JP2001016865A - 電流検出機能付き三相インバータ装置 - Google Patents
電流検出機能付き三相インバータ装置Info
- Publication number
- JP2001016865A JP2001016865A JP11185624A JP18562499A JP2001016865A JP 2001016865 A JP2001016865 A JP 2001016865A JP 11185624 A JP11185624 A JP 11185624A JP 18562499 A JP18562499 A JP 18562499A JP 2001016865 A JP2001016865 A JP 2001016865A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase inverter
- current detection
- current
- terminal
- sub
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/72—Electric energy management in electromobility
Landscapes
- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】簡素な回路構成で電力損失が少ない電流検出機
能付き三相インバータ装置を提供すること。 【解決手段】本発明の電流検出機能付き三相インバータ
装置によれば、直流電源７の一端１０と三相インバータ
回路１の直流入力端子の一方８との間に電流検出用の１
チップの半導体スイッチング素子４が介設される。この
半導体スイッチング素子４は、一対の主電極端子の一方
として大型の主端子４ａの他に小型の副端子４ｂをも
つ。半導体スイッチング素子４は、オフ機能を必要とせ
ずその分だけオン抵抗を小さくできるので、この副端子
の電流を電流検出回路５で検出すれば、この検出電流に
所定の係数を掛けることで三相インバータ回路の各半導
体スイッチング素子を流れる電流波形の和だけを低損失
に求めることができる。
能付き三相インバータ装置を提供すること。 【解決手段】本発明の電流検出機能付き三相インバータ
装置によれば、直流電源７の一端１０と三相インバータ
回路１の直流入力端子の一方８との間に電流検出用の１
チップの半導体スイッチング素子４が介設される。この
半導体スイッチング素子４は、一対の主電極端子の一方
として大型の主端子４ａの他に小型の副端子４ｂをも
つ。半導体スイッチング素子４は、オフ機能を必要とせ
ずその分だけオン抵抗を小さくできるので、この副端子
の電流を電流検出回路５で検出すれば、この検出電流に
所定の係数を掛けることで三相インバータ回路の各半導
体スイッチング素子を流れる電流波形の和だけを低損失
に求めることができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流モ−タなどを
駆動制御する三相インバータ装置に関し、特に三相イン
バータ回路の半導体スイッチング素子に流れる電流を検
出する機能を有する電流検出機能付き三相インバータ装
置に関する。
駆動制御する三相インバータ装置に関し、特に三相イン
バータ回路の半導体スイッチング素子に流れる電流を検
出する機能を有する電流検出機能付き三相インバータ装
置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ハイブリッド車や電気自動車の走行モ−
タには構造が簡素で制御性に優れるブラシレスＤＣモ−
タを採用することが一般的であり、車載電池からこのブ
ラシレスＤＣモ−タへ給電するために三相インバータ回
路を用いるのが一般的である。
タには構造が簡素で制御性に優れるブラシレスＤＣモ−
タを採用することが一般的であり、車載電池からこのブ
ラシレスＤＣモ−タへ給電するために三相インバータ回
路を用いるのが一般的である。
【０００３】たとえば走行モ−タ駆動用の三相インバー
タ回路は車両走行状況に応じて一時的または持続的に大
電流が通電制御されることがあり、これにより三相イン
バータ回路の６個の半導体スイッチング素子には特にそ
のオン状態とオフ状態との間の過渡期間において、大き
な電力損失が発生する。
タ回路は車両走行状況に応じて一時的または持続的に大
電流が通電制御されることがあり、これにより三相イン
バータ回路の６個の半導体スイッチング素子には特にそ
のオン状態とオフ状態との間の過渡期間において、大き
な電力損失が発生する。
【０００４】したがって、この種の電流不定の三相イン
バータ回路では、常に半導体スイッチング素子の通電電
流をモニタしてその発熱状況を推定し、その温度が許容
最高温度を超えなように電流制限することが一般に行わ
れる。
バータ回路では、常に半導体スイッチング素子の通電電
流をモニタしてその発熱状況を推定し、その温度が許容
最高温度を超えなように電流制限することが一般に行わ
れる。
【０００５】従来の三相インバータ回路の電流検出技術
として、図５に示す電流センサ法、図６に示す低抵抗
法、図７に示すカレントミラ−法の三種類の方式が知ら
れている。
として、図５に示す電流センサ法、図６に示す低抵抗
法、図７に示すカレントミラ−法の三種類の方式が知ら
れている。
【０００６】図５に示す電流センサ法は、三相インバー
タ回路１の交流出力端と三相交流モ−タ２の電機子コイ
ル端のとの間を接続する３本のケーブル３〜５のうちの
二本にたとえばホ−ル素子を応用した磁電変換式の電流
センサ６、７を近接配置し、三相インバータ回路１が出
力する三相交流電流を検出している。なお、この三相イ
ンバータ回路１において、１ａ〜１ｃは上ア−ム側の半
導体スイッチング素子をなすＩＧＢＴ、１ｄ〜１ｆは下
ア−ム側の半導体スイッチング素子をなすＩＧＢＴ、Ｄ
はこれらＩＧＢＴ１ａ〜１ｆと個別に逆並列接続された
フライホィ−ルダイオ−ドである。
タ回路１の交流出力端と三相交流モ−タ２の電機子コイ
ル端のとの間を接続する３本のケーブル３〜５のうちの
二本にたとえばホ−ル素子を応用した磁電変換式の電流
センサ６、７を近接配置し、三相インバータ回路１が出
力する三相交流電流を検出している。なお、この三相イ
ンバータ回路１において、１ａ〜１ｃは上ア−ム側の半
導体スイッチング素子をなすＩＧＢＴ、１ｄ〜１ｆは下
ア−ム側の半導体スイッチング素子をなすＩＧＢＴ、Ｄ
はこれらＩＧＢＴ１ａ〜１ｆと個別に逆並列接続された
フライホィ−ルダイオ−ドである。
【０００７】図６に示す低抵抗法では、三相インバータ
回路１の低位直流入力端子８とバッテリ（直流電源）９
の低位端１０との間に電流検出用の低抵抗素子１２を設
け、その電位降下を差動増幅器からなる電流検出回路１
３で検出している。
回路１の低位直流入力端子８とバッテリ（直流電源）９
の低位端１０との間に電流検出用の低抵抗素子１２を設
け、その電位降下を差動増幅器からなる電流検出回路１
３で検出している。
【０００８】図７に示すカレントミラ−法では、三相イ
ンバータ回路１の下ア−ム側の三つの半導体スイッチン
グ素子１ｄ、１ｅ、１ｆを、主端子としての主エミッタ
領域１ｇならびに副端子としての副エミッタ領域１ｈを
有してコレクタ電極１ｉおよびゲ−ト電極１ｊが共通接
続されてなるセンサ付きＩＧＢＴ（絶縁ゲ−トバイポ−
ラトランスタ）で構成し、各副エミッタ領域１ｈの電流
を３つの電流検出回路１３ａ、１３ｂ、１３ｃで検出し
ている。
ンバータ回路１の下ア−ム側の三つの半導体スイッチン
グ素子１ｄ、１ｅ、１ｆを、主端子としての主エミッタ
領域１ｇならびに副端子としての副エミッタ領域１ｈを
有してコレクタ電極１ｉおよびゲ−ト電極１ｊが共通接
続されてなるセンサ付きＩＧＢＴ（絶縁ゲ−トバイポ−
ラトランスタ）で構成し、各副エミッタ領域１ｈの電流
を３つの電流検出回路１３ａ、１３ｂ、１３ｃで検出し
ている。
【０００９】なお、図７に示す電流検出回路１３ａ、１
３ｂ、１３ｃは、それぞれバッテリ９の低位端１０と各
副エミッタ領域１ｈとの間に個別に介設されて各副エミ
ッタ領域１ｈに流れる電流を電圧降下に変換する３つの
低抵抗素子ｒと、各低抵抗素子ｒの電圧降下を個別に差
動増幅する３つの差動増幅器ｄａｍｐとからなる。
３ｂ、１３ｃは、それぞれバッテリ９の低位端１０と各
副エミッタ領域１ｈとの間に個別に介設されて各副エミ
ッタ領域１ｈに流れる電流を電圧降下に変換する３つの
低抵抗素子ｒと、各低抵抗素子ｒの電圧降下を個別に差
動増幅する３つの差動増幅器ｄａｍｐとからなる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記説
明した従来の三相インバータ回路の電流検出方式は次に
説明する不具合を有し、その改善が要望されている。
明した従来の三相インバータ回路の電流検出方式は次に
説明する不具合を有し、その改善が要望されている。
【００１１】まず、図５に示す電流センサ方式では、電
流センサが高価であり、その応答が遅いという問題があ
った。また、上述したように放熱上問題となる三相イン
バータ回路１の各半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）
１ａ〜１ｆの電流ではなく、それにフライホィ−ルダイ
オ−ドＤの電流を加えた電流を検出するため、半導体ス
イッチング素子（ＩＧＢＴ）１ａ〜１ｆを流れる電流パ
タ−ンの検出ができないという問題があった。
流センサが高価であり、その応答が遅いという問題があ
った。また、上述したように放熱上問題となる三相イン
バータ回路１の各半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）
１ａ〜１ｆの電流ではなく、それにフライホィ−ルダイ
オ−ドＤの電流を加えた電流を検出するため、半導体ス
イッチング素子（ＩＧＢＴ）１ａ〜１ｆを流れる電流パ
タ−ンの検出ができないという問題があった。
【００１２】次に、図６に示す低抵抗法では、大電流通
電時における電流検出用の低抵抗素子１２の電力損失に
よる効率低下やその放熱が問題となった。また、大パル
ス電流を流した場合にインダクタンスの影響で電流検出
精度が低下するという問題があった。
電時における電流検出用の低抵抗素子１２の電力損失に
よる効率低下やその放熱が問題となった。また、大パル
ス電流を流した場合にインダクタンスの影響で電流検出
精度が低下するという問題があった。
【００１３】最後に、図７に示すカレントミラ−法で
は、電流検出回路を３個設けねばならず、更にその上、
これら３つの電流検出回路の３つの低抵抗素子ｒ、３つ
の差動増幅器ｄａｍｐの電圧増幅率やＤＣオフセット電
圧をそれぞれ一致させる必要があり、回路調整が複雑と
なるという問題があった。
は、電流検出回路を３個設けねばならず、更にその上、
これら３つの電流検出回路の３つの低抵抗素子ｒ、３つ
の差動増幅器ｄａｍｐの電圧増幅率やＤＣオフセット電
圧をそれぞれ一致させる必要があり、回路調整が複雑と
なるという問題があった。
【００１４】本発明は上記問題点に鑑みなされたもので
あり、簡素な回路構成で電力損失が少ない電流検出機能
付き三相インバータ装置を提供することをその解決すべ
き課題としている。
あり、簡素な回路構成で電力損失が少ない電流検出機能
付き三相インバータ装置を提供することをその解決すべ
き課題としている。
【００１５】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の電流検出
機能付き三相インバータ装置によれば、直流電源の一端
と三相インバータ回路の直流入力端子の一方との間に電
流検出用の１チップの半導体スイッチング素子が介設さ
れる。この半導体スイッチング素子は、一対の主電極端
子の一方として大型の主端子の他に小型の副端子をも
ち、半導体スイッチング素子の副端子側の素子部は、主
端子側の素子部に対して同チップ内に同一プロセスで同
一構造で単に形状（サイズ）のみが小型となるように形
成され、これら両素子部は、制御電極が同電位、主電極
端子の他方が同電位、副端子電位がほぼ主端子電位にほ
ぼ等しくされるため、副端子の電流は主端子の電流に対
して比例縮小された値となる。
機能付き三相インバータ装置によれば、直流電源の一端
と三相インバータ回路の直流入力端子の一方との間に電
流検出用の１チップの半導体スイッチング素子が介設さ
れる。この半導体スイッチング素子は、一対の主電極端
子の一方として大型の主端子の他に小型の副端子をも
ち、半導体スイッチング素子の副端子側の素子部は、主
端子側の素子部に対して同チップ内に同一プロセスで同
一構造で単に形状（サイズ）のみが小型となるように形
成され、これら両素子部は、制御電極が同電位、主電極
端子の他方が同電位、副端子電位がほぼ主端子電位にほ
ぼ等しくされるため、副端子の電流は主端子の電流に対
して比例縮小された値となる。
【００１６】このため、この副端子の電流を電流検出回
路で検出すれば、この電流に所定の係数を掛けることで
三相インバータ回路の半導体スイッチング素子を流れる
電流波形だけを求めることができる。
路で検出すれば、この電流に所定の係数を掛けることで
三相インバータ回路の半導体スイッチング素子を流れる
電流波形だけを求めることができる。
【００１７】なお、三相インバータ回路がモ−タのごと
き誘導負荷に給電する場合にこの三相インバータ回路の
半導体スイッチング素子を遮断した場合に、この遮断さ
れた半導体スイッチング素子と逆並列に接続されるダイ
オ−ドに流れる電流は、上記電流検出用の半導体スイッ
チング素子を流れないので、この電流検出用の半導体ス
イッチング素子は三相インバータ回路の半導体スイッチ
ング素子を流れる電流だけを検出することができる。
き誘導負荷に給電する場合にこの三相インバータ回路の
半導体スイッチング素子を遮断した場合に、この遮断さ
れた半導体スイッチング素子と逆並列に接続されるダイ
オ−ドに流れる電流は、上記電流検出用の半導体スイッ
チング素子を流れないので、この電流検出用の半導体ス
イッチング素子は三相インバータ回路の半導体スイッチ
ング素子を流れる電流だけを検出することができる。
【００１８】また、三相インバータ回路では、三相負荷
の各相負荷インピ−ダンスが等しく形成されるため、各
相の電流は上記電流検出回路で求めた電流に所定の係数
を掛けて求めることができる。
の各相負荷インピ−ダンスが等しく形成されるため、各
相の電流は上記電流検出回路で求めた電流に所定の係数
を掛けて求めることができる。
【００１９】更に、この実施例では、電流検出用の半導
体スイッチング素子は、常時（少なくとも三相インバー
タ回路の動作期間中）、導通状態とされているので、そ
の一対の主電極端子間の高抵抗（空乏層）耐圧領域の幅
をほとんど０とすることができ、それによる両主電極端
子間のオン抵抗を大幅に低減することができ、この電流
検出用の半導体スイッチング素子の電力損失や発熱問題
を改善することができる。
体スイッチング素子は、常時（少なくとも三相インバー
タ回路の動作期間中）、導通状態とされているので、そ
の一対の主電極端子間の高抵抗（空乏層）耐圧領域の幅
をほとんど０とすることができ、それによる両主電極端
子間のオン抵抗を大幅に低減することができ、この電流
検出用の半導体スイッチング素子の電力損失や発熱問題
を改善することができる。
【００２０】結局、本構成によれば、回路構成の複雑化
を抑止しつつ電力損失が少ない電流検出機能付き三相イ
ンバータ装置を提供することができる。
を抑止しつつ電力損失が少ない電流検出機能付き三相イ
ンバータ装置を提供することができる。
【００２１】請求項２記載の構成によれば請求項１記載
の電流検出機能付き三相インバータ装置において更に、
この電流検出用の半導体スイッチング素子の一対の主電
極端子間の耐圧は、直流電源の電位差の半分以下とされ
るので、電流検出用の半導体スイッチング素子の無駄な
抵抗損失とその放熱問題を改善することができる。
の電流検出機能付き三相インバータ装置において更に、
この電流検出用の半導体スイッチング素子の一対の主電
極端子間の耐圧は、直流電源の電位差の半分以下とされ
るので、電流検出用の半導体スイッチング素子の無駄な
抵抗損失とその放熱問題を改善することができる。
【００２２】請求項３記載の構成によれば請求項１また
は２記載の電流検出機能付き三相インバータ装置におい
て更に、電流検出用の半導体スイッチング素子としてセ
ンサ付きＦＥＴ（電界効果トランスタ）が採用される。
このようにすれば、このＦＥＴたとえばＭＯＳＦＥＴの
大幅な抵抗損失低減と発熱低減を実現することができ
る。なお、このＭＯＳＦＥＴとしてはラテラルまたは縦
型のどちらでもよいが、遮断時に空乏するドレイン耐圧
領域を省略し、チャンネル領域もノ−マリ−オンするデ
プレッション型としてオン抵抗をできるだけ小さくする
ことが好ましい。
は２記載の電流検出機能付き三相インバータ装置におい
て更に、電流検出用の半導体スイッチング素子としてセ
ンサ付きＦＥＴ（電界効果トランスタ）が採用される。
このようにすれば、このＦＥＴたとえばＭＯＳＦＥＴの
大幅な抵抗損失低減と発熱低減を実現することができ
る。なお、このＭＯＳＦＥＴとしてはラテラルまたは縦
型のどちらでもよいが、遮断時に空乏するドレイン耐圧
領域を省略し、チャンネル領域もノ−マリ−オンするデ
プレッション型としてオン抵抗をできるだけ小さくする
ことが好ましい。
【００２３】請求項４記載の構成によれば請求項１また
は２記載の電流検出機能付き三相インバータ装置におい
て更に、電流検出用の半導体スイッチング素子としてセ
ンサ付きＩＧＢＴが採用される。このようにすれば、こ
のＩＧＢＴの大幅な抵抗損失低減と発熱低減を実現する
ことができる。なお、このＩＧＢＴのＭＯＳＦＥＴ部分
を上述のようにデプレッション型とすることができ、ま
た、そのバイポ−ラ部分のコレクタ耐圧領域を省略し、
べ−ス幅を縮小することが好ましい。
は２記載の電流検出機能付き三相インバータ装置におい
て更に、電流検出用の半導体スイッチング素子としてセ
ンサ付きＩＧＢＴが採用される。このようにすれば、こ
のＩＧＢＴの大幅な抵抗損失低減と発熱低減を実現する
ことができる。なお、このＩＧＢＴのＭＯＳＦＥＴ部分
を上述のようにデプレッション型とすることができ、ま
た、そのバイポ−ラ部分のコレクタ耐圧領域を省略し、
べ−ス幅を縮小することが好ましい。
【００２４】請求項５記載の電流検出機能付き三相イン
バータ装置によれば、三相インバータ回路の一方のア−
ムのすべての半導体スイッチング素子は、主端子として
の主エミッタ領域ならびに副端子としての副エミッタ領
域を有するいわゆるセンサ付きＩＧＢＴ（絶縁ゲ−トバ
イポ−ラトランスタ）により構成され、更に、単一の電
流検出回路がすべての上記センサ付きＩＧＢＴの副端子
に流れる電流の合計を検出する。
バータ装置によれば、三相インバータ回路の一方のア−
ムのすべての半導体スイッチング素子は、主端子として
の主エミッタ領域ならびに副端子としての副エミッタ領
域を有するいわゆるセンサ付きＩＧＢＴ（絶縁ゲ−トバ
イポ−ラトランスタ）により構成され、更に、単一の電
流検出回路がすべての上記センサ付きＩＧＢＴの副端子
に流れる電流の合計を検出する。
【００２５】このようにすれば、電流検出回路は、各相
の半導体スイッチング素子を通じて流れる電流の合計に
ほぼ比例する電流を簡単な回路構成で一挙に検出するこ
とができ、電流検出回路の構成を簡素化することがで
き、電流検出に伴う電力損失や発熱も低抵抗素子検出方
式に比較して大幅に低減することができる。
の半導体スイッチング素子を通じて流れる電流の合計に
ほぼ比例する電流を簡単な回路構成で一挙に検出するこ
とができ、電流検出回路の構成を簡素化することがで
き、電流検出に伴う電力損失や発熱も低抵抗素子検出方
式に比較して大幅に低減することができる。
【００２６】更に、従来のように各相の副端子付きの半
導体スイッチング素子の電流を個別に電流検出する場合
に比較して、各電流検出回路ごとのばらつきを補償する
必要がないので、精度を低下することなく回路構成を一
層簡素化することができる。
導体スイッチング素子の電流を個別に電流検出する場合
に比較して、各電流検出回路ごとのばらつきを補償する
必要がないので、精度を低下することなく回路構成を一
層簡素化することができる。
【００２７】なお、上述したように三相インバータ回路
では負荷の各相がばらつきを無視して等しい負荷インピ
−ダンスをもつ場合には、各相電流の大きさは本質的に
等しいので、この単一の電流検出回路で求めた電流に所
定の係数を掛けることにより三相インバータ回路の各半
導体スイッチング素子に流れる電流を容易に推定するこ
とができる。
では負荷の各相がばらつきを無視して等しい負荷インピ
−ダンスをもつ場合には、各相電流の大きさは本質的に
等しいので、この単一の電流検出回路で求めた電流に所
定の係数を掛けることにより三相インバータ回路の各半
導体スイッチング素子に流れる電流を容易に推定するこ
とができる。
【００２８】
【発明の実施の形態】本発明の電流検出機能付き三相イ
ンバータ装置の好適な態様として、電気自動車用走行モ
−タ駆動装置を以下の実施例を参照して説明する。
ンバータ装置の好適な態様として、電気自動車用走行モ
−タ駆動装置を以下の実施例を参照して説明する。
【００２９】
【実施例１】実施例１の電気自動車用走行モ−タ駆動装
置１００を図１に示すブロック図を参照して以下に説明
する。
置１００を図１に示すブロック図を参照して以下に説明
する。
【００３０】１は三相インバータ回路、２は電気自動車
用走行モ−タ（以下、単にモ−タともいう）、３はイン
バ−タ制御回路、４はセンサ付きＦＥＴ、５は電流検出
回路、６は平滑コンデンサ、７は定格２８８Ｖのバッテ
リであり、三相インバータ回路１、センサ付きＦＥＴ
４、電流検出回路５は、本発明でいう電流検出機能付き
三相インバータ装置を構成している。
用走行モ−タ（以下、単にモ−タともいう）、３はイン
バ−タ制御回路、４はセンサ付きＦＥＴ、５は電流検出
回路、６は平滑コンデンサ、７は定格２８８Ｖのバッテ
リであり、三相インバータ回路１、センサ付きＦＥＴ
４、電流検出回路５は、本発明でいう電流検出機能付き
三相インバータ装置を構成している。
【００３１】三相インバータ回路１において、１ａ〜１
ｃは上ア−ム側の半導体スイッチング素子をなすＩＧＢ
Ｔ、１ｄ〜１ｆは下ア−ム側の半導体スイッチング素子
をなすＩＧＢＴ、ＤはこれらＩＧＢＴ１ａ〜１ｆと個別
に逆並列接続された６個のフライホィ−ルダイオ−ドで
ある。
ｃは上ア−ム側の半導体スイッチング素子をなすＩＧＢ
Ｔ、１ｄ〜１ｆは下ア−ム側の半導体スイッチング素子
をなすＩＧＢＴ、ＤはこれらＩＧＢＴ１ａ〜１ｆと個別
に逆並列接続された６個のフライホィ−ルダイオ−ドで
ある。
【００３２】モ−タ２は、三相ブラシレスＤＣモ−タで
あって、その三相電機子コイル（図示せず）は、三相イ
ンバータ回路１の三つの交流出力端から三相電流ＩＵ、
ＩＶ、ＩＷを供給されている。
あって、その三相電機子コイル（図示せず）は、三相イ
ンバータ回路１の三つの交流出力端から三相電流ＩＵ、
ＩＶ、ＩＷを供給されている。
【００３３】インバ−タ制御回路３は、電流検出回路５
の他、図示しない所定のセンサからの信号および外部か
らの指令に基づいて三相インバータ回路１の各ＩＧＢＴ
１ａ〜１ｆをスィッチング制御してモ−タ２を駆動制御
する。三相インバータ回路１の各部電圧波形を図２に示
す。
の他、図示しない所定のセンサからの信号および外部か
らの指令に基づいて三相インバータ回路１の各ＩＧＢＴ
１ａ〜１ｆをスィッチング制御してモ−タ２を駆動制御
する。三相インバータ回路１の各部電圧波形を図２に示
す。
【００３４】三相インバータ回路１およびインバ−タ制
御回路３を用いたモ−タ２の駆動制御については、周知
であるので説明は省略する。
御回路３を用いたモ−タ２の駆動制御については、周知
であるので説明は省略する。
【００３５】センサ付きＦＥＴ４は、１チップＭＯＳト
ランジスタからなり、そのゲ−ト電極には、図示しない
定電圧電源から常にオン電圧（５Ｖ）が印加され、内部
に主ＭＯＳトランジスタ部と副ＭＯＳトランジスタ部が
形成され、それらのドレイン電極は共通とされて三相イ
ンバータ回路１の低位直流入力端子８に接続される。主
ＭＯＳトランジスタ部及び副ＭＯＳトランジスタ部のソ
ース領域は別々に作られ、主ＭＯＳトランジスタ部のソ
ース領域からなる主端子４ａを通じてバッテリ７の低位
端１０、並びに、電流検出回路５の一つの入力端に接続
され、副ＭＯＳトランジスタ部のソース領域からなる副
端子４ｂは電流検出回路５のもう一つの入力端に接続さ
れている。この実施例では、センサ付きＦＥＴ４は低耐
圧低チャンネル抵抗値のＭＯＳＦＥＴで構成され、三相
インバータ回路１の動作中は常時オンされる。
ランジスタからなり、そのゲ−ト電極には、図示しない
定電圧電源から常にオン電圧（５Ｖ）が印加され、内部
に主ＭＯＳトランジスタ部と副ＭＯＳトランジスタ部が
形成され、それらのドレイン電極は共通とされて三相イ
ンバータ回路１の低位直流入力端子８に接続される。主
ＭＯＳトランジスタ部及び副ＭＯＳトランジスタ部のソ
ース領域は別々に作られ、主ＭＯＳトランジスタ部のソ
ース領域からなる主端子４ａを通じてバッテリ７の低位
端１０、並びに、電流検出回路５の一つの入力端に接続
され、副ＭＯＳトランジスタ部のソース領域からなる副
端子４ｂは電流検出回路５のもう一つの入力端に接続さ
れている。この実施例では、センサ付きＦＥＴ４は低耐
圧低チャンネル抵抗値のＭＯＳＦＥＴで構成され、三相
インバータ回路１の動作中は常時オンされる。
【００３６】電流検出回路５は、副端子４ｂに電子を供
給するとともにこの電子電流を検出する構成となってい
る。この種の電流検出回路としてはたとえば図３に示す
電流検出回路を用いてもよいし、オペアンプなどを用い
たその他の公知の電流検出回路を用いてもよい。
給するとともにこの電子電流を検出する構成となってい
る。この種の電流検出回路としてはたとえば図３に示す
電流検出回路を用いてもよいし、オペアンプなどを用い
たその他の公知の電流検出回路を用いてもよい。
【００３７】このオペアンプを用いた電流検出回路の一
例としてボルテージホロワ回路を用いた例を以下に説明
する。
例としてボルテージホロワ回路を用いた例を以下に説明
する。
【００３８】オペアンプの−入力端が副端子４ｂに、そ
の＋入力端子が主端子４ａに接続され、オペアンプの出
力端は所定の抵抗値の負荷抵抗を通じて定電圧電源から
所定の定電圧を給電される。また、オペアンプの出力端
は、所定の抵抗値のフィードバック抵抗を通じて副端子
４ｂ側の−入力端に接続されてネガティブフィードバッ
クを掛けて副端子４ｂに上記電子電流を供給する。
の＋入力端子が主端子４ａに接続され、オペアンプの出
力端は所定の抵抗値の負荷抵抗を通じて定電圧電源から
所定の定電圧を給電される。また、オペアンプの出力端
は、所定の抵抗値のフィードバック抵抗を通じて副端子
４ｂ側の−入力端に接続されてネガティブフィードバッ
クを掛けて副端子４ｂに上記電子電流を供給する。
【００３９】このようにすれば、副端子４ｂと主端子４
ａとの電位差はほぼ０となるとともに、副端子４ｂが要
求する電子電流に比例した信号電圧が上記負荷抵抗の両
端に現れるので、これを電流増幅するなどしてインバ−
タ制御回路３に出力し、インバ−タ制御回路３は入力さ
れたそれに基づいて三相インバータ回路１とバッテリ７
との間の授受電流を検出する。
ａとの電位差はほぼ０となるとともに、副端子４ｂが要
求する電子電流に比例した信号電圧が上記負荷抵抗の両
端に現れるので、これを電流増幅するなどしてインバ−
タ制御回路３に出力し、インバ−タ制御回路３は入力さ
れたそれに基づいて三相インバータ回路１とバッテリ７
との間の授受電流を検出する。
【００４０】（実施例効果）以上説明したこの実施例に
よれば、センサ付きＦＥＴ４の副端子電流を電流検出回
路５で検出することにより、三相インバータ回路８とバ
ッテリ７の低位端との間を流れる電流の大部分を従来の
電流検出用の抵抗素子を介することなく流すことがで
き、その抵抗損失や発熱を低減することができる。
よれば、センサ付きＦＥＴ４の副端子電流を電流検出回
路５で検出することにより、三相インバータ回路８とバ
ッテリ７の低位端との間を流れる電流の大部分を従来の
電流検出用の抵抗素子を介することなく流すことがで
き、その抵抗損失や発熱を低減することができる。
【００４１】なお、上記実施例でも、センサ付きＦＥＴ
４のチャンネル抵抗により電圧降下は生じるが、この電
圧降下は、センサ付きＦＥＴ４が低耐圧低チャンネル抵
抗のＭＯＳＦＥＴで構成され、かつそれは電流検出用の
電圧降下を必要としないので、上記した従来の電流検出
用の抵抗素子に比較して格段に低抵抗化することがで
き、その抵抗損失や発熱を低減することができる。
４のチャンネル抵抗により電圧降下は生じるが、この電
圧降下は、センサ付きＦＥＴ４が低耐圧低チャンネル抵
抗のＭＯＳＦＥＴで構成され、かつそれは電流検出用の
電圧降下を必要としないので、上記した従来の電流検出
用の抵抗素子に比較して格段に低抵抗化することがで
き、その抵抗損失や発熱を低減することができる。
【００４２】なお、上記実施例では、センサ付きＦＥＴ
４のチャンネル抵抗低減のために、低耐圧（ここではデ
プレッション型）のＭＯＳＦＥＴとされるが、エンハン
スメント型のＭＯＳＦＥＴを採用することもでき、接合
ゲ−ト型ＦＥＴを採用してもよい。
４のチャンネル抵抗低減のために、低耐圧（ここではデ
プレッション型）のＭＯＳＦＥＴとされるが、エンハン
スメント型のＭＯＳＦＥＴを採用することもでき、接合
ゲ−ト型ＦＥＴを採用してもよい。
【００４３】センサ付きＦＥＴ４は三相インバータ回路
１の高位直流入力端子とバッテリ７の高位端との間に設
けてもよい。電流検出回路５としては、公知の任意の電
流検出回路を採用することができる。
１の高位直流入力端子とバッテリ７の高位端との間に設
けてもよい。電流検出回路５としては、公知の任意の電
流検出回路を採用することができる。
【００４４】
【実施例２】実施例２の電気自動車用走行モ−タ駆動装
置１０１を図３に示すブロック図を参照して以下に説明
する。
置１０１を図３に示すブロック図を参照して以下に説明
する。
【００４５】図３に示すこの実施例の装置は、図１に示
す実施例１の装置におけるＮＭＯＳＴセンサ付きＦＥＴ
４をセンサ付きＩＧＢＴ４１に置換したものである。
す実施例１の装置におけるＮＭＯＳＴセンサ付きＦＥＴ
４をセンサ付きＩＧＢＴ４１に置換したものである。
【００４６】センサ付きＩＧＢＴ４１は、マルチセル形
式の１チップＩＧＢＴからなり、各セルにはそれぞれ１
個のＩＧＢＴが形成される。すべてのＩＧＢＴのゲ−ト
電極には、図示しない定電圧電源から常にオン電圧（５
Ｖ）が印加され、すべてのセルのＩＧＢＴのコレクタ領
域は三相インバータ回路１の低位直流入力端子８に接続
されている。大多数のセルのエミッタ領域は主端子４１
ａを通じてバッテリ７の低位端１０に接続され、１個ま
たはごく一部のセルのエミッタ領域は副端子４１ｂを通
じて電流検出回路５の一つの入力端に接続され、電流検
出回路５の他の入力端はバッテリ７の低位端１０に接続
されている。
式の１チップＩＧＢＴからなり、各セルにはそれぞれ１
個のＩＧＢＴが形成される。すべてのＩＧＢＴのゲ−ト
電極には、図示しない定電圧電源から常にオン電圧（５
Ｖ）が印加され、すべてのセルのＩＧＢＴのコレクタ領
域は三相インバータ回路１の低位直流入力端子８に接続
されている。大多数のセルのエミッタ領域は主端子４１
ａを通じてバッテリ７の低位端１０に接続され、１個ま
たはごく一部のセルのエミッタ領域は副端子４１ｂを通
じて電流検出回路５の一つの入力端に接続され、電流検
出回路５の他の入力端はバッテリ７の低位端１０に接続
されている。
【００４７】すなわち、このセンサ付きＩＧＢＴ４１
は、大多数のセルから構成されてエミッタ電極端子が本
発明で言う主端子４１ａに接続される主ＩＧＢＴと、ご
く一部のセルから構成されてエミッタ領域が本発明で言
う副端子４１ｂに接続される副ＩＧＢＴとを有する。
は、大多数のセルから構成されてエミッタ電極端子が本
発明で言う主端子４１ａに接続される主ＩＧＢＴと、ご
く一部のセルから構成されてエミッタ領域が本発明で言
う副端子４１ｂに接続される副ＩＧＢＴとを有する。
【００４８】特に、この実施例では、センサ付きＩＧＢ
Ｔ４１は低耐圧構造に形成され、三相インバータ回路１
の動作中は常時オンされる。
Ｔ４１は低耐圧構造に形成され、三相インバータ回路１
の動作中は常時オンされる。
【００４９】このようにすれば、ＩＧＢＴのバイポ−ラ
増幅機能により、センサ付きＩＧＢＴ４１のオン抵抗を
一層低減してその損失および発熱を低減することができ
る。
増幅機能により、センサ付きＩＧＢＴ４１のオン抵抗を
一層低減してその損失および発熱を低減することができ
る。
【００５０】なお、図３において、電流検出回路５は、
主端子４１ａと副端子４１ｂとの間の電位差を検出する
電流検出抵抗５ａと、この電流検出抵抗５ａの両端の電
位差を検出するオペアンプ回路５ｂとを有する。
主端子４１ａと副端子４１ｂとの間の電位差を検出する
電流検出抵抗５ａと、この電流検出抵抗５ａの両端の電
位差を検出するオペアンプ回路５ｂとを有する。
【００５１】
【実施例３】実施例２の電気自動車用走行モ−タ駆動装
置１０２を図４に示すブロック図を参照して以下に説明
する。
置１０２を図４に示すブロック図を参照して以下に説明
する。
【００５２】図４に示すこの実施例の装置は、図３に示
す実施例２の装置におけるセンサ付きＩＧＢＴ４１を省
略し、その代わりとして、図３に示す三相インバータ回
路１の下ア−ム側のＩＧＢＴ１ｄ、１ｅ、１ｆをそれぞ
れ、センサ付きＩＧＢＴ１ｄ’、１ｅ’、１ｆ’に置換
したものである。
す実施例２の装置におけるセンサ付きＩＧＢＴ４１を省
略し、その代わりとして、図３に示す三相インバータ回
路１の下ア−ム側のＩＧＢＴ１ｄ、１ｅ、１ｆをそれぞ
れ、センサ付きＩＧＢＴ１ｄ’、１ｅ’、１ｆ’に置換
したものである。
【００５３】これらセンサ付きＩＧＢＴ１ｄ’、１
ｅ’、１ｆ’の構造自体は実施例２のセンサ付きＩＧＢ
Ｔ４１と同じであり、その副端子４１ｂには、その主端
子４１ａの電流をほぼ比例縮小した電流が流れる。
ｅ’、１ｆ’の構造自体は実施例２のセンサ付きＩＧＢ
Ｔ４１と同じであり、その副端子４１ｂには、その主端
子４１ａの電流をほぼ比例縮小した電流が流れる。
【００５４】この実施例では、各センサ付きＩＧＢＴ１
ｄ’、１ｅ’、１ｆ’の副端子４１ｂは、実施例２に示
すセンサ付きＩＧＢＴ４１の副端子４１ｂと同じように
電流検出回路５の一つの入力端に接続され、この実施例
の電流検出回路５は実施例２の電流検出回路５と同じ回
路構成を有している。
ｄ’、１ｅ’、１ｆ’の副端子４１ｂは、実施例２に示
すセンサ付きＩＧＢＴ４１の副端子４１ｂと同じように
電流検出回路５の一つの入力端に接続され、この実施例
の電流検出回路５は実施例２の電流検出回路５と同じ回
路構成を有している。
【００５５】したがって、上記説明したこの実施例の単
一の電流検出回路５は、三相インバータ回路１の下ア−
ム側の三つの半導体スイッチング素子１ｄ、１ｅ、１ｆ
の副端子それぞれの電流の合計を検出することができ、
この検出した電流を、センサ付きＩＧＢＴ１ｄ’、１
ｅ’、１ｆ’の主端子電流と副端子電流との比率を掛け
て主端子電流を求め、副端子電流と主端子電流の合計と
して三相インバータ回路１の電流とすることができる。
一の電流検出回路５は、三相インバータ回路１の下ア−
ム側の三つの半導体スイッチング素子１ｄ、１ｅ、１ｆ
の副端子それぞれの電流の合計を検出することができ、
この検出した電流を、センサ付きＩＧＢＴ１ｄ’、１
ｅ’、１ｆ’の主端子電流と副端子電流との比率を掛け
て主端子電流を求め、副端子電流と主端子電流の合計と
して三相インバータ回路１の電流とすることができる。
【００５６】以上説明したこの実施例によれば、図７に
示す従来の電流検出方式に比較して、簡素な回路構成で
三相インバータ回路１のＩＧＢＴ電流の合計を検出でき
るとともに、図７に示す各電流検出回路ごとのばらつき
を補償する必要がないので、精度を低下することなく回
路構成を一層簡素化することができる。
示す従来の電流検出方式に比較して、簡素な回路構成で
三相インバータ回路１のＩＧＢＴ電流の合計を検出でき
るとともに、図７に示す各電流検出回路ごとのばらつき
を補償する必要がないので、精度を低下することなく回
路構成を一層簡素化することができる。
【図１】本発明の電流検出機能付き三相インバータ装置
の一例を示す回路図である。
の一例を示す回路図である。
【図２】本発明の電流検出機能付き三相インバータ装置
の一例を示す回路図である。
の一例を示す回路図である。
【図３】本発明の電流検出機能付き三相インバータ装置
の他例を示す回路図である。
の他例を示す回路図である。
【図４】本発明の電流検出機能付き三相インバータ装置
の他例を示す回路図である。
の他例を示す回路図である。
【図５】従来の電流検出機能付き三相インバータ装置の
一例を示す回路図である。
一例を示す回路図である。
【図６】従来の電流検出機能付き三相インバータ装置の
他例を示す回路図である。
他例を示す回路図である。
【図７】従来の電流検出機能付き三相インバータ装置の
他例を示す回路図である。
他例を示す回路図である。
１は三相インバータ回路、１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄ、１
ｅ、１ｆはＩＧＢＴ、１ｄ’、１ｅ’、１ｆ’４はセン
サ付きＩＧＢＴ、５は電流検出回路、７はバッテリ（直
流電源）、４ａ、４１ａは主端子、４ｂ、４１ｂは副端
子
ｅ、１ｆはＩＧＢＴ、１ｄ’、１ｅ’、１ｆ’４はセン
サ付きＩＧＢＴ、５は電流検出回路、７はバッテリ（直
流電源）、４ａ、４１ａは主端子、４ｂ、４１ｂは副端
子
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H007 AA05 AA06 AA17 BB06 CA01 CB05 CC23 DA05 DB01 DC02 EA02 FA03 5H115 PA00 PA08 PA11 PC06 PG04 PI13 PI29 PU01 PU08 PV09 PV23 PV24 PV29 QN09 TO12 TU02 5H576 AA15 AA20 BB02 CC02 DD05 DD10 GG04 HA03 HA04 HB02 LL22
Claims (5)
- 【請求項１】直流電源の両端から自己の一対の直流入力
端子間に印加される直流電圧を三相交流電圧に変換して
出力する三相インバータ回路、主電極端子の一方として
大型の主端子の他に小型の副端子を有して前記直流電源
の一端と前記三相インバータ回路の直流入力端子の一方
との間に介設される１チップの電流検出用の半導体スイ
ッチング素子、および、前記副端子に流れる電流を検出
する電流検出回路を備え、 前記電流検出用の半導体スイッチング素子は、少なくと
も前記三相インバータ回路の動作期間中、常時導通状態
とされることを特徴とする電流検出機能付き三相インバ
ータ装置。 - 【請求項２】請求項１記載の電流検出機能付き三相イン
バータ装置において、 前記電流検出用の半導体スイッチング素子の一対の主電
極端子間の耐圧は、前記直流電源の電位差の半分以下に
設定されることを特徴とする電流検出機能付き三相イン
バータ装置。 - 【請求項３】請求項１または２記載の電流検出機能付き
三相インバータ装置において、 前記電流検出用の半導体スイッチング素子は、前記主端
子としての主ソ−ス領域と前記副端子としての副ソ−ス
領域とを有してドレイン電極および制御電極が共通接続
されてなるセンサ付きＦＥＴ（電界効果トランスタ）か
らなることを特徴とする電流検出機能付き三相インバー
タ装置。 - 【請求項４】請求項１または２記載の電流検出機能付き
三相インバータ装置において、 前記電流検出用の半導体スイッチング素子は、前記主端
子としての主エミッタ領域ならびに前記副端子としての
副エミッタ領域を有してコレクタ電極およびゲ−ト電極
が共通接続されてなるセンサ付きＩＧＢＴ（絶縁ゲ−ト
バイポ−ラトランスタ）からなることを特徴とする電流
検出機能付き三相インバータ装置。 - 【請求項５】直流電源の両端から一対の直流入力端子間
に印加される直流電圧を三相交流電圧に変換して出力す
る三相インバータ回路、および、前記直流電源から前記
三相インバータ回路へ給電する電流を検出する電流検出
回路を備え、 前記三相インバータ回路の一方のア−ムのすべての半導
体スイッチング素子は、前記主端子としての主エミッタ
領域ならびに前記副端子としての副エミッタ領域を有し
てコレクタ電極およびゲ−ト電極が共通接続されるセン
サ付きＩＧＢＴ（絶縁ゲ−トバイポ−ラトランスタ）か
らなり、 前記電流検出回路は、前記三相インバータ回路の一方の
ア−ムのすべての前記半導体スイッチング素子の前記副
エミッタ領域に流れる電流の合計を検出する単一の電流
検出回路からなることを特徴とする電流検出機能付き三
相インバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11185624A JP2001016865A (ja) | 1999-06-30 | 1999-06-30 | 電流検出機能付き三相インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11185624A JP2001016865A (ja) | 1999-06-30 | 1999-06-30 | 電流検出機能付き三相インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001016865A true JP2001016865A (ja) | 2001-01-19 |
Family
ID=16174055
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11185624A Pending JP2001016865A (ja) | 1999-06-30 | 1999-06-30 | 電流検出機能付き三相インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001016865A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6788088B2 (en) | 2002-04-01 | 2004-09-07 | Nissan Motor Co., Ltd. | Semiconductor device equipped with current detection function |
| JP2004312955A (ja) * | 2003-04-10 | 2004-11-04 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 過電流検出回路およびモータ駆動装置 |
| JP2005343429A (ja) * | 2004-06-07 | 2005-12-15 | Macgregor Kayaba Ltd | ハッチカバー開閉装置 |
| KR101179128B1 (ko) * | 2010-12-21 | 2012-09-07 | 전자부품연구원 | 단락전류 검출서킷 |
| WO2014034237A1 (ja) * | 2012-08-31 | 2014-03-06 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 電流検出回路及びそれを用いた電流制御装置 |
| EP3300243A1 (en) * | 2016-09-22 | 2018-03-28 | Celeroton AG | Converter and method for operating a converter |
| JP2021192575A (ja) * | 2020-06-05 | 2021-12-16 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
-
1999
- 1999-06-30 JP JP11185624A patent/JP2001016865A/ja active Pending
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6788088B2 (en) | 2002-04-01 | 2004-09-07 | Nissan Motor Co., Ltd. | Semiconductor device equipped with current detection function |
| JP2004312955A (ja) * | 2003-04-10 | 2004-11-04 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 過電流検出回路およびモータ駆動装置 |
| JP2005343429A (ja) * | 2004-06-07 | 2005-12-15 | Macgregor Kayaba Ltd | ハッチカバー開閉装置 |
| KR101179128B1 (ko) * | 2010-12-21 | 2012-09-07 | 전자부품연구원 | 단락전류 검출서킷 |
| WO2014034237A1 (ja) * | 2012-08-31 | 2014-03-06 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 電流検出回路及びそれを用いた電流制御装置 |
| JP2014049975A (ja) * | 2012-08-31 | 2014-03-17 | Hitachi Automotive Systems Ltd | 電流検出回路及びそれを用いた電流制御装置 |
| EP3300243A1 (en) * | 2016-09-22 | 2018-03-28 | Celeroton AG | Converter and method for operating a converter |
| WO2018054942A1 (en) * | 2016-09-22 | 2018-03-29 | Celeroton Ag | Converter and method for operating a converter |
| US10707780B2 (en) | 2016-09-22 | 2020-07-07 | Celeroton Ag | Converter and method for operating a converter |
| EP3516762B1 (en) * | 2016-09-22 | 2020-10-28 | Celeroton AG | Converter and method for operating a converter |
| JP2021192575A (ja) * | 2020-06-05 | 2021-12-16 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JP7472663B2 (ja) | 2020-06-05 | 2024-04-23 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US10033378B2 (en) | Apparatus and method for solid state power control of current load | |
| US20170294911A1 (en) | Methods and systems for operating hybrid power devices using driver circuits that perform indirect instantaneous load current sensing using stored i-v characteristics | |
| US10038380B2 (en) | Apparatus for controlling insulating gate-type semiconductor element, and power conversion apparatus using apparatus for controlling insulating gate-type semiconductor element | |
| JP5518004B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| US9513318B2 (en) | Current or voltage sensing | |
| US20130038140A1 (en) | Switching circuit | |
| JP2002204581A (ja) | 電力用半導体モジュール | |
| US9252137B2 (en) | Semiconductor substrate and semiconductor chip | |
| JP2011223309A (ja) | 電流双方向検出機能付き負荷駆動回路 | |
| WO2001022584A1 (fr) | Circuit anti-surtension pour semi-conducteur de puissance | |
| US6909620B2 (en) | Inverter configurations with shoot-through immunity | |
| WO2015015721A1 (ja) | 半導体装置、および電力変換装置 | |
| JP2017146154A (ja) | 電流検出装置および半導体装置 | |
| JP2000083371A (ja) | 電力変換器におけるゲート駆動回路 | |
| JP2001078435A (ja) | 電流制御型半導体スイッチング素子を使用した電力変換装置におけるスイッチング素子の駆動装置 | |
| JP7002431B2 (ja) | 半導体装置 | |
| US20190273493A1 (en) | Switching of paralleled reverse conducting igbt and wide bandgap switch | |
| JP2001016865A (ja) | 電流検出機能付き三相インバータ装置 | |
| US10158356B2 (en) | Switch device | |
| JP2009296846A (ja) | 車両用インバータ装置 | |
| US20160133734A1 (en) | Gated thyristor power device | |
| Lüdecke et al. | Balancing unequal temperature distributions of parallel-connected SiC MOSFETs using an intelligent gate driver | |
| JP7001558B2 (ja) | 電力変換装置及び電力変換装置における電流制御方法 | |
| WO2016030998A1 (ja) | 電力変換装置、モータ装置および逆変換器モジュール | |
| KR102219433B1 (ko) | 전력반도체의 과전류 감지 회로 |