JP2000270566A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】複雑で高価な制御手段を用いることなく比較的
簡単な制御手段により軽負荷時の出力電圧の低周波リッ
プルを押させることができる電源装置を提供することに
ある。 【解決手段】制御回路１は、予熱時に平滑コンデンサＣ
３を充電するループ内に配置されているスイッチング素
子Ｑ２のオンデュティをスイッチング素子Ｑ１よりも小
さくなるようにアンバランス制御して、コンデンサＣ５
の電圧Ｖｃ５の波形を交流電源Ｅの電圧のピーク付近と
ゼロクロス付近の平滑電圧のピーク値の差が大きい谷埋
め電圧波形とする。このときの出力電圧の波形は交流電
源Ｅのゼロクロス付近とピーク付近で各々ピークをもつ
波形となるが、各々のピーク値はほぼ等しく比較的低周
波リップルが小さいため、放電灯Ｌａ１の始動には不十
分なピーク電圧に抑制された電圧波形となる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電源装置に関する
ものであり、更にくわしくは入力力率が高く、入力電流
波形歪改善機能を有する電源装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】この種の電源装置としては、図１４に示
す回路構成の電源装置がある（特開平９−１２１５５０
号参照）。

【０００３】この従来例（以下第１の従来例と言う）
は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とが交互にオンオフを
繰り返すことにより負荷である放電灯Ｌａ１を高周波点
灯させるハーフブリッジ型のインバータ回路ＩＮＶを備
えたものであり、交流電源ＥにコンデンサＣ２１、チョ
ークＬ２１，Ｌ２２からなるフィルター回路Ｆを介して
ダイオードブリッジからなる整流器ＤＢを接続し、この
整流器ＤＢの直流出力端にインバータ回路ＩＮＶを接続
している。インバータ回路ＩＮＶは整流器ＤＢの対の直
流出力端間にコンデンサＣ１を接続するとともに、ＦＥ
Ｔからなるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路を、
ダイオードＤ１と、ダイオードＤ２及びコンデンサＣ２
からなる並列回路（入力力率改善回路）との直列回路を
介して接続し、ダイオードＤ１とダイオードＤ２との接
続点とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点との間に共
振用チョークＬ１と蛍光灯のような予熱型放電灯Ｌａ１
及び共振用コンデンサＣ２１の並列回路とからなる共振
回路を直流阻止用のコンデンサＣ４を介して接続して構
成される。

【０００４】スイッチング素子Ｑ１には、降圧チョッパ
を構成する補助電源回路ＰＯＷの降圧チョッパ用チョー
クＬ２、平滑コンデンサＣ３の直列回路をダイオードＤ
３を介して並列接続してある。またスイッチング素子Ｑ
２には、ダイオードＤ３を介してダイオードＤ４を逆並
列接続してあり、このダイオードＤ４が平滑コンデンサ
Ｃ３の放電用ダイオードを構成する。そして降圧チョッ
パ用チョークＬ２、コンデンサＣ３、ダイオードＤ４の
直列回路には小容量のコンデンサＣ５を並列接続してあ
る。

【０００５】この回路ではスイッチング素子Ｑ１が制御
回路１から出力される駆動信号ｏｕｔ１によりオン駆動
されると、コンデンサＣ５の放電電流がコンデンサＣ５
→スイッチング素子Ｑ１→共振用チョークＬ１→放電灯
Ｌａ１及び共振用コンデンサＣ２１の並列回路→コンデ
ンサＣ４→コンデンサＣ２→コンデンサＣ５の経路で流
れ、コンデンサＣ２を充電する。

【０００６】このコンデンサＣ２の両端電圧と、コンデ
ンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５と整流器ＤＢの出力電圧ＶＢ
との差とが略等しくなると、続いて入力電流Ｉ１が交流
電源Ｅ→フィルタ回路Ｆ→整流器ＤＢ→スイッチング素
子Ｑ１→共振用チョークＬ１→放電灯Ｌａ１及びコンデ
ンサ２１の並列回路→コンデンサＣ４→ダイオードＤ１
→整流器ＤＢ→フィルター回路Ｆ→交流電源Ｅの経路で
流れる。

【０００７】そしてスイッチング素子Ｑ２が制御回路１
から出力される駆動信号ｏｕｔ２によりオン駆動される
と、交流電源ＥからコンデンサＣ５への充電電流が、交
流電源Ｅ→フィルタ回路Ｆ→整流器ＤＢ→コンデンサＣ
５→スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→共振用チ
ョークＬ１→放電灯Ｌａ１及び共振用コンデンサＣ２１
の並列回路→コンデンサＣ４→ダイオードＤ１→整流器
ＤＢ→フィルター回路Ｆ→交流電源Ｅの経路で流れる。

【０００８】やがて共振電流が反転すると、共振用チョ
ークＬ１→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣ２→コ
ンデンサＣ４→放電灯Ｌａ１及び共振用コンデンサＣ２
１の並列回路→共振用チョークＬ１の経路で電流が流
れ、この時コンデンサＣ２の電荷を放出する。

【０００９】続いて、スイッチング素子Ｑ１がオン駆動
されると、回線電流が共振用チョークＬ１→スイッチン
グ素子Ｑ１の寄生ダイオード→コンデンサＣ５→ダイオ
ードＤ２→コンデンサＣ４→放電灯Ｌａ１及び共振用コ
ンデンサＣ２１の並列回路→共振用チョークＬ１の経路
で流れ、やがて共振電流が反転して、上述のようにコン
デンサＣ５の放電電流がコンデンサＣ５→スイッチング
素子Ｑ１→共振用チョークＬ１→放電灯Ｌａ１及び共振
用コンデンサＣ２１の並列回路→コンデンサＣ４→コン
デンサＣ２→コンデンサＣ５の経路で電流が流れる。

【００１０】このような動作を繰り返すことにより、放
電灯Ｌａ１に高周波の電力を供給して安定点灯させるの
である。

【００１１】ここで平滑コンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ
３がコンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５より低いとき、つ
まり交流電源Ｅ電圧のピーク付近において、スイッチン
グ素子Ｑ２がオンの時にコンデンサＣ５→降圧チョッパ
用チョークＬ２→平滑コンデンサＣ３→ダイオードＤ３
→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣ５の経路により
コンデンサＣ５から放電電流が流れ、この時のコンデン
サＣ５の放電電流によりスイッチング素子Ｑ２を介して
平滑コンデンサＣ３が充電される。続いてスイッチング
素子Ｑ１がオン駆動されると、回生電流が降圧チョッパ
用チョークＬ２→平滑コンデンサＣ３→ダイオードＤ３
→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→降圧チョッ
パ用チョークＬ２の経路で流れる。

【００１２】また平滑コンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３
がコンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５よりも高いとき、つ
まり交流電源Ｅ電圧のゼロクロス付近において、平滑コ
ンデンサＣ３→降圧チョッパ用チョークＬ２→コンデン
サＣ５→ダイオードＤ４→平滑コンデンサＣ３の経路で
平滑コンデンサＣ３が放電する。従って平滑コンデンサ
Ｃ３の電荷は一度コンデンサＣ５に蓄えられ、コンデン
サＣ５から負荷回路へ供給されることになる。

【００１３】ところで、図１４の従来例では、軽負荷時
にスイッチング素子Ｑ１よりもスイッチング素子Ｑ２の
オン時間が長くなるようなアンバランス制御と、交流電
源Ｅの電圧と追従した谷埋め電圧（脈流波形の山部間の
電圧）を検出して交流電源Ｅ電圧の山部と谷部でスイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２の動作周波数が山部のほうが高く
なるような周波数変調制御とを組合わせることにより、
放電灯Ｌａ１への予熱電流を確保し、平滑コンデンサＣ
３の両端電圧Ｖｃ３の昇圧を抑制するようになってい
る。

【００１４】しかし検出回路を設け周波数変調制御を行
っているため制御回路１の構成が複雑で高価になるとい
う問題があった。

【００１５】また、周波数変調なしで予熱時にスイッチ
ング素子Ｑ１よりもスイッチング素子Ｑ２のオン時間が
長くなるようなアンバランス制御した場合、放電灯Ｌａ
１の両端電圧（出力電圧）の波形は図２（ｇ）に示すよ
うに交流電源Ｅの電圧のゼロクロス付近でピークをもつ
波形となり、そのため低周波リップルが大きく実効値電
圧に対してピーク値電圧が高くなるため、予熱電流を確
保した場合に放電灯Ｌａ１が点灯してしまう場合があ
る。すなわちコールドスタートによりフィラメントの断
線、黒化しやすくなることから、ランプ寿命が短くなる
という問題もあった。

【００１６】別の従来例（以下第２の従来例と言う）と
して、図１５に示す回路構成の装置がある（特開平９−
２９８０９６号参照）。

【００１７】この第２の従来例は、図示するように交流
電源Ｅをフィルター回路Ｆを介して整流器ＤＢに接続
し、整流器ＤＢの対の直流出力端間にはコンデンサＣ２
とダイオードＤ４の並列回路を介してインバータ回路Ｉ
ＮＶのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路を接続
し、スイッチング素子Ｑ１とＱ２の接続点と整流器ＤＢ
とダイオードＤ２の接続点との間に放電灯Ｌａ１及び共
振用コンデンサＣ２１の並列回路と共振用チョークＬ１
との直列回路を直流阻止用コンデンサＣ４を介して接続
してある。そしてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回
路に平滑コンデンサＣ３を並列接続してある。

【００１８】この従来例回路の動作について簡単に説明
する。まず脈流電圧がゼロ近傍、つまり谷部に於ける動
作を説明する。インバータ回路ＩＮＶのスイッチング素
子Ｑ２がオンの時、平滑コンデンサＣ３を電源として、
共振電流が平滑コンデンサＣ３→コンデンサＣ２→放電
灯Ｌａ及び共振用コンデンサＣ２１の並列回路→共振用
チョークＬ１→コンデンサＣ４→スイッチング素子Ｑ２
→平滑コンデンサＣ３の経路で流れ、コンデンサＣ２が
充電されると共に、共振用チョークＬ１にエネルギーが
蓄積される。コンデンサＣ２の充電電圧Ｖｃ２が平滑コ
ンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３と略等しくなると、コン
デンサＣ２に流れていた共振電流は停止し、整流器ＤＢ
から電流が流れ込みインバータ回路ＩＮＶはインバータ
動作を継続しようとする。スイッチング素子Ｑ２がオ
フ、スイッチング素子Ｑ１がオンした瞬間は共振用チョ
ークＬ１に蓄積されたエネルギーによる回生電流がスイ
ッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードを介して流れる。こ
の時流れる電流が整流器ＤＢからの平滑コンデンサＣ３
への充電電流となって平滑コンデンサＣ３を充電する。
やがてインタクタＬ1に蓄境されたエネルギーがなくな
ると、共振動作が反転して、コンデンサＣ４を電荷とす
るインバータ動作により、コンデンサＣ４→共振用チョ
ークＬ１→放電灯Ｌａ１及び共振用コンデンサＣ２１の
並列回路→コンデンサＣ２→スイッチング素子Ｑ１→コ
ンデンサＣ４の経路で共振電流が流れ、コンデンサＣ２
に充電されていた電荷を放電する。そしてその電荷がな
くなると共振電流はダイオードＤ２を介して流れるよう
になる。

【００１９】以上は谷部での説明であるが、ゼロ近傍で
なくとも、平滑コンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３が入力
電圧とコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２と略等しくなると、
上述の様に平滑コンデンサＣ３を電源として動作するイ
ンバータ動作はなくなるが、整流器ＤＢから電流が流れ
込みインバータ動作を継続しようとする。この様にして
インバータ回路ＩＮＶは共振動作を繰り返し、またコン
デンサＣ２は充放電を繰り返す。入力電流が流れこむ期
間は、スイッチング素子Ｑ２がオンして平滑コンデンサ
Ｃ３がＶｃ２＋入力電圧に充電された後、整流器ＤＢか
ら電流が流れ込む期間である。尚制御回路１はスイッチ
素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチングを制御する。

【００２０】ところでこの第２の従来例では予熱時に所
定の予熱電流を流し、このとき放電灯Ｌａが点灯しない
ように第１の振動系（共振用コンデンサＣ２１，共振用
チョークＬ１）及び第２の振動系（共振用コンデンサＣ
２１、共振用チョークＬ１、コンデンサＣ２）から放電
灯Ｌａ１に供給される出力の差を減少させる（図２(ｇ)
に示す）ことによりコールドスタートを防ぎ、始動時は
所定の始動電圧が印加できるように第１及び第２の振動
系から放電灯Ｌａ１に供給される出力の差を増大させる
（図２（ｈ）に示す）ことにより始動を容易にさせると
いうものである。

【００２１】この第２の従来例の制御回路１は第１の従
来例と同様に周波数制御、デュティ制御、及び検出回路
を用いた周波数変調制御、デュティ変調制御などにより
第１、第２の振動系による出力の差を調節している。言
い換えれば出力電圧の低周波リップルを任意に調節して
いるものと思われる。

【００２２】さて上述した第１の従来例と、第２の従来
例の回路の主な違いは、第１の従来例が降圧チョッパか
らなる補助電源回路ＰＯＷにより平滑電圧が谷埋め電圧
であるのに対し、第２の従来例は完全平滑であるところ
が大きく異なる点である。入力力率改善動作を比較する
と、第１の従来例は降圧チョッパ動作と入力力率改善回
路の動作との組合せにより入力力率改善のための入力電
流を取り込んでいるのに対し、第２の従来例は入力力率
改善回路の動作のみにより入力電流を取り込んでいる。
従って第２の従来例は第１の従来例に比べ、入力力率改
善回路の動作により取り込まれる入力電流が大きいこと
がわかる。また、入力力率改善回路の動作により力率改
善のために取り込まれる入力電流の大きさは、インバー
タ動作による共振電流の一部として入力電流が流れるこ
とから共振電流の大きさに比例していることが知られて
おり、第２の従来例は第１の従来例に比べ入力歪改善す
るためには共振電流を大きく流す必要がある。よって、
第２の従来例はスイッチング損失の増加、回路素子の温
度上昇などの問題があった。このため、第１の従来例の
ように、インバータ回路ＩＮＶの高周波出力の一部を帰
還し整流器ＤＢに交流電源Ｅの略全域に亘って高周波的
に電流を流し入力歪を改善する、いわゆるチャージポン
プ方式と呼ばれる入力歪改善回路と降圧チョッパとを複
合させた放電灯点灯装置（電源装置）がいくつか提案さ
れている。

【００２３】次に、第１の従来例と、第２の従来例につ
いて出力電圧波形を比較する。例えば、負荷としてＦＨ
Ｆ３２Ｗ蛍光灯を２灯直列点灯させたとき、周波数変調
制御、及びデューティー制御（変調も含む）を行わない
場合、定格点灯時における第１の従来例の平滑電圧波形
は図２（ｃ）に示すように部分平滑的な谷埋め電圧波形
となり、出力電圧波形は図２（ｇ）に示すように電源電
圧のピーク付近及びゼロクロス付近で各々ピークをもつ
波形となる。一方、第２の従来例の平滑電圧波形は図２
（ｄ）に示すように完全平滑波形となり、出力電圧波形
は図２（ｈ）に示すように交流電源のゼロクロス付近で
ピークをもつ波形となる。

【００２４】即ち、第１の従来例と、第２の従来例と
で、回路構成の違い、つまり平滑電圧の違いにより出力
される電圧波形の包絡波形が異なっていることがわか
る。ＬＣ共振系の設計の仕方によっても包絡波形に違い
が生じるが、入力歪の改善と定格出力の確保の両方を満
足するためのＬＣ共振系の設計ポイントは自ずと決まっ
てくるため、包絡波形に違いが生じるのは平滑電圧の違
いによるところが大きいと言える。つまり、図２（ｃ）
に示すように平滑電圧波形が谷埋め波形の方が出力電圧
の低周波リップルが小さく、図２（ｄ）に示すように平
滑電圧波形が完全平滑波形の方が出力電圧の低周波リッ
プルが大きい。

【００２５】実際は、ランプ電流のクレストファクタの
改善、あるいは出力電圧波形の低周波リップルを任意に
調節するために、検出回路を用い、周波数変調、あるい
はデュティ変調、または両者の組合せを用いている。

【００２６】

【発明が解決しようとする課題】さて上述した第１の従
来例は、コールドスタートによりフィラメントの断線、
黒化しやすくなることから、ランプ寿命が短くなるとい
う問題があった。

【００２７】また第２の従来例は、制御回路１の構成が
複雑で高価になるという問題があった。

【００２８】本発明は上述の問題点に鑑みて為されたも
のであり、請求項１の発明の目的とするところは、複雑
で高価な制御手段を用いることなく比較的簡単な制御手
段により軽負荷時の出力電圧の低周波リップルを押させ
ることができる電源装置を提供することにある。

【００２９】請求項２乃至１１の発明の目的とするとこ
ろは前記目的に加え、負荷である予熱型の放電灯の予熱
時のコールドスタートを防止し、始動性を向上させるこ
とが可能な電源装置を提供することにある。

【００３０】

【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、請求項１の発明では、交流電源電圧を整流する整流
器と、前記整流器の出力電圧をスイッチング素子のスイ
ッチング動作により充電し平滑する平滑コンデンサを備
えた部分平滑回路と、前記整流器あるいは前記平滑コン
デンサからの出力電圧を前記スイッチング素子のスイッ
チング動作により高周波に変換して負荷に電力を供給す
るインバータ回路と、前記整流器の直流出力端にインピ
ーダンス素子を介して前記インバータ回路の高周波出力
の一部を帰還し前記整流器に前記交流電源の略全域に亘
って高周波的に電流を流す入力力率改善回路と、を備え
た電源装置において、前記負荷が軽負荷時に前記平滑コ
ンデンサを充電するループ内のスイッチング素子のオン
デュティを定格負荷時よりも小さくなるよう動作させる
制御手段を具備して成ることを特徴とする。

【００３１】請求項２の発明では、交流電源電圧を整流
する整流器と、前記整流器の出力電圧をスイッチング素
子のスイッチング動作により充電し平滑する平滑コンデ
ンサを備えた部分平滑回路と、前記整流器あるいは前記
平滑コンデンサからの出力電圧を前記スイッチング素子
のスイッチング動作により高周波に変換して負荷に電力
を供給するインバータ回路と、前記整流器の直流出力端
にインピーダンス素子を介して前記インバータ回路の高
周波出力の一部を帰還し前記整流器に前記交流電源の略
全域に亘って高周波的に電流を流す入力力率改善回路
と、を備えた電源装置において、前記負荷が放電灯であ
り、予熱時は前記平滑コンデンサを充電するループ内の
スイッチング素子のオンデュティを定格点灯時よりも小
さく、始動時は前記平滑コンデンサを充電するループ内
のスイッチング素子のオンデュティを定格点灯時よりも
大きくなるよう動作させる制御手段を具備して成ること
を特徴とする。

【００３２】請求項３の発明では、請求項１又は２の発
明において、 前記入力力率改善回路を、前記整流器の
直流出力端に接続される第１のダイオードと第１のコン
デンサの並列回路から構成し、前記インバータ回路を、
第１、第２のスイッチング素子の直列回路との直列回路
と、前記整流器の出力側の一端と前記第１のダイオード
との接続点と前記第１、第２のスイッチング素子の中点
との間に接続される直流阻止用コンデンサとリーケージ
トランスの１次巻線との直列回路と、前記リーケージト
ランスの２次巻線間に接続される放電灯と、前記放電灯
の非電源側に接続される共振用コンデンサとで構成し、
前記補助電源回路を、前記第１、第２のスイッチング素
子の両端間に接続される降圧チョッパ用チョークと平滑
コンデンサと平滑コンデンサを放電する方向に接続され
る放電用ダイオードとの直列回路と、前記平滑コンデン
サと放電用ダイオードの直列回路の中点と前記第１、第
２のスイッチング素子の中点との間に前記平滑コンデン
サを充電する方向に接続される充電用ダイオードと、前
記第１、第２のスイッチング素子の両端間に接続される
小容量のコンデンサとで構成したことを特徴とする。

【００３３】請求項４の発明では、請求項１又は２の発
明において、 前記入力力率改善回路を、前記整流器の
直流出力端に接続される第１のダイオードと第１のコン
デンサの並列回路から構成し、前記インバータ回路を、
第１、第２のスイッチング素子の直列回路との直列回路
と、前記整流器の出力側の一端と前記第１のダイオード
との接続点と前記第１、第２のスイッチング素子の中点
との間に、前記第１、第２のスイッチング素子の中点側
にリーケージトランスの１次巻線がつながるように接続
された直流阻止用コンデンサと前記リーケージトランス
の１次巻線との直列回路と、前記リーケージトランスの
２次巻線間に接続される放電灯と、前記放電灯の非電源
側に接続される共振用コンデンサとで構成し、前記補助
電源回路を、前記第１、第２のスイッチング素子の両端
間に接続される平滑コンデンサと平滑コンデンサを放電
する方向に接続される放電用ダイオードとの直列回路
と、前記平滑コンデンサと放電用ダイオードの直列回路
の中点と前記直流阻止用コンデンサと前記リーケージト
ランスの１次巻線との中点との間に前記平滑コンデンサ
を充電する方向に接続される充電用ダイオードと、前記
第１、第２のスイッチング素子の両端間に接続される小
容量のコンデンサとで構成したことを特徴とする。

【００３４】請求項５の発明では、請求項３又は４の発
明において、前記第１、第２のスイッチング素子の直列
回路は第１のスイッチング素子が前記整流器の直流出力
端の正極側に接続され、前記平滑コンデンサが前記整流
器の直流出力端の正極側に接続され、かつ前記平滑コン
デンサを介して前記充電用ダイオードに電流が流れるよ
うに接続され、前記負荷が放電灯であり、前記制御手段
において、予熱時は第２のスイッチング素子のオンデュ
ティを定格点灯時よりも小さく、始動時は第２のスイッ
チング素子のオンデュティを定格点灯時よりも大きくな
るよう動作することを特徴とする。

【００３５】請求項６の発明では、請求項３又は４の発
明において、前記第１、第２のスイッチング素子の直列
回路は第１のスイッチング素子が前記整流器の直流出力
端の正極側に接続され、前記平滑コンデンサが前記整流
器の直流出力端の負極側に接続され、かつ前記充電用ダ
イオードを介して前記平滑コンデンサに電流が流れるよ
うに接続され、前記負荷が放電灯であり、前記制御手段
において、予熱時は第１のスイッチング素子のオンデュ
ティを定格点灯時よりも小さく、始動時は第１のスイッ
チング素子のオンデュティを定格点灯時よりも大きくな
るよう動作することを特徴とする。

【００３６】請求項７の発明では、請求項１乃至６の何
れかの発明において、前記制御手段が自励式であり、ス
イッチング素子のオンデュティを調節可能である第１の
予熱始動回路を具備したことを特徴とする。

【００３７】請求項８の発明では、請求項７の発明にお
いて、前記第１、第２のスイッチング素子の直列回路は
第１のスイッチング素子が前記整流器の直流出力端の正
極側に接続され、前記平滑コンデンサが前記整流器の直
流出力端の正極側に接続され、かつ前記平滑コンデンサ
を介して前記充電用ダイオードに電流が流れるように接
続され、前記第１の予熱始動回路が第２のスイッチング
素子側に接続され、前記負荷が放電灯であり、軽負荷時
に前記第２のスイッチング素子のオンデュティを定格点
灯時よりも小さくなるよう前記第１の予熱始動回路を動
作させることを特徴とする。

【００３８】請求項９の発明では、請求項７の発明にお
いて、前記第１、第２のスイッチング素子の直列回路は
第１のスイッチング素子が前記整流器の直流出力端の正
極側に接続され、前記平滑コンデンサが前記整流器の直
流出力端の負極側に接続され、かつ前記充電用ダイオー
ドを介して前記平滑コンデンサに電流が流れるように接
続され、前記第１の予熱始動回路が第１のスイッチング
素子側に接続され、前記負荷が放電灯であり、軽負荷時
に前記第１のスイッチング素子のオンデュティを定格点
灯時よりも小さくなるよう前記第１の予熱始動回路を動
作させることを特徴とする。

【００３９】請求項１０の発明では、請求項７の発明に
おいて、前記第１、第２のスイッチング素子の直列回路
は第１のスイッチング素子が前記整流器の直流出力端の
正極側に接続され、前記平滑コンデンサが前記整流器の
直流出力端の正極側に接続され、かつ前記平滑コンデン
サを介して前記充電用ダイオードに電流が流れるように
接続され、前記第１の予熱始動回路が第１のスイッチン
グ素子側に、第２の予熱始動回路が第２のスイッチング
素子側に接続され、前記負荷が放電灯であり、予熱時に
前記第２のスイッチング素子のオンデュティが定格点灯
時よりも小さくなるよう前記第２の予熱始動回路を動作
し、始動時に前記第１のスイッチング素子のオンデュテ
ィが定格点灯時よりも小さくなるよう前記第１の予熱始
動回路を動作させることを特徴とする。

【００４０】請求項１１の発明では、請求項７の発明に
おいて、前記第１、第２のスイッチング素子の直列回路
は第１のスイッチング素子が前記整流器の直流出力端の
正極側に接続され、前記平滑コンデンサが前記整流器の
直流出力端の負極側に接続され、かつ前記充電用ダイオ
ードを介して前記平滑コンデンサに電流が流れるように
接続され、前記第１の予熱始動回路が第１のスイッチン
グ素子側に、第２の予熱始動回路が第２のスイッチング
素子側に接続され、前記負荷が放電灯であり、予熱時に
前記第１のスイッチング素子のオンデュティが定格点灯
時よりも小さくなるよう前記第１の予熱始動回路を動作
し、始動時に前記第２のスイッチング素子のオンデュテ
ィが定格点灯時よりも小さくなるよう前記第２の予熱始
動回路を動作させることを特徴とする。

【００４１】

【発明の実施の形態】以下本発明を実施形態により説明
する。

【００４２】（実施形態１）本実施形態の回路図を図１
に、各部の動作時の波形図を図２に示す。基本回路構成
は図１４に示す第１の従来例とほぼ同じであるが、図示
するようにダイオードＤ１とＤ２の接続点とスイッチン
グ素子Ｑ１とＱ２との接続点との間にリーケージトラン
スＴ１の１次巻線と直流阻止用のコンデンサＣ４との直
列回路を接続し、このリーケージトランスＴ１の２次巻
線に蛍光灯からなる放電灯Ｌａ１を負荷として並列に接
続し、放電灯Ｌａ１の両側のフィラメントの非電源側端
間に共振用のコンデンサＣ２１を接続し、共振用コンデ
ンサＣ２１及び放電灯Ｌａ１の並列回路とリーケージト
ランスＴ１のインダクタンス成分（従来例の共振用チョ
ークＬ１に相当）とで共振回路を接続してある。

【００４３】尚その他の構成は図１４の第１の従来例と
同じであるので、同一の構成には同一番号、符号を付し
て詳細な回路動作説明は省略する。

【００４４】本実施形態と図１４の第１の従来例との違
いは軽負荷時に出力電圧の低周波リップルを調整するた
めの制御回路１が異なっており、平滑コンデンサＣ３を
充電するループ内にあるスイッチング素子Ｑ２のオンデ
ュティをスイッチング素子Ｑ１のオンデュティよりも小
さくなるようにアンバランス制御することを特徴とす
る。

【００４５】まず、定格点灯時には交流電源Ｅの電圧の
ピーク付近では補助電源回路ＰＯＷの平滑コンデンサＣ
３，降圧チョッパ用チョークＬ２，ダイオードＤ３，Ｄ
４，スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２からなる降圧チョッパ
動作が支配的であり、ゼロクロス付近ではコンデンサＣ
２、ダイオードＤ２からなる入力力率改善回路（入力歪
改善回路）による動作が支配的となる。

【００４６】よって、小容量のコンデンサＣ５の両端電
圧Ｖｃ５は、図２（ｃ）のように交流電源Ｅ電圧のピー
ク付近では整流器ＤＢの出力電圧に比例した波形とな
り、ゼロクロス付近では平滑コンデンサＣ３の両端電圧
による谷埋め電圧波形となる。

【００４７】ところが、予熱、始動時のような軽負荷時
には、共振用コンデンサＣ２１を介して予熱電流を流す
コンデンサ予熱の構成となっているため、定格点灯時に
比べ共振電流が増大し、入力電流も多く流れ、そのため
平滑コンデンサＣ３，コンデンサＣ５への充電電流は増
加する。一方負荷での消費電力は小さいため、平滑コン
デンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３、コンデンサＣ５の電圧Ｖ
ｃ５は定格点灯時に比べ、共に昇圧することになる。こ
のため軽負荷時の回路動作は定格点灯時と異なり、入力
力率改善回路は交流電源Ｅの略全周期において動作す
る。以下、簡単に動作説明する。

【００４８】まずスイッチング素子Ｑ１がオン時には、
コンデンサＣ５の放電電流はコンデンサＣ５→スイッチ
ング素子Ｑ１→リーケージトランスＴ１→コンデンサＣ
４→コンデンサＣ２→コンデンサＣ５のループ（Ａ）で
流れ、このときコンデンサＣ２を充電する。

【００４９】コンデンサＣ２の両端電圧が、コンデンサ
Ｃ５の電圧Ｖｃ５と整流器ＤＢの出力電圧ＶＤＢの差電
圧と略等し＜なると、続いて入力電流が交流電源Ｅ→フ
イルタ回路Ｆ→整流器ＤＢ→スイッチング素子Ｑ１→リ
ーケージトランスＴ１→直流阻止用コンデンサＣ４→ダ
イオードＤ１→整流器ＤＢ→フィルター回路Ｆ→交流電
源Ｅのループ（Ｂ）で流れる。

【００５０】スイッチング素子Ｑ２がオンすると、交流
電源ＥからコンデンサＣ５への充電電流が交流電源Ｅ→
フィルター回路Ｆ→整流器ＤＢ→コンデンサＣ５→スイ
ッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→リーケージトラン
スＴ１→コンデンサＣ４→Ｄ１→フィルター回路Ｆ→交
流電源Ｅのループ（C）で流れる。

【００５１】やがて共振電流が反転しリーケージトラン
スＴ１→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣ２→コン
デンサＣ４→リーケージトランスＴ１のループ（Ｄ）で
流れ、このときコンデンサＣ２は電荷を放出する。

【００５２】続いてスイッチング素子Ｑ１がオンする
と、回生電流がリーケージトランスＴ１→スイッチング
素子Ｑ１の寄生ダイオード→コンデンサＣ５→ダイオー
ドＤ２→コンデンサＣ４→リーケージトランスＴ１のル
ープ（Ｅ）で流れ、やがて共振電流は反転してループ
（Ａ）で流れ、以上の動作を繰り返す。

【００５３】ところで平滑コンデンサＣ３の充電は、コ
ンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３＜コンデンサＣ５の両端
電圧Ｖｃ５のとき、つまり交流電源Ｅの電圧のピーク付
近においてスイッチング素子Ｑ２のオン時に、コンデン
サＣ５→降圧チョッパ用チョークＬ２→平滑コンデンサ
Ｃ３→ダイオードＤ３→スイッチング素子Ｑ２→コンデ
ンサＣ５のループ（Ｆ）で流れ、このときコンデンサＣ
５の放電によりスイッチング素子Ｑ２を介して平滑コン
デンサＣ３が充電される。続いてスイッチング素子Ｑ１
がオンすると、回生電流が降圧チョッパ用チョークＬ２
→平滑コンデンサＣ３→ダイオードＤ３→スイッチング
素子Ｑ１の寄生ダイオード→降圧チョッパ用チョークＬ
２のループ（Ｇ）で流れる。

【００５４】またコンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３＞コ
ンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５のとき、つまり交流電源
Ｅのゼロクロス付近において平滑コンデンサＣ３→降圧
チョッパ用チョークＬ２→コンデンサＣ５→ダイオード
Ｄ４→平滑コンデンサＣ３のループ（Ｈ）で平滑コンデ
ンサＣ３は放電する。よって平滑コンデンサＣ３の電荷
は一度コンデンサＣ５に蓄えられ、コンデンサＣ５から
負荷へ供給される（ループＡ）ことになる。

【００５５】以上の動作からループ（Ｆ）においてコン
デンサＣ５の放電によりスイッチング素子Ｑ２を介して
平滑コンデンサＣ３が充電されるため、スイッチング素
子Ｑ２のオンデュティをスイッチング素子Ｑ１よりも大
きくすると、図２（ｆ）の様に電圧Ｖｃ３の昇圧は大き
く、電圧Ｖｃ５の昇圧は小さくなるためＶｃ５とＶｃ３
の差は小さくなる。また、スイッチング素子Ｑ２のオン
デュティをスイッチング素子Ｑ１よりも小さくすると図
２（ｅ）の様に電圧Ｖｃ３の昇圧は小さく、電圧Ｖｃ５
の昇圧は大きくなるため電圧Ｖｃ５と電圧Ｖｃ３の差は
大きくなる。また、交流電源Ｅの電圧のピーク付近にお
いては共振用チョークＬ１，共振用コンデンサＣ２１に
よる共振系が支配的であり、交流電源Ｅのゼロクロス付
近においては共振用チョークＬ１，共振用コンデンサＣ
２１に入力力率改善回路のコンデンサＣ２が加わった共
振系が支配的である。よって、スイッチング素子Ｑ２の
オンデュティを制御することで、インバータ回路ＩＮＶ
の電源となる直流出力電圧Ｖｃ５の出力リップルが変わ
り、放電灯Ｌａ１の両端に現れる出力電圧Ｖｌａ２の低
周波リップルを変えることができる。

【００５６】ここでデュティ制御の動作について説明す
る。高周波の１周期をＴ₁、スイッチング素子Ｑ２のオ
ン時間をＴ_on2、スイッチング素子Ｑ１のオン時間をＴ
_on1とすると、デュティが５０％のときのオン時間はＴ₁
／２となる。スイッチング素子Ｑ２のオンデュティを小
さくした場合は図２（ａ）に示すようにＴ_on2＜Ｔ₁／
２，Ｔ_on1＞Ｔ₁／２となる。スイッチング素子Ｑ２のオ
ンデュティを大きくした場合は図２（ｂ）に示すように
Ｔ_on2＞Ｔ₁／２，Ｔ_on1＜Ｔ₁／２となる。

【００５７】次に軽負荷時の本実施形態と上述した第１
の従来例との制御方法の違いについて比較する。

【００５８】第１の従来例はスイッチング素子スイッチ
ング素子Ｑ１よりもスイッチング素子スイッチング素子
Ｑ２のオン時間が長くなるようなアンバランス制御と、
交流電源Ｅと追従した谷埋め電圧を検出して交流電源Ｅ
の山部と谷部でスイッチング素子Ｑ１，スイッチング素
子Ｑ２の動作周波数が山部のほうが高くなるような周波
数変調制御とを組合わせることにより、放電灯Ｌａ１へ
の予熱電流を確保し、平滑コンデンサＣ３の両端電圧Ｖ
平滑コンデンサＣ３の昇圧を抑制させている。

【００５９】図１の回路において第１の従来例と同様に
予熱時に平滑コンデンサＣ３を充電するループ内に配置
されているスイッチング素子Ｑ２のオンデュティをスイ
ッチング素子Ｑ１よりも大きくなるようにアンバランス
制御した場合について説明する。

【００６０】インバータ回路ＩＮＶの電源となるコンデ
ンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５の波形は図２（ｆ）のように
交流電源Ｅの電圧のピーク付近とゼロクロス付近の差が
比較的小さい、完全平滑と同様な波形となっている。こ
れにより出力電圧の波形は図２（ｈ）のように交流電源
Ｅのゼロクロス付近でピークをもつ波形となる。よって
予熱時に先行予熱に十分な電流を確保した場合コールド
スタートが起こりやすくなる。

【００６１】一方、予熱時に平滑コンデンサＣ３を充電
するループ内に配置されているスイッチング素子Ｑ２の
オンデュティをスイッチング素子Ｑ１よりも小さくなる
ようにアンバランス制御することにより、電圧Ｖｃ５の
波形は図２（ｅ）のように交流電源Ｅの電圧のピーク付
近（Ｖｃ５に相当する）とゼロクロス付近（Ｖｃ３に相
当する）の平滑電圧のピーク値の差が大きい谷埋め電圧
波形となっており、出力電圧の波形は図２（ｇ）のよう
に交流電源Ｅのゼロクロス付近とピーク付近で各々ピー
クをもつ波形となるが、各々のピーク値はほぼ等しく比
較的低周波リップルが小さいため、放電灯Ｌａ１の始動
には不十分なピーク電圧に抑制された電圧波形である。
よって周波数変調制御を用いず、周波数制御、及びデュ
ティ制御のみで、予熱時にコールドスタートの発生を抑
制することができることになる。

【００６２】本実施形態と図１５の第２の従来例との違
いは、上述した第１の従来例と第２の従来例との違いと
基本的に同じであるため省略する。

【００６３】予熱時の本実施形態と第２の従来例とは、
共に出力電圧の低周波リップルを小さくする点は同じで
あるが、その制御方法の違いについて説明する。

【００６４】第２の従来例の回路において本実施形態と
同じくスイッチング素子Ｑ２のオンデュティをスイッチ
ング素子Ｑ１よりも小さくなるようにアンバランス制御
をした場合、平滑電圧は図２（ｆ）に示すような波形と
なり、これにより出力電圧波形は図２（ｈ）のように交
流電源Ｅ電圧のゼロクロス付近でピークをもつ波形とな
る。

【００６５】また、スイッチング素子Ｑ２のオンデュテ
ィをスイッチング素子Ｑ１よりも大きくなるようにアン
バランス制御をした場合、平滑電圧は図２（ｆ）に示す
ような波形となり、これにより出力電圧波形は図２
（ｈ）のように交流電源Ｅ電圧のゼロクロス付近でピー
クをもつ波形となる。

【００６６】よって、スイッチング素子Ｑ２のオンデュ
ティを大きくした場合と、小さくした場合を比べると、
スイッチング素子Ｑ２のオンデュティを大きくした方が
コンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３（図１５の場合）の昇
圧レベルは大きくなり、所定の先行予熱電流を得るには
スイッチング素子Ｑ２のオンデュティを大きくしたほう
が動作周波数が高くなるが、平滑電圧波形は両者とも同
様な完全平滑的な波形となる。したがって、出力電圧の
波形は図２（ｈ）のような両者とも同様な交流電源Ｅの
電圧のゼロクロス付近でピークをもつ波形となる。

【００６７】要するに、図１５の回路においてデュティ
制御を行っても出力電圧波形の低周波リップルはかわら
ない。これによって本実施形態の制御方法は降圧チョッ
パ方式を用いた回路特有の制御方法である。

【００６８】而して本実施形態によれば、軽負荷時に、
出力電圧の低周波リップルを小さくできることから、負
荷が放電灯である場合比較的簡単な制御により予熱時に
コールドスタートの発生を抑制することができることに
なる。また始動時については例えばＦＣＬ３０Ｗなど比
較的始動電圧が低く容易に点灯し易い蛍光灯の場合、出
力電圧の低周波リップルを小さくすることで予熱に用い
る共振用コンデンサＣ２１の耐圧を低くできるという効
果もある。

【００６９】（実施形態２）本実施形態に実施形態の回
路を図３に示す。本実施形態の回路構成は図１に示す実
施形態１と比べて、リーケージトランスＴ１、放電灯Ｌ
ａ１、共振用コンデンサＣ２１、直流阻止用のコンデン
サＣ４からなる負荷回路、ダイオードＤ２，コンデンサ
Ｃ２からなる入力力率改善回路等の接続箇所が異なる
が、基本的な回路動作は略同じであるため同一の構成に
は同一符号を付して説明は省略する。

【００７０】図３に示す本実施形態の場合、実施形態１
と同様に、予熱時に平滑コンデンサＣ３を充電するルー
プ内に配置されているスイッチング素子Ｑ２のオンデュ
ティをスイッチング素子Ｑ１よりも小さくなるように制
御回路１でアンバランス制御することにより、平滑電圧
Ｖｃ５の波形が図２（ｅ）のようになり、出力電圧の波
形の低周波リップルを小さくすることができる。

【００７１】始動時は、スイッチング素子Ｑ２のオンデ
ュティをスイッチング素子Ｑ１よりも大きくなるように
アンバランス制御することにより、平滑電圧Ｖｃ５の波
形が図２（ｆ）のようになり、出力電圧の波形の低周波
リップルを大きくすることができる。負荷回路及び入力
力率改善回路の接続箇所は整流器ＤＢの直流出力端の＋
極側でも、−極側でもほぼ同等である。

【００７２】よって、本実施形態の構成においても図１
の実施形態１の構成の場合と同様の制御方法で同様な効
果を得ることができる。

【００７３】尚図４に示すように、図１の回路の構成に
おいて、降圧チョッパ用チョークＬ２と平滑コンデンサ
Ｃ３の直列回路をスイッチング素子Ｑ２にダイオードＤ
３を介して接続し、ダイオードＤ４をダイオードＤ３を
介してスイッチング素子Ｑ３に逆並列接続しても良く、
また図５に示すように、図３の回路の構成において、降
圧チョッパ用チョークＬ２と平滑コンデンサＣ３の直列
回路をスイッチング素子Ｑ２にダイオードＤ３を介して
接続し、ダイオードＤ４をダイオードＤ３を介してスイ
ッチング素子Ｑ１に逆並列接続しても良い。

【００７４】これらの図４、図５に示す回路構成におい
ては、予熱時に平滑コンデンサＣ３を充電するループ内
に配置されているスイッチング素子Ｑ１のオンデュティ
をスイッチング素子Ｑ２よりも小さくなるようにアンバ
ランス制御することにより、平滑電圧ＶコンデンサＣ５
の波形が図２（ｅ）のようになり、出力電圧の波形の低
周波リップルを小さくすることができる。始動時は、ス
イッチング素子Ｑ１のオンデュティをスイッチング素子
Ｑ２よりも小さくなるようにアンバランス制御すること
により、平滑電圧Ｖｃ５の波形が図２(ｆ）のようにな
り、出力電圧の波形の低周波リップルを大きくすること
ができる。

【００７５】このように本実施形態によると、予熱時
に、出力電圧の低周波リップルを小さくできることか
ら、比較的簡単な制御回路１により予熱時にコールドス
タートの発生を抑制することができることになり、出力
電圧の波形の低周波リップルを大きくできることから、
比較的簡単な制御により始動性を向上できるという効果
を有する。

【００７６】（実施形態３）本実施形態の回路図を図６
に示す。本実施形態と図１の実施形態１の回路と異なる
点は、降圧チョッパ用チョークと共振用チョークとをリ
ーケージトランスＴ１のインダクタンス成分により兼用
したことにより低コスト化を図っている点である。そし
て平滑コンデンサＣ３の充電は、平滑コンデンサＣ３→
ダイオードＤ３→リーケージトランスＴ１→スイッチン
グ素子Ｑ２の経路で行われる。

【００７７】尚実施形態２の図３乃至図５の回路構成に
おいて、降圧チョッパ用チョークと共振用チョークとを
リーケージトランスＴ１のインダクタンス成分により兼
用しても勿論良い。図７乃至図９はそれらの回路を示
す。

【００７８】図７の回路では図６の回路と同様に平滑コ
ンデンサＣ３の充電は、平滑コンデンサＣ３→ダイオー
ドＤ３→リーケージトランスＴ１→スイッチング素子Ｑ
２の経路で行われる。

【００７９】また図８，図９の回路では、平滑コンデン
サＣ３の充電は、スイッチング素子Ｑ１→リーケージト
ランスＴ１→ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ３の経
路で行われる。

【００８０】而して本実施形態の図６乃至図９の何れの
回路においても、その他の基本的な回路動作は、第１の
従来例と同様であり、また予熱時、始動時の制御方法は
実施形態１及び実施形態２と同様の制御を行うため同様
の結果となる。図６乃至図９において、上述の実施形態
の回路構成と同一の構成には同一の番号及び符号を付し
て説明は省略する。

【００８１】而して本実施形態によれば、実施形態１，
実施形態２の作用効果を、降圧チョッパ用チョークと共
振用チョークとを兼用したことにより低コスト化を図っ
た回路構成においても得ることができる。

【００８２】（実施形態４）本実施形態の回路図を図１
０に示す。本実施形態の回路構成は実施形態１の回路の
制御回路１の代わりに自励式の回路を用いた点が大きく
異なる。

【００８３】具体的には自励用の駆動回路２と、駆動回
路２を起動するための起動回路３と、予熱始動時に放電
灯Ｌａ１に適切な予熱電流を流し且つ始動電圧を印加す
るための予熱始動回路４とを備えている。

【００８４】駆動回路２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２の接続点と、リーケージトランスＴ１の１次巻線との
間に１次巻線を挿入し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の
各ゲートとソース間にゲート抵抗Ｒ１，Ｒ２を夫々介し
て２次巻線を接続した駆動トランスＴ２と、各出力巻線
とゲート抵抗Ｒ１，Ｒ２との直列回路に並列に違いに逆
直列接続した対のツエナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２及
びＺＤ３，ＺＤ４とで構成される。

【００８５】また起動回路３は、コンデンサＣ５に並列
に接続した抵抗Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，コンデンサＣ６の直
列回路と、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ６の接続点とスイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点との間に接続したダイオ
ードＤ５と、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ６の接続点とスイ
ッチング素子Ｑ２のゲートとの間に接続した２端子サイ
リスタの様なトリガ素子Ｑ３とで構成される。

【００８６】予熱始動回路４は、スイッチング素子Ｑ２
のゲートとソース間に、抵抗Ｒｓ１と、逆方向のダイオ
ードＤｓ２，Ｄｓ３との直列回路を接続するとともに、
ダイオードＤｓ４とトランジスタからなるスイッチング
素子Ｑｓ１との直列回路を接続し、ダイオードＤｓ２に
はダイオードＤｓ１と、抵抗Ｒｓ２と、コンデンサＣｓ
１及び抵抗Ｒｓ３の並列回路との直列回路を並列接続
し、ダイオードＤｓ３にはコンデンサＣｓ２を並列接続
し、コンデンサＣｓ２には抵抗Ｒｓ４を介してスイッチ
ング素子Ｑｓ１のベース・エミッタ間を接続して構成さ
れる。

【００８７】尚予熱始動回路４はグランドラインを安定
にさせるためスイッチング素子Ｑ２側に接続されてい
る。

【００８８】而して交流電源Ｅが投入されると、起動回
路３では抵抗Ｒ３，Ｒ４、Ｒ５を介してコンデンサＣ６
が充電され、その両端電圧が所定の電圧になるとトリガ
素子Ｑ３がブレークオーバーしてオンし、該トリガ素子
Ｑ３を介してコンデンサＣ６の充電電圧がインバータ回
路ＩＮＶのスイッチング素子Ｑ２のゲートに起動信号と
して印加され、スイッチング素子Ｑ２はオンする。この
オンと同時にコンデンサＣ６はダイオードＤ５からスイ
ッチング素子Ｑ２を介して電荷を放出する。スイッチン
グ素子Ｑ２がオンすると駆動トランスＴ２の１次巻線に
電流が流れ、続いてスイッチング素子Ｑ２側の出力巻線
とは逆極性に巻かれたスイッチング素子Ｑ１側の出力巻
線によりゲート電圧が発生してスイッチング素子Ｑ１が
オンする。以後スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素
子Ｑ２とが高周波で交互オン、オフを繰り返しインバー
タ動作を行う。

【００８９】予熱時はスイッチング素子Ｑ２のゲート・
ソース間にゲート電圧が発生すると同時に、予熱始動回
路４の抵抗Ｒｓ１→ダイオードＤｓ１→抵抗Ｒｓ２→コ
ンデンサＣｓ１→コンデンサＣｓ２の経路でコンデンサ
Ｃｓ２が充電され、その電圧がスイッチング素子Ｑｓ１
の閾値を越えると、スイッチング素子Ｑｓ１がオンし
て、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号を引き抜き、そ
のためスイッチング素子Ｑ２はオフする。スイッチング
素子Ｑｓ１がオンするとコンデンサＣｓ２は、コンデン
サＣｓ２→ダイオードＤｓ２→抵抗Ｒｓ１→ダイオード
Ｄｓ４→スイッチング素子Ｑｓ１→コンデンサＣｓ２の
経路で電荷を放出する。以上の動作によりスイッチング
素子Ｑ２のオンデュティが決定される。オンデュティは
抵抗Ｒｓ１，Ｒｓ２，コンデンサＣｓ２の時定数によっ
て調整が可能である。このときコンデンサＣｓ１は、電
解コンデンサを用いてタイマーコンデンサとして働いて
おり、インバータ回路ＩＮＶのスイッチングに応じてコ
ンデンサＣｓ１は徐々に充電されるため、スイッチング
素子Ｑ２のオンデュティは最初はスイッチング素子Ｑ１
のオンデュティより小さいところから徐々に５０％に近
づいていく。一方、スイッチング素子Ｑ１側は何も制御
されることなく自励動作によりゲート信号が発生するた
め、スイッチング素子Ｑ２のオンデュティが５０％に近
づいていくのに応じて動作周波数も低くなる方向に変化
して、出力電圧は増加していき、放電灯Ｌａ１は始動す
る。

【００９０】予熱始動回路４はデュティを５０％より大
きいところから５０％に近づける制御ができないため、
予熱、始動時に平滑コンデンサＣ３を充電するループ内
に配置されているスイッチング素子のオンデュティを他
方のスイッチング素子の音デュティよりも小さくなるよ
うにアンバランス制御することにより、出力電圧の波形
の低周波リップルを小さくするには図１０のように予熱
始動回路４の配置に合わせて平滑コンデンサＣ３を配置
するとよい。また、図１０の回路においてダイオードＤ
１，Ｄ２、コンデンサＣ２、Ｃ４の一端を図３のように
整流器ＤＢの出力端子の正極側に接続した場合も同様の
効果が得られることは言うまでもない。

【００９１】而して予熱始動回路４を用いた自励制御に
よる本実施形態の回路構成においても実施形態１と同様
の効果が得られる。また、主回路が実施形態３に示した
構成であっても同様の効果を有することは言うまでもな
い。

【００９２】（実施形態５）本実施形態の回路図を図１
１に示す。

【００９３】本実施形態は、図５で示す回路の主回路と
同じ主回路に実施形態４と同様に駆動回路２を付設する
とともに、予熱始動回路４及び起動回路３を付設したも
ので、本実施形態の回路構成が実施形態４の回路構成と
異なる点は予熱始動回路４がスイッチング素子Ｑ１側に
接続されているところである。

【００９４】つまり本実施形態の起動回路３は、抵抗Ｒ
３、コンデンサＣ６、抵抗Ｒ４，Ｒ５の直列回路をコン
デンサＣ５に並列接続するとともにダイオードＤ５を抵
抗Ｒ３に並列接続し、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ６の接続
点とスイッチング素子Ｑ１のゲートとの間にトリガ素子
Ｑ３を接続し、コンデンサＣ６と抵抗Ｒ４との接続点を
スイッチング素子Ｑ２のソースに接続して構成され、予
熱始動回路４２具体回路は実施形態４の予熱始動回路４
と同じ構成であって、グランドラインをスイッチング素
子Ｑ１のソースに接続し、入力をスイッチング素子Ｑ１
のゲートに接続して構成される。

【００９５】本実施形態の起動回路３は、交流電源Ｅが
投入され、コンデンサＣ６の両端電圧が所定の電圧に上
昇すると、トリガ素子Ｑ３がブレークオーバーして、イ
ンバータ回路ＩＮＶのスイッチング素子Ｑ１のゲート・
ソース間にコンデンサＣ６の電圧を起動信号として印加
し、スイッチング素子Ｑ１をオンさせる。このオンによ
りコンデンサＣ６の電荷をダイオードＤ５とスイッチン
グ素子Ｑ１を介して放出させる。以後実施形態３と同様
に駆動回路２の働きにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２が高周波で交互にオン、オフを繰り返す。

【００９６】一方スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソー
ス間にゲート電圧が発生すると同時に、予熱始動回路４
は実施形態３の予熱始動回路４と同様に動作するが、ゲ
ート信号を引き抜く対象がスイッチング素子Ｑ１で、こ
のスイッチング素子Ｑ１のオンデュティを決定し、イン
バータ回路ＩＮＶのスイッチングに応じてコンデンサＣ
ｓ１は徐々に充電されるため、スイッチング素子Ｑ１の
オンデュティが最初はスイッチング素子Ｑ１のオンデュ
ティより小さいところから徐々に５０％に近づいてい
く。この場合、予熱、始動時にスイッチング素子Ｑ１の
オンデュティが５０％より小さいため、図１１のように
平滑コンデンサＣ３を配置することにより、予熱、始動
時に平滑コンデンサＣ３を充電するループ内に配置され
ているスイッチング素子のオンデュティを他方のスイッ
チング素子よりも小さくなるようにアンバランス制御す
ることで、出力電圧の低周波リップルを小さくすること
ができる。また、図１１の回路においてＤ１，Ｄ２、コ
ンデンサＣ２，Ｃ４の一端を図１のように整流器ＤＢの
直流出力端子の負極側に接続した場合も同様の効果が得
られることは言うまでもない。

【００９７】而して本実施形態によると、実施形態４と
同様に、予熱始動回路４を用いた自励制御による回路構
成においても実施形態１と同様の効果を得ることができ
る。また、主回路が実施形態３に示した構成であっても
同様の効果を有することは言うまでもない。

【００９８】（実施形態６）本実施形態の回路図を図１
２、図１３に示す。本実施形態の回路構成が実施形態
４，５の回路構成と異なる点は、スイッチング素子Ｑ
１，スイッチング素子Ｑ２の夫々に予熱始動回路４ａ、
４ｂを接続した点にある。

【００９９】図１２の回路の場合、平滑コンデンサＣ３
がスイッチング素子Ｑ１側に接続されているので、予熱
時はスイッチＳＷ２をオンさせて予熱始動回路４ｂを動
作させ、他方の予熱始動回路４ａはスイッチＳＷ１をオ
フにして切離しておく。始動時はスイッチＳＷ１をオン
して予熱始動回路１を動作させ、予熱始動回路２はスイ
ッチＳＷ２をオフにして切離す。

【０１００】この場合、予熱時は平滑コンデンサＣ３を
充電するループ内に配置されているスイッチング素子Ｑ
２のオンデュティが５０％より小さくなるようにアンバ
ランス制御されることになり、出力電圧の波形の低周波
リップルを小さくすることができる。始動時にはスイッ
チング素子Ｑ１のオンデュティが５０％より小さく、す
なわちスイッチング素子Ｑ２のオンデュティが５０％よ
り大きくなり、出力電圧の波形の低周波リップルを大き
くすることができる。

【０１０１】また図１３のようにスイッチング素子Ｑ１
側に予熱始動回路４ａ，スイッチング素子Ｑ２側に予熱
始動回路４ｂ，平滑コンデンサＣ３を配置した場合も、
図１２の回路の場合と同様に、予熱時はスイッチＳＷ１
をオンして予熱始動回路４ａを動作させ、平滑コンデン
サＣ３を充電するループ内に配置されているスイッチン
グ素子Ｑ１のオンデュティをスイッチング素子Ｑ２より
も小さくなるようにアンバランス制御することにより、
出力電圧の低周波リップルを小さくすることができ、始
動時はスイッチＳＷ２をオンして予熱始動回路４ｂを動
作させ、スイッチング素子Ｑ１のオンデュティをスイッ
チング素子Ｑ２よりも大きくなるようにアンバランス制
御することにより、出力電圧の低周波リップルを大きく
することができる。

【０１０２】本実施形態によると、予熱始動回路を用い
た自励制御による回路構成においても実施形態２と同様
の効果を有する。また、主回路が実施形態３に示した構
成であっても同様の効果が得られることは言うまでもな
い。

【０１０３】

【発明の効果】請求項１の発明は、交流電源電圧を整流
する整流器と、前記整流器の出力電圧をスイッチング素
子のスイッチング動作により充電し平滑する平滑コンデ
ンサを備えた部分平滑回路と、前記整流器あるいは前記
平滑コンデンサからの出力電圧を前記スイッチング素子
のスイッチング動作により高周波に変換して負荷に電力
を供給するインバータ回路と、前記整流器の直流出力端
にインピーダンス素子を介して前記インバータ回路の高
周波出力の一部を帰還し前記整流器に前記交流電源の略
全域に亘って高周波的に電流を流す入力力率改善回路
と、を備えた電源装置において、前記負荷が軽負荷時に
前記平滑コンデンサを充電するループ内のスイッチング
素子のオンデュティを定格負荷時よりも小さくなるよう
動作させる制御手段を具備してあるので、複雑で高価な
制御手段を用いることなく、比較的簡単な制御手段によ
り軽負荷時に出力電圧の低周波リップルを小さくするこ
とができるという効果がある。

【０１０４】請求項２の発明は、交流電源電圧を整流す
る整流器と、前記整流器の出力電圧をスイッチング素子
のスイッチング動作により充電し平滑する平滑コンデン
サを備えた部分平滑回路と、前記整流器あるいは前記平
滑コンデンサからの出力電圧を前記スイッチング素子の
スイッチング動作により高周波に変換して負荷に電力を
供給するインバータ回路と、前記整流器の直流出力端に
インピーダンス素子を介して前記インバータ回路の高周
波出力の一部を帰還し前記整流器に前記交流電源の略全
域に亘って高周波的に電流を流す入力力率改善回路と、
を備えた電源装置において、前記負荷が放電灯であり、
予熱時は前記平滑コンデンサを充電するループ内のスイ
ッチング素子のオンデュティを定格点灯時よりも小さ
く、始動時は前記平滑コンデンサを充電するループ内の
スイッチング素子のオンデュティを定格点灯時よりも大
きくなるよう動作させる制御手段を具備してあるので、
複雑で高価な制御手段を用いることなく、比較的簡単な
制御手段により軽負荷時に出力電圧の低周波リップルを
小さくすることができるものであって、負荷である予熱
型放電灯の予熱時にコールドスタートの発生を抑制でき
るという効果がある。

【０１０５】請求項３の発明は、請求項１又は２の発明
において、前記入力力率改善回路を、前記整流器の直流
出力端に接続される第１のダイオードと第１のコンデン
サの並列回路から構成し、前記インバータ回路を、第
１、第２のスイッチング素子の直列回路との直列回路
と、前記整流器の出力側の一端と前記第１のダイオード
との接続点と前記第１、第２のスイッチング素子の中点
との間に接続される直流阻止用コンデンサとリーケージ
トランスの１次巻線との直列回路と、前記リーケージト
ランスの２次巻線間に接続される放電灯と、前記放電灯
の非電源側に接続される共振用コンデンサとで構成し、
前記補助電源回路を、前記第１、第２のスイッチング素
子の両端間に接続される降圧チョッパ用チョークと平滑
コンデンサと平滑コンデンサを放電する方向に接続され
る放電用ダイオードとの直列回路と、前記平滑コンデン
サと放電用ダイオードの直列回路の中点と前記第１、第
２のスイッチング素子の中点との間に前記平滑コンデン
サを充電する方向に接続される充電用ダイオードと、前
記第１、第２のスイッチング素子の両端間に接続される
小容量のコンデンサとで構成したので、前記請求項１又
は２の発明の効果に加えて、始動電圧が低く容易に点灯
し易い放電灯を用いた場合に予熱コンデンサである共振
用コンデンサの耐圧を低くすることができるという効果
がある。

【０１０６】請求項４の発明は、請求項１又は２の発明
において、前記入力力率改善回路を、前記整流器の直流
出力端に接続される第１のダイオードと第１のコンデン
サの並列回路から構成し、前記インバータ回路を、第
１、第２のスイッチング素子の直列回路との直列回路
と、前記整流器の出力側の一端と前記第１のダイオード
との接続点と前記第１、第２のスイッチング素子の中点
との間に、前記第１、第２のスイッチング素子の中点側
にリーケージトランスの１次巻線がつながるように接続
された直流阻止用コンデンサと前記リーケージトランス
の１次巻線との直列回路と、前記リーケージトランスの
２次巻線間に接続される放電灯と、前記放電灯の非電源
側に接続される共振用コンデンサとで構成し、前記補助
電源回路を、前記第１、第２のスイッチング素子の両端
間に接続される平滑コンデンサと平滑コンデンサを放電
する方向に接続される放電用ダイオードとの直列回路
と、前記平滑コンデンサと放電用ダイオードの直列回路
の中点と前記直流阻止用コンデンサと前記リーケージト
ランスの１次巻線との中点との間に前記平滑コンデンサ
を充電する方向に接続される充電用ダイオードと、前記
第１、第２のスイッチング素子の両端間に接続される小
容量のコンデンサとで構成したので、請求項１又は２の
発明の効果に加えて、始動電圧が低く容易に点灯し易い
放電灯を用いた場合に予熱コンデンサである共振用コン
デンサの耐圧を低くすることができ、しかも降圧チョッ
パ用チョークと共振用チョークとをリーケージトランス
が兼ねるため、コストを低減できるという効果がある。

【０１０７】請求項５の発明は、請求項３又は４の発明
において、前記第１、第２のスイッチング素子の直列回
路は第１のスイッチング素子が前記整流器の直流出力端
の正極側に接続され、前記平滑コンデンサが前記整流器
の直流出力端の正極側に接続され、かつ前記平滑コンデ
ンサを介して前記充電用ダイオードに電流が流れるよう
に接続され、前記負荷が放電灯であり、前記制御手段に
おいて、予熱時は第２のスイッチング素子のオンデュテ
ィを定格点灯時よりも小さく、始動時は第２のスイッチ
ング素子のオンデュティを定格点灯時よりも大きくなる
よう動作するので、特に予熱時には出力電圧の低周波リ
ップルを小さくすることができるから比較的簡単な制御
手段により予熱時にコールドスタートの発生を抑制で
き、また始動時には出力電圧の低周波リップルを大きく
することができるから比較的簡単な制御により始動性を
向上できるという効果がある。

【０１０８】請求項６の発明は、請求項３又は４の発明
において、前記第１、第２のスイッチング素子の直列回
路は第１のスイッチング素子が前記整流器の直流出力端
の正極側に接続され、前記平滑コンデンサが前記整流器
の直流出力端の負極側に接続され、かつ前記充電用ダイ
オードを介して前記平滑コンデンサに電流が流れるよう
に接続され、前記負荷が放電灯であり、前記制御手段に
おいて、予熱時は第１のスイッチング素子のオンデュテ
ィを定格点灯時よりも小さく、始動時は第１のスイッチ
ング素子のオンデュティを定格点灯時よりも大きくなる
よう動作するので、特に予熱時には出力電圧の低周波リ
ップルを小さくすることができるから比較的簡単な制御
手段により予熱時にコールドスタートの発生を抑制で
き、また始動時には出力電圧の低周波リップルを大きく
することができるから比較的簡単な制御により始動性を
向上できるという効果がある。

【０１０９】請求項７の発明は、請求項１乃至６の何れ
かの発明において、前記制御手段が自励式であり、スイ
ッチング素子のオンデュティを調節可能である第１の予
熱始動回路を具備したので、自励式の制御を採用しても
請求項１乃至６の何れかの発明の効果と同じ効果が得ら
れる。

【０１１０】請求項８の発明は、請求項７の発明におい
て、前記第１、第２のスイッチング素子の直列回路は第
１のスイッチング素子が前記整流器の直流出力端の正極
側に接続され、前記平滑コンデンサが前記整流器の直流
出力端の正極側に接続され、かつ前記平滑コンデンサを
介して前記充電用ダイオードに電流が流れるように接続
され、前記第１の予熱始動回路が第２のスイッチング素
子側に接続され、前記負荷が放電灯であり、軽負荷時に
前記第２のスイッチング素子のオンデュティを定格点灯
時よりも小さくなるよう前記第１の予熱始動回路を動作
させるので、請求項７と同様な効果がある。

【０１１１】請求項９の発明は、請求項７の発明におい
て、前記第１、第２のスイッチング素子の直列回路は第
１のスイッチング素子が前記整流器の直流出力端の正極
側に接続され、前記平滑コンデンサが前記整流器の直流
出力端の負極側に接続され、かつ前記充電用ダイオード
を介して前記平滑コンデンサに電流が流れるように接続
され、前記第１の予熱始動回路が第１のスイッチング素
子側に接続され、前記負荷が放電灯であり、軽負荷時に
前記第１のスイッチング素子のオンデュティを定格点灯
時よりも小さくなるよう前記第１の予熱始動回路を動作
させるので、請求項７と同様な効果がある。

【０１１２】請求項１０の発明は、請求項７の発明にお
いて、前記第１、第２のスイッチング素子の直列回路は
第１のスイッチング素子が前記整流器の直流出力端の正
極側に接続され、前記平滑コンデンサが前記整流器の直
流出力端の正極側に接続され、かつ前記平滑コンデンサ
を介して前記充電用ダイオードに電流が流れるように接
続され、前記第１の予熱始動回路が第１のスイッチング
素子側に、第２の予熱始動回路が第２のスイッチング素
子側に接続され、前記負荷が放電灯であり、予熱時に前
記第２のスイッチング素子のオンデュティが定格点灯時
よりも小さくなるよう前記第２の予熱始動回路を動作
し、始動時に前記第１のスイッチング素子のオンデュテ
ィが定格点灯時よりも小さくなるよう前記第１の予熱始
動回路を動作させるので、特に予熱時には出力電圧の低
周波リップルを小さくして、予熱時のコールドスタート
の発生を抑制することができ、また始動時には、出力電
圧の低周波リップルを大きくして始動性を向上できると
いう効果がある。

【０１１３】請求項１１の発明は、請求項７の発明にお
いて、前記第１、第２のスイッチング素子の直列回路は
第１のスイッチング素子が前記整流器の直流出力端の正
極側に接続され、前記平滑コンデンサが前記整流器の直
流出力端の負極側に接続され、かつ前記充電用ダイオー
ドを介して前記平滑コンデンサに電流が流れるように接
続され、前記第１の予熱始動回路が第１のスイッチング
素子側に、第２の予熱始動回路が第２のスイッチング素
子側に接続され、前記負荷が放電灯であり、予熱時に前
記第１のスイッチング素子のオンデュティが定格点灯時
よりも小さくなるよう前記第１の予熱始動回路を動作
し、始動時に前記第２のスイッチング素子のオンデュテ
ィが定格点灯時よりも小さくなるよう前記第２の予熱始
動回路を動作させるので、特に予熱時には出力電圧の低
周波リップルを小さくして、予熱時のコールドスタート
の発生を抑制することができ、また始動時には、出力電
圧の低周波リップルを大きくして始動性を向上できると
いう効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本実施形態の実施形態１の回路図である。

【図２】同上及び従来例の動作説明用波形図である。

【図３】本実施形態の実施形態２の回路図である。

【図４】本実施形態の実施形態３の回路図である。

【図５】本実施形態の実施形態４の回路図である。

【図６】本実施形態の実施形態５の回路図である。

【図７】本実施形態の実施形態６の回路図である。

【図８】本実施形態の実施形態７の回路図である。

【図９】本実施形態の実施形態８の回路図である。

【図１０】本実施形態の実施形態９の回路図である。

【図１１】本実施形態の実施形態１０の回路図である。

【図１２】本実施形態の実施形態１１の回路図である。

【図１３】本実施形態の実施形態１２の回路図である。

【図１４】第１の従来例の回路図である。

【図１５】第２の従来例の回路図である。

【符号の説明】

ＩＮＶ インバータ回路 ＰＯＷ 補助電源回路 １ 制御回路 Ｅ 交流電源 Ｆ フィルター回路 ＤＢ 整流器 Ｌａ１ 放電灯 Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子 Ｃ１，Ｃ２，Ｃ５ コンデンサ Ｃ３ 平滑コンデンサ Ｃ４ 直流阻止用コンデンサ Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード Ｌ２ 降圧チョッパ用チョーク Ｌ１ 共振用チョーク Ｃ２１ 共振用コンデンサ Ｔ１ リーケージトランス Ｖｃ３ 電圧 Ｖｃ５ 電圧

フロントページの続き Ｆターム(参考） 3K072 AA02 BA03 BA05 BB03 BB06 BC02 BC03 CA14 DB03 DD04 GA02 GB12 GC02 GC04 HA10 HB03 5H006 AA02 AA07 BB08 CA02 CA07 CB01 CB08 CC02 CC08 5H007 AA02 AA06 AA08 BB03 CA02 CB17 CB22 CC01 CC32

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源電圧を整流する整流器と、 前記整流器の出力電圧をスイッチング素子のスイッチン
   グ動作により充電し平滑する平滑コンデンサを備えた部
   分平滑回路からなる補助電源回路と、 前記整流器あるいは前記平滑コンデンサからの出力電圧
   を前記スイッチング素子のスイッチング動作により高周
   波に変換して負荷に電力を供給するインバータ回路と、 前記整流器の直流出力端にインピーダンス素子を介して
   前記インバータ回路の高周波出力の一部を帰還し前記整
   流器に前記交流電源の略全域に亘って高周波的に電流を
   流す入力力率改善回路と、 を備えた電源装置において、 前記負荷が軽負荷時に前記平滑コンデンサを充電するル
   ープ内のスイッチング素子のオンデュティを定格負荷時
   よりも小さくなるよう動作させる制御手段を具備して成
   ることを特徴とする電源装置。
2. 【請求項２】 交流電源電圧を整流する整流器と、 前記整流器の出力電圧をスイッチング素子のスイッチン
   グ動作により充電し平滑する平滑コンデンサを備えた部
   分平滑回路からなる補助電源回路と、 前記整流器あるいは前記平滑コンデンサからの出力電圧
   を前記スイッチング素子のスイッチング動作により高周
   波に変換して負荷に電力を供給するインバータ回路と、 前記整流器の直流出力端にインピーダンス素子を介して
   前記インバータ回路の高周波出力の一部を帰還し前記整
   流器に前記交流電源の略全域に亘って高周波的に電流を
   流す入力力率改善回路と、 を備えた電源装置において、 前記負荷が放電灯であり、予熱時は前記平滑コンデンサ
   を充電するループ内のスイッチング素子のオンデュティ
   を定格点灯時よりも小さく、 始動時は前記平滑コンデンサを充電するループ内のスイ
   ッチング素子のオンデュティを定格点灯時よりも大きく
   なるよう動作させる制御手段を具備して成ることを特徴
   とする電源装置。
3. 【請求項３】 前記入力力率改善回路を、前記整流器の
   直流出力端に接続される第１のダイオードと第１のコン
   デンサの並列回路から構成し、 前記インバータ回路を、第１、第２のスイッチング素子
   の直列回路との直列回路と、前記整流器の出力側の一端
   と前記第１のダイオードとの接続点と前記第１、第２の
   スイッチング素子の中点との間に接続される直流阻止用
   コンデンサとリーケージトランスの１次巻線との直列回
   路と、前記リーケージトランスの２次巻線間に接続され
   る放電灯と、前記放電灯の非電源側に接続される共振用
   コンデンサとで構成し、 前記補助電源回路を、前記第１、第２のスイッチング素
   子の両端間に接続される降圧チョッパ用チョークと平滑
   コンデンサと平滑コンデンサを放電する方向に接続され
   る放電用ダイオードとの直列回路と、前記平滑コンデン
   サと放電用ダイオードの直列回路の中点と前記第１、第
   ２のスイッチング素子の中点との間に前記平滑コンデン
   サを充電する方向に接続される充電用ダイオードと、前
   記第１、第２のスイッチング素子の両端間に接続される
   小容量のコンデンサとで構成したことを特徴とする請求
   項１又は２記載の電源装置。
4. 【請求項４】 前記入力力率改善回路を、前記整流器の
   直流出力端に接続される第１のダイオードと第１のコン
   デンサの並列回路から構成し、 前記インバータ回路を、第１、第２のスイッチング素子
   の直列回路との直列回路と、前記整流器の出力側の一端
   と前記第１のダイオードとの接続点と前記第１、第２の
   スイッチング素子の中点との間に、前記第１、第２のス
   イッチング素子の中点側にリーケージトランスの１次巻
   線がつながるように接続された直流阻止用コンデンサと
   前記リーケージトランスの１次巻線との直列回路と、前
   記リーケージトランスの２次巻線間に接続される放電灯
   と、前記放電灯の非電源側に接続される共振用コンデン
   サとで構成し、 前記補助電源回路を、前記第１、第２のスイッチング素
   子の両端間に接続される平滑コンデンサと平滑コンデン
   サを放電する方向に接続される放電用ダイオードとの直
   列回路と、前記平滑コンデンサと放電用ダイオードの直
   列回路の中点と前記直流阻止用コンデンサと前記リーケ
   ージトランスの１次巻線との中点との間に前記平滑コン
   デンサを充電する方向に接続される充電用ダイオード
   と、前記第１、第２のスイッチング素子の両端間に接続
   される小容量のコンデンサとで構成したことを特徴とす
   る請求項１又は２記載の電源装置。
5. 【請求項５】 前記第１、第２のスイッチング素子の直
   列回路は第１のスイッチング素子が前記整流器の直流出
   力端の正極側に接続され、 前記平滑コンデンサが前記整流器の直流出力端の正極側
   に接続され、かつ前記平滑コンデンサを介して前記充電
   用ダイオードに電流が流れるように接続され、 前記負荷が放電灯であり、前記制御手段において、予熱
   時は第２のスイッチング素子のオンデュティを定格点灯
   時よりも小さく、始動時は第２のスイッチング素子のオ
   ンデュティを定格点灯時よりも大きくなるよう動作する
   ことを特徴とする請求項３又４記載の電源装置。
6. 【請求項６】 前記第１、第２のスイッチング素子の直
   列回路は第１のスイッチング素子が前記整流器の直流出
   力端の正極側に接続され、 前記平滑コンデンサが前記整流器の直流出力端の負極側
   に接続され、かつ前記充電用ダイオードを介して前記平
   滑コンデンサに電流が流れるように接続され、 前記負荷が放電灯であり、前記制御手段において、予熱
   時は第１のスイッチング素子のオンデュティを定格点灯
   時よりも小さく、始動時は第１のスイッチング素子のオ
   ンデュティを定格点灯時よりも大きくなるよう動作する
   ことを特徴とする請求項３又は４記載の電源装置。
7. 【請求項７】 前記制御手段が自励式であり、スイッチ
   ング素子のオンデュティを調節可能である第１の予熱始
   動回路を具備したことを特徴とする請求項２乃至６の何
   れかに記載の電源装置。
8. 【請求項８】 前記第１、第２のスイッチング素子の直
   列回路は第１のスイッチング素子が前記整流器の直流出
   力端の正極側に接続され、 前記平滑コンデンサが前記整流器の直流出力端の正極側
   に接続され、かつ前記平滑コンデンサを介して前記充電
   用ダイオードに電流が流れるように接続され、 前記第１の予熱始動回路が第２のスイッチング素子側に
   接続され、 前記負荷が放電灯であり、軽負荷時に前記第２のスイッ
   チング素子のオンデュティを定格点灯時よりも小さくな
   るよう前記第１の予熱始動回路を動作させることを特徴
   とする請求項７記載の電源装置。
9. 【請求項９】 前記第１、第２のスイッチング素子の直
   列回路は第１のスイッチング素子が前記整流器の直流出
   力端の正極側に接続され、 前記平滑コンデンサが前記整流器の直流出力端の負極側
   に接続され、かつ前記充電用ダイオードを介して前記平
   滑コンデンサに電流が流れるように接続され、 前記第１の予熱始動回路が第１のスイッチング素子側に
   接続され、 前記負荷が放電灯であり、軽負荷時に前記第１のスイッ
   チング素子のオンデュティを定格点灯時よりも小さくな
   るよう前記第１の予熱始動回路を動作させることを特徴
   とする請求項７記載の電源装置。
10. 【請求項１０】 前記第１、第２のスイッチング素子の
    直列回路は第１のスイッチング素子が前記整流器の直流
    出力端の正極側に接続され、 前記平滑コンデンサが前記整流器の直流出力端の正極側
    に接続され、かつ前記平滑コンデンサを介して前記充電
    用ダイオードに電流が流れるように接続され、 前記第１の予熱始動回路が第１のスイッチング素子側
    に、第２の予熱始動回路が第２のスイッチング素子側に
    接続され、 前記負荷が放電灯であり、予熱時に前記第２のスイッチ
    ング素子のオンデュティが定格点灯時よりも小さくなる
    よう前記第２の予熱始動回路を動作し、始動時に前記第
    １のスイッチング素子のオンデュティが定格点灯時より
    も小さくなるよう前記第１の予熱始動回路を動作させる
    ことを特徴とする請求項７記載の電源装置。
11. 【請求項１１】 前記第１、第２のスイッチング素子の
    直列回路は第１のスイッチング素子が前 記整流器の直
    流出力端の正極側に接続され、 前記平滑コンデンサが前記整流器の直流出力端の負極側
    に接続され、かつ前記充電用ダイオードを介して前記平
    滑コンデンサに電流が流れるように接続され、 前記第１の予熱始動回路が第１のスイッチング素子側
    に、第２の予熱始動回路が第２のスイッチング素子側に
    接続され、 前記負荷が放電灯であり、予熱時に前記第１のスイッチ
    ング素子のオンデュティが定格点灯時よりも小さくなる
    よう前記第１の予熱始動回路を動作し、始動時に前記第
    ２のスイッチング素子のオンデュティが定格点灯時より
    も小さくなるよう前記第２の予熱始動回路を動作させる
    ことを特徴とする請求項７記載の電源装置。