JP2000068894A - 直接スペクトラム拡散用ディジタルフィルタ - Google Patents
直接スペクトラム拡散用ディジタルフィルタInfo
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ビット誤り率を損なうことなく、回路規模を
縮小し、これにより消費電力を減じたディジタルフィル
タを提供する。 【解決手段】 入力したベースバンド信号の雑音除去お
よび直接スペクトラム逆拡散を施すディジタルフィルタ
１０は、入力したベースバンド信号を、所定のタイミン
グにて順次遅延させる複数のシフトレジスタ１２と、ベ
ースバンド信号およびシフトレジスタの各々の出力を、
それぞれ重み付けする複数の係数器１４と、係数器の各
々からの出力を加算する加算器１６とを備えている。係
数器１４の各々のタップ係数は、逆拡散のための拡散符
号と雑音除去のための係数とを畳み込みして、これに窓
関数をかけることにより決定された値となっている。
縮小し、これにより消費電力を減じたディジタルフィル
タを提供する。 【解決手段】 入力したベースバンド信号の雑音除去お
よび直接スペクトラム逆拡散を施すディジタルフィルタ
１０は、入力したベースバンド信号を、所定のタイミン
グにて順次遅延させる複数のシフトレジスタ１２と、ベ
ースバンド信号およびシフトレジスタの各々の出力を、
それぞれ重み付けする複数の係数器１４と、係数器の各
々からの出力を加算する加算器１６とを備えている。係
数器１４の各々のタップ係数は、逆拡散のための拡散符
号と雑音除去のための係数とを畳み込みして、これに窓
関数をかけることにより決定された値となっている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタルフィル
タに関し、より詳細には、スペクトラム拡散（SS：Spre
ad Spectrum）方式の受信回路に使用するのに好適なデ
ィジタルフィルタに関する。
タに関し、より詳細には、スペクトラム拡散（SS：Spre
ad Spectrum）方式の受信回路に使用するのに好適なデ
ィジタルフィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、移動体通信などの無線通信の分野
において、変調された後の信号の帯域幅が狭帯域変調に
よるものに比べて著しく広くなっているスペクトラム拡
散を用いた通信方式が利用されている。これは、上記ス
ペクトラム拡散を用いた通信方式は、(１)妨害に強い、
(２)干渉に強い、(３)秘話性や秘匿性があるなどの特徴
を備えていることによる。スペクトラム拡散通信による
拡散信号の発生方式には、直接拡散（DS：Direct Seque
nce）や周波数ホッピング（FH：Frequency Hopping）が
知られている。たとえば、直接拡散では、拡散符号系列
（PN(Pseudo-random Noise)系列）という疑似ランダム
符号を用いて送信信号のスペクトラムが拡散される。た
とえば、ＩＳＭ帯における無線通信には、上記スペクト
ラム拡散の使用が認められており、家庭用コードレスホ
ンや無線ＬＡＮ（Local Area Network）など小型携帯端
末に利用されている。
において、変調された後の信号の帯域幅が狭帯域変調に
よるものに比べて著しく広くなっているスペクトラム拡
散を用いた通信方式が利用されている。これは、上記ス
ペクトラム拡散を用いた通信方式は、(１)妨害に強い、
(２)干渉に強い、(３)秘話性や秘匿性があるなどの特徴
を備えていることによる。スペクトラム拡散通信による
拡散信号の発生方式には、直接拡散（DS：Direct Seque
nce）や周波数ホッピング（FH：Frequency Hopping）が
知られている。たとえば、直接拡散では、拡散符号系列
（PN(Pseudo-random Noise)系列）という疑似ランダム
符号を用いて送信信号のスペクトラムが拡散される。た
とえば、ＩＳＭ帯における無線通信には、上記スペクト
ラム拡散の使用が認められており、家庭用コードレスホ
ンや無線ＬＡＮ（Local Area Network）など小型携帯端
末に利用されている。
【０００３】この種の技術を開示したものとして、特開
平10-79686号公報がある。この技術は、デジタルマッチ
トフィルタ及び相関器として使用できるように、タップ
係数を切り替える回路を特徴とする。
平10-79686号公報がある。この技術は、デジタルマッチ
トフィルタ及び相関器として使用できるように、タップ
係数を切り替える回路を特徴とする。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上述した直接スペクト
ラム拡散（DS−SS）方式の受信装置において、受信した
ディジタル信号を復調するために、ローパスフィルタ
（LPF）およびディジタルマッチドフィルタ（DMF）を用
いていた。たとえば、従来の受信回路では、図６に示す
ように、受信したベースバンドディジタル信号の雑音を
除去するための、フィルタ段数がM段であるＬＰＦ１０
２と、逆拡散を実行するための、フィルタ段数がｐ×ｑ
段（ここに、ｐ：拡散率、ｑ：１チップ当たりのオーバ
ーサンプリング数）であるＤＭＦ１０４とが直列に連結
されている。ここで、ＬＰＦ１０２の係数器には、雑音
除去のためのタップ係数が与えられ、ＤＭＦ１０４の係
数器には、拡散符号が与えられる。各フィルタの係数器
の出力は、加算器により加算され、雑音除去がされたデ
ータおよび逆拡散の施されたデータが、それぞれのフィ
ルタから出力される。たとえば、これらＬＰＦ１０２お
よびＤＭＦ１０４を実現するためには、ＬＰＦ１０２の
入力データおよび各シフトレジスタの出力をアドレスと
して、これらに係数をかけたものを加算した値がデータ
として出力されるようなＲＯＭ（図示せず）や、ＤＭＦ
１０４の入力データおよび各シフトレジスタの出力をア
ドレスとして、これらに拡散符号をかけたものを加算し
た値がデータとして出力されるようなＲＯＭ（図示せ
ず）を用いることができる。
ラム拡散（DS−SS）方式の受信装置において、受信した
ディジタル信号を復調するために、ローパスフィルタ
（LPF）およびディジタルマッチドフィルタ（DMF）を用
いていた。たとえば、従来の受信回路では、図６に示す
ように、受信したベースバンドディジタル信号の雑音を
除去するための、フィルタ段数がM段であるＬＰＦ１０
２と、逆拡散を実行するための、フィルタ段数がｐ×ｑ
段（ここに、ｐ：拡散率、ｑ：１チップ当たりのオーバ
ーサンプリング数）であるＤＭＦ１０４とが直列に連結
されている。ここで、ＬＰＦ１０２の係数器には、雑音
除去のためのタップ係数が与えられ、ＤＭＦ１０４の係
数器には、拡散符号が与えられる。各フィルタの係数器
の出力は、加算器により加算され、雑音除去がされたデ
ータおよび逆拡散の施されたデータが、それぞれのフィ
ルタから出力される。たとえば、これらＬＰＦ１０２お
よびＤＭＦ１０４を実現するためには、ＬＰＦ１０２の
入力データおよび各シフトレジスタの出力をアドレスと
して、これらに係数をかけたものを加算した値がデータ
として出力されるようなＲＯＭ（図示せず）や、ＤＭＦ
１０４の入力データおよび各シフトレジスタの出力をア
ドレスとして、これらに拡散符号をかけたものを加算し
た値がデータとして出力されるようなＲＯＭ（図示せ
ず）を用いることができる。
【０００５】しかしながら、従来のＬＰＦおよびＤＭＦ
では、データレートよりも高速のチップレートにて演算
を実行するため、極めて高いクロック周波数にて駆動さ
れ、その結果、消費電力が増大するという問題点があっ
た。特に、小型携帯端末では、端末自体の小型化に伴
い、電池や回路を小型化させる要求が高く、その結果、
各回路の消費電力を提言することが要望されている。
では、データレートよりも高速のチップレートにて演算
を実行するため、極めて高いクロック周波数にて駆動さ
れ、その結果、消費電力が増大するという問題点があっ
た。特に、小型携帯端末では、端末自体の小型化に伴
い、電池や回路を小型化させる要求が高く、その結果、
各回路の消費電力を提言することが要望されている。
【０００６】本発明は、ビット誤り率を損なうことな
く、回路規模を縮小し、これにより消費電力を減じたデ
ィジタルフィルタを提供することを目的とする。
く、回路規模を縮小し、これにより消費電力を減じたデ
ィジタルフィルタを提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明の目的は、入力し
たベースバンド信号の雑音除去および直接スペクトラム
逆拡散を施すディジタルフィルタであって、入力したベ
ースバンド信号を、所定のタイミングにて順次遅延させ
る複数のシフトレジスタと、前記ベースバンド信号およ
び前記シフトレジスタの各々の出力を、それぞれ重み付
けする複数の係数器と、前記係数器の各々からの出力を
加算する加算器とを備え、前記係数器の各々のタップ係
数が、逆拡散のための拡散符号と雑音除去のための係数
とを畳み込みして、これに窓関数をかけることにより決
定された値であることを特徴とするディジタルフィルタ
により達成される。
たベースバンド信号の雑音除去および直接スペクトラム
逆拡散を施すディジタルフィルタであって、入力したベ
ースバンド信号を、所定のタイミングにて順次遅延させ
る複数のシフトレジスタと、前記ベースバンド信号およ
び前記シフトレジスタの各々の出力を、それぞれ重み付
けする複数の係数器と、前記係数器の各々からの出力を
加算する加算器とを備え、前記係数器の各々のタップ係
数が、逆拡散のための拡散符号と雑音除去のための係数
とを畳み込みして、これに窓関数をかけることにより決
定された値であることを特徴とするディジタルフィルタ
により達成される。
【０００８】また、本発明の目的は、上記係数器および
加算器を、メモリに置き換え、入力したベースバンド信
号およびシフトレジスタの各々の出力をアドレスとし
て、係数器のタップ係数が、逆拡散のための拡散符号と
雑音除去のための係数とを畳み込みして、これに窓関数
をかけることにより決定された値となるように、前記メ
モリにデータが記憶されたディジタルフィルタによって
も達成される。
加算器を、メモリに置き換え、入力したベースバンド信
号およびシフトレジスタの各々の出力をアドレスとし
て、係数器のタップ係数が、逆拡散のための拡散符号と
雑音除去のための係数とを畳み込みして、これに窓関数
をかけることにより決定された値となるように、前記メ
モリにデータが記憶されたディジタルフィルタによって
も達成される。
【０００９】たとえば、従来の雑音除去フィルタのフィ
ルタ段数をｍ、逆拡散用のディジタルマッチドフィルタ
（ＤＭＦ）のフィルタ段数をｎ（ｐ×ｑ、ｐ：拡散率、
ｑ：１チップ当たりのオーバーサンプリング数）とする
と、これらフィルタの双方を用いる場合には、フィルタ
段数がｍ＋ｎ（＝ｍ＋ｐ×ｑ）となる。この二つのフィ
ルタを１つにするためには、両フィルタの係数器のタッ
プ係数を畳み込むことにより実現されるが、この場合
に、フィルタ段数はｍ＋ｎとなり、フィルタ段数の削減
つまり回路規模の削減を望むことはできない。
ルタ段数をｍ、逆拡散用のディジタルマッチドフィルタ
（ＤＭＦ）のフィルタ段数をｎ（ｐ×ｑ、ｐ：拡散率、
ｑ：１チップ当たりのオーバーサンプリング数）とする
と、これらフィルタの双方を用いる場合には、フィルタ
段数がｍ＋ｎ（＝ｍ＋ｐ×ｑ）となる。この二つのフィ
ルタを１つにするためには、両フィルタの係数器のタッ
プ係数を畳み込むことにより実現されるが、この場合
に、フィルタ段数はｍ＋ｎとなり、フィルタ段数の削減
つまり回路規模の削減を望むことはできない。
【００１０】そこで、本発明においては、畳み込みによ
り求められたフィルタ係数に、窓関数の時間関数をかけ
てフィルタの段数を削減している。
り求められたフィルタ係数に、窓関数の時間関数をかけ
てフィルタの段数を削減している。
【００１１】たとえば、前記雑音除去のための伝達関数
を ＨLPF（ｚ）＝Σ ａMＺ-M （ΣはＭ＝０からｍ−１までの総和をとる） 逆拡散のための伝達関数を ＨDMF（ｚ）＝Σ ｂNＺ-N （ΣはＮ＝０からｎ−１までの総和をとる） として、その伝達関数を、 Ｈ（ｚ）＝Σ ＣKＺ-K （ΣはＫ＝０からｋ−１までの総和をとる） Ｃi＝Wi・（ａi＊ｂi）＝Ｗi・Σａi・ｂi-j （Σはｊについての総和をとる） （Ｗｉ：窓関数の時間関数、０≦ｉ≦ｋ−１） として、その伝達関数を、と規定する。このような伝達
関数をもつことにより、フィルタの段数を、ｋ（ｎ≦ｋ
≦ｍ＋ｎ）とすることができる。フィルタの段数を削減
することにより、その回路規模を小さくすることがで
き、その結果、回路の消費電力を減少させることが可能
となる。
を ＨLPF（ｚ）＝Σ ａMＺ-M （ΣはＭ＝０からｍ−１までの総和をとる） 逆拡散のための伝達関数を ＨDMF（ｚ）＝Σ ｂNＺ-N （ΣはＮ＝０からｎ−１までの総和をとる） として、その伝達関数を、 Ｈ（ｚ）＝Σ ＣKＺ-K （ΣはＫ＝０からｋ−１までの総和をとる） Ｃi＝Wi・（ａi＊ｂi）＝Ｗi・Σａi・ｂi-j （Σはｊについての総和をとる） （Ｗｉ：窓関数の時間関数、０≦ｉ≦ｋ−１） として、その伝達関数を、と規定する。このような伝達
関数をもつことにより、フィルタの段数を、ｋ（ｎ≦ｋ
≦ｍ＋ｎ）とすることができる。フィルタの段数を削減
することにより、その回路規模を小さくすることがで
き、その結果、回路の消費電力を減少させることが可能
となる。
【００１２】窓関数は、方形窓、ハミング窓およびハニ
ング窓の何れであっても良いが、ＢＥＲ（Bit Error Ra
te）を考慮した場合には、方形窓が最も好ましい。ま
た、回路規模の削減をより考慮した場合には、ハミング
窓やハニング窓を用いても良い。
ング窓の何れであっても良いが、ＢＥＲ（Bit Error Ra
te）を考慮した場合には、方形窓が最も好ましい。ま
た、回路規模の削減をより考慮した場合には、ハミング
窓やハニング窓を用いても良い。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、本発
明の実施の形態につき説明を加える。図１は、本発明の
実施の形態にかかるディジタルフィルタの機能ブロック
ダイヤグラムである。図１に示すように、このディジタ
ルフィルタ１０は、ｋ段のシフトレジスタ12−１〜12−
kと、シフトレジスタからのタップ出力に重み付け係数
（タップ係数）を与える乗算器14−0〜14−kと、乗算器
１４の出力を加算する加算器１６とを備えている。この
ディジタルフィルタ１０は、図２に示す受信機３０のデ
ィジタルフィルタ１０として用いられ、雑音除去および
逆拡散の双方を実現している。受信機３０は、アンテナ
３２にて受信した電波を増幅するＲＦ増幅器３４、増幅
されたＲＦ信号を中間周波数（ＩＦ）信号に周波数変換
する周波数変換器３６、周波数変換器３６に発振信号を
与える周波数シンセサイザ３８、増幅器４０、ＩＦ信号
をベースバンド信号に変換する周波数変換器４２、当該
周波数変換器４２に局所発振信号を与える局所発振器４
４、本実施の形態にかかるディジタルフィルタ１０、お
よび、ディジタルフィルタ１０にて逆拡散された信号を
復調する復調回路４６を備えている。図２から理解でき
るように、本実施の形態にかかるディジタルフィルタ１
０には、ベースバンドの受信データが入力されるように
なっている。
明の実施の形態につき説明を加える。図１は、本発明の
実施の形態にかかるディジタルフィルタの機能ブロック
ダイヤグラムである。図１に示すように、このディジタ
ルフィルタ１０は、ｋ段のシフトレジスタ12−１〜12−
kと、シフトレジスタからのタップ出力に重み付け係数
（タップ係数）を与える乗算器14−0〜14−kと、乗算器
１４の出力を加算する加算器１６とを備えている。この
ディジタルフィルタ１０は、図２に示す受信機３０のデ
ィジタルフィルタ１０として用いられ、雑音除去および
逆拡散の双方を実現している。受信機３０は、アンテナ
３２にて受信した電波を増幅するＲＦ増幅器３４、増幅
されたＲＦ信号を中間周波数（ＩＦ）信号に周波数変換
する周波数変換器３６、周波数変換器３６に発振信号を
与える周波数シンセサイザ３８、増幅器４０、ＩＦ信号
をベースバンド信号に変換する周波数変換器４２、当該
周波数変換器４２に局所発振信号を与える局所発振器４
４、本実施の形態にかかるディジタルフィルタ１０、お
よび、ディジタルフィルタ１０にて逆拡散された信号を
復調する復調回路４６を備えている。図２から理解でき
るように、本実施の形態にかかるディジタルフィルタ１
０には、ベースバンドの受信データが入力されるように
なっている。
【００１４】次に、本実施の形態にかかるディジタルフ
ィルタ１０の動作原理につき説明を加える。
ィルタ１０の動作原理につき説明を加える。
【００１５】たとえば、図６に示したような、ｍ段のＦ
ＩＲフィルタ１０２、および、（ｐ×ｑ）段のＤＭＦ１
０４（ここで、ｐ：拡散率、ｑ：１チップ当たりのオー
バーサンプリング数）のタップ係数（インパルス応答）
を、ａi（ｉ＝０，１，２，・・・，ｍ−１）、ｂi（ｉ
＝０，１，２，・・・，(ｐ×ｑ)−１）とすると、ＦＩ
Ｒフィルタの伝達関数およびＤＭＦの伝達関数は、それ
ぞれ、（１）式および（２）式に示すものとなる。
ＩＲフィルタ１０２、および、（ｐ×ｑ）段のＤＭＦ１
０４（ここで、ｐ：拡散率、ｑ：１チップ当たりのオー
バーサンプリング数）のタップ係数（インパルス応答）
を、ａi（ｉ＝０，１，２，・・・，ｍ−１）、ｂi（ｉ
＝０，１，２，・・・，(ｐ×ｑ)−１）とすると、ＦＩ
Ｒフィルタの伝達関数およびＤＭＦの伝達関数は、それ
ぞれ、（１）式および（２）式に示すものとなる。
【００１６】
【数１】
【００１７】
【数２】
【００１８】したがって、これらの伝達関数の積をとる
ことにより、ＦＩＲフィルタおよびＤＭＦを一つのフィ
ルタで実現することができる。このようなフィルタにお
いて、フィルタ係数は、（１）式および（２）式に示す
係数ａMおよびｂNの畳み込みにより得られるが、フィル
タの段数は（ｍ＋ｎ）段すなわち（ｍ＋ｐ×ｑ）段とな
り、段数の削減（つまり回路規模の削減）を望むことが
できない。そこで、本実施の形態においては、畳み込み
により求められたフィルタ係数に対して、窓関数の時間
関数Ｗiをかけて、近似を行うことでフィルタの段数を
ｋ段に削減することができる。このようにして得られた
フィルタ係数Ｃiを、（３）式に示す。
ことにより、ＦＩＲフィルタおよびＤＭＦを一つのフィ
ルタで実現することができる。このようなフィルタにお
いて、フィルタ係数は、（１）式および（２）式に示す
係数ａMおよびｂNの畳み込みにより得られるが、フィル
タの段数は（ｍ＋ｎ）段すなわち（ｍ＋ｐ×ｑ）段とな
り、段数の削減（つまり回路規模の削減）を望むことが
できない。そこで、本実施の形態においては、畳み込み
により求められたフィルタ係数に対して、窓関数の時間
関数Ｗiをかけて、近似を行うことでフィルタの段数を
ｋ段に削減することができる。このようにして得られた
フィルタ係数Ｃiを、（３）式に示す。
【００１９】
【数３】
【００２０】（３）式において、ｉ＝０，１，２，・・
・，ｋ−１である。なお、窓関数の時間関数としては、
下記の表１に示すものを利用することが可能である。
・，ｋ−１である。なお、窓関数の時間関数としては、
下記の表１に示すものを利用することが可能である。
【００２１】
【表１】
【００２２】本発明の実施の形態において、上記の方
形、Hamming,Hanning,Blackman,Kaiserなどの窓関数を
適用することができる。もっとも、ＢＥＲ特性に関して
言うと方形窓が好ましいと考えられる。
形、Hamming,Hanning,Blackman,Kaiserなどの窓関数を
適用することができる。もっとも、ＢＥＲ特性に関して
言うと方形窓が好ましいと考えられる。
【００２３】このように、畳み込みにより求められたフ
ィルタ係数に対して、所定の窓関数Ｗｉをかけて近似を
行うことで、フィルタの段数ｋを、少なくともｍ≦ｋ≦
ｎ＝ｐ×ｑとすることができる。
ィルタ係数に対して、所定の窓関数Ｗｉをかけて近似を
行うことで、フィルタの段数ｋを、少なくともｍ≦ｋ≦
ｎ＝ｐ×ｑとすることができる。
【００２４】次に、本実施の形態にかかるディジタルフ
ィルタ１０を実現する回路につき説明を加える。図３
は、上記ディジタルフィルタ１０のハードウェアの一例
を示す図である。
ィルタ１０を実現する回路につき説明を加える。図３
は、上記ディジタルフィルタ１０のハードウェアの一例
を示す図である。
【００２５】図３に示すように、本実施の形態において
は、乗算器１４および加算器１６を、ＲＯＭ(Read Only
Memory)１００にて実現している。すなわち、入力デー
タおよびシフトレジスタ12−1〜12−kの出力をアドレス
として、（４）式の出力が得られるようなデータを、Ｒ
ＯＭ１００に記憶している。
は、乗算器１４および加算器１６を、ＲＯＭ(Read Only
Memory)１００にて実現している。すなわち、入力デー
タおよびシフトレジスタ12−1〜12−kの出力をアドレス
として、（４）式の出力が得られるようなデータを、Ｒ
ＯＭ１００に記憶している。
【００２６】
【数４】
【００２７】したがって、このように構成されたディジ
タルフィルタ１０を備えた受信機３０において、アンテ
ナ３２にて受信された電波は、ＲＦ増幅器３４を介し
て、周波数変換器３６に与えられて、ＩＦ信号に変換さ
れる。次いで、ＩＦ信号は、増幅器４０を経て、周波数
変換器４２に与えられ、ベースバンド信号に変換され
る。ディジタルフィルタ１０は、ディジタルデータであ
るベースバンド信号を受け入れ、その雑音を除去し、か
つ、逆拡散の処理を施して、得られたデータを復調回路
４６に出力する。ディジタルフィルタ１０から出力され
たデータは、ＦＳＫ(Frequency Shift Keying)、ＰＳＫ
(Phase Shift Keying)、ＱＰＳＫ(Quadrature PSK)など
狭帯域変調を施された信号であるため、復調回路は、こ
の信号を所定の手法にて復調し、送信されたデータを復
元する。このようにして、必要なデータを復元すること
が可能となる。復元されたデータは、たとえば、デコー
ダ、Ａ／Ｄ変換器、音声再生回路（ともに図示せず）を
経て、スピーカから音声として放音され、或いは、ディ
スプレイに文字として表示される。
タルフィルタ１０を備えた受信機３０において、アンテ
ナ３２にて受信された電波は、ＲＦ増幅器３４を介し
て、周波数変換器３６に与えられて、ＩＦ信号に変換さ
れる。次いで、ＩＦ信号は、増幅器４０を経て、周波数
変換器４２に与えられ、ベースバンド信号に変換され
る。ディジタルフィルタ１０は、ディジタルデータであ
るベースバンド信号を受け入れ、その雑音を除去し、か
つ、逆拡散の処理を施して、得られたデータを復調回路
４６に出力する。ディジタルフィルタ１０から出力され
たデータは、ＦＳＫ(Frequency Shift Keying)、ＰＳＫ
(Phase Shift Keying)、ＱＰＳＫ(Quadrature PSK)など
狭帯域変調を施された信号であるため、復調回路は、こ
の信号を所定の手法にて復調し、送信されたデータを復
元する。このようにして、必要なデータを復元すること
が可能となる。復元されたデータは、たとえば、デコー
ダ、Ａ／Ｄ変換器、音声再生回路（ともに図示せず）を
経て、スピーカから音声として放音され、或いは、ディ
スプレイに文字として表示される。
【００２８】次に、拡散率を１１、１チップ当たりのオ
ーバーサンプリング数を４として、窓関数を変えたとき
のフィルタ段数に対するＢＥＲ特性を図４に示す。方形
窓を用いた場合に、ＢＥＲ特性が最も良好であり、この
場合には、ディジタルフィルタ１０のフィルタ段数が４
４段まで（４４段以上）であれば、劣化なく復調するこ
とができ、特に好ましいことが理解できる。すなわち、
方形窓を用いた場合には、フィルタ段数を、（拡散率×
オーバーサンプリング数）としても、適切にデータを復
調することが可能であり、従来のＤＭＦのフィルタ段数
で、雑音除去および逆拡散を実現することが可能とな
る。たとえば、雑音除去用のＦＩＲフィルタの段数を３
２段、ＤＭＦのフィルタの段数が４４（１１×４）段に
相当するディジタルフィルタを、４４段にて実現して
も、ほとんどＢＥＲ特性が劣化していないことも理解で
きる。
ーバーサンプリング数を４として、窓関数を変えたとき
のフィルタ段数に対するＢＥＲ特性を図４に示す。方形
窓を用いた場合に、ＢＥＲ特性が最も良好であり、この
場合には、ディジタルフィルタ１０のフィルタ段数が４
４段まで（４４段以上）であれば、劣化なく復調するこ
とができ、特に好ましいことが理解できる。すなわち、
方形窓を用いた場合には、フィルタ段数を、（拡散率×
オーバーサンプリング数）としても、適切にデータを復
調することが可能であり、従来のＤＭＦのフィルタ段数
で、雑音除去および逆拡散を実現することが可能とな
る。たとえば、雑音除去用のＦＩＲフィルタの段数を３
２段、ＤＭＦのフィルタの段数が４４（１１×４）段に
相当するディジタルフィルタを、４４段にて実現して
も、ほとんどＢＥＲ特性が劣化していないことも理解で
きる。
【００２９】また、他の窓を用いた場合でも、フィルタ
段数を（ＦＩＲフィルタの段数＋拡散率×オーバーサン
プリング数）より小さくしても、適切にデータを復調す
ることが可能となる。
段数を（ＦＩＲフィルタの段数＋拡散率×オーバーサン
プリング数）より小さくしても、適切にデータを復調す
ることが可能となる。
【００３０】図５は、拡散率を変えたときの、従来のフ
ィルタ（ＦＩＲフィルタおよびＤＭＦ）および本実施の
形態にかかるディジタルフィルタの回路規模を比較した
図である。図５において、従来のフィルタの回路規模を
１００として、本実施の形態にかかるフィルタの回路規
模の割合が示されている。図５から理解できるように、
拡散率が１８未満であれば、本実施の形態にかかるディ
ジタルフィルタが、従来のフィルタよりも回路規模を削
減できることが理解できる。これは、従来のフィルタに
おいては、雑音除去用のＦＩＲの係数が対称性を持つの
で、係数器として利用されるＲＯＭのデータを１／２に
することができ、かつ、ＤＭＦの係数器としてインバー
タを用いることができるため、すべての係数器に対応し
たデータをＲＯＭに記憶させる必要がある本実施の形態
にかかるディジタルフィルタ１０よりも、回路規模を比
較的小さくできるからである。しかしながら、たとえ
ば、拡散率が１１の場合には、本実施の形態にかかるデ
ィジタルフィルタ１０は、従来のフィルタの略８割の回
路規模にて実現することができ、これにより消費電力の
軽減や回路の小型化を実現することが可能となる。
ィルタ（ＦＩＲフィルタおよびＤＭＦ）および本実施の
形態にかかるディジタルフィルタの回路規模を比較した
図である。図５において、従来のフィルタの回路規模を
１００として、本実施の形態にかかるフィルタの回路規
模の割合が示されている。図５から理解できるように、
拡散率が１８未満であれば、本実施の形態にかかるディ
ジタルフィルタが、従来のフィルタよりも回路規模を削
減できることが理解できる。これは、従来のフィルタに
おいては、雑音除去用のＦＩＲの係数が対称性を持つの
で、係数器として利用されるＲＯＭのデータを１／２に
することができ、かつ、ＤＭＦの係数器としてインバー
タを用いることができるため、すべての係数器に対応し
たデータをＲＯＭに記憶させる必要がある本実施の形態
にかかるディジタルフィルタ１０よりも、回路規模を比
較的小さくできるからである。しかしながら、たとえ
ば、拡散率が１１の場合には、本実施の形態にかかるデ
ィジタルフィルタ１０は、従来のフィルタの略８割の回
路規模にて実現することができ、これにより消費電力の
軽減や回路の小型化を実現することが可能となる。
【００３１】本発明は、以上の実施の形態に限定される
ことなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内
で、種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内
に包含されるものであることは言うまでもない。
ことなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内
で、種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内
に包含されるものであることは言うまでもない。
【００３２】たとえば、前記実施の形態にかかるディジ
タルフィルタを、ＲＯＭ１００により実現するのではな
く、別個の係数器や加算器を用いて実現しても良いし、
或いは、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）を用いて
実現しても良いことは明らかである。
タルフィルタを、ＲＯＭ１００により実現するのではな
く、別個の係数器や加算器を用いて実現しても良いし、
或いは、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）を用いて
実現しても良いことは明らかである。
【００３３】また、本明細書において、手段とは必ずし
も物理的手段を意味するものではなく、各手段の機能
が、ソフトウェアによって実現される場合も包含する。
さらに、一つの手段の機能が、二つ以上の物理的手段に
より実現されても、若しくは、二つ以上の手段の機能
が、一つの物理的手段により実現されてもよい。
も物理的手段を意味するものではなく、各手段の機能
が、ソフトウェアによって実現される場合も包含する。
さらに、一つの手段の機能が、二つ以上の物理的手段に
より実現されても、若しくは、二つ以上の手段の機能
が、一つの物理的手段により実現されてもよい。
【００３４】
【発明の効果】本発明によれば、ビット誤り率を損なう
ことなく、回路規模を縮小し、これにより消費電力を減
じたディジタルフィルタを提供することが可能となる。
ことなく、回路規模を縮小し、これにより消費電力を減
じたディジタルフィルタを提供することが可能となる。
【図１】 図１は、本発明の実施の形態にかかるディジ
タルフィルタの概略を示すブロックダイヤグラムであ
る。
タルフィルタの概略を示すブロックダイヤグラムであ
る。
【図２】 図２は、本実施の形態にかかる受信機の概略
を示すブロックダイヤグラムである。
を示すブロックダイヤグラムである。
【図３】 図３は、本実施の形態にかかるディジタルフ
ィルタのハードウェア構成の一例を示す図である。
ィルタのハードウェア構成の一例を示す図である。
【図４】 図４は、本実施の形態にかかるディジタルフ
ィルタのフィルタ段数に対するＢＥＲ特性を示す図であ
る。
ィルタのフィルタ段数に対するＢＥＲ特性を示す図であ
る。
【図５】 図５は、本実施の形態にかかるディジタルフ
ィルタと従来のフィルタの回路規模を比較した図であ
る。
ィルタと従来のフィルタの回路規模を比較した図であ
る。
【図６】 図６は、従来の雑音除去用のＦＩＲフィルタ
およびＤＭＦの概略を示すブロックダイヤグラムであ
る。
およびＤＭＦの概略を示すブロックダイヤグラムであ
る。
１０ ディジタルフィルタ １２ シフトレジスタ １４ 乗算器 １６ 加算器 ３０ 受信機 ３２ アンテナ ３４ ＲＦ増幅器 ３６、４２ 周波数変換器 ３８ 周波数シンセサイザ ４０ 増幅器 ４４ 局所発振器 ４６ 復調回路 １００ ＲＯＭ
Claims (8)
- 【請求項１】 入力したベースバンド信号の雑音除去お
よび直接スペクトラム逆拡散を施すディジタルフィルタ
であって、 入力したベースバンド信号を、所定のタイミングにて順
次遅延させる複数のシフトレジスタと、 前記ベースバンド信号および前記シフトレジスタの各々
の出力を、それぞれ重み付けする複数の係数器と、 前記係数器の各々からの出力を加算する加算器とを備
え、 前記係数器の各々のタップ係数が、逆拡散のための拡散
符号と雑音除去のための係数とを畳み込みして、これに
窓関数をかけることにより決定された値であることを特
徴とするディジタルフィルタ。 - 【請求項２】 入力したベースバンド信号の雑音除去お
よび直接スペクトラム逆拡散を施すディジタルフィルタ
であって、 入力したベースバンド信号を、所定のタイミングにて遅
延させる複数のシフトレジスタと、 前記ベースバンド信号および前記シフトレジスタの各々
の出力をアドレスとして、前記各々の出力にタップ係数
を乗算し、かつ、これらを加算した値をデータとして出
力するメモリとを備え、 前記各々のタップ係数が、逆拡散のための拡散符号と雑
音除去のための係数とを畳み込みして、これに窓関数を
かけることにより決定された値となるように、前記メモ
リにデータが記憶されたことを特徴とするディジタルフ
ィルタ。 - 【請求項３】 前記雑音除去のための伝達関数を ＨLPF（ｚ）＝Σ ａMＺ-M （ΣはＭ＝０からｍ−１までの総和をとる） 逆拡散のための伝達関数を ＨDMF（ｚ）＝Σ ｂNＺ-N （ΣはＮ＝０からｎ−１までの総和をとる） とし、その伝達関数が、 Ｈ（ｚ）＝Σ ＣKＺ-K （ΣはＫ＝０からｋ−１までの総和をとる） Ｃi＝Wi・（ａi＊ｂi）＝Ｗi・Σａi・ｂi-j （Σはｊについての総和をとる） （Ｗｉ：窓関数の時間関数、０≦ｉ≦ｋ−１） にて規定されることを特徴とする請求項１又は請求項２
に記載のディジタルフィルタ。 - 【請求項４】 前記窓関数が、方形窓であることを特徴
とする請求項１ないし３の何れか一項に記載のディジタ
ルフィルタ。 - 【請求項５】 前記窓関数が、ハミング（Hamming）窓
であることを特徴とする請求項１ないし３の何れか一項
に記載のディジタルフィルタ。 - 【請求項６】 前記窓関数が、ハニング（Hanning）窓
であることを特徴とする請求項１ないし３の何れか一項
に記載のディジタルフィルタ。 - 【請求項７】 前記窓関数が、ブラックマン（Blackma
n）窓であることを特徴とする請求項１ないし３の何れ
か一項に記載のディジタルフィルタ。 - 【請求項８】 前記窓関数が、カイザー（Kaiser）窓で
あることを特徴とする請求項１ないし３の何れか一項に
記載のディジタルフィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23844198A JP2000068894A (ja) | 1998-08-25 | 1998-08-25 | 直接スペクトラム拡散用ディジタルフィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23844198A JP2000068894A (ja) | 1998-08-25 | 1998-08-25 | 直接スペクトラム拡散用ディジタルフィルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000068894A true JP2000068894A (ja) | 2000-03-03 |
Family
ID=17030278
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23844198A Withdrawn JP2000068894A (ja) | 1998-08-25 | 1998-08-25 | 直接スペクトラム拡散用ディジタルフィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000068894A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002026776A (ja) * | 2000-06-06 | 2002-01-25 | Lucent Technol Inc | 無線通信システム |
| CN108600566A (zh) * | 2018-04-28 | 2018-09-28 | 维沃移动通信有限公司 | 一种干扰处理方法及移动终端 |
-
1998
- 1998-08-25 JP JP23844198A patent/JP2000068894A/ja not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002026776A (ja) * | 2000-06-06 | 2002-01-25 | Lucent Technol Inc | 無線通信システム |
| CN108600566A (zh) * | 2018-04-28 | 2018-09-28 | 维沃移动通信有限公司 | 一种干扰处理方法及移动终端 |
| CN108600566B (zh) * | 2018-04-28 | 2021-01-08 | 维沃移动通信有限公司 | 一种干扰处理方法及移动终端 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20051101 |