JP2000188582A

JP2000188582A - Ｏｆｄｍ受信装置

Info

Publication number: JP2000188582A
Application number: JP10365428A
Authority: JP
Inventors: Hiroaki Sudo; 浩章須藤; Mitsuru Uesugi; 充上杉
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1998-12-22
Filing date: 1998-12-22
Publication date: 2000-07-04

Abstract

(57)【要約】【課題】誤り率特性を劣化させずに復調処理に必
要な演算量を削減し、信号処理速度を早めること。【解決手段】ＤＦＴ回路１０１によってＤＦＴ処理が
施された入力信号は、レベル検出器１１２〜１１５によ
って受信レベルの検出が行なわれ、選択器１０２はレベ
ル検出器１１２〜１１５の結果から受信レベルが最も低
いキャリアを抽出し、このキャリアの検波処理は同期検
波器１０６に割り当て、他の３つのキャリアの検波処理
は遅延検波器１０３〜１０５に割り当てる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重方式（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙ
ＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；以下、
ＯＦＤＭという）を用いたディジタル移動体通信に使用
する受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】まず図１０を用いて従来のＯＦＤＭ受信
装置の構成と動作を説明する。図１０は従来のＯＦＤＭ
受信装置の構成を示すブロック図である。図１０におい
て、ＤＦＴ回路１００１は入力信号に対し離散フーリエ
変換（ＤｉｓｃｒｅｔｅＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓ
ｆｏｒｍ；以下、ＤＦＴという）を行う。同期検波器１
００２〜１００５は入力信号に対し同期検波を行う。判
定器１００６〜１００９は入力信号に対し判定を行う。
Ｐａｒａｌｌｅｌ−Ｓｅｒｉａｌ変換器（以下、Ｐ／Ｓ
変換器という）１０１０は複数系列の入力信号を１つの
系列の信号に変換する。レベル検出器１０１１〜１０１
４は入力信号に対してレベル検出を行う。

【０００３】次いで従来のＯＦＤＭ受信装置の動作にに
ついて説明する。ここではキャリア数が例えば４キャリ
アの場合について述べる。

【０００４】入力信号はＤＦＴ回路１００１によってＤ
ＦＴ演算をされ、４つのキャリアによって伝送されたベ
ースバンド信号が得られる。４つのベースバンド信号
は、同期検波器１００２〜１００５によってそれぞれ同
期検波され、同期検波信号が得られる。

【０００５】ここで、図１１を用いて同期検波器の構成
と動作を説明する。図１１は、同期検波器の構成を示す
ブロック図である。ディジタル乗算器１１０１及び１１
０２は信号を掛け合わせ、共役複素数生成器１１０３は
入力信号の共役複素数を生成する。

【０００６】一般にフレームフォーマットにおいては、
メッセージ区間の前に既知参照信号のパイロットシンボ
ルが付加されている。一般的な同期検波の方法として
は、パイロットシンボルを用いてフェージング変動を検
出する方法が用いられる。

【０００７】まず、パイロットシンボル区間において、
ＤＦＴ後の入力信号（ベースバンド信号）とパイロット
シンボルとの乗算を行うことによって、フェージングに
よる変動を表す信号が得られる。

【０００８】ここで、パイロットシンボル区間における
入力信号Ｉｎ（ｎＴ）は、Ｉｎ（ｎＴ）＝Ｐ（ｎＴ）・Ａ（ｎＴ）・ｅｘｐ（ｊΘ
（ｎＴ））と表わすことができる。ただし、ここでＰ（ｎＴ）はパ
イロットシンボルであり、Ａ（ｎＴ）はフェージングに
よる振幅変動であり、ｅｘｐ（ｊΘ（ｎＴ））はフェー
ジングによる位相変動である。

【０００９】又、フェージングによる変動を表す信号Ｆ
（ｎＴ）は、Ｆ（ｎＴ）＝｛Ｐ（ｎＴ）・Ａ（ｎＴ）・ｅｘｐ（ｊΘ（ｎＴ））｝・Ｐ（ｎＴ）＝Ｐ（ｎＴ）²・Ａ（ｎＴ）・ｅｘｐ（ｊΘ（ｎＴ）） − と表わすことができる。ここで、ＱＰＳＫ変調方式のよ
うな、振幅が一定で位相のみが情報を持っている変調方
式においては、Ｐ（ｎＴ）²＝１となるため、式は、Ｆ（ｎＴ）＝Ａ（ｎＴ）・ｅｘｐ（ｊΘ（ｎＴ））と表わすことができる。

【００１０】フェージングによる変動を表す信号Ｆ（ｎ
Ｔ）は、共役複素数生成器２０３によって共役複素数を
生成され、フェージングによる変動を表す信号Ｆ（ｎ
Ｔ）の共役複素数Ｆ（ｎＴ）^*が得られる。共役複素数
の生成は、入力された信号のＱ成分を極性反転すること
によって得られる。共役複素数Ｆ（ｎＴ）^*は以下の式
で表わすことができる。Ｆ（ｎＴ）^*＝Ａ（ｎＴ）・ｅｘｐ（−ｊΘ（ｎＴ））

【００１１】最後に、ベースバンド信号と、共役複素数
生成器１１０３の出力であるフェージングによる変動を
表す信号の共役複素数とは、ディジタル乗算器１１０２
によって乗算され、同期検波信号が得られる。

【００１２】ここで、パイロットシンボルの間隔に比べ
て、フェージング変動が十分遅く、パイロットシンボル
との間でフェージング変動が一定であると仮定すると、
同期検波信号を表わすＤ_out（ｎＴ）は、以下の式で表
わすことができる。Ｄ_out（ｎＴ）＝Ｄ_in（ｎＴ）・Ａ（ｎＴ）・ｅｘｐ（ｊΘ（ｎＴ））・Ａ（ｎＴ）・ｅｘｐ（−ｊΘ（ｎＴ））＝Ｄ_in（ｎＴ）・Ａ（ｎＴ）² − ここで、Ａ（ｎＴ）²は位相が一定で振幅のみの変動を
表しているため、同期検波信号Ｄ_out（ｎＴ）の位相情
報はＤ_in（ｎＴ）のみによって表される。従って、式
においては受信信号の位相を復調することができたとい
える。ＱＰＳＫ変調方式は振幅が一定で位相のみが情報
を持っている変調方式であるため、このように位相情報
を復調することによって同期検波が完了する。

【００１３】又、送受信キャリア間の位相差や周波数オ
フセットによる位相変動も、フェージング変動と同様に
除去できる。

【００１４】又、１６ＱＡＭ変調方式のような、位相と
振幅の両方が情報を持っている変調方式においては、パ
イロットシンボル区間の入力信号をパイロットシンボル
で除算することによりフェージング変動を検出し、入力
信号を検出したフェージング変動を表す信号で除算する
ことにより、同期検波を行うことができる。

【００１５】図１０を用いた従来の受信装置の動作の説
明に戻る。同期検波信号は、判定器１００６〜１００９
によってそれぞれ判定され、判定後の同期検波信号が得
られる。同期検波信号はＰ／Ｓ変換器１０１０によって
一系統の信号に変換され、復調信号が得られる。

【００１６】更に、ＤＦＴ後の信号（ベースバンド信
号）は、レベル検出器１０１１〜１０１４にそれぞれ入
力される。レベル検出器１０１１〜１０１４は入力され
た信号それぞれの二乗和演算を行い、キャリア毎のレベ
ル情報を出力する。これらレベル情報は、回線品質推
定、再送制御等に用いられる。

【００１７】このように、従来のＯＦＤＭ受信装置は、
受信信号の復調と同時に、キャリア毎のレベル情報を得
ることができる。なお、上記キャリア数を４キャリアと
した場合について説明したが、キャリア数をさらに８、
１６、３２、６４・・・と増やした場合についても同様
の構成で同期検波器やレベル検出器の数をキャリア数に
合わせて増やすことで対応できる。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
受信装置には、同期検波方式を用いるために復調処理時
の演算量が多く、信号処理速度が遅いという問題があ
る。

【００１９】そこで、同期検波方式より演算量が少ない
復調方式である遅延検波方式を用いることが考えられ
る。既に述べたように無線回線での位相回転の絶対値を
推定する同期検波方式に対し、遅延検波方式では、自己
のベースバンド信号の１シンボル前の受信点位置と現シ
ンボルの受信点位置の相対的な位相差からＩ成分及びＱ
成分の値を判定するため、演算量が少なくて済む。

【００２０】図１２を用いて遅延検波器の構成を説明す
る。遅延器１２０１は、入力信号を１シンボル遅らせ、
出力する。乗算器１２０２は、遅延器１２０１の出力信
号と入力信号を乗算し、遅延検波信号として出力する。

【００２１】しかしながら上記遅延検波方式は、誤り率
特性（特に受信エネルギーとノイズ密度の比であるＥｂ
／Ｎ０）が同期検波方式に比べて大きく劣るという問題
がある。

【００２２】すなわち、復調処理に同期検波方式又は遅
延検波方式のいずれか一方式を用いる構成では、ＯＦＤ
Ｍ受信装置の復調処理に必要な演算量を、誤り率特性を
劣化させずに削減することが難しいという課題を有す
る。

【００２３】本発明はかかる点に鑑みてなされたもので
あり、誤り率特性を劣化させずに復調処理に必要な演算
量を削減し、信号処理速度を早めるＯＦＤＭ受信装置を
提供することを目的とする。

【００２４】

【課題を解決するための手段】本発明の骨子は、ＯＦＤ
Ｍ受信装置に、少なくとも１つの同期検波器と少なくと
も１つの遅延検波器とを合計数がキャリア数以上になる
ように設け、受信信号復調処理時には、キャリア毎に同
期検波器と遅延検波器とを適宜使い分けることによっ
て、誤り率特性を劣化させずに復調処理に必要な演算量
を削減し、信号処理速度を早めることである。

【００２５】

【発明の実施の形態】本発明の第１の態様に係るＯＦＤ
Ｍ受信装置は、ＯＦＤＭ方式で送信された信号を受信す
る時に受信信号のキャリア毎の受信レベルを検出するレ
ベル検出手段と、受信レベルに応じてキャリア毎に同期
検波器又は遅延検波器に検波処理を割り当てる割当手段
と、を具備する構成を採る。

【００２６】この構成によれば、ＯＦＤＭ方式無線通信
においては一キャリアの受信レベルの落ち込みが回線全
体の品質に影響するため、キャリア毎の受信レベルに応
じて誤り率特性の良好な同期検波と演算量の少ない遅延
検波とに適宜割り当てることにより必要な演算量を減ら
すことができるため、誤り率特性を劣化防止と同時に復
調処理の演算量を削減することができ、信号処理速度を
早めることができる。又、回路も簡素にすることができ
る。

【００２７】本発明の第２の態様に係るＯＦＤＭ受信装
置は、第１の態様において、前記レベル検出手段の検出
結果に基づいて前記受信信号から受信レベルが最も低い
キャリアを抽出する抽出手段と、前記抽出手段が抽出し
たキャリアの検波処理は同期検波器で行われるように前
記割当手段を制御する制御手段と、を具備する構成を採
る。

【００２８】本発明の第３の態様に係るＯＦＤＭ受信装
置は、第１の態様において、前記レベル検出手段の検出
結果から受信レベルが最も高いキャリアを抽出する抽出
手段を具備し、この抽出手段は、抽出したキャリアの検
波処理を遅延検波器で行わせるように割当手段を制御す
る構成を採る。

【００２９】本発明の第４の態様に係るＯＦＤＭ受信装
置は、第１の態様において、前記レベル検出手段の検出
結果から受信したキャリアを受信レベルが低い順に順位
付けする並替手段と、前記並替手段の定めた順位に応じ
て受信レベルが最も低いキャリアから順に同期検波器に
処理を割り当てるように割当手段を制御する制御手段
と、を具備する構成を採る。

【００３０】これらの構成によれば、ＯＦＤＭ方式無線
通信において、回線品質に支配的な影響を与える受信レ
ベルの落ち込みが激しいキャリアは同期検波器で処理さ
れるように、受信レベルが最も低いキャリアは同期検波
器で処理することによって回線全体の誤り率特性が劣化
しないようにするため、誤り率特性を劣化防止と同時に
復調処理の演算量を削減することができ、信号処理速度
を早めることができる。又、回路も簡素にすることがで
きる。

【００３１】本発明の第５の態様に係るＯＦＤＭ受信装
置は、第１の態様から第４の態様のいずれかにおいて、
前記割当手段は、重要情報を含むキャリアの処理は常に
同期検波器で行う構成を採る。

【００３２】この構成によれば、ＯＦＤＭ方式無線通信
において、再送情報等の重要情報を含むキャリアは受信
レベルに依らず常に遅延検波方式より誤り率特性の良好
な同期検波方式で処理されるため、通信状態を安定させ
ることができる。

【００３３】本発明の第６の態様は、第１の態様から第
５の態様のいずれかのＯＦＤＭ受信装置を用いたＯＦＤ
Ｍ方式移動体通信システム用の端末装置である。

【００３４】この構成によれば、ＯＦＤＭ方式無線通信
において、必要な演算量が少なくて済むため、簡素で信
号処理速度の早い端末装置とすることができる。

【００３５】本発明の第７の態様に係るＯＦＤＭ受信装
置の復調方法は、ＯＦＤＭ方式で送信された信号を受信
する時に受信信号のキャリア毎の受信レベルを検出する
レベル検出工程と、受信レベルに応じてキャリア毎に同
期検波方式又は遅延検波方式での検波処理を割り当てる
割当工程と、を具備するようにした。

【００３６】この方法によれば、ＯＦＤＭ方式無線通信
においては一キャリアの受信レベルの落ち込みが回線全
体の品質に影響するため、キャリア毎の受信レベルに応
じて誤り率特性の良好な同期検波と演算量の少ない遅延
検波とに適宜割り当てることにより必要な演算量を減ら
すことができるため、誤り率特性を劣化防止と同時に復
調処理の演算量を削減することができ、信号処理速度を
早めることができる。又、回路も簡素にすることができ
る。

【００３７】本発明の第８の態様に係るＯＦＤＭ受信装
置の復調方法は、第７の態様において、前記レベル検出
工程の検出結果に基づいて前記受信信号からから受信レ
ベルが最も低いキャリアを抽出する抽出工程と、この抽
出工程が抽出したキャリアの検波処理は同期検波方式で
行われるように前記割当工程を制御する制御工程と、を
具備するようにした。

【００３８】本発明の第９の態様に係るＯＦＤＭ受信装
置の復調方法は、第７の態様において、前記レベル検出
工程の検出結果から受信レベルが最も高いキャリアを抽
出する抽出工程と、この抽出工程が抽出したキャリアの
検波処理は遅延検波方式で行われるように割当工程を制
御する制御工程と、を具備するようにした。

【００３９】本発明の第１０の態様に係るＯＦＤＭ受信
装置の復調方法は、第７の態様において、前記レベル検
出工程の検出結果から受信したキャリアを受信レベルが
低い順に順位付けする並替工程と、この並替工程の定め
た順位に応じて受信レベルが最も低いキャリアから順に
同期検波方式での処理を割り当てるように割当工程を制
御する制御工程と、を具備するようにした。

【００４０】これらの方法によれば、ＯＦＤＭ方式無線
通信において、回線品質に支配的な影響を与える受信レ
ベルの落ち込みが激しいキャリアは同期検波器で処理さ
れるように、受信レベルが最も低いキャリアは同期検波
方式で処理することによって回線全体の誤り率特性が劣
化しないようにするため、誤り率特性を劣化防止と同時
に復調処理の演算量を削減することができ、信号処理速
度を早めることができる。又、回路も簡素にすることが
できる。

【００４１】本発明の第１１の態様に係るＯＦＤＭ受信
装置の復調方法は、第７の態様から第１０の態様のいず
れかにおいて、前記割当工程は、重要情報を含むキャリ
アの処理は常に同期検波方式で行うようにした。

【００４２】この方法によれば、ＯＦＤＭ方式無線通信
において、再送情報等の重要情報を含むキャリアは受信
レベルに依らず常に遅延検波方式より誤り率特性の良好
な同期検波方式で処理されるため、通信状態を安定させ
ることができる。

【００４３】以下、本発明の実施の形態について、図面
を参照して詳細に説明する。

【００４４】（実施の形態１）まず図１を用いて本発明
の実施の形態１に係るＯＦＤＭ受信装置の構成を説明す
る。図１は実施の形態１に係る受信装置の構成を示すブ
ロック図である。ここでは、キャリア数が４で、１つの
同期検波器と３つの遅延検波器を有する構成とする。

【００４５】なお、本実施の形態においては、入力信号
がＱＰＳＫ変調された信号であり、既知参照信号がパイ
ロットシンボルである場合について説明する。

【００４６】ＤＦＴ回路１０１は入力信号に対しＤＦＴ
を行い、各キャリアによって運ばれたベースバンド信号
を得る。選択器１０２は、４つのベースバンド信号を個
々に遅延検波器又は同期検波器に割り当てる。選択器１
０２の構成は後述する。

【００４７】遅延検波器１０３〜１０５は、選択器１０
２で割り当てられたＤＦＴ後の信号の内の３つに対し遅
延検波を行う。同期検波器１０６は、選択器１０２で割
り当てられたＤＦＴ後の信号の１つに対し同期検波を行
う。

【００４８】判定器１０７〜１１０は、遅延検波信号及
び同期検波信号に対して判定を行う。Ｐ／Ｓ変換器１１
１は、複数系列の判定後の信号を１つの系列の信号に変
換することで、復調信号を出力する。レベル検出器１１
２〜１１５は、乗算器やメモリから成り、ＤＦＴ後の入
力信号に対してレベル検出を行う。

【００４９】次いで図２を用いて図１の選択器１０２の
構成について詳述する。図２は本実施の形態に係る受信
装置の選択器の構成を示すブロック図である。

【００５０】ディジタル減算器２０１〜２０３は、入力
された信号を減算する。スイッチ２０４〜２１１は、入
力された信号を切り替え一方のみを出力する。判定器２
１２〜２１４は、判定を行う。

【００５１】次いで図１及び図２を用いて、本実施の形
態に係る受信装置の動作を説明する。

【００５２】まず、入力信号は、ＤＦＴ回路１０１によ
ってＤＦＴ演算をされ、キャリア１〜４によって伝送さ
れた各ベースバンド信号が得られる。

【００５３】ＤＦＴ後の信号は、選択器１０２に入力さ
れる共に、レベル検出器１１２〜１１５によってレベル
検出が行われる。レベル検出は、Ｉ成分とＱ成分の二乗
和；｜Ｉ｜²＋｜Ｑ｜²を計算して振幅を求めることによ
って行われる。出力であるキャリア毎のレベル情報は、
選択器１０２に入力され信号選択に用いられ、更に回線
品質推定や再送制御等にも用いられる。

【００５４】選択器１０２は、入力されたキャリア毎の
ベースバンド信号を、各信号のレベルに応じて、受信レ
ベルが最も低い信号は同期検波器１０６で処理され、残
りの信号は遅延検波器１０３〜１０５で処理されるよう
に割り当てる。

【００５５】選択器１０２に入力されたキャリア１のレ
ベル情報とキャリア２のレベル情報は、減算器２０１に
よって減算処理が行われ、その結果が判定器２１２によ
って大小判定される。この判定結果は、スイッチ２０４
〜２０６へ出力される。同様に、選択器１０２に入力さ
れたキャリア３のレベル情報とキャリア４のレベル情報
は、減算器２０２によって減算処理が行われ、その結果
が判定器２１３によって大小判定される。この判定結果
は、スイッチ２０７〜２０９へ出力される。

【００５６】スイッチ２０４は、判定器２１２の出力に
応じて、キャリア１のレベル情報とキャリア２のレベル
情報の小さい方を出力する。スイッチ２０５は、判定器
２１２の出力に応じて、キャリア１のベースバンド信号
とキャリア２のベースバンド信号のレベル情報が大きい
方を出力する。スイッチ２０６は、判定器２１２の出力
に応じて、キャリア１のベースバンド信号とキャリア２
のベースバンド信号のレベル情報が小さい方を出力す
る。

【００５７】スイッチ２０７は、判定器２１３の出力に
応じて、キャリア３のベースバンド信号とキャリア４の
ベースバンド信号のレベル情報の大きい方を出力する。
スイッチ２０８は、判定器２１３の出力に応じて、キャ
リア３のベースバンド信号とキャリア４のベースバンド
信号のレベル情報の小さい方を出力する。スイッチ２０
９は、判定器２１３の出力に応じて、キャリア３のレベ
ル情報とキャリア４のレベル情報の小さい方を出力す
る。

【００５８】減算器２０３は、スイッチ２０４の出力と
スイッチ２０９の出力とを減算し、その結果は判定器２
１４によって大小判定される。この判定結果２１９は、
スイッチ２１０及び２１１へ送られる。

【００５９】スイッチ２１０は、判定器２１４の出力に
応じて、スイッチ２０６の出力とスイッチ２０８の出力
のレベル情報の大きい方を出力する。スイッチ２１１
は、判定器２１４の出力に応じて、スイッチ２０６の出
力とスイッチ２０８の出力のレベル情報の小さい方を出
力する。

【００６０】このように、選択器１０２がレベル情報が
最も小さい信号を抽出することによって、受信レベルが
最も低い信号を同期検波器１０６で処理し、他の信号を
遅延検波器１０３〜１０５で処理することができる。

【００６１】次いで、選択器１０２により割り当てられ
た信号はそれぞれ遅延検波器１０３〜１０５及び同期検
波器１０６で処理され、その出力である遅延検波信号及
び同期検波信号はそれぞれ判定器１０７〜１１０で判定
が行われ、Ｐ／Ｓ変換器１１１によって１つの系列の信
号に変換されることにより、復調信号を得る。

【００６２】実環境下では、遅延波の影響により、周波
数によって振幅及び位相変動が異なるいわゆる周波数選
択性フェージングが生じ、各キャリアによって回線品質
が大きく異なる。一般に、誤り率特性は、回線品質が悪
いキャリアの回線品質が支配的になる、すなわち回線品
質が最も悪いキャリアに引きづられ、回線全体の品質が
悪くなる。

【００６３】このことは、最も落ち込みの激しいキャリ
アの品質を向上させることにより、回線全体の品質が改
善されることを意味する。

【００６４】従って、上記述べたように本実施の形態に
おいては、演算量を低減させるために遅延検波器を用い
るが、品質が最も悪いキャリアの信号だけは遅延検波器
よりも誤り率特性の良い同期検波器を用いる構成を採
る。

【００６５】よって、同期検波器と遅延検波器を合わせ
てキャリア数分用意し、各キャリアのレベル情報で回線
品質を推定し、受信レベルが低いキャリアは、同期検波
を行い、受信レベルが高いキャリアは、遅延検波を行う
ことにより、誤り率特性を劣化させずに復調処理に必要
な演算量を削減することができる。

【００６６】なお、上記本実施の形態においては、同期
検波器を１個、遅延検波器を３個、用いた場合の構成に
ついて述べたが、同期検波器を少なくとも１個設け、双
方の合計数をキャリア数以上にするならば、同期検波器
及び遅延検波器の各個数は任意に定めることができる。

【００６７】更に、上記本実施の形態においてはキャリ
ア数４の場合について述べたが、キャリア数を８、１
６、３２、６４・・・と増大させた場合についても、選
択器と少なくとも１個の同期検波器とを設け、同期検波
器及び遅延検波器の合計数がキャリア数以上になる同期
検波器及び遅延検波器を設けることにより、同様の効果
を有する構成を採ることができる。

【００６８】本実施の形態においては、入力信号がＱＰ
ＳＫ変調された信号である場合について説明している
が、入力信号をＩ成分・Ｑ成分で処理する場合であれば
同様に適用することができる。

【００６９】（実施の形態２）本発明の実施の形態２に
係る受信装置は、実施の形態１に係る受信装置と同様の
構成を有し、但しレベル検出器１１２〜１１５により簡
素な構成のものを採用し、実施の形態１に係る受信装置
よりも演算量を減らしたものである。

【００７０】なお、本実施の形態においては、入力信号
がＱＰＳＫ変調された信号であり、既知参照信号がパイ
ロットシンボルである場合について説明する。

【００７１】本実施の形態のレベル検出器は、Ｉ成分と
Ｑ成分の絶対値から包絡線情報を近似算出し、受信レベ
ルを検出するものである。

【００７２】包絡線情報Ｚは、Ｚ＝√（｜Ｉ｜²＋｜Ｑ
｜²）で求めることができるが、二乗和を求めるには比
較的多くの演算量を要す。そこで少ない演算量で済むよ
うに、Ｚ＝｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜で近似的に算出することも考
えられるが、この近似式を用いると、最大（位相が４５
°の時）で、二乗和√（｜Ｉ｜²＋｜Ｑ｜²）で算出した
値の１．４１４倍、すなわち約４１％の誤差を生じ、誤
り率特性が劣化する。

【００７３】そこで本実施の形態では、ビットシフトに
より簡易に行うことができる乗算を用いた近似式を利用
する。すなわち、｜Ｉ｜＞｜Ｑ｜の場合はＺ＝｜Ｉ｜＋
０．３７５×｜Ｑ｜、｜Ｑ｜＞｜Ｉ｜の場合はＺ＝｜Ｑ
｜＋０．３７５×｜Ｉ｜、を近似式として用いる。

【００７４】図３は、この近似式において｜Ｉ｜＞｜Ｑ
｜の時、すなわち０≦θ≦４５°の範囲、における位相
θと推定半径、すなわち振幅、の関係を理論計算で求め
た結果を示したグラフである。このグラフより、上記近
似式を用いることによって、二乗和で求めた場合に比べ
７％以内の誤差で包絡線情報を得ることができることが
わかる。

【００７５】以下、図４を用いて、上記近似式を用いて
包絡線情報を求め、受信レベルを検出する、本実施の形
態に係る受信装置のレベル検出器について説明する。図
４は、本発明の実施の形態２に係る受信装置のレベル検
出器の構成を示すブロック図である。

【００７６】ＤＦＴ後の入力信号の一キャリアのＩ成分
とＱ成分は、絶対値検出器４０１、４０２に入力され
る。絶対値検出器４０１、４０２は、入力信号の絶対値
を取り、減算器４０５及び加算器４１０へ出力する。Ｉ
成分とＱ成分の選択は、スイッチ４０３、４０４により
行われる。減算器４０５の減算結果は判定器４０６によ
って判定され、判定結果はスイッチ４０３、４０４の制
御に反映される。

【００７７】２ビットシフト器４０７と３ビットシフト
器４０８は、スイッチ４０４の出力をそれぞれ２ビット
及び３ビットシフトさせる。２ビットシフト器４０７と
３ビットシフト器４０８の出力は、加算器４０９によっ
て加算される。これにより、上記近似式における０．３
７５の乗算処理がなされる。加算器４１０は、スイッチ
４０３の出力と加算器４０９の出力を加算し、包絡線情
報を出力する。

【００７８】次いで、本実施の形態に係る受信装置のレ
ベル検出器の動作を説明する。

【００７９】Ｉ成分とＱ成分は、それぞれ絶対値検出器
４０１，４０２によって絶対値を検出され、｜Ｉ｜と｜
Ｑ｜が得られる。

【００８０】次いで、絶対値検出器４０１，４０２の出
力（｜Ｉ｜と｜Ｑ｜）は、減算器４０５で減算処理さ
れ、その出力を用いて判定器４０６が大小判定を行う。
又、絶対値検出器４０１，４０２の出力（｜Ｉ｜と｜Ｑ
｜）は、それぞれスイッチ４０３、４０４によって選択
され、出力される。スイッチ４０３、４０４は判定器４
０６の判定結果に応じて出力する信号を選択する。

【００８１】スイッチ４０３は、判定器４０６の出力が
｜Ｉ｜＞｜Ｑ｜であれば｜Ｉ｜を出力し、｜Ｑ｜＞｜Ｉ
｜であれば｜Ｑ｜を出力する。スイッチ４０４は、判定
器４０６の出力が｜Ｉ｜＞｜Ｑ｜であれば｜Ｑ｜を出力
し、｜Ｑ｜＞｜Ｉ｜であれば｜Ｉ｜を出力する。要する
にまとめると、スイッチ４０３は｜Ｉ｜と｜Ｑ｜との大
きい方を出力し、スイッチ４０４は｜Ｉ｜と｜Ｑ｜との
小さい方を出力する。

【００８２】次いで、スイッチ４０４から出力された｜
Ｉ｜と｜Ｑ｜の小さい方は、２ビットシフト器４０７と
３ビットシフト器４０８によってそれぞれ２ビットシフ
ト及び３ビットシフトされる。

【００８３】１ビットシフトによって振幅は半分になる
ため、２ビットシフトでは０．２５倍、３ビットシフト
では０．１２５倍となる。従って、２ビットシフト器４
０７の出力信号の振幅は、スイッチ４０４の出力信号の
振幅の０．２５倍であり、３ビットシフト器４０８の出
力信号の振幅は、スイッチ４０４の出力信号の振幅の
０．１２５倍となる。

【００８４】次いで加算器４０９が、２ビットシフト器
４０７の出力信号（０．２５×｜Ｉ｜又は０．２５×｜
Ｑ｜）と３ビットシフト器４０８の出力信号（０．１２
５×｜Ｉ｜又は０．１２５×｜Ｑ｜）を加算するため、
加算器４０９の出力信号は、０．３７５×｜Ｉ｜又は
０．３７５×｜Ｑ｜となる。

【００８５】最後に、加算器４１０が、スイッチ４０３
の出力信号（｜Ｉ｜又は｜Ｑ｜）と、加算器４０９の出
力信号（０．３７５×｜Ｉ｜又は０．３７５×｜Ｑ｜）
と、を加算し、前記近似式による包絡線情報Ｚを得るこ
とができる。

【００８６】このように、本実施の形態に係る受信装置
は、受信レベルの検出に用いるレベル検出器が、乗算器
及びメモリを用いない簡素な構成を採り、包絡線を求め
てレベルを検出する方法を採るため、装置が簡素化し、
又、必要な演算量を減らすことができる。

【００８７】又、包絡線の算出においては、二乗和の演
算を行わず、回路上ではビットシフトで実現することが
できる簡単な乗算と、加算のみからなる近似式を用いる
ことで、更に必要な演算量を減らすことができる。

【００８８】本実施の形態においては、入力信号がＱＰ
ＳＫ変調された信号である場合について説明している
が、入力信号をＩ成分・Ｑ成分で処理する場合であれば
同様に適用することができる。

【００８９】（実施の形態３）本発明の実施の形態３に
係る受信装置は、実施の形態１に係る受信装置と同様の
構成を有し、但し特定のキャリアは選択器を通さずに常
に同期検波を行うことによって、重要情報（例えば、再
送情報）の品質を向上させたものである。

【００９０】以下、図５を用いて、本実施の形態に係る
受信装置について説明する。図５は、本発明の実施の形
態３に係る受信装置の構成を示すブロック図である。な
お、実施の形態１と同様の構成には同じ符号を付し、詳
しい説明は省略する。

【００９１】入力信号はＤＦＴ回路１０１でＤＦＴ処理
され、レベル検出器１１２〜１１５によってレベル検出
が行われることは実施の形態１と同様である。

【００９２】ここで、４つのキャリアの１つは、重要情
報（例えば、再送情報）を含むことが特定されたキャリ
アであるとする。この特定キャリアは、選択器１０２に
入力されず、直接、専用の同期検波器５０１によって検
波処理が行われる。他の３つのキャリアは、実施の形態
１と同様に選択器１０２に入力され、各キャリアのレベ
ル情報に応じて、遅延検波器１０４、１０５又は同期検
波器１０６によって検波処理される。

【００９３】遅延検波後又は同期検波後の遅延検波信号
及び同期検波信号は、実施の形態１と同様に、それぞれ
判定器１０７〜１１０によって判定され、Ｐ／Ｓ変換器
１１１によって１つの系列の信号に変換され、復調信号
を得る。

【００９４】このように本実施の形態によれば、同期検
波方式は遅延検波方式よりも誤り率特性が良いことを利
用し、重要情報（例えば、再送情報）を含むキャリアを
特定し、この特定のキャリアは他のキャリアと受信レベ
ルを比較することなく常に同期検波を行うことによっ
て、重要情報の品質を向上させることができる。

【００９５】（実施の形態４）本発明の実施の形態４に
係る受信装置は、実施の形態１に係る受信装置と同様の
構成を有し、但し遅延検波器に乗算器及びメモリを用い
ないようにして回路規模を低減させたものである。

【００９６】以下、図６を用いて、本実施の形態に係る
受信装置について説明する。図６は、本発明の実施の形
態４に係る受信装置の遅延検波器の構成を示すブロック
図である。本実施の形態に係る遅延検波器は、位相を求
める演算を減らすようにしている。

【００９７】なお、本実施の形態においては、入力信号
がＱＰＳＫ変調された信号であり、既知参照信号がパイ
ロットシンボルである場合について説明する。

【００９８】入力信号のＩ成分とＱ成分は、それぞれ絶
対値検出器６０１、６０２により絶対値検出され、減算
器６０３へ出力される。

【００９９】又、入力信号のＩ成分とＱ成分は、象限判
定器６０４に入力され、象限が判定される。以下、象限
判定器６０４について詳述する。

【０１００】入力信号のＩ成分とＱ成分から位相を求め
る場合、Ｉ、Ｑベースバンド信号の位相Θ＝ａｒｃｔａ
ｎ（Ｑ／Ｉ）を計算する必要があるが、このａｒｃｔａ
ｎ（Ｑ／Ｉ）は、以下の式に基づいて近似することが
できる。ａｒｃｔａｎ（Ｑ／Ｉ）＝｜Ｉ｜−｜Ｑ｜ −

【０１０１】図７は、ａｒｃｔａｎ（Ｑ／Ｉ）と｜Ｉ｜
−｜Ｑ｜との関係を示したグラフである。このようにΘ
＝｜Ｉ｜−｜Ｑ｜で近似しても誤差は１．８°以内にす
ることができる。

【０１０２】象限判定器６０４は、上記近似式に基づい
て、｜Ｉ｜−｜Ｑ｜≒−４Θ／π＋１であれば第１象限
であると判定し、以下同様に、｜Ｉ｜−｜Ｑ｜≒４Θ／
π−３であれば第２象限、｜Ｉ｜−｜Ｑ｜≒−４Θ／π
−３であれば第３象限、｜Ｉ｜−｜Ｑ｜≒４Θ／π＋１
であれば第４象限、と判定する。

【０１０３】次いで、変換器６０５は、減算器６０３の
出力を象限判定器６０４の判定結果に応じて変換し、位
相Θを求める。

【０１０４】最後に、減算器６０６は、変換器６０５の
出力と、変換器６０５の出力を１シンボル遅らせる遅延
器６０７の出力と、を減算し、遅延検波信号を出力す
る。

【０１０５】このように本実施の形態によれば、同期検
波器において、乗算器及びメモリを用いてａｒｃｔａｎ
（Ｑ／Ｉ）の演算を行う替わりに、｜Ｉ｜と｜Ｑ｜の減
算及び位相が属する象限の判定を行うことにより、必要
な演算量を削減し、回路規模を低減することができる。

【０１０６】本実施の形態においては、入力信号がＱＰ
ＳＫ変調された信号である場合について説明している
が、入力信号をＩ成分・Ｑ成分で処理する場合であれば
同様に適用することができる。

【０１０７】（実施の形態５）本発明の実施の形態５に
係る受信装置は、実施の形態１に係る受信装置と同様の
構成を有し、但し同期検波器に乗算器及びメモリを用い
ないようにして回路規模を低減させたものである。

【０１０８】以下、図８を用いて、本実施の形態に係る
受信装置について説明する。図８は、本発明の実施の形
態５に係る受信装置の同期検波器の構成を示すブロック
図である。

【０１０９】位相情報生成器８０１、８０２は、実施の
形態４の遅延検波器が有する構成と同様の構成を採り、
乗算器やメモリを用いずに簡単な演算で位相を算出す
る。

【０１１０】減算器８０３は、位相情報生成器８０１の
出力であるＤＦＴ後の入力信号（ベースバンド信号）の
位相と、位相情報生成器８０２の出力であるパイロット
シンボルの位相と、を減算処理し、フェージングによる
位相変動を得る。

【０１１１】次いで、減算器８０４が、位相情報生成器
８０１の出力である入力信号の位相情報と減算器８０３
の出力であるフェージングによる位相変動とを減算処理
する。ここで、同期検波信号のフェージング変動がパイ
ロットシンボルの間隔に比べて十分に遅く、同期検波信
号とパイロットシンボルとの間でフェージング変動が一
定であるならば、位相情報生成器８０１の出力であるＤ
ＦＴ後の入力信号の位相情報と、減算器８０３の出力で
あるパイロットシンボルを用いて検出されたフェージン
グによる位相変動と、の位相差を算出することにより、
同期検波信号を得ることができる。

【０１１２】このように本実施の形態によれば、同期検
波器において、乗算器及びメモリを用いた演算を行わ
ず、簡単な演算で求められた位相を用いて同期検波を行
うことによって、必要な演算量を削減し、回路規模を低
減することができる。

【０１１３】（実施の形態６）本発明の実施の形態６に
係る受信装置は、実施の形態１に係る受信装置と同様の
構成及び実施の形態５に係る同期検波器と同様の構成を
有し、但し同期検波器において同期検波処理を行う前の
信号の平均化を行うことによって、誤り率特性を向上さ
せたものである。

【０１１４】以下、図９を用いて、本実施の形態に係る
受信装置について説明する。図９は、本発明の実施の形
態６に係る受信装置の同期検波器の構成を示すブロック
図である。実施の形態５と同様の構成には同じ符号を付
し、詳しい説明は省略する。

【０１１５】本実施の形態に係る同期検波装置において
は、平均化回路９０１が、減算器８０３、すなわち位相
情報生成器８０１の出力である入力信号の位相情報と位
相情報生成器８０２の出力であるパイロットシンボルの
位相情報との差、を平均化する。これによって、フェー
ジングによる回線変動の検出精度を向上させることがで
きるため、誤り率特性の向上を図ることができる。

【０１１６】このように本実施の形態によれば、同期検
波器において、乗算器及びメモリを用いた演算を行わ
ず、簡単な演算で求められた位相を用いて同期検波を行
うことによって、必要な演算量を削減し、回路規模を低
減することができると同時に、平均化を行うことにより
フェージングによる回線変動の検出精度が向上するた
め、実施の形態５に係る同期検波装置よりも誤り率特性
を向上させることができる。

【０１１７】以上、実施の形態１〜６で述べたように、
ＯＦＤＭ方式無線通信においては、受信レベルが最も落
ち込んだキャリアに回線全体の品質が引きつられて落ち
るため、受信レベルが最も低いキャリアの品質向上を図
ることにより回線全体の品質向上を図ることができる。
そこで、いずれの実施の形態においても、誤り率特性は
良好であるが必要演算量が多い同期検波器と、必要演算
量は少ないが誤り率特性が同期検波器より劣る遅延検波
器と、を適宜組み合わせて用いることによって、誤り率
特性の劣化させることなく、必要演算量を少なくするこ
とができる。従って、ＯＦＤＭ受信装置の信号処理速度
を早めることができる。

【０１１８】又、受信レベル検出のための振幅算出や同
期を取るための位相算出においては、誤差の少ない簡単
な近似式を用いることによって、演算量の多い乗算器を
省く構造とし、受信装置全体での必要演算量を低減する
ことができ、信号処理速度を早めることができる。

【０１１９】なお、上記実施の形態１〜６において、既
知参照信号はパイロットシンボルに限らない。

【０１２０】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
誤り率特性を劣化させずに復調処理に必要な演算量を削
減し、信号処理速度を早めることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ受信装置
の構成を示すブロック図

【図２】本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ受信装置
の選択器の構成を示すブロック図

【図３】本発明の実施の形態２に係るＯＦＤＭ受信装置
のレベル検出器で用いる包絡線情報算出近似式の理論計
算結果を示したグラフ

【図４】本発明の実施の形態２に係るＯＦＤＭ受信装置
のレベル検出器の構成を示すブロック図

【図５】本発明の実施の形態３に係るＯＦＤＭ受信装置
の構成を示すブロック図

【図６】本発明の実施の形態４に係るＯＦＤＭ受信装置
の遅延検波器の構成を示すブロック図

【図７】本発明の実施の形態４に係るＯＦＤＭ受信装置
の遅延検波器で用いる位相算出近似式の理論計算結果を
示したグラフ

【図８】本発明の実施の形態５に係るＯＦＤＭ受信装置
の同期検波器の構成を示すブロック図

【図９】本発明の実施の形態６に係るＯＦＤＭ受信装置
の同期検波器の構成を示すブロック図

【図１０】従来のＯＦＤＭ受信装置の構成を説明するブ
ロック図

【図１１】従来の同期検波器の構成を示すブロック図

【図１２】従来の遅延検波器の構成を示すブロック図

【符号の説明】

１０１ＤＦＴ回路１０２選択器１０３〜１０５遅延検波器１０６同期検波器１０７〜１１０判定器１１１Ｐ／Ｓ変換器１１２〜１１５レベル検出器４０１、４０２絶対値検出器４０７２ビットシフト器４０８３ビットシフト器６０４象限判定器６０５変換器８０１、８０２位相情報生成器９０１平均化回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ＯＦＤＭ方式で送信された信号を受信す
る時に受信信号のキャリア毎の受信レベルを検出するレ
ベル検出手段と、受信レベルに応じてキャリア毎に同期
検波器又は遅延検波器に検波処理を割り当てる割当手段
と、を具備することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項２】前記レベル検出手段の検出結果に基づい
て前記受信信号から受信レベルが最も低いキャリアを抽
出する抽出手段と、前記抽出手段が抽出したキャリアの
検波処理は同期検波器で行われるように前記割当手段を
制御する制御手段と、を具備することを特徴とする請求
項１記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項３】前記レベル検出手段の検出結果から受信
レベルが最も高いキャリアを抽出する抽出手段を具備
し、この抽出手段は、抽出したキャリアの検波処理を遅
延検波器で行わせるように割当手段を制御することを特
徴とする請求項２記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項４】前記レベル検出手段の検出結果から受信
したキャリアを受信レベルが低い順に順位付けする並替
手段と、前記並替手段の定めた順位に応じて受信レベル
が最も低いキャリアから順に同期検波器に処理を割り当
てるように割当手段を制御する制御手段と、を具備する
ことを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項５】前記割当手段は、重要情報を含むキャリ
アの処理は常に同期検波器で行うことを特徴とする請求
項１から請求項４のいずれかに記載のＯＦＤＭ受信装
置。
【請求項６】請求項１から請求項５のいずれかに記載
のＯＦＤＭ受信装置を用いたＯＦＤＭ方式移動体通信シ
ステム用の端末装置。
【請求項７】ＯＦＤＭ方式で送信された信号を受信す
る時に受信信号のキャリア毎の受信レベルを検出するレ
ベル検出工程と、受信レベルに応じてキャリア毎に同期
検波方式又は遅延検波方式での検波処理を割り当てる割
当工程と、を具備することを特徴とするＯＦＤＭ受信装
置の復調方法。
【請求項８】前記レベル検出工程の検出結果に基づい
て前記受信信号からから受信レベルが最も低いキャリア
を抽出する抽出工程と、この抽出工程が抽出したキャリ
アの検波処理は同期検波方式で行われるように前記割当
工程を制御する制御工程と、を具備することを特徴とす
る請求項７記載のＯＦＤＭ受信装置の復調方法。
【請求項９】前記レベル検出工程の検出結果から受信
レベルが最も高いキャリアを抽出する抽出工程と、この
抽出工程が抽出したキャリアの検波処理は遅延検波方式
で行われるように割当工程を制御する制御工程と、を具
備することを特徴とする請求項７記載のＯＦＤＭ受信装
置の復調方法。
【請求項１０】前記レベル検出工程の検出結果から受
信したキャリアを受信レベルが低い順に順位付けする並
替工程と、この並替工程の定めた順位に応じて受信レベ
ルが最も低いキャリアから順に同期検波方式での処理を
割り当てるように割当工程を制御する制御工程と、を具
備することを特徴とする請求項７記載のＯＦＤＭ受信装
置の復調方法。
【請求項１１】前記割当工程は、重要情報を含むキャ
リアの処理は常に同期検波方式で行うことを特徴とする
請求項７から請求項１０のいずれかに記載のＯＦＤＭ受
信装置の復調方法。