JP2000278951A - インバータ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電力損失が低いと共に変換効率が高く、併せ
て小型化が可能なインバータ回路を提供する。 【解決手段】伝送線路１０を少なくとも有する分布定数
回路２０を備えてなる伝送線路型トランス２と、伝送線
路型トランス２の入力側に設けられたＬＣ回路３とを具
備してなり、分布定数回路２０が、分布定数回路２０の
同調周波数と略等しい周波数または同調周波数より低い
周波数で動作させた際に、伝送線路型トランス２の入力
インピーダンスを、分布定数回路２０の同調周波数にお
ける入力インピーダンス値以上にするものであると共
に、ＬＣ回路３が、伝送線路型トランス２の入力電圧を
昇圧するものであることを特徴とするインバータ回路１
を採用する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、伝送線路を有する
分布定数回路を備えてなる伝送線路型トランスを具備す
るインバータ回路に関するものであり、特に、液晶表示
装置のバックライトに高周波電力を供給するために好適
に用いられるインバータ回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】一般に、液晶表示装置のバックライト用
のインバータ回路には、昇圧トランスが備えられている
ことが知られている。バックライトとして用いられる冷
陰極管は、始動時には電子を発生させるために高電圧を
印加する必要があるが、点灯後においては、放電を維持
する電圧が始動電圧の１／３程度で済み、また５〜６ｍ
Ａ程度の電流を流すだけで十分であって大電流を印加す
る必要がない。従って、インバータ回路の昇圧トランス
に望まれる特性は、冷陰極管の放電開始時に出力電圧を
一瞬上昇させ、点灯後に放電維持電圧まで低下させるこ
とが可能なことである。

【０００３】ところで、近年、液晶表示装置に対する小
型軽量化ならびに高性能化の要求はさらに高まってお
り、このような要求を満足するために、上記バックライ
ト用のインバータ回路の小型化、薄型化、高変換効率化
が強く要望されるようになってきている。従来からイン
バータ回路の昇圧トランスとしては、平板状のセラミッ
ク素子を具備する圧電トランスが考えられている。圧電
トランスは、高変換効率を維持したまま薄型化が可能で
あるが、昇圧比が不足するために巻線トランスを補助ト
ランスとして使用する場合があり、インバータ回路の小
型化に制約があった。また、セラミック素子の形状を小
さくすると昇圧比が小さくなってしまうため圧電トラン
スの小型化が困難であり、インバータ回路の小型化に制
約があった。

【０００４】ところで、インピーダンス変換作用を応用
した電圧変換を行う変成器として、分布定数回路として
高周波同軸ケーブルを使用し、該高周波同軸ケーブルを
電圧変換器として使用した例が報告されている。この同
軸ケーブルの絶縁体としては、使用周波数にもよるが、
通常、ポリエチレン（ε＝２．３）かテフロン（ε＝
２．１）が使用されている。しかしながらこの構造の変
成器においては、同軸ケーブルの絶縁体の誘電率が低い
ため、例えば、動作周波数１ＭＨｚ程度で使用するが、
そのためには同軸ケーブルの長さを約４９ｍにする必要
があり、変成器の小型化が困難となってインバータ回路
の小型化に制約があった。

【０００５】そこで本願発明者らは、先に、従来のもの
よりも小型な変成器を平成１０年９月３日に特願平１０
−２５００８３号として特許出願している。この変成器
は、自由空間に比べ、誘電率、透磁率が高い媒質中を伝
搬する電磁界は伝搬波長が短くなることに着目し、透磁
率及び誘電率が高い材料からなるコアを用いることによ
り、伝送線路長を短縮でき、変成器の小型化を図ること
ができるもので、この変成器を伝送線路型トランスとし
てインバータ回路に用いることで、インバータ回路の小
型化を図ることができる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上述の変成器
からなる伝送線路型トランスは、特性上、同調周波数に
おいて入力インピーダンスが最小となり、冷陰極管等の
負荷の動作に必要な出力電圧を得ようとするとトランス
の入力電流が極めて大きくなるため、伝送線路型トラン
ス自体が発熱してインバータ回路の電力損失が大きくな
ると共に電力の変換効率が低下するという課題があっ
た。

【０００７】本発明は、上記の課題を解決するためにな
されたものであって、電力損失が低いと共に変換効率が
高く、併せて小型化が可能なインバータ回路を提供する
ことを目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明は以下の構成を採用した。本発明のインバ
ータ回路は、伝送線路を少なくとも有する分布定数回路
を備えてなる伝送線路型トランスと、該伝送線路型トラ
ンスの入力側に設けられたＬＣ回路とを具備してなり、
前記ＬＣ回路が、前記伝送線路型トランスの入力電圧を
昇圧するものであることを特徴とする。より好ましく
は、前記分布定数回路が、該分布定数回路の同調周波数
と略等しい周波数または前記同調周波数より低い周波数
で動作させた際に、前記伝送線路型トランスの入力イン
ピーダンスを、前記分布定数回路の同調周波数における
入力インピーダンス値以上にするものであると良い。

【０００９】かかるインバータ回路においては、その動
作周波数を分布定数回路の同調周波数より低くして、伝
送線路型トランスの入力インピーダンスを高くすること
により、伝送線路型トランスの入力電流が小さくなって
トランス自体の発熱が抑えられ、インバータ回路の電力
損失を小さくすることが可能となる。また、インバータ
回路の動作周波数を分布定数回路の同調周波数より低く
すると、トランスの入力インピーダンスが高くなる一方
でトランス自体の電圧ゲイン（昇圧比）が低下するが、
伝送線路型トランスの入力電圧をＬＣ回路により昇圧す
ることにより、電圧ゲインの低下が補償されて、インバ
ータ回路の出力電圧の低下を防ぎ、インバータ回路の電
力の変換効率を高くすることが可能になる。また、前記
ＬＣ回路は、インダクタンスとキャパシタンスを各々最
適な値に選ぶことにより、前記の電圧ゲイン低下分以上
の昇圧比が得られる。

【００１０】更に本発明のインバータ回路は、先に記載
のインバータ回路であって、前記伝送線路型トランス
は、前記伝送線路と、誘電性と磁性を有するコアとを具
備してなるものであることを特徴とする。かかるインバ
ータ回路に備えられた伝送線路型トランスにおいては、
伝送線路とコアとにより分布定数回路を構成しており、
このトランスの伝送線路長は、コアの誘電率と透磁率が
大きいほど短縮できるので、コアの形状が小さくなり、
トランス自体が小型化されてインバータ回路の小型化を
図ることが可能となる。

【００１１】更にまた、本発明のインバータ回路は、先
に記載のインバータ回路であって、前記コアがＭｎ−Ｚ
ｎフェライト、Ｎｉ−Ｚｎフェライト、Ｎｉ−Ｃｕフェ
ライトの群から選ばれた１種又は２種以上からなるもの
であることを特徴とする。かかるインバータ回路におい
ては、伝送線路型トランスのコアの形状が小さくなっ
て、インバータ回路の小型化が可能になる。

【００１２】また前記コアは、Ｆｅ、Ｃｏ、Ｎｉの群か
ら選ばれた１種又は２種以上の元素Ｔと、Ｈｆ、Ｚｒ、
Ｗ、Ｔｉ、Ｖ、Ｎｂ、Ｍｏ、Ｃｒ、Ｍｇ、Ｍｎ、Ａｌ、
Ｓｉ、Ｃａ、Ｓｒ、Ｂａ、Ｃｕ、Ｇａ、Ｇｅ、Ａｓ、Ｓ
ｅ、Ｚｎ、Ｃｄ、Ｉｎ、Ｓｎ、Ｓｂ、Ｔｅ、Ｐｂ、Ｂ
ｉ、希土類元素の群から選ばれた１種又は２種以上の元
素Ｍと、Ｏ、Ｃ、Ｎ、Ｂの群から選ばれた１種又は２種
以上の元素Ｄを含む軟磁性合金粉末と、合成樹脂からな
るものであることを特徴とする。かかるインバータ回路
によれば、コアの透磁率及び誘電率を大きくでき、波長
短縮効果が十分となって伝送線路長が短縮されてコアの
形状が小さくなり、トランス自体が小型化されてインバ
ータ回路の小型化を図ることが可能となる。

【００１３】更に、本発明のインバータ回路は、先に記
載のインバータ回路であって、前記コアの１００ｋＨｚ
における実効透磁率μが１０〜２００００であり、実効
誘電率εが１０〜５０００であることを特徴とする。か
かるインバータ回路によれば、コアの透磁率及び誘電率
を大きくでき、波長短縮効果が十分となって伝送線路長
が短縮されてコアの形状が小さくなり、トランス自体が
小型化されてインバータ回路の小型化を図ることが可能
となる。

【００１４】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。図１には、本発明の第１の実施形
態であるインバータ回路を示す。このインバータ回路１
は、伝送線路型トランス２と、この伝送線路型トランス
２の入力側に設けられたＬＣ回路３とから構成されてい
る。また、伝送線路型トランス２の出力側には負荷４が
接続されている。更に、ＬＣ回路３には、交流電源５が
接続されている。

【００１５】伝送線路型トランス２は、図２及び図３に
示すように、コア部１３と伝送線路１０とからなる電圧
変換部２０を主体として構成されている。コア部１３
は、図３に示すように、誘電性と磁性を有するコア１４
の両面に第１の接着層１５を介して絶縁層１６が形成さ
れ、さらに該絶縁層１６上に第二の接着層１７が形成さ
れてなるものである。コア１４をなす材料としては、Ｍ
ｎ−Ｚｎフェライト、Ｎｉ−Ｚｎフェライト、Ｎｉ−Ｃ
ｕフェライトの群から選ばれた１種又は２種以上からな
るものを用いることが、コア１４の寸法を短くでき、変
成器の小型化が可能である点で好ましい。

【００１６】コア部１３は、１００ｋＨｚにおける実効
透磁率μが１０〜２００００であることが好ましく、ま
た、コア部１３は、実効誘電率εが１０〜５０００であ
ることが好ましい。波長短縮効果は、実効透磁率μ、実
効誘電率εが大きいほど大きくなるため伝送線路型トラ
ンス２が小型化できる。しかし、伝送線路１０の共振周
波数における入力インピーダンス（固有インピーダン
ス）は、実効透磁率μが大きいほど高くなるが、実効誘
電率εが大きくなると低くなるため、μとεには最適な
範囲が存在する。よって、本発明においては、波長短縮
効果を大きくし、かつ、固有インピーダンスを所定の値
にするには、μとεは上記の範囲であることが好まし
い。

【００１７】絶縁層１６をなす材料としては、ポリイミ
ド等が用いられる。伝送線路１０は一対の線路導体１
１、１２からなるものであり、これら一対の線路導体１
１、１２は、それぞれコア部１３の周囲に螺旋状に巻回
されると共に、その巻回方向が互いに反対となるように
巻回されている。また、各線路導体１１、１２は、コア
部１３の一方の面側にある導体と他方の面側にある導体
に流れる電流の方向を逆（コア部の表裏で電流方向が
逆）にして、磁束を強め合う構造となっている。この伝
送線路型トランス２においては、一方の線路導体１１と
他方の線路導体１２がコア部１３において磁束が矢印Ｍ
Ｆの方向を向くように形成されている。図中、符号
Ｉ_a、Ｉ_bで示される矢印の向きは、各線路導体１１，１
２に流れる電流により発生する磁束の方向である。この
ようにして、伝送線路１０及びコア部１３により電圧変
換部２０が構成されていて、この電圧変換部２０は分布
定数回路として動作するように構成されている。

【００１８】伝送線路１０をコア部１３の周囲に形成す
る方法としては、例えば、一般的な被覆銅線を巻回す
る、絶縁層１６上にメッキまたはスパッタで導体を形成
する、接着層１５、絶縁層１６、第２の接着層１７、伝
送線路１０が一体で形成されたものを帯状に加工し、コ
ア１４の両面に所定の形状で配置するなどの方法により
形成することができる。

【００１９】各線路導体１１、１２の出力側（受端側）
の端子１１ａ、１２ａには、負荷４が接続されており、
入力側（送端側）の端子１１ｂ、１２ｂには、ＬＣ回路
３が接続されている。各線路導体１１、１２（伝送線路
１０）の線路長Ｄは、所定の交流電圧の周波数の１／４
波長にほぼ等しいことが、上記の分布定数回路の共振周
波数における入力インピーダンス（固有インピーダン
ス）より大きなインピーダンスの負荷４が接続された場
合にインピーダンス変換及び電圧変換を行うことができ
る点で、好ましい。

【００２０】電圧変換部２０からなる分布定数回路の固
有インピーダンスは、負荷４のインピーダンスと異なる
値とするのが、負荷４の両端に電圧変換部２０（分布定
数回路）の固有のインピーダンスとの比に応じた倍率で
入力電圧と異なる電圧が加わる点で好ましい。さらに、
電圧変換部２０からなる分布定数回路の固有インピーダ
ンスは、負荷４のインピーダンスより大きな値とするこ
とが、負荷の両端に電圧変換部２０の固有のインピーダ
ンスとの比に応じた倍率で入力電圧より高い電圧が加わ
る点でより好ましい。

【００２１】ＬＣ回路３は、交流電源５と電圧変換部２
０に対してインダクタＬが直列に、コンデンサＣが並列
に接続されてなるものであって、伝送線路型トランス２
の入力側の端子１１ｂ、１２ｂに接続されている。

【００２２】図４には、この伝送線路型トランス２の特
性を示す。この特性図は、伝送線路型トランス２の入力
端子１１ｂ、１２ｂ側に交流電源を接続し、出力端子１
１ａ、１２ａ側に負荷を接続してなる回路を用いて得ら
れたものである。尚、負荷４は、分布定数回路の固有イ
ンピーダンスより大きいインピーダンスを有するものを
用いた。図の横軸には伝送線路型トランス２に印加する
電力の周波数を示し、縦軸には、伝送線路型トランス２
の入力側から見たインピーダンス（入力インピーダンス
Ｚ_in）及び電圧ゲインＧ（昇圧比）を示す。

【００２３】図４から明らかなように、この伝送線路型
トランス２の分布定数回路は、動作させる際の周波数ｆ
によって入力インピーダンスＺ_in及び電圧ゲインＧを大
幅に変動させるもので、特に周波数ｆ₀の時に入力イン
ピーダンスＺ_inが最小となり、電圧ゲインＧが最大とな
る。この周波数ｆ₀の１／４波長が分布定数回路の伝送
線路長Ｄにほぼ等しくなり、従って周波数ｆ₀がこの分
布定数回路の同調周波数となる。

【００２４】ところで、周波数ｆ₀においては、入力イ
ンピーダンスＺ_inが最小となるため、伝送線路型トラン
ス２の入力側には高い電流が流れることになり、伝送線
路１０が発熱して電力損失や変換効率の低下が懸念され
る。そこで伝送線路型トランス２の動作周波数をｆ₀か
らｆ₁に低下させると、図４から明らかなように、入力
インピーダンスＺ_inがＺ₀からＺ₁に上昇するため、伝送
線路型トランス２の入力電流を小さくすることが可能に
なり、伝送線路型トランス２の発熱が抑えられて、電力
損失を防ぐことができる。一方、動作周波数をｆ₀から
ｆ₁に低下すると、図４から明らかなように、電圧ゲイ
ンＧがＧ₀からＧ₁に低下し、伝送線路型トランス２の昇
圧比が低下することになる。そこで、本発明では、伝送
線路型トランス２の入力側にＬＣ回路３を設け、このＬ
Ｃ回路３により伝送線路型トランス２の入力電圧を予め
昇圧しておくことで、動作周波数の低下による電圧ゲイ
ンＧの低下を補償し、インバータ回路１全体として電圧
ゲインＧの低下を防止して電力の伝送効率を高くするこ
とができる。

【００２５】また、図４から明らかなように、動作周波
数をｆ₀からｆ₁に低下したときの、電圧ゲインＧの変化
の割合（Ｇ₁／Ｇ₀）が、入力インピーダンスＺ_inの変化
の割合（Ｚ₀／Ｚ₁）よりも小さいので、電圧ゲインＧの
低下よりも、入力インピーダンスＺ_inの上昇による入力
電流抑制の効果が大きくなり、インバータ回路１におい
て、電力損失が防止されると共に、電圧ゲインの低下が
なく変換効率の低下を防止できるという効果を得ること
ができる。

【００２６】ここで、ＬＣ回路３による昇圧作用につい
て説明する。まず、図５に示すように、伝送線路型トラ
ンス２の入力側にインダクタＬを直列に接続した場合を
考える。伝送線路型トランス２は、同調周波数ｆ₀より
低い周波数ｆ₁において、その入力インピーダンスＺ_in
は容量性であるため、伝送線路型トランス２をコンデン
サＣ’とみなすことができ、図５に示す回路をインダク
タＬとコンデンサＣ’からなるＬＣ回路とみなすことが
できる。なお、図５に示す回路の入力電圧をＶ_in1、伝
送線路型トランス２の入力側（コンデンサＣ’）の両端
の電圧をＶ_in2とする。

【００２７】このＬＣ回路におけるインダクタＬの誘導
リアクタンスはωＬ、コンデンサＣ’の容量リアクタン
スは１／ωＣ’である。ここで、下記式（１）を満たす
場合を考える。なお、ωはω＝２πｆであり、ｆは動作
周波数を示す。 １／ωＣ’≫ωＬ・・・（１） また、インダクタＬに流れる電流Ｉ_Lは下記式（２）で
表される。 Ｉ_L＝Ｖ_in1／（１／ｊωＣ’）＝ｊωＣ’Ｖ_in1・・・（２） 従って、インダクタＬの両端にかかる電圧Ｖ_Lは下記式
（３）で表される。 Ｖ_L＝Ｉ_L・ｊωＬ＝ｊωＣ’Ｖ_in1・ｊωＬ＝−ω²Ｌ
Ｃ’Ｖ_in1・・・（３） よって、伝送線路型トランス
２の入力側（コンデンサＣ’）の両端の電圧Ｖ _in2は下
記式（４）で表される。 Ｖ_in2＝Ｖ_in1−Ｖ_L＝Ｖ_in1＋ω²ＬＣ’Ｖ_in1・・・（４） 従って、伝送線路型トランス２の入力側（コンデンサ
Ｃ’）の両端の電圧Ｖ_{in 2}は、回路の入力電圧Ｖ_in1に対
してω²ＬＣ’Ｖ_in1だけ昇圧されたことになる。

【００２８】但し、伝送線路型トランス２は、同調周波
数ｆ₀において純抵抗となるため、図５に示す回路が同
調周波数ｆ₀にて動作した場合にはＶ_in1＞Ｖ_in2 とな
って昇圧作用を示さなくなる。そこで、図６に示すよう
に、伝送線路型トランス２の入力側に対して並列となる
ようにコンデンサＣを追加すると、同調周波数ｆ₀にて
動作させてもトランスの入力電圧Ｖ_in2を昇圧させるこ
とが可能になる。ここで、図６に示すＬＣ回路を同調周
波数ｆ₀以下で動作させるには、下記式（５）を満たす
ように、ＬとＣを選択することが必要とされる。 １／ω（Ｃ’＋Ｃ）≫ωＬ・・・（５） また、インダクタＬに流れる電流Ｉ_Lは下記式（６）で
表される。 Ｉ_L＝Ｖ_in1／（１／ｊω（Ｃ’＋Ｃ））＝ｊω（Ｃ’＋Ｃ）Ｖ_in1・・・（ ６） 従って、インダクタＬの両端にかかる電圧Ｖ_Lは下記式
（７）で表される。 Ｖ_L＝Ｉ_L・ｊωＬ＝ｊω（Ｃ’＋Ｃ）Ｖ_in1・ｊωＬ ＝−ω²Ｌ（Ｃ’＋Ｃ）Ｖ_in1・・・（７） よって、伝送線路型トランス２の入力側の両端の電圧Ｖ
_in2は下記式（８）で表される。 Ｖ_in2＝Ｖ_in1−Ｖ_L＝Ｖ_in1＋ω²Ｌ（Ｃ’＋Ｃ）Ｖ_in1・・・（８） 従って、図６に示す回路を構成した場合、伝送線路型ト
ランス２の入力側の両端の電圧Ｖ_in2は、回路の入力電
圧Ｖ_in1に対してω²Ｌ（Ｃ’＋Ｃ）Ｖ_in1だけ昇圧され
たことになる。このようにして、ＬＣ回路３を伝送線路
型トランス２の入力側に設けることにより、トランスの
入力電圧Ｖ_in2を昇圧することが可能になる。

【００２９】次に、伝送線路型トランス２の動作につい
て更に詳しく説明する。上述の伝送線路型トランス２に
おいては、誘電性と磁性を有するコア１４と、伝送線路
１０からなる図７に示すような分布定数回路が構成され
ている。図７中、符号Ｖ_in2はトランス２の入力電圧、
Ｖ_outはトランス２の出力電圧、Ｉ_in2はトランス２の入
力電流、Ｉ_outはトランスの出力電流、Ｚ_inは入力側か
ら見た入力インピーダンス、Ｚ_outは出力側から見た負
荷４の負荷インピーダンス、Ｚ_Sは伝送線路１０及びコ
ア１４から構成される分布定数回路の固有インピーダン
ス、Ｄは伝送線路１０の線路長である。図４に示す分布
定数回路は、下記式（９）で表される。尚、式（９）中
βは伝送線路１０の伝搬定数（β＝２πｆ／ｖ＝２π／
λ・・・（９−ａ）式）である。（９−ａ）式でのｖは
伝搬速度（＝ｆλ）、λは伝搬波長である。

【００３０】

【数１】

【００３１】本実施形態において、伝送線路１０の各線
路長Ｄを所定の周波数のλ／４とすると、 βＬ＝（２π／λ）×（λ／４）＝π／２ となる。よって、式（９）は、下記式（１０）で表せ
る。

【００３２】

【数２】

【００３３】上記式（１０）を変形し、入力側から見た
入力インピーダンスＺ_inを求めると、 Ｚ_in＝Ｖ_in2／Ｉ_in2 ＝（ｊＺ_S・Ｉ_out）／（（ｊ／Ｚ_S）・Ｖ_out）・・・（１１） ここでＶ_out＝Ｚ_out・Ｉ_outであるので、 Ｚ_in2＝Ｚ_S／（Ｚ_out／Ｚ_S）＝Ｚ_S ²／Ｚ_out・・・（１２） これは、伝搬波長／４＝線路長Ｄである場合において
は、固有インピーダンスＺ_Sが５０オームの線路の出力
側の端子に１００オームのインピーダンスを有する負荷
を接続した場合、入力側から見ると負荷のインピーダン
スが２５オームに見えることを示しており、出力側に
接続された負荷インピーダンスＺ_outは、入力側からは
Ｚ_inに変換されて見える。よって、インピーダンス変換
がされることになる。

【００３４】また、上記式（１０）から 以上のことから、トランス２の入力電圧Ｖ_in2は出力
電流Ｉ_outに比例し、入力電流Ｉ_in2は出力電圧Ｖ_outに
比例することがわかる。各線路長Ｄが伝搬波長／４のと
きにおいてのみ、上記並びにの関係が成り立ち電圧
変換が行われる。このように伝送線路型トランス２の電
圧ゲインＧ（昇圧比）は、分布定数回路の固有インピー
ダンスＺ_Sと、負荷４の負荷インピーダンスＺ_outとの比
率で決まるので、この伝送線路型トランス２は、高電圧
が必要な始動時に高抵抗、点灯時に抵抗が下がる冷陰極
管のような負荷４のインピーダンス特性に適している。

【００３５】次に、この伝送線路型トランス２の昇圧作
用について更に詳しく説明する。図８は、伝送線路型ト
ランス２の伝送線路１０の昇圧作用を説明するためのグ
ラフである。図８のグラフにおいて、横軸は負荷インピ
ーダンスＺ_outと固有インピーダンスＺ_Sの比を表してい
る。ここで、トランス２の入力電圧Ｖ_in2が定電圧であ
るとする。負荷インピーダンスＺ_outが固有インピーダ
ンスＺ_Sに等しい場合（Ｚ_out／Ｚ_S＝１）は、分布定数
回路が整合状態となっており、図中Ａ点に示されている
ように入力側と出力側の電圧が等しいのが明らかであ
る。Ｚ_out＞Ｚ_Sなる負荷を接続した場合（Ｚ_out／Ｚ_S＞
１）は、上記式（１２）よりＺ_in2＜Ｚ_Sとなって入力電
流Ｉ_in2が増える。また、上記式（１３）から、出力電
圧Ｖ_outは 入力電圧Ｉ_in2に比例するので、図中Ｂ点に
示されているように同じく増える。Ｚ_out＞Ｚ_Sの領域で
は、Ｖ_outはＶ_in2より大きくなっており昇圧されている
ことになる。よって、線路長Ｄが動作周波数の１／４波
長の線路の負荷として、分布定数回路の固有インピーダ
ンスＺ_Sより大きな負荷４を接続すると、その負荷４の
両端には固有インピーダンスＺ_Sとの比に応じた倍率で
入力電圧Ｖ_in2より高い出力電圧Ｖ_outが加わる。

【００３６】次に、この伝送線路型トランス２におい
て、上述のコア１４を用いることにより波長を短縮で
き、伝送線路型トランス２を小型化できる理由について
説明する。自由空間における波長は下記式（１４）で表
される。 λ＝ｖ／ｆ ・・・（１４） 電圧変換部２０の電界が発生する部分の誘電率・透磁率
が大きいと、進行波の伝搬速度ｖが遅くなる。この伝搬
速度ｖは、下記式（１５）で示される。 ｖ［ｍ／ｓ］＝３×１０⁸×（ε^1/2・μ^1/2）^-1 ・・・（１５） よって、その場合の波長は下記式（１６）で示される。 λ＝（ｖ／ｆ）・（ε^1/2・μ^1/2）^-1 ・・・（１６） 上記（１６）式から明らかなように誘電率、透磁率の値
に応じて波長短縮が生じ、すなわち、誘電率、透磁率が
大きくなるとこれに応じて波長も短くなっており、よっ
て、コア１４を誘電率、透磁率が大きい材料から構成す
ることにより、波長を短縮でき、コア寸法も短くでき、
伝送線路型トランス２の小型化が可能である。

【００３７】上述の伝送線路型トランス２においては、
コア１４をなす材料として、Ｆｅ、Ｃｏ、Ｎｉの群から
選ばれた１種又は２種以上の元素Ｔと、Ｈｆ、Ｚｒ、
Ｗ、Ｔｉ、Ｖ、Ｎｂ、Ｍｏ、Ｃｒ、Ｍｇ、Ｍｎ、Ａｌ、
Ｓｉ、Ｃａ、Ｓｒ、Ｂａ、Ｃｕ、Ｇａ、Ｇｅ、Ａｓ、Ｓ
ｅ、Ｚｎ、Ｃｄ、Ｉｎ、Ｓｎ、Ｓｂ、Ｔｅ、Ｐｂ、Ｂ
ｉ、希土類元素の群から選ばれた１種又は２種以上の元
素Ｍと、Ｏ、Ｃ、Ｎ、Ｂの群から選ばれた１種又は２種
以上の元素Ｄを含む軟磁性合金粉末と、合成樹脂からな
るものを用いるのが、コア１４の透磁率及び誘電率を大
きくでき、波長短縮効果が十分となり、変成器２を小型
化できる点で好ましい。

【００３８】上記軟磁性合金粉末としては、例えば、以
下の組成式で示されるものが好適に用いられる。 Ｔ_aＭ_bＤ_c （上記組成式中、ＴはＦｅ，Ｃｏ，Ｎｉの群から選ばれ
た１種または２種以上の元素を表し、ＭはＨｆ，Ｚｒ，
Ｗ，Ｔｉ，Ｖ，Ｎｂ，Ｍｏ，Ｃｒ，Ｍｇ，Ｍｎ，Ａｌ，
Ｓｉ，Ｃａ，Ｓｒ，Ｂａ，Ｃｕ，Ｇａ，Ｇｅ，Ａｓ，Ｓ
ｅ，Ｚｎ，Ｃｄ，Ｉｎ，Ｓｎ，Ｓｂ，Ｔｅ，Ｐｂ，Ｂ
ｉ，希土類元素の群から選ばれた１種または２種以上の
元素を表し、ＤはＯ，Ｃ，Ｎ，Ｂの群から選ばれた１種
または２種以上の元素を表す。また、組成式中、組成比
を示すａ，ｂ，ｃは、原子％で、４０≦ａ＜８７、０＜
ｂ≦２０、０＜ｃ≦５０なる関係を満足するものであ
る。）

【００３９】上記合成樹脂としては、誘電損失が小さい
材料（即ちＱの大きい材料でＱが４００以上のもの）が
用いられ、例えば、ポリプロピレン、ポリエチレン、ポ
リスチレン、パラフィン、ポリテトラフルオロエチレ
ン、ポリカーボネート、シリコーン樹脂等が挙げられ
る。

【００４０】上述のような軟磁性合金粉末と合成樹脂か
らなるコア４は、例えば、以下のようにして製造するこ
とができる。まず、組成式がＴ_aＭ_bＤ_cで示される軟磁
性合金粉末の組成になるように各原料を秤量する。ここ
での原料は、Ｔの粉末、Ｍの粉末が用いられる。Ｔの粉
末としては、Ｆｅ，Ｃｏ，Ｎｉの群から選ばれた少なく
とも一種の元素の単体，酸化物，炭化物，炭酸塩，窒素
化物，ホウ化物のうちから選ばれた粉末が用いられる。
Ｍの粉末としては、Ｈｆ，Ｚｒ，Ｗ，Ｔｉ，Ｖ，Ｎｂ，
Ｍｏ，Ｃｒ，Ｍｇ，Ｍｎ，Ａｌ，Ｓｉ，Ｃａ，Ｓｒ，Ｂ
ａ，Ｃｕ，Ｇａ，Ｇｅ，Ａｓ，Ｓｅ，Ｚｎ，Ｃｄ，Ｉ
ｎ，Ｓｎ，Ｓｂ，Ｔｅ，Ｐｂ，Ｂｉ，希土類元素の群か
ら選ばれた少なくとも１種の元素の単体，酸化物，炭化
物，炭酸塩，窒素化物，ホウ化物のうちから選ばれた粉
末が用いられる。上記希土類元素としては、周期表の３
Ａ族に属するＳｃ，Ｙ，あるいは、Ｌａ，Ｃｅ，Ｐｒ，
Ｎｄ，Ｐｍ，Ｓｍ，Ｅｕ，Ｇｄ，Ｔｄ，Ｄｙ，Ｈｏ，Ｅ
ｒ，Ｔｍ，Ｙｂ，Ｌｕなどのランタノイドの群から選ば
れる少なくとも１種の元素またはそれらの混合物が挙げ
られる。この際、Ｔの粉末は粒径が１００μｍ以下、Ｍ
の粉末は粒径が２μｍ以下のものが望ましい。

【００４１】次いで、Ｄのうち、Ｏ，Ｃ，Ｎを添加する
場合は、上述のＴの粉末とＭの粉末とをステンレス鋼製
ポット中に、ポットと同材質のステンレス球と共に封入
し、Ｏ，Ｃ，Ｎの群から選ばれた少なくとも一種の元素
の単体ガス，酸化物ガス，炭化物ガスのうちから選ばれ
たＤのガスを充満させる。そして、高エネルギ型遊星式
ボールミルを用いて所定時間、粉砕、攪拌するメカニカ
ルアロイングにより、組成式がＴ_aＭ_bＤ_cで示される軟
磁性合金粉末が得られる。メカニカルアロイングの時間
は、２時間以上とするのが、ｂｃｃ構造もしくはｆｃｃ
構造、または、これらが混在したＴの結晶の微細化を十
分にできる点で好ましい。ここで得られた軟磁性合金粉
末は、平均結晶粒径が数ｎｍ〜数１０ｎｍオーダーのｂ
ｃｃ構造のＴの微結晶相が、Ｍ，Ｄを多量に含む非晶質
相で取り囲まれたような構造を有する平均粒径が１〜２
μｍ程度の凝集粒子となる。この軟磁性合金粉末は、凝
集粒子を構成するｂｃｃ構造もしくはｆｃｃ構造、また
は、これらが混在したＴの微結晶の平均粒径が微細であ
るため、優れた軟磁気特性を示し、また、ｂｃｃ構造も
しくはｆｃｃ構造、またはこれらが混在したＴの微結晶
が、高抵抗の非晶質相によって取り囲まれているため、
渦電流損失を小さく押えることができるという特徴があ
る。

【００４２】次に、得られた軟磁性合金粉末を有機溶剤
を溶媒とする合成樹脂液に分散してスラリーを得た後、
このスラリーを３本ロールに繰り返し通して該スラリー
が粉末状になるまで混練し混練物を得る。この合成樹脂
を溶解させる有機溶剤としては、キシレン、トルエン、
ベンゼン等が挙げられる。合成樹脂への軟磁性合金粉末
の添加割合は、目的とするコアの磁性と誘電性によって
適宜変更可能であるが、スラリー中の体積割合で５０〜
８０vol％程度となるように添加するのが好ましい。軟
磁性合金粉末の体積割合が５０ｖｏｌ％未満であると、
透磁率が低くなるという不都合が生じる恐れがあり、一
方、８０ｖｏｌ％を超えると射出成形等により成形する
のが困難になるという不都合が生じる恐れがある。

【００４３】上記軟磁性合金粉末は合成樹脂液に分散、
混練する前に、空気，酸素，窒素，水蒸気のうちから選
択される雰囲気中またはこれらの混合雰囲気中で熱処理
を行うことが望ましい。ここでの加熱温度は、２５℃〜
３００℃程度、加熱時間は、０.５時間〜４８時間程度
が好ましい。このようにすると、上記軟磁性合金粉末の
表面に酸化物からなる絶縁層が形成されるので、軟磁性
合金粉末の固有抵抗が上がり、高周波での誘電率をより
低くすることができる。なお、ここでの絶縁層は、酸化
膜に限らず、他の絶縁膜を用いて形成してもよい。

【００４４】ついで、上記混練物を乾燥器等に入れて加
熱することにより有機溶剤を蒸発させたのち、プレス成
形機、射出成形機、押出装置等を用いて所望の形状に成
形して成形体を作製する。この後、この成形体を１５０
〜４００℃程度、１時間程度加熱することにより、目的
とする磁性と誘電性とを有するコア１４が得られる。ま
た、軟磁性合金粉末と合成樹脂からなるコア１４は、Ｔ
の粉末とＭの粉末とを混合後、Ｄのガス雰囲気中で粉
砕、攪拌するのに代えて、Ｔの粉末と、Ｍの粉末と、Ｄ
の粉末とを混合後、不活性ガス雰囲気中、あるいはＯ，
Ｃ，Ｎの群から選ばれた少なくとも一種の元素の単体ガ
ス，酸化物ガス，炭化物ガスのうちから選ばれたＤのガ
ス雰囲気中で粉砕、攪拌する以外は先に述べた製造例と
同様にして製造することもできる。上記Ｄの粉末として
は、カーボンとＢのうちから選ばれた少なくとも一種ま
たは混合物が用いられる。また、この例では、上記Ｔの
粉末とＭの粉末とＤの粉末の粉砕、攪拌をＤのガス雰囲
気下、またはＡｒガス等の不活性ガス雰囲気下、あるい
は上記ＤのガスとＡｒガス等の不活性ガスとの混合ガス
雰囲気下で行なわれ、上記混合ガス雰囲気下で行う場合
には材料中の酸素，炭素，窒素量を調整することができ
る。

【００４５】また、軟磁性合金粉末と合成樹脂からなる
コア１４は、Ｔの粉末とＭの粉末に代えて液体急冷法に
より得られたＴ−Ｍ合金薄帯の粉砕物粉末を用いる以外
は、先に述べた製造例と同様にして製造することもでき
る。また、軟磁性合金粉末と合成樹脂からなるコア１４
は、Ｔの粉末とＭの粉末と、Ｄの粉末および／またはＤ
のガスに加えて液体急冷法により得られたＴ−Ｍ合金薄
帯の粉砕物粉末も用いる以外は、先に述べた製造例と同
様にして製造することもできる。

【００４６】次に本発明の第２の実施形態について説明
する。図９には、第２の実施形態のインバータ回路を示
す。このインバータ回路２１が、図１〜図３に示したイ
ンバータ回路１と異なるところは、伝送線路型トランス
の構成が異なる点にある。即ち、このインバータ回路２
１に備えられた伝送線路型トランス２２は、誘電性と磁
性を有する板状の一対のコア４４、４４間に、スパイラ
ル型の伝送線路４１が挟持され、一対のコア４４、４４
の外側に接地導体４２、４２が形成されてなるものであ
る。コア４４、４４は、前述した図２及び図３に示す伝
送線路型トランス２のコア１４と同じ材料からなるもの
である。このコア４４、４４と伝送線路４１により電圧
変換部２３（分布定数回路）が構成される。接地導体４
２、４２は、一対のコア半体４４、４４の各突き合わせ
面の反対側の各面にそれぞれ設けられている。この接地
導体４２、４２は、コア４４、４４の各突き合わせ面の
反対側の面の全面に設けられた薄膜であるが、薄膜に限
られずコイル状に形成されたものであっても良い。

【００４７】この伝送線路４１の出力側の端子４１ａに
は負荷４が接続され、入力側の端子４１ｂにはＬＣ回路
３が接続されている。また、一方の接地導体４２の出力
側の端子には負荷４が接続されており、入力側の端子に
はＬＣ回路３が接続されている。また、一方の接地導体
４２と他方の接地導体４２は、電位を同じにするために
接続用導体４３により電気的に接続されている。

【００４８】上述の構成のインバータ回路２１において
は、図１から図３に示したインバータ回路１の効果に加
えて、以下の効果が得られる。即ち、伝送線路型トラン
ス２２が一対のコア４４、４４間に伝送線路４１を挟ん
でなるので、伝送線路４１のインダクタンスを大きくす
ることが可能となって静電容量を高くでき、インバータ
回路２１の変換効率をより高くすることができる。

【００４９】次に本発明の第３の実施形態について説明
する。図１０及び図１１には、第３の実施形態のインバ
ータ回路を示す。このインバータ回路３０が、図１〜図
３に示したインバータ回路１と異なるところは、伝送線
路型トランスの構成が異なる点にある。即ち、このイン
バータ回路３０に備えられた伝送線路型トランス３１
は、コア５４を構成する一対のコア半体５４ａ、５４ｂ
の間にスパイラル型の伝送線路５１が挟持され、さらに
一対のコア半体５４ａ、５４ｂの外側に接地導体５２、
５２が形成されてなるものである。コア５４は、前述し
た図２及び図３に示す伝送線路型トランス２のコア１４
と同じ材料からなるものである。このコア５４と伝送線
路５１により電圧変換部３２（分布定数回路）が構成さ
れる。接地導体５２、５２は、一対のコア半体５４ａ、
５４ｂの各突き合わせ面の反対側の各面にそれぞれ設け
られている。この接地導体５２、５２は、コア半体５４
ａ、５４ｂの各突き合わせ面の反対側の面の全面に接着
層１０１、１０２を介して設けられた薄膜であるが、薄
膜に限られずコイル状に形成されたものであっても良
い。

【００５０】また、図１０及び図１１に示すように、コ
ア半体５４ａの突き合わせ面５４ｆの中央には中央凸部
５４ｃが設けられ、突き合わせ面５４ｆの周辺部５４ｄ
の一部には周辺凸部５４ｅ、５４ｅが設けられている。
周辺凸部５４ｅ、５４ｅは、突き合わせ面５４ｆ上にて
互いに対向して設けられている。また、コア半体５４ｂ
は板状とされている。そして、このコア半体５４ａの中
央凸部５４ｃと周辺凸部５４ｅ、５４ｅがコア半体５４
ｂに突き合わされてコア５４が形成されると共に、この
コア５４の内部に、一対のコア半体５４ａ、５４ｂと中
央凸部５４ｃと周辺凸部５４ｅ、５４ｅとに区画されて
空隙部７ａが形成され、この空隙部７ａにより磁路形成
部７が構成される。そして、これら一対のコア半体５４
ａ、５４ｂと中央凸部５４ｃと周辺凸部５４ｅ、５４ｅ
とにより磁路形成部７を囲む磁路が構成される。

【００５１】次に図１０及び図１１に示すように、伝送
線路５１は、導体からなるものであって、中央凸部５４
ｃの周囲に巻回されて、コア半体５４ａと離間して磁路
形成部７内に配置されている。このようにして伝送線路
５１は、磁路形成部７内に配置されて磁路に囲まれてい
る。

【００５２】また図１１に示すように、コア半体５４ｂ
には接着層１０３が積層され、この接着層１０３の一部
にポリイミド等からなる絶縁層１０４が積層され、この
絶縁層１０４上に上述の伝送線路５１が形成されてい
て、伝送線路５１とコア半体５４ｂが絶縁されている。
また、伝送線路５１には接着層１０６を介してポリイミ
ド等からなる絶縁層１０５が積層されている。

【００５３】また、伝送線路５１の出力側の端子５１ｂ
には負荷４が接続されており、入力側の端子５１ａには
ＬＣ回路３が接続されている。また、一方の接地導体５
２の出力側の端子には負荷４が接続されており、入力側
の端子にはＬＣ回路３が接続されている。また、接地導
体５２、５２同士は、電位を同じにするために接続用導
体５３により電気的に接続されている。

【００５４】この伝送線路型トランス３１では、上述の
ような一対のコア半体５４ａ、５４ｂ間に介在された伝
送線路５１より発生する磁束の方向は、伝送線路５１に
流れる電流の方向が図１１に示された通りであるとき
は、図１１中の符号Ｉ_a、Ｉ_bで示される矢印の向きとな
る。従って、伝送線路５１から発生した磁束は、その大
部分が一対のコア半体５４ａ、５４ｂと中央凸部５４ｃ
と周辺凸部５４ｅ、５４ｅとにより構成される磁路に流
れることになる。そして、伝送線路５１から発生した磁
束のうち、コア半体５４ａからコア半体５４ｂに移動す
る渡り磁束成分が、中央凸部５４ｃ及び周辺凸部５４
ｅ、５４ｅに集中し、渡り磁束成分が伝送線路５１に鎖
交することがなく、交流抵抗が減少して銅損が小さくな
る。特に、伝送線路５１が、中央凸部５４ｃの周囲に巻
回されて磁路形成部７内に配置されているので、発生し
た磁束を中央凸部５４ｃに集中させることが可能とな
り、伝送線路５１に鎖交する渡り磁束成分をより減少さ
せることが可能となる。

【００５５】よって、上述の構成のインバータ回路３０
においては、図１から図３に示したインバータ回路１の
効果に加えて、以下の効果が得られる。即ち、伝送線路
型トランス３１が上述の構成からなるので、伝送線路５
１に鎖交する渡り磁束成分が減少して銅損が小さくな
り、伝送線路型トランス３１の変換効率が高くなって、
インバータ回路３０の変換効率をより高くすることがで
きる。

【００５６】

【実施例】（実験例１）伝送線路型トランスの入力イン
ピーダンスＺ_in及び電圧ゲインＧの周波数特性を調査し
た。図１０及び図１１に示したインバータ回路３０の伝
送線路型トランス３１と同様の伝送線路型トランスを作
製した。ここで作製した伝送線路型トランスのＭｎ−Ｚ
ｎフェライトからなる各コア半体５４ａ、５４ｂの厚み
は０．５ｍｍ、コア半体５４ａの中央凸部５４ｃ及び周
辺凸部５４ｅの高さが０．５ｍｍであることから磁路形
成部７の深さは０．５ｍｍ、スパイラル型の伝送線路５
１の厚みは０．０４ｍｍ、伝送線路５１の幅は０．２９
ｍｍ、伝送線路５１のピッチは０．２４ｍｍ、接地導体
５２、５２の厚みは０．０４ｍｍであった。また、伝送
線路５１の線路長Ｄは１．８ｍであった。

【００５７】ここで作製した伝送線路型トランスの電圧
ゲイン−フェーズ特性及び入力インピーダンス−フェー
ズ特性を測定した。ここでの測定には、インピーダンス
アナライザＨＰ４１９４Ａ（商品名；日本ヒューレット
パッカード株式会社製）を用い、トランスの出力側の端
子に接続する終端抵抗を１００ｋΩとして行った。測定
周波数範囲は、共振近傍の点が細かくとれるように０．
０１ＭＨｚから１０ＭＨｚとした。 終端抵抗には、炭
素皮膜抵抗を用いた。測定結果を図１２及び図１３に示
す。

【００５８】図１２及び図１３から明らかなように、こ
の伝送線路型トランスのλ／４に同調したときの周波数
（同調周波数）は９３０ｋＨｚ、同調周波数における入
力インピーダンスは５５Ω、電圧ゲインは２４ｄＢであ
った。次に、同調周波数よりも２００ｋＨｚ低い周波数
である７３０ｋＨｚにおける入力インピーダンス及び電
圧ゲインはそれぞれ３００Ω、１１ｄＢであった。従っ
て、動作周波数を９３０ｋＨｚ（同調周波数）から７３
０ｋＨｚとした場合、入力インピーダンスは５．４５倍
に増加し、電圧ゲインは４．４６分の１に減少した。こ
のことから、伝送線路型トランスの動作周波数を同調周
波数から低下させると、電圧ゲインの変化よりも入力イ
ンピーダンスの変化の方が大きくなるので、伝送線路型
トランスの入力電流の電流量を減少させることができ、
伝送線路型トランスの入力側における発熱を効果的に抑
制可能であることが判明した。

【００５９】（実験例２）インバータ回路のＬＣ回路の
周波数特性を調査した。図１０及び図１１に示したイン
バータ回路３０を作製した。このインバータ回路に備え
られる伝送線路型トランスは、実験例１において用いた
ものと同様なものを用意した。また、インバータ回路の
ＬＣ回路の入力電圧（Ｖ_in1）は７Ｖ、周波数は７００
〜１１００ｋＨｚ、コンデンサＣの容量は１０ｎＦ、イ
ンダクタＬのインダクタンスは０．２、０．９８、２．
１、２．９、３．６μＨの５種類で実験した。このイン
バータ回路のＬＣ回路からの出力電圧、即ちトランスの
入力電圧Ｖ_{in U2}の周波数特性を調査した。結果を図１４
に示す。

【００６０】図１４に示すように、周波数７００〜１１
００ｋＨｚにおいては、トランスの入力電圧Ｖ_in2が、
インバータ回路の入力電圧Ｖ_in1（７Ｖ）より高く、Ｌ
Ｃ回路により昇圧されていることがわかる。特に、トラ
ンスの入力電圧Ｖ_in2は、周波数８８０ｋＨｚにおいて
極大を示しており、またインダクタＬのインダクタンス
が大きいほど高くなっており、インダクタＬのインダク
タンス値が０．９８μＨ以上で高い入力電圧が得られて
おり、特に２．１μＨ以上、更に好ましくは２．９μＨ
以上でより高い入力電圧が得られていることがわかる。
本実験に使用した伝送線路型トランスの同調周波数は９
３０ｋＨｚであり、その同調周波数より低い周波数にお
いて高い昇圧比が得られていることから、本実験結果
は、本発明におけるインバータ回路のＬＣ回路が所定の
作用をすることを示している。

【００６１】

【発明の効果】以上、詳細に説明したように、本発明の
インバータ回路は、分布定数回路を備えてなる伝送線路
型トランスと、該伝送線路型トランスの入力側に設けら
れたＬＣ回路とを具備することにより、伝送線路型トラ
ンスの入力電圧を向上させることができる。更に、本発
明のインバータ回路においては、伝送線路型トランスの
分布定数回路が、該分布定数回路の同調周波数と略等し
い周波数または前記同調周波数より低い周波数で動作さ
せた際に、前記伝送線路型トランスの入力インピーダン
スを、前記分布定数回路の同調周波数における入力イン
ピーダンス値以上にするものであると共に、前記ＬＣ回
路が、前記伝送線路型トランスの入力電圧を昇圧するも
のであり、入力インピーダンスを高くすることにより伝
送線路型トランスの入力電流が小さくなってトランス自
体の発熱が抑えられ、インバータ回路の電力損失を小さ
くすることができる。また、トランスの入力インピーダ
ンスが高くなる一方でトランス自体の電圧ゲイン（昇圧
比）が低下するが、伝送線路型トランスの入力電圧をＬ
Ｃ回路により昇圧するので、電圧ゲインの低下が補償さ
れて、インバータ回路の出力電圧の低下を防いで電力の
変換効率を高くすることができる。

【００６２】また、本発明のインバータ回路の伝送線路
型トランスは、前記伝送線路と誘電性と磁性を有するコ
アとを具備してなるものであり、伝送線路とコアとによ
り分布定数回路を構成していて、このトランスの伝送線
路長はコアの誘電率と透磁率が高いと短縮されるので、
コアの形状が小さくなり、トランス自体が小型化されて
インバータ回路の小型化を図ることができる。

【００６３】更に、本発明のインバータ回路の伝送線路
型トランスのコアがＭｎ−Ｚｎフェライト、Ｎｉ−Ｚｎ
フェライト、Ｎｉ−Ｃｕフェライトの群から選ばれた１
種又は２種以上からなるものであるので、コアの形状が
小さくなって、インバータ回路を小型化することができ
る。

【００６４】また前記コアは、Ｆｅ、Ｃｏ、Ｎｉの群か
ら選ばれた１種又は２種以上の元素Ｔと、Ｈｆ、Ｚｒ、
Ｗ、Ｔｉ、Ｖ、Ｎｂ、Ｍｏ、Ｃｒ、Ｍｇ、Ｍｎ、Ａｌ、
Ｓｉ、Ｃａ、Ｓｒ、Ｂａ、Ｃｕ、Ｇａ、Ｇｅ、Ａｓ、Ｓ
ｅ、Ｚｎ、Ｃｄ、Ｉｎ、Ｓｎ、Ｓｂ、Ｔｅ、Ｐｂ、Ｂ
ｉ、希土類元素の群から選ばれた１種又は２種以上の元
素Ｍと、Ｏ、Ｃ、Ｎ、Ｂの群から選ばれた１種又は２種
以上の元素Ｄを含む軟磁性合金粉末と、合成樹脂からな
るものであるので、コアの透磁率及び誘電率を大きくで
き、波長短縮効果が十分となって伝送線路長が短縮され
てコアの形状が小さくなり、トランス自体が小型化され
てインバータ回路の小型化を図ることができる。

【００６５】更に、コアの１００ｋＨｚにおける実効透
磁率μが１０〜２００００であり、実効誘電率εが１０
〜５０００であるので、波長短縮効果が十分となって伝
送線路長が短縮されてコアの形状が小さくなり、トラン
ス自体が小型化されてインバータ回路の小型化を図るこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の第１の実施形態であるインバータ回
路を示す回路図である。

【図２】 図１のインバータ回路に備えられた伝送線路
型トランスを示す斜視図である。

【図３】 図１のインバータ回路に備えられた伝送線路
型トランスを示す断面図である。

【図４】 伝送線路型トランスの入力インピーダンスと
電圧ゲインの周波数特性を示す図である。

【図５】 図１のインバータ回路の動作を説明するため
の回路図である。

【図６】 図１のインバータ回路の動作を説明するため
の回路図である。

【図７】 伝送線路型トランスに備えられた分布定数回
路を説明するための図である。

【図８】 伝送線路型トランスの昇圧作用を説明するた
めの図である。

【図９】 本発明の第２の実施形態であるインバータ回
路に備えられた伝送線路型トランスを示す断面図であ
る。

【図１０】 本発明の第３の実施形態であるインバータ
回路に備えられた伝送線路型トランスを示す斜視図であ
る。

【図１１】 図１０のインバータ回路に備えられた伝送
線路型トランスを示す断面図である。

【図１２】 伝送線路型トランスの入力インピーダンス
とフェーズの周波数特性を示す図である。

【図１３】 伝送線路型トランスの電圧ゲインとフェー
ズの周波数特性を示す図である。

【図１４】 インバータ回路における伝送線路型トラン
スの入力電圧の周波数特性を示す図である。

【符号の説明】

１、２１、３０ インバータ回路 ２、２２、３１ 伝送線路型トランス ２０、２３、３２ 電圧変換部（分布定数回路） ３ ＬＣ回路 ４ 負荷 ５ 交流電源 １０、４１、５１ 伝送線路 １４、４４、５４ コア Ｚ_in 入力インピーダンス Ｚ_S 固有インピーダンス

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０１Ｆ 31/00 Ｃ Ｚ (72)発明者 高橋 利男 東京都大田区雪谷大塚町１番７号 アルプ ス電気株式会社内 Ｆターム(参考） 5E041 AA11 AA14 AA17 AA19 AB01 AB02 AB14 AB19 BB03 CA01 NN14 NN15 5H750 BA01 BA05 CC11 CC14 CC16 DD25 JJ03

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 伝送線路を少なくとも有する分布定数回
   路を備えてなる伝送線路型トランスと、該伝送線路型ト
   ランスの入力側に設けられたＬＣ回路とを具備してな
   り、 前記ＬＣ回路が、前記伝送線路型トランスの入力電圧を
   昇圧するものであることを特徴とするインバータ回路。
2. 【請求項２】 前記分布定数回路が、該分布定数回路の
   同調周波数と略等しい周波数または前記同調周波数より
   低い周波数で動作させた際に、前記伝送線路型トランス
   の入力インピーダンスを、前記分布定数回路の同調周波
   数における入力インピーダンス値以上にするものである
   ことを特徴とする請求項１記載の変成器。
3. 【請求項３】 前記伝送線路型トランスは、前記伝送線
   路と、誘電性と磁性を有するコアとを具備してなるもの
   であることを特徴とする請求項１または請求項２記載の
   インバータ回路。
4. 【請求項４】 前記コアはＭｎ−Ｚｎフェライト、Ｎｉ
   −Ｚｎフェライト、Ｎｉ−Ｃｕフェライトの群から選ば
   れた１種又は２種以上からなるものであることを特徴と
   する請求項３記載のインバータ回路。
5. 【請求項５】 前記コアは、Ｆｅ、Ｃｏ、Ｎｉの群から
   選ばれた１種又は２種以上の元素Ｔと、Ｈｆ、Ｚｒ、
   Ｗ、Ｔｉ、Ｖ、Ｎｂ、Ｍｏ、Ｃｒ、Ｍｇ、Ｍｎ、Ａｌ、
   Ｓｉ、Ｃａ、Ｓｒ、Ｂａ、Ｃｕ、Ｇａ、Ｇｅ、Ａｓ、Ｓ
   ｅ、Ｚｎ、Ｃｄ、Ｉｎ、Ｓｎ、Ｓｂ、Ｔｅ、Ｐｂ、Ｂ
   ｉ、希土類元素の群から選ばれた１種又は２種以上の元
   素Ｍと、Ｏ、Ｃ、Ｎ、Ｂの群から選ばれた１種又は２種
   以上の元素Ｄを含む軟磁性合金粉末と、合成樹脂からな
   るものであることを特徴とする請求項３ないし４のいず
   れかに記載のインバータ回路。
6. 【請求項６】 前記コアの１００ｋＨｚにおける実効透
   磁率μが１０〜２００００であり、実効誘電率εが１０
   〜５０００であることを特徴とする請求項３ないし請求
   項５のいずれかに記載のインバータ回路。