JP2000507766A - 無線通信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 ２００ＭＨｚを上回る間隔を置いた少なくとも２つの周波数帯域において動作する無線通信システムにおいて、相対誘電率が５以上である細長い誘電体コアを有する４本巻式ヘリカルアンテナ（１）は、該コアの近端部を取り巻く導電性スリーブと、該コアを通過して該コアの遠端部にあるヘリカルアンテナエレメントとの接続部に向かって延設する縦方向の供給器構造（１Ａ）を具備する。アンテナ（１）は、ヘリカルエレメントと供給器構造との接続部において、およびスリーブのリムとの繋ぎ目において最大電流および最小電圧であることを特徴とする第１の均衡する共振モードを呈する第１周波数帯域において動作され、また、該コアの両端部において略最大電流かつ最小電圧であり、１または複数の中間位置に置いて最小電流かつ最大電圧であることを特徴とする第２の単一端の共振モードをアンテナ（１）が呈する第２のより低または高周波数帯域において動作される。二重モードの動作を可能とするために、当該システムは、インピーダンス整合結合段（２）を含み、これは、アンテナ（１）の共通ポートと、ＧＰＳ受信器（４）および移動電話（５）等２つの周波数帯域において動作する無線信号処理装置と接続する別のポートの間に結合されるフィルタを有するダイプレクサであってもよい。フィルタとインピーダンス整合エレメントは、マイクロストリップエレメントとして単一基板に形成されてもよい。

Description

【発明の詳細な説明】 無線通信装置 本発明は、細長い誘電体コアを備えたアンテナと、該コアの遠端部の外面にあ るまたはこれと隣接する細長い導電性エレメントと、該コアの近端部を取り巻く 導電性スリーブ等導電性トラップを含む無線通信装置に関する。また本発明は、 前記アンテナを含むアンテナ方式とアンテナの新規利用に関する。 上記記載のアンテナは、同出願人による、第２２９２６３８Ａ号ですでに公開 されている係属中の英国特許出願に開示され、その主題は本明細書中に参照とし て盛り込まれている。その好適な形態では、該出願のアンテナは、円筒形のセラ ミックコアを有し、該コアの固体セラミック素材の容積は、細長い導電性エレメ ントおよびスリーブによって画定されたエンベロープ内積の少なくとも５０％を 占めており、該エレメントは、該コアの円筒形の外側表面にある。 アンテナは、特に、円形有極信号を、アンテナのすぐ上、すなわちその軸上ま たはアンテナ軸と直交する面の上方数度の位置において、アンテナを貫通するこ とのある電源から、またはこれら両端の間の立体角のどこにでも配置された電源 から受信することを目的としている。かかる信号は、ＧＰＳ（全地球位置把握シ ステム）等衛星ナビゲーションシステムの衛星によって伝送される信号を含む。 かかる信号を受信するために、細長い導電性エレメントは、コアの軸となる共通 の中心軸を有する同延の４個のヘリカルエレメントを含み、該エレメントは、１ 組のエレメントがもう１組のエレメントより電気的長さの長い、横方向に対向す る２組のエレメントとして形成されている。 かかるアンテナは、しっかりとした小型の空芯アンテナおよび、伝送用衛星源 が配置されている立体角に相対的に均等な利得を有するパッチアンテナに優る利 点を備えている。 本出願人は、かかるアンテナを互いに間隔を置く異なる周波数帯域で使用する ことが可能であることを発見した。したがって、本発明は、アンテナと、該アン テナに接続され、少なくとも２つの無線周波数帯域において動作可能な無線通信 回路手段とを含む無線通信装置を提供するものである。ここで、該アンテナは、 細長い誘電体コアと、実質的に該コアの一端から他端まで該コアを貫通する供給 器構造と、該コアの外側表面にまたはこれに隣接して配置され、該コアの前記一 端の領域において供給器構造と接地接続した、細長い導電性アンテナエレメント と導電性トラップエレメントの少なくとも１つの直列結合とを含む。また、該ア ンテナエレメントまたはそれぞれのアンテナエレメントは、該コアの前記他端の 領域において供給器構造の供給接続部と結合されている。さらに、前記無線通信 回路手段は、第１および第２の無線周波数帯域においてそれぞれ動作可能な２つ の部分を備え、それぞれは、アンテナ供給器構造と各回路手段部分の間の搬送信 号の信号線とそれぞれ対応しており、前記アンテナは、第１周波数帯域において 第１の共振モードで、第２周波数帯域において第２の共振モードで共振する。 第１の共振モードは、たとえば、トラップが細長い導電性エレメントをアンテ ナの近端部にある接地接続部から実質的に分離する場合、供給構造の遠端部にお いて実質的に均衡する供給電流と対応してもよい。１または複数組の細長い導電 性エレメントが放射エレメントとして作用するアンテナおよび誘電体ロッドを取 り巻く導電性スリーブの形状であるトラップの場合、そのまたは各組の細長い導 電性エレメントは、ループとして作用し、電流はその組の対向エレメントの間に あるスリーブのリムに沿って流れる。２以上の組のヘリカルエレメントが電気的 長さの異なるループ部を形成するアンテナの場合、かかる均衡動作は、典型的に は、このヘリカルエレメントの共通の中心軸を中心とする立体角に向きを付けら れた円形有極信号と対応している。この第１モードでは、アンテナは、供給器構 造と細長い導電性エレメントの接続部の近くまたはこの接続部において、または スリーブのリムとの繋ぎ目の近くまたはこの繋ぎ目において最大電流ないし最小 電圧を表す場合がある。 第２の共振モードは、好ましくは供給器構造の遠端部において単一端または不 均衡の供給電流と対応しており、これは、典型的には、線状に分極された信号特 にアンテナの中心軸方向に分極された信号を送受信する単極モードにおいてアン テナが共振する場合である。かかる共振モードは、該ロッドの両端部の間の実質 的に中間において定常波最小電流であることを特徴とする。 第１の共振モードにおいて、共振周波数は、典型的には細長いエレメントの電 気的長さの関数であり、第２の共振モードの共振周波数は（ａ）細長いエレメン トの電気的長さと（ｂ）スリーブの電気的長さの和の関数である。一般的な場合 において、細長い導電性エレメントの電気的長さは、たとえば、第１の共振モー ドと対応する共振周波数において、少なくとも略１８０°の平均伝送遅延を生成 する。第２の共振モードの周波数は、その周波数において少なくとも略１８０° の伝送遅延と対応する長さ方向の細長い導電性のエレメントの電気的長さ平均と スリーブの電気的長さ平均の和によって決定されてもよい。 本発明は、少なくとも２つの周波数帯域における無線信号のためのアンテナ方 式をさらに含むものである。該アンテナ方式は、細長い立体型誘電体コア、該コ アの遠端部の外側表面にまたはこれに隣接する少なくとも１つの細長い導電性エ レメント、および該コアを通って延設する縦方向の供給器構造を有するアンテナ であって、前記細長い導電性エレメントは、供給器構造との遠位接続部とスリー ブの遠位リムとの間に延設し、該スリーブは、該供給器構造と近位に結合されて いるアンテナと、該供給器構造と対応する共通信号線、前記周波数帯域において 動作する無線信号処理装置と接続するための少なくとも２個の別の信号線、およ び該供給器構造と該別の信号線の間に接続されたインピーダンス整合セクション ならびに信号方向付けセクションを有する結合段であって、該信号方向付けセク ションは、共通信号線と、該帯域のうちの一方にあり、アンテナが第１の共振モ ードにおいて共振する信号のための該２つの別の信号線のうちの一方とを共に結 合し、かつ共通信号線と、該帯域のうちの他方にあり、アンテナは第２の共振モ ードにおいて共振する信号のための該２つの別の信号線のうちの他方とを共に結 合するように構成される結合段とを含む。 該アンテナ方式の好適な実施形態では、結合段は、共通信号線と該別の信号線 との間に結合されるフィルタを有するダイプレクサであり、該フィルタは、該２ つの別の信号線のうちの一方と対応し、前記２つの周波数帯域のうちの一方にあ る高周波数に同調される第１フィルタと、該２つの別の信号線のうちの他方と対 応し、前記２つの周波数帯域のうちの他方にある低周波数と同調される第２フィ ルタとを含む。ダイプレクサは、共通信号線と、フィルタとインピーダンス補償 スタブが接続されたノードとの間に結合されたインピーダンス変圧エレメントを 含む。変圧エレメント、フィルタおよびスタブは、マイクロストリップ成分とし て簡便に形成される。かかる構造では、変圧エレメントは、その反対面を導電性 接地層で被覆された絶縁基板にある導電性ストリップを含んでもよい。該ストリ ップは、接地層と共同して、所定の特性インピーダンスの伝送線を形成する。同 様に、スタブは、開回路端を有する導電性ストリップとして形成されてもよい。 フィルタは、従来、「エンジンブロック」フィルタであってもよいが、代わりに 変圧エレメントおよびスタブと同一基板上にあるマイクロストリップエレメント で形成されてもよい。これらのフィルタは、好ましくは、変圧エレメントの電気 的長さと比較して電気的に短い導線によって上記ノードと接続される。 変圧エレメントは、アンテナ供給器構造とダイプレクサノードとの間に直列接 続されたケーブル長を含んでいてもよく、もしくは、特性インピーダンスが、ア ンテナによって構成される電源インピーダンスとノードについて選択された負荷 インピーダンスの間にある該ケーブルと、供給器構造とノードとの間のマイクロ ストリップ長との直列結合を含んでもよい。 ダイプレクサを使用することによって、両周波数帯域において無線通信装置の 同時動作を提供する。同時動作が要求されない場合、結合段は、より単純な構造 としてもよく、信号方向付けセクションとして、共通信号線と前記一方の別の信 号線の間に、または共通信号線と前記他方の別の信号線の間のいずれかに信号の 経路を付けるスイッチを含む。 アンテナ方式は、典型的には２つの周波数帯域でのみ動作するが、本発明の範 囲において、間隔を置いた３個以上の帯域において動作する方式を提供すること が可能であり、アンテナは、対応する数の共振モードを有する。 本発明の第３の態様によると、上記記載のアンテナ方式と、結合段の該別の信 号線の１つと接続される衛星位置決定または時間調整用受信機（たとえば、ＧＰ Ｓ受信機）と、結合段の該別の信号線の別の１つと接続される携帯ないし移動電 話とを含む無線通信システムを提供する。該結合段がダイプレクサである場合、 アンテナおよびフィルタは、アンテナの異なる共振モードと対応する共振周波数 が受信機の動作帯域と電話の動作帯域にそれぞれあるように構成される。 ダイプレクサは、また、本発明の第４の態様の主題であり、これは、アンテナ ポートと、一端が該アンテナポートと結合され、他端が回路ノードを形成する伝 送線長の形状のインピーダンス変圧器と、第１および第２の装置ポートと、１つ の周波数に同調され、該ノードと前記第１の装置ポートの間に接続された第１バ ンドパスフィルタと、もう１つの周波数に同調され、該ノードと前記第２の装置 ポートの間に接続された第２バンドパスフィルタと、該ノードに接続された、開 回路スタブエレメント等、リアクタンス補償エレメントとを含む、２００ＭＨｚ を上回る周波数において動作するダイプレクサを提供するものである。 結合段が信号方向付けセクションとして切換装置を有する場合、インピーダン ス整合セクションは、伝送線の形状のインピーダンス変圧器およびリアクタンス 補償エレメントとして同様に形成されてもよく、該切換装置は、これら２つの間 のノードに接続される。 インピーダンス変圧器を形成する伝送線長は、高周波数および低周波数の間の 周波数において抵抗性インピーダンス変圧を実行するようになっていてもよく、 これにより前記ノードにおけるインピーダンスは、該２つの周波数における変圧 器によって容量性リアクタンス成分と誘導性リアクタンス成分をそれぞれ有し、 スタブ長は、該２つの周波数にそれぞれ誘導性および容量性リアクタンスをもた らすようにし、これによって、伝送線に起因するインピーダンスよりわずかに抵 抗性のある、該２つの周波数のそれぞれにおいて得られたインピーダンスをノー ドにもたらすように、該変圧器によって容量性リアクタンスと誘導性リアクタン スに対して少なくとも一部補償する。 典型的には、伝送線長は、高周波数および低周波数の間の少なくとも略中間に ある周波数において約９０°の伝送遅延を提供するものである。 本発明は、また、その第５の態様によると、相対誘電率が５以上である細長い 誘導体コアと、該コアの遠端部の外側表面にまたはこれに隣接する、縦方向に同 延かつ横方向に対向する関係で配置された少なくとも１組の細長い導電性エレメ ントと、該コアの近端部を取り巻く導電性スリーブと、該コアを通って延設する 縦方向の供給器構造とを含み、前記細長い導電性エレメントは該給電器構造との 遠位接続部と該スリーブの遠位リムの間に延設するアンテナの新規利用を提供す るものであり、該新規利用は、帯域の１つはアンテナが第１の共振モードを呈す る周波数を含有し、帯域のもう１つはアンテナが該第１のモードと異なる第２の 共振モードを呈する周波数を含有する少なくとも間隔を置いた２つの周波数帯域 においてアンテナを動作することからなる。 本発明は、以下図面を参照した例において説明される。 図１は本発明による無線通信装置を示す図であり、 図２は図１のシステムのアンテナの斜視図であり、 図３は導電性接地面に搭載されたアンテナの軸方向の断面図であり、 図４Ａ、４Ｂおよび４Ｃは、異なる共振モードにおいて動作しているときの、 アンテナ外面の導線の異なる定常波パターンを示すアンテナの斜視図であり、 図５はマイクロストリップダイプレクサの平面図であり、 図６Ａから６Ｅは図５のダイプレクサの機能を示すスミスチャート図であり、 図７は単一方向スイッチを有する結合段と組み合わせた図２および図３に示さ れるアンテナを有する、本発明によるアンテナ方式を示す図であり、 図８は本発明による別様の無線通信装置の図であり、 図９は本発明による一体型無線通信装置の図である。 図面の図１を参照して、２００ＭＨｚより上の周波数での使用のための、本発 明による無線通信装置は、異なる機能を実行することができる。無線装置はアン テナ方式を組み込んでおり、アンテナ方式は第一に、外側にメッキされた金属エ レメントを有する細長い円筒形セラミックロッドの形状のアンテナ１を含み、ア ンテナの放射エレメントとその下端の接地接続部との間に電流トラップを形成す る近位導電性スリーブを有する、４本巻式ヘリカルアンテナエレメント構造を形 成する。本明細書において、「放射」という用語は、送信機から適切に供給され た場合にアンテナから電磁エネルギーを放射するよう作用するエレメントをさす が、受信機を含む本装置では、そのようなエネルギーを吸収しアンテナでオーム 電流に変換するよう作用する。 アンテナ１は、本発明ではダイプレクサユニット３の形で結合段のケーシン グの壁によって形成されている、横に延びる導電面２上に装着されている。アン テナの内部供給器構造１Ａは、その共通ポート３Ａにおいてダイプレクサユニッ ト３に接続されている。無線通信機器は、ダイプレクサユニット３の第一の装置 ポート３Ｂに接続されたＧＰＳ受信機４と、ダイプレクサユニット３の第二の装 置ポート３Ｃに接続される携帯域電話受信機５を含む。 以下に説明されるように、アンテナ１は、間隔の離れた周波数帯域における共 振の異なるモードを有する。この例では、第一の共振モードが１．５７５ＧＨｚ の共振周波数に対応し、アンテナはその周波数で円形有極信号を最もよく獲得し 、信号は全体的に垂直に、すなわちアンテナの中心軸に平行に、方向付けられる 。この周波数はＧＰＳ Ｌ１周波数である。この例での第二共振モードは約８６ ０ＭＨｚの共振周波数に対応し、信号はアンテナ１の中心軸と平行の方向に線状 に分極される。８６０ＭＨｚは携帯域電話帯域に存在する周波数の一例である。 ダイプレクサユニット３は、第一および第二共振モードにおいてアンテナ１に装 置４および５のインピーダンス整合を提供し、２つの装置４および５を分離して 、それらが独立して、すなわち主として一方の動作が他方の動作を干渉せずに動 作できるようにする。ダイプレクサユニット３については以下により詳細に説明 する。 図１に示される構成は、位置決め情報および携帯域電話を介して通信する能力 が共に必要とされる多数のアプリケーションに適している。この構成は特に自動 車での設置に有用であり、その場合にＧＰＳ受信機４は、恒久的に装着された自 動車電話または自動車の配線にプラグを差し込んだ携帯電話と同じアンテナを介 してドライバーにナビゲーション情報を提供できる。アンテナ１およびダイプレ クサユニット３は、小さく頑丈であり、自動車や他の移動の用途によく適してい る。ＧＰＳ受信機と電話機を単一装置内に一緒に、必要な場合にはダイプレクサ と共に組み合わせることが可能である。アンテナ１は図２および図３により詳細 が示され、その開示が参照として本明細書に組み込まれる出願人による係属中の 英国特許出願第9603914.4号に開示されている。その好適な形態において、アン テナは、ロッドの形をしている円筒形セラミックコアの外 表面に這う金属導線として形成される４つの縦に延びるアンテナエレメント１０ Ａ、１０Ｂ、１０ＣおよびＩ０Ｄを持つアンテナエレメント構造を有する４本巻 式である。コア１２は金属内張り１６を有する軸状の通路１４を有し、通路は軸 状の供給器導線１８を収容する。内部導線１８および内張り１６は、この場合、 供給ラインをアンテナエレメント１０Ａ〜１０Ｄに接続するための同軸供給器構 造を形成する。また、アンテナエレメント構造は、コア１２の遠端面１２Ｄ上の 金属トラックとして形成され、それぞれの縦に延びるエレメント１０Ａ〜１０Ｄ を供給器構造に繋げる、対応する放射状アンテナエレメント１０ＡＲ、１０ＢＲ 、１０ＣＲおよび１０ＤＲを含む。アンテナエレメント１０Ａ〜１０Ｄのもう一 方の端はコア１２の近端部を取り巻くメッキされたスリーブ２０の形で共通導線 に接続される。このスリーブ２０は次に、コア１２の近端面１２Ｐ上にメッキ２ ２により軸状路１４の内張り１６に接続されている。コア１２の素材は、アンテ ナエレメント１０Ａ〜１０Ｄおよびスリーブ２０により規定される容積の主要部 を占める。 コア１２に好ましい素材は、ジルコニウム−チタン塩酸ベースの素材である。 この素材は、上述の相対誘電率が３６であり、また変化する温度に対しての寸法 および電気の安定性についても留意する。誘電損は極わずかである。コアは押し 出しまたは押圧により生産されてもよい。 アンテナエレメント１０Ａ〜１０Ｄ、１０ＡＲ〜１０ＤＲは、コア１２の外側 円筒面および端面に接合された金属導線トラックであり、各トラックは動作長に わたって少なくともその厚さの４倍の幅を持つ。トラックは最初にコア１２の表 面を金属層でメッキしてから、選択的にメッキを取り除いてコアを露出させるこ とにより、形成されてもよい。金属層の取り除きは、プリント回路基板をエッチ ングするのに用いられるのと同様の、撮像層に適用されるアプローチにしたがっ てってエッチングすることにより行われてもよい。あるいは、参照として本出願 に組み込まれる、係属中の英国特許出願第9622798.8号に開示されるように、金 属素材は選択的溶着またはプリント技術により付けられてもよい。すべての場合 において、寸法が不変のコアの外側に一体層としてトラック を形成することにより、アンテナが寸法が不変のアンテナエレメントを有するよ うになる。導線形成の別の方法は、コアの素材に溝を切り抜き、コアの外側全体 をメッキし、次いで心なし研削によりメッキ被覆の外層を取り除いて、セラミッ ク材の島を残すことを含む。 導電性スリーブ２０は、同様にメッキされ、アンテナコア１２の近位部を覆い 、これにより、スリーブ２０と軸状路１４の金属内張り１６との間の空間を埋め ているコア１２の素材で供給器構造１６、１８を取り巻く。スリーブ２０は、図 ２に示すように、軸方向の平均長１_Bを有する円筒を形成し、コア１２の近端面 １２Ｐのメッキ層２２により内張り１６に接続される。第一の共振モードにおい て、スリーブ２０とメッキ層２２の組み合わせは、供給器構造１６，１８により 形成された伝送線での信号を、アンテナの近位端での不安定な状態と、スリーブ ２０の上部接合エッジ２０Ｕの平均の軸方向位置と同じ近位端から軸方向に離れ た軸方向位置でのおおむね安定した状態との間で変換するのに効果的である。 図２からわかるように、スリーブ２０は、不規則な上部接合エッジまたはリム ２０Ｕを有し、そこでピーク２０Ｐとトラフ２０Ｔとの間で上昇および下降する 。４つの縦に延びたエレメント１０Ａ〜１０Ｄは、長さが異なり、エレメントの うちの２つの１０Ｂ、１０Ｄは残りのエレメント１０Ａ、１０Ｃよりも長く、こ れは長いエレメントがリム２０Ｕのトラフにおいてスリーブ２０と連結し、一方 で残りのエレメント１０Ａ、１０Ｃがピークに連結されるという利点によるもの である。この実施形態において、第一の共振モードでの共振時に、円形有極信号 の受信を意図して、縦に延びるエレメント１０Ａ〜１０Ｃは単純な螺旋であり、 それぞれはコア１２の軸の周りを半回している。長いエレメント１０Ｂ、１０Ｄ は短いエレメント１０Ａ、１０Ｃよりも長いヘリカルピッチを有する。縦に延び る、対応する放射エレメントの各組（たとえば、１０Ａ、１０ＡＲ）は、所定の 電気的長さを有する導線を構成する。本実施形態において、短い長さを有するエ レメント組１０Ａ、１０ＡＲと１０Ｃ、１０ＣＲそれぞれの合計の長さが、共振 の第一モードにおいて動作波長で約１３５°の伝送 遅延に対応するよう構成されており、エレメント組１０Ｂ、１０ＢＲ；１０Ｄ、 １０ＤＲのそれぞれはほぼ２２５°に一致するより長い遅延を提供する。このた め、平均伝送遅延は１８０°であり、動作波長においてλ／２の電気的長さに相 当する。長さを違えることにより、Kilgusの「Resonant Quadrifilar Helix Des ign」（The Microwave Journal、１９７０年１２月、４９〜５４ページ）に特定 される円形有極信号のための４本巻式ヘリカルアンテナに必要な移相状態が提供 される。組になっているエレメントの２つ、１０Ｃ、１０ＣＲ；１０Ｄ、１０Ｄ Ｒ（すなわち、１つの長いエレメントの組と１つの短いエレメントの組）は、放 射エレメント１０ＣＲ、１０ＤＲの内端においてコア１２の遠端の供給器構造の 内部導線１８に連結されている一方で、残りのエレメントの組１０Ａ、１０ＡＲ ；１０Ｂ，１０ＢＲの放射エレメントは金属内張り１６により形成される供給器 スクリーンに連結されている。供給器構造の遠端において、内部導線１８および 供給器スクリーン１６に存在する信号は、おおむね均衡しており、これにより、 以下に説明するように、アンテナエレメントがおおむね均衡のとれた電源または ロードに接続されている。 縦に延びるエレメント１０Ａ〜１０Ｄの螺旋状の通路の左側を用いて、アンテ ナは右巻きの円形有極信号に最も高い利得を有する。 その代わりに、アンテナが左巻きの円形有極信号に使用される場合、螺旋の向 きは逆になり、放射エレメントの連結パターンは９０°回転する。左巻きおよび 右巻きの両方の円形有極信号の受信に適するアンテナの場合では、利得は少なく なるが、縦に延びるエレメントは一般に軸に平行な通路に続くよう構成される。 代替として、アンテナは上述のように異なる長さのヘリカルエレメントを有し てもよいが、長さの違いはそれぞれの螺旋状中心線について、長いエレメントを 曲げることにより得られる。この場合、上述された係属中の英国特許出願第2292 638A号に開示されるように、導電性スリーブは一定の軸方向の長さである。 アンテナは、図３に示されるように、たとえばはんだ付けにより平板に電気的 に連結されたメッキされた近端面１２Ｐと共に、シート状金属板２４により提供 されるもの等の導電性性面に直接装着されることが好ましい。この実施形態にお いて、平板２４は、後述するように、ダイプレクサ回路への直接の繋がりのため に、ダイプレクサユニットケーシングおよびアンテナの内部導線１８の一部であ る。アンテナコアの内部軸状路１４の導電性内張り１６は、アンテナの近端面１ ２Ｐのメッキ層２２に連結されている。 図２および図３から、アンテナは遠位端において電流給電されることが理解さ れよう。第一の共振モードにおいて、スリーブ２０はトラップエレメントとして 動作し、主としてアンテナエレメント１０Ａ〜１０Ｄを地面から分離する。図４ Ａに示されるように、エレメント１０Ａ〜１０Ｄ中の定常波電流の振幅は、スリ ーブ２０のリム２０Ｕにおいて最大であり、ここでは２組のエレメント１０Ａ、 １０Ｃおよび１０Ｂ、１０Ｄがアンテナの接地した近端面１２Ｐから分離されて いる２つのループの部分を形成するよう、リムで順に巡る。定常波電流の最小は おおよそエレメント１０Ａ〜１０Ｄの真中に存在する。最大電圧Ｈおよび最小Ｌ はそれぞれ電流が最小および電流が最大になる場所で起こる。この共振モードで 、アンテナは、上述されたように、左側の極性に対して上向きに識別する。 この実施形態において、共振の第二モードは、より低い周波数においてであり 、図４Ｂに示されるように、共振の第一モードとはかなり異なるモードを表す。 再び、アンテナは頂部で電流給電されるが、スリーブのリム２０Ｕにおいて、ま たはその近傍において（特には、リム２０Ｕのわずか上の領域であり、この領域 は遠位供給点および近位供給点の間のおおよそ中間である）、アンテナエレメン ト１０Ａ〜１０Ｄ中で定常波電流は最小に下がり、電圧は最大になる。最大電流 および最小電圧（Ｌ）は、両極、すなわち遠位供給点および近位接地接続部にお いて発生する。電流はスリーブ２０の表面で比較的高いが、そこでは電流はアン テナの放射パターンに影響を与えない。アンテナは、大部分が単一端の供給を有 する従来の逆のモノポールに非常に類似する方法で、１／４波長共振を示す。リ ム２０Ｕの周辺にはほとんど電流の流れがなく、これは単一端供給に一貫してい る。このモードでは、アンテナは、コアの中心軸に平行して線形極性信号と共に 、モノポールアンテナの古典的な円環型パターンを示す。水平極性に対しての強 い信 号弁別（discrimination）がある。 図４Ｃに示されるように、アンテナ１はまた第三共振モードを有する。これは 、より高い周波数の単一端モードであり、アンテナは動作波長において約１８０ °の電気的長さを有する代わりに、約３６０°（すなわち、遠位供給点からスリ ーブの接地接続部まで）の電気的長さを有する。共振の周波数は、第二共振モー ドの約２倍である。第二モードでのように、定常波パターンは両極で最大電流と 最小電圧を示すが、この場合では、図４Ｃに示すように、最小電圧Ｌがまた極間 および２つの最大電圧Ｈの中間位置間の電気的な中間にある。図１の無線通信装 置は、第三共振モードを利用しないが、結合段２の適切な変形により、共振の適 切な周波数において回路で動作可能な接続が可能になる。 記載および図示されている装置は、１５７５ＭＨｚおよび８００〜９００ＭＨ ｚの携帯域電話帯域での使用を意図したものであるが、１７００〜１８００ＭＨ ｚＰＣＮ携帯域電話帯域で付加的に動作する代わりの構成が可能である。アンテ ナまたはそれに類似するものは、高および低携帯域電話帯域、すなわち８００〜 ９００ＭＨｚおよび１７００〜１８００ＭＨｚ、またはＧＰＳ周波数および高携 帯域電話帯域のみ、で単独で使用されでもよい。もちろん、他の組み合わせも可 能であり、アンテナ部品はそれに応じで変更される。しかし、一般的に、共振の 複数の単一端モードは、遠位供給器接続部とトラップまたはスリーブの接地接続 部との間の導電性部品の電気的長さが、それぞれの共振周波数において、ｎ×１ ８０°に等しい場合において可能である。ただし、ｎは整数、すなわち１，２， ３，．．．．である。上述された２つの単一端モードでは、それぞれｎ＝１およ び２である。これらの各モードは、トラップまたはスリーブの繋ぎ目での最大電 流および供給器構造によって、すなわちトラップまたはスリーブの接地接続部に おいてまた互いに空間的に相にある各組の正反対のヘリカルエレメントでの電流 によって、特徴づけられる。反対に、均衡のとれたモードでは、そのような電流 は反対相、すなわち等しい電流が反対方向に流れている。 同様に、均衡のとれたモードを第一の共振モードよりも高い周波数で行うこと が可能であり、そのモードでは、遠位供給接続部とトラップ、特にスリーブのリ ム、の間の平均電気的長さは約ｍ×１８０°であり、ここではｍ＝１，２，３， ．． ．である。 アンテナが１．５７５ＧＨｚでＧＰＳ信号を、および８００〜９００ＭＨｚの 領域での携帯域電話信号を受信できるため、コア１２の長さおよび直径は、一般 的にそれぞれ２０から３５ｍｍおよび３から７ｍｍの領域にあり、スリーブ２０ の平均軸方向の範囲は８ｍｍから１６ｍｍの領域にある。図２および図３に示さ れる特に好適なアンテナは、約２８．２５ｍｍのコア長、および約５ｍｍの直径 を有し、スリーブ２０の平均軸方向の長さは約１２ｍｍである。共振の４本巻式 モードの１つの驚くべき特徴は、このモードでの性能が、それぞれの共振周波数 において９０°の伝送遅延に対応するものからのスリーブ２０の平均軸方向長さ でのいくらかの変形に、この長さが共振の第二モードにおいて必要とされる共振 周波数を得るよう調節できる程度まで、耐えることである。しかしながら、スリ ーブ２０の軸方向の長さを１／４波長からさらに変化させることが求められ、４ 本巻式モードでのアンテナの性能が許容できない程度まで損なわれる場合には、 直列のチョークをスリーブ２０とダイプレクサユニット２（特に、アンテナに隣 接する導電性表面（図１参照））の間に挿入して、アンテナ遠位面１２Ｄにおい て少なくともおおまかにバランスのとれた電流ドライブを取り戻すことが可能で ある。 上記の寸法を決定するのに用いられる設計プロセスにおいて、おおよその推定 概算は、幾何学的形状が伝送線としてのモデル化を容易にするような領域とは対 照的に、アンテナのフリンジング（fringing）またはわずかなフィールドが発生 する領域を、無視している。このため、フリンジングパスを、遠位放射エレメン ト１０ＡＲから１０ＤＲ、スリーブ２０のリム２０Ｕおよび近位面２２により提 供されるものとして見てもよい（図２および図３参照）。ヘリカルエレメント１ ０Ａ〜１０Ｄ中の電流は、漏電性ガイド伝播になるとみなしてもよく、一方、ス リーブ２０で縦に発生するものは、スリーブを形成する導電層の内表面で発生し 、非漏電性ガイド伝播を生成する。 したがって、たとえば、アンテナエレメントにより形成されるラインのガイド パラメータε_effは、様々なヘリカルラインピッチを表すことができる。各ヘリ カルラインは、軸方向の伝播を意図し、コアの相対誘電率ε_fおよびそのコアと エレメント構成に依存する、相対誘電率ε_effの誘電媒体によって囲まれている 伝送線とみなすことができる。このパラメータε_effはライン中の相速度と軸方 向に分解されるε_effの値を順番に割り出す固有値の遅延測定を行うことによっ て測定される。たとえば、ε_effがピッチ角度に対してプロットされ、５ｍｍの コア直径と様々なヘリカルピッチの測定を行って、中間のピッチ角度でのε_eff の概算を可能にするグラフを作り出すことが可能である。 したがって、特性ラインパラメータは、それぞれの対となっているヘリカルエ レメントの寸法が安定した動作に必要な共振周波数（上記第一の共振モード）で の相において必要とされる電気的長さの合計λ、すなわち３６０°におおよそ対 応するように規定されているアンテナを構築するために使用することができる。 実際に、最もよい円形極性の利得を達成するために１つの組は求められる共振周 波数より若干高い周波数で３６０°に等しく、もう１つの組は若干低い周波数で ３６０°に等しくなるべきである。 このように、ヘリカルエレメントの長さを計算し、第二の共振モードで要求さ れる共振周波数でのこれらの要素の電気的長さは、単純に、２つの共振モードの それぞれの周波数の比率による調整と、全体のモノポール電気的長さ１８０°か らその調整された長さを引き、スリーブに必要とされる電気的長さを割り出すこ とによって算出される。この場合、図４Ｂに示されている第二の共振モードに対 応し、第一モードよりも低い周波数で単一端動作が求められている場合には、１ ８０°を選択する。こうして、第二の共振モードに対して必要な低周波数を知る ことにより、スリーブの長さを概算することが可能となる。 その代わりとして、単一端動作に対する高周波数が必要な場合、図４に示され る第三共振モードが用いられるため、ヘリカルエレメントとスリーブの電気的長 さの合計として３６０°が選択される。 無線通信回路へのアンテナの接続では、図１のダイプレクサユニット３が一組 のフィルタと、リアクタンス補償スタブ、およびアンテナを装置４、５の両方に 合わせ、片方の信号をもう一方の信号から分離させるインピーダンス変圧エレメ ントを収容する。 別の配置としては、図８によって示され、以下に述べられているように、アン テナはダイプレクサユニットから離して取り付けることができる。 図５に示されているように、図１のダイプレクサユニット３には、一方に導電 接地層、もう片方には図示されているような導線を有する絶縁板３０（絶縁板３ ０の見えない側面は図５に示されている）を取り囲むしきりがある。これらの絶 縁体は第一に、一方の終端３３がアンテナ内部導線に通じ、もう一方の終端３４ が回路ノードである伝送線部を形成する導電板としてのインピーダンス変圧部３ ２である。第二に、ノード３４に連結されているのは、バンドパスフィルタ３６ ，３８である。それぞれは、誘導的に連結された３つの平行共振エレメントによ り構成されており、各エレメントは、メッキ通し穴３６Ｂ、３８Ｂにより一端で 接地された狭い誘導ストリップ２６Ａ、３８Ａで作られ、反対の端に、コンデン サ板３６Ｃ、３８Ｃを有しており、コンデンサ板３６Ｃ、３８Ｃは基板のもう一 方の端に接地線を有するコンデンサを形成している。各フィルタ３６、３８の場 合、ノード３４に最も近接する誘導ストリップ３６Ａ、３８Ａは、先細になり、 さらなるインピーダンス変圧をもたらす電気的に短いタッピング導線４０により ノード３４に連結されている。それぞれの場合において、ノード３４から最も離 れた誘導ストリップは、（フィルタ近くで先細になる）タッピングライン４２に 繋がっており、フィルタをそれぞれの機器接続４４に連結している。 フィルタ３６，３８の異なるサイズから明白なように、それらは異なる周波数 帯域、実際には、アンテナ１の２つの共振モードに対応する２つの帯域、になる 。 両方の共振周波数でのインピーダンス整合は、変圧部３２および、図５に示さ れるように、ノード３４から延びる開路エンドスタブ４６との組み合わせにより 、達成される。 変圧部３２は、 により与えられる特性伝送線インピーダンスＺ₀を有するよう大きさが決めら れる。ただし、Ｚ_Sは共振でのアンテナ１の特性インピーダンスであり、Ｚ_Lはフ ィルタ３６および３８に適合するように選択されたノード３４の負荷インピーダ ンスである。変圧部３２の長さは、第一および第二の共振モードに対応する２つ の周波数帯域間のおおよそ中間の周波数、この場合では約１．２２ＧＨｚ、での 約９０°の伝送遅延に対応するよう構成される。異なる周波数での変圧部３２の 効果は、図６Ａのスミスチャートに示されており、これは変圧部３２に０．１か ら１．６ＧＨｚまでの周波数の範囲にわたってスタブ４６がないために、ノード ３４において見られるインピーダンスを表す。曲線のＡおよびＢ部は中心が８６ ０ＭＨｚおよび１．５７５ＧＨｚにある２つの周波数帯域を示し、抵抗性インピ ーダンスがチャートの中心、上述のように、２つの帯域間の周波数で、得られる ことがわかるであろう。スタブ４６（図５参照）の効果が、図６Ｂのスミスチャ ートを参照して考慮される。低周波数において、ノード３４でスタブ４６のみに より提示されるインピーダンスは、図６Ｂにおけるカーブ端がチャートの右側に 近くなっていることから明白なように、比較的高い。周波数が増加するにつれて 、スタブ４６の選択された長さのために、周波数帯域ＡおよびＢの間のおおよそ 中間の周波数に対応する０インピーダンスポイントを通じて、インピーダンスは チャートの周辺で順に回る。 図６Ａと図６Ｂを比較すると、ノード３４におけるインピーダンスは、帯域Ａ にある変圧部３２のために誘導性リアクタンス成分を有し、帯域Ｂにおけるイン ピーダンスは容量性リアクタンス成分を有することに気が付くであろう。スミス チャートでは、右の端から出た曲線は、定リアクタンスの線である。図６Ｂから 、スタブ４６は、帯域Ａのノード３４においてスタブ４６によって単独で提示さ れるインピーダンスのリアクタンス成分が容量式であり、図６Ａに示される帯域 Ａにおける誘導性リアクタンスと少なくとも略等しいような寸法であることがわ かるであろう。同様に、帯域Ｂにおいてスタブ４６に起因するインピーダンスは 、図６Ａに示されるように帯域Ｂにおける容量性リアクタンス成分と大きさが少 なくとも略等しい誘導性リアクタンス成分を有する。 次に図６Ｃを参照して、ノード３４におけるインピーダンスのトレースは、変 圧部３２とスタブ４６との組み合わせにより、図１に示されたポート３Ａにおけ る電源インピーダンスと対応するインピーダンスにおいて低周波数で始まるルー プに追従する。このトレースは、周波数の上昇とともに、抵抗線を２回交差する ループに追従する。最初の交差は、図６Ｄにおいて曲線で示されるように、図６ Ｃにおいて示された周波数帯域Ａに相当する曲線の単なる一部である帯域Ａの略 中心に相当しており、抵抗線の二度目の交差は、図６Ｅにおいて曲線で示される ように、同様に図６Ｃに図示された曲線の一部である帯域Ｂの略中心を表す。こ のように、ダイプレクサのエレメントは、周波数帯域ＡとＢのどちらにおいても フィルタ３６、３８に対するアンテナ１のインピーダンス整合を良好に行い、ス タブ４６のリアクタンスは変圧部に起因するリアクタンスの少なくとも一部を補 償している。それぞれのフィルタは、他のフィルタの周波数において比較的高い インピーダンスを呈しているため、２つの帯域において信号間に分離(isolation )をもたらす。 図１に示される例では、この分離を使用して、ＧＰＳ受信機４を、電話機５に および電話機５から供給される携帯電話信号から分離する。 ダイプレクサ３は、無線通信機４および５（図１参照）を同時に動作すべき場 合に適する。本発明が適用可能である場合、同時動作は要求されず、図７に示さ れるようにＲ．Ｆ．スイッチを含む結合段がより適当である。アンテナ１の近端 部の供給器構造は、共通信号線またはポート４７Ａを通って、インピーダンス整 合セクション４８を介して二方向Ｒ．Ｆ．スイッチ４９に結合されており、これ が典型的なP.I.N.ダイオード装置である。スイッチ４９の状態に応じて、共通線 ４７Ａは、２つのまた別の信号線またはポート４７Ｂ、４７Ｃの一方または他方 に結合され、これらに別の通信回路ユニットが接続される場合がある。 インピーダンス整合セクション４８の性質は、適合されるべき周波数に基づく 。密な周波数で動作するユニットと併用してアンテナ１を使用することを目的と したシステム等、場合によって、図５のダイプレクサにおけるセクション３２の ように９０°の単純な伝送線変圧器で充分であることもある。かかるシステムの 例は、ＰＣＮ携帯電話の動作（１７１０〜１７８５ＭＨｚおよび１８０５〜１８ ８０ＭＨｚ）とＤＥＣＴワイヤレス自局ループ電話の動作（１８８０〜１９００ ＭＨｚ）とを組み合わせたものである。または、周波数帯域がより広い間隔であ る場合、２つのピークを持つインピーダンス整合の構造、たとえば図５のダイプ レクサの変圧器３２とスタブ４６のように９０°の変圧器と開回路のスタブの組 み合わせを使用してもよい。この場合、スイッチ４９は、変圧器とスタブの繋ぎ 目に接続される。 別様のアンテナ方式が図８に示されている。この場合、アンテナ１は、ダイプ レクサのケーシングの一部であるよりむしろ、車体等別の金属構造の一部を形成 する横方向に延びた導電性の面２に装着されている。アンテナは、図１を参照し て上記記載の実施形態のダイプレクサど類似するダイプレクサ３の共通ポート３ Ａと結合された供給ケーブル５０によって、表面２の孔を通して結合されている 。供給ケーブル３は、内部の導線がアンテナ１の軸状の内部導線と結合され、外 側のシールドがアンテナのメッキされた近位面に接続されている。ケーブル５０ のダイプレクサ側端部では、該シールドがダイプレクサのケーシングと接続され ており、ケーシング内にあるマイクロストリップダイプレクサボードの接地面と 直接または間接的に接続されている。これは、図４に示されているものと同様で ある。 供給ケーブル５０の特性インピーダンスがアンテナ１によって表される電源イ ンピーダンスと同一でない限り、ケーブル５０は、インピーダンス変圧エレメン トとして作用する。これが発生する程度は、ケーブル長と特性インピーダンス値 に依存しており、また、マイクロストリップダイプレクサエレメントは、アンテ ナ１とダイプレクサのノード３４との間に発生する所要の総インピーダンス変圧 （図４参照）が、上記第１実施形態、さらに図１および図４に示されるダイプレ クサの変圧部３２と同一の効果を有するように、これに応じて変えられる。した がって、ケーブル５０とダイプレクサ３のインピーダンス変圧部の結合の電気的 長さは、第１および第２の共振モードと対応する２つの周波数帯域間の略中間の 周波数において約９０°である。したがって、マイクロストリップダイプレクサ は、図４に示されるように、ただしインピーダンス変圧部３２がかなり減退され た長さであり、または負荷３４における負荷インピーダンスと等価の特性インピ ーダンスを有するマイクロストリップ部によって少なくとも一部を形成されるこ とが可能である。典型的には、供給ケーブル５０は、１０オームの特性インピー ダンスを有する。 図８のシステムは、上記記載の別様のアンテナを使用しており、略同延かつ同 軸の４個のヘリカルエレメントを有しながら、正反対に配置された２個のエレメ ントが曲折する経路をたどって異なる長さとなり、円形有極信号に４本巻式ヘリ カルアンテナに要求される移相状態を引き起こす。１組のエレメントの曲折は、 図２に示されるスリーブ２０の不規則なリムの位置を取っており、このため、本 実施形態では、スリーブ２０は、円形状の上縁部が近端部から一定間隔でアンテ ナコアを中心として延設されている。曲折エレメントに対するガイドパラメータ の特徴づけは、上記略述するように、同一の平均ピッチ角を有する単純な螺旋に ついて求められた∈_effのかけ算器として伸長因数(extensionfactor)によって達 成できる。 上記の実施形態では、アンテナ１とその結合段２は、別個の無線通信装置に接 続されて図示されている。本発明は、図９に示されるような一体型装置に適用可 能であることが理解されよう。この例では、単体のハンドヘルド型ユニットは、 ＧＰＳおよび携帯電話回路の両方、詳細には、ＧＰＳ受信機４’および電話送受 信機５’を内蔵している。これらは、ダイプレクサ２’およびアンテナ１ととも に、すべて単体のケーシング６０に収納されている。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，Ｌ Ｕ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ， ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，Ｓ Ｄ，ＳＺ，ＵＧ)，ＵＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ， ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，Ｇ Ｂ，ＧＥ，ＧＨ，ＨＵ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ， ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，Ｎ Ｏ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ， ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ 【要約の続き】 動電話（５）等２つの周波数帯域において動作する無線 信号処理装置と接続する別のポートの間に結合されるフ ィルタを有するダイプレクサであってもよい。フィルタ とインピーダンス整合エレメントは、マイクロストリッ プエレメントとして単一基板に形成されてもよい。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． アンテナと、前記アンテナに接続され、少なくとも２つの無線周波数帯域 において動作可能な無線通信回路手段とを含み、 前記アンテナは、細長い誘電体コアと、実質的に該コアの一端から他端まで該 コアを貫通する供給器構造と、該コアの外側表面にまたはこれに隣接して配置さ れ、該コアの前記一端の領域において供給器構造と接地接続した、細長い導電性 アンテナエレメントと導電性トラップエレメントの少なくとも１つの直列結合と を含み、該アンテナエレメントまたはそれぞれのアンテナエレメントは該コアの 前記他端の領域において供給器構造の供給接続と結合され、 前記無線通信回路手段は、第１および第２の無線周波数帯域においてそれぞれ 動作可能な２つの部分を備え、それぞれは、アンテナ供給器構造と各回路手段部 分の間の搬送信号の信号線とそれぞれ対応しており、 前記アンテナは、第１周波数帯域において第１の共振モードで、第２周波数帯 域において第２の共振モードで共振する無線通信装置。 ２． 前記第１および第２の共振モードは、供給接続部において、実質的に均衡 し、かつ単一端の供給電流とそれぞれ対応する、請求の範囲第１項に記載の装置 。 ３． 直列結合の導電性エレメントと誘電体コアは、複数の異なる共振モードを 有する一体型構造を構成し、該共振モードが一体型構造において異なるパターン の最大および最小の定常波であることを特徴とする、請求の範囲第１項または第 ２項に記載の装置。 ４． 前記アンテナは、前記アンテナを別個の共振部に分割する塊状のフィルタ 成分を具備することなく形成され、前記一体型構造のすべての伝導経路は、あら ゆる周波数の電流に利用可能であり、各共振周波数における共振経路はその周波 数において好適な経路である、請求の範囲第３項に記載の装置。 ５． 前記コアは、５以上の相対誘電率を有する固定式誘電性素材のロッドであ り、前記直列結合は、少なくとも一組の縦方向の同延の細長いアンテナエレメン トを含み、前記トラップエレメントは、ロッドの表面にロッドを取り囲む導電性 スリーブである、先行の請求の範囲いずれか１記載の装置。 ６． 少なくとも２つの周波数帯域における無線信号のためのアンテナ方式にお いて、 細長い立体型誘電体コア、該コアの遠端部の外側表面にまたはこれに隣接する 少なくとも１つの細長い導電性エレメント、および該コアを通って延設する縦方 向の供給器構造を有するアンテナであって、 前記細長い導電性エレメントは、供給器構造との遠位接続部とスリーブの遠位 リムとの間に延設し、該スリーブは、該供給器構造と近位に結合されているアン テナと、 該供給器構造と対応する共通信号線、前記周波数帯域において動作する無線信 号処理装置と接続するための少なくとも２個の別の信号線、および該供給器構造 と該別の信号線の間に接続されたインピーダンス整合セクションならびに信号方 向付けセクションを有する結合段であって、該信号方向付けセクションは、共通 信号線と、該帯域のうちの一方にあり、アンテナが第１の共振モードにおいて共 振する信号のための該２つの別の信号線のうちの一方を共に結合し、かつ共通信 号線と、該帯域のうちの他方にあり、アンテナは第２の共振モードにおいて共振 する信号のための該２つの別の信号線のうちの他方とを共に結合するように構成 される結合段と、 を含むアンテナ方式。 ７． 前記結合段は、共通信号線と該別の信号線との間に結合されるフィルタを 有するダイプレクサであり、該フィルタは、該２つの別の信号線のうちの一方と 対応し、前記２つの周波数帯域のうちの一方にある高周波数に同調される第１フ ィルタと、該２つの別の信号線のうちの他方と対応し、前記２つの周波数帯域の うちの他方にある低周波数と同調される第２フィルタとを含む、請求の範囲第６ 項に記載のアンテナ方式。 ８． 前記結合段は、信号方向付けセクションとして、共通信号線と前記一方の 別の信号線の間に、または共通信号線と前記他方の別の信号線の間のいずれかに 信号の経路を付けるスイッチを含む、請求の範囲第６項に記載のアンテナ方式。 ９． 前記アンテナは、少なくとも２つの共振モードを有し、前記１組の細長い 導電性エレメントとスリーブは共に作用して、前記共振モードにそれぞれ対応す る共振周波数を規定する、請求の範囲第６項から第８項のいずれかに記載のアン テナ方式。 １０． 前記共振周波数の少なくとも１つは、スリーブの長さと細長い導電性エ レメントの長さの和によって規定される、請求の範囲第９項に記載のアンテナ方 式。 １１． 前記スリーブと前記供給器構造は、共に少なくとも１つのモードにおい てバランとして作用する、請求の範囲第６項から第１０項のいずれか１項に記載 のアンテナ方式。 １２． 前記第１および第２の共振モードは、供給器構造の遠端部において実質 的に均衡する単一端の供給電流とそれぞれ対応する、請求の範囲第６項から第１ １項のいずれか１項に記載のアンテナ方式。 １３． 前記誘電体コアは、相対誘電率が５以上である固体絶縁素材によって占 有されるその少なくとも半分で内積を画定する外側表面を有し、前記アンテナは 、該コアの遠端部の外側表面に、縦方向に同延かつ横方向に対向する関係で配置 された、それぞれが該供給器構造および該スリーブの近位リムとの各遠位接続部 を備えた少なくとも１組の前記細長い導電性エレメントを有し、前記結合段の共 通信号線は、該供給器構造の近端部と結合される、先述の請求の範囲のいずれか １項に記載のアンテナ方式。 １４． 前記第１の共振モードは、高周波数におけるアンテナ動作において、細 長い導電性エレメントと供給器構造との接続部において最大電流であり、スリー ブのリムとの繋ぎ目において、該スリーブは該細長い導電性エレメントを接地か ら分離するトラップとして作用することを特徴とし、前記第２の共振モードは、 低周波におけるアンテナ動作において、該スリーブと該供給器構造との結合部に 、またはこれと隣接する部分において最小電圧となることを特徴とする、請求の 範囲第１３項に記載のアンテナ方式。 １５． 前記高周波数は、該細長いエレメントの電気的長さの関数であり、低周 波数は、該細長いエレメントの電気的長さと該スリーブの電気的長さの和の関数 である、請求の範囲第１４項に記載のアンテナ方式。 １６． 前記細長い導電性エレメントの電気的長さ平均は、高周波数において少 なくとも略１８０°であり、アンテナの縦方向にある該細長い導電性エレメント の電気的長さの平均と該スリーブの電気的長さの平均の和は、低周波数において 少なくとも略１８０°である、請求の範囲第１５項に記載のアンテナ方式。 １７． 前記少なくとも１つの細長い導電性エレメントとスリーブは、コアとと もに、複数の異なる共振モードを有する一体型構造を構成し、前記一体型構造に おいて異なるパターンの最大および最小定常波であることを特徴とする、請求の 範囲第６項から第１６項のいずれか１項に記載のアンテナ方式。 １８． 最大および最小定常波の前記パターンのそれぞれは、コアの外側表面に おいて、該少なくとも１つの細長い導電性エレメントと該供給器構造との遠位接 続部と該スリーブと該供給器構造との近位結合部との間に存在する、請求の範囲 第１７項に記載のアンテナ方式。 １９． 前記コアは、該供給器構造を包含する軸穴を備えたセラミック素材の固 体円筒体であり、前記細長い導電性エレメントはヘリカルである、請求の範囲第 ６項から第１８項のいずれか１項に記載のアンテナ方式。 ２０． 前記細長い導電性エレメントは、２組のヘリカルエレメントからなり、 各組のエレメントは該コアの円筒状の外側表面に正反対であり、一組は、もう一 組より長いため、第１の共振モードは該コアの中心軸に沿って向けられた円形有 極信号と対応する円形極性モードであり、第２の共振モードは該コアの軸と平行 方向に分極された信号に対応する線状分極モードである、請求の範囲第１６項に 記載のアンテナ方式。 ２１． 前記ダイプレクサは、共通信号線と、フィルタとインピーダンス補償ス タブが接続されたノードとの間に結合ざれたインピーダンス変圧エレメントを含 む、請求の範囲第６項から第２０項のいずれか１項に記載のアンテナ方式。 ２２． 前記インピーダンス変圧エレメント、フィルタおよびスタブは、マイク ロストリップ成分として形成され、前記変圧エレメントは、所定の特性インピー ダンスの伝送線を形成する導電性ストリップを含み、前記スタブは、開回路端を 有する導電性ストリップを含む、請求の範囲第２１項に記載のアンテナ方式。 ２３． 前記フィルタは、前記変圧エレメントの電気的長さと比較して電気的に 短い導線によって該ノードと接続されたマイクロストリップバンドパスフィルタ である、請求の範囲第２１項に記載のアンテナ方式。 ２４． 請求の範囲第６項から第２３項のいずれか１項に記載のアンテナ方式と 、前記別のポートの１つと接続される衛星位置決定または時間調整用受信機と、 前記別のポートの別の１つと接続される携帯ないし移動電話回路とを含み、該ア ンテナおよび該フィルタは、高周波数および低周波数の一方が該受信機の動作帯 域にあり、高周波数および低周波数の他方が該移動電話回路の動作帯域にあるよ うに構成される無線通信システム。 ２５． アンテナと結合し、２００ＭＨｚを上回る周波数において動作するダイ プレクサにおいて、 一端が該アンテナと結合され、またはこれと結合する、他端が回路ノードを形 成する伝送線長の形状のインピーダンス変圧エレメントと、 少なくとも第１および第２の装置接続部と、 １つの周波数に同調され、該ノードと前記第１の装置ポートの間に接続された 第１バンドパスフィルタと、 もう１つの周波数に同調され、該ノードと前記第２の装置ポートの間に接続さ れた第２バンドパスフィルタと、 該ノードに接続されたリアクタンス補償エレメントと、 を含むダイプレクサ。 ２６． 前記リアクタンス補償エレメントはスタブエレメントである、請求の範 囲第２５項に記載のダイプレクサ。 ２７． 前記インピーダンス変圧エレメントと前記スタブは、絶縁板の片側に導 電性ストリップの形状であり、前記板のもう片側は接地面として作用する導電性 被膜を有するマイクロストリップ成分であり、前記スタブエレメントは開回路で ある、請求の範囲第２６項に記載のダイプレクサ。 ２８． 前記インピーダンス変圧エレメントを形成する伝送線長は、高周波数お よび低周波数の間の周波数において抵抗性インピーダンス変圧を実行するように なっており、これにより前記ノードにおけるインピーダンスは、.該２つの周波 数における変圧エレメントによって容量性リアクタンス成分と誘導性リアクタン ス成分をそれぞれ有し、前記スタブ長は、該２つの周波数にそれぞれ誘導性およ び容量性リアクタンスをもたらすようにし、これによって、わずかに抵抗性のあ る、 該２つの周波数のそれぞれにおいて得られたインピーダンスをノードにもたらす ように、該変圧エレメントによって前記容量性および誘導性リアクタンスに対し て少なくとも一部補償する、請求の範囲第２６項および第２７項に記載のダイプ レクサ。 ２９． 前記伝送線長は、高周波数および低周波数の間の略中間にある周波数に おいて約９０°の伝送遅延を提供するものである、請求の範囲第２８項に記載の ダイプレクサ。 ３０． 前記フィルタは、前記インピーダンス変圧エレメントと前記スタブと同 一基板を使用してマイクロストリップ成分から形成される、請求の範囲第２６項 から第２９項のいすれか１項に記載のダイプレクサ。 ３１． 相対誘電率が５以上である細長い誘導体コアと、該コアの遠端部の外側 表面にまたはこれに隣接する、縦方向に同延かつ横方向に対向する関係で配置さ れた少なくとも１組の細長い導電性エレメントと、該コアの近端部を取り巻く導 電性スリーブと、該コアを通って延設する縦方向の供給器構造とを含み、前記細 長い導電性エレメントは該給電器構造との遠位接続部と該スリーブの遠位リムの 間に延設するアンテナを用いて、帯域の１つは前記アンテナが第１の共振モード を呈する周波数を含有し、帯域の他の１つはアンテナが該第１のモードと異なる 第２の共振モードを呈する周波数を含有する少なくとも間隔を置いた２つの周波 数帯域においてアンテナを動作させる通信方法。 ３２． 前記第１および第２の共振モードは、該供給器構造の遠端部において、 実質的に均衡する供給電流と単一端の供給電流にそれぞれ対応する、請求の範囲 第３１項に記載の通信方法。 ３３． 前記第１のモードの周波数は、細長い導電性エレメントの電気的長さに よって決定され、前記第２のモードの周波数は、細長い導電性エレメントの電気 的長さ平均とスリーブの電気的長さ平均の和によって決定される、請求の範囲第 ３１項または第３２項に記載の通信方法。 ３４． 前記第１の共振モードは、円形有極信号と対応し、前記第２の共振モー ドは、アンテナの縦方向に線状に分極された信号と対応する、請求の範囲第３１ 項から第３３項のいずれか１項に記載の通信方法。 ３５． 前記一方の周波数帯域において衛星位置決定信号を受信し、前記他方の 周波数帯域において移動電話信号を送受信する、請求の範囲第３１項から第３４ 項のいずれか１項に記載の通信方法。