JP2000259159A - フィードバック型能動騒音制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 消音対象の騒音と同振幅・逆位相の擬似騒音
をスピーカから送出し、該騒音を相殺するフィードバッ
ク型能動騒音制御装置に関し、擬似騒音を合成する騒音
制御フィルタの係数を常時適正に更新し、騒音を安定的
に相殺する。 【解決手段】 騒音制御フィルタ２２０の入力信号に対
して逆の特性を与える逆フィルタ構成回路２６０と、騒
音制御フィルタ２２０に異なる二組の係数を与えて逆フ
ィルタ構成回路２６０の内のフィルタの伝達関数による
二つの条件式から、騒音制御フィルタ２２０の係数を算
定するための算定式を求め、該算定式の分子を構成する
第一のフィルタ１２１の出力と、該算定式の分母を構成
する第二のフィルタ１２２に縦続接続した適応フィルタ
１２３の出力との差が最小になるように該適応フィルタ
１２３を更新するシステム同定回路１２０とを備え、そ
の適応フィルタ１２３の係数を騒音制御フィルタ２２０
の係数に設定するとともに、音響帰還系の最小遅延に対
する補正を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、消音対象の騒音と
同振幅・逆位相の関係となるように合成した擬似騒音を
スピーカから送出し、音響的に重ね合わせることによっ
て該騒音を相殺するフィードバック型能動騒音制御装置
に関する。

【０００２】図２は、フィードバック型能動騒音制御装
置の説明図である。同図はフィードバック型能動騒音制
御装置の最も一般的な構成例を示し、該フィードバック
型能動騒音制御装置は、消音制御の対象となる騒音ｗ_j
（ｊ：サンプルタイムインデックス）に、スピーカ２０
２から送出された合成騒音ｇ_j を、消音監視用のマイク
ロホン２０１の位置で、音響的に重ね合わせることによ
って消音する。

【０００３】マイクロホン２０１には、消音制御対象の
騒音ｗ_j と合成騒音ｇ_j とが入力され、マイクロホン２
０１の出力ｅ_j は、以下の〔式１〕により表される。 〔式１〕 ｅ_j ＝ｗ_j ＋ｇ_j

【０００４】消音制御の状況は、マイクロホン２０１の
出力ｅ_j によって監視され、その出力ｅ_j が最小となる
ように、係数更新回路２３０は、合成騒音ｇ_j を生成す
る騒音制御フィルタ２２０の係数を更新する。明らか
に、ｇ_j ≒−ｗ_j となるときに該騒音ｗ_j は相殺され、
マイクロホン２０１の付近で騒音は抑制される。

【０００５】このフィードバック型の能動騒音制御で実
現される効果に関する制約は、その合成疑似騒音ｇ
_j が、消音制御対象の騒音ｗ_j を入力して該騒音ｗ_j を
基に合成されることから派生する。

【０００６】即ち、騒音ｗ_j がマイクロホン２０１に入
力されてから、騒音制御フィルタ２２０で該騒音ｗ_j を
基に疑似騒音ｇ_j を合成し、合成騒音ｇ_j がスピーカ２
０２から送出されてマイクロホン２０１に達し、騒音ｗ
_j を打ち消すまでの動作に遅延が避けられない。

【０００７】従って、フィードバック型能動騒音制御装
置で抑制することができる騒音は、マイクロホンで過去
に受けた制御対象音の標本値列から、現時点に到来する
と期待される制御対象音の標本値を予測し、その合成が
可能となるような強い相関を有する騒音に限られる。

【０００８】この能動騒音制御装置の設計に際して最も
留意すべき点は、スピーカからマイクロホンに至る音響
帰還系に加えて、制御対象の騒音ｗ_j の特性が途中で変
化することが実際のシステムにおいて十分に想定される
ことである。

【０００９】その変化は消音効果を低下させ、最悪の場
合、この装置によって騒音が逆に増加してしまうことも
あり得る。本発明は、相殺用の疑似騒音ｇ_j を合成する
騒音制御フィルタ２２０の係数を常時更新し、騒音を安
定的に相殺するフィードバック型能動騒音制御装置に関
する。

【００１０】

【従来の技術】この騒音制御フィルタ２２０の係数を更
新するための図２に示す係数更新回路２３０に適用され
る最も代表的な適応アルゴリズムとして、スピーカ２０
２を経てマイクロホン２０１の出力に至る音響帰還系の
特性を模擬する誤差経路フィルタ２３１を、通常のＬＭ
Ｓ（Least Mean Square ）法による係数更新回路に前置
する変形を加えたFiltered-x LMS法がある。

【００１１】即ち、図２のスピーカ２０２から出力さ
れ、マイクロホン２０１に達する合成騒音ｇ_j が、帰還
制御フィルタ２１０の出力によって完全に相殺されると
仮定したとき、騒音制御フィルタ２２０の入力ｘ_j は騒
音ｗ_j そのものとなる。

【００１２】従って、その入力ｘ_j は、騒音制御フィル
タ２２０の係数を更新する適応アルゴリズムにおいて参
照信号と見なすことができ、また、マイクロホンの出力
ｅ_jは、制御対象の騒音ｗ_j とスピーカ２０２からマイ
クロホン２０１に至る音響帰還系を経て騒音ｗ_j に加え
られる適応フィルタの疑似騒音出力ｇ_j との差と見なせ
る。

【００１３】明らかに、この二つの信号ｘ_j ，ｅ_j を利
用するフィードバック型能動騒音制御は、フィードフォ
ワード型能動騒音制御と全く同様に扱うことができる。
即ち、騒音制御フィルタ２２０の係数ベクトルＡ_j は、 〔式２〕 Ａ_j+1 ＝Ａ_j ＋μｅ_j Ｙ_j によって更新される。

【００１４】ここで、Ｙ_j は、騒音制御フィルタ２２０
の入力ｘ_j を、誤差経路フィルタ２３１に印加して得ら
れる出力信号ｙ_j をＩ個集め、ｙ_j (i) ＝ｙ_j-i+1 とお
いた信号列であり、 〔式３〕 Ｙ_j ＝［ｙ_j (1) ｙ_j (2) ・・・ ｙ_j (I) ］^T と表される。Ｉはタップ数、μはステップゲインと呼ば
れる定数である。

【００１５】そして、騒音制御フィルタ２２０の係数ベ
クトルＡ_j は、時刻ｊで設定した騒音制御フィルタ２２
０の係数であり、 〔式４〕 Ａ_j ＝［ａ_j (1) ａ_j (2) ・・・ ａ_j (I) ］^T と表される。

【００１６】このFiltered-x LMS法によって、騒音制御
フィルタ２２０の係数を安定的に更新するためには、ス
ピーカ２０２を経てマイクロホン２０１の出力に至る音
響帰還系のインパルス応答を予め測定し、その結果を帰
還制御フィルタ２１０及び誤差経路フィルタ２３１の係
数として設定しておく必要がある。

【００１７】その測定は通常、能動騒音制御を開始する
前に、図３に示すような算定回路を構成して行う。同図
に示すように、白色雑音発生回路２４０の出力をスピー
カ２０２及び帰還制御フィルタ２１０に印加し、マイク
ロホン２０１から出力される音響帰還系の信号出力から
帰還制御フィルタ２１０の出力を減算する減算器２１１
の出力が最小となるように、係数更新回路２３０により
帰還制御フィルタ２１０の係数を更新する。こうするこ
とにより、帰還制御フィルタ２１０は該音響帰還系を模
擬したものとなる。

【００１８】その後、帰還制御フィルタ２１０に設定し
た係数結果と同一の係数を誤差経路フィルタ２３１に複
写し、Filtered-x LMS法による騒音制御フィルタ２２０
の係数が更新可能となる。

【００１９】この係数更新法を適用したフィードバック
型能動騒音制御についての提案は多数なされている。例
えば、尾本他「移動騒音源に対する適応アルゴリズムの
振る舞い−Ｆｅｅｄｂａｃｋシステムの場合−」平成９
年度日本音響学会秋季研究発表会講演論文集Ｉ,1-4-14,
pp501-502 等がある。

【００２０】このフィードバック型能動騒音制御装置の
信号の流れは、図４に示す伝達関数のブロック図で表さ
れる。但し、Ｗ(z) は騒音ｗ_j のｚ変換、Ｘ(z) は減算
器２１１の出力ｘ_j のｚ変換、Ｅ(z) はマイクロホン２
０１の出力ｅ_j のｚ変換、Ａ(z) は騒音制御フィルタ２
２０の伝達関数、Ｂ(z) はスピーカ２０２を経てマイク
ロホン２０１の出力に至る音響帰還系の伝達関数、Ｄ
(z) は音響帰還系の伝達関数Ｂ(z) と帰還制御フィルタ
２１０の伝達関数Ｂ＾(z) との間の誤差｛Ｂ(z)−Ｂ＾
(z) ｝である。

【００２１】図４において、騒音制御フィルタ２２０の
係数は、マイクロホン２０１の出力Ｅ(z) が最小となる
ように更新される。この図４からフィードバック型能動
騒音制御は、騒音制御フィルタ２２０を適応フィルタと
する騒音ｗ_j に対する予測分析装置と見なせることが分
かる。

【００２２】この点に着目して提案された適応予測型能
動騒音制御に、浜田他「適応予測によるアクティブノイ
ズコントロール−適応フィルタによる実現−」平成４年
度日本音響学会秋季研究発表会講演論文集Ｉ,2-4-11,p
p.531-532等がある。

【００２３】図５は適応予測型能動騒音制御装置の説明
図である。更に、図５に示す適応予測型能動騒音制御装
置における、誤差経路フィルタ２３１、適応予測フィル
タ２２１、係数更新回路２３０及び減算器２２２から成
る予測分析部分を、伝達関数のブロック図で表すと図６
のように表される。ここで、Ａ(z) は適応予測フィルタ
の伝達関数である。

【００２４】この装置が有効に動作するためには、先に
説明したフィードバック型能動騒音制御装置と同様、ス
ピーカ２０２からマイクロホン２０１に至る音響帰還系
が、帰還制御フィルタ２１０によって高い精度で模擬さ
れ、帰還誤差Ｄ(z) ≒０なる近似が成り立つことが前提
となる。

【００２５】即ち、帰還誤差Ｄ(z) ≒０となるとき、 〔式５〕 １／｛１＋Ｄ(z) Ａ(z) ｝≒１ が成り立ち、減算器２１１の出力Ｘ(z) は、騒音Ｗ(z)
そのものとなる。

【００２６】更に、帰還誤差Ｄ(z) ≒０なる近似は、音
響帰還系の伝達関数Ｂ(z) ≒帰還制御フィルタの伝達関
数Ｂ＾(z) でもあるので、この二つの近似、Ｄ(z) ≒０
とＢ(z) ≒Ｂ＾(z) を、図４に適用して騒音制御フィル
タの伝達関数Ａ(z) と音響帰還系伝達関数Ｂ(z) の順序
を入れ換えると、図６と図４は同じ構造を有する騒音Ｗ
(z) に対する予測分析回路となることが分かる。

【００２７】即ち、図６に示すブロック図による予測分
析の結果として、減算器２２２の出力が最小になったと
きに、その適応予測フィルタ２２１の係数Ａ(z) は、マ
イクロホン２０１の出力Ｅ(z) を最小にする騒音制御フ
ィルタ２２０の係数Ａ(z) を与える。

【００２８】従って、この適応予測フィルタ２２１の係
数を、騒音制御フィルタ２２０の係数Ａ(z) として複写
すれば、騒音ｗ_j は小さく抑えられることとなる。但
し，問題は前述の図２及び図５に示した能動騒音制御装
置の制御原理は、共に音響帰還系伝達関数Ｂ(z) が帰還
制御フィルタの伝達関数Ｂ＾(z) と近似的に等しいとい
うことを前提としていることである。

【００２９】一般に、前述の音響帰還系のインパルス応
答の推定に誤差は避けられず、その応答が更に時間と共
に気温等の変化により変動することは十分に想定され
る。それでも、合成騒音に白色雑音を重畳し、それを参
照信号とすることによって、音響帰還系のインパルス応
答の変動を算出し、その変動に応じて帰還制御フィルタ
２１０の係数を常時更新し、Ｂ(z) ≒Ｂ＾(z) なる関係
を維持する手法も採用可能である。

【００３０】しかし、合成騒音に白色雑音を重畳して送
出することは、能動騒音制御装置を新たな騒音源とする
ことに等しい。また、図２のフィードバック型能動騒音
制御装置におけるFiltered-x LMS法に代表されるFilter
ed-x型の係数更新アルゴリズムは原理的に不安定である
と言われている。

【００３１】このFiltered-x LMS法の安定条件について
は、矢吹他「Ｃ＾フィルタにモデル化誤差が存在する場
合のFiltered-x LMS法における安定条件」電子情報通信
学会論文誌(A),vol.J80-A,no.11,pp.1868-1876(1997-1
1) 等でも検討されている。

【００３２】しかし、結論として、できるだけ小さなス
テップゲインを与えること以外の対策は示されておら
ず、しかも、その解析によれば、ステップゲインを小さ
くしても安定性は完全には保証されない。

【００３３】この問題を解決する手法として、本発明者
らは既に以下に述べる手法を発案し、出願している（特
願平１０−２６４７１２号）。即ち、このフィードバッ
ク型能動騒音制御装置で消音可能な騒音ｗ_j は、その予
測可能な成分に限られることに着目し、その騒音ｗ_j を
生成する過程を、予測可能な成分を生成する過程１／
｛１−Ｐ(z) ｝と、予測不可能な成分を生成する過程Ｕ
(z) とに分け、その騒音ｗ_j のｚ変換Ｗ(z) が白色ガウ
ス雑音を入力として、 〔式６〕 Ｗ(z) ＝Ｕ(z) ／｛１−Ｐ(z) ｝ と表されるとするものである。

【００３４】この騒音ｗ_j の予測可能な成分に対して
は、合成騒音ｇ_j が十分に相殺し、マイクロホン２０１
の出力ｅ_j は、予測不可能な成分だけとなる。即ち、図
４の伝達関数のブロック図により、マイクロホン出力Ｅ
(z) は、以下の〔式７〕で表され、かつ、予測不可能な
成分Ｕ(z) と等しくなる。

【００３５】 〔式７〕 Ｅ(z) ＝Ｗ(z) 〔１−Ａ(z) Ｂ(z) ／｛１＋Ｄ(z) Ａ(z) ｝〕＝〔Ｕ (z) ／｛１−Ｐ(z) ｝〕・〔１−Ａ(z) Ｂ(z) ／｛１＋Ｄ(z) Ａ(z) ｝〕

【００３６】ここで、Ｅ(z) ＝Ｕ(z) として、上記の
〔式７〕を整理すると、以下のようになる。 〔式８〕 Ｐ(z) ＝Ａ(z) Ｂ(z) ／｛１＋Ｄ(z) Ａ(z) ｝

【００３７】即ち、騒音制御フィルタ２２０に、上記
〔式８〕を満たす伝達関数Ａ(z) を構成する係数を与え
るときに、騒音が最も小さくなる。伝達関数Ａ(z) は、
上記〔式８〕から以下のように求められる。 〔式９〕 Ａ(z) ＝Ｐ(z) ／｛Ｂ(z) −Ｐ(z) Ｄ(z) ｝

【００３８】ここで、帰還誤差Ｄ(z) は、 〔式１０〕 Ｄ(z) ＝Ｂ(z) −Ｂ＾(z) であり、騒音制御フィルタ２２０の伝達関数Ａ(z) を得
るためには、音響帰還系の伝達関数Ｂ(z) と雑音の予測
可能成分Ｐ(z) とを求めればよい。

【００３９】しかし、このフィードバック型能動騒音制
御装置で観測可能な信号は、マイクロホン２０１の出力
ｅ_j と減算器２１１の出力ｘ_j だけである。その減算器
２１１の出力ｘ_j は、図４の伝達関数のブロック図によ
れば、騒音制御フィルタ２２０に或る伝達関数Ａ＾(z)
とする係数を設定したとすると、 〔式１１〕 Ｘ(z) ＝Ｗ(z) ／｛１＋Ｄ(z) Ａ＾(z) ｝＝Ｕ(z) ／｛１−Ｐ(z) ＋Ｄ(z) Ａ＾(z) −Ｐ(z) Ｄ(z) Ａ＾(z) ｝ として得られる。

【００４０】先の出願に係る発明では、この減算器２１
１の出力Ｘ(z) に対する逆フィルタＸ^-1(z) ＝１−Ｐ
(z) ＋Ｄ(z) Ａ＾(z) −Ｐ(z) Ｄ(z) Ａ＾(z) を求め
る。例えば、この出力Ｘ(z) に対する逆フィルタとし
て、図７に示す非巡回型フィルタ２６１と減算器２６２
と係数更新回路２３０とから成る逆フィルタ構成回路２
６０を適用し、減算器２６２の出力が最小となった（即
ち、予測不可能な成分Ｕ(z) だけとなった）時点で、非
巡回型フィルタ２６１の伝達関数をＳ(z) としたとき
に、以下の〔式１２〕が成り立つ。 〔式１２〕 Ｘ(z) ｛１−Ｓ(z) ｝＝Ｕ(z)

【００４１】このとき、非巡回型フィルタ２６１の伝達
関数Ｓ(z) は、 〔式１３〕 Ｓ(z) ＝Ｐ(z) −Ｄ(z) Ａ＾(z) ＋Ｐ(z) Ｄ(z) Ａ＾(z) となる係数が設定される。

【００４２】問題は、この非巡回型フィルタ２６１の伝
達関数Ｓ(z) に関する式の中に、〔式９〕を構成する二
つの未知数Ｐ(z) とＤ(z) （即ち、Ｂ(z) ）とが含まれ
ていることである。

【００４３】この二つの未知数Ｐ(z) とＤ(z) を算定す
るためには、〔式１３〕として得られる条件式だけでは
足りない。条件式はもう一つ必要である。その二つの条
件式を得る手法として、本発明者らは既に、騒音制御フ
ィルタ２２０又は帰還制御フィルタ２１０に任意の係数
が設定可能なことを利用して二つの条件式を生成する手
法を発案し、出願している（特願平１０−２０５５０２
号）。

【００４４】即ち、騒音制御フィルタ２２０又は帰還制
御フィルタ２１０に対して独立した二組の係数を与える
とき、その二組の係数に対して逆フィルタ構成回路２６
０の非巡回型フィルタ２６１は二つの伝達関数Ｓ₁ (z)
とＳ₂ (z) を与える。

【００４５】これを利用すれば二つの条件式が得られ
る。騒音制御フィルタ２２０又は帰還制御フィルタ２１
０のいずれに二組の係数を与えても、その両者の原理は
同じであるので、ここでは前者の騒音制御フィルタ２２
０に二組の係数を与える手法について説明する。

【００４６】まず、騒音低減量を僅かに低下させること
が容認されるとする。即ち、騒音制御フィルタ２２０の
係数に騒音低減量が大きく低下しない程度に変更を加
え、二つの異なる伝達関数Ａ₁ (z) とＡ₂ (z) を構成す
る係数を二組与えれば、その二組の係数に対して逆フィ
ルタ構成回路２６０は、伝達関数Ｓ₁ (z) ，Ｓ₂ (z)
が、それぞれ、 〔式１４〕 Ｓ₁ (z) ＝Ｐ(z) −Ｄ(z) Ａ₁ (z) ＋Ｐ(z) Ｄ(z) Ａ₁ (z) 〔式１５〕 Ｓ₂ (z) ＝Ｐ(z) −Ｄ(z) Ａ₂ (z) ＋Ｐ(z) Ｄ(z) Ａ₂ (z) となる非巡回型フィルタ２６１を構成する。

【００４７】そこで、この両式に対して 〔式１６〕Ｐ(z) ＝｛Ｓ₁ (z) ＋Ｄ(z) Ａ₁ (z) ｝／｛１＋Ｄ(z) Ａ₁ (z) ｝ 〔式１７〕Ｐ(z) ＝｛Ｓ₂ (z) ＋Ｄ(z) Ａ₂ (z) ｝／｛１＋Ｄ(z) Ａ₂ (z) ｝ と変形して、一方の未知数Ｐ(z) を消去すると、二つの
未知数のうちの一つである帰還誤差Ｄ(z) が、 〔式１８〕Ｄ(z) ＝｛Ｓ₂ (z) −Ｓ₁ (z) ｝／〔Ａ₁ (z) ｛１−Ｓ₂ (z) ｝−Ａ ₂ (z) ｛１−Ｓ₁ (z) ｝〕 として得られる。

【００４８】この〔式１８〕の右辺は、全て既知の伝達
関数から成っており、この〔式１８〕から、帰還制御フ
ィルタ２１０の伝達関数Ｂ＾(z) と音響帰還系の伝達関
数Ｂ(z) との差Ｄ(z) は算定可能である。

【００４９】同様に、〔式１４〕と〔式１５〕とから、
残る未知数の予測可能な雑音成分Ｐ(z) についても算定
される。即ち、未知の帰還誤差Ｄ(z) について、 〔式１９〕 Ｄ(z) ＝｛Ｓ₁ (z) −Ｐ(z) ｝／〔Ａ₁ (z) ｛Ｐ(z) −１｝〕 〔式２０〕 Ｄ(z) ＝｛Ｓ₂ (z) −Ｐ(z) ｝／〔Ａ₂ (z) ｛Ｐ(z) −１｝〕 と整理した後に、両者を等しいと置いて、 〔式２１〕 Ｐ(z) ＝｛Ｓ₂ (z) Ａ₁ (z) −Ｓ₁ (z) Ａ₂ (z) ｝／｛Ａ₁ (z) − Ａ₂ (z) ｝ と算定される。

【００５０】即ち、求める制御対象騒音ｘ_j を最適に消
音する騒音制御フィルタ２２０の伝達関数Ａ(z) は、
〔式９〕に〔式１０〕を適用して整理した 〔式２２〕 Ａ(z) ＝Ｐ(z) ／〔Ｂ＾(z) ＋｛１−Ｐ(z) ｝Ｄ(z) 〕 に、上記〔式１８〕と〔式２１〕とから得られるＤ(z)
とＰ(z) 、それと帰還制御フィルタ２１０の現伝達関数
Ｂ＾(z) を代入することによって得られる。

【００５１】しかし、帰還誤差Ｄ(z) が算定された時点
で、帰還制御フィルタ２１０の現段階の伝達関数Ｂ＾
(z) は、より精度が向上した伝達関数Ｂ^* (z) へ修正す
ることが可能となる。

【００５２】即ち、音響帰還系伝達関数Ｂ(z) は、Ｂ
(z) ＝Ｂ＾(z) ＋Ｄ(z) であり、前述の〔式１８〕によ
り算定された帰還誤差Ｄ(z) と現段階の帰還制御フィル
タ２１０の伝達関数Ｂ＾(z) とから、 〔式２３〕 Ｂ^* (z) ＝Ｂ＾(z) ＋Ｄ(z) として得られるＢ^* (z) を、帰還制御フィルタ２１０の
新たな伝達関数として修正する操作を行えば、Ｄ(z) ＝
０と近似することができる。

【００５３】つまり、帰還制御フィルタ２１０の伝達関
数Ｂ＾(z) を、〔式２３〕のＢ^* (z) に変更し、この新
たな帰還制御フィルタ２１０の伝達関数Ｂ^* (z) に対し
て、制御対象騒音ｘ_j を最適に消音する騒音制御フィル
タ２２０の前述の〔式２２〕による伝達関数Ａ(z) は、
Ｄ(z) ＝０と近似されるので、 〔式２４〕 Ａ(z) ＝Ｐ(z) ／Ｂ^* (z) となり、簡単に計算されることになる。

【００５４】更に、上記の〔式２４〕により与えられる
伝達関数Ａ(z) のフィルタ係数への変換は、次のように
して行う。即ち、〔式１８〕の分母を払って、 〔式２５〕 〔Ａ₁ (z) ｛１−Ｓ₂ (z) ｝−Ａ₂ (z) ｛１−Ｓ₁ (z) ｝〕Ｄ(z) ＝Ｓ₂ (z) −Ｓ₁ (z) と変形し、その左辺のＤ(z) を適応フィルタｄ(z) と置
き換えたシステム同定系を構成するのである。

【００５５】図８は、音響帰還系と帰還制御フィルタの
伝達関数の誤差Ｄ(z) を算定するシステム同定系の構成
図であり、上記〔式２５〕に対応した伝達関数のブロッ
クから成る。

【００５６】同図に示すシステム同定系において、明ら
かに、〔Ａ₁ (z) ｛１−Ｓ₂ (z) ｝−Ａ₂ (z) ｛１−Ｓ
₁ (z) ｝〕ｄ(z) の出力と、Ｓ₂ (z) −Ｓ₁ (z) の出力
の両出力が等しくなったときに、〔式２５〕により、適
応フィルタｄ(z) は、帰還誤差Ｄ(z) を与える。

【００５７】従って、適応フィルタｄ(z) を帰還制御フ
ィルタ２１０の伝達関数Ｂ＾(z) と同じ構造にしておけ
ば、帰還制御フィルタ２１０の係数ベクトルＢ＾は、適
応フィルタｄ(z) の係数ベクトルｄを加えることによっ
て、 〔式２６〕 Ｂ^* ＝Ｂ＾＋ｄ として更新される。

【００５８】このようにして、帰還制御フィルタ２１０
の係数ベクトルＢ＾が更新されると、〔式２４〕に〔式
２１〕を代入して変形した 〔式２７〕 ｛Ａ₁ (z) −Ａ₂ (z) ｝Ｂ^* (z) Ａ(z) ＝Ｓ₂ (z) Ａ₁ (z) −Ｓ₁ (z) Ａ₂ (z) の左辺のＡ(z) を、適応フィルタａ(z) と置き換えた図
９に示すシステム同定系を構成することにより、騒音制
御フィルタ２２０の係数は、適応フィルタａ(z)の係数
として更新される。以上が先の出願（特願平１０−２６
４７１２号）に係る発明の原理である。

【００５９】

【発明が解決しようとする課題】このように先の出願
（特願平１０−２６４７１２号）に係る発明では、〔式
２４〕を 〔式２８〕 Ａ(z) Ｂ^* (z) ＝Ｐ(z) と変形して騒音制御フィルタの係数を推定している。

【００６０】このことは、騒音の予測可能な成分を生成
する過程Ｐ(z) が、音響帰還系の伝達関数Ｂ(z) で割り
切れるという仮定を前提とすることを意味している。こ
れはFiltered-x LMS法又は適応予測型の能動騒音制御で
も同じである。

【００６１】しかし、実際には、騒音の予測可能な成分
を生成する過程Ｐ(z) の次数が、音響帰還系伝達関数Ｂ
(z) の推定伝達関数Ｂ^* (z) の次数よりも低い場合もあ
り、また、そのＰ(z) の次数が高い場合でも、Ｐ(z) が
Ｂ^* (z) で必ず割り切れるという保証はない。

【００６２】本発明の目的は、その仮定が成り立たない
場合を含め、擬似騒音ｇ_j を合成する騒音制御フィルタ
２２０の係数を常時適正に更新し、音響帰還系伝達関数
Ｂ(z) の変化等にも追随して騒音を安定的に相殺し、高
い消音効果が得られるフィードバック型能動騒音制御装
置を実現することである。

【００６３】

【課題を解決するための手段】本発明のフィードバック
型能動騒音制御装置は、（１）消音制御の対象となる騒
音と同振幅且つ逆位相の擬似騒音を合成する騒音制御フ
ィルタと、該騒音制御フィルタにより合成された擬似騒
音を出力するスピーカと、該スピーカから送出される擬
似騒音及び消音制御の対象となる騒音を入力する一つの
マイクロホンとを備え、該一つのマイクロホンにより騒
音制御フィルタに印加する入力信号の採取とその消音制
御効果の監視を行うフィードバック型能動騒音制御装置
において、該フィードバック型能動騒音制御装置は、前
記騒音制御フィルタの入力信号に対して逆の特性を与え
る非巡回型フィルタを含む逆フィルタ構成回路と、前記
騒音制御フィルタに異なる二組の係数を与えて前記逆フ
ィルタ構成回路の非巡回型フィルタの二つの伝達関数を
基に得られる二つの条件式から、騒音の生成過程を記述
する伝達関数の算定式と、前記騒音制御フィルタの出力
からマイクロホンに至る音響帰還系の伝達関数の算定式
とを求め、それらの算定式の分子を構成する第一のフィ
ルタの出力と、該算定式の分母を構成する第二のフィル
タに縦続接続した適応フィルタの出力との差が最小にな
るように該適応フィルタを更新するシステム同定回路と
を備え、前記適応フィルタの係数として得られた前記騒
音の生成過程を記述する伝達関数と前記音響帰還系の伝
達関数に対して、該音響帰還系の伝達関数から見出した
最小遅延を基に補正を行い、該補正した前記騒音の生成
過程を記述する伝達関数と前記音響帰還系の伝達関数と
を基に前記騒音制御フィルタを構成したものである。

【００６４】また、（２）前記マイクロホンの出力を前
記騒音制御フィルタに直接入力する構成としたものであ
る。この構成は、音響帰還系を模擬する帰還制御フィル
タを具備しないフィードバック型能動騒音制御装置の基
本形として構成したものである。

【００６５】また、（３）前記騒音制御フィルタの伝達
関数のインパルス応答を算定し、該インパルス応答を係
数として与えた非巡回型フィルタにより前記騒音制御フ
ィルタを構成したものである。騒音制御フィルタの伝達
関数のインパルス応答は、非巡回型の騒音制御フィルタ
の係数を与えるので、騒音制御フィルタを非巡回型フィ
ルタにより構成することができる。

【００６６】また、（４）前記騒音制御フィルタを非巡
回型フィルタとして構成するのに必要なタップ数を決定
した後、該タップ数の非巡回型フィルタにより該騒音制
御フィルタを構成したものである。タップ数が定まれ
ば、システム同定の技法を適用して騒音制御フィルタの
係数を更新することができる。

【００６７】また、（５）前記騒音制御フィルタに二組
の係数を与えて構成した騒音制御フィルタと該騒音制御
フィルタに対応して得られた二つの逆フィルタ構成回路
の非巡回型フィルタと適応フィルタとを組み合わせたシ
ステム同定回路を構成し、該適応フィルタの係数を基に
前記騒音制御フィルタの係数を更新する構成を有するも
のである。この構成により、音響帰還系の伝達関数と騒
音生成過程を記述する伝達関数の推定を必要とせず、直
接システム同定系を構成して騒音制御フィルタの係数を
更新することができる。

【００６８】また、（６）前記騒音制御フィルタを非巡
回型フィルタにより構成し、該騒音制御フィルタの係数
の更新に際して、該騒音制御フィルタと逆フィルタのタ
ップ数を順次増加させ、前記マイクロホンの出力の減少
が飽和した時点で、該タップ数の増加を停止するもので
ある。この構成は、インパルス応答による算定を行うこ
となく、非巡回型の騒音制御フィルタを構成するもので
ある。

【００６９】また、（７）前記騒音の生成過程を記述す
る伝達関数として、前記音響帰還系の最小遅延未満とな
る要素を除いた伝達関数を用いて、前記騒音制御フィル
タを構成したものである。この構成により、音響帰還系
の遅延が無視できないほどの高い周波数の騒音の消音を
行うことができる。

【００７０】また、（８）前記騒音制御フィルタの伝達
関数を構成する要素に、前記音響帰還系の最小遅延によ
り補正した騒音の生成過程を記述する伝達関数を追加し
て前記騒音制御フィルタを構成したものである。

【００７１】また、（９）消音制御の対象となる騒音が
周期音であり、その周期性により前記音響帰還系の遅延
が相殺される場合には、前記最小遅延による補正を停止
するものである。消音制御の対象となる騒音が周期音で
あって、その周期性により音響帰還系の遅延が相殺され
る場合は、遅延補正の処理を省き、マイクロホンとスピ
ーカが近い場合と同様に扱うことができる。

【００７２】また、（１０）前記騒音制御フィルタに与
える二組の係数を、該装置起動時に異なるタップに与え
て前記条件式を生成するものである。これにより、二つ
の独立した条件式を生成すると共に、ハウリングが発生
しない程度の小さな値を与えるようにすることができ
る。

【００７３】また、（１１）前記騒音制御フィルタに与
える二組の係数を、前回の動作時に更新しメモリに保持
した係数を該装置起動時に読み出して与え、前記条件式
を生成するものである。これにより、音響帰還系の特性
が比較的安定している環境下のシステムの場合は、電源
を投入して起動した直後から能動騒音制御による消音効
果が奏される。

【００７４】

【発明の実施の形態】図１は本発明のフィードバック型
能動騒音制御装置の原理説明図である。同図において、
逆フィルタ構成回路２６０は、騒音制御フィルタ２２０
から音響帰還系と帰還制御フィルタ２１０の両路を経て
再び騒音制御フィルタ２２０に戻る一巡閉路とは逆の特
性をもつフィルタを構成する回路である。

【００７５】また、システム同定回路１２０は、騒音制
御フィルタ２２０（又は帰還制御フィルタ２１０）に異
なる二組の係数Ａ₁ ，Ａ₂ を与え、その二組の係数に対
して逆フィルタ構成回路２６０内に構成された非巡回型
フィルタの二つの伝達関数Ｓ ₁ (z) ，Ｓ₂ (z) を基に生
成される条件式から、音響帰還系の伝達関数Ｂ(z) 又は
それと帰還制御フィルタ２１０との帰還誤差の伝達関数
Ｄ(z) の算定式を得、その算定式の分子を構成する第一
のフィルタ１２１の出力と、該算定式の分母を構成する
第二のフィルタ１２２に縦続接続した適応フィルタ１２
３の出力との差が最小となるように該適応フィルタ１２
３を更新し、該適応フィルタ１２３の係数を、騒音制御
フィルタ２２０（又は帰還制御フィルタ２１０）の係数
として設定する。

【００７６】また、このシステム同定回路１２０は、同
様に、前述の条件式から制御対象音の生成過程を記述す
る伝達関数Ｐ(z) の係数の算出にも用いられる。そし
て、騒音制御フィルタ２２０は、前記条件式から得られ
た音響帰還系の伝達関数Ｂ(z) の係数から最小遅延を見
出し、その最小遅延で補正した制御対象音の生成過程を
記述する伝達関数Ｐ＾(z) と音響帰還系の伝達関数Ｂ₁
^* (z) とを構成要素に含むフィルタ１３１と、補正定数
を乗算する乗算器１３２と、前記フィルタ１３１を帰還
する減算器１３３とにより構成される。

【００７７】以下、本発明のフィードバック型能動騒音
制御装置の動作原理について説明する。前述した騒音制
御フィルタ２２０の伝達関数を表す分数式〔式２４〕が
割り切れないということは、〔式２４〕の右辺で表され
る伝達関数のフィルタが、巡回型フィルタで構成される
ということである。

【００７８】この場合において、騒音制御フィルタ２２
０を非巡回型フィルタで構成するには、その巡回型フィ
ルタを構成する〔式２４〕のインパルス応答を表現する
ことができる十分なタップ数を騒音制御フィルタ２２０
に与える必要がある。

【００７９】しかし、前述の〔式２４〕を〔式２５〕の
ように変形して騒音制御フィルタ２２０の係数を算定す
るときに与える騒音制御フィルタ２２０のタップ数は、
巡回型となる〔式２４〕の右辺のフィルタのインパルス
応答を表現するのに十分なタップ数となっているかどう
かは分からない。

【００８０】そこで、〔式２４〕の伝達関数を図９のシ
ステム同定系を用いて係数に直接変換するのではなく、
〔式２１〕として得られているＰ(z) を、 〔式２９〕 ｛Ａ₁ (z) −Ａ₂ (z) ｝Ｐ(z) ＝Ｓ₂ (z) Ａ₁ (z) −Ｓ₁ (z) Ａ₂ (z) と変形して、同様のシステム同定系を構成し、騒音の生
成過程Ｐ(z) をフィルタＰ＾(z) として推定した後、こ
のＰ＾(z) と図８のシステム同定系で得られた帰還制御
フィルタＢ^* (z) を用いて、〔式２４〕の伝達関数をフ
ィルタの係数に変換する。

【００８１】即ち、その帰還制御フィルタＢ^* (z) のタ
ップ数をＩとおいて、 〔式３０〕 Ｂ^* (z) ＝ｂ₀ ＋ｂ₁ ｚ^-1＋ｂ₂ ｚ^-2＋・・・＋ｂ_I-1 ｚ^-(I-1)＝ ｂ₀ ｛１＋Ｂ₁ ^* (z) ｝ と表せば、制御対象騒音ｘ_j を最適に消音する騒音制御
フィルタ２２０の伝達関数Ａ＾(z) は、〔式２４〕と
〔式３０〕とから、以下の〔式３ｌ〕のように表され、 〔式３ｌ〕 Ａ＾(z) ＝Ｐ＾(z) ／Ｂ^* (z) ＝（１／ｂ₀ ）〔Ｐ＾(z) ／｛１＋ Ｂ₁ ^* (z) ｝ 騒音制御フィルタ２２０は、補正定数ｌ／ｂ₀ 、補正帰
還制御フィルタＢ₁ ^* (z) 、推定騒音生成過程Ｐ＾(z)
からなる図１０に示す巡回型フィルタで構成されること
になる。

【００８２】一方、図２又は図５に示す帰還制御フィル
タ２ｌ０は、本来、Fitered-x LMS法又は適応予測型の
能動騒音制御を実現する目的で導入されたフィルタであ
る。フィードバック型能動騒音制御装置の基本構成は、
図１１に示すように一つのマイクロホン２０１と騒音制
御フィルタ２２０とスピーカ２０２とから成る構成によ
り実現される。即ち、図２又は図５の能動騒音制御装置
で導入されている帰還制御フィルタ２ｌ０は、フィード
バック型能動騒音制御の実現に不可欠なフィルタではな
い。

【００８３】図１２は図１１のフィードバック型能動騒
音制御装置の基本構成による消音原理を説明するブロッ
ク図である。図１２において、騒音ｗ_j の予測可能な成
分に対して合成騒音ｇ_j がよく相殺し、マイクロホン２
０１の出力ｅ_j が予測不可能な成分のみとなったとき
に、図１２のマイクロホン出力Ｅ(z) は、Ｕ(z) と等し
くなる。

【００８４】つまり、 〔式３２〕 Ｅ(z) ＝Ｗ(z) 〔１−Ａ(z) Ｂ(z) ／｛１＋Ｂ(z) Ａ(z) ｝〕＝〔 Ｕ(z) ／｛１−Ｐ(z) ｝〕〔１−Ａ(z) Ｂ(z) ／｛１＋Ｂ(z) Ａ(z) ｝〕 において、Ｅ(z) ＝Ｕ(z) とし、上記の〔式３２〕を整
理すると、騒音制御フィルタ２２０に、 〔式３３〕 Ａ(z) ＝Ｐ(z) ／｛Ｂ(z) −Ｐ(z) Ｂ(z) ｝ を構成する係数を与えるときに、騒音が最も小さくなる
ことが分かる。

【００８５】即ち、上記の伝達関数Ａ(z) を得るために
は、伝達関数Ｂ(z) とＰ(z) を求めればよいことが分か
る。更に、この二つは以下のようにして求められる。ま
ず、図１１によれば、マイクロホン２０１の出力ｅ_j で
もある騒音制御フィルタ２２０の入力ｘ_j は、 〔式３４〕 Ｘ(z) ＝Ｗ(z) ／｛１＋Ｂ(z) Ａ(z) ｝＝Ｕ(z) ／｛１−Ｐ(z) ＋ Ｂ(z) Ａ(z) −Ｐ(z) Ｂ(z) Ａ(z) ｝ となる。

【００８６】次に、この出力Ｘ(z) に対して、先に説明
した手法を適用し、逆フィルタＸ^-1(z) を求める。例え
ば、この出力Ｘ(z) に図７の逆フィルタ構成回路を適用
したときには、減算器２６２の出力が最小となった時点
で、非巡回型フィルタ２６１には伝達関数Ｓ(z) が、以
下の〔式３５〕となる係数が設定される。 〔式３５〕 Ｓ(z) ＝Ｐ(z) −Ｂ(z) Ａ(z) ＋Ｐ(z) Ｂ(z) Ａ(z)

【００８７】この伝達関数Ｓ(z) には、〔式３３〕を構
成する未知数Ｐ(z) とＢ(z) とが含まれている。そこ
で、騒音制御フィルタ２２０に対して独立した二組の係
数を与え、その二組の係数に対して逆フィルタ構成回路
２６０の二つの伝達関数Ｓ₁ (z) とＳ₂ (z) とを求め
る。

【００８８】即ち、騒音制御フィルタ２２０の係数に騒
音低減量が大きく低下しない程度に変更を加え、二つの
異なる伝達関数Ａ₁ (z) とＡ₂ (z) を構成する係数を二
組与えると、その二組の係数に対して、逆フィルタ構成
回路２６０は、その伝達関数が 〔式３６〕 Ｓ₁ (z) ＝Ｐ(z) −Ｂ(z) Ａ₁ (z) ＋Ｐ(z) Ｂ(z) Ａ₁ (z) 〔式３７〕 Ｓ₂ (z) ＝Ｐ(z) −Ｂ(z) Ａ₂ (z) ＋Ｐ(z) Ｂ(z) Ａ₂ (z) となる非巡回型フィルタ２６１を構成する。

【００８９】そこで、この両式に対して、 〔式３８〕Ｐ(z) ＝｛Ｓ₁ (z) ＋Ｂ(z) Ａ₁ (z) ｝／｛１＋Ｂ(z) Ａ₁ (z) ｝ 〔式３９〕Ｐ(z) ＝｛Ｓ₂ (z) ＋Ｂ(z) Ａ₂ (z) ｝／｛１＋Ｂ(z) Ａ₂ (z) ｝ と変形し、一方の未知数Ｐ(z) を消去すると、二つの未
知数のうちの―つ未知数Ｂ(z) が 〔式４０〕Ｂ(z) ＝｛Ｓ₁ (z) −Ｓ₂ (z) ｝／〔Ａ₂ (z) ｛１−Ｓ₁ (z) ｝−Ａ ₁ (z) ｛１−Ｓ₂ (z) ｝〕 として得られる。

【００９０】同様に、同じ〔式３６〕と〔式３７〕とか
ら残る未知数のＰ(z) についても解くことができる。即
ち、未知の伝達関数Ｂ(z) について 〔式４１〕 Ｂ(z) ＝｛Ｓ₁ (z) −Ｐ(z) ｝／〔Ａ₁ (z) ｛Ｐ(z) −１｝ 〔式４２〕 Ｂ(z) ＝｛Ｓ₂ (z) −Ｐ(z) ｝／〔Ａ₂ (z) ｛Ｐ(z) −１｝ と整理した後に両者を等しいとおいて、 〔式４３〕 Ｐ(z) ＝｛Ｓ₂ (z) Ａ₁ (z) −Ｓ₁ (z) Ａ₂ (z) ｝／｛Ａ₁ (z) − Ａ₂ (z) ｝ が得られる。

【００９１】ここで、〔式４０〕のように分数として得
られる音響帰還系の伝達関数Ｂ(z)を、〔式３０〕のよ
うに分数を含まない式で表し、〔式４３〕により得られ
る騒音の生成過程をＰ＾(z) と表せば、騒音ｗ_j が最適
に消音される〔式３３〕による騒音制御フィルタＡ＾
(z) は、以下の〔式４４〕により表される。

【００９２】 〔式４４〕 Ａ＾(z) ＝（１／ｂ₀ ）・Ｐ＾(z) ／〔｛１＋Ｂ₁ ^* (z) ｝｛１− Ｐ＾(z) ｝〕＝（１／ｂ₀ ）・Ｐ＾(z) ／〔１−Ｐ＾(z) ＋Ｂ₁ ^* (z) ｛１−Ｐ ＾(z) ｝〕

【００９３】従って、帰還制御フィルタ２１０を設け
ず、マイクロホン２０１の出力を直接騒音制御フィルタ
２２０に入力するフィードバック型能動騒音制御装置の
基本構成における騒音制御フィルタ２２０は、上記〔式
４４〕から図１３に示すように構成される。

【００９４】このように〔式３１〕又は〔式４４〕とし
て、騒音制御フィルタ２２０が一度構成されると、この
後はその騒音制御フィルタ２２０を非巡回型として構成
することもできる。即ち、〔式３１〕又は〔式４４〕を
オフラインで構成してインパルス応答を求めれば、その
インパルス応答は〔式３１〕又は〔式４４〕を構成する
非巡回型フィルタの係数として与えられる。

【００９５】このとき、騒音制御フィルタ２２０を非巡
回型として構成するのに必要なタップ数が明らかとなる
ので、以後は〔式２７〕にシステム同定の技法を適用し
て非巡回型の騒音制御フィルタ２２０の係数を更新する
ことができる。

【００９６】当然ながら、帰還制御フィルタ２１０を省
略した構成では、該帰還制御フィルタ２１０の係数を更
新する必要はない。従って、この構成で一度、騒音制御
フィルタが非巡回型フィルタで構成されると、その後の
騒音制御フィルタ２２０の係数は、〔式４０〕と〔式４
３〕を〔式３３〕に代入することによって得られる伝達
関数 〔式４５〕 Ａ(z) ＝Ｐ(z) ／〔Ｂ(z) ｛１−Ｐ(z) ｝〕＝｛Ｓ₁ (z) Ａ₂ (z) −Ｓ₂ (z) Ａ₁ (z) ｝／｛Ｓ₁ (z) −Ｓ₂ (z) ｝ を構成する係数として得られる。

【００９７】このとき、〔式４５〕から分かるように、
騒音ｗ_j が最適に消音される騒音制御フィルタの係数
は、実際に音響帰還系Ｂ(z) と騒音生成過程Ｐ(z) の推
定を必要とせず、〔式４５〕から直接システム同定系を
構成して更新することができる。

【００９８】即ち、騒音制御フィルタに二組の係数を与
えて構成した騒音制御フィルタとその騒音制御フィルタ
に対応して得られた二つの該逆フィルタとを組み合わ
せ、該システム同定回路を構成して該騒音制御フィルタ
の係数を該システム同定回路の適応フィルタの係数とし
て更新することができる。

【００９９】また、〔式２８〕又は〔式４５〕のいずれ
かにシステム同定の技法を適用して騒音制御フィルタ２
２０の係数を推定した後、次の更新に際して、騒音制御
フィルタ２２０と逆フィルタのタップ数を増やして同様
の更新処理を実行し、マイクロホン２０ｌの出力の減少
が飽和した時点でタップ数の増加を停止する構成とする
こともできる。この場合、インパルス応答による算定は
不要となる。

【０１００】次に、騒音制御フィルタ２２０の出力から
音響帰還系を経てマイクロホンに達するまでの遅延が無
視できないほどの高い周波数成分までも消音の対象とし
て含める場合について説明する。

【０１０１】このとき、音響帰還系の伝達関数Ｂ(z)
は、 〔式４６〕 Ｂ(z) ＝ｂ_n ｚ^-n＋ｂ_{n +1}ｚ^-(n+1)＋・・・＋ｂ_I ｚ^-I＝ｂ_n ｚ^-n ｛ｌ＋Ｂ_n+1 (z) ｝ と表すことができる。ここで、ｚ^-nは騒音制御フィルタ
２２０の出力から、音響帰還系を経てマイクロホン２０
１に達するまでの最小遅延がｎ標本化周期であることを
表している。

【０１０２】従って、この音響帰還系が、 〔式４７〕 Ｂ^* (z) ＝ｂ_n ^* ｚ^-n｛ｌ＋Ｂ_n+1 ^* (z) ｝ と推定されたとした場合、騒音ｗ_j を最適に消音する騒
音制御フィルタ２２０には〔式２４〕から 〔式４８〕 Ａ＾(z) ＝（１／ｂ^* _n ）・Ｐ＾(z) ／〔ｚ^-n｛１＋Ｂ_n+1 ^* (z) ｝＝（ｚⁿ ／ｂ^* _n ）・Ｐ＾(z) ／｛１＋Ｂ_n+1 ^* (z) ｝ のように因果性を破る伝達関数を構成することが求めら
れることになる。

【０１０３】ここで、進み要素であるｚⁿ を現実に構成
することは不可能である。この場合、消音可能となる成
分は、Ｐ(z) をｎ標本化周期未満の遅延要素からなるＰ
₁ (z) と、それ以上の遅延要素からなるｚ^-nＰ₂ (z) に
分けて、 〔式４９〕 Ｐ(z) ＝Ｐ₁ (z) ＋ｚ^-nＰ₂ (z) と表したときの第２項だけとなる。

【０１０４】このｎ標本化周期以上の遅延要素Ｐ₂ (z)
を用い、〔式２１〕から推定されたＰ＾(z) のうちから
ｎ標本化周期以上の遅延要素をＰ₂ ＾(z) と表せば、騒
音ｗ _j を最適に消音する騒音制御フィルタ２２０の伝達
関数は、〔式４７〕と〔式４９〕とから取り出したＰ₂
＾(z) とｂ^* _n 、Ｂ_n+1 ^* (z) を用いて 〔式５０〕 Ａ^* (z) ＝（１／ｂ^* _n ）・Ｐ₂ ＾(z) ／｛１＋Ｂ_n+1 ^* (z) ｝ と構成される。

【０１０５】この〔式５０〕は、騒音制御フィルタ２２
０を図１４のように構成することができることを示し、
また、騒音ｗ_j が最適に消音されることを表している。
即ち、騒音制御フィルタ２２０を構成する騒音生成過程
を、音響帰還系の最小遅延未満となる要素を除いて構成
することができる。

【０１０６】ここで、〔式４３〕として推定されるＰ＾
(z) から得られるｎ標本化周期以上の遅延要素からなる
伝達関数Ｐ₂ ＾(z) と、〔式４０〕として推定された音
響帰還系の伝達関数Ｂ^* (z) から、ｚ^-nを除いてｂ^* _n
｛ｌ＋Ｂ_n+1 ^* (z) ｝を取り出し、 〔式５１〕 Ａ^* (z) ＝Ｐ₂ ＾(z) ／〔ｂ^* _n ｛ｌ−Ｐ＾(z) −Ｂ_n+1 ^* (z) Ｐ ＾(z) ＋Ｂ_n+1 ^* (z) ｝〕 として図１３に示すフィルタを構成すれば、制御対象騒
音ｗ_j を最適に消音する騒音制御フィルタ２２０が得ら
れる。

【０１０７】即ち、騒音制御フィルタ２２０を構成する
要素に音響帰還系の最小遅延で補正した騒音生成過程を
記述する伝達関数を追加して騒音制御フィルタ２２０と
することができる。

【０１０８】また、スピーカ２０２がマイクロホン２０
１から遠い場合でも、騒音が完全な周期音でｗ_j ＝ｗ
_j-n となるときは、近い場合と同様に遅延がないものと
して扱うことができる。

【０１０９】また、ｗ_j ＝ｗ_j-k でｋ＞ｎの場合は、ｚ
^-(k-n)を騒音制御フィルタ２２０の入力又は出力に挿入
することにより、近い場合と同様の取り扱いができるよ
うになる。即ち、騒音が周期音である場合で、音響帰還
系の遅延が騒音周期によって相殺されるときは、上記最
小遅延による補正を行わないこととすることができる。

【０１１０】実際には、騒音制御フィルタ２２０の伝達
関数Ａ(z) は、フィルタの係数として求められなければ
ならない。以下に、本発明を実際の機器に適用したとき
の騒音制御フィルタ２２０の係数を算定する手順を、帰
還制御フィルタ２１０がなくて音響帰還系の遅延が大き
い場合を例にして具体的に説明する。

【０１１１】まず、電源投入直後において、騒音制御フ
ィルタ２２０の係数はまだ算定されていない。騒音制御
フィルタ２２０の係数は、スピーカ２０２から合成騒音
が送出され、一巡閉路が構成されて初めて算定される。

【０１１２】しかし、係数を設定すれば一巡閉路が構成
され、ハウリングが発生する危険が直ちに生じる。その
ために、騒音制御フィルタ２２０の係数の選定は、ハウ
リングが発生しないように慎重に行う必要がある。更
に、騒音制御フィルタ２２０の構造は、本発明による係
数更新が適用される前は確定することができないので、
初めはその構造を非巡回型とする。

【０１１３】図１５は本発明による騒音制御フィルタの
係数の更新手順のフローチャートである。ここで設定さ
れる初期の非巡回型騒音制御フィルタ２２０の係数ベク
トルＡ₁ とＡ₂ は独立した二つの条件式を構成する必要
があることから、例えば 〔式５２〕 Ａ₁ ＝［ａ ０ ・・・ ０］^T 〔式５３〕 Ａ₂ ＝［０ ０ ・・・ ａ］^T とし、その定数ａとしてハウリングが発生しない程度の
小さな値を与えることとする（フロー１５−１，１５−
３参照）。

【０１１４】次に、この二つの係数ベクトルＡ₁ とＡ₂
について、対応する逆フィルタ構成回路の非巡回型フィ
ルタ２６１の係数Ｓ₁ とＳ₂ を順に計算する（フロー１
５−２，１５−４参照）。

【０１１５】これで、必要な条件式が得られるので、こ
のＡ₁ 、Ａ₂ 、Ｓ₁ 、Ｓ₂ を〔式４０〕と〔式４３〕に
適用して、音響帰還系の伝達関数Ｂ^* (z) と騒音の生成
過程Ｐ＾(z) を構成する係数ベクトル 〔式５４〕 Ｂ^* ＝［Ｂ^* (1) Ｂ^* (2) ・・・ Ｂ^* (N) ］^T 〔式５５〕 Ｐ＾＝［Ｐ＾(1) Ｐ＾(2) ・・・ Ｐ＾(N) ］^T をシステム同定系の技法を用いて算定する（フロー１５
−５参照）。

【０１１６】ここで、Ｂ^* (z) とＰ＾(z) のフィルタは
非巡回型で構成する。次に、この係数ベクトルＢ^* から
音響帰還系の遅延ｚ^-nが分かるので、この係数ベクトル
Ｂ^*から伝達関数ｂ_n ^* ｛１＋Ｂ_n+1 ^* (z) ｝なる伝達
関数Ｂ_n+1 ^* (z) を構成する非巡回型フィルタの係数ベ
クトル 〔式５６〕 Ｂ_n+1 ^* ＝［Ｂ^* _n+1 Ｂ^* _n+2 ・・・ Ｂ^* _N ］^T と、係数ベクトルＰ＾からＰ₂ ＾(z) を構成する非巡回型フィルタの係数 〔式５７〕 Ｐ₂ ＾＝［Ｐ₂ ＾(n) Ｐ₂ ＾(n+1) Ｐ₂ ＾(M) ］^T は容易に 得られる（フロー１５−６参照）。

【０１１７】この結果から図１３に示す構造をもったフ
ィルタを構成し、入力に‘１’を印加してインパルス応
答を求めて、その値が適当に小さくなった次数で打ち切
り、その応答長から騒音制御フィルタ２２０のタップ数
を決定する（フロー１５−７参照）。このとき、そのイ
ンパルス応答は制御対象騒音ｗ_j を最適に消音する騒音
制御フィルタ２２０の係数ベクトルＡ^* となる。

【０１１８】ここで重要なことは、このときに算定され
た係数ベクトルＡ^* は、理想の係数ベクトルＡ_opt に対
して現実には誤差を含むことである。そして、その誤差
は独立性が高く、先に設定した係数ベクトルＡ₂ と新し
く得た係数ベクトルＡ^* との間には独立した推定誤差成
分が残る。

【０１１９】この独立成分を利用すれば、以上の係数更
新を繰り返し適用して該騒音制御フィルタの係数を常時
更新することができる。即ち、先に設定した二つの係数
ベクトルのうちのＡ₂ をＡ₁ とし、それに対応するＳ₂
をＳ₁ と置き換え（フロー１５−８参照）、新しく得た
係数ベクトルＡ^* をＡ₂ として（フロー１５−９参
照）、Ｓ₂ を再度算定して（フロー１５−４参照）、同
様の計算を繰り返せば、騒音制御フィルタ２２０の係数
と音響帰還系の伝達関数、即ち帰還制御フィルタ２１０
の係数は常時更新されることになる。

【０１２０】このことはまた、前回の起動動作中に得ら
れた騒音制御フィルタ２２０の係数をメモリに保持して
おき、そして今回の電源投入に際しては、該メモリに保
持された係数を騒音制御フィルタ２２０及び帰還制御フ
ィルタ２１０の両フィルタに設定する構成によって、よ
り適切な初期値が設定され、更新の収束を高速化するこ
とが可能となる。この保持された係数を利用すると、音
響帰還系及び騒音の特性が比較的定まったシステムの場
合では電源投入時から能動騒音制御による騒音抑制の効
果が得られる。

【０１２１】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、擬
似騒音を合成する騒音制御フィルタの入力信号に対して
逆の特性を与える逆フィルタ構成回路と、該騒音制御フ
ィルタに異なる二組の係数を与える条件式を生成し、騒
音の生成過程を記述する伝達関数が音響帰還系の伝達関
数で割り切れない場合でも、騒音制御フィルタの最適な
係数を算定するシステム同定回路とを備え、騒音制御フ
ィルタの係数を常時更新することにより、音響帰還系の
伝達関数の変化等にも追随して騒音を安定的に相殺する
ことができ、高い消音効果が奏される。

【０１２２】また、本発明は、能動騒音制御中でも、白
色雑音はシステム同定回路にのみ印加し、白色雑音をス
ピーカから送出することなく騒音制御フィルタの係数の
更新を行うため、新たな騒音源を生み出すことなく消音
を行うことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のフィードバック型能動騒音制御装置の
原理説明図である。

【図２】フィードバック型能動騒音制御装置の説明図で
ある。

【図３】帰還制御フィルタの係数を算定するための回路
図である。

【図４】フィードバック型能動騒音制御装置の信号伝達
を示すブロック図である。

【図５】適応予測型能動騒音制御装置の説明図である。

【図６】適応予測型能動騒音制御装置の予測分析部分の
伝達関数のブロック図である。

【図７】線形予測分析による逆フィルタ構成回路を示す
図である。

【図８】音響帰還系と帰還制御フィルタの伝達関数の誤
差Ｄ(z) を算定するシステム同定系の構成図である。

【図９】制御対象騒音を最適に消音する騒音制御フィル
タの係数を算定するシステム同定系の構成図である。

【図１０】帰還制御フィルタを用いるときの騒音制御フ
ィルタの構成を示すブロック図である。

【図１１】フィードバック型能動騒音制御装置の基本構
成を示す図である。

【図１２】フィードバック型能動騒音制御の消音原理の
説明図である。

【図１３】フィードバック型能動騒音制御装置の基本構
成に適用される騒音制御フィルタの構成を示すブロック
図である。

【図１４】音響帰還系の遅延が大きい場合の騒音制御フ
ィルタの構成を示すブロック図である。

【図１５】本発明による騒音制御フィルタの係数の更新
のフローチャートである。

【符号の説明】

１２０ システム同定回路 １２１ 分子を構成する第一のフィルタ １２２ 分母を構成する第二のフィルタ １２３ 適応フィルタ １２４ 減算器 １３１ 音響帰還系の最小遅延で補正した制御対象音の
生成過程を記述する伝達関数と音響帰還系の伝達関数と
を構成要素に含むフィルタ １３２ 補正定数を乗算する乗算器 １３３ 減算器 ２２０ 騒音制御フィルタ ２４０ 白色雑音発生回路 ２６０ 逆フィルタ構成回路

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成１１年３月８日（１９９９．３．８）

【手続補正１】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図１５

【補正方法】追加

【補正内容】

【図１５】

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 消音制御の対象となる騒音と同振幅且つ
   逆位相の擬似騒音を合成する騒音制御フィルタと、該騒
   音制御フィルタにより合成された擬似騒音を出力するス
   ピーカと、該スピーカから送出される擬似騒音及び消音
   制御の対象となる騒音を入力する一つのマイクロホンと
   を備え、該一つのマイクロホンにより騒音制御フィルタ
   に印加する入力信号の採取とその消音制御効果の監視を
   行うフィードバック型能動騒音制御装置において、 該フィードバック型能動騒音制御装置は、前記騒音制御
   フィルタの入力信号に対して逆の特性を与える非巡回型
   フィルタを含む逆フィルタ構成回路と、 前記騒音制御フィルタに異なる二組の係数を与えて前記
   逆フィルタ構成回路の非巡回型フィルタの二つの伝達関
   数を基に得られる二つの条件式から、騒音の生成過程を
   記述する伝達関数の算定式と、前記騒音制御フィルタの
   出力からマイクロホンに至る音響帰還系の伝達関数の算
   定式とを求め、それらの算定式の分子を構成する第一の
   フィルタの出力と、該算定式の分母を構成する第二のフ
   ィルタに縦続接続した適応フィルタの出力との差が最小
   になるように該適応フィルタを更新するシステム同定回
   路とを備え、 前記適応フィルタの係数として得られた前記騒音の生成
   過程を記述する伝達関数と前記音響帰還系の伝達関数に
   対して、該音響帰還系の伝達関数から見出した最小遅延
   を基に補正を行い、該補正した前記騒音の生成過程を記
   述する伝達関数と前記音響帰還系の伝達関数とを基に前
   記騒音制御フィルタを構成したことを特徴とするフィー
   ドバック型能動騒音制御装置。
2. 【請求項２】 請求項１記載のフィードバック型能動騒
   音制御装置において、前記マイクロホンの出力を前記騒
   音制御フィルタに直接入力する構成としたことを特徴と
   するフィードバック型能動騒音制御装置。
3. 【請求項３】 請求項１又は２記載のフィードバック型
   能動騒音制御装置において、前記騒音制御フィルタの伝
   達関数のインパルス応答を算定し、該インパルス応答を
   係数として与えた非巡回型フィルタにより前記騒音制御
   フィルタを構成したことを特徴とするフィードバック型
   能動騒音制御装置。
4. 【請求項４】 請求項３記載のフィードバック型能動騒
   音制御装置において、前記騒音制御フィルタを非巡回型
   フィルタとして構成するのに必要なタップ数を決定した
   後、該タップ数の非巡回型フィルタにより該騒音制御フ
   ィルタを構成したことを特徴とするフィードバック型能
   動騒音制御装置。
5. 【請求項５】 請求項４記載のフィードバック型能動騒
   音制御装置において、前記騒音制御フィルタに二組の係
   数を与えて構成した騒音制御フィルタと該騒音制御フィ
   ルタに対応して得られた二つの逆フィルタ構成回路の非
   巡回型フィルタと適応フィルタとを組み合わせたシステ
   ム同定回路を構成し、該適応フィルタの係数を基に前記
   騒音制御フィルタの係数を更新する構成を有することを
   特徴とするフィードバック型能動騒音制御装置。
6. 【請求項６】 請求項１又は２記載のフィードバック型
   能動騒音制御装置において、前記騒音制御フィルタを非
   巡回型フィルタにより構成し、該騒音制御フィルタの係
   数の更新に際して、該騒音制御フィルタと逆フィルタの
   タップ数を順次増加させ、前記マイクロホンの出力の減
   少が飽和した時点で、該タップ数の増加を停止すること
   を特徴とするフィードバック型能動騒音制御装置。
7. 【請求項７】 請求項１記載のフィードバック型能動騒
   音制御装置において、前記騒音の生成過程を記述する伝
   達関数として、前記音響帰還系の最小遅延未満となる要
   素を除いた伝達関数を用いて、前記騒音制御フィルタを
   構成したことを特徴とするフィードバック型能動騒音制
   御装置。
8. 【請求項８】 請求項２記載のフィードバック型能動騒
   音制御装置において、前記騒音制御フィルタの伝達関数
   を構成する要素に、前記音響帰還系の最小遅延により補
   正した騒音の生成過程を記述する伝達関数を追加して前
   記騒音制御フィルタを構成したことを特徴とするフィー
   ドバック型能動騒音制御装置。
9. 【請求項９】 請求項７又は８記載のフィードバック型
   能動騒音制御装置において、消音制御の対象となる騒音
   が周期音であり、その周期性により前記音響帰還系の遅
   延が相殺される場合は、前記最小遅延による補正を停止
   する構成を有することを特徴とするフィードバック型能
   動騒音制御装置。
10. 【請求項１０】 請求項１記載のフィードバック型能動
    騒音制御装置において、前記騒音制御フィルタに与える
    二組の係数を、該装置起動時に異なるタップに与えて前
    記条件式を生成することを特徴とするフィードバック型
    能動騒音制御装置。
11. 【請求項１１】 請求項１記載のフィードバック型能動
    騒音制御装置において、前記騒音制御フィルタに与える
    二組の係数を、前回の動作時に更新しメモリに保持した
    係数を該装置起動時に読み出して与え、前記条件式を生
    成することを特徴とするフィードバック型能動騒音制御
    装置。