JP2000196973A - ディスプレイ・システムにおけるパルス補正装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 パルスの振幅全体に著しい影響を及ぼすこと
なく受像管のビーム電流測定パルスのオーバシュートを
除去すること。 【解決手段】 負荷回路（２００）からスイッチ（Ｑ３
００）を介して基準電位源（Ｇｒ）に結合される第１の
コンデンサ（Ｃａ）と、オーバシュードの存在に応答し
て、前記スイッチを所定の長さの時間にわたり閉じそれ
以外のときに開く制御回路とから成るパルス補正回路
（３００）により、パルスのオーバシュートが抑制され
る。前記スイッチは、基準電位源に結合されるエミッタ
（Ｅ）と第１のコンデンサ（Ｃａ）を介して負荷回路に
交流結合されるコレクタ（Ｃ）を有するバイポーラ・ト
ランジスタ（Ｑ３００）から成り、制御回路は、負荷回
路をバイポーラ・トランジスタのベース（Ｂ）に交流結
合させる第２のコンデンサ（Ｃｂ）と、ベース（Ｂ）を
基準電位源に直流結合させる抵抗（Ｒａ）とから成る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、テレビジョンのデ
ィスプレイ・システムに関し、特に、受像管のビーム電
流測定パルスのオーバシュートの抑制に関する。

【０００２】

【従来の技術】高精細度テレビジョン受像機およびコン
ピュータまたはマルチ−メディア・モニタを含む、ティ
ジタル・テレビジョン受像機は、従来のＮＴＳＣ方式、
ＰＡＬ方式およびＳＥＣＡＭ方式の映像伝送標準に従う
１Ｈ走査周波数よりも（例えば、２.１４倍）高い水平
走査周波数を使用し、１つまたはそれ以上のモードを有
する。このような通常よりも高い走査周波数のモニタ／
受像機のディスプレイ・システムにおいて、ＡＫＢ（ａ
ｕｔｏｍａｔｉｃ ｋｉｎｅｓｃｏｐｅ ｂｉａｓ：自
動受像管バイアス）装置は、従来の基準に従って動作す
るディスプレイ・システムと比較して、カソードのカッ
トオフ電流の測定時間が短い。従来の自動受像管バイア
ス装置は、以下の理由で、通常よりも高い走査周波数の
ディスプレイ・システムでは適正に動作しないことが認
識される。

【０００３】自動受像管バイアス・システムは帰還（ｆ
ｅｅｄｂａｃｋ）を使用して、受像管のビーム・カット
オフ・レベルを調節する。典型的に、自動受像管バイア
ス・システムは、受像管のカソードに印加されるビーム
・カットオフ・テスト・パルスを発生する。１水平ライ
ン（典型的に、垂直期間の間の１ライン）を使用して、
カラー受像管（ＣＲＴ）の各銃のビーム・カットオフ電
流を測定する。カソード電流センサは、テスト・パルス
に応答して発生されるビーム・カットオフ電流を検出
し、負荷抵抗の両端にパルス電圧を発生する。負荷抵抗
両端の測定パルス電圧は、測定期間の間、基準レベルと
比較される。次に、各ＣＲＴ銃に対するバイアス電圧を
システムで調節して、カットオフ・バイアス電圧の誤差
を補正する。

【０００４】各銃をオン／オフすると、受像管の静電容
量が充電／放電される。そのため、赤、緑、青の自動受
像管バイアス測定パルスは、各遷移でオーバシュートを
呈し、これはパルスの振幅の正確な測定を妨げ、従っ
て、カットオフ・バイアス電圧の調節を妨げる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】通常の１Ｈ（すなわ
ち、標準の水平走査周波数）動作に対するこのようなオ
ーバシュートの存在は重要な問題ではない。何故なら、
自動受像管バイアス・パルスの測定期間は、オーバシュ
ートの幅と比較して割合に長く、且つ走査速度が比較的
遅いので割合に大きいコンデンサが負荷抵抗の両端に配
置されるからである。しかしながら、通常の１Ｈよりも
高い走査周波数での自動受像管バイアス測定の持続期間
は割合に限られている。比較的大きなコンデンサを負荷
抵抗の両端に使用すると、シュートの振幅を減少させる
傾向があるが、望ましくない傾きまたは傾斜が各パルス
に生じることも判明している。このような通常よりも高
い走査周波数のシステムでは、このようなパルスのひず
み（傾きまたは傾斜）は、自動受像管バイアス・パルス
の測定値に誤差を生じることが認識される。更に具体的
に言うと、基準値と比較されているとき、パルスの振幅
が一定しないと、自動受像管バイアス・システムは、自
動受像管バイアス期間の間、バイアスを変化させ、安定
したレベルに調節（サーボ：ｓｅｒｖｏ）されない。そ
れに加えて、種々の走査モードの間に色温度の誤差また
は不一致が生じることもある。

【０００６】本発明は、受像管のカソード電流測定パル
スに及ぼす高速走査の影響に関してこれまで認識されて
いなかった上記の問題を認識することに一部ある。

【０００７】本発明は、パルスの振幅全体に著しい影響
を及ぼすことなく受像管のビーム電流測定パルスのオー
バシュートを除去するために、ディスプレイ・システム
におけるパルス補正装置の必要性を満たすことに向けら
れる。

【０００８】有利なことに、本発明の測定パルス補正回
路は、パルスの振幅に著しく影響を及ぼさずにカソード
電流測定パルスの過度のオーバシュート（何れの方向に
おいても）を除去する。ここで説明する本発明の具体的
な例において、カソード電流測定パルス補正回路が、例
示的な自動受像管バイアス構成に付加されている。補正
回路はオーバシュートを感知し、コンデンサをスイッチ
・イン（ｓｗｉｔｃｈｉｎ）し、シュート期間の間にシ
ュートを抑制する。コンデンサは、パルス測定期間の残
りの間スイッチ・アウト（ｓｗｉｔｃｈ ｏｕｔ）され
る。自動受像管バイアス測定パルスは、シュート期間の
間を除いて、著しく変更されない。レベルに敏感な従来
のクリッパ回路はこの目的に使用できない。何故なら、
各パルスのレベルは、構成要素の許容誤差と共に且つ色
温度の調節と共に変動するからである。すなわち、各パ
ルスの正確なレベルは予測できない。

【０００９】本発明は、自動受像管バイアス・システム
において電流測定パルスの補正を行うことに加え、他の
用途にも使用できる。自動利得調節装置は、自動受像管
バイアス動作と同様な動作の間、テスト電圧パルスに応
答して発生されるカソード電流をも測定するので、本発
明のパルス補正回路は、例えば、後で述べるように、自
動白レベルまたは利得（ドライブ：ｄｒｉｖｅ）装置と
協同して使用することもできる。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明によるパルス補正
装置は、受像管（２４）のカソード（Ｋ１）に結合され
且つビーム電流測定期間の間にビーム電流測定パルス
（ＲＰ）を供給する出力（２８）を有するカソード電流
感知手段（１８）と、測定パルスに応答して、オーバシ
ュートを呈する傾向のある出力パルス電圧（ＲＰ）を発
生する負荷回路（２００）を備える。このようなオーバ
シュートはパルス補正回路（３００）により補正され
る。補正回路（３００）は、スイッチ（Ｑ３００）を介
して負荷回路（２００）から基準電位源（Ｇｒ）に結合
されるコンデンサ（Ｃａ）と；オーバシュートの存在に
応答し、所定の長さの時間にわたりスイッチを閉じ且つ
それ以外のときにスイッチを開く制御回路（Ｃａ、Ｒ
ａ、Ｒｂ）とから成る。

【００１１】有利なことに、ここで説明する発明の例示
的な応用において、スイッチはバイポーラ型または電界
効果型のトランジスタを含み、パルス抑制機能を備える
と共に、制御回路のために閾値検出を行う。

【００１２】本発明の第１の実施例において、スイッチ
は、基準電位源（Ｇｒ）に結合されるエミッタ（Ｅ）と
前記第１のコンデンサ（Ｃａ）を介して負荷抵抗（２０
０）に交流結合されるコレクタ（Ｃ）を有するバイポー
ラ・トランジスタ（Ｑ３００）から成り；制御回路は、
バイポーラトランジスタのベース（Ｂ）に負荷回路を交
流結合させる第２のコンデンサと、基準電位源（Ｇr）
にベース（Ｂ）を直流結合させる抵抗（Ｒａ）とから成
る。

【００１３】本発明の更に別の実施例においては、スイ
ッチは、基準電位源（Ｇｒ）に結合されるソース（Ｓ）
と、第１のコンデンサ（Ｃａ）を介して負荷抵抗（２０
０）に交流結合されるドレイン（Ｄ）を備える電界効果
トランジスタ（Ｑ３００Ａ）とから成り；制御回路は、
電界効果トランジスタ（３００Ａ）のゲート（Ｇ）に負
荷回路を交流結合させる第２のコンデンサ（Ｃｂ）と、
基準電位源（Ｇｒ）にゲート（Ｇ）を直流結合させる抵
抗（Ｒａ）と、電界効果トランジスタのゲート（Ｇ）と
ドレイン（Ｄ）間に結合される閾値デバイス（Ｄ１）と
から成る。

【００１４】

【発明の実施の形態】図１のテレビジョン受像機／モニ
タは、例えば、東芝のＴＡ１２７６Ｎ型ＩＣあるいはフ
ィリップス（Ｐｈｉｌｉｐｓ）のＴＤＡ４７８０型ＩＣ
のような、信号処理集積回路１２（以下、ＩＣと称す）
を含み、これはビデオ信号源１４に結合されて、表示用
のビデオ信号を受信し、出力部１６のそれぞれの段にお
いてＲ、Ｇ、Ｂカラー信号を発生する。Ｒ、Ｇ、Ｂ信号
は、例えば、フィリップスで製作されるＴＤＡ６１２０
Ｑ型の集積回路から成るそれぞれの受像管ドライバ増幅
器１８、２０、２２に結合される。ドライバＩＣの増幅
されたＲ、Ｇ、Ｂ出力信号は受像管２４のそれぞれのカ
ソードＫ１、Ｋ２、Ｋ３に結合される。信号処理ＩＣ１
２は、出力部１６に結合される自動受像管バイアス部
（２６）を含み、出力部１６は、垂直帰線消去期間内あ
るいはその近くで、連続的な水平ラインの間に信号処理
ＩＣ１２のそれぞれのＲ、Ｇ、Ｂ出力において自動受像
管バイアス・テスト電圧パルスを発生する。

【００１５】自動受像管バイアス・テスト・パルスのタ
イミングは、受像機／モニタ１０の動作モードに依り異
なる。例えば、ＮＴＳＣ動作の場合、自動受像管バイア
ス・テスト・パルスは、Ｒ、Ｇ、Ｂ信号に対してそれぞ
れ、１９、２０、２１番目のラインの間に起こる。コン
ピュータＶＧＡ（Ｖｉｄｅｏ Ｇｒａｐｈｉｃｓ Ａｄ
ａｐｔｅｒ）モードの場合、パルスは、垂直帰線消去期
間の終了後約１ラインで始まるか、または画像期間の開
始中に始まる。また、垂直帰線消去期間の持続期間は、
モードが異なると異なる。

【００１６】通常のビデオ情報は、自動受像管バイアス
・テスト・パルスの発生の間に消去される。自動受像管
バイアス・テスト電圧パルスは、それぞれの自動受像管
バイアス測定電流パルス（ＲＰ、ＢＰ、ＧＰ）を、受像
管ドライバ増幅器１８、２０、２２のそれぞれのカソー
ド電流感知出力２８、３０、３２において発生させる。
測定電流パルスは、カソードＫ１、Ｋ２、Ｋ３のそれぞ
れのカソード電流に対応する。測定電流パルスは連続的
に（すなわち、次々に）起こり、自動受像管バイアス負
荷２００のそれぞれの入力端子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３に結合
され、ここで、測定電流パルスは負荷２００における共
通の負荷抵抗Ｒ１６により、自動受像管バイアス測定電
圧パルスに変換される。負荷抵抗Ｒ１６の一方の端は端
子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３に接続され、他方の端は基準電圧源
３４に接続される。フィルタ・コンデンサＣ２は負荷抵
抗Ｒ１６の両端に結合される。負荷抵抗Ｒ１６の両端に
発生する自動受像管バイアス測定電圧パルスは、自動受
像管バイアス・インタフェース回路１００を介して、信
号処理ＩＣ１２の自動受像管バイアス部の入力２７に結
合される。自動受像管バイアス部２６は、連続的に発生
される自動受像管バイアス測定電圧パルスを基準電圧と
比較し、その比較に応答して、出力２９において、出力
部１６のＲ、Ｇ、Ｂ段のためにバイアス電圧を発生す
る。

【００１７】本発明に従い、自動受像管バイアス測定パ
ルス補正回路３００は、自動受像管バイアス負荷回路２
００に結合され、以下に詳しく説明するように、測定パ
ルスのひずみを阻止する。ディスプレイ・システム１０
で使用される信号処理ＩＣ／受像管ドライバＩＣのタイ
プに依り、自動受像管バイアス測定電圧パルスの発生を
助けるための自動受像管バイアス・インタフェース回路
１００が、図１に示すように、使用される。しかしなが
ら、このインタフェース回路１００は、或る種の用途で
は、例えば、インタフェース回路１００により行われる
信号の調整を必要としない別のドライバまたは信号処理
ＩＣが使用される場合には、必要とされない。換言すれ
ば、本発明は、インタフェース回路１００を使用して実
施され、または使用せずに実施される。

【００１８】本発明が目指している、新しく見出された
問題、および本発明により達成される有利な効果は、図
２のＡ、図２のＢ、図２のＣの信号波形で示す。図２の
Ａは、オーバシュートで生じるひずみを有するＲ、Ｇ、
Ｂの自動受像管バイアス・パルス波形、および（ｉ）補
正回路３００が接続されていない；（ii）フィルタ・コ
ンデンサＣ２が比較的高い値（例えば、１００ｐＦ）で
ある、（iii）走査周波数が従来のＮＴＳＣ方式、ＰＡ
Ｌ方式、またはＳＥＣＡＭ方式の周波数である１Ｈより
も相当に高い（例えば、１Ｈの２.１４倍）場合につい
てのフィルタ処理を示す。図に示すように、負荷回路２
００で発生される自動受像管バイアス測定電圧パルス
（赤、青、緑）はオーバシュートを呈し、測定パルスの
顕著な傾斜または傾きが明らかである。図２のＢに示す
ように、負荷２００におけるフィルタ・コンデンサＣ２
の値を１００ｐＦから１０ｐＦに減少させると、シュー
ト後にパルスの傾斜または傾きは減少するが、オーバシ
ュートの振幅は増加する。図２のＣの波形が示すよう
に、本発明の有利な効果は、補正回路３００は、パルス
を著しくひずませずにオーバシュートの振幅を相当に減
少させる。特に、何れの極性のシュート（増加または減
少する電圧）も減少され、補正されたパルスに傾きまた
は傾斜がほとんど生じないことに注目されたい。

【００１９】図３は、本発明を具体化する自動受像管バ
イアス・パルス補正回路３００、自動受像管バイアス負
荷および自動受像管バイアス・インタフェース１００
を、概略図で（例示的な要素値と共に）示す。図解およ
び説明の目的で、自動受像管バイアス負荷２００および
自動受像管バイアス・パルス補正回路３００はそれぞれ
破線で輪郭を示す。この回路の残りの部分は、自動受像
管バイアス・インタフェース１００（破線で輪郭を示し
ていない）から成る。前述したように、ディスプレイ・
システム１０で使用されるビデオ処理ＩＣおよび／また
は受像管ドライバのタイプに依り、インタフェース回路
１００は使用されることもあり、使用されないこともあ
る。特定のインタフェース回路１００の詳細は以下に説
明する。

【００２０】パルス補正回路３００は、基準電位源（Ｇ
ｒ）に結合されるエミッタ（Ｅ）および第１のコンデン
サ（Ｃａ）を介して負荷回路（２００）に交流結合され
るコレクタ（Ｃ）を有するバイポーラ・トランジスタ
（Ｑ３００）を含む。第２のコンデンサＣｂは負荷回路
をバイポーラ・トランジスタのベース（Ｂ）に交流結合
させ、抵抗（Ｒａ）はベース（Ｂ）を基準電位源（Ｇ
ｒ）に直流結合させる。更に別の抵抗Ｒｂがコンデンサ
Ｃｂと直列に結合され、回路のターン・オン閾値を調節
する。

【００２１】図３の自動受像管バイアス・パルス補正回
路３００の動作を説明すると、トランジスタＱ３００は
通常、非導通（オフ）状態にあり、従って、負荷２００
に発生される自動受像管バイアス・パルスに何の影響も
及ぼさない。閾値電圧（ここでは、トランジスタＱ３０
０のベース・エミッタ導通電圧）以上の立上り遷移を有
するオーバシュートが起こると、トランジスタは、コン
デンサＣｂから供給される電流に応答して、ターン・オ
ンする。その結果、コンデンサＣａは、導通するトラン
ジスタＱ３００のコレクタ−エミッタ経路を通って大地
に結合され、オーバシュートの振幅は著しく制限され
る。ベース導通電圧より高い振幅の上昇を許す閾値レベ
ルは、ゼロ・オームより大きい抵抗Ｒｂの値を選択する
ことにより調節することができる。具体的に言うと、抵
抗ＲａとＲｂは減衰器を形成する。Ｒｂを増加すること
により、減衰が増加され、従って、検出閾値（Ｑ３００
のターン・オン）が増加される。例えば、もしトランジ
スタＱ３００の閾値電圧がＶｔボルトであり、Ｒｂの値
をＲａの値と均しく選ぶと、閾値は２倍に増加される。

【００２２】トランジスタＱ３００がターン・オンする
時間の長さは、コンデンサＣｂの時定数と抵抗ＲａとＲ
ｂの値により定められる。本発明の特徴に従い、この時
間はシュートの持続期間とほぼ等しく選ばれる（図２の
Ｂを参照）。本発明のこの特徴のために、シュートの抑
制は主として、シュート期間の間に起こり、従って、パ
ルス補正回路３００は、測定期間の間、パルスの上部を
劣化させず、それにより、比較的平坦な上部が得られ、
傾斜または傾きはほとんど見られない。

【００２３】コンデンサＣａの値は特に重要でない。こ
のコンデンサは、負荷２００に発生する電圧パルスの振
幅を変える直流導通を阻止し、負方向のシュートの間に
トランジスタＱ３００のコレクタ−ベース接合部と抵抗
Ｒａの直列接続を通って電流Ｉｂ（逆方向の導通）を導
く。この逆方向の導通はコンデンサＣｂの電圧を回復さ
せ、トランジスタＱ３００は後に続く正方向のオーバシ
ュートの間にコレクタ電流を発生することができる。図
２のＣに示すように、この逆方向の導通（ベース−コレ
クタ接合部を経由する）は、トランジスタＱ３００がオ
ンにされる期間の間に抑制される正方向のシュートに加
えて、負方向のシュートも抑制する。

【００２４】さらに、パルス補正回路３００には、直流
電流を負荷回路２００から除去する直流電流経路が全く
ないことが注目される。具体的に言うと、トランジスタ
Ｑ３００のコレクタは、コンデンサＣａにより負荷２０
０に結合され、トランジスタＱ３００のベースも、コン
デンサＣｂにより負荷２００結合される。本発明のこれ
らの特徴により、シュートが存在する期間を除いて、パ
ルス上部の正味の減少はなくなる。そしてこの期間は、
Ｃｂ、Ｒａ、Ｒｂで定められる時定数により定められ
る。従って、パルスの上部は、傾きや傾斜がなく平坦な
ままである。

【００２５】図４は、図３の補正回路３００の変更例を
示し、バイポーラ・トランジスタＱ３００の代りに電界
効果トランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ３００Ａが使用されてい
る。ＦＥＴ３００Ａのソース、ゲート、ドレインは、図
３におけるＱ３００のエミッタ、ベース、コレクタとし
て接続される。この変更例ではさらに、トランジスタＱ
３００Ａのゲートにアノードが接続されトランジスタＱ
３００Ａのドレインにカソードが接続されるダイオード
Ｄ１が付加されている。ダイオードＤ１の機能は、抵抗
ＲａとダイオードＤ１を通ってコンデンサＣａにいたる
直流経路を提供することである。これは、機能におい
て、バイポーラ・トランジスタＱ３００のコレクタ−ベ
ース接合部により与えられるダイオードに相当する。特
に、負方向のシュートは、ダイオードＤ１を順バイアス
するので、抑制される。

【００２６】測定パルス補正回路を自動受像管バイアス
構成に関して説明してきたが、このようなパルス補正回
路は、自動白レベル／利得（ドライブ）調節回路と協同
して役に立つ。何故なら、自動利得調節回路もまた、自
動受像管バイアス動作と同様な動作の間にテスト電圧パ
ルスに応答して発生されるカソード電流を測定するから
である。このような自動利得調節回路はしばしば、自動
受像管バイアス回路と同じ信号処理ＩＣ内に含まれ、典
型的に、同じカソード電流感知／測定パルス負荷回路を
使用する。フィリップスのＴＤＡ４６８０信号処理ＩＣ
は、自動受像管バイアスおよび自動ドライブ調節装置を
含んでいる。

【００２７】さらに、本発明の測定パルス補正回路は自
動ドライブ調節装置と関連して使用されるが、以下の点
が注目される。サンプル・パルス電流が増加するにつれ
て、測定パルスからオーバシュートを除去する必要性は
減少する。測定パルスのオーバシュートは、自動受像管
バイアス測定のような低電流の測定のために重要な問題
であるが、比較的高い電流の測定のためにはそれほど重
要な問題ではないかもしれない。

【００２８】ここで、図３に示す自動受像管バイアス・
インタフェース回路１００を詳細に説明する。インタフ
ェース回路１００は、１９９８年７月の米国仮出願第６
０／０９４,３３８号の主題であることが注目される。

【００２９】インタフェース回路１００に関する背景と
して、高精細度テレビジョン受像機およびコンピュータ
またはマルチメディア・モニタは、比較的広い帯域幅の
受像管ドライバを必要とする。例えば、図１のモニタ／
受像機１０は、フィリップスのＴＤＡ６１２０Ｑ型受像
管ドライバＩＣ １８、２０、２２（Ｒ、Ｇ、Ｂ信号の
各々について１個づつ、３個使用されている）を含んお
り、これはＩＣの比較的広く大きい信号帯域幅のためで
ある。しかしながら、フィリップスのＴＤＡ６１２０Ｑ
のような受像管ドライバＩＣは、東芝のＴＡ１２７６Ｎ
またはフィリップスのＴＤＡ４７８０のような、従来の
ビデオ信号処理ＩＣの自動受像管バイアス部分とインタ
フェースすることが困難であることが判明している。こ
れは受像管ドライバＩＣの電流測定出力の特性および制
約のためである。ＴＤＡ６１２０Ｑ受像管ドライバＩＣ
に関するフィリップスのＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｎｏ
ｔｅ ＡＮ９６０７３は、或る特性／制約について述べ
ている。これらのうち、以下のものが重要である：

【００３０】（i）ＩＣの公称オフセット電流は２０μ
Ａである。都合の悪いことに、受像管の望ましいカット
オフ電流は２０μＡ以下であることを考慮すると、この
公称オフセット電流は高い；そして （ii）オフセット電流の可能な範囲は−４０μＡから＋
１２０μＡまでである。これは、図に示すような並列の
３個の増幅器に対して非常に高い値になる。しかしなが
ら、このオフセット電流は一定であり、もし自動受像管
バイアス装置（前述のＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｎｏｔ
ｅでは、「自動黒電流安定化装置またはＡＢＳ（Ａｕｔ
ｏｍａｔｉｃ Ｂｌａｃｋ−Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｔａｂ
ｉｌｉｚａｔｉｏｎ）装置」と呼ばれる）のダイナミッ
ク・レンジが十分に大きければ、このオフセット電流は
大きい漏れ電流と見なされる。オフセット電流を安定化
させることができれば、ＡＢＳ（または自動受像管バイ
アス）ループは満足に働くであろう。 （iii）ＴＤＡ６１２０Ｑの電流測定出力が信頼できる
のは、電流が４ボルト〜２０ボルトの電圧で測定される
場合に限られる。東芝のＴＡ１２７６Ｎ、フィリップス
のＴＤＡ４７８０および知られている同様なビデオ処理
ＩＣは、その自動受像管バイアス入力において、より低
い電圧レベルを受け入れるように設計されている。

【００３１】インタフェース回路１００を簡単に説明す
ると、３個のＴＤＡ６１２０Ｑ受像管ドライバＩＣ１
８、２０、２２（負荷２００の端子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３で
接続されている）の、３つの合計された自動受像管バイ
アス電流感知出力２８、３０、３２の総合漏れ電流は、
サーボ機構により補償される。サーボ機構はキード（ｋ
ｅｙｅｄ）比較器（Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７）を含む帰還回路
であり、キード比較器は負荷電圧Ｖｏを受け取り、それ
を垂直リトレース期間の間に基準レベルと比較し、差動
電流源は、正味の漏れ補正電流Ｉｏを負荷回路２００に
帰還させる可変電流源Ｑ３とＱ固定電流源Ｑ１とから成
る、差動電流源（Ｑ１３）を制御する。これにより、漏
れ電流が補正され、直流レベルの変換とスケーリング
を、受像管ドライバＩＣと信号処理ＩＣ間で行うことが
できる。

【００３２】この直流レベルの変換とスケーリングは、
負荷電圧の直流レベルを移動させ且つ負荷電圧の振幅を
適正にスケール化することにより、受像管ドライバＩＣ
とビデオ・プロセッサＩＣ間で、許容できる直流信号レ
ベルの整合が得られる。直流レベルの移動は、３.０ボ
ルトの基準電圧を負荷回路２００に印加する基準電圧源
におけるトランジスタＱ４により行われ、スケーリング
は一対のトランジスタＱ８とＱ９により行なわれ、Ｑ８
とＱ９は負荷２００両端の電圧を感知して、スケールさ
れた負荷電圧を負荷抵抗Ｒ２０に発生し、この電圧はエ
ミッタ・フォロワＱ１０を介してＩＣ１２の自動受像管
バイアス部の入力２７に結合される。

【００３３】有利なことに、自動受像管バイアス・イン
タフェース回路により、東芝のＴＡ１２７６Ｎあるいは
フィリップスのＴＤＡ４７８０のような信号処理ＩＣ
を、フィリップスのＴＤＡ６１２０Ｑ型のような受像管
トライバＩＣと共に使用することができる。

【００３４】自動受像管バイアス・インタフェース回路
の実施例は、東芝のＴＡ１２７６Ｎビデオ処理ＩＣおよ
びフィリップスのＴＤＡ６１２０Ｑ受像管ドライバＩＣ
に関して、以下に説明する。ＴＡ１２７６Ｎ信号処理Ｉ
Ｃは、自動受像管バイアス・パルスの公称振幅が１.６
ボルトであることを予期する。自動受像管バイアス・イ
ンタフェース回路は、４.８〜５.６ボルトの範囲のレベ
ルで自動受像管バイアス感知パルスを検出する。この電
圧の範囲は、フィリップスのＴＤＡ６１２０Ｑ受像管ド
ライバＩＣの正確な測定出力の範囲内にある。パルスの
基準レベル（直流＋４.８Ｖ）はキード（ｋｅｙｅｄ）
サーボ機構によって維持される。キード・サーボ機構
（帰還調整器）は、受像管ＩＣからの信号を直流４.８
Ｖの基準レベルと比較し、電流源のバイアスを変更し、
−１２０μＡ から＋３６０μＡまでの範囲にあるオフ
セット電流とは無関係に、３個のドライバＩＣのために
その公称電圧レベルを維持する。直流レベルの移動およ
びスケーリング回路を使用して、４.８〜５.６ボルトの
レベルにあるパルスを、０.８〜１.６ボルトのレベルに
変換する。ＴＡ１２７６Ｎにおける自動受像管バイアス
装置は、Ｒ、Ｇ、Ｂのバイアス電圧を調節して、自動受
像管バイアス測定パルスを１.６ボルトの公称レベルに
維持する。

【００３５】ここで、図３におけるインタフェース回路
１００の詳細を考察すると、共通に接続された入力端子
Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３に印加される電流測定パルスＲＰ、Ｇ
Ｐ、ＢＰは合計され、比較的小さいサージ電流制限抵抗
Ｒ１を介して、自動受像管バイアス負荷２００に印加さ
れ、自動受像管バイアス負荷２００は、負荷２００の負
荷抵抗Ｒ１６の両端に負荷電圧Ｖｏを発生する。負荷電
圧Ｖｏは、トランジスタＱ１、Ｑ３、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７
から成る漏れ補正回路または「サーボ機構」に印加され
る。トランジスタＱ５〜Ｑ７はキード比較器を形成し、
負荷電圧Ｖｏを、トランジスタＱ４から成る基準電圧回
路（以下に述べる）から供給される一定の基準電圧（＋
４.８Ｖ）と比較する。キード比較器を形成するには、
Ｑ５とＱ７のエミッタおよびＱ６のコレクタを電源端
子、Ｔ４に結合させ、Ｑ５のベースを基準電圧源（＋
４.８Ｖ）に結合させ、Ｑ７のベースを負荷２００の出
力に結合させ、垂直帰線期間の間にキーイング（ｋｅｙ
ｉｎｇ）パルスを抵抗Ｒ１５を介してＱ６のエミッタに
印加する、端子Ｔ６におけるキーイング・パルスは適当
な偏向タイミング回路より供給される。Ｑ７のコレクタ
は接地され、キード比較器の出力はＱ５のコレクタから
取られる。動作を説明すると、キード比較器は、受像管
ドライバＩＣからの信号が電流感知接続線上に存在しな
い垂直帰線期間の間にプルダウン（ｐｕｌｌ−ｄｏｗ
ｎ）電流源バイアス（Ｑ３）を変更することにより、検
出基準電圧を４.８ボルトに維持する。トランジスタＱ
６は飽和され、垂直キーイング・パルスの期間を除い
て、Ｑ５とＱ７の導通を防止する。コンデンサＣ１はＱ
５からのコレクタ電流により充電され、抵抗Ｒ７により
放電される。可変電流源トランジスタＱ３のバイアスは
本来一定であるか、または、コンデンサＣ１が比較的大
きく且つＣ１の充電／放電電流が比較的小さいので、非
常にゆっくりと変化する。従って、キード比較器Ｑ５〜
Ｑ７の動作によりＱ３の電流が突然に変化することはな
い。

【００３６】キード比較器の出力（Ｑ５のコレクタ）
は、可変電流源Ｑ３および平滑／積分コンデンサＣ１に
結合される。コンデンサＣ１は、固定電流源Ｑ１から供
給される固定出力電流と加算される平滑された可変出力
電流を発生する。固定電流源Ｑ１は、そのエミッタが電
源端子Ｔ４に結合され、抵抗Ｒ３〜Ｒ５から成る分圧器
からベース・バイアスを受け取る。可変電流源は、大地
に結合されるエミッタ抵抗Ｒ８を有し平滑コンデンサＣ
１と抵抗Ｒ７を介して大地に結合されるベースを有する
トランジスタＱ３から成り、コンデンサＣ１に放電路を
提供し、従って、コンデンサの放電時定数を設定する。
可変電流源への入力は抵抗Ｒ９から供給され、抵抗Ｒ９
はキード電流源の出力（Ｑ５のコレクタ）を、可変電流
源Ｑ１のベースと積分／平滑コンデンサＣ１に結合させ
る。

【００３７】固定電流源Ｑ１と可変電流源Ｑ２から供給
される２つの電流の差（Ｉｏ）は、漏れ電流を補正する
ために負荷回路に帰還される。例えば、もし受像管の漏
れ電流が増加する傾向にあるならば、キード比較器はコ
ンデンサＣ１の電荷を増加させ、それにより、トランジ
タＱ３により導かれる電流を増加させる。この電流は固
定電流源Ｑ１より供給される電流から差し引かれるの
で、負荷２００への正味出力電流Ｉｏは減少し、従っ
て、負荷電圧を減少させ、基準電圧トランジスタＱ４の
コレクタより供給される＋４.８ボルトの基準電圧レベ
ルに負荷電圧を安定化させる。換言すると、漏れ電流が
減少するならば、負荷電圧も減少する傾向にあり、キー
ド比較器Ｑ５〜Ｑ７は、可変電流源Ｑ３より供給される
電流を減少させる。その結果、可変電流源Ｑ３と固定電
流源Ｑ１との差は増加し、従って、増加する正味出力電
流Ｉｏを負荷２００に送り、従って、減少した漏れ電流
を相殺し、基準電圧供給トランジスタＱ４から供給され
る４.８ボルトの基準レベルに負荷電圧を安定化させ
る。本発明のこの例において注目されるのは、プルアッ
プ（ｐｕｌｌ−ｕｐ）電流源Ｑ１は約１３５μＡを供給
する必要があることである。この値は少なくとも１２０
μＡである必要があり、本発明の実施例で使用されてい
る３個の受像管ドライバのための負の最大オフセット電
流である。プルダウン（ｐｕｌｌ−ｄｏｗｎ）電流源Ｑ
３については、出力電流は、例えば、０〜５００ｍＡの
範囲にわたり変えられる必要がある。この値は少なくと
も３６０μＡである必要があり、正のオフセット電流
に、プルアップ電流源Ｑ１の１３５μＡをプラスしたも
のである。

【００３８】インタフェース１００の更に別の特徴は、
走査期間の間にビーム電流が最大値に増加するとき、入
力信号（負荷２００両端のＶｏ）が＋８.２ボルトを超
えるのを防止する電圧クランプ・トランジスタを含む。
これを実施するには、ＰＮＰトランジスタＱ２のエミッ
タを負荷２００に接続し、コレクタを出力端子Ｔ５に、
且つ負荷抵抗Ｒ６を介して大地に結合させ、電源端子Ｔ
４と大地間に接続される抵抗Ｒ３〜Ｒ５から成る分圧器
によりトランジスタのベースをバイアスする。抵抗Ｒ３
とＲ４の共通接続により、固定電流源トランジスタＱ１
のベースにバイアスが供給され、抵抗Ｒ４とＲ５の共通
接続により、リミッタ／クランプ・トランジスタＱ２の
ベースにバイアスが供給される。過大な負荷電圧のため
にクランプ／リミッタ・トランジスタＱ５がオンになる
と、負荷抵抗Ｒ６と出力端子Ｔ５は出力電圧を発生す
る。本発明のこの例では使用されないが、この出力は、
もし望ましいことであれば、以下に説明するように、ピ
ーク電流制限を行うために使用される。

【００３９】負荷抵抗Ｒ１６両端に発生する負荷電圧の
レベル移動とスケーリングは、抵抗Ｒ１９によりエミッ
タが共に結合されベースがそれぞれのベース結合抵抗Ｒ
１７とＲ１８を介して負荷２００に結合されるトランジ
スタＱ８とＱ９により行われる。これにより、負荷抵抗
１６を通る電流に比例するＱ９のコレクタ電流が抵抗Ｒ
２０に発生される。抵抗Ｒ２１は、Ｑ１０のベースとＲ
２０に結合されるプルアップ抵抗であり、パルス基準電
圧を０ボルトから＋０.８ボルトに移動させる。これに
より、ＴＡ１２７６Ｎ信号処理ＩＣは大地を基準として
公称レベル１.６ボルトを受けるように設計されている
ので、インタフェース回路から要求されるパルスの振幅
は０.８ボルト（ピーク・ピーク）に減らされる。

【００４０】負荷２００のための＋３.０ボルト、およ
びキード比較器Ｑ５〜Ｑ７の基準入力（Ｑ５のベース）
のための＋４.８ボルトの直流基準電圧は、「Ｖｂｅ乗
算器」の構成で接続されるトランジスタＱ４から供給さ
れる。具体的に言うと、Ｑ４はコレクタ抵抗Ｒ１０とエ
ミッタ抵抗Ｒ１３を介して電源端子Ｔ４と大地にそれぞ
れ結合され、抵抗Ｒ１１とＲ２から成る分圧器は、Ｑ４
のコレクタ−エミッタ電圧をそのベースに印加するよう
に結合される。抵抗Ｒ１１とＲ１２はコレクタ−エミッ
タ電圧の約１／３をＱ４に帰還させ、そのため、正味の
コレクタ−エミッタ電圧は、ベース−エミッタ閾値電圧
の約３倍（すなわち、３Ｖｂｅ）に調節され、これは約
１.８ボルト（すなわち、０.６ボルトＶｂｅの３倍）に
等しい。電源電圧（＋１２Ｖ）をコレクタに結合させる
抵抗Ｒ１０と、エミッタを大地に結合させる抵抗Ｒ１３
により、Ｑ４のエミッタ電圧は＋３.０ボルトに上昇ま
たは移動される。この基準電圧供給の特徴は、そのＶｂ
ｅの変動が、トランジスタＱ８、Ｑ９、Ｑ１０のＶｂｅ
の変動に対し温度補償を与えることである。

【００４１】前述したように、出力端子Ｔ５に結合され
る抵抗Ｒ６は、トランジスタＱ２が負荷電圧を約＋８ボ
ルトに制限またはクランプしているとき、最大カソード
電流についての尺度を与える。これは、もし望ましいこ
とであれば、最大ビーム電流制限のために使用される。
最大ビーム電流は、カソードのカットオフ電流と比較す
ると大きく、電流かける抵抗に等しい電圧をＲ６両端に
発生する、すなわち、Ｒ６が１００オームのとき、６ｍ
Ａのカソード電流は出力Ｔ５において０.６ボルトを発
生する。この発生された電圧は、最大カソード電流が特
定のレベル以上に増加できないように受像管のドライブ
信号を制限するために使用することができる。その目的
のために、抵抗Ｒ６両端に発生される電圧は、例えば、
信号処理ＩＣのコントラスト制御部に、あるいは受像管
のドライバ増幅器のような他の適当な地点に、結合する
ことができる。この最大ビーム電流制限機能は投射型デ
ィスプレイ・システムにおいて特に有用である。

【００４２】投写型ディスプレイ・システムでは、３個
の別々の受像管が使用される。その場合、３個の受像管
とそれぞれ関連する３個の受像管ドライブＩＣの各々に
対し、上述したような自動受像管バイアス・インタフェ
ース回路を１つ備えることができる。３個の自動受像管
バイアス・インタフェース回路はそれぞれ、受像管ソケ
ット・コネクタに取り付けられるそれぞれの受像管ドラ
イブ・ボード上にそれぞれの受像管ドライブＩＣと共に
配置することができる。このような構成で、トランジス
タＱ９に対応する３個のトランジスタは、それぞれの受
像管ドライブ・ボード上に配置されるそれぞれの自動受
像管バイアス・インタフェース回路の一部となり、バッ
ファ・トランジスタＱ１０および関連するベース抵抗
は、第４のボード上に配置され、そして３個の各受像管
ドライブ・ボードのＱ９からのコレクタ電流信号を受信
するように結合される。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を具体化するパルス補正回路を含むディ
スプレイ・システムのブロック図を、一部概略図の形式
で示す。

【図２】図１のパルス補正回路の動作の或る特徴を示す
ための波形図である。

【図３】本発明によるパルス補正回路を含む図１の装置
の一部の詳細な回路図である。

【図４】本発明を具体化するパルス補正回路の変更例を
示す回路図である。

【符号の説明】

１０ ディスプレイ・システム １２ 信号処理集積回路（ＩＣ） １６ 出力部 １８ 受像管ドライバ増幅器 ２０ 受像管ドライバ増幅器 ２２ 受像管ドライバ増幅器 ２４ 受像管 ２６ 信号処理ＩＣ１２の自動受像管バイアス部 ２７ 信号処理ＩＣ１２の自動受像管バイアス部の入力 ２８ 受像管ドライバ増幅器１８のカソード電流感知出
力 ２９ 出力 ３０ 受像管ドライバ増幅器２０のカソード電流感知出
力 ３２ 受像管ドライバ増幅器２２のカソード電流感知出
力 ３４ 基準電圧源 １００ 自動受像管バイアス・インタフェース回路 ２００ 自動受像管バイアス負荷回路 ３００ 自動受像管バイアス測定パルス補正回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ダル フランク グリーペントログ アメリカ合衆国 インデイアナ州 インデ イアナポリス モスウッド・コート 5204 エヌ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 受像管のカソードに結合され、ビーム電
   流測定期間の間にビーム電流測定パルスを発生する出力
   を有するカソード電流感知手段と、 前記測定パルスに応答し、オーバシュートを呈する傾向
   のある出力電圧パルスを発生する負荷回路と、 前記負荷回路からスイッチを介して基準電位源に結合さ
   れる第１のコンデンサと、 前記オーバシュートの存在に応答して所定の長さの時間
   にわたり前記スイッチを第１の状態におき、それ以外の
   ときには前記スイッチを第２の状態におく制御回路とか
   ら成る、ディスプレイ・システムにおけるパルス補正装
   置。