JP2000209776A

JP2000209776A - 直流安定化電源

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Publication number: JP2000209776A
Application number: JP11007027A
Authority: JP
Inventors: Tomohiro Suzuki; 友広鈴木
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1999-01-13
Filing date: 1999-01-13
Publication date: 2000-07-28
Anticipated expiration: 2019-01-13
Also published as: JP3411516B2

Abstract

(57)【要約】【課題】負荷がスタンバイモードの間における、直流
安定化電源の消費電力を削減する。【解決手段】直流安定化電源１において、電流検出回
路１４は、負荷電流Ｉ_Lに基づいて、負荷Ｌがスタンバ
イモードか否かを判定し、ＯＮ／ＯＦＦ回路１３は、指
示回路１６を介して、電流検出回路１４の出力を受け取
り、スタンバイモードの間、出力素子１１の制御回路１
２への電力供給を停止する。ここで、制御回路１２は、
負荷電流Ｉ_Lの変動などを打ち消すように、出力素子１
１を制御するために、高精度で高速な回路によって実現
されており、消費電力が大きい。上記構成では、負荷Ｌ
がスタンバイモードの間、消費電力の大きな制御回路１
２を停止させるのでスタンバイモード時の消費電力が少
ない直流安定化電源１を実現できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、低消費電流動作が
可能な直流安定化電源に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来から、入力や負荷の変動、あるい
は、周囲環境の変化に拘わらず、負荷へ安定した電圧を
供給するために、直流安定化電源が広く使用されてい
る。また、近年では、使用者の要求に柔軟に応えること
ができるように、コンピュータなどのデジタル回路を備
えた機器が広範に普及しており、これらの機器では、直
流安定化電源が不可欠になっている。

【０００３】上記直流安定化電源は、出力を制御する出
力素子が断続するか否かによって、スイッチング型の直
流安定化電源と、リニア型（ドロッパ型）の直流安定化
電源とに大別される。例えば、図６に示すドロッパ型の
直流安定化電源１０１ａは、入出力端子ＩＮ・ＯＵＴ間
に配された出力トランジスタ１１１ａを一種の可変抵抗
として用いるものであって、制御回路１１２ａは、出力
電圧Ｖ_OUTを抵抗Ｒ１０１・Ｒ１０２で分圧して生成さ
れた帰還電圧Ｖ_ADJに基づいて、出力電圧Ｖ_OUTが一定
となるように、出力トランジスタ１１１ａが出力する電
流量を調整する。これにより、入力電圧Ｖ_INや負荷Ｌが
変動したり、周囲環境が変化しても、直流安定化電源１
０１ａは、負荷Ｌへ供給する出力電圧Ｖ_OUTを一定の値
Ｖ_Tに保つことができる。

【０００４】上記構成の直流安定化電源１０１ａは、入
力電圧Ｖ_INをドロッパさせて出力電圧Ｖ_OUTを安定化さ
せているため、ドロップ分が熱として放出される。この
結果、入出力間電圧差が大きいときには、余り効率が良
好とは言えないが、設計が容易であり、発生するノイズ
が少ない。したがって、用途が限定されにくいという利
点を有している。

【０００５】一方、図７に示すスイッチング型の直流安
定化電源１０１ｂは、入力端子ＩＮを介して外部電源Ｅ
から供給された電力を、出力素子１１１ｂによって断続
した後、コイルＬ１０１、ダイオードＤ１０１および出
力コンデンサＣ１０１などで平滑化して負荷Ｌへ供給し
てしており、制御回路１１２ｂは、出力電圧Ｖ_OUTが一
定となるように、出力素子１１１ｂの導通期間と遮断期
間との割合を制御している。

【０００６】上記構成の直流安定化電源１０１ｂは、リ
ニア型の直流安定化電源１０１ａに比べて、設計が難し
く、発生するノイズが多いものの、入出力間電圧差が大
きい場合であっても、変換効率を高い値に保つことがで
き、より寸法を小さくできる。この結果、高効率で小型
な直流安定化電源を実現しやすい。

【０００７】ここで、上記直流安定化電源１０１ａ・１
０１ｂの負荷Ｌとしては、例えば、テレビや携帯電話な
ど、様々な機器が使用されるが、これらの機器の多くで
は、使用者の利便性を向上するために、リモートコント
ローラによる遠隔操作や、時刻表示や時刻に応じた処理
などが可能になっている。当該機器では、本来の機能
（映像の表示や通話など）を使用していない待機中であ
っても、リモートコントローラの受信回路やタイマなど
を常時動作させておく必要がある。一方、待機中、本来
の機能を実現するための回路は、消費電力を削減するた
めに、動作を停止することが望まれる。したがって、多
くの機器は、待機状態になった場合にスタンバイモード
へ移行する機能を備え、例えば、待機状態の間、不要な
回路への電力供給を遮断するなどして、消費電流を抑え
ている。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記構
成の直流安定化電源では、負荷が待機状態にあり、消費
電流が通常時に比べて極めて少ない場合であっても、直
流安定化電源自体が消費する電流を充分に削減できず、
直流安定化電源を有する装置全体の消費電力削減が難し
いという問題を生ずる。

【０００９】具体的には、図６に示す直流安定化電源１
０１ａでは、負荷Ｌの変動などに起因する出力電圧Ｖ
_OUTの変動を抑制するために、制御回路１１２ａの誤差
増幅器１２３は、高精度かつ高速に、基準電圧Ｖ_REFと
帰還電圧Ｖ_ADJとを比較する必要がある。また、ドライ
ブ用トランジスタ１２４や出力トランジスタ１１１ａな
ども、誤差増幅器１２３の出力に応えるために、比較的
高速に動作しなければならない。さらに、制御回路１１
２ａには、過電流保護回路１２５、トランジスタ１２
６、過熱保護回路１２７およびトランジスタ１２８な
ど、過電流や過熱を防止するための回路、あるいは、定
電圧回路１２１や基準電圧回路１２２など、所定の電圧
を生成する回路なども設けられており、これらの回路で
も、電力が消費される。これらの結果、待機中の負荷Ｌ
の消費電力を削減しただけでは、直流安定化電源１０１
ａ自体の電力消費によって、全体の消費電力を充分に削
減できない。

【００１０】同様に、図７に示す直流安定化電源１０１
ｂでは、制御回路１１２ｂの誤差増幅器１３３は、高精
度かつ高速に基準電圧Ｖ_REFと帰還電圧Ｖ_ADJとを比較
する必要がある。さらに、スイッチング型の場合、変換
効率を向上させ、かつ、直流安定化電源１０１ｂを小型
化するために、スイッチング周波数を上昇させる必要が
あるので、発振器１３４の周波数も比較的高く設定され
る。したがって、スイッチング型の場合、ＰＷＭコンパ
レータ１３５、ＮＡＮＤ回路１３６および出力素子１１
１ｂは、リニア型の場合よりも、さらに高速に動作する
必要がある。また、リニア型の場合と同様、過電流保護
回路１３７・過熱保護回路１３８、ＯＲ回路１３９、フ
リップフロップ１４０など、過電流や過熱から保護する
ための回路と、定電圧回路１２１や基準電圧回路１２２
など、所定の電圧を生成する回路とにおいても電力が消
費される。したがって、スイッチング型の場合であって
も、直流安定化電源１０１ｂ自体の電力消費により、全
体の消費電力を充分に削減できない。

【００１１】本発明は、上記の問題点に鑑みてなされた
ものであり、その目的は、負荷が待機状態の間、自らの
消費電力を充分に削減可能な直流安定化電源を提供する
ことにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係る直
流安定化電源は、上記課題を解決するために、負荷へ供
給する電力を制御する電力制御素子と、上記負荷への出
力電圧が安定するように、当該電力制御素子を制御する
制御回路とを有する直流安定化電源において、以下の手
段を講じたことを特徴としている。

【００１３】すなわち、上記電力制御素子は、入出力端
子間に設けられており、上記負荷の状態を監視して、通
常よりも消費電力の少ない待機状態であるか否かを判定
する待機状態検出手段と、上記負荷が待機状態の間、上
記制御回路への電力供給を停止して、上記電力制御素子
を遮断させる電力供給停止手段とを備えている。

【００１４】上記構成において、例えば、負荷への電流
や負荷からの信号などに基づいて、待機状態検出手段
が、負荷の待機状態への移行を検出すると、電力供給停
止手段は、制御回路への電力供給を停止して、電力制御
素子を遮断させる。一方、負荷が待機状態から復帰する
と、待機状態検出手段は、電力供給停止手段へ制御回路
への電力供給再開を指示して、制御回路は、電力制御素
子の制御を開始する。

【００１５】ここで、制御回路は、負荷が通常に動作し
ている場合のように、出力電流が急激に変化した場合で
も、常に安定した出力電圧を供給できるように、高精度
かつ高速な回路で構成されており、待機状態検出手段に
比べれば、比較的多くの電力を消費する。一方、待機状
態検出手段は、負荷の消費電流が少なく、出力電圧が余
り変化しない待機状態において、負荷が待機状態から復
帰したか否かを検出できればよいので、制御回路に比べ
て消費電力の少ない回路で実現できる。この結果、負荷
が待機状態の場合において、直流安定化電源の消費電力
を大幅に低減できる。

【００１６】また、負荷が待機状態の間、入出力端子間
が遮断されるので、制御回路が停止していても、出力電
圧は、入力電圧によって変動せず、略一定に保たれる。
これにより、負荷が待機状態を維持できると共に、復帰
時の遅延時間を短縮できる。さらに、電力制御素子によ
り、入出力端子間が遮断されるので、入出力端子間に遮
断用の部材を特に設ける必要がない。この結果、部材の
数を削減できると共に、負荷が通常に動作している間
に、遮断用の部材による電力損失が発生せず、直流安定
化電源の消費電力を削減できる。

【００１７】一方、請求項２の発明に係る直流安定化電
源は、上記課題を解決するために、負荷へ供給する電力
を制御する電力制御素子と、上記負荷への出力電圧が安
定するように、当該電力制御素子を制御する制御回路と
を有する直流安定化電源において、以下の手段を講じた
ことを特徴としている。

【００１８】すなわち、上記負荷の状態を監視して、通
常よりも消費電力の少ない待機状態であるか否かを判定
する待機状態検出手段と、上記負荷が待機状態の間、入
出力端子間を遮断すると共に、上記制御回路への電力供
給を停止する電力供給停止手段と、上記負荷が待機状態
の場合に出力電圧を監視して、当該出力電圧が予め定め
られたしきい値を下回った場合、上記制御回路への電力
供給を一時的に再開させる電圧監視手段とを備えてい
る。

【００１９】上記構成では、負荷が待機状態の場合、制
御回路が動作を停止し、制御回路よりも消費電力の少な
い待機状態検出手段および電圧監視手段とが動作するの
で、直流安定化電源の消費電力を大幅に低減できる。ま
た、出力電圧がしきい値を下回ると、上記制御回路への
電力供給が一時的に再開され、出力電圧をしきい値以上
に引き上げるので、待機状態の期間が長くなっても、直
流安定化電源は、出力電圧をしきい値以上に保ち続ける
ことができる。

【００２０】さらに、請求項３の発明に係る直流安定化
電源は、請求項２記載の発明の構成において、上記電力
制御素子は、入出力端子間に設けられており、上記電力
供給停止手段は、上記制御回路への電力供給を停止する
ことによって、上記電力制御素子に入出力端子間を遮断
させることを特徴としている。

【００２１】上記構成によれば、電力制御素子により入
出力端子間が遮断されるので、請求項２の効果に加え
て、請求項１と同様、遮断用の部材を設ける場合に比べ
て、部材の数を削減できると共に、負荷が通常に動作し
ている間の消費電力を削減できる。

【００２２】また、請求項４の発明に係る直流安定化電
源は、請求項１、２または３記載の発明の構成におい
て、上記出力電圧を分圧して帰還電圧を生成する分圧手
段を備え、上記制御回路は、上記帰還電圧に基づいて、
上記電力制御素子が負荷へ供給する電力を制御すると共
に、上記制御回路への電力供給が停止している場合に、
上記分圧手段と上記負荷とを切り離す遮断手段が設けら
れていることを特徴としている。

【００２３】上記構成では、負荷が待機状態の場合、分
圧手段と負荷とが遮断されるので、分圧手段を流れる電
流に起因する出力電圧の低下を防止できる。また、制御
回路へ電力が供給されている間は、分圧手段が接続され
るので、制御回路は、何ら支障なく、電力制御素子を制
御できる。

【００２４】なお、制御回路は、出力電圧自体ではな
く、出力電圧に連動して動作する帰還電圧に基づいて、
負荷へ供給する電力を制御しているので、帰還電圧と比
較する基準電圧が一定であっても、分圧比を異なる値に
設定することによって、出力電圧を互いに異なる値に保
つことができる。この結果、互いに異なる出力電圧を供
給する場合であっても、同一種類の制御回路を使用で
き、制御回路の汎用性を向上できる。

【００２５】さらに、請求項５の発明に係る直流安定化
電源は、請求項１、２、３または４記載の発明の構成に
おいて、上記待機状態検出手段は、上記直流安定化電源
の出力から供給された電力によって動作することを特徴
としている。

【００２６】上記構成によれば、待機状態検出手段は、
直流安定化電源の出力から供給された電力で動作するの
で、制御回路を停止させている間、待機状態検出手段が
負荷の復帰を検出するための電源が不要になる。なお、
待機状態の負荷および上記待機状態検出手段の消費電力
が極めて少ないので、出力から電力を供給しても、何ら
支障なく、出力電圧を略一定に維持できる。これによ
り、別に電源を用意する場合に比べて、直流安定化電源
の回路構成を簡略化できると共に、当該電源で消費する
電力の分だけ、直流安定化電源の消費電力を削減でき
る。

【００２７】また、請求項６の発明に係る直流安定化電
源は、請求項１、２、３、４または５記載の発明の構成
において、上記制御回路は、上記電力制御素子が負荷へ
供給する電流量を制御することを特徴としている。

【００２８】上記構成によれば、直流安定化電源がリニ
ア型の直流安定化電源として動作するので、スイッチン
グ型に比べて、設計が容易で、ノイズの発生量が少ない
直流安定化電源を実現できる。

【００２９】一方、請求項７の発明に係る直流安定化電
源は、請求項１、２、３、４または５記載の直流安定化
電源において、上記制御回路は、上記電力制御素子をス
イッチングして、負荷へ供給する電力を制御することを
特徴としている。

【００３０】上記構成によれば、直流安定化電源がスイ
ッチング型の直流安定化電源として動作するので、入力
電圧と出力電圧との差が大きい場合であっても、小型か
つ高効率の直流安定化電源を実現できる。

【００３１】

【発明の実施の形態】〔第１の実施形態〕本発明の一実
施形態について図１に基づいて説明すると以下の通りで
ある。すなわち、本実施形態に係る直流安定化電源１
は、例えば、スタンバイモードを有する機器など、通常
時よりも消費電力が極めて少ない期間を有する負荷Ｌ
へ、電力を供給する際に好適に使用される電源であっ
て、例えば、入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間に配
された出力素子（電力制御素子）１１と、出力端子ＯＵ
Ｔの電圧Ｖ_OUTに基づいて、出力電圧Ｖ_OUTが一定にな
るように、当該出力素子１１を通過する電流量、あるい
は、当該出力素子１１の導通期間と遮断期間との割合な
どを制御する制御回路１２とを備えている。

【００３２】上記制御回路１２は、例えば、負荷Ｌの消
費電流の増大などによって、出力電圧Ｖ_OUTが所定の値
Ｖ_Tよりも低下しようとすると、例えば、出力素子１１
の出力電流を増加させたり、導通期間の割合を長くする
などして、出力電圧Ｖ_OUTの低下を抑制する。一方、出
力電圧Ｖ_OUTが増加しようとすると、出力電流を減少さ
せたり、導通期間の割合を短くするなどして、出力電圧
Ｖ_OUTの増加を抑制する。

【００３３】また、出力電圧Ｖ_OUTの変動を抑制するた
めに、上記出力端子ＯＵＴは、出力コンデンサＣ１を介
して接地されている。この出力コンデンサＣ１の容量
は、負荷電流Ｉ_Lの変動などに起因する出力電圧Ｖ_OUT
の変動が、出力素子１１から出力される電流によって打
ち消されるまでの間に、出力電圧Ｖ_OUTが所定の許容範
囲を越えて変動しないように、充分大きな値に設定され
ている。

【００３４】これにより、直流安定化電源１は、外部電
源Ｅから入力端子ＩＮへ印加される電圧Ｖ_INや、負荷Ｌ
の消費電流、あるいは、周囲温度などが変化しても、常
に安定した出力電圧Ｖ_OUTを負荷Ｌへ供給し続けること
ができる。

【００３５】ここで、上記直流安定化電源１には、制御
回路１２の電力供給のＯＮ／ＯＦＦを制御するＯＮ／Ｏ
ＦＦ回路（電力供給停止手段）１３が設けられており、
上記出力素子１１および制御回路１２は、制御回路１２
への電力供給が停止した際に、出力素子１１が入出力端
子ＩＮ・ＯＵＴ間を遮断するように構成されている。

【００３６】さらに、本実施形態に係る直流安定化電源
１は、出力端子ＯＵＴから負荷Ｌへ供給される負荷電流
Ｉ_Lが所定のしきい値Ｉ₁以下であるか否かを判定する
電流検出回路（待機状態検出手段）１４と、上記出力端
子ＯＵＴの電圧Ｖ_OUTが所定のしきい値Ｖ₁以下である
か否かを判定する電圧検出回路（電圧監視手段）１５
と、Ｉ_L＜Ｉ₁、かつ、Ｖ_OUT≧Ｖ₁の場合に、上記Ｏ
Ｎ／ＯＦＦ回路１３へ電力供給の停止を指示する指示回
路１６とを備えている。これらの各回路１４〜１６は、
入力端子ＩＮ側、あるいは、後述するように、出力端子
ＯＵＴ側から電力が供給されており、直流安定化電源１
が動作している間、常時動作し続けている。

【００３７】なお、図１では、一例として、電流検出回
路１４がＩ_L≧Ｉ₁の場合に「Ｈ」レベルを出力し、電
圧検出回路１５がＶ_OUT≧Ｖ₁の場合に「Ｌ」レベルを
出力すると共に、ＯＮ／ＯＦＦ回路１３は、入力が
「Ｈ」レベルの場合に電力供給するように構成されてい
る場合を例示しているため、上記指示回路１６は、ＯＲ
回路１６ａで実現されているが、これに限るものではな
く、Ｉ_L＜Ｉ₁、かつ、Ｖ_OUT≧Ｖ₁の場合に、電力供
給の停止を指示できれば、同様の効果が得られる。

【００３８】上記構成において、負荷Ｌが動作している
間、上記しきい値Ｉ₁以上の負荷電流Ｉ_Lが負荷Ｌへ流
れている。この結果、指示回路１６は、負荷Ｌが通常モ
ードであると判定し、ＯＮ／ＯＦＦ回路１３へ電力供給
を指示している。

【００３９】この状態では、制御回路１２が出力素子１
１を制御して、出力電圧Ｖ_OUTを安定化させる。これに
より、直流安定化電源１は、入力端子ＩＮに印加される
入力電圧Ｖ_INに拘わらず、所定の値Ｖ_Tの出力電圧Ｖ
_OUTを生成して、負荷Ｌへ供給できる。

【００４０】一方、負荷Ｌがスタンバイモードに移行す
ると、負荷電流Ｉ_Lが減少する。この場合、電流検出回
路１４によって、負荷電流Ｉ_Lがしきい値Ｉ₁を下回っ
たことが検出され、指示回路１６は、電流検出回路１４
の出力に基づいて、ＯＮ／ＯＦＦ回路１３へ制御回路１
２への電力供給の停止を指示する。

【００４１】ここで、制御回路１２および出力素子１１
は、制御回路１２への電力供給が停止された場合、出力
素子１１を遮断するように構成されている。したがっ
て、負荷Ｌへの電力は、出力コンデンサＣ１により供給
される。この負荷Ｌへの電力供給によって、出力コンデ
ンサＣ１に蓄えられた電荷が放出されると、出力電圧Ｖ
_OUTは低下するが、負荷Ｌは、スタンバイモードなの
で、負荷電流Ｉ_Lが極めて少ない値に保たれている。し
たがって、出力電圧Ｖ_OUTの低下速度は、負荷Ｌが通常
に動作している場合に制御回路１２が動作を停止した場
合よりも大幅に遅くなっている。

【００４２】時間が経過して、出力電圧Ｖ_OUTがしきい
値Ｖ₁を下回ると、電圧検出回路１５は、指示回路１６
へ出力電圧Ｖ_OUTが低下したことを通知する。これに基
づき、指示回路１６は、ＯＮ／ＯＦＦ回路１３へ電力供
給を指示して、制御回路１２が動作を開始する。これに
より、出力素子１１が導通して、出力電圧Ｖ_OUTが所定
の値Ｖ_Tになるように、出力コンデンサＣ１を充電す
る。

【００４３】この状態では、出力電圧Ｖ_OUTがしきい値
Ｖ₁を下回っているため、制御回路１２は、出力素子１
１が出力する電力が、出力電圧Ｖ_OUTが所定の値Ｖ_Tに
近い場合よりも多くなるように制御する。この結果、出
力コンデンサＣ１へには、急速に電荷が蓄積され、出力
電圧Ｖ_OUTが増大する。さらに、出力電圧Ｖ_OUTが増大
して、電圧検出回路１５が出力電圧Ｖ_OUTの不足を検出
しなくなると、指示回路１６は、ＯＮ／ＯＦＦ回路１３
へ指示して、制御回路１２への電力供給を停止させる。

【００４４】負荷Ｌがスタンバイモードの間は、上述の
制御回路１２の動作／動作停止、および、それに伴う出
力コンデンサＣ１の充放電は、周期的に繰り返され、出
力電圧Ｖ_OUTは、所定の値Ｖ_Tからしきい値Ｖ₁までの
範囲に保たれる。

【００４５】一方、負荷Ｌが通常動作へ復帰すると、負
荷電流Ｉ_Lが増加して、電流検出回路１４がＩ_L≧Ｉ₁
を検出し続ける。この結果、指示回路１６は、電圧検出
回路１５の判定に拘わらず、ＯＮ／ＯＦＦ回路１３へ電
力供給を指示する。これにより、直流安定化電源１は、
周囲環境の変化や負荷Ｌの変動があっても、出力電圧Ｖ
_OUTを安定化させることができる。

【００４６】ここで、負荷Ｌがスタンバイモードの間、
負荷電流Ｉ_Lが極めて少なく、負荷Ｌの変動に起因する
出力電圧Ｖ_OUTの変動は発生しない。したがって、制御
回路１２のように、出力電圧Ｖ_OUTの変動に、高精度か
つ高速に追従する回路の代わりに、電流検出回路１４や
電圧検出回路１５のように、比較的低い精度でかつ低速
な回路で、出力電圧Ｖ_OUTを検出すれば、出力電圧Ｖ
_OUTを所定の範囲（Ｖ_TからＶ₁までの範囲）に保つこ
とができる。この結果、スタンバイモード中の負荷Ｌ
へ、許容範囲内の出力電圧Ｖ_OUTを供給できると共に、
スタンバイモードから通常動作へ復帰する際、出力コン
デンサＣ１を充電する必要がないので、復帰に要する時
間を短縮できる。

【００４７】また、出力電圧Ｖ_OUTがしきい値Ｖ₁を下
回った時点で出力素子１１が出力コンデンサＣ１へ電荷
を充電する速度は、制御回路１２が停止している間に出
力コンデンサＣ１から電荷が放出される速度、すなわ
ち、スタンバイモード時における負荷電流Ｉ_Lよりも十
分大きく設定されている。したがって、スタンバイモー
ドの間は、制御回路１２が動作する期間よりも、動作停
止する期間の方が長くなっている。この結果、制御回路
１２を常時動作させる場合に比べて、直流安定化電源１
の消費電力を大幅に削減できる。

【００４８】さらに、電流検出回路１４ないし指示回路
１６を設けない場合と比較すると、これらの回路１４〜
１６の分だけ、直流安定化電源１の消費電力が増大する
が、上述したように、これらの回路１４〜１６は、制御
回路１２に比べて、低精度で低速な回路、すなわち、消
費電力が少ない回路で実現できる。また、電流検出回路
１４や電圧検出回路１５は、大小のみを判定しているの
で、多段階あるいは連続量の検出を必要とする制御回路
１２よりも回路構成を簡略化できる。これらの結果、制
御回路１２が常時動作する場合に比べて、スタンバイモ
ード時の消費電力が少ない直流安定化電源１を提供でき
る。

【００４９】なお、本実施形態では、電流検出回路１４
が負荷電流Ｉ_Lに基づいて、負荷Ｌがスタンバイモード
であるか否かを判定しているが、これに限るものではな
い。待機状態検出手段として、負荷Ｌからの信号に基づ
いて、スタンバイモードか否かを判定する手段を設けて
もよい。ただし、本実施形態のように、負荷電流Ｉ_Lに
基づいて判定すれば、負荷Ｌから特に信号を受け取る必
要がなく、当然ながら、当該信号を受け取るための端子
も不要である。この結果、より多くの負荷Ｌに対応でき
ると共に、端子数を削減できる。

【００５０】また、本実施形態では、スタンバイモード
と通常モードとを切り換える機能を負荷Ｌが有している
場合について説明したが、これに限るものではない。上
記直流安定化電源１は、負荷電流Ｉ_Lに基づいて、制御
回路１２へ電力を供給するか否かを判定しているので、
例えば、ＣＭＯＳ構造のデジタル集積回路など、通常動
作時と待機時とで、消費電力が大きく異なる負荷であれ
ば、モード切り換え機能の有無に拘わらず、同様の効果
が得られる。

【００５１】〔第２の実施形態〕以下では、上記直流安
定化電源１の具体例として、リニアレギュレータ（ドロ
ッパ方式のレギュレータ）について、図２に基づき説明
する。なお、第１の実施形態と同じ機能を有する部材に
は、同じ参照符号を付して説明を省略する。

【００５２】具体的には、本実施形態に係る直流安定化
電源１ａは、シリーズ型のレギュレータであり、出力素
子１１として、ＰＮＰ型の出力トランジスタ１１ａが設
けられている。一方、制御回路１２ａは、制御回路１２
ａの電源となる定電圧回路２１と、基準電圧Ｖ_REFを生
成する基準電圧回路２２と、出力電圧Ｖ_OUTを抵抗Ｒ１
およびＲ２（分圧手段）により分圧して生成した帰還電
圧Ｖ_ADJと当該基準電圧Ｖ_REFとの差分を増幅する誤差
増幅器２３と、ベースに接続された誤差増幅器２３の出
力に基づいて、出力トランジスタ１１ａのベース電流を
制御するＮＰＮ型のドライブ用トランジスタ２４とを備
えている。

【００５３】ここで、上記抵抗Ｒ１およびＲ２の抵抗値
は、出力電圧Ｖ_OUTの所望の値Ｖ_Tに合わせて、より詳
細には、Ｖ_T・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）が基準電圧Ｖ_REF
と一致するように設定されている。これにより、例え
ば、負荷Ｌの消費電力が増大するなどして、出力電圧Ｖ
_OUTが所望の値Ｖ_Tを下回ろうとすると、誤差増幅器２
３の出力が大きくなり、ドライブ用トランジスタ２４の
コレクタ電流、すなわち、出力トランジスタ１１ａのベ
ース電流を増大させる。したがって、出力トランジスタ
１１ａのコレクタ電流が増大して、出力電圧Ｖ_OUTを増
加させる。これとは逆に、出力電圧Ｖ_OUTが所望の値Ｖ
_Tを上回ろうとすると、出力トランジスタ１１ａのコレ
クタ電流が減少して、出力電圧Ｖ_OUTを減少させる。こ
れらの結果、直流安定化電源１ａは、負荷Ｌへ安定した
出力電圧Ｖ_OUTを供給できる。

【００５４】また、上記直流安定化電源１ａには、過電
流を防止するための部材として、ドライブ用トランジス
タ２４のエミッタ電流を監視して、出力トランジスタ１
１ａの過電流を検出する過電流保護回路２５と、ドライ
ブ用トランジスタ２４のベースにコレクタが接続された
ＮＰＮ型のトランジスタ２６とが設けられている。これ
により、ドライブ用トランジスタ２４のエミッタ電流が
大きくなると、過電流保護回路２５がトランジスタ２６
を導通させて、ドライブ用トランジスタ２４のベース電
流を制限する。この結果、出力トランジスタ１１ａのベ
ース電流が制限され、出力トランジスタ１１ａが過電流
から保護される。

【００５５】同様に、過熱を防止するための部材とし
て、過熱を検出する過熱保護回路２７と、ドライブ用ト
ランジスタ２４のベースにコレクタが接続されたＮＰＮ
型のトランジスタ２８とが設けられている。これによ
り、過熱の発生時にも、ドライブ用トランジスタ２４の
ベース電流が制限され、出力トランジスタ１１ａを通過
する電流が抑制される。これにより、出力トランジスタ
１１ａでの発熱が抑えられ、過熱に起因する出力トラン
ジスタ１１ａ、あるいは、周辺回路の破壊を防止でき
る。

【００５６】ここで、本実施形態では、ＯＮ／ＯＦＦ回
路１３として、抵抗１３ａ、１３ｂ、および、ＮＰＮ型
のトランジスタ１３ｃからなり、抵抗１３ａ側に入力電
圧Ｖ_INが印加される直流回路と、上記両抵抗１３ａ・１
３ｂの接続点にベースが接続され、入力端子ＩＮと上記
定電圧回路２１との間に配されたＰＮＰ型のトランジス
タ１３ｄと、上記トランジスタ１３ｃの両端に並列に設
けられたコンデンサ１３ｅとが設けられている。上記ト
ランジスタ１３ｃのベースには、ＯＲ回路１６ａが接続
されており、ＯＲ回路１６ａが「Ｌ」レベルを出力した
場合、入力端子ＩＮと、制御回路１２ａの定電圧回路２
１とを遮断して、制御回路１２ａへの電力供給を停止さ
せることができる。

【００５７】また、図１に示す電流検出回路１４とし
て、出力素子１１と出力端子ＯＵＴとの間に配された電
流検出用抵抗１４ａと、当該電流検出用抵抗１４ａの両
端電圧が所定のしきい値を越えた場合、「Ｈ」レベルを
出力するコンパレータ１４ｂとが設けられている。さら
に、電圧検出回路１５として、上記しきい値Ｖ₁を出力
する電源１５ａと、出力電圧Ｖ_OUTが当該しきい値Ｖ₁
を下回った場合に、「Ｈ」レベルを出力するヒステリシ
スコンパレータ１５ｂとが設けられている。

【００５８】上記構成によれば、負荷Ｌがスタンバイモ
ードへと移行して、負荷電流Ｉ_Lがしきい値Ｉ₁を下回
ると、電流検出用抵抗１４ａの両端電圧が所定の電圧を
下回り、コンパレータ１４ｂの出力が「Ｌ」レベルへと
変化する。一方、この状態では、出力電圧Ｖ_OUTが所定
の値Ｖ_Tと略同一に保たれているので、電圧検出回路１
５は、「Ｌ」レベルを出力している。この結果、ＯＲ回
路１６ａの出力は、「Ｌ」レベルへと変化して、ＯＮ／
ＯＦＦ回路１３に設けられたトランジスタ１３ｃのベー
ス電圧を低下させる。

【００５９】ＯＮ／ＯＦＦ回路１３において、ベース電
圧が低下して、トランジスタ１３ｃが遮断されると、ト
ランジスタ１３ｄのベース電圧は、入力電圧Ｖ_INまで上
昇する。この結果、トランジスタ１３ｄは、遮断され、
入力電圧Ｖ_INは、定電圧回路２１へ印加されなくなる。

【００６０】これにより、定電圧回路２１は、基準電圧
回路２２、誤差増幅器２３、過電流保護回路２５および
過熱保護回路２７へ電力を供給できなくなり、これらの
回路が動作を停止する。この結果、ドライブ用トランジ
スタ２４は、出力トランジスタ１１ａのベースへ電流を
供給できなくなり、出力トランジスタ１１ａは、遮断さ
れる。

【００６１】この状態では、入出力端子ＩＮ・ＯＵＴ間
が出力トランジスタ１１ａにより遮断されているので、
入力電圧Ｖ_INが変動しても、出力電圧Ｖ_OUTは変動しな
い。また、負荷Ｌへは、出力コンデンサＣ１から電力が
供給されているが、負荷Ｌは、極めて消費電力の少ない
スタンバイモードへ移行しており、負荷電流Ｉ_Lが少な
いので、出力電圧Ｖ_OUTが低下する速度は、負荷Ｌが通
常モード時の場合に比べて、極めて遅くなっている。こ
の結果、制御回路１２ａが動作していないにも拘わら
ず、出力電圧Ｖ_OUTの大幅な変動は発生しない。

【００６２】ここで、出力電圧Ｖ_OUTが緩やかに低下し
て、所定のしきい値Ｖ₁を下回ると、ヒステリシスコン
パレータ１５ｂの出力が「Ｈ」レベルへと変化する。こ
の結果、ＯＲ回路１６ａの出力は、「Ｈ」レベルとな
り、ＯＮ／ＯＦＦ回路１３のトランジスタ１３ｃを導通
させる。この結果、トランジスタ１３ｄが導通して、Ｏ
Ｎ／ＯＦＦ回路１３は、制御回路１２ａへの電力供給を
開始する。

【００６３】この状態では、出力電圧Ｖ_OUTがしきい値
Ｖ₁を下回っているため、制御回路１２ａは、出力トラ
ンジスタ１１ａの出力電流が、出力電圧Ｖ_OUTが所定の
値Ｖ_Tに近い場合よりも多くなるように制御する。この
結果、出力コンデンサＣ１へには、急速に電荷が蓄積さ
れ、出力電圧Ｖ_OUTが増大する。出力電圧Ｖ_OUTが増大
して、電圧検出回路１５の出力が「Ｌ」レベルへ復帰す
ると、ＯＲ回路１６ａの出力は、「Ｌ」レベルに変化し
て、制御回路１２ａへの電力供給が停止される。

【００６４】負荷Ｌがスタンバイモードの間は、上述の
制御回路１２ａの動作／動作停止は、周期的に繰り返さ
れる。ここで、出力コンデンサＣ１へ電荷を充電する速
度、すなわち、出力電圧Ｖ_OUTがしきい値Ｖ₁を下回っ
た時点での出力トランジスタ１１ａの出力電流は、制御
回路１２ａが停止している間に出力コンデンサＣ１から
電荷が放出される速度、すなわち、スタンバイモード時
における負荷電流Ｉ_Lよりも十分大きく設定されてい
る。したがって、スタンバイモードの間は、制御回路１
２ａが動作する期間よりも、動作停止する期間の方が長
くなっている。この結果、制御回路１２ａを常時動作さ
せる場合に比べて、直流安定化電源１ａの消費電力を大
幅に削減できる。

【００６５】なお、ＯＮ／ＯＦＦ回路１３ないし指示回
路１６は、制御回路１２ａが動作を停止している間も動
作しているが、上述したように、トランジスタや抵抗、
論理回路、あるいは、大または小を判定するコンパレー
タなどから構成されており、制御回路１２ａを構成する
部材、すなわち、高精度で高速な誤差増幅器２３などに
比べて、簡単な回路で実現できる。また、スタンバイモ
ード時には、出力電圧Ｖ_OUTが緩やかに変化するので、
比較的低速な回路で構成しても何ら支障がない。この結
果、ＯＮ／ＯＦＦ回路１３ないし指示回路１６の消費電
力は、制御回路１２ａの消費電力よりも極めて小さい値
に保たれている。したがって、直流安定化電源１ａ全体
で見ると、消費電力は、大幅に削減されている。

【００６６】また、本実施形態に係る電圧検出回路１５
では、コンパレータとして、ヒステリシスコンパレータ
１５ｂが使用されているため、出力電圧Ｖ_OUTがしきい
値Ｖ₁を下回った後、出力電圧Ｖ_OUTがしきい値Ｖ₁に
まで増加しても、ヒステリシスコンパレータ１５ｂの出
力は、「Ｌ」レベルへ反転せず、出力電圧Ｖ_OUTが、所
定の量だけ、しきい値Ｖ₁を上回った時点で反転する。
これにより、直流安定化電源１は、出力コンデンサＣ１
へ十分に電荷を蓄積できるので、スタンバイモード時に
おける、制御回路１２ａの動作／動作停止の周期を延長
できる。

【００６７】一方、負荷Ｌがスタンバイモードから通常
モードへ移行すると、電流検出回路１４は、負荷電流Ｉ
_Lに基づいて、当該移行を検出して、出力を「Ｈ」レベ
ルへと変化させる。これにより、ＯＲ回路１６ａの出力
は、電圧検出回路１５の出力に拘わらず、「Ｈ」レベル
となり、ＯＮ／ＯＦＦ回路１３は、制御回路１２ａへの
電力供給を再開する。

【００６８】〔第３の実施形態〕以下では、上記直流安
定化電源１の具体例として、スイッチングレギュレータ
について、図３に基づき説明する。なお、第１の実施形
態と同じ機能を有する部材には、同じ参照符号を付して
説明を省略する。

【００６９】具体的には、本実施形態に係る直流安定化
電源１ｂは、降圧型のスイッチングレギュレータであっ
て、出力素子１１として、互いにダーリントン接続され
たＮＰＮ型の出力トランジスタ１１ｂおよびＰＮＰ型の
出力トランジスタ１１ｃを備えている。また、断続され
る出力素子１１の出力電流を平滑化するために、出力電
圧Ｖ_OUTが印加される出力コンデンサＣ１の一端と、出
力素子１１との間には、コイルＬ１が設けられている。
さらに、コイルＬ１と出力素子１１との接続点は、極性
が負荷電流Ｉ_Lを維持する方向に設定されたダイオード
Ｄ１を介して接地されている。これにより、出力素子１
１が導通している間は、入力端子ＩＮから、出力素子１
１、コイルＬ１へと電流が流れ、コイルＬ１にエネルギ
が蓄えられると共に、負荷Ｌへ負荷電流Ｉ_Lを供給す
る。一方、出力素子１１が遮断されている間は、コイル
Ｌ１に蓄えられていたエネルギが、ダイオードＤ１を介
して放出される。

【００７０】また、制御回路１２ｂとして、制御回路１
２ｂ全体の電源となり、所定の電圧を供給する定電圧回
路３１と、所定の基準電圧Ｖ_REFを生成する基準電圧回
路３２と、出力電圧Ｖ_OUTを抵抗Ｒ１・Ｒ２で分圧して
生成した基準電圧Ｖ_REFと当該基準電圧Ｖ_REFとの差分
を増幅して、両者の差に応じたレベルの誤差電圧Ｖ_ERR
を出力する誤差増幅器３３と、直流安定化電源１ｂのス
イッチング周期に応じた周期の三角波を生成する発振器
３４と、誤差電圧Ｖ_ERRと発振器３４の出力とのうち、
いずれが大きいかを判定して、発振器３４の発振周波数
で、かつ、誤差増幅器３３の出力レベルに応じた幅のパ
ルス信号を生成するＰＷＭコンパレータ３５と、入力の
１つが当該パルス信号で、出力が上記ＰＮＰトランジス
タ１１ｃのベースに接続されたＮＡＮＤ回路３６とが設
けられている。

【００７１】上記構成によれば、負荷電流Ｉ_Lの増大な
どによって、出力電圧Ｖ_OUTおよび帰還電圧Ｖ_ADJが低
下しようとすると、誤差電圧Ｖ_ERRが上昇して、パルス
信号のパルス幅が増大する。この結果、出力素子１１の
導通期間の割合が長くなり、コイルＬ１などにより平滑
化された後の出力電圧Ｖ_OUTが増大する。これとは逆
に、出力電圧Ｖ_OUTおよび帰還電圧Ｖ_ADJが上昇しよう
とすると、誤差電圧Ｖ_ERRが低下して、パルス信号のパ
ルス幅が減少するので、出力素子１１の導通期間の割合
が短くなり、出力電圧Ｖ_OUTを低下させる。これによ
り、帰還電圧Ｖ_ADJは、基準電圧Ｖ_REFと一致するよう
に制御され、出力電圧Ｖ_OUTは、所定の値Ｖ_Tに保たれ
る。

【００７２】一方、上記制御回路１２ｂには、過電流お
よび過熱を検出するために、過電流保護回路３７および
過熱保護回路３８が設けられており、両者の出力は、Ｏ
Ｒ回路３９を介して、フリップフロップ４０のセット端
子Ｓへ印加される。ここで、フリップフロップ４０のリ
セット端子Ｒは、発振器３４により、スイッチング周波
数でリセットされている。したがって、過電流も過熱も
検出していない場合、フリップフロップ４０の反転出力
Ｑバーは、「Ｈ」レベルに保たれている。ところが、過
電流保護回路３７により過電流が検出され、過電流保護
回路３７の出力が「Ｈ」レベルになると、当該周期の
間、フリップフロップ４０の反転出力Ｑバーは、「Ｌ」
レベルに変化する。この結果、ＮＡＮＤ回路３６の出力
は、ＰＷＭコンパレータ３５の出力に拘わらず、「Ｈ」
レベルとなり、出力素子１１は、遮断状態に保たれる。
過電流が無くなると、過電流保護回路３７の出力が再び
「Ｌ」レベルとなり、通常のパルス制御へと復帰する。
一方、ジャンクション温度が上昇して、過熱保護回路３
８が動作した場合も、過電流保護回路３７が動作した場
合と同様に、出力素子１１が遮断状態に保たれる。

【００７３】また、電力供給が停止された場合、制御回
路１２ｂのＮＡＮＤ回路３６は、出力トランジスタ１１
ｃにベース電流を供給できなくなる。これにより、出力
素子１１は、遮断され続ける。

【００７４】上記構成においても、負荷Ｌがスタンバイ
モードの期間のうち、制御回路１２ｂには、出力電圧Ｖ
_OUTがしきい値Ｖ₁を下回り、出力コンデンサＣ１へ充
電する場合のみ、電力が供給され、大半の期間は、動作
を停止している。さらに、制御回路１２ｂは、高速に動
作し、かつ、高精度な誤差増幅器３３、発振器３４、Ｐ
ＷＭコンパレータ３５などを備えており、上記電流検出
回路１４ないし指示回路１６よりも消費電力が極めて大
きい。この結果、第１の実施形態に係る直流安定化電源
１をスイッチング型のレギュレータに適用した場合であ
っても、第２の実施形態と同様に、スタンバイモード時
の消費電力を大幅に低減できる。

【００７５】〔第４の実施形態〕ところで、上記第１な
いし第３の実施形態では、分圧用の抵抗Ｒ１・Ｒ２が出
力端子ＯＵＴと接地レベルとの間に設けられている。し
たがって、スタンバイモード時において、出力コンデン
サＣ１に蓄積された電荷が、両抵抗Ｒ１・Ｒ２を介して
放出されてしまい、制御回路１２（１２ａ・１２ｂ）の
動作／動作停止の周期が短縮される虞れがある。

【００７６】これに対して、本実施形態に係る直流安定
化電源１ｃは、図４に示すように、出力電圧Ｖ_OUTが印
加される抵抗Ｒ１と出力コンデンサＣ１との間に、ＯＮ
／ＯＦＦ回路１３から電力供給の停止が指示された場合
に遮断される遮断部（遮断手段）１７を備えている。な
お、遮断部１７は、図３に示すスイッチング型の直流安
定化電源１ｂに設けても同様の効果が得られるが、以下
では、図２に示すドロッパ型の直流安定化電源１ａに遮
断部１７を追加した場合について説明する。

【００７７】上記遮断部１７は、ＰＮＰ型のトランジス
タ１７ａから構成されており、トランジスタ１７ａのベ
ースは、ＯＮ／ＯＦＦ回路１３の抵抗１３ａ・１３ｂの
接続点に接続されている。これにより、ＯＲ回路１６ａ
から電力供給の停止が指示さ、ＯＮ／ＯＦＦ回路１３に
おいて、トランジスタ１３ｃが遮断されると、トランジ
スタ１３ｄと同様に、上記トランジスタ１７ａも遮断さ
れる。

【００７８】この状態では、遮断部１７によって、出力
コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１・Ｒ２とが遮断されており、
出力コンデンサＣ１に蓄積された電荷は、抵抗Ｒ１・Ｒ
２を介して放電されなくなる。この結果、スタンバイモ
ードの際、出力コンデンサＣ１から放出される電荷量が
少なくなり、出力コンデンサＣ１へ充電する周期を延長
できる。これにより、より消費電力の少ない直流安定化
電源を実現できる。

【００７９】一方、ＯＮ／ＯＦＦ回路１３が制御回路１
２ａへ電力を供給している間は、上記遮断部１７は、分
圧用の抵抗Ｒ１・Ｒ２が出力端子ＯＵＴに接続され、制
御回路１２ａへ帰還電圧Ｖ_ADJを供給できるので、制御
回路１２ａは、何ら支障なく、出力トランジスタ１１ａ
を制御できる。

【００８０】〔第５の実施形態〕ところで、上記第１な
いし第４の実施形態において、電流検出回路１４ないし
指示回路１６は、スタンバイモード中、動作し続けるこ
とができれば、直流安定化電源１（１ａないし１ｃ）の
入力端子ＩＮ、あるいは、出力端子ＯＵＴなど、いずれ
から電力を供給されてもよい。

【００８１】ただし、入力端子ＩＮから電力を供給する
場合は、入力電圧Ｖ_INが変動するので、定電圧回路など
を設けて、電流検出回路１４ないし指示回路１６へ印加
する電圧を、それぞれの回路の許容範囲内に保つ必要が
ある。この結果、回路規模が大きくなり、消費電力も増
大する虞れがある。

【００８２】これに対して、本実施形態では、図５に示
す直流安定化電源１ｄのように、電流検出回路１４ない
し指示回路１６からなる回路ブロックＢへ、出力端子Ｏ
ＵＴ側から電力が供給される場合について説明する。な
お、本実施形態の構成は、第１ないし第４のいずれの実
施形態にも適用できるが、以下では、説明の便宜上、第
２の実施形態に適用した場合を例にして説明する。

【００８３】上記構成では、回路ブロックＢへ電源電圧
として与えられる出力電圧Ｖ_OUTは、スタンバイモード
中、制御回路１２ａが動作していない期間であっても、
所定の値Ｖ_Tからしきい値Ｖ₁までの範囲に保たれてい
る。したがって、入力側から電力を供給する場合とは異
なり、定電圧回路を設けなくても、各回路１４ないし１
６は、正常に動作できる。この結果、より回路規模が小
さく、より消費電力の小さな直流安定化電源を実現でき
る。

【００８４】なお、上記第１ないし第５の実施形態で
は、スタンバイモード時に、電流検出回路１４にも電力
を供給しているが、これに限らず、電圧検出回路１５お
よび指示回路１６のみに電力を供給してもよい。この場
合、電圧検出回路１５は、特許請求の範囲に記載の待機
状態検出手段としても動作し、負荷電流Ｉ_Lが増加し
て、出力電圧Ｖ_OUTが減少して時点で、通常モードへの
復帰を検出できるため、略同様の効果が得られる。

【００８５】ただし、この場合は、通常モードへの復帰
検出に時間がかかるため、通常モードへ復帰した際にお
ける出力電圧Ｖ_OUTの低下を許容範囲内に抑えるために
は、しきい値Ｖ₁の設定を、やや高めに設定したり、電
圧検出回路１５および指示回路１６を高速な回路で実現
するなどする必要があり、消費電力が増大する虞れがあ
る。

【００８６】これに対して、上記各実施形態に示すよう
に、電流検出回路１４が常時動作していれば、負荷電流
Ｉ_Lが増大した時点で、通常モードへの復帰を検出でき
るので、電流検出回路１４が動作しない場合よりも、し
きい値Ｖ₁を低く設定でき、各回路１４ないし１６を比
較的遅い回路で実現できるので、消費電力の増大を抑制
できる。

【００８７】また、例えば、出力コンデンサＣ１の容量
を大きくするなどして、出力電圧Ｖ_OUTが負荷Ｌの許容
可能な範囲を下回る時間を、負荷Ｌがスタンバイモード
である期間よりも長く設定した場合、あるいは、ＯＮ／
ＯＦＦ回路１３が周期的に電力供給する場合には、電圧
検出回路１５を省略し、電流検出回路１４が、常に負荷
電流Ｉ_Lを検出しても同様の効果が得られる。

【００８８】ただし、前者の場合、スタンバイモードの
期間が想定していたよりも長くなると、出力電圧Ｖ_OUT
が許容範囲を下回る虞れがある。また、後者の場合は、
電力供給する周期は、スタンバイモードにおける負荷Ｌ
の消費電流が変動しても、出力電圧Ｖ_OUTが許容範囲を
下回らないように設定する必要がある。この結果、電力
供給の周期を十分に短く設定できず、不所望な電力消費
が発生する。

【００８９】これに対して、電圧検出回路１５を設けた
場合は、スタンバイモードにおける負荷Ｌの消費電流に
拘わらず、出力電圧Ｖ_OUTが所定の範囲を下回った時点
で電力を供給できるので、上記不所望な電力消費を生じ
ることなく、出力電圧Ｖ_OUTを所定の範囲に保つことが
できる。

【００９０】さらに、上記各実施形態では、出力素子１
１が入出力端子ＩＮ・ＯＵＴ間に設けられている場合に
ついて説明したが、これに限るものではない。出力素子
１１が負荷Ｌへ供給する電力を制御できれば、例えば、
シャント・レギュレータや昇圧型のスイッチング・レギ
ュレータなどのように、入力端子ＩＮから出力端子ＯＵ
Ｔへ流れる電流の流路以外の場所に、出力素子１１を配
してもよい。

【００９１】ただし、この場合は、制御回路１２（１２
ａ・１２ｂ）へ電力を供給していない間、入力電圧Ｖ_IN
の値および変動に起因する出力電圧Ｖ_OUTの変動を抑制
するために、入出力端子ＩＮ・ＯＵＴ間を遮断する手段
が必要になる。

【００９２】これに対して、上記各実施形態のように、
出力素子１１を入出力端子ＩＮ・ＯＵＴ間に設ければ、
特に、遮断手段を設けなくても、入出力端子ＩＮ・ＯＵ
Ｔ間を遮断できる。この結果、部材の数を削減できると
共に、遮断手段に起因する電力損失を防止でき、より消
費電力の少ない直流安定化電源を実現できる。

【００９３】

【発明の効果】請求項１の発明に係る直流安定化電源
は、以上のように、上記負荷が待機状態であるか否かを
判定する待機状態検出手段と、上記負荷が待機状態の
間、制御回路への電力供給を停止して、入出力端子間に
配された電力制御素子を遮断させる電力供給停止手段と
を備えている構成である。

【００９４】上記構成によれば、負荷が待機状態の場
合、制御回路が動作を停止し、より消費電力の少ない待
機状態検出手段が動作するので、直流安定化電源の消費
電力を大幅に低減できるという効果を奏する。また、電
力制御素子により、入出力端子間が遮断されるので、遮
断用の部材を設ける場合に比べて、部材の数を削減でき
ると共に、負荷が通常に動作している間の消費電力を削
減できるという効果を併せて奏する。

【００９５】請求項２の発明に係る直流安定化電源は、
以上のように、上記負荷が待機状態であるか否かを判定
する待機状態検出手段と、上記負荷が待機状態の間、入
出力端子間を遮断すると共に、制御回路への電力供給を
停止する電力供給停止手段と、出力電圧がしきい値を下
回った場合、上記制御回路への電力供給を一時的に再開
させる電圧監視手段とを備えている構成である。

【００９６】上記構成によれば、負荷が待機状態の場
合、制御回路が動作を停止し、より消費電力の少ない待
機状態検出手段および電圧監視手段が動作するので、直
流安定化電源の消費電力を大幅に低減できるという効果
を奏する。また、出力電圧がしきい値を下回ると、上記
制御回路への電力供給が一時的に再開されるので、待機
状態の期間が長くなっても、直流安定化電源は、出力電
圧をしきい値以上に維持できるという効果を併せて奏す
る。

【００９７】請求項３の発明に係る直流安定化電源は、
以上のように、請求項２記載の発明の構成において、上
記電力制御素子は、入出力端子間に設けられており、上
記電力供給停止手段は、上記制御回路への電力供給を停
止することによって、上記電力制御素子に入出力端子間
を遮断させる構成である。

【００９８】それゆえ、請求項２の効果に加えて、請求
項１と同様、遮断用の部材を設ける場合に比べて、部材
の数を削減できると共に、負荷が通常に動作している間
の消費電力を削減できるという効果を奏する。

【００９９】請求項４の発明に係る直流安定化電源は、
以上のように、請求項１、２または３記載の発明の構成
において、上記制御回路への電力供給が停止している場
合に、上記分圧手段と上記負荷とを切り離す遮断手段が
設けられている構成である。

【０１００】上記構成では、負荷が待機状態の場合、分
圧手段と負荷とが遮断されるので、分圧手段を流れる電
流に起因する出力電圧の低下を防止できるという効果を
奏する。

【０１０１】請求項５の発明に係る直流安定化電源は、
以上のように、請求項１、２、３または４記載の発明の
構成において、上記待機状態検出手段は、上記直流安定
化電源の出力から供給された電力によって動作する構成
である。

【０１０２】上記構成によれば、待機状態検出手段は、
直流安定化電源の出力から供給された電力で動作するの
で、制御回路を停止させている間、両手段を動作させる
ための電源が不要になる。この結果、別に電源を用意す
る場合に比べて、直流安定化電源の回路構成を簡略化で
きると共に、当該電源で消費する電力の分だけ、直流安
定化電源の消費電力を削減できるという効果を奏する。

【０１０３】請求項６の発明に係る直流安定化電源は、
以上のように、請求項１、２、３、４または５記載の発
明の構成において、上記制御回路は、上記電力制御素子
が負荷へ供給する電流量を制御する構成である。

【０１０４】上記構成によれば、直流安定化電源がリニ
ア型の直流安定化電源として動作するので、スイッチン
グ型に比べて、設計が容易で、ノイズの発生量が少ない
直流安定化電源を実現できるという効果を奏する。

【０１０５】請求項７の発明に係る直流安定化電源は、
以上のように、請求項１、２、３、４または５記載の直
流安定化電源において、上記制御回路は、上記電力制御
素子をスイッチングして、負荷へ供給する電力を制御す
る構成である。

【０１０６】上記構成によれば、直流安定化電源がスイ
ッチング型の直流安定化電源として動作するので、入力
電圧と出力電圧との差が大きい場合であっても、小型か
つ高効率の直流安定化電源を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態を示すものであり、直流安
定化電源を示すブロック図である。

【図２】本発明の他の実施形態を示すものであり、ドロ
ッパ型のレギュレータとして実現された直流安定化電源
を示すブロック図である。

【図３】本発明のさらに他の実施形態を示すものであ
り、スイッチング型のレギュレータとして実現された直
流安定化電源を示すブロック図である。

【図４】本発明のさらに他の実施形態を示すものであ
り、分圧回路と出力端子とを遮断する遮断部を有する直
流安定化電源を示すブロック図である。

【図５】本発明のさらに他の実施形態に係る直流安定化
電源を示すものであり、スタンバイモード時に動作する
回路へ出力端子側から電力が供給される構成を示すブロ
ック図である。

【図６】従来例を示すものであり、ドロッパ型の直流安
定化電源を示すブロック図である。

【図７】他の従来例を示すものであり、スイッチング型
の直流安定化電源を示すブロック図である。

【符号の説明】

１・１ａ・１ｂ・１ｃ・１ｄ直流安定化電源１１出力素子（電力制御素子）１２・１２ａ・１２ｂ制御回路１３ＯＮ／ＯＦＦ回路（電力供給停止手段）１４電流検出回路（待機状態検出手段）１５電圧検出回路（電圧監視手段）１７遮断部（遮断手段）ＩＮ入力端子Ｌ負荷ＯＵＴ出力端子Ｒ１・Ｒ２抵抗（分圧手段）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5G065 AA01 AA08 DA07 EA01 GA07 HA04 JA02 KA02 KA05 LA01 LA02 5H730 AA14 AS01 BB11 BB13 BB57 DD02 DD15 EE43 EE59 FD01 FD31 FF02 FF05 FG05 XX15 XX19 XX26

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】負荷へ供給する電力を制御する電力制御素
子と、上記負荷への出力電圧が安定するように、当該電
力制御素子を制御する制御回路とを有する直流安定化電
源において、上記電力制御素子は、入出力端子間に設けられており、上記負荷の状態を監視して、通常よりも消費電力の少な
い待機状態であるか否かを判定する待機状態検出手段
と、上記負荷が待機状態の間、上記制御回路への電力供給を
停止して、上記電力制御素子を遮断させる電力供給停止
手段とを備えていることを特徴とする直流安定化電源。
【請求項２】負荷へ供給する電力を制御する電力制御素
子と、上記負荷への出力電圧が安定するように、当該電
力制御素子を制御する制御回路とを有する直流安定化電
源において、上記負荷の状態を監視して、通常よりも消費電力の少な
い待機状態であるか否かを判定する待機状態検出手段
と、上記負荷が待機状態の間、入出力端子間を遮断すると共
に、上記制御回路への電力供給を停止する電力供給停止
手段と、上記負荷が待機状態の場合に出力電圧を監視して、当該
出力電圧が予め定められたしきい値を下回った場合、上
記制御回路への電力供給を一時的に再開させる電圧監視
手段とを備えていることを特徴とする直流安定化電源。
【請求項３】上記電力制御素子は、入出力端子間に設け
られており、上記電力供給停止手段は、上記制御回路への電力供給を
停止することによって、上記電力制御素子に入出力端子
間を遮断させることを特徴とする請求項２記載の直流安
定化電源。
【請求項４】上記出力電圧を分圧して帰還電圧を生成す
る分圧手段を備え、上記制御回路は、上記帰還電圧に基づいて、上記電力制
御素子が負荷へ供給する電力を制御すると共に、上記制御回路への電力供給が停止している場合に、上記
分圧手段と上記負荷とを切り離す遮断手段が設けられて
いることを特徴とする請求項１、２または３記載の直流
安定化電源。
【請求項５】上記待機状態検出手段は、上記直流安定化
電源の出力から供給された電力によって動作することを
特徴とする請求項１、２、３または４記載の直流安定化
電源。
【請求項６】上記制御回路は、上記電力制御素子が負荷
へ供給する電流量を制御することを特徴とする請求項
１、２、３、４または５記載の直流安定化電源。
【請求項７】上記制御回路は、上記電力制御素子をスイ
ッチングして、負荷へ供給する電力を制御することを特
徴とする請求項１、２、３、４または５記載の直流安定
化電源。