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Fachgebiet
der Erfindung
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Diese
Erfindung bezieht sich auf Fernsehanzeigesysteme und insbesondere
auf eine Vorrichtung zum Unterdrücken
des Überschwingens
von Bildröhrenstrahlstrom-Messimpulsen.
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Hintergrund
der Erfindung
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Anzeigesysteme
für Digitalfernsehempfänger einschließlich hochaufgelöster Fernsehempfänger und
für Computer-
oder Multimediamonitore können
eine oder mehrere Betriebsarten mit horizontalen Abtastraten höher als
die herkömmliche
1H-Abtastrate (z.
B. das 2,14-fache der herkömmlichen 1H-Abtastrate) in Übereinstimmung
mit den herkömmlichen
NTSC-, PAL- und SECAM-Videoübertragungsnormen
haben. In solchen Monitor/Empfänger-Anzeigesystemen
mit einer höheren
als der normalen Abtastrate besitzt eine automatische Bildröhrenvorspannungsanordnung
(AKB-Anordnung) im Vergleich zu Anzeigesystemen, die in Übereinstimmung
mit den herkömmlichen
Normen arbeiten, eine kürzere
Katodenabschaltstrom-Messzeitperiode. Aus folgenden Gründen wird
hier erkannt, dass frühere
AKB-Anordnungen in Anzeigesystemen mit einer höheren als der normalen Abtastrate
möglicherweise
nicht richtig funktionieren können.
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AKB-Systeme
nutzen eine Rückkopplung zum
Regulieren des Strahlabschaltpegels von Bildröhren. Üblicherweise erzeugt ein AKB-System Strahlabschalttestimpulse,
die an eine Bildröhrenkatode
angelegt werden. Zur Messung des Strahlabschaltstroms jeder Kanone
der Farbbildröhre
(oder CRT) wird eine horizontale Zeile (üblicherweise eine Zeile des
vertikalen Intervalls) verwendet. Ein Katodenstromsensor erfasst
den tatsächlichen Strahlabschaltstrom,
der in Reaktion auf den Testimpuls erzeugt wird, und erzeugt über einen
Lastwiderstand einen Spannungsimpuls. Während der Messzeitperiode wird
der Messspannungsimpuls über
den Lastwiderstand mit einem Referenzpegel verglichen. Daraufhin
wird die Vorspannung für
jede CRT-Kanone durch das System eingestellt, um Fehler in den Abschaltvorspannungen
zu korrigieren.
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Der
Prozess des Ein- und Ausschaltens jeder Kanone veranlasst, dass
die Bildröhrenkapazität geladen
und entladen wird. Das Ergebnis ist, dass die Rot-, Grün- und Blau-AKB-Messimpulse bei jedem Übergang Überschwingen
zeigen können,
das eine genaue Messung der Impulsamplituden stören kann und somit die Einstellung
der Abschaltvorspannungen stören
kann.
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Da
die AKB-Impulsmessperiode im Vergleich zur Breite des Überschwingens
verhältnismäßig lang sein
kann und da über
den Lastwiderstand wegen der langsameren Abtastrate ein verhältnismäßig großer Kondensator
angeordnet sein kann, ist die Anwesenheit dieses Überschwingens
für den
normalen 1H-Betrieb (d. h. für
horizontale Normabtastraten) kein erhebliches Problem. Dagegen hat
die AKB-Messperiode mit höheren
als normalen 1H-Abtastraten eine verhältnismäßig begrenzte Dauer. Es ist
festgestellt worden, dass die Verwendung eines verhältnismäßig großen Kondensators über den Lastwiderstand
dazu neigt, die Amplitude des Überschwingens
zu verringern, aber auch eine unerwünschte Dachschräge oder
einen unerwünschten Flankenanstieg
an jedem Impuls verursacht. Es wird hier erkannt, dass solche Impulsverzerrungen
(Dachschräge
oder Flanke) in solchen Systemen mit einer höheren als der normalen Abtastrate
zu AKB-Impulsmessfehlern führen
können.
Genauer kann eine nicht konstante Amplitude des Impulses im Vergleich
zu einer Referenz veranlassen, dass das AKB-System während der
AKB-Periode die Vorspannung ändert und
nicht auf einen gleichbleibenden Pegel einstellt (oder "Servo"). Außerdem kann
es Farbtemperaturfehler oder Inkonsistenzen zwischen den verschiedenen
Abtastbetriebsarten geben.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung beruht teilweise auf der Erkennung des (oben
diskutierten) bisher nicht erkannten Problems hinsichtlich der Wirkung
einer schnellen Abtastung auf Bildröhrenkatodenstrom-Messimpulse.
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Die
vorliegende Erfindung ist auf die Erfüllung des Bedarfs an einer
Impulskorrekturvorrichtung in einem Anzeigesystem zum Entfernen
von Überschwingen
von Bildröhrenstrahlstrom-Messimpulsen, ohne
die Gesamtamplitude erheblich zu beeinflussen, gerichtet.
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Die
Messimpuls-Korrekturschaltung der vorliegenden Erfindung entfernt
vorteilhaft überschüssiges Katodenstrom-Messimpulsüberschwingen
(in beiden Richtungen), ohne die Impulsamplitude erheblich zu beeinflussen.
In einem hier beschriebenen spezifischen Beispiel der Erfindung
ist eine Katodenstrom-Messimpuls-Korrekturschaltung zu einer beispielhaften
AKB-Anordnung hinzugefügt
worden. Die Korrekturschaltung fühlt
das Überschwingen
ab und schaltet einen Kondensator ein, um das Überschwingen während der Überschwingzeit
zu unterdrücken. Während des
Rests der Impulsmesszeitperiode ist der Kondensator ausgeschaltet.
Außer
während
der Überschwingzeit
werden die AKB-Messimpulse
nicht erheblich geändert.
Es wird angemerkt, dass eine herkömmliche pegelempfindliche Abschneideschaltung
für diesen
Zweck nicht verwendet werden kann, da sich der Pegel jedes Impulses
sowohl bei Bauelementetoleranzen als auch bei der Farbtemperatureinstellung ändern kann.
Das heißt,
der richtige Pegel jedes Impulses kann nicht vorhergesagt werden.
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Außer der
Schaffung einer Strommessimpulskorrektur in AKB-Systemen besitzt die Erfindung ebenfalls
Verwendung in weiteren Anwendungen. Da automatische Verstärkungseinstellungsanordnungen ähnlich dem
AKB-Betrieb ebenfalls Katodenströme messen,
die in Reaktion auf Testspannungsimpulse während einer Operation erzeugt
werden, kann die Impulskorrekturschaltung der vorliegenden Erfindung,
wie später
diskutiert wird, z. B. in Verbindung mit einer automatischen Weißpegelanordnung
oder Verstärkungs-(Ansteuerungs-)Anordnung
verwendet werden.
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Die
Impulskorrektorvorrichtung in Übereinstimmung
mit der Erfindung umfasst: ein Katodenstrom-Abfühlmittel (18), das
mit einer Katode (K1) einer Bildröhre (24) gekoppelt
ist und einen Ausgang (28) besitzt, um während eines
Strahlstrom-Messintervalls einen Strahlstrom-Messimpuls (RP) bereitzustellen,
und eine Lastschaltung (200), die auf den Messimpuls reagiert,
um einen Ausgangsspannungsimpuls (RP) zu erzeugen, der dazu neigen kann,
ein Überschwingen
zu zeigen. Dieses Überschwingen
wird durch eine Impulskorrekturschaltung (300) korrigiert,
die umfasst: einen Kondensator (Ca), der von der Lastschaltung (200) über einen
Schalter (Q300) mit einer Quelle eines Referenzpotentials (Gr) gekoppelt
ist; und eine Steuerschaltung (Ca, Ra, Rb), die in Reaktion auf
die Anwesenheit des Überschwingens
den Schalter für
eine vorgegebene Zeitdauer schließt und den Schalter ansonsten öffnet.
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In
hier beschriebenen beispielhaften Anwendungen der Erfindung umfasst
der Schalter vorteilhaft einen Transistor entweder vom Bipolartyp
oder vom Feldeffekttyp, der die zwei Funktionen sowohl der Impulsunterdrückung als
auch der Bereitstellung der Schwellenwerterfassung für die Steuerschaltung bereitstellt.
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In
einer ersten veranschaulichenden Ausführungsform der Erfindung umfasst
der Schalter einen Bipolartransistor (Q300), der einen Emitter (E)
besitzt, der mit der Quelle des Referenzpotentials (Gr) gekoppelt
ist, und der einen Kollektor (C) besitzt, der wechselspannungsmäßig über den
ersten Kondensator (Ca) mit der Lastschaltung (200) gekoppelt
ist; wobei die Steuerschaltung einen zweiten Kondensator für die wechselspannungsmäßige Kopplung
der Lastschaltung mit einer Basis (B) des Bipolartransistors und
einen Widerstand (Ra) für
die gleichspannungsmäßige Kopplung
der Basis (B) mit der Quelle des Referenzpotentials (Gr) umfasst.
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In
einer weiteren veranschaulichenden Ausführungsform der Erfindung umfasst
der Schalter einen Feldeffekttransistor (Q300A), der eine Source (S)
besitzt, die mit der Quelle des Referenzpotentials (Gr) gekoppelt
ist, und der einen Drain (D) besitzt, der wechselspannungsmäßig über den
ersten Kondensator (Ca) mit der Lastschaltung (200) gekoppelt
ist; und umfasst die Steuerschaltung einen zweiten Kondensator (Cb)
für die
wechselspannungsmäßige Kopplung
der Lastschaltung mit einem Gate des Feldeffekttransistors (300A),
einen Widerstand (Ra) für
die gleichspannungsmäßige Kopplung
des Gates (G) mit der Quelle des Referenzpotentials (Gr) und eine
Schwellenwertvorrichtung (D1), die zwischen das Gate (G) und den
Drain (D) des Feldeffekttransistors geschaltet ist.
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Kurzbeschreibung
der Zeichnungen
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Die
vorstehenden und weitere Merkmale der Erfindung sind in den beigefügten Zeichnungen
veranschaulicht, in denen gleiche Elemente durch gleiche Bezugszeichen
bezeichnet sind und in denen:
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1 ein
Blockschaltplan, teilweise in schematischer Form, eines Anzeigesystems
ist, das eine Impulskorrekturschaltung umfasst, die die Erfindung verkörpert;
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2A, 2B und 2C Signalformdiagramme
zur Veranschaulichung bestimmter Aspekte des Betriebs der Impulskorrekturschaltung
aus 1 sind;
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3 ein
ausführlicher
Stromlaufplan von Abschnitten der Vorrichtung aus 1 mit
einer Impulskorrekturschaltung gemäß der Erfindung ist; und
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4 ein
Stromlaufplan ist, der eine Änderung
der Impulskorrekturschaltung, die die Erfindung verkörpert, veranschaulicht.
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Ausführliche
Beschreibung
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Der
Fernsehempfänger/Monitor 10 aus 1 umfasst
eine integrierte Signalverarbeitungsschaltung 12 (im Folgenden "IC") wie etwa die IC vom
Toshiba-Typ TA1276N oder die IC vom Philips-Typ TDA4780, die mit
einer Videosignalquelle 14 gekoppelt ist, um ein Videosignal
für die
Anzeige zu empfangen, und erzeugt in jeweiligen Stufen eines Ausgangsabschnitts 16 R-,
G- und B-Farbsignale. Die R-, G- und
B-Signale sind mit jeweiligen Bildröhren-Treiberverstärkern 18, 20 und 22 gekoppelt,
die z. B. integrierte Schaltungen vom Typ TDA6120Q, hergestellt
von Philips, umfassen können.
Die verstärkten
R-, G- und B-Ausgangssignale
der Treiber-ICs sind mit jeweiligen Katoden K1, K2 und K3 einer
Bildröhre 24 gekoppelt.
Die Signalverarbeitungs-IC 12 umfasst einen mit dem Ausgangsabschnitt 16 gekoppelten
AKB-Abschnitt (26), der während aufeinanderfolgender
horizontaler Zeilen innerhalb oder in der Nähe des vertikalen Austastintervalls an
den jeweiligen R-, G- und B-Ausgängen
der Signalverarbeitungs-IC 12 AKB-Testspannungsimpulse erzeugt.
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Die
Zeitgebung für
die AKB-Testimpulse kann je nach der Betriebsart des Empfängers/Monitors 10 verschieden
sein. Zum Beispiel treten die AKB-Testimpulse für den NTSC-Betrieb für die R-,
G- und B-Signale in dieser Reihenfolge während der Zeilen 19, 20 und 21 auf.
Für eine
Computer-VGA-Betriebsart
können
die Impulse etwa eine Zeile nach dem Ende des vertikalen Austastintervalls oder
innerhalb des Beginns des Bildintervalls beginnen. Außerdem ist
die Dauer des vertikalen Austastintervalls für die verschiedenen Betriebsarten
verschieden.
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Normale
Videoinformationen sind während der
Erzeugung der AKB-Testimpulse ausgetastet. Die AKB-Testspannungsimpulse
veranlassen, dass bei den jeweiligen Katodenstrom-Abfühlausgängen 28, 30 und 32 der
Bildröhren-Treiberverstärker 18, 20 und 22 in
dieser Reihenfolge jeweilige AKB-Messstromimpulse
(RP, BP, GP) erzeugt werden. Die Messstromimpulse entsprechen den
jeweiligen Katodenströmen
für die
Katoden K1, K2 und K3. Die Messstromimpulse treten aufeinanderfolgend
(d. h. einer nach dem anderen) auf und sind mit jeweiligen Eingangsanschlüssen T1,
T2 und T3 einer (im Phantom skizzierten) AKB-Last 200 gekoppelt,
wo sie mittels eines gemeinsamen Lastwiderstands R16 in der Last 200,
der an seinem einen Ende mit den Anschlüssen T1, T2 und T3 und an seinem
anderen Ende mit einer Quelle der Referenzspannung 34 verbunden
ist, in AKB-Messspannungsimpulse
umgesetzt werden. Über
den Lastwiderstand R16 ist ein Filterkondensator C2 gekoppelt. Die über den
Lastwiderstand R16 erzeugten AKB-Messspannungsimpulse sind über eine
AKB-Schnittstellenschaltung 100 mit einem Eingang 27 des
AKB-Abschnitts der Signalverarbeitungs-IC 12 gekoppelt.
Der AKB-Abschnitt 26 vergleicht die aufeinanderfolgend
entwickelten AKB-Messspannungsimpulse
mit einer Referenzspannung und entwickelt in Reaktion auf den Vergleich
an den Ausgängen 29 Vorspannungen
für die
R-, G- und B-Stufe des Ausgangsabschnitts 16.
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Wie
im Folgenden ausführlich
beschrieben wird, ist mit der AKB-Lastschaltung 200 in Übereinstimmung
mit der Erfindung eine AKB-Messimpuls-Korrekturschaltung 300 gekoppelt,
um eine Verzerrung der Messimpulse zu verhindern. Es wird angemerkt,
dass je nach dem Typ der Signalverarbeitungs-IC und/oder der Bildröhrentreiber-IC,
die in dem Anzeigesystem 10 genutzt wird, wie in 1 gezeigt
ist, die AKB-Schnittstellenschaltung 100 zur
Unterstützung
bei der Entwicklung der AKB-Messspannungsimpulse genutzt werden
kann. Allerdings kann die Schnittstellenschaltung 100 in
bestimmten Anwendungen, wo z. B. andere Treiber- oder Signalverarbeitungs-ICs
zur Verwendung ausgewählt
werden, die die durch die Schnittstellenschaltung 100 bereitgestellte
Signalaufbereitung nicht erfordern, nicht notwendig sein. Mit anderen
Worten, die vorliegende Erfindung kann mit der oder ohne die Verwendung der
Schnittstellenschaltung 100 verwirklicht werden.
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Das
neu festgestellte Problem, auf das die vorliegende Erfindung gerichtet
ist, und die vorteilhaften Wirkungen, die durch die Erfindung erzielt
werden, sind durch die Signalformen der 2A, 2B und 2C veranschaulicht.
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2A zeigt
die R-, G- und B-AKB-Impulssignalformen mit der durch Überschwingen
verursachten Verzerrung und die Filterung für den Fall, in dem (i) die
Korrekturschaltung 300 nicht verbunden ist; (ii) der Filterkondensator
C2 einen verhältnismäßig hohen
Wert (z. B. 100 pF) hat und (iii) die Abtastrate wesentlich höher als
die 1H-Rate herkömmlicher
NTSC-, PAL- oder SECAM-Raten (z. B. das 2,14-fache der 1H-Rate) ist. Wie gezeigt
ist, zeigen die durch die Lastschaltung 200 erzeugten AKB-Messspannungsimpulse
(Rot, Blau und Grün) Überschwingen,
wobei eine erhebliche Flanke oder Dachschräge der Messimpulse offensichtlich
ist. Wie in 2B angegeben ist, führt die
Verringerung des Werts des Filterkondensators C2 in der Last 200 um
eine Größenordung von
100 pF auf 10 pF zu Impulsen mit weniger Flanke oder Dachschräge nach
dem Überschwingen,
erhöht aber
die Überschwingamplituden.
Die Signalform aus 2C gibt die vorteilhafte Wirkung
der vorliegenden Erfindung an, in der die Impulskorrekturschaltung 300 die
Amplituden des Überschwingens
wesentlich verringert, ohne die Impulse ansonsten erheblich zu verzerren
(insbesondere wird angemerkt, dass Überschwingen beider Polaritäten (zunehmender
oder abnehmender Spannung) verringert wird und dass es wenig Dachschräge oder
Flanken für
die korrigierten Impulse gibt).
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3 zeigt
in schematischer Form (mit beispielhaften Elementwerten) die AKB-Impulskorrekturschaltung 300,
die die Erfindung verkörpert,
die AKB-Last 200 und die AKB-Schnittstelle 100.
Zur Veranschaulichung und Erläuterung
sind die AKB-Last 200 und die AKB-Impulskorrekturschaltung 300 jeweils
in Strichlinien umrissen. Der Rest der Schaltungsanordnung umfasst
die (nicht in Strichlinien umrissene) AKB-Schnittstelle 100.
Wie zuvor angemerkt wurde, kann die Schnittstellenschaltung 100 je
nach dem Typ der in dem Anzeigesystem 10 verwendeten Bildröhrentreiber- und/oder Videoverarbeitungs-IC
genutzt oder nicht genutzt werden. Einzelheiten der spezifischen
Schnittstellenschaltung 100 werden später erläutert.
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Die
Impulskorrekturschaltung 300 umfasst einen Bipolartransistor
(Q300), der einen Emitter (E) besitzt, der mit einer Quelle eines
Referenzpotentials (Gr) gekoppelt ist, und der einen Kollektor (C)
besitzt, der über
einen ersten Kondensator (Ca) wechselspannungsmäßig mit der Lastschaltung (200)
gekoppelt ist. Ein zweiter Kondensator Cb koppelt wechselspannungsmäßig die
Lastschaltung mit einer Basis (B) des Bipolartransistors, und ein
Widerstand (Ra) koppelt gleichspannungsmäßig die Basis (B) mit der Quelle
des Referenzpotentials (Gr). Mit dem Kondensator Cb ist ein weiterer
Widerstand Rb für
die Einstellung des Einschaltschwellenwerts der Schaltung in Reihe
geschaltet.
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Im
Betrieb der AKB-Impulskorrekturschaltung 300 aus 3 ist
der Transistor Q300 normalerweise nichtleitend (ausgeschaltet) und
hat somit keine Wirkung auf die über
die Last 200 erzeugten AKB-Impulse. Wenn ein Überschwingen
mit einem steigenden Übergang
von mehr als einer Schwellenspannung auftritt, die hier die Basis-Emitter-Durchlassspannung
des Transistors Q300 ist, schaltet der Transistor in Reaktion auf
den durch den Kondensator Cb zugeführten Strom ein. Im Ergebnis
wird der Kondensator Ca über
den leitenden Kollektor-Emitter-Weg des Transistors Q300 mit Masse
gekoppelt, wobei die Amplitude des Überschwingens erheblich begrenzt
wird. Der Schwellenpegel für
das Zulassen höherer
Anstiegsamplituden als der Basisdurchlassspannung kann dadurch eingestellt
werden, dass für den
Widerstand Rb ein Wert größer als
null Ohm ausgewählt
wird. Genauer bilden die Widerstände
Ra und Rb ein Dämpfungsglied.
Durch Erhöhen
von Rb wird die Dämpfung
erhöht
und somit der Erfassungsschwellenwert (das Einschalten von Q300)
erhöht. Falls
z. B. die Schwellenspannung des Transistors Q300 Vt Volt ist und
der Wert von Rb so ausgewählt ist,
dass er gleich dem von Ra ist, wird der Schwellenwert mit einem
Faktor zwei multipliziert.
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Die
Zeitdauer, die der Transistor Q300 eingeschaltet ist, ist durch
die Zeitkonstante des Kondensators Cb und durch die Werte der Widerstände Ra und
Rb bestimmt. In Übereinstimmung
mit einem Aspekt der Erfindung wird diese Zeitperiode so ausgewählt, dass
sie etwa gleich der Überschwingzeitdauer
ist (siehe 2B). Wegen dieses Merkmals der Erfindung
findet die Überschwingunterdrückung hauptsächlich während der Überschwingzeit
statt, so dass die Impulskorrekturschaltung 300 die Impulsdächer während des
Messzeitintervalls nicht verschlechtert, wodurch Dächer geliefert
werden, die verhältnismäßig flach
sind und wenig Flanke oder Dachschräge zeigen.
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Der
Wert des Kondensators Ca ist nicht besonders entscheidend. Dieser
Kondensator sperrt die Gleichstromleitung, die ansonsten die Amplitude der über die
Last 200 entwickelten Spannungsimpulse ändern würde. Durch die Reihenschaltung
des Kollektor-Basis-Übergangs
des Transistors Q300 und des Widerstands Ra kann er während abfallenden Überschwingens
einen Stroms Ib leiten (Rückwärtsleitung).
Diese Rückwärtsleitung
stellt die Spannung über
den Kondensator Ca wieder her, so dass der Transistor Q300 während des folgenden
ansteigenden Überschwingens
einen Kollektorstrom erzeugen kann. Wie in 2C gezeigt
ist, unterdrückt
diese Rückwärtsleitung
(über den
Basis-Kollektor-Übergang)
außer
dem ansteigenden Überschwingen,
das während
der Zeit unterdrückt
wird, in der der Transistor Q300 eingeschaltet ist, abfallendes Überschwingen.
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Ferner
wird angemerkt, dass es in der Impulskorrekturschaltung 300 überhaupt
keinen Gleichstromweg gibt, der einen Gleichstrom aus der Lastschaltung 200 entfernen
würde.
Genauer ist der Kollektor des Transistors Q300 durch den Kondensator Ca
wechselspannungsmäßig mit
der Last 200 gekoppelt und ist die Basis des Transistors
Q300 durch den Kondensator Cb ebenfalls wechselspannungsmäßig mit
der Last 200 gekoppelt. Diese Merkmale der Erfindung stellen
sicher, dass es mit Ausnahme der Zeitperiode, wenn Überschwingen
vorhanden ist, keine Gesamtverringerung in den Dächern der Impulse gibt, wobei
diese Zeitperiode durch die durch Cb, Ra und Rb bestimmte Zeitkonstante
festgesetzt ist. Somit bleiben die Impulsdächer ohne Dachschräge oder
Flanke flach.
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4 veranschaulicht
eine Änderung
der Korrekturschaltung 300 aus 3, in der
der Bipolartransistor Q300 durch einen Feldeffekttransistor Q300A
ersetzt ist. Die Source, das Gate und der Drain des FET 300A sind
wie der Emitter, die Basis und der Kollektor des Q300 in 3 verbunden.
Ferner umfasst die Änderung
die Hinzufügung
einer Diode D1, die an ihrer Anode mit dem Gate des Transistors
Q300A und an ihrer Katode mit dem Drain des Transistors Q300A verbunden
ist. Die Funktion der Diode D1 ist es, über den Widerstand Ra und die
Diode D1 einen Gleichstromweg zum Kondensator Ca bereitzustellen.
Dies entspricht in Bezug auf die Funktion der Diode, die durch den
Kollektor-Basis- Übergang
des Bipolartransistors Q300 bereitgestellt ist. Genauer spannt abfallendes Überschwingen
die Diode D1 in Durchlassrichtung vor und wird somit unterdrückt.
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Obgleich
die Messimpuls-Korrekturschaltung hinsichtlich einer AKB-Anordnung
beschrieben wurde, wird angemerkt, dass eine solche Impulskorrekturschaltung
in Verbindung mit einer automatischen Weißpegel- oder Verstärkungs-(Ansteuerungs-)Anordnung
nützlich
sein kann, da automatische Verstärkungseinstellungsanordnungen
ebenfalls Katodenströme
messen, die in Reaktion auf Testspannungsimpulse während eines ähnlichen
Betriebs wie des AKB-Betriebs erzeugt werden. Häufig sind solche automatischen
Verstärkungseinstellungsanordnungen
in derselben Signalverarbeitungs-IC wie eine AKB-Anordnung enthalten
und nutzen üblicherweise
dieselben Katodenstromabfühl- und
Katodestrommessimpuls-Lastschaltungen.
Die Signalverarbeitungs-IC Philips TDA4680 umfasst sowohl AKB-Einrichtungen
als auch Einrichtungen für die
automatische Ansteuerungseinstellung.
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Obgleich
die Messimpuls-Korrekturschaltung der vorliegenden Erfindung in
Verbindung mit einer automatischen Ansteuerungseinstellanordnung genutzt
werden kann, wird ferner das Folgende angemerkt. Die Notwendigkeit,
ein Überschwingen
aus einem Messimpuls zu entfernen, nimmt ab, während der Abtastimpulsstrom
zunimmt. Messimpulsüberschwingen
ist ein erhebliches Problem für
Schwachstrommessungen wie etwa für
AKB-Messungen, braucht aber kein so erhebliches Problem für Messungen
mit höherem
Strom zu sein.
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Es
wird nun ausführlich
die in 3 gezeigte AKB-Schnittstellenschaltung 100 beschrieben.
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Als
Hintergrund hinsichtlich der Schnittstellenschaltung 100 erfordern
digitale, einschließlich hochaufgelöster, Fernsehempfänger und
Computer- oder Multimediamonitore Bildröhrentreiber mit verhältnismäßig hoher
Bandbreite. Zum Beispiel umfasst der Monitor/Empfänger 10 aus 1 wegen
der verhältnismäßig hohen
Großsignal-Bandbreite
der IC die Bildröhrentreiber-ICs 18, 20 und 22 vom
Philips-Typ TDA6120Q (wobei drei, jeweils einer jedes der Signale
R, G und B, verwendet werden). Allerdings ist festgestellt worden,
dass eine Bildröhrentreiber-IC
wie etwa die Philips TDA6120Q wegen der Eigenschaften und Beschränkungen
des Strommessausgangs der Bildröhrentreiber-IC
schwierig durch eine Schnittstelle mit dem AKB-Abschnitt einer herkömmlichen
Videosignalverarbeitung-IC wie etwa der Toshiba TA1276N oder der
Philips TDA4780 zu verbinden sein kann. Die Philips-Anwendungsrichtlinie
AN96073 für
die Bildröhrentreiber-IC
TDA6120Q legt bestimmte Eigenschaften und/oder Beschränkungen
dar. Von diesen sind die Folgenden erheblich:
- (i)
Der Nenn-Offset-Strom der IC ist 20 μA. Leider ist der Nenn-Offset-Strom
in Anbetracht dessen, dass der gewünschte Bildröhren-Abschaltstrom kleiner
als 20 μA
ist, hoch; und
- (ii) Der mögliche
Bereich des Offset-Stroms kann von –40 μA bis +120 μA sein. Für drei Verstärker parallel,
wie sie veranschaulicht sind, wird dies ein sehr hoher Wert. Allerdings
ist dieser Offset-Strom konstant, wobei dieser Offset-Strom als ein
großer
Leckstrom zu sehen ist, falls der Dynamikbereich der AKB-Anordnung
(die in der oben erwähnten
Anwendungsrichtlinie als "automatische
Schwarzstromstabilisierung oder ABS-Anordnung" bezeichnet wird) groß genug
ist. Falls der Offset-Strom stabilisiert werden kann, arbeitet die
ABS- (oder AKB-)Schleife zufriedenstellend.
- (iii) Der Strommessausgang des TDA6120Q ist nur dann zuverlässig, wenn
die Spannung, bei der der Strom gemessen wird, zwischen 4 und 20
Volt liegt. Der Toshiba TA1276N, der Philips TDA4780 und bekannte ähnliche
Videoverarbeitungs-ICs sind so ausgelegt, dass sie an ihren AKB-Eingängen eine
niedrigere Spannung empfangen.
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Als
eine kurze Übersicht
der Schnittstellenschaltung 100 wird der Gesamtleckstrom
der drei summierten AKB-Strom-Abfühlausgänge 28, 30 und 32 der
drei Bildröhrentreiber-ICs 18, 20 und 22 TDA6120Q
(die an den Anschlüssen
T1, T2 und T3 der Last 200 verbunden sind) durch einen
Servomechanismus kompensiert. Der Servomechanismus ist eine Rückkopplungsschaltung,
die einen getasteten Komparator (Q5, Q6 und Q7) umfasst, der die
Lastspannung Vo empfängt,
während
des vertikalen Rücklaufs
mit einem Referenzpegel vergleicht und eine Differenzstromquelle
(Q1, Q3) steuert, die eine Feststromquelle Q1 und eine veränderbare
Stromquelle Q3, die einen Gesamtleckkorrekturstrom Io zu der Lastschaltung 200 rückkoppelt,
umfasst. Auf diese Weise wird der Leckstrom korrigiert, was es ermöglicht,
zwischen den Bildröhrentreiber-ICs
und der Signalverarbeitungs-IC eine Gleichstrompegelübersetzung
und -skalierung vorzunehmen.
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Die
Gleichstrompegelübersetzung
und -skalierung sichert durch Verschiebung des Gleichspannungspegels
der Lastspannung und geeignete Skalierung der Amplitude der Lastspannung
eine akzeptable Gleichspannungs-Signalpegelanpassung
zwischen den Bildröhrentreiber-ICs
und der Videoprozessor-IC. Die Gleichspannungs- Pegelverschiebung wird durch den Transistor
Q4 in einer Referenzspannungsquelle bereitgestellt, die eine 3,0-Volt-Referenz an die Lastschaltung 200 anlegt,
und die Skalierung wird durch ein Paar Transistoren Q8 und Q9 bereitgestellt,
die die Spannung über
die Last 200 abfühlen und
in einem Lastwiderstand R20 eine skalierte Version der Lastspannung
erzeugen, die über
einen Emitterfolger Q10 an den Eingang 27 des AKB-Abschnitts 26 der
IC 12 gekoppelt wird.
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Die
AKB-Schnittstellenschaltung 100 ermöglicht vorteilhaft, Signalverarbeitungs-ICs
wie etwa die Toshiba TA1276N oder die Philips TDA4780 mit Bildröhrentreiber-ICs
wie etwa der Philips-Typ TDA6120Q zu nutzen.
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Im
Folgenden wird anhand der Toshiba-Videoverarbeitungs-IC TA1276N
und der Philips-Bildröhrentreiber-IC
TDA6120Q beispielhaft eine Ausführungsform
der AKB-Schnittstellenschaltung beschrieben. Die Signalverarbeitungs-IC
TA1276N erwartet, dass die Nenn-AKB-Impulsamplitude 1,6 Volt beträgt. Die
AKB-Schnittstellenschaltung erfasst die AKB-Abfühlimpulse
mit einem Pegel im Bereich von 4,8 bis 5,6 Volt. Dieser Spannungsbereich
liegt innerhalb des Ausgangsbereichs genauer Messungen der Philips-Bildröhrentreiber-IC
TDA6120Q. Der Referenzpegel für
die Impulse (+4,8 V Gleichspannung) wird durch einen getasteten
Servomechanismus (d. h. durch einen Rückkopplungsregler) aufrecht
erhalten, der das Signal von den Bildröhren-ICs mit einer 4,8-V-Gleichspannungsreferenz
vergleicht und die Vorspannung an einer Stromquelle so ändert, dass dieser
Nennspannungspegel unabhängig
von dem Offset-Strom, der für
die drei Treiber-ICs im Bereich von –120 μA bis +360 μA liegen kann, gehalten wird. Um
die Impulse mit dem Pegel von 4,8 bis 5,6 Volt auf einen Pegel von
0,8 bis 1,6 Volt zu übersetzen,
wird eine Gleichspannungs-Pegelverschiebungsschaltung und -Skalierungsschaltung
verwendet. Die AKB-Anordnung in dem TA1276N stellt die R-, die G- und die B-Vorspannung
so ein, dass die AKB-Messimpulse auf einem Nennpegel von 1,6 Volt
gehalten werden.
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Nunmehr
bei Betrachtung der spezifischen Einzelheiten der Schnittstellenschaltung 100 in 3 werden
die an die gemeinsam verbundenen Eingangsanschlüsse T1, T2 und T3 angelegten
Strommessimpulse RP, GP und BP summiert und über einen verhältnismäßig kleinen
Stoßstrom-Begrenzungswiderstand
R1 an die AKB-Last 200 angelegt, die über den Lastwiderstand R16
der Last 200 eine Lastspannung Vo erzeugt. Die Lastspannung
Vo wird an eine Leckkorrekturschaltung oder an einen "Servomechanismus" angelegt, die/der
die Transistoren Q1, Q3, Q5, Q6 und Q7 umfasst. Die Transistoren Q5-Q7
bilden einen getasteten Komparator, der die Lastspannung Vo mit
einer festen Referenzspannung (+4,8 V) vergleicht, die durch eine
(im Folgenden beschriebene) Referenzspannungsschaltung bereitgestellt
wird, die den Transistor Q4 umfasst. Der getastete Komparator ist
durch Koppeln der Emitter von Q5 und Q7 und des Kollektors von Q6
mit einem Versorgungsanschluss T4, durch Koppeln der Basis von Q5
mit einer Referenzspannungsquelle (+4,8 V), durch Koppeln der Basis
von Q7 mit dem Ausgang der Last 200 und durch Anlegen von
Tastimpulsen während
des vertikalen Rücklaufs über den
Widerstand R15 an den Emitter von Q6 gebildet. Die Tastimpulse am
Anschluss T6 können
durch geeignete Ablenkzeitgebungsschaltungen bereitgestellt werden.
Der Kollektor von Q7 ist geerdet, und die Komparatorausgabe wird
von dem Kollektor Q5 entnommen. Im Betrieb hält der getastete Komparator
die Erfassungsreferenz auf 4,8 Volt, indem er während der vertikalen Rücklaufperiode,
wenn es kein Signal an der Stromabfühlverbindung von den Bildröhrentreiber-ICs
gibt, die Pull-down-Stromquellen-Vorspannung
(Q3) ändert.
Der Transistor Q6 ist gesättigt,
was die Leitung von Q5 und Q7 mit Ausnahme während des vertikalen Tastimpulses
verhindert. Der Kondensator C1 wird durch den Kollektorstrom von
Q5 geladen und durch den Widerstand R7 entladen. Da der Kondensator
C1 verhältnismäßig groß ist und
die Lade- und Entladeströme
für C1
verhältnismäßig klein sind,
ist die Vorspannung für
den Transistor Q3 der veränderlichen
Stromquelle im Wesentlichen konstant oder ändert sich langsam. Somit gibt
es wegen des Betriebs des getasteten Komparators Q5-Q7 keine plötzlichen Änderungen
in dem Strom von Q3.
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Der
Ausgang des getasteten Komparators (der Kollektor von Q5) ist mit
einer veränderlichen Stromquelle
Q3 und mit einem Glättungs-
oder Integrationskondensator C1, der einen geglätteten veränderlichen Ausgangsstrom erzeugt,
der mit einem festen Ausgangsstrom summiert wird, der durch eine Feststromquelle
Q1 bereitgestellt wird, gekoppelt. Die Feststromquelle Q1 ist bei
dem Emitter davon gekoppelt, um den Anschluss T4 zu versorgen, und empfängt von
einem Potentialteiler, der die Widerstände R3-R5 umfasst, eine Basisvorspannung.
Die veränderliche
Stromquelle umfasst einen Transistor Q3 mit einem Emitterwiderstand
R8, der mit Masse gekoppelt ist, und mit einer Basis, die über einen Glättungskondensator
C1 und über
einen Widerstand R7 mit Masse gekoppelt ist, um einen Entladungsweg
für den
Kondensator C1 bereitzustellen, und stellt somit die Kondensatorentladungszeitkonstante
ein. Der Eingang in die veränderliche
Stromquelle ist durch einen Widerstand R9 bereitgestellt, der den
Ausgang (Kollektor Q5) der getasteten Stromquelle mit der Basis
der veränderlichen
Strom quelle Q1 und mit dem Integrations- oder Glättungskondensator C1 koppelt.
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Die
Differenz der zwei durch die Feststromquelle Q1 und durch die veränderliche
Stromquelle Q2 bereitgestellten Ströme, Io, wird zur Korrektur
der Leckströme
zu der Lastschaltung rückgekoppelt. Falls
z. B. der Bildröhrenleckstrom
dazu neigt zu steigen, erhöht
der getastete Komparator die Ladung auf dem Kondensator C1 und erhöht er dadurch
den durch den Transistor Q3 geleiteten Strom. Da dieser Strom von
dem durch die Feststromquelle Q1 bereitgestellten subtrahiert wird,
verringert sich der Gesamtausgangsstrom Io zur Last 200,
was dazu neigt, die Lastspannung zu verringern und auf dem Referenzspannungspegel
von +4,8 Volt, der durch den Kollektor des Referenzspannungstransistors
Q4 bereitgestellt wird, zu stabilisieren. Umgekehrt neigt die Lastspannung
dann, wenn die Leckströme
abnehmen, dazu, ebenfalls abzunehmen, wobei der getastete Komparator
Q5-Q7 den durch die veränderliche Stromquelle
Q3 bereitgestellten Strom verringert. Im Ergebnis nimmt die Differenz
zwischen der veränderlichen
Stromquelle Q3 und der Feststromquelle Q1 zu, so dass ein zunehmender
Gesamtausgangsstrom Io zur Last 200 gesendet wird, was
dem verringerten Leckstrom entgegenwirkt und die Lastspannung auf
dem durch den Referenzspannungsversorgungstransistor Q4 bereitgestellten
Referenzpegel von 4,8 Volt stabilisiert. Es wird angemerkt, dass
die Pull-up-Stromquelle Q1 in diesem Beispiel der Erfindung etwa
135 μA bereitstellen
muss. Der Wert muss wenigstens 120 μA, der maximale negative Offset-Strom
für die
drei in der veranschaulichten Ausführungsform der Erfindung verwendeten
Bildröhrentreiber,
sein. Bezüglich
der Pull-down-Stromquelle Q3 sollte der Ausgangsstrom über einen
Bereich von veranschaulichend 0-500 mA veränderlich sein. Der Wert muss
wenigstens 360 μA,
der positive Offset-Strom
zuzüglich
der 135 μA
der Pull-up-Stromquelle Q1, sein.
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Ein
weiteres Merkmal der Schnittstelle 100 umfasst einen Spannungsklemmtransistor
Q2, der verhindert, dass das Eingangssignal (Vo über die Last 200)
+8,2 Volt übersteigt,
während
der Strahlstrom während
Spurintervallen auf ein Maximum zunimmt. Dies ist dadurch realisiert,
dass der Emitter des PNP-Transistors Q2 mit der Last 200 verbunden ist,
der Kollektor dort mit einem Ausgangsanschluss T5 und über einen
Lastwiderstand R6 mit Masse gekoppelt ist und die Basis des Transistors
durch einen Potentialteiler vorgespannt wird, der die zwischen den
Versorgungsanschluss T4 und die Masse geschalteten Widerstände R3-R5
umfasst. Die gemeinsame Verbindung der Widerstände R3 und R4 stellt eine Vorspannung
für die
Basis des Feststromquellentransistors Q1 bereit und die gemeinsame
Verbindung der Widerstände
R4 und R5 stellt eine Vorspannung für die Basis des Begrenzer-
oder Klemmtransistors Q2 bereit. Wenn der Klemm- oder Begrenzungstransistor
Q2 wegen übermäßiger Lastspannung
einschaltet, stellen der Lastwiderstand R6 und der Ausgangsanschluss
T5 eine Ausgangsspannung bereit. Obgleich dies in diesem Beispiel
der Erfindung nicht verwendet wird, kann diese Ausgabe, wie später beschrieben
wird, auf Wunsch verwendet werden, um eine Spitzenstrahlstrombegrenzung
bereitzustellen.
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Die
Pegelverschiebung und -skalierung der über den Lastwiderstand R16
entwickelten Lastspannung wird durch die Transistoren Q8 und Q9
bereitgestellt, die an ihren Emittern durch den Widerstand R19 miteinander
gekoppelt sind und an ihren Basen über jeweilige Basiskoppelwiderstände R17
und R18 mit der Last 200 gekoppelt sind. Dies erzeugt über den
Widerstand R20 für
Q9 einen Kollektorstrom, der proportional zu dem Strom über den
Lastwiderstand R16 ist. Der Widerstand R21 ist ein Pull-up-Widerstand,
der mit der Basis von Q10 und mit R20 gekoppelt ist, um die Impulsreferenz
von 0 Volt auf +0,8 Volt zu verschieben. Da die Signalverarbeitungs-IC TA1276N
so ausgelegt ist, dass sie einen Nennpegel von 1,6 Volt relativ
zu Masse empfängt,
verringert dies die Impulsamplitudenanforderung von der Schnittstellenschaltung
auf 0,8 Volt Spitze-Spitze.
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Die
Gleichspannungs-Referenzspannungen von +3,0 Volt für die Last 200 und
von +4,8 Volt für
die Referenzeingabe (Basis von Q5) des getasteten Komparators Q5-Q7
werden durch den Transistor Q4 bereitgestellt, der in einer "Vbe-Vervielfacher"-Konfiguration geschaltet
ist. Genauer ist Q4 über
die Kollektor- und Emitterwiderstände R10 und R13 mit dem Versorgungsanschluss
T4 bzw. mit Masse gekoppelt und ist ein Potentialteiler, der die
Widerstände
R11 und R2 umfasst, so gekoppelt, dass er die Kollektor-Emitter-Spannung von Q4 an
seine Basis anlegt. Die Widerstände
R11 und R12 rückkoppeln
etwa ein Drittel der Kollektor-Emitter-Spannung an Q4, so dass die Gesamt-Kollektor-Emitter-Spannung etwa auf
das Dreifache der Basis-Emitter-Schwellenspannung
(d. h. 3 Vbe von Q4), d. h. etwa auf 1,8 Volt (d. h. 3-mal 0,6 Volt
Vbe), geregelt wird. Die Emitterspannung von Q4 wird mittels der
Widerstände
R10, der die Versorgungsspannung (+12 V) mit dem Kollektor koppelt,
und R13, der den Emitter mit Masse koppelt, auf +3,0 Volt angehoben
oder verschoben. Ein Merkmal dieser Referenzspannungsversorgung ist,
dass Änderungen
ihres Vbe eine Temperaturkompensation für Änderungen des Vbe der Transistoren Q8,
Q9 und Q10 bereitstellen.
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Wie
zuvor erwähnt
wurde, stellt der mit dem Ausgangsanschluss T5 gekoppelte Widerstand
R6 ein Maß für den Spitzenkatodenstrom
bereit, wenn der Transistor Q2 auf die Lastspannung von etwa +8 Volt
begrenzt oder klemmt. Auf Wunsch kann dies für die Spitzenstrahlstrombegrenzung
verwendet werden. Die Spitzenstrahlströme sind im Vergleich zum Katodenabschaltstrom
groß und
entwickeln über
R6 eine Spannung, die gleich dem Strom mal dem Widerstand ist, d.
h. 6 mA des Katodenstroms erzeugen am Ausgang T5 0,6 Volt, wenn
R6 100 Ohm beträgt. Die
entwickelte Spannung kann dazu verwendet werden, das Bildröhrentreibersignal
derart zu begrenzen, dass der Spitzenkatodenstrom nicht über einen bestimmten
Pegel zunehmen kann. Zu diesem Zweck könnte die über den Widerstand R6 entwickelte
Spannung z. B. mit dem Kontraststeuerungsabschnitt der Signalverarbeitungs-IC
oder mit einem anderen geeigneten Punkt wie etwa mit den Bildröhren-Treiberverstärkern gekoppelt
werden. Besonders nützlich
ist die Spitzenstrahlstrom-Begrenzungsfunktion
in Projektionsanzeigesystemen.
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In
einem Projektionsanzeigesystem werden drei getrennte Bildröhren genutzt.
In diesem Fall kann für
jede der drei Bildröhrenansteuerungs-ICs, die
den jeweiligen drei getrennten Bildröhren zugeordnet sind, eine
AKB-Schnittstellenschaltung
wie etwa die oben beschriebene bereitgestellt werden. Die drei AKB-Schnittstellenschaltungen
können
zusammen mit jeweiligen Bildröhrenansteuerungs-ICs auf
jeweiligen Bildröhrenansteuerplatinen,
die an jeweiligen Bildröhrenfassungsverbindern
angebracht sind, angeordnet sein. In einer solchen Anordnung wären drei
Transistoren, die dem Transistor Q9 entsprechen, Teil jeweiliger
AKB-Schnittstellenschaltungen,
die auf jeweiligen Bildröhrentreiberplatinen
angeordnet sind, während
der Puffertransistor Q10 und die zugeordneten Basiswiderstände auf
einer vierten Platine angeordnet und so gekoppelt wären, dass
sie von jeder der drei Bildröhrenansteuerplatinen
die Kollektorstromsignale von Q9 empfangen.