JP2000166255A

JP2000166255A - 電力変換装置

Info

Publication number: JP2000166255A
Application number: JP10334467A
Authority: JP
Inventors: Shinji Sato; 伸二佐藤
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 1998-11-25
Filing date: 1998-11-25
Publication date: 2000-06-16
Anticipated expiration: 2018-11-25
Also published as: JP3275856B2

Abstract

(57)【要約】【課題】ノイズおよびスイッチング素子の電気的スト
レスが少なくて変換効率の良い電力変換装置を提供する
こと。【解決手段】トランジスタ３がオフされると一次巻線
２Ａ、２Ｂからの余剰電力がコンデンサ４Ａ、４Ｃに充
電され、一方オンされると充電された電力は、リアクト
ル５Ｄにより電流ピークが抑制されつつ、トランジスタ
３、一次巻線２Ｂ、環流ダイオード５Ｂ、リアクトル５
Ｄがなす閉路で転流し２次回路６に電力伝達されるの
で、余剰電力を無駄にすることがない。そして再びオフ
されるまでにコンデンサ４Ａ、４Ｃは完全放電されるの
で再度余剰電力が発生してもトランジスタのコレクタ−
エミッタ電圧の電圧上昇率を抑制してノイズをも除去で
きる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直流電力を交流電
力へ変換する装置に係り、特に変圧器の一次巻線から発
生する余剰電力の回収および処理に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来から、変圧器を用いて直流電力を交
流電力に変換する装置は、スイッチングレギュレータ、
ＡＣアダプター、バッテリー充電器など種々な製品に用
いられている。このような電力変換装置においては、電
力用のスイッチングトランジスタ等により変圧器の一次
巻線にパルス電力が供給されるので、パルス電力がオフ
する際に一次巻線からは余剰電力が発生し、これがスイ
ッチングトランジスタのコレクタ−エミッタ電圧を高い
電圧変化率（ｄｖ／ｄｔ）で変化させて、いわゆるサー
ジ電圧を発生させる。この高い電圧変化率のサージ電圧
はスイッチングトランジスタにとって電気的ストレスと
なるので、従来から、電力変換装置には、この余剰電力
を処理するスナバ回路が設けられている。

【０００３】図７は、従来の電力変換装置の回路構成で
ある。同図に於いて、電圧がＶＩＮの電源１に変圧器２
が接続されている。この変圧器２には、電源１のプラス
極、マイナス極にそれぞれ接続された一次巻線２Ａ、２
Ｂと、二次巻線２Ｃと、クランプ巻線２Ｆ、２Ｇが巻線
されており、一次巻線２Ａ、２Ｂ、クランプ巻線２Ｆ、
２Ｇは同一巻数となっている。トランジスタ３は、電力
用スイッチングトランジスタであり、一次巻線２Ａ、２
Ｂの間に接続される。クランプコンデンサ１０Ａ、１０
Ｂの間にはダイオード１１が接続され、トランジスタ３
のコレクタ、エミッタに並列接続される。二次巻線２Ｃ
の後段には整流平滑回路と負荷とからなり、電力の供給
を受ける二次回路６が接続される。

【０００４】この装置の電力変換動作を説明する。

【０００５】トランジスタ３がオンして、一次巻線２
Ａ、２Ｂに電源１からの電流が流れると、一次巻線２Ａ
と巻数同一のクランプ巻線２Ｇにも同じ値の電圧が誘起
されるため、クランプコンデンサ１０Ａには、電圧ＶＩ
Ｎが印加される。同様にクランプコンデンサ１０Ｂにも
電圧ＶＩＮが印加される。尚、ダイオード１１はクラン
プコンデンサ１０Ｂから、クランプコンデンサ１０Ａへ
の電流を阻止する。

【０００６】トランジスタ３がオフすると、一次巻線２
Ａ、２Ｂにオン期間とは逆向きのサージ電圧が発生す
る。

【０００７】このサージ電圧により発生した電流はコン
デンサ１０Ａおよび１０Ｂに充電される。そして電流が
消滅すると、充電された電力の一部が、クランプコンデ
ンサ１０Ａ、１０Ｂの両端電圧がＶＩＮとなるまで変圧
器２の一次巻線２Ａ、２Ｂを介して、電源１に放出す
る。

【０００８】即ち、これらクランプコンデンサがスナバ
回路としてサージ電圧の電圧変化率を小さくすることで
トランジスタの電気的ストレスを軽減している。

【０００９】尚、この従来の電力変換装置の詳細は、
『Ching-Shan Leuほか：A Built in Input Filter Forw
ard Converter, PESC'94 917頁』に記載されている。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】このように従来の電力
変換装置は、サージ電圧の電圧変化率を小さくしてトラ
ンジスタ（スイッチング素子）の電気的ストレスを軽減
するものであった。

【００１１】しかし、クランプ巻線が一次巻線と逆向き
の起電力を発生するので、クランプコンデンサは完全放
電されずに、トランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧
は、常時クランプコンデンサの両端電圧の和（電圧ＶＩ
Ｎの２倍）に維持されるので、以下の問題点があった。

【００１２】即ち、トランジスタがターンオフするとき
にコレクタ−エミッタ電圧が０Ｖから電圧ＶＩＮの２倍
にまで急激に上昇してしまう（電圧変化率（ｄｖ／ｄ
ｔ）が大きい）ので、トランジスタの電気的ストレスが
依然大きかった。

【００１３】また、クランプコンデンサが完全放電しな
いので、トランジスタがターンオフするときに、余剰電
力がクランプコンデンサに充分に充電されずにノイズが
除去しきれなかった。よって自身の回路や近接する他の
機器を誤動作させる可能性があった。

【００１４】一方、トランジスタがターンオンするとき
には、クランプコンデンサからトランジスタにピーク値
の高い放電電流が供給され、このときにもノイズが発生
した。

【００１５】また、この回路以外にも種々の回路が電力
変換装置に使用されていたが、これらは、スナバ回路が
電力を消費してしまうものや、変圧器を磁気飽和させて
しまうものであり電力変換効率が悪かった。

【００１６】そこで、この発明は上記従来の課題に鑑み
なされたもので、ノイズおよびスイッチング素子の電気
的ストレスが少なくてしかも変換効率の良い電力変換装
置を提供することを目的とする。

【００１７】

【課題を解決するための手段】この発明の電力変換装置
は、直流電源に対し、スイッチング素子を挟んで第１お
よび第２の一次巻線が直列に接続された主回路を有し、
前記スイッチング素子をオン・オフ動作させて、前記第
１あるいは第２の一次巻線の少なくとも一方に電磁結合
された二次巻線に交流電力を生じさせる電力変換装置に
おいて、前記スイッチング素子の前記第１の一次巻線と
の接続点から第２の一次巻線との接続点に向けて、第１
のコンデンサ、整流素子、第２のコンデンサを順次に直
列接続してなる回路を有し、前記スイッチング素子のオ
フ動作に伴い、前記第１および第２の一次巻線から発生
した余剰電力を充電する充電手段と、この充電手段によ
り充電された電力を、リアクトルを介して前記直流電源
あるいは前記各一次巻線へと放出させるエネルギ放出手
段と、を備えたことを特徴とする。

【００１８】この構成により、第１および第２のコンデ
ンサが、スイッチング素子のオフ動作に伴い第１および
第２の一次巻線から発生する余剰電力を整流素子で整流
して充電する一方、スイッチング素子がオンに転じる
と、各コンデンサに充電された余剰電力が放電され、リ
アクトルにより電流ピークが抑制されて、直流電源また
は各一次巻線に転流する。そしてスイッチング素子が再
びオフされるまでに第１および第２のコンデンサは完全
放電する。次回に余剰電力が発生したときは、その余剰
電力は、再び第１および第２のコンデンサに充電され
る。

【００１９】また、この発明の電力変換装置は、前記エ
ネルギ放出手段には、前記充電された電力を転流させる
環流素子とリアクトルとの直列回路が２回路設けられ、
この各回路は、前記第１および第２のコンデンサの前記
整流素子との各接続点から、前記第２および第１の一次
巻線の前記直流電源との各接続点へと接続されたことを
特徴とする。

【００２０】この構成により、第１および第２のコンデ
ンサに充電された余剰電力が、スイッチング素子がオン
に転じる際、環流素子を通り、それぞれ第２の一次巻
線、第１の一次巻線に転流して電力伝達される。従っ
て、余剰電力が二次巻線の負荷側に供給できるので好適
である。さらに、各コンデンサの放電後も各リアクトル
に残留する磁気エネルギーが、充電手段の整流素子を通
って、直流電源に転流し再利用できるようになる。

【００２１】また、この発明の電力変換装置は、前記エ
ネルギ放出手段は、前記充電された電力を、前記第１お
よび第２のコンデンサの前記整流素子との各接続点にそ
れぞれ接続された環流素子、ならびに前記直流電源と直
列に前記主回路に挿入された共通のリアクトルを介して
それぞれ前記直流電源に放出させることを特徴とする。

【００２２】この構成により、各コンデンサに充電され
た余剰電力は、各環流素子を通り、共通のリアクトルを
通って直流電源に放出する。従って余剰電力が全て回収
され再利用可能となるので好適である。しかも、リアク
トルを共通化したので装置が小型化できる。

【００２３】また、この発明の電力変換装置は、前記第
１および第２の一次巻線のどちらか一方に電磁結合され
た補助巻線を有し、この補助巻線に対し、前記交流電力
を整流平滑した後段の負荷あるいは前記直流電源が、整
流素子を介して直列に接続されたことを特徴とする。

【００２４】この構成により、余剰電力の一部が補助巻
線に磁気エネルギーとして伝達され、さらに整流素子を
介して負荷あるいは直流電源に伝達される。従って、余
剰電力により一次巻線に生ずるサージ電圧は、負荷ある
いは直流電源の電圧により、そのピークが制限される。
従って、一次巻線と補助巻線との巻数比および電力伝達
先の電圧を適切に設定することで、スイッチング素子を
破壊から保護できるので好適である。

【００２５】

【発明の実施の形態】以下、本発明の電力変換装置の実
施の形態について図１ないし図６を参照して説明する。
尚、従来の電力変換装置と同一の構成については同一符
号をつけて詳述を省略する。

【００２６】図１は、本発明の電力変換装置の第１の実
施の形態を示す回路構成図である。

【００２７】この図に示すように電力変換装置は、従来
と同様に直流電力を供給する電源１、変圧器２およびト
ランジスタ３で一次側回路を構成し、従来と同一の二次
回路６を後段に接続したものである。

【００２８】この実施の形態において変圧器２は、従来
同様に同一巻数の一次巻線２Ａ、２Ｂおよび二次巻線２
Ｃを有するが、補助巻線は設けていない。

【００２９】トランジスタ３は一次巻線２Ａ、２Ｂの間
に接続される。尚、トランジスタは、バイポーラトラン
ジスタや、電界効果トランジスタ等の電流開閉が可能な
素子（回路）であればよい。従って、ドライブする回路
については採用する素子（回路）に応じて設ければよい
ので、ここでは記載および説明を省略する。

【００３０】また充電回路４は、トランジスタ３のコレ
クタに接続されたコンデンサ４Ａと、該コンデンサに直
列接続されたスナバダイオード４Ｂと、該ダイオードに
直列接続されたコンデンサ４Ｃとからなり、該コンデン
サの他端はトランジスタ３のエミッタに接続される。即
ち、充電回路４は、いわゆるスナバ回路を構成してい
る。

【００３１】エネルギ放出回路５は、環流ダイオードと
リアクトルとで構成される直列回路を２回路有する。即
ち、環流ダイオード５Ａとリアクトル５Ｃとで一方の回
路が、環流ダイオード５Ｂとリアクトル５Ｄとで他方の
回路が構成され、それぞれコンデンサ４Ｃ、４Ａから、
一次巻線２Ａ、２Ｂと電源１との接続点へと接続されて
いる。

【００３２】図２は、図１に対応する波形図であり、同
図（Ａ）は、トランジスタ３のコレクタ−エミッタ間電
圧Ｖｃｅ、同図（Ｂ）は、コンデンサ４Ａ（４Ｃ）の充
放電電流、同図（Ｃ）は環流ダイオード５Ａ（５Ｂ）を
流れる電流の波形をそれぞれ示すものである。

【００３３】図３は、図１の回路における電流経路の遷
移を表したものであり、図３（Ａ）は、トランジスタ３
のオン期間、同図（Ｂ）は、コンデンサ４Ａ，４Ｃの充
電期間、同図（Ｃ）は、コンデンサ４Ａの放電期間、同
図（Ｄ）は、リアクトル５Ｃ，５Ｄに残留電流が流れる
期間の経路をそれぞれ示すものである。尚、図３（Ｃ）
は、コンデンサ４Ａからの放電を示すが、コンデンサ４
Ｃからはこの経路と対照をなす経路で放電される。ま
た、電流経路を見やすくするため、経路に含まれない回
路素子の符号は省略した。

【００３４】このような構成とした第１の実施の形態で
は、トランジスタ３が導通状態にあるときは、図３
（Ａ）に示すように一次巻線２Ａ、２Ｂに電流が流れ、
二次巻線２Ｃに電力が供給される。このときコンデンサ
４Ａ、４Ｃは放電された状態にある。

【００３５】この状態から、トランジスタ３がターンオ
フされると、変圧器２の一次巻線２Ａ、２Ｂは、蓄積し
た磁気エネルギーにより電流を維持すべく働くので、図
３（Ｂ）に示すように、電源１から一次巻線２Ａ、コン
デンサ４Ａ、スナバダイオード４Ｂ、コンデンサ４Ｃ、
一次巻線２Ｂ、そして電源１へと電流が流れる。即ち、
図２（Ｂ）のａに示すようにコンデンサ４Ａ、４Ｃへの
充電が始り、その両端電圧が０Ｖから徐々に上昇する。
このとき、トランジスタ３のコレクタ−エミッタ電圧Ｖ
ｃｅは、コンデンサ４Ａ、コンデンサ４Ｃの両端電圧の
和となり、図２（Ａ）のｂに示すように上昇する。変圧
器２の一次巻線２Ａ、２Ｂの磁気エネルギーが、すべて
コンデンサ４Ａ、４Ｃに充電されると、図２（Ａ）のｃ
に示すように、Ｖｃｅはピークに達する。

【００３６】このようにコンデンサ４Ａ、４Ｃが放電さ
れている状態にあると、トランジスタ３のコレクタ−エ
ミッタ電圧の電圧変化率（ｄｖ／ｄｔ）を低くすること
ができる。

【００３７】その後、コンデンサ４Ａ、コンデンサ４Ｃ
は、図３（Ｂ）の逆の電流経路で放電して（図２（Ｂ）
のｄ）、トランジスタ３のコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃ
ｅは図２（Ａ）のｅに示すように電源１の電圧ＶＩＮと
なるまで減少していく。

【００３８】次に、所定のタイミングでトランジスタ３
がターンオンされると、コンデンサ４Ａに充電された電
力は、図３（Ｃ）に示すように、トランジスタ３、一次
巻線２Ｂ、環流ダイオード５Ｂ、リアクトル５Ｄがなす
閉路で放電される。

【００３９】即ち、図２（Ｂ）のｆに示す波形で放電が
なされ、ダイオード５Ｂにも同図（Ｃ）のｈに示すよう
に、この放電電流が流れる。コンデンサ４Ｃに充電され
た電力も同様に、リアクトル５Ｃ、環流ダイオード５
Ａ、一次巻線２Ａ、トランジスタ３とでなす閉路で放電
される。

【００４０】この放電期間においては、リアクトル５
Ｃ、５Ｄのインダクタンスによって放電電流のピーク値
が抑制されるので、トランジスタ３のコレクタ−エミッ
タ電圧は図２（Ａ）ｇに示すように、緩やかに低下して
いきトランジスタ３はターンオンする。尚、充電回路４
のスナバダイオード４Ｂには、この放電期間中、逆電圧
が印加されている。

【００４１】上記放電電流は、リアクトル５Ｃ、５Ｄに
磁気エネルギーとして残留する。コンデンサ４Ａ、４Ｃ
が完全放電すると、この残留磁気エネルギーは、環流ダ
イオード５Ｂ、リアクトル５Ｄ、スナバダイオード４
Ｂ、リアクトル５Ｃ、ダイオード５Ａの経路で電源１に
転流し帰還する。図２（Ｃ）の斜線部ｉの部分の電流
が、この経路で流れる残留電流である。

【００４２】従って、この状態で再びトランジスタ３が
ターンオフしても、コンデンサ４Ａおよびコンデンサ４
Ｃは完全放電されているので、再度一次巻線からの電力
を上記のように処理できる。

【００４３】上記のように、この実施の形態では、トラ
ンジスタのオフ動作に伴い、各一次巻線から発生する余
剰電力を充電でき、充電された余剰電力は、トランジス
タのオン動作に伴い、リアクトルにより電流ピークが抑
制されつつ放電して、各一次巻線に電力伝達され、その
後、電源に転流し帰還されるので、余剰電力を損失させ
ずに再利用することができる。また、この動作はノイズ
の発生も抑えることができる。

【００４４】そしてトランジスタがターンオフされるま
でにコンデンサ４Ａ、４Ｃは完全放電するので再度余剰
電力が発生してもトランジスタの電圧変化率（ｄｖ／ｄ
ｔ）を抑制しうるとともにノイズも除去できる。

【００４５】ところで、この発明の電力変換装置の第１
の実施の形態では、ターンオフの際のトランジスタ３の
コレクタ−エミッタ間に印加されるサージ電圧のピーク
値は、一次巻線２Ａ、２Ｂに蓄えられた磁気エネルギー
とコンデンサ４Ａ、４Ｃのインピーダンスで決まる。

【００４６】従って、磁気エネルギーが大きい場合に
は、サージ電圧のピーク値がコレクタ−エミッタ間耐電
圧を越えて、トランジスタの破壊につながる可能性があ
る。

【００４７】そこで、ターンオフ時のサージ電圧のピー
ク値を抑制するように構成したこの発明の電力変換装置
の第２の実施の形態を説明する。

【００４８】図４は、この実施の形態の回路構成図であ
る。

【００４９】変圧器２には新たに補助巻線２Ｄが追加さ
れ、この巻線は、ダイオード７を介して電源１に接続さ
れる。変圧器２の一次巻線２Ａ、２Ｂ、補助巻線２Ｄの
巻数比はＮ：Ｎ：Ｍとなっている。そのほかの構成は第
１の実施の形態と同一である。

【００５０】このような構成においては、第１の実施の
形態と同様に、トランジスタ３をターンオフするとトラ
ンジスタ３のコレクタ−エミッタ間電圧は、徐々に上昇
する。

【００５１】そして、補助巻線２Ｄにも電圧が誘起され
る。

【００５２】一次巻線２Ａの巻線電圧をＶｎとした場
合、補助巻線２Ｄの巻線電圧Ｖｍは次式の関係を維持し
ながら上昇する。

【００５３】

【数１】Ｖｍ＝Ｖｎ×Ｍ／Ｎ（１）そして、この電圧が電源１の電圧ＶＩＮを超えるとダイ
オード７が導通して、それ以上上昇しなくなるので、次
式の関係が成立つ。

【００５４】

【数２】Ｖｍ＝Ｖｎ×Ｍ／Ｎ＜ＶＩＮ（２）この式から、次式が成立する。

【００５５】

【数３】Ｖｎ＜ＶＩＮ×Ｎ／Ｍ（３）即ち、このようにダイオード７を介して、補助巻線２Ｄ
を電源１に接続することにより、一次巻線２Ａの巻線電
圧Ｖｎの上限が制限される。一次巻線２Ｂの巻線電圧も
同様にこの値に制限される。

【００５６】また、トランジスタ３のコレクタ−エミッ
タ間電圧Ｖｃｅは、

【数４】Ｖｃｅ＝２×Ｖｎ＋ＶＩＮ（４）であるので、数式（３）を数式（４）に代入すると、

【数５】Ｖｃｅ＝２×Ｖｎ＋ＶＩＮ＜２×（ＶＩＮ×Ｎ／Ｍ）＋ＶＩＮ＜ＶＩＮ（１＋２Ｎ／Ｍ）（５）となり、トランジスタ３のコレクタ−エミッタ間に印加
されるサージ電圧のピーク値がこの値に制限され、一方
で、このピーク値を越える部分の電力は、ダイオード７
を介して電源１に帰還する。

【００５７】従って、使用するトランジスタの定格に合
わせて、補助巻線２Ｄと一次巻線２Ａ、２Ｂとの巻数比
を調整することで、コレクタ−エミッタ間に印加される
サージ電圧のピーク値を制限し、トランジスタを破壊か
ら保護することができる。また、ピーク値を越える電力
が電源に帰還するので電力を損失することがない。

【００５８】ところで、この実施の形態では、電源１に
余剰電力の一部を帰還させるように構成したが、電力の
帰還先は、二次側の負荷であってもよい。

【００５９】図５は、第２の実施の形態の変形例を示し
た回路構成図である。

【００６０】この変形例では、余剰電力の一部は、二次
側に設けられた補助巻線２Ｅ、ダイオード８を通して、
電圧安定化された二次側回路の負荷９に供給され消費さ
れる。この回路においては、負荷９に対して供給が必要
な電力の一部が、補助巻線２Ｅ、ダイオード８を通して
供給されるので、二次巻線２Ｃから伝達される電力が少
なくてすみ、結果的に装置の電力変換効率を上げること
ができる。

【００６１】さて、上記第１および第２の実施の形態で
は、リアクトルを２個設けて、各コンデンサに充電され
た余剰電力を電源や負荷に伝達したが、次に、リアクト
ルを共通化して回路の簡略化を図った第３の実施の形態
を説明する。

【００６２】図６は、この実施の形態の回路構成図であ
る。

【００６３】ここでは、第１の実施の形態において、一
対にして設けられたリアクトル５Ｃ、５Ｄに代えて、単
一のリアクトル５Ｅを電源１に直列に接続して回路が構
成される。その他の構成要素は、第１および第２の実施
の形態と同一である。

【００６４】この回路構成においては、コンデンサ４
Ａ、４Ｃへの充電動作までは上記第１および第２の実施
の形態と同一であるが、トランジスタ３がターンオンす
ると、充電された電力は、コンデンサ４Ａ、トランジス
タ３、コンデンサ４Ｃ、環流ダイオード５Ａ、リアクト
ル５Ｅ、電源１、環流ダイオード５Ｂで構成された閉路
で放電されて電源１に放出する。

【００６５】従って、少ない部品点数で、放電電流のピ
ーク値抑制の効果を維持できると同時に装置構成が簡略
化され、小型化が可能となる。

【００６６】尚、上記の説明においては、同一の変圧器
に一次巻線２Ａ、２Ｂが設けられたが、これら巻線は、
別々の変圧器のものであってもよい。

【００６７】二次回路６においては、半波型、全波型、
倍電圧型回路等の公知技術を用いることができる。ま
た、二次巻線２Ｃを逆向きに巻線して、フライバック型
の電力変換装置とすることも勿論可能である。そして直
流電力を供給する電源は、交流電源を整流平滑したもの
であってもよい。

【００６８】

【発明の効果】以上のように、この発明の電力変換装置
によれば、充電手段を設けたことで、スイッチング素子
のオフ動作に伴い、各一次巻線から発生する余剰電力を
充電でき、エネルギ放出手段を設けたことで、充電され
た余剰電力は、スイッチング素子のオン動作に伴い、リ
アクトルにより電流ピークが抑制されつつ、直流電源ま
たは各一次巻線に放出され電力伝達されるので、装置の
損失を少なくできる。そしてスイッチング素子が再びオ
フされるまでに充電手段のコンデンサは完全放電するの
で再度余剰電力が発生してもスイッチング素子の電圧変
化率（ｄｖ／ｄｔ）を低く抑制しうるとともにノイズも
除去できる。

【００６９】従って、ノイズおよびスイッチング素子の
電気的ストレスが少なく、しかも高い変換効率の電力変
換が実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による電力変換装置の第１の実施の形態
の回路構成図である。

【図２】図１に示す装置における各波形図であり、図２
（Ａ）は、スイッチング素子のコレクタ−エミッタ電圧
を、同図（Ｂ）は、コンデンサの充放電電流を、同図
（Ｃ）は、環流ダイオードの電流をそれぞれ示すもので
ある。

【図３】図１に示す装置における時間経過に伴う電流経
路の遷移図であり、図３（Ａ）は、スイッチング素子の
オン期間、同図（Ｂ）は、コンデンサの充電期間、同図
（Ｃ）は、コンデンサの放電期間、同図（Ｄ）は、リア
クトルに残留電流が流れる期間の経路をそれぞれ示すも
のである。

【図４】本発明による電力変換装置の第２の実施の形態
の回路構成図である。

【図５】本発明による電力変換装置の第２の実施の形態
の変形例の回路構成図である。

【図６】本発明による電力変換装置の第３の実施の形態
の回路構成図である。

【図７】従来の電力変換装置の回路構成図である。

【符号の説明】

１電源２変圧器２Ａ、２Ｂ一次巻線２Ｃ二次巻線２Ｄ、２Ｅ補助巻線３トランジスタ４充電回路４Ａ、４Ｃコンデンサ４Ｂ、スナバダイオード５エネルギ放出回路５Ａ、５Ｂ環流ダイオード５Ｃ、５Ｄ、５Ｅリアクトル６二次回路７、８ダイオード９負荷

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源に対し、スイッチング素子を挟
んで第１および第２の一次巻線が直列に接続された主回
路を有し、前記スイッチング素子をオン・オフ動作させ
て、前記第１あるいは第２の一次巻線の少なくとも一方
に電磁結合された二次巻線に交流電力を生じさせる電力
変換装置において、前記スイッチング素子の前記第１の一次巻線との接続点
から第２の一次巻線との接続点に向けて、第１のコンデ
ンサ、整流素子、第２のコンデンサを順次に直列接続し
てなる回路を有し、前記スイッチング素子のオフ動作に
伴い、前記第１および第２の一次巻線から発生した余剰
電力を充電する充電手段と、この充電手段により充電された電力を、リアクトルを介
して前記直流電源あるいは前記各一次巻線へと放出させ
るエネルギ放出手段と、を備えたことを特徴とする電力
変換装置。
【請求項２】前記エネルギ放出手段には、前記充電さ
れた電力を転流させる環流素子とリアクトルとの直列回
路が２回路設けられ、この各回路は、前記第１および第
２のコンデンサの前記整流素子との各接続点から、前記
第２および第１の一次巻線の前記直流電源との各接続点
へと接続されたことを特徴とする請求項１記載の電力変
換装置。
【請求項３】前記エネルギ放出手段は、前記充電され
た電力を、前記第１および第２のコンデンサの前記整流
素子との各接続点にそれぞれ接続された環流素子、なら
びに前記直流電源と直列に前記主回路に挿入された共通
のリアクトルを介してそれぞれ前記直流電源に転流させ
ることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項４】前記第１および第２の一次巻線のどちら
か一方に電磁結合された補助巻線を有し、この補助巻線
に対し、前記交流電力を整流平滑した後段の負荷あるい
は前記直流電源が、整流素子を介して直列に接続された
ことを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１
項記載の電力変換装置。