状態からオン状態にすると、ターンオン時は他
方の各主ダイオード(15,16,18)に電流が流れるため、他
方の各電力変換用ＩＧＢＴ(9,10,12)には電流が流れ
ず、コレクタ−エミッタ端子間の電圧ＶT2,ＶT3,ＶT5も
図１３(Ｂ)、(Ｃ)及び(Ｅ)の実線に示すように略０Ｖで
ある。したがって、主スイッチング回路(7)内の他方の
各電力変換用ＩＧＢＴ(9,10,12)のターンオン時におい
てゼロ電圧及びゼロ電流スイッチングとなる。これと同
時に、共振転流回路(67)内の転流用ＩＧＢＴ(64)をオン
状態からオフ状態にすると、第１及び第２のクランプ用
ダイオード(65)及び(66)が導通状態となり、各転流用リ
アクトル(39,40,41)の残留エネルギが第１及び第２のク
ランプ用ダイオード(65)及び(66)を介して直流電源(3)
に回生される。なお、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の電流ＩU,Ｉ
V,ＩWの向きが図示以外の方向のときの図１０に示す三
相インバータの主回路の動作は、上記と略同様のため説
明は省略する。
【００６０】上記の通り、図１０に示す実施の形態にお
いても図１に示す実施の形態と同様に、主スイッチング
回路(7)の各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)のターンオフ
及びターンオン時においてゼロ電圧及びゼロ電流スイッ
チングとなるので、図１に示す実施の形態と同様の作用
効果を得ることができる。更に、図１０に示す実施の形
態では、電流符号検出器(71)の電流符号信号ＳU,ＳV,Ｓ
Wが「１」のとき、主スイッチング回路(7)の高電位側の
電力変換用ＩＧＢＴ(8,10,12)が比較器(28)の出力信号
ＰU,ＰV,ＰWによりオン・オフ制御されると共に、電流
符号信号ＳU,ＳV,ＳWの中で１つだけ電流符号が「１」
のときに該当する相の低電位側の電力変換用ＩＧＢＴ
(9,11,13)が固定パルス信号発生器(88)の固定パルス信
号Ｐにより一定のパルス幅でオン・オフ制御される。ま
た、電流符号検出器(71)の電流符号信号ＳU,ＳV,ＳWが
「０」のとき、電流符号信号ＳU,ＳV,ＳWの中で１つだ
け電流符号が「０」のときに主スイッチング回路(7)の
該当する相の高電位側の電力変換用ＩＧＢＴ(8,10,12)
が固定パルス信号発生器(88)の固定パルス信号Ｐにより
一定のパルス幅でオン・オフ制御されると共に、低電位
側の電力変換用ＩＧＢＴ(9,11,13)が比較器(28)の出力
信号ＰU,ＰV,ＰWによりオン・オフ制御される。即ち、
該当しない他の相の電力変換用ＩＧＢＴはスイッチング
動作を停止するため、転流用ＩＧＢＴ(64)がオン状態の
ときに転流用リアクトル(39,40,41)に流れる電流ＩLU,
ＩLV,ＩLWが図１に示す場合に比較して小さくなる。し
たがって、図１に示す実施の形態に比較して、主スイッ
チング回路(7)の各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)のスイ
ッチング動作時に受ける電気的ストレスを更に軽減でき
る。
いても図１に示す実施の形態と同様に、主スイッチング
回路(7)の各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)のターンオフ
及びターンオン時においてゼロ電圧及びゼロ電流スイッ
チングとなるので、図１に示す実施の形態と同様の作用
効果を得ることができる。更に、図１０に示す実施の形
態では、電流符号検出器(71)の電流符号信号ＳU,ＳV,Ｓ
Wが「１」のとき、主スイッチング回路(7)の高電位側の
電力変換用ＩＧＢＴ(8,10,12)が比較器(28)の出力信号
ＰU,ＰV,ＰWによりオン・オフ制御されると共に、電流
符号信号ＳU,ＳV,ＳWの中で１つだけ電流符号が「１」
のときに該当する相の低電位側の電力変換用ＩＧＢＴ
(9,11,13)が固定パルス信号発生器(88)の固定パルス信
号Ｐにより一定のパルス幅でオン・オフ制御される。ま
た、電流符号検出器(71)の電流符号信号ＳU,ＳV,ＳWが
「０」のとき、電流符号信号ＳU,ＳV,ＳWの中で１つだ
け電流符号が「０」のときに主スイッチング回路(7)の
該当する相の高電位側の電力変換用ＩＧＢＴ(8,10,12)
が固定パルス信号発生器(88)の固定パルス信号Ｐにより
一定のパルス幅でオン・オフ制御されると共に、低電位
側の電力変換用ＩＧＢＴ(9,11,13)が比較器(28)の出力
信号ＰU,ＰV,ＰWによりオン・オフ制御される。即ち、
該当しない他の相の電力変換用ＩＧＢＴはスイッチング
動作を停止するため、転流用ＩＧＢＴ(64)がオン状態の
ときに転流用リアクトル(39,40,41)に流れる電流ＩLU,
ＩLV,ＩLWが図１に示す場合に比較して小さくなる。し
たがって、図１に示す実施の形態に比較して、主スイッ
チング回路(7)の各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)のスイ
ッチング動作時に受ける電気的ストレスを更に軽減でき
る。
【００６１】本発明の実施態様は前記の各実施の形態に
限定されず、更に種々の変更が可能である。例えば、上
記の各実施の形態では電力変換用スイッチング素子及び
転流用スイッチング素子としてＩＧＢＴ（絶縁ゲート型
バイポーラトランジスタ）を使用した形態を示したが、
ＭＯＳ-ＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）、接
合型バイポーラトランジスタ、Ｊ-ＦＥＴ（接合型電界
効果トランジスタ）又はサイリスタ等も使用可能であ
る。また、上記の各実施の形態では各電力変換用ＩＧＢ
Ｔ(8)〜(13)のコレクタ−エミッタ端子間にそれぞれコ
ンデンサ(33)〜(38)を別個に接続した形態を示したが、
各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)のコレクタ−エミッタ
端子間に形成される寄生容量を利用してもよく、又はこ
の寄生容量と別個のコンデンサとの組合せとしてもよ
い。特に、各スイッチング素子としてＭＯＳ-ＦＥＴを
使用する場合は、ドレイン−ソース端子間に形成される
寄生容量を利用できるので、主回路の部品点数を削減で
きる利点がある。また、上記の各実施の形態の制御回路
(23)の一部又は全部をディジタル集積回路で構成しても
よい。また、上記の各実施の形態では三相インバータ装
置に本発明を適用した形態を示したが、単相インバータ
装置又は４つ以上の相出力を有する多相インバータ装置
にも本発明を適用することが可能である。更に、本発明
は直流電力を交流電力に変換するインバータ装置に限定
することなく、交流電力を直流電力に変換するコンバー
タ装置にも適用が可能である。
限定されず、更に種々の変更が可能である。例えば、上
記の各実施の形態では電力変換用スイッチング素子及び
転流用スイッチング素子としてＩＧＢＴ（絶縁ゲート型
バイポーラトランジスタ）を使用した形態を示したが、
ＭＯＳ-ＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）、接
合型バイポーラトランジスタ、Ｊ-ＦＥＴ（接合型電界
効果トランジスタ）又はサイリスタ等も使用可能であ
る。また、上記の各実施の形態では各電力変換用ＩＧＢ
Ｔ(8)〜(13)のコレクタ−エミッタ端子間にそれぞれコ
ンデンサ(33)〜(38)を別個に接続した形態を示したが、
各電力変換用ＩＧＢＴ(8)〜(13)のコレクタ−エミッタ
端子間に形成される寄生容量を利用してもよく、又はこ
の寄生容量と別個のコンデンサとの組合せとしてもよ
い。特に、各スイッチング素子としてＭＯＳ-ＦＥＴを
使用する場合は、ドレイン−ソース端子間に形成される
寄生容量を利用できるので、主回路の部品点数を削減で
きる利点がある。また、上記の各実施の形態の制御回路
(23)の一部又は全部をディジタル集積回路で構成しても
よい。また、上記の各実施の形態では三相インバータ装
置に本発明を適用した形態を示したが、単相インバータ
装置又は４つ以上の相出力を有する多相インバータ装置
にも本発明を適用することが可能である。更に、本発明
は直流電力を交流電力に変換するインバータ装置に限定
することなく、交流電力を直流電力に変換するコンバー
タ装置にも適用が可能である。
【００６２】
【発明の効果】本発明によれば、簡素な回路構成で電力
変換用の主スイッチング素子が受ける電気的ストレスを
軽減できるので、低コスト・低損失で信頼性の高い電力
変換装置を実現することが可能となる。
変換用の主スイッチング素子が受ける電気的ストレスを
軽減できるので、低コスト・低損失で信頼性の高い電力
変換装置を実現することが可能となる。
【図１】 本発明による電力変換装置を三相インバータ
装置に適用した一実施の形態を示す電気回路図
装置に適用した一実施の形態を示す電気回路図
【図２】 図１に示す回路の各部の信号及び電圧及び電
流を示す波形図
流を示す波形図
【図３】 図１に示す各電力変換用ＩＧＢＴのスイッチ
ング電流及び固定パルス信号を示す波形図
ング電流及び固定パルス信号を示す波形図
【図４】 図１に示す各電力変換用ＩＧＢＴの電圧及び
電流並びに各転流用リアクトルの電流の詳細を示す拡大
波形図
電流並びに各転流用リアクトルの電流の詳細を示す拡大
波形図
【図５】 図１に示す共振転流回路の変更実施の形態を
示す電気回路図
示す電気回路図
【図６】 図１に示す共振転流回路の他の変更実施の形
態を示す電気回路図
態を示す電気回路図
【図７】 本発明の変更実施の形態を示す電気回路図
【図８】 図７に示す回路の各部の信号及び電圧及び電
流を示す波形図
流を示す波形図
【図９】 図７に示す回路の各部の信号及び各電力変換
用ＩＧＢＴの主ゲート信号を示す波形図
用ＩＧＢＴの主ゲート信号を示す波形図
【図１０】 本発明の他の変更実施の形態を示す電気回
路図
路図
【図１１】 図１０に示す回路の各部の信号及び電圧及
び電流を示す波形図
び電流を示す波形図
【図１２】 図１０に示す回路の各部の信号及び各電力
変換用ＩＧＢＴの主ゲート信号を示す波形図
変換用ＩＧＢＴの主ゲート信号を示す波形図
【図１３】 図１０に示す各電力変換用ＩＧＢＴの電圧
及び電流並びに各転流用リアクトルの電流の詳細を示す
拡大波形図
及び電流並びに各転流用リアクトルの電流の詳細を示す
拡大波形図
【図１４】 従来の鋸波搬送波比較方式の三相インバー
タ装置を示す電気回路図
タ装置を示す電気回路図
【図１５】 図１４に示す回路の各部の信号を示す波形
図
図
【図１６】 図１４に示す回路の主ゲート信号を示す拡
大波形図
大波形図
【図１７】 従来の補助共振転流アームリンク方式の三
相インバータ装置を示す電気回路図
相インバータ装置を示す電気回路図
(1),(2)・・直流入力端子（直流端子）、 (3)・・直流
電源、 (4),(5),(6)・・交流出力端子（交流端子）、
(7)・・主スイッチング回路、 (8),(9),(10),(11),
(12),(13)・・電力変換用ＩＧＢＴ（主スイッチング素
子）、 (14),(15),(16),(17),(18),(19)・・主ダイオ
ード（主整流素子）、 (20),(21),(22)・・交流リアク
トル、 (23)・・制御回路（制御装置）、 (24),(25),
(26)・・基準電圧発生器、 (27)・・搬送波発生器、
(28)・・比較器、(29),(30),(31)・・主ゲート信号発生
器、 (32)・・共振転流回路、 (33),(34),(35),(36),
(37),(38)・・コンデンサ、 (39),(40),(41)・・転流
用リアクトル、 (42),(43),(44),(45),(46),(47)・・
転流用ＩＧＢＴ（転流用スイッチング素子）、 (48),
(49),(50),(51),(52),(53)・・転流用ダイオード（転流
用整流素子）、 (54),(55)・・入力平滑用コンデン
サ、 (56)・・転流ゲート信号発生器、 (57)・・転流
ブリッジ回路、 (58),(59),(60),(61),(62),(63)・・
転流用ダイオード（転流用整流素子）、 (64)・・転流
用ＩＧＢＴ（転流用スイッチング素子）、 (65)・・第
１のクランプ用ダイオード（第１のクランプ用整流素
子）、 (66)・・第２のクランプ用ダイオード（第２の
クランプ用整流素子）、 (67)・・共振転流回路、 (6
8),(69),(70)・・電流検出器、 (71)・・電流符号検出
器、 (72),(73),(74)・・補正搬送波発生器、 (75)・
・第１のスナバ用コンデンサ、 (76)・・第２のスナバ
用コンデンサ、 (77)・・スナバ用ダイオード（スナバ
用整流素子）、 (78)・・第１の回生用ダイオード（第
１の回生用整流素子）、 (79)・・第１の回生用リアク
トル、 (80)・・第２の回生用ダイオード（第２の回生
用整流素子）、 (81)・・第２の回生用リアクトル、
(82)・・スナバ用コンデンサ、 (83)・・第１の転流用
ＩＧＢＴ（第１の転流用スイッチング素子）、(84)・・
第１の回生用ダイオード（第１の回生用整流素子）、
(85)・・第２の転流用ＩＧＢＴ（第２の転流用スイッチ
ング素子）、 (86)・・第２の回生用ダイオード（第２
の回生用整流素子）、 (87)・・回生用リアクトル、
(88)・・固定パルス信号発生器、 (89),(90),(91)・・
主ゲート信号発生器、 (92),(93),(94)・・主ゲート信
号発生器
電源、 (4),(5),(6)・・交流出力端子（交流端子）、
(7)・・主スイッチング回路、 (8),(9),(10),(11),
(12),(13)・・電力変換用ＩＧＢＴ（主スイッチング素
子）、 (14),(15),(16),(17),(18),(19)・・主ダイオ
ード（主整流素子）、 (20),(21),(22)・・交流リアク
トル、 (23)・・制御回路（制御装置）、 (24),(25),
(26)・・基準電圧発生器、 (27)・・搬送波発生器、
(28)・・比較器、(29),(30),(31)・・主ゲート信号発生
器、 (32)・・共振転流回路、 (33),(34),(35),(36),
(37),(38)・・コンデンサ、 (39),(40),(41)・・転流
用リアクトル、 (42),(43),(44),(45),(46),(47)・・
転流用ＩＧＢＴ（転流用スイッチング素子）、 (48),
(49),(50),(51),(52),(53)・・転流用ダイオード（転流
用整流素子）、 (54),(55)・・入力平滑用コンデン
サ、 (56)・・転流ゲート信号発生器、 (57)・・転流
ブリッジ回路、 (58),(59),(60),(61),(62),(63)・・
転流用ダイオード（転流用整流素子）、 (64)・・転流
用ＩＧＢＴ（転流用スイッチング素子）、 (65)・・第
１のクランプ用ダイオード（第１のクランプ用整流素
子）、 (66)・・第２のクランプ用ダイオード（第２の
クランプ用整流素子）、 (67)・・共振転流回路、 (6
8),(69),(70)・・電流検出器、 (71)・・電流符号検出
器、 (72),(73),(74)・・補正搬送波発生器、 (75)・
・第１のスナバ用コンデンサ、 (76)・・第２のスナバ
用コンデンサ、 (77)・・スナバ用ダイオード（スナバ
用整流素子）、 (78)・・第１の回生用ダイオード（第
１の回生用整流素子）、 (79)・・第１の回生用リアク
トル、 (80)・・第２の回生用ダイオード（第２の回生
用整流素子）、 (81)・・第２の回生用リアクトル、
(82)・・スナバ用コンデンサ、 (83)・・第１の転流用
ＩＧＢＴ（第１の転流用スイッチング素子）、(84)・・
第１の回生用ダイオード（第１の回生用整流素子）、
(85)・・第２の転流用ＩＧＢＴ（第２の転流用スイッチ
ング素子）、 (86)・・第２の回生用ダイオード（第２
の回生用整流素子）、 (87)・・回生用リアクトル、
(88)・・固定パルス信号発生器、 (89),(90),(91)・・
主ゲート信号発生器、 (92),(93),(94)・・主ゲート信
号発生器
Claims (6)
- 【請求項１】 直流端子と交流端子との間に接続される
主スイッチング回路と、該主スイッチング回路の交流端
子側のラインに接続される交流リアクトルとを備え、前
記主スイッチング回路は、橋絡接続された複数対の主ス
イッチング素子と、該複数対の主スイッチング素子の両
主端子間に各々接続される主整流素子とを備え、前記複
数対の主スイッチング素子をオン・オフ制御して直流−
交流又は交流−直流間で電力を変換する電力変換装置に
おいて、 前記複数対の主スイッチング素子の両主端子間に各々接
続されるコンデンサと、前記主スイッチング回路の交流
端子側に接続される転流用リアクトルと、複数の転流用
整流素子を橋絡接続して成り且つ前記転流用リアクトル
に接続される転流ブリッジ回路と、前記各主スイッチン
グ素子のターンオン時にスイッチング動作され且つ前記
転流ブリッジ回路の両出力端子間に接続される転流用ス
イッチング手段と、前記転流ブリッジ回路の一方の出力
端子から前記直流端子の一方に向かって接続される第１
のクランプ用整流素子と、前記直流端子の他方から前記
転流ブリッジ回路の他方の出力端子に向かって接続され
る第２のクランプ用整流素子とを備えたことを特徴とす
る電力変換装置。 - 【請求項２】 前記転流用スイッチング手段の一端に接
続される第１のスナバ用コンデンサと、前記転流用スイ
ッチング手段の他端に接続される第２のスナバ用コンデ
ンサと、前記第１のスナバ用コンデンサと前記第２のス
ナバ用コンデンサとの間に接続されるスナバ用整流素子
と、前記第２のスナバ用コンデンサ及び前記スナバ用整
流素子の接続点から前記直流端子の一方に向かって直列
に接続される第１の回生用整流素子及び第１の回生用リ
アクトルと、前記直流端子の他方から前記第１のスナバ
用コンデンサ及び前記スナバ用整流素子の接続点に向か
って直列に接続される第２の回生用整流素子及び第２の
回生用リアクトルとを備えた請求項１に記載の電力変換
装置。 - 【請求項３】 前記転流用スイッチング手段は、前記転
流ブリッジ回路の両出力端子間に接続されるスナバ用コ
ンデンサと、該スナバ用コンデンサの両端に直列に接続
される第１の転流用スイッチング素子及び第１の回生用
整流素子と、該第１の転流用スイッチング素子及び第１
の回生用整流素子の直列接続回路の両端に直列に接続さ
れる第２の転流用スイッチング素子及び第２の回生用整
流素子と、前記第１の転流用スイッチング素子及び前記
第１の回生用整流素子の接続点と前記第２の転流用スイ
ッチング素子及び前記第２の回生用整流素子の接続点と
の間に接続される回生用リアクトルとを有し、 前記第１及び第２の転流用スイッチング素子は、前記各
主スイッチング素子のターンオン時に同時にスイッチン
グ動作される請求項１に記載の電力変換装置。 - 【請求項４】 前記主スイッチング回路及び前記転流用
スイッチング手段のスイッチング動作を制御する制御装
置を備え、 該制御装置は、最小値から最大値まで比例直線的に上昇
した後に前記最大値から前記最小値まで急激に降下して
リセットする鋸波搬送波を出力する搬送波発生器と、該
搬送波発生器の鋸波搬送波のリセットのタイミングに同
期して前記転流用スイッチング手段のスイッチング動作
を制御する転流ゲート信号発生器と、基準電圧を発生す
る基準電圧発生器と、前記交流端子に流れる電流を検出
する電流検出器と、該電流検出器の検出電流の向きに対
応して電流符号信号を出力する電流符号検出器と、該電
流符号検出器の電流符号信号に対応して前記搬送波発生
器から出力される鋸波搬送波を同相又は逆相にして補正
搬送波を形成する補正搬送波発生器と、該補正搬送波発
生器からの補正搬送波と前記基準電圧発生器からの基準
電圧とを比較する比較器と、該比較器の出力により前記
複数対の主スイッチング素子に主ゲート信号を付与する
主ゲート信号発生器とを備えた請求項１〜３のいずれか
１項に記載の電力変換装置。 - 【請求項５】 前記搬送波発生器の鋸波搬送波のリセッ
トのタイミングに同期してパルス幅一定の固定パルス信
号を出力する固定パルス信号発生器と、 前記電流符号検出器の電流符号信号が第１の出力値のと
き、前記主スイッチング回路の一方側の主スイッチング
素子に対して前記比較器の出力信号を一方の主ゲート信
号として出力すると共に、他方側の主スイッチング素子
に対して前記固定パルス信号発生器の固定パルス信号を
他方の主ゲート信号として出力し、前記電流符号検出器
の電流符号信号が第２の出力値のとき、前記主スイッチ
ング回路の一方側の主スイッチング素子に対して前記固
定パルス信号発生器の固定パルス信号を一方の主ゲート
信号として出力すると共に、他方側の主スイッチング素
子に対して前記比較器の出力信号を他方の主ゲート信号
として出力する主ゲート信号発生器とを備えた請求項４
に記載の電力変換装置の制御装置。 - 【請求項６】 前記搬送波発生器の鋸波搬送波のリセッ
トのタイミングに同期してパルス幅一定の固定パルス信
号を出力する固定パルス信号発生器と、 前記電流符号検出器の電流符号信号が第１の出力値のと
き、前記主スイッチング回路の一方側の主スイッチング
素子に対して前記比較器の出力信号を一方の主ゲート信
号として出力すると共に、前記電流符号信号の中で１つ
だけ電流符号が第１の出力値のときに該当する相の他方
側の主スイッチング素子に対して前記固定パルス信号発
生器の固定パルス信号を他方の主ゲート信号として出力
し、前記電流符号検出器の電流符号信号が第２の出力値
のとき、前記電流符号信号の中で１つだけ電流符号が第
２の出力値のときに前記主スイッチング回路の該当する
相の一方側の主スイッチング素子に対して前記固定パル
ス信号発生器の固定パルス信号を一方の主ゲート信号と
して出力すると共に、他方側の主スイッチング素子に対
して前記比較器の出力信号を他方の主ゲート信号として
出力する主ゲート信号発生器とを備えた請求項４に記載
の電力変換装置の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20363899A JP3377039B2 (ja) | 1999-07-16 | 1999-07-16 | 電力変換装置とその制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20363899A JP3377039B2 (ja) | 1999-07-16 | 1999-07-16 | 電力変換装置とその制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001037245A true JP2001037245A (ja) | 2001-02-09 |
| JP3377039B2 JP3377039B2 (ja) | 2003-02-17 |
Family
ID=16477373
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20363899A Expired - Fee Related JP3377039B2 (ja) | 1999-07-16 | 1999-07-16 | 電力変換装置とその制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3377039B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016208664A (ja) * | 2015-04-22 | 2016-12-08 | 株式会社日本自動車部品総合研究所 | インバータの制御装置 |
| JP2017005941A (ja) * | 2015-06-15 | 2017-01-05 | 株式会社豊田中央研究所 | インバータの制御方法及びインバータ装置 |
-
1999
- 1999-07-16 JP JP20363899A patent/JP3377039B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016208664A (ja) * | 2015-04-22 | 2016-12-08 | 株式会社日本自動車部品総合研究所 | インバータの制御装置 |
| JP2017005941A (ja) * | 2015-06-15 | 2017-01-05 | 株式会社豊田中央研究所 | インバータの制御方法及びインバータ装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3377039B2 (ja) | 2003-02-17 |
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