JP2000286698A - 周波数信号および周期パルス信号発生装置 - Google Patents
周波数信号および周期パルス信号発生装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 受信機内部で発生した１ＰＰＳと、測位用衛
星からの電波の受信によって得られるＵＴＣ等の標準ク
ロックとの差が小さくなるように、発振器の発振周波数
を制御する際、標準クロックに同期した周期パルス信号
およびそれにコヒーレントな関係にある周波数信号を速
やかに出力する。 【解決手段】 周波数可変幅が狭いが周波数安定性の高
い第１の周波数信号発生回路ＶＣ−ＯＣＸＯ１４と、こ
のＶＣ−ＯＣＸＯ１４の出力信号の波数をプロセッサ１
２から与えられる制御データに応じて間引いて第２の周
波数信号として出力するＮＣＯ２６とを設け、測位系の
標準クロックＵＴＣと１ＰＰＳとのずれが大きな段階で
ＶＣ−ＯＣＸＯ１４の出力信号を選択し、上記ずれが小
さな段階でＮＣＯ２６の出力信号を選択するように、セ
レクタ１５を切り替える。
星からの電波の受信によって得られるＵＴＣ等の標準ク
ロックとの差が小さくなるように、発振器の発振周波数
を制御する際、標準クロックに同期した周期パルス信号
およびそれにコヒーレントな関係にある周波数信号を速
やかに出力する。 【解決手段】 周波数可変幅が狭いが周波数安定性の高
い第１の周波数信号発生回路ＶＣ−ＯＣＸＯ１４と、こ
のＶＣ−ＯＣＸＯ１４の出力信号の波数をプロセッサ１
２から与えられる制御データに応じて間引いて第２の周
波数信号として出力するＮＣＯ２６とを設け、測位系の
標準クロックＵＴＣと１ＰＰＳとのずれが大きな段階で
ＶＣ−ＯＣＸＯ１４の出力信号を選択し、上記ずれが小
さな段階でＮＣＯ２６の出力信号を選択するように、セ
レクタ１５を切り替える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、測位用衛星から
の信号を受信して、測位系で用いられる時系に同期した
周期パルス信号およびそれにコヒーレントな周波数信号
を発生する装置に関するものである。
の信号を受信して、測位系で用いられる時系に同期した
周期パルス信号およびそれにコヒーレントな周波数信号
を発生する装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】たとえばＧＰＳ等の測位システムにおい
ては、各測位用衛星から受信点までの距離を観測するた
めの信号や各測位用衛星の位置を求めるための情報が送
信されていて、受信機は各測位用衛星からの測位用信号
を用いて各測位用衛星の位置と各測位用衛星から受信機
までの距離とから受信機の測位を行っている。
ては、各測位用衛星から受信点までの距離を観測するた
めの信号や各測位用衛星の位置を求めるための情報が送
信されていて、受信機は各測位用衛星からの測位用信号
を用いて各測位用衛星の位置と各測位用衛星から受信機
までの距離とから受信機の測位を行っている。
【０００３】このような測位システムでは、任意の時刻
における各衛星の位置を軌道情報と時刻によって特定で
きるようにするため、統一された時系が（ＧＰＳシステ
ムではＧＰＳ時）が用いられている。この時系における
時刻を求めるための情報は衛星から送信される信号に含
まれているため、このような信号を受信する受信機は、
測位の目的以外に時計としての機能を有する。
における各衛星の位置を軌道情報と時刻によって特定で
きるようにするため、統一された時系が（ＧＰＳシステ
ムではＧＰＳ時）が用いられている。この時系における
時刻を求めるための情報は衛星から送信される信号に含
まれているため、このような信号を受信する受信機は、
測位の目的以外に時計としての機能を有する。
【０００４】ＧＰＳシステムでは、衛星上の時計は原子
時計であり、その１秒の長さは協定世界時（以下「ＵＴ
Ｃ」と言う。）と同じ原子時の１秒にほぼ（１００ｎｓ
程度以下の小さな誤差で）一致している。したがって、
１秒およびそれ以下の単位についてはＵＴＣがＧＰＳ測
位系の標準クロックということができる。このような正
確な時刻情報を得るための受信機は時刻比較用受信機
（time transfer receiver）として専用の装置が用いら
れている。
時計であり、その１秒の長さは協定世界時（以下「ＵＴ
Ｃ」と言う。）と同じ原子時の１秒にほぼ（１００ｎｓ
程度以下の小さな誤差で）一致している。したがって、
１秒およびそれ以下の単位についてはＵＴＣがＧＰＳ測
位系の標準クロックということができる。このような正
確な時刻情報を得るための受信機は時刻比較用受信機
（time transfer receiver）として専用の装置が用いら
れている。
【０００５】また、上記時刻情報を得るための受信機
は、単に現在時刻を求めるためだけでなく、特開平１０
−４８３２４号に示されているように、高精度な１秒パ
ルス信号（以下「１ＰＰＳ」と言う。）を発生する装置
として用いられる。
は、単に現在時刻を求めるためだけでなく、特開平１０
−４８３２４号に示されているように、高精度な１秒パ
ルス信号（以下「１ＰＰＳ」と言う。）を発生する装置
として用いられる。
【０００６】上記公報に示されている１ＰＰＳを発生す
る装置の構成を図１０に示す。図１０においてＧＰＳ受
信回路はＲＦダウンコンバータ、ＧＰＳ相関器、ＰＮ符
号発生器、ドップラＮＣＯなどからなり、ＧＰＳ衛星か
らの電波を受信する。制御プロセッサはＧＰＳ受信回路
を制御して、プログラマブルカウンタから出力される１
ＰＰＳとＵＴＣとのずれを求める。ここでｆLOはＧＰＳ
受信回路に対してＲＦダウンコンバータの基準周波数信
号として、また制御プロセッサに対してシステムクロッ
ク信号としてそれぞれ与えられる。制御プロセッサは分
周器の出力信号を割り込み信号として受け、割り込み信
号により上記ＧＰＳ受信回路の制御およびプログラマブ
ルカウンタに対するプリロードネクストカウント値の出
力を行う。
る装置の構成を図１０に示す。図１０においてＧＰＳ受
信回路はＲＦダウンコンバータ、ＧＰＳ相関器、ＰＮ符
号発生器、ドップラＮＣＯなどからなり、ＧＰＳ衛星か
らの電波を受信する。制御プロセッサはＧＰＳ受信回路
を制御して、プログラマブルカウンタから出力される１
ＰＰＳとＵＴＣとのずれを求める。ここでｆLOはＧＰＳ
受信回路に対してＲＦダウンコンバータの基準周波数信
号として、また制御プロセッサに対してシステムクロッ
ク信号としてそれぞれ与えられる。制御プロセッサは分
周器の出力信号を割り込み信号として受け、割り込み信
号により上記ＧＰＳ受信回路の制御およびプログラマブ
ルカウンタに対するプリロードネクストカウント値の出
力を行う。
【０００７】ＶＣ−ＯＣＸＯは恒温槽（容器）に入れら
れた周波数可変発振器であり、制御プロセッサはＤ／Ａ
コンバータＤＡＣに対して周波数制御用データを与える
ことによって発振周波数を制御する。分周器はＶＣ−Ｏ
ＣＸＯの発振信号を所定の分周比で分周し、例えば１ｋ
Ｈｚの信号を出力する。またプログラマブルカウンタは
ＶＣ−ＯＣＸＯの出力信号をクロックとしてカウントす
る。
れた周波数可変発振器であり、制御プロセッサはＤ／Ａ
コンバータＤＡＣに対して周波数制御用データを与える
ことによって発振周波数を制御する。分周器はＶＣ−Ｏ
ＣＸＯの発振信号を所定の分周比で分周し、例えば１ｋ
Ｈｚの信号を出力する。またプログラマブルカウンタは
ＶＣ−ＯＣＸＯの出力信号をクロックとしてカウントす
る。
【０００８】プログラマブルカウンタは分周器の出力信
号によりカウントをスタートし、制御プロセッサから与
えられているプリロードネクストカウント値に達したと
き１ＰＰＳを出力する、と同時にカウントをストップす
る。
号によりカウントをスタートし、制御プロセッサから与
えられているプリロードネクストカウント値に達したと
き１ＰＰＳを出力する、と同時にカウントをストップす
る。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】ところで、例えば携帯
電話システムやＰＨＳなどの高速デジタル通信基地局、
地震計、送電線の落雷や地絡地点の検知システムなどに
おいては、上記１ＰＰＳなどの正確な周期パルス信号以
外に、それに対してコヒーレントな関係にある周波数信
号も要求される。
電話システムやＰＨＳなどの高速デジタル通信基地局、
地震計、送電線の落雷や地絡地点の検知システムなどに
おいては、上記１ＰＰＳなどの正確な周期パルス信号以
外に、それに対してコヒーレントな関係にある周波数信
号も要求される。
【００１０】図１０に示した従来の周期パルス信号発生
装置を用いて正確な周波数信号を発生させる場合、図１
０におけるクロック信号ｆLOを外部へ出力するように構
成すればよい。例えば、外部へ出力すべき周波数信号の
周波数が１０ＭＨｚである場合、ｆLOを１０．０ＭＨｚ
とし、その際、分周器の出力信号の周波数として１ｋＨ
ｚが要求される場合には、分周器の分周比を１／１００
００とすればよい。しかし制御プロセッサは、内部で毎
秒カウントしている時刻とＵＴＣとの差に基づいてプロ
グラマブルカウンタに対する設定値（プリロードネクス
トカウント値）を決定しているため、ＶＣ−ＯＣＸＯの
発振周波数が規定値からずれていたり、ＧＰＳ受信回路
の測位誤差が大きい場合などでは、プログラマブルカウ
ンタに設定するプリロードネクストカウント値が毎回変
化することになる。そのため、連続する１ＰＰＳの間に
出力される１０ＭＨｚの波数は必ずしも１×１０7 とは
ならない。すなわち１ＰＰＳは高精度に出力できるが、
１ＰＰＳにコヒーレントな周波数信号を必ずしも得るこ
とはできない。
装置を用いて正確な周波数信号を発生させる場合、図１
０におけるクロック信号ｆLOを外部へ出力するように構
成すればよい。例えば、外部へ出力すべき周波数信号の
周波数が１０ＭＨｚである場合、ｆLOを１０．０ＭＨｚ
とし、その際、分周器の出力信号の周波数として１ｋＨ
ｚが要求される場合には、分周器の分周比を１／１００
００とすればよい。しかし制御プロセッサは、内部で毎
秒カウントしている時刻とＵＴＣとの差に基づいてプロ
グラマブルカウンタに対する設定値（プリロードネクス
トカウント値）を決定しているため、ＶＣ−ＯＣＸＯの
発振周波数が規定値からずれていたり、ＧＰＳ受信回路
の測位誤差が大きい場合などでは、プログラマブルカウ
ンタに設定するプリロードネクストカウント値が毎回変
化することになる。そのため、連続する１ＰＰＳの間に
出力される１０ＭＨｚの波数は必ずしも１×１０7 とは
ならない。すなわち１ＰＰＳは高精度に出力できるが、
１ＰＰＳにコヒーレントな周波数信号を必ずしも得るこ
とはできない。
【００１１】そこで仮に、図１０に示したプログラマブ
ルカウンタの代わりに１０ＭＨｚを１／１０7 に分周す
る分周器を用いれば、連続する１ＰＰＳの間に出力され
る１０ＭＨｚの波数は必ず１×１０7 となる。但し、そ
の方式では、１ＰＰＳの出力されるタイミングをＵＴＣ
に合わせるために、ＶＣ−ＯＣＸＯの発振周波数を正確
な１０ＭＨｚに対して増減させなければならない。とこ
ろが、ＶＣ−ＯＣＸＯの周波数可変範囲は一般に±１〜
２ｐｐｍである。１０ＭＨｚの場合、せいぜい±１０〜
２０Ｈｚ程度であり、毎秒１０〜２０サイクル分しか修
正できない。一方のＵＴＣと１ＰＰＳのタイミングのず
れは、電源投入時などでは最大１秒の半分すなわち±５
００ｍｓである。そのため、電源投入後、１０ＭＨｚが
安定し、且つ１ＰＰＳがＵＴＣに同期するまでに、０．
５×（１０7 ／１０〜２０）＝０．５×１０6 〜０．２
５×１０6 [秒] ＝１３９〜６９時間となり、数十時間
も要することになる。
ルカウンタの代わりに１０ＭＨｚを１／１０7 に分周す
る分周器を用いれば、連続する１ＰＰＳの間に出力され
る１０ＭＨｚの波数は必ず１×１０7 となる。但し、そ
の方式では、１ＰＰＳの出力されるタイミングをＵＴＣ
に合わせるために、ＶＣ−ＯＣＸＯの発振周波数を正確
な１０ＭＨｚに対して増減させなければならない。とこ
ろが、ＶＣ−ＯＣＸＯの周波数可変範囲は一般に±１〜
２ｐｐｍである。１０ＭＨｚの場合、せいぜい±１０〜
２０Ｈｚ程度であり、毎秒１０〜２０サイクル分しか修
正できない。一方のＵＴＣと１ＰＰＳのタイミングのず
れは、電源投入時などでは最大１秒の半分すなわち±５
００ｍｓである。そのため、電源投入後、１０ＭＨｚが
安定し、且つ１ＰＰＳがＵＴＣに同期するまでに、０．
５×（１０7 ／１０〜２０）＝０．５×１０6 〜０．２
５×１０6 [秒] ＝１３９〜６９時間となり、数十時間
も要することになる。
【００１２】この発明の目的は、測位系の時系に同期し
た周期パルス信号を発生するとともに、それにコヒーレ
ントな関係にある周波数信号を短時間のうちに安定化さ
せて出力できるようにした周波数信号および周期パルス
信号発生装置を提供することにある。
た周期パルス信号を発生するとともに、それにコヒーレ
ントな関係にある周波数信号を短時間のうちに安定化さ
せて出力できるようにした周波数信号および周期パルス
信号発生装置を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】この発明は、第１の周波
数信号を発生する第１周波数信号発生回路と、該第１周
波数信号発生回路に比べて周波数可変幅の広い第２の周
波数信号を発生する第２周波数信号発生回路と、第１ま
たは第２の周波数信号発生回路による周波数信号のいず
れか一方を選択する選択手段と、選択された周波数信号
を分周してパルス信号を発生する手段と、測位用衛星か
らの信号を受信して測位系の標準クロックと前記パルス
信号とのずれを求める受信手段と、該ずれが所定値より
大きな状態で第２周波数信号発生回路が選択され、前記
ずれが前記所定値より小さな状態で第１周波数信号発生
回路が選択されるように前記選択手段を制御するととも
に、前記ずれが小さくなるように前記第１または第２の
周波数信号発生回路の発生周波数を制御する周波数制御
手段とを設けて、周波数信号および周期パルス信号を発
生する。
数信号を発生する第１周波数信号発生回路と、該第１周
波数信号発生回路に比べて周波数可変幅の広い第２の周
波数信号を発生する第２周波数信号発生回路と、第１ま
たは第２の周波数信号発生回路による周波数信号のいず
れか一方を選択する選択手段と、選択された周波数信号
を分周してパルス信号を発生する手段と、測位用衛星か
らの信号を受信して測位系の標準クロックと前記パルス
信号とのずれを求める受信手段と、該ずれが所定値より
大きな状態で第２周波数信号発生回路が選択され、前記
ずれが前記所定値より小さな状態で第１周波数信号発生
回路が選択されるように前記選択手段を制御するととも
に、前記ずれが小さくなるように前記第１または第２の
周波数信号発生回路の発生周波数を制御する周波数制御
手段とを設けて、周波数信号および周期パルス信号を発
生する。
【００１４】このように、第１の周波数信号を発生する
回路と、第２の周波数信号を発生する回路を設け、いず
れか一方の周波数信号の分周信号を、１ＰＰＳなどのパ
ルス信号として出力する。そして、このパルス信号とＵ
ＴＣなどの標準クロックとのずれが所定値より大きい時
に周波数可変幅の広い第２の周波数信号発生回路を用
い、上記ずれが所定値より小さい場合に、第１の周波数
信号発生回路を選択するが、この第１の周波数信号発生
回路は、周波数可変幅が相対的に狭い分、周波数安定性
の高い発振器により構成できるので、ＵＴＣなどの測位
系の標準クロックと１ＰＰＳなどの一定周期のパルス信
号とのずれが速やかに減少し、そのずれが小さくなった
時点で高精度な周波数信号および周期パルス信号が出力
される。しかも第１または第２の周波数信号と上記パル
ス信号とはコヒーレントな関係にあるため、例えば１Ｐ
ＰＳの間に出力される例えば１０ＭＨｚの波数は常に１
×１０7 の関係に保たれる。
回路と、第２の周波数信号を発生する回路を設け、いず
れか一方の周波数信号の分周信号を、１ＰＰＳなどのパ
ルス信号として出力する。そして、このパルス信号とＵ
ＴＣなどの標準クロックとのずれが所定値より大きい時
に周波数可変幅の広い第２の周波数信号発生回路を用
い、上記ずれが所定値より小さい場合に、第１の周波数
信号発生回路を選択するが、この第１の周波数信号発生
回路は、周波数可変幅が相対的に狭い分、周波数安定性
の高い発振器により構成できるので、ＵＴＣなどの測位
系の標準クロックと１ＰＰＳなどの一定周期のパルス信
号とのずれが速やかに減少し、そのずれが小さくなった
時点で高精度な周波数信号および周期パルス信号が出力
される。しかも第１または第２の周波数信号と上記パル
ス信号とはコヒーレントな関係にあるため、例えば１Ｐ
ＰＳの間に出力される例えば１０ＭＨｚの波数は常に１
×１０7 の関係に保たれる。
【００１５】また、この発明は、前記第２周波数信号発
生回路が、第１の周波数信号または第１の周波数信号の
一定周波数比に相当する信号を入力し、該入力信号の単
位時間当たりの波数の制御によって周波数を変化させて
第２の周波数信号を発生するものとする。例えば、第１
の周波数信号を基準周波数信号とし、制御データにより
周波数信号の周期を制御する数値制御発振器（ＮＣＯ）
により構成する。
生回路が、第１の周波数信号または第１の周波数信号の
一定周波数比に相当する信号を入力し、該入力信号の単
位時間当たりの波数の制御によって周波数を変化させて
第２の周波数信号を発生するものとする。例えば、第１
の周波数信号を基準周波数信号とし、制御データにより
周波数信号の周期を制御する数値制御発振器（ＮＣＯ）
により構成する。
【００１６】また、この発明は、第１・第２の周波数信
号をそれぞれ所定分周比で分周して位相比較するととも
に、該位相差に応じて前記第２周波数信号発生回路の発
生周波数を制御するＰＬＬ回路を構成し、前記周波数制
御手段が、前記分周比によって第２の周波数信号の周波
数を制御するものとする。
号をそれぞれ所定分周比で分周して位相比較するととも
に、該位相差に応じて前記第２周波数信号発生回路の発
生周波数を制御するＰＬＬ回路を構成し、前記周波数制
御手段が、前記分周比によって第２の周波数信号の周波
数を制御するものとする。
【００１７】また、この発明は、前記受信手段の動作タ
イミングを定めるクロック信号を発生する第３の周波数
信号発生回路と、該第３の周波数信号発生回路の出力信
号の分周信号と前記第１または第２周波数信号発生回路
の分周信号とを位相比較して、第１または第２の周波数
信号発生回路の出力信号にコヒーレントなクロック信号
を第３の周波数信号発生回路から出力させるＰＬＬ回路
を設ける。これにより、受信手段が要するクロック信号
の周波数と、外部へ出力する周波数信号の周波数とを任
意の比（分周比／逓倍比）に定めることができ、受信手
段で用いるクロック信号の周波数とは独立して任意の周
波数信号を出力できるようになる。逆に、出力すべき周
波数信号の周波数とは独立して任意のクロック信号を基
に処理を行う受信手段を設けることもできる。
イミングを定めるクロック信号を発生する第３の周波数
信号発生回路と、該第３の周波数信号発生回路の出力信
号の分周信号と前記第１または第２周波数信号発生回路
の分周信号とを位相比較して、第１または第２の周波数
信号発生回路の出力信号にコヒーレントなクロック信号
を第３の周波数信号発生回路から出力させるＰＬＬ回路
を設ける。これにより、受信手段が要するクロック信号
の周波数と、外部へ出力する周波数信号の周波数とを任
意の比（分周比／逓倍比）に定めることができ、受信手
段で用いるクロック信号の周波数とは独立して任意の周
波数信号を出力できるようになる。逆に、出力すべき周
波数信号の周波数とは独立して任意のクロック信号を基
に処理を行う受信手段を設けることもできる。
【００１８】
【発明の実施の形態】この発明の第１の実施形態に係る
周波数信号および周期パルス信号発生装置の構成を図１
〜図３を参照して説明する。図１は装置全体のブロック
図である。受信回路１１は、ＧＰＳアンテナ１が受けた
ＧＰＳ衛星からの電波を周波数変換するＲＦダウンコン
バータおよび、その信号をデジタルデータに変換するＡ
Ｄコンバータを備えている。プロセッサ１２は受信回路
１１に対して、発生すべきＣ／Ａコードとその位相の指
定、およびキャリア成分除去のための制御を行う。
周波数信号および周期パルス信号発生装置の構成を図１
〜図３を参照して説明する。図１は装置全体のブロック
図である。受信回路１１は、ＧＰＳアンテナ１が受けた
ＧＰＳ衛星からの電波を周波数変換するＲＦダウンコン
バータおよび、その信号をデジタルデータに変換するＡ
Ｄコンバータを備えている。プロセッサ１２は受信回路
１１に対して、発生すべきＣ／Ａコードとその位相の指
定、およびキャリア成分除去のための制御を行う。
【００１９】ＶＣ−ＯＣＸＯ１４は、この発明に係る第
１周波数信号発生回路に相当する、周波数安定性は高い
が周波数可変幅の狭い、恒温槽入りの電圧制御発振器で
あり、１０ＭＨｚの周波数信号を発生する。プロセッサ
１２はＤＡコンバータ１３に対して制御データを与える
ことにより、その発振周波数を僅かながら制御する。分
周器１９はＶＣ−ＯＣＸＯ１４の発振信号を分周して位
相比較器１８へ与える。ＶＣ−ＸＯ１６は、この発明に
係る第２周波数信号発生回路に相当する、周波数安定性
が上記ＶＣ−ＯＣＸＯ１４に比べて高くはないが、周波
数可変幅の広い電圧制御発振器であり、略１０ＭＨｚの
周波数信号を発生する。分周器１７はＶＣ−ＸＯ１６の
発振信号を分周して位相比較器１８へ与える。その分周
比はプロセッサ１２が定める。位相比較器１８は２つの
分周器１９，１７より出力される信号の位相差を検出し
て、その位相差が小さくなる方向にＶＣ−ＸＯ１６の発
振周波数を制御する。これによりＰＬＬ回路を構成して
いる。セレクタ１５はプロセッサ１２の出力信号に従っ
てＶＣ−ＯＣＸＯ１４またはＶＣ−ＸＯ１６の発振信号
のうち何れか一方を選択して出力する。
１周波数信号発生回路に相当する、周波数安定性は高い
が周波数可変幅の狭い、恒温槽入りの電圧制御発振器で
あり、１０ＭＨｚの周波数信号を発生する。プロセッサ
１２はＤＡコンバータ１３に対して制御データを与える
ことにより、その発振周波数を僅かながら制御する。分
周器１９はＶＣ−ＯＣＸＯ１４の発振信号を分周して位
相比較器１８へ与える。ＶＣ−ＸＯ１６は、この発明に
係る第２周波数信号発生回路に相当する、周波数安定性
が上記ＶＣ−ＯＣＸＯ１４に比べて高くはないが、周波
数可変幅の広い電圧制御発振器であり、略１０ＭＨｚの
周波数信号を発生する。分周器１７はＶＣ−ＸＯ１６の
発振信号を分周して位相比較器１８へ与える。その分周
比はプロセッサ１２が定める。位相比較器１８は２つの
分周器１９，１７より出力される信号の位相差を検出し
て、その位相差が小さくなる方向にＶＣ−ＸＯ１６の発
振周波数を制御する。これによりＰＬＬ回路を構成して
いる。セレクタ１５はプロセッサ１２の出力信号に従っ
てＶＣ−ＯＣＸＯ１４またはＶＣ−ＸＯ１６の発振信号
のうち何れか一方を選択して出力する。
【００２０】位相比較器１８は、分周器１９，１７より
出力される信号が同位相となったとき、そのタイミング
を示す信号“Ｌｏｃｋ”を出力する。上記セレクタ１５
は位相比較器１８から出力される信号“Ｌｏｃｋ”に同
期して、プロセッサ１２の出力信号に従って、ＶＣ−Ｏ
ＣＸＯ１４の出力からＶＣ−ＸＯ１６の出力へ、または
ＶＣ−ＸＯ１６の出力からＶＣ−ＯＣＸＯ１４の出力へ
切り替える。したがってこの切替時においても、位相が
連続した１０ＭＨｚの信号が出力されることになる。
出力される信号が同位相となったとき、そのタイミング
を示す信号“Ｌｏｃｋ”を出力する。上記セレクタ１５
は位相比較器１８から出力される信号“Ｌｏｃｋ”に同
期して、プロセッサ１２の出力信号に従って、ＶＣ−Ｏ
ＣＸＯ１４の出力からＶＣ−ＸＯ１６の出力へ、または
ＶＣ−ＸＯ１６の出力からＶＣ−ＯＣＸＯ１４の出力へ
切り替える。したがってこの切替時においても、位相が
連続した１０ＭＨｚの信号が出力されることになる。
【００２１】分周器２０はセレクタ１５から出力される
１０ＭＨｚの周波数信号を１／１００００に分周して１
ｋＨｚの信号を出力する。分周器２１はこれを更に１／
１０００分周して１ＰＰＳとして出力する。この１ＰＰ
Ｓはプロセッサ１２へも与えられる。プロセッサ１２は
この１ＰＰＳの発生タイミングを検出し、ＵＴＣとのず
れを求める。
１０ＭＨｚの周波数信号を１／１００００に分周して１
ｋＨｚの信号を出力する。分周器２１はこれを更に１／
１０００分周して１ＰＰＳとして出力する。この１ＰＰ
Ｓはプロセッサ１２へも与えられる。プロセッサ１２は
この１ＰＰＳの発生タイミングを検出し、ＵＴＣとのず
れを求める。
【００２２】ＶＣ−ＴＣＸＯ２３は、この発明に係る第
３の周波数信号発生回路に相当する温度補償電圧制御発
振器であり、受信回路１１に対する周波数変換用の基準
周波数信号として、およびプロセッサ１２に対するクロ
ック信号として１１．６０５ＭＨｚの信号を発生する。
分周器２４はこのＶＣ−ＴＣＸＯ２３の発振信号を１／
１１６０５分周して１ｋＨｚの信号を出力する。この１
ｋＨｚの信号はプロセッサ１２に対して割り込み信号と
して与えられる。位相比較器２２は分周器２４の出力信
号と分周器２０の出力信号との位相比較を行って、位相
差が小さく且つ安定するようにＶＣ−ＴＣＸＯ２３の発
振周波数を制御する。これによりＰＬＬ回路を構成して
いる。
３の周波数信号発生回路に相当する温度補償電圧制御発
振器であり、受信回路１１に対する周波数変換用の基準
周波数信号として、およびプロセッサ１２に対するクロ
ック信号として１１．６０５ＭＨｚの信号を発生する。
分周器２４はこのＶＣ−ＴＣＸＯ２３の発振信号を１／
１１６０５分周して１ｋＨｚの信号を出力する。この１
ｋＨｚの信号はプロセッサ１２に対して割り込み信号と
して与えられる。位相比較器２２は分周器２４の出力信
号と分周器２０の出力信号との位相比較を行って、位相
差が小さく且つ安定するようにＶＣ−ＴＣＸＯ２３の発
振周波数を制御する。これによりＰＬＬ回路を構成して
いる。
【００２３】ＶＣ−ＴＣＸＯ２３の周波数安定性はＶＣ
−ＯＣＸＯよりは低いが、上記ＰＬＬ回路により、略Ｖ
Ｃ−ＯＣＸＯ並の周波数安定性を確保できる。また、一
般にＶＣ−ＴＣＸＯ２３の周波数可変幅はＶＣ−ＸＯ１
６より狭いため、セレクタ１５によりＶＣ−ＸＯ１６を
選択しているときは、上記ＰＬＬ回路の同期範囲を超え
ることもあり得る。しかし、その場合においても、受信
回路１１とプロセッサ１２はＶＣ−ＴＣＸＯ２３のクロ
ックにより動作し、１ＰＰＳの発生タイミングとＵＴＣ
とのずれを求めることができる。
−ＯＣＸＯよりは低いが、上記ＰＬＬ回路により、略Ｖ
Ｃ−ＯＣＸＯ並の周波数安定性を確保できる。また、一
般にＶＣ−ＴＣＸＯ２３の周波数可変幅はＶＣ−ＸＯ１
６より狭いため、セレクタ１５によりＶＣ−ＸＯ１６を
選択しているときは、上記ＰＬＬ回路の同期範囲を超え
ることもあり得る。しかし、その場合においても、受信
回路１１とプロセッサ１２はＶＣ−ＴＣＸＯ２３のクロ
ックにより動作し、１ＰＰＳの発生タイミングとＵＴＣ
とのずれを求めることができる。
【００２４】図２は図１に示したプロセッサ１２のＣ／
Ａコード位相とキャリア位相の追尾のための構成を示す
ブロック図である。図２においてＣＰＵ６１はＲＯＭ６
２に予め書き込まれたプログラムを実行する。ＲＡＭ６
３はそのプログラムの実行に際してワーキングエリアと
して用いる。ＩＱ分離回路５０は、受信回路のＡ／Ｄコ
ンバータからのデータのキャリア周波数におけるＩ成分
とＱ成分を分離する。キャリアＮＣＯ５１は乗算器５２
に対してキャリア信号（データ）を与え、乗算器５２は
対してキャリア信号のデータを乗算することによってキ
ャリア成分（ドップラ成分）を除去したＩ成分とＱ成分
のデータを出力する。Ｃ／Ａコード発生回路５３は所定
幅位相のずれたＣ／Ａコードを、指定された位相で発生
する。相関器５４はＩ成分とＱ成分について、受信信号
のＣ／ＡコードとＣ／Ａコード発生回路の発生した位相
のずれた２つのＣ／Ａコードとの相関値を求める。ＣＰ
Ｕ６１はＩ成分とＱ成分の相関値を基に、受信信号のキ
ャリア位相を検出し、キャリア位相が０になるように、
キャリアＮＣＯ５１の発生するキャリア位相を制御す
る。また上記位相のずれた２つのＣ／Ａコードの相関値
からＣ／Ａコード位相を検出し、その結果に応じてＣ／
Ａコード発生回路５３を制御して受信信号のＣ／Ａコー
ドを追尾する。さらにＣＰＵ６１は受信信号から航法メ
ッセージデータを抽出し、時刻情報と複数の衛星の軌道
情報およびＣ／Ａコード位相から測位演算を行う。
Ａコード位相とキャリア位相の追尾のための構成を示す
ブロック図である。図２においてＣＰＵ６１はＲＯＭ６
２に予め書き込まれたプログラムを実行する。ＲＡＭ６
３はそのプログラムの実行に際してワーキングエリアと
して用いる。ＩＱ分離回路５０は、受信回路のＡ／Ｄコ
ンバータからのデータのキャリア周波数におけるＩ成分
とＱ成分を分離する。キャリアＮＣＯ５１は乗算器５２
に対してキャリア信号（データ）を与え、乗算器５２は
対してキャリア信号のデータを乗算することによってキ
ャリア成分（ドップラ成分）を除去したＩ成分とＱ成分
のデータを出力する。Ｃ／Ａコード発生回路５３は所定
幅位相のずれたＣ／Ａコードを、指定された位相で発生
する。相関器５４はＩ成分とＱ成分について、受信信号
のＣ／ＡコードとＣ／Ａコード発生回路の発生した位相
のずれた２つのＣ／Ａコードとの相関値を求める。ＣＰ
Ｕ６１はＩ成分とＱ成分の相関値を基に、受信信号のキ
ャリア位相を検出し、キャリア位相が０になるように、
キャリアＮＣＯ５１の発生するキャリア位相を制御す
る。また上記位相のずれた２つのＣ／Ａコードの相関値
からＣ／Ａコード位相を検出し、その結果に応じてＣ／
Ａコード発生回路５３を制御して受信信号のＣ／Ａコー
ドを追尾する。さらにＣＰＵ６１は受信信号から航法メ
ッセージデータを抽出し、時刻情報と複数の衛星の軌道
情報およびＣ／Ａコード位相から測位演算を行う。
【００２５】図３は図１に示したＶＣ−ＯＣＸＯ１４の
発振周波数制御、分周器１７の分周比制御およびセレク
タ１５の切替制御を行う処理手順を示すフローチャート
である。
発振周波数制御、分周器１７の分周比制御およびセレク
タ１５の切替制御を行う処理手順を示すフローチャート
である。
【００２６】まずセレクタをＶＣ−ＸＯ１６側に選択す
る（ｎ１）。これにより、ＶＣ−ＸＯ１６の発振信号で
ある略１０ＭＨｚの周波数信号を先ず出力する。続いて
ＵＴＣと１ＰＰＳとのずれΔｔを求める（ｎ２）。な
お、Ｃ／ＡコードはＵＴＣに同期してＧＰＳ衛星から送
信されているので、Ｃ／Ａコード位相の追尾を行うこと
によってＵＴＣの毎秒のタイミングを求めることができ
る。上記ΔｔはＶＣ−ＸＯ１６の発振周波数のずれ（誤
差）に起因している。
る（ｎ１）。これにより、ＶＣ−ＸＯ１６の発振信号で
ある略１０ＭＨｚの周波数信号を先ず出力する。続いて
ＵＴＣと１ＰＰＳとのずれΔｔを求める（ｎ２）。な
お、Ｃ／ＡコードはＵＴＣに同期してＧＰＳ衛星から送
信されているので、Ｃ／Ａコード位相の追尾を行うこと
によってＵＴＣの毎秒のタイミングを求めることができ
る。上記ΔｔはＶＣ−ＸＯ１６の発振周波数のずれ（誤
差）に起因している。
【００２７】このずれΔｔの絶対値が、予め定めたしき
い値ｔｈを超えるとき、Δｔの大きさに応じて、図１に
示した分周器１７の分周比を設定する（ｎ３→ｎ４）。
例えば分周器１９の分周比が１／１００００であり、１
ＰＰＳがＵＴＣより遅れているときにΔｔがプラスにな
る関係であるものとすると、上記Δｔが＋０．０５秒を
超える値であれば、分周器１７の分周比を１／１１００
０とする。図１に示した位相比較器１８は分周器１９，
１７の出力信号の位相差が小さくなる方向にＶＣ−ＸＯ
１６の発振周波数を制御するため、このことにより、Ｖ
Ｃ−ＸＯ１６から１１ＭＨｚの周波数信号が出力され、
１秒あたり１秒の１０％の割合で１ＰＰＳの発生タイミ
ングが早まっていく。また、Δｔが−０．０５秒未満の
（絶対値が０．０５を超える）値であれば、分周器１７
の分周比を１／９０００とする。これにより、１秒あた
り１秒の１０％の割合で１ＰＰＳの発生タイミングが遅
れていく。
い値ｔｈを超えるとき、Δｔの大きさに応じて、図１に
示した分周器１７の分周比を設定する（ｎ３→ｎ４）。
例えば分周器１９の分周比が１／１００００であり、１
ＰＰＳがＵＴＣより遅れているときにΔｔがプラスにな
る関係であるものとすると、上記Δｔが＋０．０５秒を
超える値であれば、分周器１７の分周比を１／１１００
０とする。図１に示した位相比較器１８は分周器１９，
１７の出力信号の位相差が小さくなる方向にＶＣ−ＸＯ
１６の発振周波数を制御するため、このことにより、Ｖ
Ｃ−ＸＯ１６から１１ＭＨｚの周波数信号が出力され、
１秒あたり１秒の１０％の割合で１ＰＰＳの発生タイミ
ングが早まっていく。また、Δｔが−０．０５秒未満の
（絶対値が０．０５を超える）値であれば、分周器１７
の分周比を１／９０００とする。これにより、１秒あた
り１秒の１０％の割合で１ＰＰＳの発生タイミングが遅
れていく。
【００２８】このようにして、原発振器であるＶＣ−Ｘ
Ｏ１６の発振周波数を一時的に大きくずらせることによ
って、ＵＴＣに略同期した１ＰＰＳを速やかに発生させ
ることができる。前述したように、電源投入後のＵＴＣ
と１ＰＰＳのタイミングのずれは最大±５００ｍｓであ
るから、最大約５秒程度の短時間で精度±０．０５秒の
１ＰＰＳと、それにコヒーレントな１０ＭＨｚの周波数
信号が出力される。
Ｏ１６の発振周波数を一時的に大きくずらせることによ
って、ＵＴＣに略同期した１ＰＰＳを速やかに発生させ
ることができる。前述したように、電源投入後のＵＴＣ
と１ＰＰＳのタイミングのずれは最大±５００ｍｓであ
るから、最大約５秒程度の短時間で精度±０．０５秒の
１ＰＰＳと、それにコヒーレントな１０ＭＨｚの周波数
信号が出力される。
【００２９】その後、Δｔが＋０．０５秒以下となれ
ば、分周器１７の分周比を１／１０１００とする。これ
により、１秒あたり１秒の１％の割合で１ＰＰＳの発生
タイミングが早まっていく。また、Δｔが−０．０５秒
以上（絶対値が０．０５秒以下）となれば、分周器１７
の分周比を１／９８００とする。これにより、１秒あた
り１秒の１％の割合で１ＰＰＳの発生タイミングが遅れ
ていく。したがってこの段階になってから約５秒以内に
精度±０．００５秒の１ＰＰＳが出力される。
ば、分周器１７の分周比を１／１０１００とする。これ
により、１秒あたり１秒の１％の割合で１ＰＰＳの発生
タイミングが早まっていく。また、Δｔが−０．０５秒
以上（絶対値が０．０５秒以下）となれば、分周器１７
の分周比を１／９８００とする。これにより、１秒あた
り１秒の１％の割合で１ＰＰＳの発生タイミングが遅れ
ていく。したがってこの段階になってから約５秒以内に
精度±０．００５秒の１ＰＰＳが出力される。
【００３０】更に、Δｔが＋０．００５秒以下となれ
ば、分周器１７の分周比を１／１００１０とし、Δｔが
−０．００５秒以上（絶対値が０．００５秒以下）とな
れば、分周器１７の分周比を１／９９９０とする。これ
により、１秒あたり１秒の０．１％の割合で１ＰＰＳの
発生タイミングがずれていき、この段階になってから約
５秒以内に精度±０．０００５秒の１ＰＰＳが出力され
ることになる。
ば、分周器１７の分周比を１／１００１０とし、Δｔが
−０．００５秒以上（絶対値が０．００５秒以下）とな
れば、分周器１７の分周比を１／９９９０とする。これ
により、１秒あたり１秒の０．１％の割合で１ＰＰＳの
発生タイミングがずれていき、この段階になってから約
５秒以内に精度±０．０００５秒の１ＰＰＳが出力され
ることになる。
【００３１】以降、同様にしてΔｔの絶対値が小さくな
るように分周器１７の分周比を１／１００００に近づけ
ていく。そしてΔｔの絶対値が所定のしきい値ｔｈ以下
となれば、セレクタ１５をＶＣ−ＯＣＸＯ１４側に切り
替える（ｎ５）。このしきい値ｔｈはＶＣ−ＸＯ１６の
発振周波数がＶＣ−ＯＣＸＯ１４の周波数可変幅内に入
る条件で定めておく。
るように分周器１７の分周比を１／１００００に近づけ
ていく。そしてΔｔの絶対値が所定のしきい値ｔｈ以下
となれば、セレクタ１５をＶＣ−ＯＣＸＯ１４側に切り
替える（ｎ５）。このしきい値ｔｈはＶＣ−ＸＯ１６の
発振周波数がＶＣ−ＯＣＸＯ１４の周波数可変幅内に入
る条件で定めておく。
【００３２】続いて、ＵＴＣと１ＰＰＳとのずれΔｔを
求めるとともに、その値が小さくなるようにＶＣ−ＯＣ
ＸＯ１４に対する制御データを出力する（ｎ６→ｎ７→
ｎ８→ｎ６→・・・）。以降は周波数安定性の高いＶＣ
−ＯＣＸＯの発振信号を１０ＭＨｚの周波数信号として
出力する。
求めるとともに、その値が小さくなるようにＶＣ−ＯＣ
ＸＯ１４に対する制御データを出力する（ｎ６→ｎ７→
ｎ８→ｎ６→・・・）。以降は周波数安定性の高いＶＣ
−ＯＣＸＯの発振信号を１０ＭＨｚの周波数信号として
出力する。
【００３３】もし複数のＧＰＳ衛星からの電波が途絶え
るなどによって、Δｔの絶対値がしきい値ｔｈを超える
状態となれば、セレクタ１５を再びＶＣ−ＸＯ１６側に
切り替えて初期状態における処理へ戻る（ｎ７→ｎ１→
・・・）。その後は同様にしてＶＣ−ＸＯを原発振器と
する処理を行い、ＵＴＣと１ＰＰＳとのずれがしきい値
ｔｈにまで小さくなった時点で再びＶＣ−ＯＣＸＯを原
発振器とする処理へ移行する。
るなどによって、Δｔの絶対値がしきい値ｔｈを超える
状態となれば、セレクタ１５を再びＶＣ−ＸＯ１６側に
切り替えて初期状態における処理へ戻る（ｎ７→ｎ１→
・・・）。その後は同様にしてＶＣ−ＸＯを原発振器と
する処理を行い、ＵＴＣと１ＰＰＳとのずれがしきい値
ｔｈにまで小さくなった時点で再びＶＣ−ＯＣＸＯを原
発振器とする処理へ移行する。
【００３４】以上のようにして、測位系の時系（ＵＴ
Ｃ）に同期した周期パルス信号（１ＰＰＳ）を発生する
とともに、それにコヒーレントな関係にある周波数信号
（１０ＭＨｚ）を短時間のうちに安定化させて出力させ
る。
Ｃ）に同期した周期パルス信号（１ＰＰＳ）を発生する
とともに、それにコヒーレントな関係にある周波数信号
（１０ＭＨｚ）を短時間のうちに安定化させて出力させ
る。
【００３５】なお、図１において破線で示すように、Ｖ
Ｃ−ＯＣＸＯ１４の出力信号を１０ＭＨｚ信号として外
部へ出力するようにしてもよい。この場合、歪みの非常
に少ない１０ＭＨｚの正弦波信号を外部へ出力できる。
また、セレクタ１５は正弦波信号を切り替えるアナログ
回路で構成する必要がなく、矩形波信号を出力する回路
で容易に構成できる。但し、セレクタ１４がＶＣ−ＸＯ
１６側を選択している状態では、外部へ出力されている
１０ＭＨｚ信号と１ＰＰＳとはコヒレーントな関係には
無い。しかし、電源投入直後、通常は短時間の内にセレ
クタ１４がＶＣ−ＯＣＸＯ１４側を選択することにな
り、それ以降はコヒーレント性が保てる。また、セレク
タがＶＣ−ＯＣＸＯ１４側とＶＣ−ＸＯ１６側のいずれ
を選択しているかの状態を外部へ出力することによっ
て、１０ＭＨｚ信号および１ＰＰＳを利用する装置は、
それに応じた処理を行うことができる。例えば、セレク
タがＶＣ−ＸＯ１６側を選択している状態では（セレク
タがＶＣ−ＯＣＸＯ１４側を選択するまでの間は）、Ｖ
Ｃ−ＯＣＸＯ１４から直接出力されている１０ＭＨｚ信
号をモニターして、正常に発振動作しているか否かのチ
ェックを行う、といった処理も可能である。
Ｃ−ＯＣＸＯ１４の出力信号を１０ＭＨｚ信号として外
部へ出力するようにしてもよい。この場合、歪みの非常
に少ない１０ＭＨｚの正弦波信号を外部へ出力できる。
また、セレクタ１５は正弦波信号を切り替えるアナログ
回路で構成する必要がなく、矩形波信号を出力する回路
で容易に構成できる。但し、セレクタ１４がＶＣ−ＸＯ
１６側を選択している状態では、外部へ出力されている
１０ＭＨｚ信号と１ＰＰＳとはコヒレーントな関係には
無い。しかし、電源投入直後、通常は短時間の内にセレ
クタ１４がＶＣ−ＯＣＸＯ１４側を選択することにな
り、それ以降はコヒーレント性が保てる。また、セレク
タがＶＣ−ＯＣＸＯ１４側とＶＣ−ＸＯ１６側のいずれ
を選択しているかの状態を外部へ出力することによっ
て、１０ＭＨｚ信号および１ＰＰＳを利用する装置は、
それに応じた処理を行うことができる。例えば、セレク
タがＶＣ−ＸＯ１６側を選択している状態では（セレク
タがＶＣ−ＯＣＸＯ１４側を選択するまでの間は）、Ｖ
Ｃ−ＯＣＸＯ１４から直接出力されている１０ＭＨｚ信
号をモニターして、正常に発振動作しているか否かのチ
ェックを行う、といった処理も可能である。
【００３６】次に、第２の実施形態に係る周波数信号お
よび周期パルス信号発生装置のブロック図を図４に示
す。図１に示した例では、セレクタ１５がＶＣ−ＸＯ１
６側を選択していて、ＶＣ−ＸＯ１６の発振周波数が１
０ＭＨｚからずれているとき、ＶＣ−ＴＣＸＯ２３の発
振周波数もずれる。この場合でも、原理的にはプロセッ
サ１２は毎秒毎秒のＵＴＣと１ＰＰＳとの差Δｔを求め
ることができる。しかし、受信回路１１に対する基準周
波数信号およびプロセッサ１２に対するクロック信号の
周波数が設計値より極端にずれると、衛星の捕捉ができ
なくなる。そこで、この第２の実施形態では、受信回路
１１に対する基準周波数信号およびプロセッサ１２に対
するクロック信号の周波数を常に安定化させる。
よび周期パルス信号発生装置のブロック図を図４に示
す。図１に示した例では、セレクタ１５がＶＣ−ＸＯ１
６側を選択していて、ＶＣ−ＸＯ１６の発振周波数が１
０ＭＨｚからずれているとき、ＶＣ−ＴＣＸＯ２３の発
振周波数もずれる。この場合でも、原理的にはプロセッ
サ１２は毎秒毎秒のＵＴＣと１ＰＰＳとの差Δｔを求め
ることができる。しかし、受信回路１１に対する基準周
波数信号およびプロセッサ１２に対するクロック信号の
周波数が設計値より極端にずれると、衛星の捕捉ができ
なくなる。そこで、この第２の実施形態では、受信回路
１１に対する基準周波数信号およびプロセッサ１２に対
するクロック信号の周波数を常に安定化させる。
【００３７】図４において、分周器２５はＶＣ−ＯＣＸ
Ｏ１４の出力信号を１／１００００分周して１ｋＨｚの
信号を位相比較器２２へ与える。その他の構成は図１に
示したものと同様である。
Ｏ１４の出力信号を１／１００００分周して１ｋＨｚの
信号を位相比較器２２へ与える。その他の構成は図１に
示したものと同様である。
【００３８】図４に示した構成によれば、受信回路１１
に対する基準周波数信号およびプロセッサ１２に対する
クロック信号の周波数を、ＶＣ−ＯＣＸＯ１４の発振周
波数にコヒーレントな関係とすることができる。そのた
め、セレクタ１５の選択状態およびＶＣ−ＸＯ１６の発
振周波数に無関係に、受信回路１１は常に安定性の高い
周波数で周波数変換を行い、プロセッサ１２は常に周波
数安定性の高いクロック信号で動作することになる。但
し、設計によっては、ＶＣ−ＯＣＸＯ１４の出力信号を
用いないで、常にＶＣ−ＸＯ１６の出力信号を分周器２
５へ与えるようにしてもよい。
に対する基準周波数信号およびプロセッサ１２に対する
クロック信号の周波数を、ＶＣ−ＯＣＸＯ１４の発振周
波数にコヒーレントな関係とすることができる。そのた
め、セレクタ１５の選択状態およびＶＣ−ＸＯ１６の発
振周波数に無関係に、受信回路１１は常に安定性の高い
周波数で周波数変換を行い、プロセッサ１２は常に周波
数安定性の高いクロック信号で動作することになる。但
し、設計によっては、ＶＣ−ＯＣＸＯ１４の出力信号を
用いないで、常にＶＣ−ＸＯ１６の出力信号を分周器２
５へ与えるようにしてもよい。
【００３９】なお、この第２の実施形態でも、第１の実
施形態の場合と同様に、セレクタを通さずにＶＣ−ＯＣ
ＸＯ１４の出力信号を直接外部へ出力するようにしても
よい。
施形態の場合と同様に、セレクタを通さずにＶＣ−ＯＣ
ＸＯ１４の出力信号を直接外部へ出力するようにしても
よい。
【００４０】次に、第３の実施形態に係る周波数信号お
よび周期パルス信号発生装置のブロック図を図５に示
す。図１に示した例とは異なり、この第３の実施形態で
は、第２周波数信号発生回路として数値制御発振器ＮＣ
Ｏを用いている。すなわち、ＮＣＯ２６はＶＣ−ＯＣＸ
Ｏ１４の出力信号を入力し、プロセッサ１２から与えら
れる制御データに応じて入力信号の波数を間引き、その
信号をセレクタ１５へ出力する。
よび周期パルス信号発生装置のブロック図を図５に示
す。図１に示した例とは異なり、この第３の実施形態で
は、第２周波数信号発生回路として数値制御発振器ＮＣ
Ｏを用いている。すなわち、ＮＣＯ２６はＶＣ−ＯＣＸ
Ｏ１４の出力信号を入力し、プロセッサ１２から与えら
れる制御データに応じて入力信号の波数を間引き、その
信号をセレクタ１５へ出力する。
【００４１】プロセッサ１２から与えられるデータは、
例えば２段階で与えられ、１００００または１００であ
る。データが１００００であるとき、ＮＣＯ２６はＶＣ
−ＯＣＸＯ１４の出力信号である１０ＭＨｚを矩形波と
して１００００カウントする毎に１回の頻度で矩形波を
間引く。これにより、１０ＭＨｚより１ｋＨｚだけ周波
数を低下させる。また、プロセッサ１２から与えられる
データが１００００００であるとき、ＮＣＯ２６はＶＣ
−ＯＣＸＯ１４の出力信号である１０ＭＨｚを矩形波と
して１００００００カウントする毎に１回の頻度で矩形
波を間引く。これにより、１０ＭＨｚより１０Ｈｚだけ
周波数を低下させる。
例えば２段階で与えられ、１００００または１００であ
る。データが１００００であるとき、ＮＣＯ２６はＶＣ
−ＯＣＸＯ１４の出力信号である１０ＭＨｚを矩形波と
して１００００カウントする毎に１回の頻度で矩形波を
間引く。これにより、１０ＭＨｚより１ｋＨｚだけ周波
数を低下させる。また、プロセッサ１２から与えられる
データが１００００００であるとき、ＮＣＯ２６はＶＣ
−ＯＣＸＯ１４の出力信号である１０ＭＨｚを矩形波と
して１００００００カウントする毎に１回の頻度で矩形
波を間引く。これにより、１０ＭＨｚより１０Ｈｚだけ
周波数を低下させる。
【００４２】図６は図５に示したＶＣ−ＯＣＸＯ１４の
発振周波数制御、ＮＣＯ２６の周波数制御およびセレク
タ１５の切替制御を行う処理手順を示すフローチャート
である。
発振周波数制御、ＮＣＯ２６の周波数制御およびセレク
タ１５の切替制御を行う処理手順を示すフローチャート
である。
【００４３】まずセレクタをＮＣＯ２６側に選択する
（ｎ１）。これにより、ＮＣＯ２６の出力信号である略
１０ＭＨｚの周波数信号を先ず出力する。続いてＵＴＣ
と１ＰＰＳとのずれΔｔを求める（ｎ２）。このΔｔは
ＮＣＯ２６の出力周波数のずれ（誤差）に起因してい
る。
（ｎ１）。これにより、ＮＣＯ２６の出力信号である略
１０ＭＨｚの周波数信号を先ず出力する。続いてＵＴＣ
と１ＰＰＳとのずれΔｔを求める（ｎ２）。このΔｔは
ＮＣＯ２６の出力周波数のずれ（誤差）に起因してい
る。
【００４４】このずれΔｔの絶対値が予め定めたしきい
値ｔｈを超えるとき、Δｔの大きさに応じてＮＣＯ２６
に対する制御データを設定する（ｎ３→ｎ４）。例えば
１ＰＰＳがＵＴＣより１ｍｓ以上遅れているとき、ＮＣ
Ｏ２６に対する制御データを１００００とする。これよ
り、ＮＣＯ２６からの出力信号の周波数は１０Ｍ−１ｋ
Ｈｚとなり、分周器２１から出力される１ＰＰＳが、Ｕ
ＴＣの毎秒のタイミングより毎秒１ｍｓの割合で遅れて
いく。
値ｔｈを超えるとき、Δｔの大きさに応じてＮＣＯ２６
に対する制御データを設定する（ｎ３→ｎ４）。例えば
１ＰＰＳがＵＴＣより１ｍｓ以上遅れているとき、ＮＣ
Ｏ２６に対する制御データを１００００とする。これよ
り、ＮＣＯ２６からの出力信号の周波数は１０Ｍ−１ｋ
Ｈｚとなり、分周器２１から出力される１ＰＰＳが、Ｕ
ＴＣの毎秒のタイミングより毎秒１ｍｓの割合で遅れて
いく。
【００４５】その後、ＵＴＣに対する１ＰＰＳの遅れが
１ｍｓ未満となれば、ＮＣＯ２６に対する制御データを
１００００００とする。これより、ＮＣＯ２６からの出
力信号の周波数は１０Ｍ−１０Ｈｚとなり、分周器２１
から出力される信号が、ＵＴＣの毎秒のタイミングより
１０μｓの割合で遅れていく。図６におけるその他の処
理は図３に示したものと同様である。
１ｍｓ未満となれば、ＮＣＯ２６に対する制御データを
１００００００とする。これより、ＮＣＯ２６からの出
力信号の周波数は１０Ｍ−１０Ｈｚとなり、分周器２１
から出力される信号が、ＵＴＣの毎秒のタイミングより
１０μｓの割合で遅れていく。図６におけるその他の処
理は図３に示したものと同様である。
【００４６】このようにして、ＵＴＣに略同期した１Ｐ
ＰＳを速やかに発生させる。この実施形態では、電源投
入直後は１ｍｓ単位で１ＰＰＳのタイミングを毎秒ずら
せるが、ＮＣＯ２６が１０ＭＨｚの周波数を低下させる
方向にしか制御できないので、電源投入後のＵＴＣと１
ＰＰＳのタイミングのずれは最大９９９ｍｓとなり、最
大約９９９秒で精度±０．００１秒の１ＰＰＳと、それ
にコヒーレントな１０ＭＨｚの周波数信号が出力され
る。その後は１０μｓ単位で１ＰＰＳのタイミングを毎
秒ずらせるので、最大９９秒で精度±０．００００１秒
の１ＰＰＳが出力される。
ＰＳを速やかに発生させる。この実施形態では、電源投
入直後は１ｍｓ単位で１ＰＰＳのタイミングを毎秒ずら
せるが、ＮＣＯ２６が１０ＭＨｚの周波数を低下させる
方向にしか制御できないので、電源投入後のＵＴＣと１
ＰＰＳのタイミングのずれは最大９９９ｍｓとなり、最
大約９９９秒で精度±０．００１秒の１ＰＰＳと、それ
にコヒーレントな１０ＭＨｚの周波数信号が出力され
る。その後は１０μｓ単位で１ＰＰＳのタイミングを毎
秒ずらせるので、最大９９秒で精度±０．００００１秒
の１ＰＰＳが出力される。
【００４７】以上に示した例では、ＮＣＯ２６に与える
制御データを２段階としたが、これを３段階以上の多段
階とすれば、さらに短時間のうちに１ＰＰＳをＵＴＣの
毎秒のタイミングに収束させることができる。
制御データを２段階としたが、これを３段階以上の多段
階とすれば、さらに短時間のうちに１ＰＰＳをＵＴＣの
毎秒のタイミングに収束させることができる。
【００４８】次に、第４の実施形態に係る周波数信号お
よび周期パルス信号発生装置のブロック図を図７に示
す。この第４の実施形態では、第２周波数信号発生回路
として数値制御発振器ＮＣＯを用い、ＶＣ−ＯＣＸＯ１
４の出力信号を分周器２５で分周して位相比較器へ与え
るようにしている。その他の構成は図４に示したものと
同様である。
よび周期パルス信号発生装置のブロック図を図７に示
す。この第４の実施形態では、第２周波数信号発生回路
として数値制御発振器ＮＣＯを用い、ＶＣ−ＯＣＸＯ１
４の出力信号を分周器２５で分周して位相比較器へ与え
るようにしている。その他の構成は図４に示したものと
同様である。
【００４９】図７に示した構成によれば、受信回路１１
に対する基準周波数信号およびプロセッサ１２に対する
クロック信号の周波数を、ＶＣ−ＯＣＸＯ１４の発振周
波数にコヒーレントな関係とすることができる。そのた
め、セレクタ１５の選択状態およびＮＣＯ２６の出力信
号の周波数に無関係に、受信回路１１は常に安定性の高
い周波数で周波数変換を行い、プロセッサ１２は常に周
波数安定性の高いクロック信号で動作することになる。
但し、設計によっては、ＶＣ−ＯＣＸＯ１４の出力信号
を用いないで、常にＮＣＯ２６の出力信号を分周器２５
へ与えるようにしてもよい。
に対する基準周波数信号およびプロセッサ１２に対する
クロック信号の周波数を、ＶＣ−ＯＣＸＯ１４の発振周
波数にコヒーレントな関係とすることができる。そのた
め、セレクタ１５の選択状態およびＮＣＯ２６の出力信
号の周波数に無関係に、受信回路１１は常に安定性の高
い周波数で周波数変換を行い、プロセッサ１２は常に周
波数安定性の高いクロック信号で動作することになる。
但し、設計によっては、ＶＣ−ＯＣＸＯ１４の出力信号
を用いないで、常にＮＣＯ２６の出力信号を分周器２５
へ与えるようにしてもよい。
【００５０】なお、この第４の実施形態でも、セレクタ
を通さずにＶＣ−ＯＣＸＯ１４の出力信号を直接外部へ
出力するようにしてもよい。
を通さずにＶＣ−ＯＣＸＯ１４の出力信号を直接外部へ
出力するようにしてもよい。
【００５１】次に、第５の実施形態に係る周波数信号お
よび周期パルス信号発生装置のブロック図を図８に示
す。この第５の実施形態では、ＶＣ−ＯＣＸＯ１４の発
振周波数を２０ＭＨｚとし、これを１／２分周する分周
器２７を設け、ＮＣＯ２６が、２０ＭＨｚの信号を入力
し、１０ＭＨｚの信号を出力するように構成している。
ここで、ＶＣ−ＯＣＸＯ１４と分周器２７とが第１周波
数信号発生回路に相当し、ＮＣＯ２６が第２周波数信号
発生回路に相当する。ＮＣＯ２６は出力すべき第１周波
数信号を逓倍した周波数に相当する信号を入力し、その
波数を、プロセッサ１２から与えられた制御データに応
じて所定の頻度で間引く。このように出力すべき信号の
周波数より予め高い周波数の信号の波数を間引くことに
よって、１０Ｍ±ｎＨｚの周波数信号を出力する。
よび周期パルス信号発生装置のブロック図を図８に示
す。この第５の実施形態では、ＶＣ−ＯＣＸＯ１４の発
振周波数を２０ＭＨｚとし、これを１／２分周する分周
器２７を設け、ＮＣＯ２６が、２０ＭＨｚの信号を入力
し、１０ＭＨｚの信号を出力するように構成している。
ここで、ＶＣ−ＯＣＸＯ１４と分周器２７とが第１周波
数信号発生回路に相当し、ＮＣＯ２６が第２周波数信号
発生回路に相当する。ＮＣＯ２６は出力すべき第１周波
数信号を逓倍した周波数に相当する信号を入力し、その
波数を、プロセッサ１２から与えられた制御データに応
じて所定の頻度で間引く。このように出力すべき信号の
周波数より予め高い周波数の信号の波数を間引くことに
よって、１０Ｍ±ｎＨｚの周波数信号を出力する。
【００５２】このように、１ＰＰＳのタイミングを遅ら
せる方向の制御だけでなく、進める方向の制御も行える
ようにすることによって、電源投入後のＵＴＣと１ＰＰ
Ｓのタイミングのずれは最大約５００ｍｓとなり、さら
に短時間のうちに１ＰＰＳをＵＴＣの毎秒のタイミング
に収束させることができる。
せる方向の制御だけでなく、進める方向の制御も行える
ようにすることによって、電源投入後のＵＴＣと１ＰＰ
Ｓのタイミングのずれは最大約５００ｍｓとなり、さら
に短時間のうちに１ＰＰＳをＵＴＣの毎秒のタイミング
に収束させることができる。
【００５３】次に、第６の実施形態に係る周波数信号お
よび周期パルス信号発生装置のブロック図を図９に示
す。この第６の実施形態では、ＶＣ−ＯＣＸＯ１４の発
振周波数を分周器２０で先ず分周し、ＮＣＯ２６が分周
器２０の出力信号をプロセッサ１２から与えられた制御
データに応じて間引くことにより周波数制御することに
し、セレクタ１５は分周器２０の出力信号またはＮＣＯ
２６の出力信号のいずれかを選択し、分周器２１がその
選択された信号を分周して１ＰＰＳとして出力するよう
にしたものである。ここで、ＶＣ−ＯＣＸＯ１４と分周
器２０とが第１周波数信号発生回路に相当し、ＮＣＯ２
６が第２周波数信号発生回路に相当する。但し、ＶＣ−
ＯＣＸＯ１４の発振信号を外部へ出力する。
よび周期パルス信号発生装置のブロック図を図９に示
す。この第６の実施形態では、ＶＣ−ＯＣＸＯ１４の発
振周波数を分周器２０で先ず分周し、ＮＣＯ２６が分周
器２０の出力信号をプロセッサ１２から与えられた制御
データに応じて間引くことにより周波数制御することに
し、セレクタ１５は分周器２０の出力信号またはＮＣＯ
２６の出力信号のいずれかを選択し、分周器２１がその
選択された信号を分周して１ＰＰＳとして出力するよう
にしたものである。ここで、ＶＣ−ＯＣＸＯ１４と分周
器２０とが第１周波数信号発生回路に相当し、ＮＣＯ２
６が第２周波数信号発生回路に相当する。但し、ＶＣ−
ＯＣＸＯ１４の発振信号を外部へ出力する。
【００５４】分周器２０はＶＣ−ＯＣＸＯ１４から出力
される１０ＭＨｚを１／９９９９分周し、１ｋ＋０．１
Ｈｚの信号を出力するので、ＮＣＯの間引きにより、セ
レクタ１５に出力する信号を、例えば１ｋ±０．１Ｈｚ
の範囲で制御することができる。このことにより、１±
０．０００１Ｈｚすなわち毎秒０．１ｍｓの単位で１Ｐ
ＰＳをＵＴＣの毎秒のタイミングに収束させることがで
きる。
される１０ＭＨｚを１／９９９９分周し、１ｋ＋０．１
Ｈｚの信号を出力するので、ＮＣＯの間引きにより、セ
レクタ１５に出力する信号を、例えば１ｋ±０．１Ｈｚ
の範囲で制御することができる。このことにより、１±
０．０００１Ｈｚすなわち毎秒０．１ｍｓの単位で１Ｐ
ＰＳをＵＴＣの毎秒のタイミングに収束させることがで
きる。
【００５５】第３〜第６の実施形態では第２周波数信号
発生回路にＮＣＯを用いたため、第１の周波数信号発生
回路のＶＣ−ＯＣＸＯ１４との干渉による問題を回避で
きる。すなわち、第１・第２の実施形態のように、第２
周波数信号発生回路をＶＣ−ＯＸで構成すれば、周波数
の非常に接近した２つの信号を出力するＶＣ−ＯＣＸＯ
とＶＣ−ＸＯとが干渉し易く、両者のアイソレーション
のためのスペースが必要となる。しかし、ＮＣＯは入力
信号の波数を所定周期で間引く回路であるため、ＶＣ−
ＯＣＸＯと干渉することはない。また、ディジタル回路
で構成するため、部品点数も少なくなり、装置全体を小
型化できる。
発生回路にＮＣＯを用いたため、第１の周波数信号発生
回路のＶＣ−ＯＣＸＯ１４との干渉による問題を回避で
きる。すなわち、第１・第２の実施形態のように、第２
周波数信号発生回路をＶＣ−ＯＸで構成すれば、周波数
の非常に接近した２つの信号を出力するＶＣ−ＯＣＸＯ
とＶＣ−ＸＯとが干渉し易く、両者のアイソレーション
のためのスペースが必要となる。しかし、ＮＣＯは入力
信号の波数を所定周期で間引く回路であるため、ＶＣ−
ＯＣＸＯと干渉することはない。また、ディジタル回路
で構成するため、部品点数も少なくなり、装置全体を小
型化できる。
【００５６】なお、以上に示した各実施形態では、受信
回路１１に対する基準周波数信号およびプロセッサ１２
に対するクロック信号を発生する第３の周波数信号発生
回路としてＶＣ−ＴＣＸＯ２３を設け、その発振出力の
分周信号と第２の周波数信号とを位相比較して、第１ま
たは第２の周波数信号発生回路の発振信号にコヒーレン
トなクロック信号を発生するＰＬＬ回路を設けたが、各
図における分周器２０，２１の分周比を適宜定めること
によって、分周器２０の出力信号を受信回路に対する基
準周波数信号およびプロセッサ１２に対するクロック信
号として与えるようにしてもよい。また、出力すべき１
０ＭＨｚなどの周波数信号を、受信回路に対する基準周
波数信号およびプロセッサ１２に対するクロック信号と
して与えるようにしてもよい。これらの場合、上記位相
比較器２２によるＰＬＬ回路は不要となる。
回路１１に対する基準周波数信号およびプロセッサ１２
に対するクロック信号を発生する第３の周波数信号発生
回路としてＶＣ−ＴＣＸＯ２３を設け、その発振出力の
分周信号と第２の周波数信号とを位相比較して、第１ま
たは第２の周波数信号発生回路の発振信号にコヒーレン
トなクロック信号を発生するＰＬＬ回路を設けたが、各
図における分周器２０，２１の分周比を適宜定めること
によって、分周器２０の出力信号を受信回路に対する基
準周波数信号およびプロセッサ１２に対するクロック信
号として与えるようにしてもよい。また、出力すべき１
０ＭＨｚなどの周波数信号を、受信回路に対する基準周
波数信号およびプロセッサ１２に対するクロック信号と
して与えるようにしてもよい。これらの場合、上記位相
比較器２２によるＰＬＬ回路は不要となる。
【００５７】逆に、各図に示したように上記位相比較器
２２によるＰＬＬ回路を設け、分周器の分周比を適宜定
めることによって、出力すべき周波数信号の周波数（１
０ＭＨｚ）とは独立して、任意の周波数信号を受信回路
に対する基準周波数信号およびプロセッサ１２に対する
クロック信号として得ることができる。
２２によるＰＬＬ回路を設け、分周器の分周比を適宜定
めることによって、出力すべき周波数信号の周波数（１
０ＭＨｚ）とは独立して、任意の周波数信号を受信回路
に対する基準周波数信号およびプロセッサ１２に対する
クロック信号として得ることができる。
【００５８】
【発明の効果】請求項１に記載の発明によれば、ＵＴＣ
などの測位系の標準クロックと１ＰＰＳなどの一定周期
のパルス信号とのずれが速やかに減少し、そのずれが小
さくなった時点で高精度な周波数信号および周期パルス
信号が出力される。しかも第１または第２の周波数信号
発生回路の出力信号と上記一定周期のパルス信号とはコ
ヒーレントな関係にあるため、例えば１ＰＰＳの間に出
力される例えば１０ＭＨｚの波数は常に１×１０7 の関
係が保たれる。
などの測位系の標準クロックと１ＰＰＳなどの一定周期
のパルス信号とのずれが速やかに減少し、そのずれが小
さくなった時点で高精度な周波数信号および周期パルス
信号が出力される。しかも第１または第２の周波数信号
発生回路の出力信号と上記一定周期のパルス信号とはコ
ヒーレントな関係にあるため、例えば１ＰＰＳの間に出
力される例えば１０ＭＨｚの波数は常に１×１０7 の関
係が保たれる。
【００５９】請求項２に記載の発明によれば、第１の周
波数信号を基準周波数信号とし、制御データにより周波
数信号の周期を制御する数値制御発振器（ＮＣＯ）によ
り第２の周波数信号発生回路を構成できるので、非常に
近接する周波数信号を発生する第１の周波数信号発生回
路との干渉を防止することができる。また、ディジタル
回路により構成できるので、その集積化により部品点数
が削減できる。さらに、第１・第２の周波数信号発生回
路間の干渉防止のためのスペースを確保する必要がな
く、部品点数も削減されることから、全体に小型化でき
る。
波数信号を基準周波数信号とし、制御データにより周波
数信号の周期を制御する数値制御発振器（ＮＣＯ）によ
り第２の周波数信号発生回路を構成できるので、非常に
近接する周波数信号を発生する第１の周波数信号発生回
路との干渉を防止することができる。また、ディジタル
回路により構成できるので、その集積化により部品点数
が削減できる。さらに、第１・第２の周波数信号発生回
路間の干渉防止のためのスペースを確保する必要がな
く、部品点数も削減されることから、全体に小型化でき
る。
【００６０】請求項３に記載の発明によれば、第１・第
２の周波数信号発生回路を電圧制御発振器により構成で
きるので、第１・第２のいずれの周波数信号も正弦波信
号とすることができる。そのため、第２の周波数信号を
も所望のアナログ回路に与えることができる。
２の周波数信号発生回路を電圧制御発振器により構成で
きるので、第１・第２のいずれの周波数信号も正弦波信
号とすることができる。そのため、第２の周波数信号を
も所望のアナログ回路に与えることができる。
【００６１】請求項４に記載の発明によれば、受信手段
の要するクロック信号の周波数と、外部へ出力する第１
または第２の周波数信号発生回路の出力周波数とを任意
の比（分周比／逓倍比）に定めることができ、受信手段
で用いるクロック信号の周波数とは独立して任意の周波
数信号を出力できるようになる。逆に、必要とされる周
波数信号の周波数とは独立して任意のクロック信号を基
に処理を行う受信手段を設けることもできるようにな
る。
の要するクロック信号の周波数と、外部へ出力する第１
または第２の周波数信号発生回路の出力周波数とを任意
の比（分周比／逓倍比）に定めることができ、受信手段
で用いるクロック信号の周波数とは独立して任意の周波
数信号を出力できるようになる。逆に、必要とされる周
波数信号の周波数とは独立して任意のクロック信号を基
に処理を行う受信手段を設けることもできるようにな
る。
【図１】第１の実施形態に係る周波数信号および周期パ
ルス信号発生装置のブロック図
ルス信号発生装置のブロック図
【図２】同装置のプロセッサの一部の構成を示すブロッ
ク図
ク図
【図３】プロセッサの主要部の処理手順を示すフローチ
ャート
ャート
【図４】第２の実施形態に係る周波数信号および周期パ
ルス信号発生装置のブロック図
ルス信号発生装置のブロック図
【図５】第３の実施形態に係る周波数信号および周期パ
ルス信号発生装置のブロック図
ルス信号発生装置のブロック図
【図６】同装置のプロセッサの主要部の処理手順を示す
フローチャート
フローチャート
【図７】第４の実施形態に係る周波数信号および周期パ
ルス信号発生装置のブロック図
ルス信号発生装置のブロック図
【図８】第５の実施形態に係る周波数信号および周期パ
ルス信号発生装置のブロック図
ルス信号発生装置のブロック図
【図９】第６の実施形態に係る周波数信号および周期パ
ルス信号発生装置のブロック図
ルス信号発生装置のブロック図
【図１０】従来の周期パルス信号発生装置の構成を示す
ブロック図
ブロック図
１−ＧＰＳアンテナ ＶＣ−ＯＣＸＯ−恒温槽入り電圧制御発振器 ＶＣ−ＸＯ−電圧制御発振器 ＶＣ−ＴＣＸＯ−温度補償電圧制御発振器 ＮＣＯ−数値制御発振器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 兵頭 歩 兵庫県西宮市芦原町９番52号 古野電気株 式会社内 (72)発明者 池田 貴彦 兵庫県西宮市芦原町９番52号 古野電気株 式会社内
Claims (4)
- 【請求項１】 第１の周波数信号を発生する第１周波数
信号発生回路と、該第１周波数信号発生回路に比べて周
波数可変幅の広い第２の周波数信号を発生する第２周波
数信号発生回路と、第１または第２の周波数信号発生回
路による周波数信号のいずれか一方を選択する選択手段
と、選択された周波数信号を分周してパルス信号を発生
する手段と、測位用衛星からの信号を受信して測位系の
標準クロックと前記パルス信号とのずれを求める受信手
段と、該ずれが所定値より大きな状態で第２周波数信号
発生回路が選択され、前記ずれが前記所定値より小さな
状態で第１周波数信号発生回路が選択されるように前記
選択手段を制御するとともに、前記ずれが小さくなるよ
うに前記第１または第２の周波数信号発生回路の発生周
波数を制御する周波数制御手段とを設けて成る周波数信
号および周期パルス信号発生装置。 - 【請求項２】 前記第２周波数信号発生回路は、第１の
周波数信号または第１の周波数信号の一定周波数比に相
当する信号を入力し、該入力信号の単位時間当たりの波
数の制御によって周波数を変化させて第２の周波数信号
を発生するものである請求項１に記載の周波数信号およ
び周期パルス信号発生装置。 - 【請求項３】 第１・第２の周波数信号をそれぞれ所定
分周比で分周して位相比較するとともに、該位相差に応
じて前記第２の周波数信号発生回路の発生周波数を制御
するＰＬＬ回路を構成し、前記周波数制御手段が前記分
周比を定めることにより第２の周波数信号の周波数を制
御するものとした請求項１に記載の周波数信号および周
期パルス信号発生装置。 - 【請求項４】 前記受信手段の動作タイミングを定める
クロック信号を発生する第３の周波数信号発生回路と、
該第３の周波数信号発生回路の出力信号の分周信号と前
記第１または第２の周波数信号発生回路の分周信号とを
位相比較して、第１または第２の周波数信号発生回路の
出力信号にコヒーレントなクロック信号を第３の周波数
信号発生回路から出力させるＰＬＬ回路を設けた請求項
１、２または３に記載の周波数信号および周期パルス信
号発生装置。
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP2000015001A JP4347978B2 (ja) | 1999-01-26 | 2000-01-24 | 周波数信号および周期パルス信号発生装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1708499 | 1999-01-26 | ||
| JP11-17084 | 1999-01-26 | ||
| JP2000015001A JP4347978B2 (ja) | 1999-01-26 | 2000-01-24 | 周波数信号および周期パルス信号発生装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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| JP4347978B2 JP4347978B2 (ja) | 2009-10-21 |
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|---|---|---|---|
| JP2000015001A Expired - Fee Related JP4347978B2 (ja) | 1999-01-26 | 2000-01-24 | 周波数信号および周期パルス信号発生装置 |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4347978B2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| JP2006177889A (ja) * | 2004-12-24 | 2006-07-06 | Japan Radio Co Ltd | 発振器監視装置 |
| WO2010098460A1 (ja) * | 2009-02-27 | 2010-09-02 | 古野電気株式会社 | 位相測定装置、および周波数測定装置 |
| WO2010137419A1 (ja) * | 2009-05-25 | 2010-12-02 | 古野電気株式会社 | 基準周波数発生装置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US11683771B2 (en) * | 2020-11-30 | 2023-06-20 | Viettel Group | Method and apparatus for data frame synchronization of 5G base station |
-
2000
- 2000-01-24 JP JP2000015001A patent/JP4347978B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006177889A (ja) * | 2004-12-24 | 2006-07-06 | Japan Radio Co Ltd | 発振器監視装置 |
| CN102334038B (zh) * | 2009-02-27 | 2013-11-06 | 古野电气株式会社 | 相位测定装置、以及频率测定装置 |
| WO2010098460A1 (ja) * | 2009-02-27 | 2010-09-02 | 古野電気株式会社 | 位相測定装置、および周波数測定装置 |
| KR101584394B1 (ko) | 2009-02-27 | 2016-01-11 | 후루노덴끼가부시끼가이샤 | 위상 측정 장치, 및 주파수 측정 장치 |
| KR20110127676A (ko) * | 2009-02-27 | 2011-11-25 | 후루노덴끼가부시끼가이샤 | 위상 측정 장치, 및 주파수 측정 장치 |
| EP2402772A1 (en) * | 2009-02-27 | 2012-01-04 | Furuno Electric Co., Ltd. | Phase determining device and frequency determining device |
| CN102334038A (zh) * | 2009-02-27 | 2012-01-25 | 古野电气株式会社 | 相位测定装置、以及频率测定装置 |
| US8738312B2 (en) | 2009-02-27 | 2014-05-27 | Furuno Electric Co., Ltd. | Phase measuring device and frequency measuring device |
| EP2402772A4 (en) * | 2009-02-27 | 2012-08-22 | Furuno Electric Co | PHASE DETERMINATION AND FREQUENCY DETERMINATION DEVICE |
| JP2010273299A (ja) * | 2009-05-25 | 2010-12-02 | Furuno Electric Co Ltd | 基準周波数発生装置 |
| US8497717B2 (en) | 2009-05-25 | 2013-07-30 | Furuno Electric Co., Ltd. | Reference frequency generating device |
| CN102388536A (zh) * | 2009-05-25 | 2012-03-21 | 古野电气株式会社 | 基准频率产生装置 |
| WO2010137419A1 (ja) * | 2009-05-25 | 2010-12-02 | 古野電気株式会社 | 基準周波数発生装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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