JP2000050642A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 共通の磁路を持つ多重変圧器を用いた場合で
も、変圧器鉄心の磁束を正しく演算して、変圧器の直流
偏磁を抑制できる電力変換装置を得る。 【解決手段】 電力変換器３Ａ〜３Ｃを制御するための
交流側出力電圧指令を電圧電流制御回路９から出力す
る。一方、変圧器磁束状態算出部１６、変圧器偏磁量算
出部１０Ａ〜１０Ｃ、出力電圧直流分補正制御部１１Ａ
〜１１Ｃで段相互間の影響を折り込んだ磁束を算出して
電圧指令補正を出力し、両出力を加算器１３Ａ〜１３Ｃ
で加算する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、交流と直流の間
で電力を変換する電力変換装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１６は、例えば特開平８−１５２９２
７号公報に示された、複数台の変圧器を介して交流電力
系統に接続される自励式変換器の直流偏磁を防止する従
来の電力変換装置の構成を示すブロック図である。図１
６において、１は交流電力系統、２Ａ〜２Ｄは変圧器、
３Ａ〜３ＤはＧＴＯサイリスタ、ＧＣＴサイリスタ、Ｉ
ＧＢＴ、トランジスタ等の自己消弧可能な半導体素子か
ら構成され、交直変換可能な自励式変換器、４はコンデ
ンサ等の直流電圧源、５は電流検出器、６は電圧検出
器、７は出力電流基準、８は系統電圧基準、９は電圧電
流制御回路、１０Ａ〜１０Ｄは変圧器偏磁量算出部、１
１Ａ〜１１Ｄは出力電圧直流分補正制御部、１２は直流
分補正非干渉化部、１３Ａ〜１３Ｄは加算器、１４Ａ〜
１４ＤはＰＷＭ制御回路、１５Ａ〜１５Ｄはゲートパル
ス増幅回路である。

【０００３】次に図１６に示した従来の電力変換装置の
動作について説明する。図１６に示した電力変換装置に
おいて、交流電力系統１の電圧もしくは自励式変換器３
Ａ〜３Ｄの交流側出力電圧に直流成分が含まれていた場
合、変圧器２Ａ〜２Ｄに直流成分を含んだ励磁電流が流
れることとなるが、この励磁電流の直流成分が変圧器２
Ａ〜２Ｄを偏磁せしめ、その結果変圧器２Ａ〜２Ｄの鉄
心を飽和に至らせる。変圧器２Ａ〜２Ｄの鉄心が飽和し
た場合、変圧器鉄心は図１７に示した励磁特性を有する
ため、わずかな電圧変化で急激に電流が増加し、自励式
変換器３Ａ〜３Ｄのうち、偏磁飽和を起こした変圧器鉄
心に接続された変換器に過電流が発生し保護停止する。

【０００４】上記変圧器２Ａ〜２Ｄを偏磁飽和に至らし
める偏磁量は、変圧器偏磁量算出部１０Ａ〜１０Ｄに
て、自励式変換器３Ａ〜３Ｄの接続する変圧器２Ａ〜２
Ｄの鉄心の磁束の偏りを算出するために必要な電気量Ｐ
１１〜Ｐ４ｎを検出し、ここで検出された電気量に基づ
いて変圧器２Ａ〜２Ｄ夫々の鉄心の磁束の偏りを算出す
ることによって求められる。その結果を基にして、出力
電圧直流分補正制御部１１Ａ〜１１Ｄは、磁束の偏りを
なくすために必要な自励式変換器３Ａ〜３Ｄ夫々の交流
側出力電圧制御に対する仮の補正値を算出する。直流成
分補正非干渉化部１２では、各自励式変換器３Ａ〜３Ｄ
において当該自励式変換器以外の自励式変換器の上記仮
の補正値を非干渉化原理に基づいて加え合わせ、当該自
励式変換器３Ａ〜３Ｄの交流側出力電圧制御に対する最
終的な補正値が算出される。

【０００５】この最終の補正値は、出力電流基準７、電
流検出器５にて検出された電流帰還値、系統電圧基準
８、電圧検出器６にて検出された電圧帰還値より電圧電
流制御回路９にて作成される自励式変換器３Ａ〜３Ｄの
電圧指令値と加算器１３Ａ〜１３Ｄにて加算されること
により、変圧器２Ａ〜２Ｄの鉄心の磁束の偏りをなくす
ための自励式変換器３Ａ〜３Ｄの交流側出力電圧の補正
を行う。ＰＷＭ制御回路１４Ａ〜１４Ｄでは加算器１３
Ａ〜１３Ｄの出力する補正後電圧指令値に基づいて自励
式変換器３Ａ〜３Ｄの半導体素子の点弧パルス幅信号を
作成し、ゲートパルス増幅回路１５Ａ〜１５Ｄでは自励
式変換器３Ａ〜３Ｄの半導体素子の点弧を行うゲートパ
ルス信号の増幅を行う。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】従来の電力変換装置は
以上のように構成されているので、直流分補正非干渉化
部により、出力電圧直流分補正制御部の出力による偏磁
制御の相互干渉を抑えることができるが、特開平８−１
５２９２７号公報にて開示された非干渉原理では、図１
６に示されたような個別の鉄心を有する、磁気回路の独
立した変圧器構成の場合にのみに有効である。

【０００７】一方、大容量の自励式変換器では、変圧器
容積を小さく抑えるために図１８に示した外鉄型多重変
圧器もしくは図１９に示した内鉄型多重変圧器と呼ばれ
る多重変圧器を用いる場合が多く、この場合、各段の巻
線の作る起磁力は共通の磁路を持つため、共通の磁路を
介して他の段の鉄心の磁束に影響を与える。例えば、図
１８に示した外鉄型多重変圧器の場合、漏れ磁束は無視
し、図示のように片側の鉄心のみについて考えると、一
段目巻線に発生した起磁力Ｆ１は磁路Ｍ１１を介して磁
束Φ１１を作るが、この磁束Φ１１は磁路Ｍ１２、磁路
Ｍ１３にて分流し、磁束Φ１２、磁束Φ１３を作る。同
様に磁路Ｍ１３を通った磁束Φ１３は磁路Ｍ１４、磁路
Ｍ１５に分流して磁束Φ１４、磁束Φ１５を作り、磁束
１５と磁束１４が合流して磁束１６を作る。磁束Φ１１
からΦ１６の関係は以下の式（式１）〜（式３）の通り
となる。 Φ１３＝Φ１１−Φ１２ ・・・（式１） Φ１５＝Φ１３−Φ１４ ・・・（式２） Φ１６＝Φ１４＋Φ１５ ・・・（式３）

【０００８】磁路Ｍ１１、磁路Ｍ１３、磁路Ｍ１５、磁
路Ｍ１６を通る磁束経路を主鉄心と呼び、磁路Ｍ１２を
通る磁束Φ１２、磁路Ｍ１４を通る磁束Φ１４が無い場
合は、（式１）〜（式３）およびΦ１２＝Φ１４＝０よ
りΦ１１＝Φ１６＝Φ１５となって、全ての磁束は主鉄
心を通って鉄心の磁束状態は１〜３段すべて同じになる
ことがわかる。しかし、実際には磁路Ｍ１２、磁路Ｍ１
４を通る磁束Φ１２、Φ１４が存在するため、（式１）
〜（式３）よりわかるとおり、各段の鉄心の磁束状態Φ
１１、Φ１６、Φ１５が同じになるとは限らない。この
場合、例えば一段目巻線に発生した起磁力Ｆ１は、（式
１）〜（式３）より磁路Ｍ１１〜Ｍ１６を介して他の段
の磁束Φ１６、Φ１５に影響を及ぼすので、他の段の巻
線の発生する起磁力を考慮しなければ各段の鉄心の磁束
Φ１１、Φ１６、Φ１５を正確に算出することができな
い。

【０００９】なお、この現象は、各段の巻線間で共通の
磁路を有する変圧器構造であれば同様に発生する現象
で、図１９に示した内鉄型多重変圧器を用いた場合で
も、例えば一段目巻線の発生する起磁力Ｆ１は磁路Ｍ
１、磁路Ｍ２、磁路Ｍ３、磁路Ｍ４を介して磁路Ｍ５の
鉄心の磁束Φ５に影響を与えるため、他の段の巻線の発
生する起磁力を考慮しなければ各段の鉄心の磁束状態を
正確に算出することができない。

【００１０】しかしながら、特開平８−１５２９２７号
公報にて開示されたような非干渉原理を用いて偏磁補正
量を求める従来の手法では、変圧器鉄心が共通の磁路を
持たない独立した変圧器を用いて多重接続した場合に関
してしか考慮されていない。変圧器偏磁量算出部１０Ａ
〜１０Ｄ、出力電圧直流分補正制御部１１Ａ〜１１Ｄ、
直流分補正非干渉化部１２いずれでも他の段の巻線の発
生する起磁力の影響を正確に考慮しておらず、そのた
め、変圧器鉄心が図１８に示した外鉄型多重変圧器もし
くは図１９に示した内鉄型多重変圧器のような共通の磁
路を持ち磁気的に影響を受け合う構成をとった場合に
は、偏磁補正量を誤って出力する場合がある。

【００１１】以上のように従来の電力変換装置では、例
えば図１８に示した外鉄型多重変圧器もしくは図１９に
示した内鉄型多重変圧器を介して自励式変換器が多重接
続された場合に他の段の巻線が作る起磁力の影響を考慮
することが出来ないため、正確な変圧器偏磁量ならびに
前記変圧器偏磁量から演算される偏磁補正量が算出でき
ず、十分な直流偏磁抑制効果を得ることが困難であると
いう問題点があった。本発明は上記のような問題点を解
決するためになされたものであり、共通の磁路を持つ多
重変圧器を用いた場合でも、変圧器鉄心の磁束を正しく
演算して、変圧器の直流偏磁を抑制できる電力変換装置
を得ることを目的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】請求項１に係る電力変換
装置は、スイッチング素子を有する複数の電力変換器
と、互いに磁気的に結合された複数の脚鉄を持った鉄
心、脚鉄にそれぞれ巻かれ複数の電力変換器の交流側に
それぞれ接続された複数の直流側巻線および脚鉄にそれ
ぞれ巻かれ交流電源に接続される複数の交流側巻線を有
する多重変圧器と、電力変換器の交流側出力電圧指令を
算出する電圧指令作成手段と、多重変圧器の複数の脚鉄
の磁束状態に応じて交流側出力電圧指令を補正するため
の電圧指令補正を算出する電圧指令補正算出手段とを備
え、出力電圧指令と電圧指令補正に基づいて電力変換器
の交流側出力電圧を制御するようにしたものである。

【００１３】請求項２に係る電力変換装置は、請求項１
のものにおいて、電圧指令補正算出手段が、多重変圧器
の複数の直流側巻線および交流側巻線の電気量から複数
の脚鉄の磁束状態を算出する磁束状態算出手段と、この
磁束状態算出手段の出力から電圧指令補正を算出する補
正値算出手段からなるものである。請求項３に係る電力
変換装置は、請求項２のものにおいて、磁束状態算出手
段が、複数の直流側巻線および交流側巻線の電気量と複
数の脚鉄の磁束状態との関係を用いて、電気量から磁束
状態を算出するようにしたものである。

【００１４】請求項４に係る電力変換装置は、請求項１
のものにおいて、電圧指令補正算出手段が、多重変圧器
の脚鉄に巻かれた直流側巻線および交流側巻線の電気量
から脚鉄毎に個別に仮電圧指令補正を算出する仮電圧指
令補正算出手段と、仮電圧指令補正から脚鉄相互間の直
流側巻線および交流側巻線の電気量と磁束状態との関係
を用いて電圧指令補正を算出する補正値修正手段からな
るものである。請求項５に係る電力変換装置は、請求項
３または請求項４のものにおいて、電気量と磁束状態と
の関係が、磁気抵抗を用いて表される関係であるとした
ものである。請求項６に係る電力変換装置は、請求項３
のものにおいて、電気量と磁束状態との関係を入力され
た電気量に応じて変化させる非線形な特性として磁束状
態を算出するようにしたものである。請求項７に係る電
力変換装置は、請求項４のものにおいて、電気量と磁束
状態との関係を入力された電気量に応じて変化させる非
線形な特性として電圧指令補正を算出するようにしたも
のである。

【００１５】請求項８に係る電力変換装置は、請求項１
のものにおいて、多重変圧器の鉄心の近傍に複数の磁気
検出器を設け、これらの磁気検出器の出力から、電圧指
令補正算出手段により電圧指令補正を算出するようにし
たものである。請求項９に係る電力変換装置は、請求項
８のものにおいて、電圧指令補正算出手段が、複数の磁
気検出器の出力から複数の脚鉄の磁束状態を算出する磁
束状態算出手段と、この磁束状態算出手段の出力から電
圧指令補正を算出する補正値算出手段からなるものであ
る。請求項１０に係る電力変換装置は、請求項９のもの
において、複数の脚鉄を磁気的に結合する継鉄の近傍
に、磁気検出器を設けたものである。請求項１１に係る
電力変換装置は、請求項８または請求項９のものにおい
て、磁気検出器としてサーチコイルを用いたものであ
る。請求項１２に係る電力変換装置は、請求項８または
請求項１０のものにおいて、磁気検出器としてホール素
子を用いたものである。

【００１６】請求項１３に係る電力変換装置は、請求項
９のものにおいて、磁束状態算出手段が、複数の磁気検
出器の出力と複数の脚鉄の磁束状態との関係を用いて、
磁気検出器の出力から磁束状態を算出するようにしたも
のである。請求項１４に係る電力変換装置は、請求項１
３のものにおいて、磁気検出器の出力と磁束状態との関
係が、磁気抵抗を用いて表される関係であるとしたもの
である。請求項１５に係る電力変換装置は、請求項１３
のものにおいて、磁気検出器の出力と磁束状態との関係
を入力された磁気検出器の出力に応じて変化させる非線
形な特性として磁束状態を算出するようにしたものであ
る。請求項１６に係る電力変換装置は、請求項５または
請求項１５のものにおいて、磁気抵抗が起磁力により変
化するとしたものである。

【００１７】

【発明の実施の形態】実施の形態１．図１は本発明の実
施の形態１における電力変換装置の構成を示すブロック
図である。図１において、１は交流電源である交流電力
系統、２は多重変圧器であり、一段目〜三段目の３つの
脚鉄２０１、２０２、２０３およびこれらの脚鉄２０１
〜２０３を互いに磁気的に結合する継鉄２０４、段間磁
路２０５を持った鉄心２００と、脚鉄２０１〜２０３に
それぞれ巻かれ後述の３つの電力変換器３Ａ〜３Ｃの交
流側にそれぞれ接続された３つの直流側巻線（以下、二
次巻線と称する）２１１、２１２、２１３と、脚鉄２０
１〜２０３にそれぞれ巻かれ、互い直列になって交流電
力系統１に接続された３つの交流側巻線（以下、一次巻
線と称する）２２１、２２２、２２３とを有している。
３Ａ〜３ＣはＧＴＯサイリスタ、ＧＣＴサイリスタ、Ｉ
ＧＢＴ、トランジスタ等の自己消弧可能な半導体スイッ
チング素子から構成され、交直変換可能な自励式の電力
変換器、４はコンデンサ、直流電源等の直流電圧源、５
１、５２Ａ〜５２Ｃは電流検出器であり、電流検出器５
１で交流電力系統１との間の電流（以下、一次電流と称
する）を検出するとともに電流検出器５２Ａ〜５２Ｃで
それぞれ電力変換器３Ａ〜３Ｃの交流側電流（以下、二
次電流と称する）を検出するようになっている。６は交
流電力系統１の電圧を検出する電圧検出器、７は出力電
流基準、８は系統電圧基準、９は電圧指令作成手段であ
る電圧電流制御回路で、交流電力系統１の電気的状態と
して電圧検出器６および電流検出器５１の出力を用いる
とともに、設定条件として出力電流基準７および系統電
圧基準８の設定値を用い、電力変換器３Ａ〜３Ｃの交流
側出力電圧指令を算出するようになっている。１０Ａ〜
１０Ｃは変圧器偏磁量算出部、１１Ａ〜１１Ｃは出力電
圧直流分補正制御部、１３Ａ〜１３Ｃは加算器、１４Ａ
〜１４ＣはＰＷＭ制御回路、１５Ａ〜１５Ｃはゲートパ
ルス増幅回路、１６は鉄心２００の磁束状態を算出する
磁束状態算出手段としての変圧器磁束状態算出部であ
り、変圧器偏磁量算出部１０Ａ〜１０Ｃと出力電圧直流
分補正制御部１１Ａ〜１１Ｃで補正値算出手段を構成
し、この補正値算出手段と変圧器磁束状態算出部１６で
電圧指令補正算出手段を構成している。

【００１８】また、図２は本実施の形態の変圧器磁束状
態算出部１６の構成例を示すブロック図、図３は多重変
圧器２の磁気回路モデルを示す説明図である。図２にお
いて、１７１、１７２Ａ〜１７２Ｃは変圧器の一次、二
次巻線の巻数倍するゲイン、１８１Ａ〜１８１Ｃは減算
演算を行う減算器、１９はゲイン１７１、１７２Ａ〜１
７２Ｃおよび減算器１８１Ａ〜１８１Ｃをブロック化し
て構成した起磁力算出部、１７３ＡＡ〜１７３ＡＣ、１
７３ＢＡ〜１７３ＢＣ、１７３ＣＡ〜１７３ＣＣは磁気
抵抗に応じた比例定数倍するゲイン、１３１Ａ〜１３１
Ｃは３入力の加算演算を行う加算器、２０Ａ〜２０Ｃ
は、ゲイン１７３ＡＡ〜１７３ＡＣ、１７３ＢＡ〜１７
３ＢＣ、１７３ＣＡ〜１７３ＣＣおよび加算器１３１Ａ
〜１３１Ｃをブロック化して構成した磁束算出部であ
り、起磁力算出部１９および磁束算出部２０Ａ〜２０Ｃ
で変圧器磁束状態算出部１６を構成している。

【００１９】次に動作について説明する。電流検出器５
１および電圧検出器６の出力を電圧電流制御回路９へ送
る。電圧電流制御回路９には、出力電流基準７および系
統電圧基準８の設定値が入力されており、これらの値に
基づいて電力変換器３Ａ〜３Ｃの交流側出力電圧指令を
算出して出力する。この交流側出力電圧指令に対して、
多重変圧器２の鉄心２００の脚鉄２０１〜２０３に直流
偏磁が生じないようにするために、以下に述べるように
して補正を行う。

【００２０】多重変圧器２の鉄心２００の磁束状態を検
出するのに必要な電気量として、一次電流Ｉ１、二次電
流Ｉ２Ａ〜Ｉ２Ｃを電流検出器５１、５２Ａ〜５２Ｃに
て検出する。電流検出器５１、５２Ａ〜５２Ｃにて検出
された電流より、変圧器磁束状態算出部１６にて変圧器
２の各段脚鉄の磁束状態が算出されるが、変圧器磁束状
態算出部１６の詳細な動作を図２、図３を参照して説明
する。変圧器２の一段目〜三段目の各段の起磁力Ｆ１か
らＦ３は以下の（式４）で算出される。 起磁力＝(二次巻線巻数×二次電流)-(一次巻線巻数×一次電流)・・・(式４） 一般に起磁力Ｆと磁束Φの関係は磁気抵抗Ｒを用いて Ｆ＝Ｒ×Φ ・・・（式５） と書ける。ただし、磁気抵抗Ｒは磁路長Ｌ、透磁率μ、
磁気回路断面積ｓを用いて Ｒ＝Ｌ／（μ×ｓ） ・・・（式６） で表される。なお、この実施の形態では簡単のために透
磁率μは一定であるとする。

【００２１】多重変圧器２の鉄心２００が図１において
左右対称として、そのうち片側部分の磁気回路を考え
て、漏れ分を無視すれば、図３の通りモデル化すること
ができる。図３において、磁気抵抗Ｒ１〜Ｒ１０は多重
変圧器２の鉄心２００におけるものに相当する。一段目
〜三段目の各段の起磁力Ｆ１〜Ｆ３と磁束Φ１〜Φ３の
関係は、図３中の磁気抵抗Ｒ１〜Ｒ１０を用いて、磁束
の漏れを考慮しなければそれぞれの磁気閉回路について
以下の（式７）〜（式９）が成り立つ。 Ｆ１＝Ｒ１×Φ1＋R5×Φ1＋R2×(Φ1-Φ2)＋R8×Φ1 ・・・（式
７） F2=-R2×(Φ1-Φ2)＋R6×Φ2＋R3×(Φ2-Φ3)＋R9×Φ2 ・・・（式８） F3=-R3×(Φ2-Φ3)＋R7×Φ3＋R4×Φ3＋R10×Φ3 ・・・（式９） （式７）〜（式９）より各段の脚鉄２０１〜２０３の磁
束Φ１〜Φ３を求めることができ、 Φ１＝Ｋ１１×Ｆ１＋Ｋ１２×Ｆ２＋Ｋ１３×Ｆ３ ・・・（式１０） Φ２＝Ｋ２１×Ｆ１＋Ｋ２２×Ｆ２＋Ｋ２３×Ｆ３ ・・・（式１１） Φ３＝Ｋ３１×Ｆ１＋Ｋ３２×Ｆ２＋Ｋ３３×Ｆ３ ・・・（式１２） となる。ただし、Ｋ１１〜Ｋ３３は（式７）〜（式９）
より磁束Φ１〜Φ３を求めた場合の係数である。

【００２２】従って、（式１０）〜（式１２）を用いて
変圧器２の鉄心の磁束状態を正しく推定することが出来
るので、図２において、一次電流Ｉ１、二次電流Ｉ２Ａ
〜Ｉ２Ｃをゲイン１７１、ゲイン１７２Ａ〜１７２Ｃで
一次巻線の巻数Ｎ１、二次巻線の巻数Ｎ２Ａ〜Ｎ２Ｃと
乗算し、減算器１８１Ａ〜１８１Ｃにて減算して起磁力
Ｆ１〜Ｆ３を求め、ゲイン１７３ＡＡ〜１７３ＡＣにて
（式１０）中の係数Ｋ１〜Ｋ１３と乗算し加算器１３１
Ａにて加算して磁束Φ１を求め、ゲイン１７３ＢＡ〜ゲ
イン１７３ＢＣにて（式１１）中の係数Ｋ２１〜Ｋ２３
と乗算し加算器１３１Ｂにて加算して磁束Φ２を、そし
てゲイン１７３ＣＡ〜ゲイン１７３ＣＣにて（式１２）
中の係数Ｋ３１〜Ｋ３３と乗算し加算器１３１Ｃにて加
算して磁束Φ３を正しく求めることが出来る。これら磁
束Φ１〜Φ３は変圧器磁束状態として出力される。

【００２３】ここで、変圧器磁束状態算出部１６は加減
演算回数を減らす目的で図４に示した構成としても構わ
ない。図４は変圧器磁束状態算出部１６の別の構成例を
示すブロック図であり、図において、１７４ＡＡ〜１７
４ＡＤ、１７４ＢＡ〜１７４ＢＤ、１７４ＣＡ〜１７４
ＣＤは比例定数倍するゲイン、１３２Ａ〜１３２Ｃは４
入力の加算演算を行う加算器である。ゲイン１７４ＡＡ
〜１７４ＡＤ、１７４ＢＡ〜１７４ＢＤ、１７４ＣＡ〜
１７４ＣＤは、巻数Ｎ１、Ｎ２Ａ〜Ｎ２Ｃと係数Ｋ１１
〜Ｋ１３、Ｋ２１〜Ｋ２３、Ｋ３１〜Ｋ３３から求めた
ゲインとし、二次電流Ｉ２Ａ〜Ｉ２Ｃおよび一次電流Ｉ
１をゲイン１７４ＡＡ〜１７４ＡＤ、１７４ＢＡ〜１７
４ＢＤ、１７４ＣＡ〜１７４ＣＤにて乗算し、加算器１
３２Ａ〜１３２Ｃにて加算することによって図２に示し
た変圧器磁束状態算出部１６と同じ演算結果を得ること
ができる。変圧器磁束状態算出部１６を図４の構成とす
ることによって図２に示した変圧器磁束状態算出部１６
に比べ、加減演算の回数を減らすことができ、演算時間
を短縮できる利点がある。

【００２４】このようにして変圧器磁束状態算出部１６
にて各段の鉄心の磁束状態Φ１〜Φ３を正確に算出する
ことができるため、算出された多重変圧器２の鉄心の磁
束状態Φ１〜Φ３より、変圧器偏磁量算出部１０Ａ〜１
０Ｃにて偏磁量が正しく算出される。鉄心が飽和した場
合の磁束波形は正負非対称となるので、変圧器偏磁量算
出部１０Ａ〜１０Ｃは、直流成分を含む交流信号から偏
磁量に相当する直流成分のみを抽出する手段、例えば、
ローパスフィルタ、積分器、移動平均フィルタで構成し
てもよく、あるいは、正負波形の非対称性を抽出する手
段、例えば最大値と最小値の比較器、最大値と最小値の
平均値算出器、フーリエ級数展開による偶数調波の抽出
器などで構成することができる。

【００２５】変圧器偏磁量算出部１０Ａ〜１０Ｃにて算
出された変圧器偏磁量を元に出力電圧直流分補正制御部
１１Ａ〜１１Ｃにて出力電圧直流分の補正値を算出し
て、交流側出力電圧指令に対する電圧指令補正とする。
出力電圧直流分補正制御部１１Ａ〜１１Ｃは、変圧器偏
磁量算出部１０Ａ〜１０Ｃにて算出された変圧器偏磁量
を変圧器偏磁量帰還値、変圧器偏磁量の指令値を零とし
たフィードバック制御系とみなせるので、例えば、比例
制御、積分制御、微分制御、もしくはこれらの組み合わ
せで構成することができる。出力電圧直流分補正制御部
１１Ａ〜１１Ｃにて算出された電圧指令補正は、系統電
圧基準８、電圧検出器６にて検出された系統電圧帰還
値、出力電流基準７、電流検出器５１にて検出された出
力電流帰還値から電圧電流制御回路９にて算出された交
流側出力電圧指令と加算器１３Ａ〜１３Ｃにて加算さ
れ、ＰＷＭ制御回路１４Ａ〜１４Ｃの入力となる。

【００２６】ＰＷＭ制御回路１４Ａ〜１４Ｃでは、加算
器１３Ａ〜１３Ｃの出力する各段の電圧指令値に基づい
て自励式の電力変換器３Ａ〜３ＤのＧＴＯサイリスタ、
ＧＣＴサイリスタ、ＩＧＢＴ、トランジスタ等の自己消
弧可能な半導体スイッチング素子の点弧パルス幅信号を
作成する。ゲートパルス増幅回路１５Ａ〜１５ＤではＰ
ＷＭ制御回路１４Ａ〜１４Ｃで作成した点弧パルス幅信
号を増幅し、自励式変換器３Ａ〜３Ｄの半導体スイッチ
ング素子の点弧、消弧を行うゲートパルス駆動信号を発
生する。このゲート駆動信号が自励式の電力変換器３Ａ
〜３Ｃに与えられることにより、電力変換器３Ａ〜３Ｃ
は直流電圧源４の電圧に従ってＧＴＯサイリスタ、ＧＣ
Ｔサイリスタ、ＩＧＢＴ、トランジスタ等の自己消弧型
半導体スイッチング素子を点弧、消弧して加算器１３Ａ
〜１３Ｃの出力に相当する電圧を発生する。

【００２７】以上述べたように図１に示した実施の形態
１の電力変換装置は、（式１０）〜（式１２）に示した
算出手法によって他の段の巻線の発生する起磁力の影響
を考慮して、正しく変圧器磁束状態を算出することによ
り、変圧器磁束状態を誤算出することなく正しい出力電
圧直流分補正制御を行うことができるため、従来困難で
あった共通の磁路を持つ多重変圧器を介して接続された
自励式変換器においても、当該多重変圧器の直流偏磁を
抑制する効果が得られ、過電流による保護停止を避けて
運転継続性の高い高信頼の電力変換装置を提供すること
が出来る。なお、透磁率は実際は一定でなく、磁界によ
り変化するが、図１７に示した励磁特性の線形な領域内
であれば透磁率を一定としても問題なく、また、非線形
な領域であっても上記のように制御することにより、偏
磁量が少なく透磁率の変化が小さい偏磁初期に偏磁を抑
制することが可能であるため、透磁率を一定とみなして
もかまわない。

【００２８】実施の形態２．図５は本発明の実施の形態
２の電力変換装置における変圧器磁束状態算出部１６の
構成を示すブロック図、図６は本発明の実施の形態２の
電力変換装置における変圧器磁束状態算出部１６の動作
手順を示すフローチャートである。図５において、２１
ＡＡ〜２１ＡＣ、２１ＢＡ〜２１ＢＣ、２１ＣＡ〜２１
ＣＣは起磁力Ｆ１〜Ｆ３に応じてゲインが変化する可変
ゲインであり、ゲイン２１ＡＡ〜２１ＡＣ、２１ＢＡ〜
２１ＢＣ、２１ＣＡ〜２１ＣＣおよび加算器１３１Ａ〜
１３１Ｃで磁束算出部２０Ａ〜２０Ｃを構成するととも
に、起磁力算出部１９と磁束算出部２０Ａ〜２０Ｃで変
圧器磁束状態算出部１６を構成している。変圧器磁束状
態算出部１６を除く他の部分は図１、図２に示した実施
の形態１と同様であるので説明を省略する。

【００２９】実施の形態１と異なる点は、変圧器磁束状
態算出部１６において、起磁力Ｆ１〜Ｆ３より定数Ｋ１
１〜Ｋ１３と乗算し加算器１３１Ａにて加算して磁束Φ
１を求め、定数Ｋ２１〜Ｋ２３と乗算し加算器１３１Ｂ
にて加算して磁束Φ２を求め、そして定数Ｋ３１〜Ｋ３
３と乗算し加算器１３１Ｃにて加算して磁束Φ３を求め
るが、その際に、可変ゲイン２１ＡＡ〜２１ＡＣ、２１
ＢＡ〜２１ＢＣ、２１ＣＡ〜２１ＣＣを用いて、変圧器
鉄心の磁界対磁束の非線形な関係に応じて変圧器磁束状
態を算出する点である。

【００３０】本実施の形態の背景は、変圧器鉄心が図１
７に示したように、電気量としての励磁電流と磁束との
間に非線形な特性を持つことにある。図１７では変圧器
鉄心の励磁電流対磁束の関係を示しているが、励磁電流
Ｉと磁界Ｈの関係は巻数Ｎ、磁路長Ｌを用いて下記（式
１３）の通りであり、また、磁束Φと磁界Ｈの関係は透
磁率μ、断面積ｓを用いて（式１４）の通りであるの
で、励磁電流対磁束の非線形な関係に従って、変圧器鉄
心の透磁率μもまた励磁電流によって変化する。 Ｈ＝Ｎ×Ｉ／Ｌ ・・・（式１３） Φ＝ｓ×μ×Ｈ ・・・（式１４） 従って、（式５）より鉄心の磁気抵抗Ｒが変化し、（式
１０）〜（式１２）中の係数Ｋ１１〜Ｋ１３、Ｋ２１〜
Ｋ２３、Ｋ３１〜Ｋ３３も変化し、特に飽和に近い領域
で大きく変化して変圧器磁束状態の推定にずれが生じる
場合がある。しかしながら、励磁電流Ｉと起磁力Ｆは巻
数Ｎを用いて次の（式１５）の通りであるので、可変ゲ
イン２１ＡＡ〜２１ＡＣ、２１ＢＡ〜２１ＢＣ、２１Ｃ
Ａ〜２１ＣＣを設けて係数Ｋ１１〜Ｋ１３、Ｋ２１〜Ｋ
２３、Ｋ３１〜Ｋ３３を起磁力Ｆに応じて可変にするこ
とにより、変圧器鉄心の非線形な関係を補償し変圧器磁
束状態の推定のずれを防ぐことが出来る。 Ｉ＝Ｆ／Ｎ ・・・（式１５）

【００３１】次に動作について説明する。図５におい
て、起磁力算出部１９で起磁力Ｆ１〜Ｆ３を算出する。
可変ゲイン２１ＡＡ〜２１ＡＣ、２１ＢＡ〜２１ＢＣ、
２１ＣＡ〜２１ＣＣでは、実測もしくは理論計算により
求められた変圧器鉄心の特性と起磁力算出部１９によっ
て算出された起磁力Ｆ１〜Ｆ３より透磁率μを算出し、
（式６）に示された関係より磁気抵抗Ｒ１〜Ｒ１０を算
出し、（式７）〜（式９）より磁束Φ１〜Φ３を（式１
０）〜（式１２）の通り求める過程にて係数Ｋ１１〜Ｋ
１３、Ｋ２１〜Ｋ２３、Ｋ３１〜Ｋ３３を求めることが
できるので、この結果に従って係数Ｋ１１〜Ｋ１３、Ｋ
２１〜Ｋ２３、Ｋ３１〜Ｋ３３を変化させる。起磁力Ｆ
１〜Ｆ３は実施の形態１と同様に、可変ゲイン２１ＡＡ
〜２１ＡＣにて係数Ｋ１１〜Ｋ１３と乗算し加算器１３
１Ａにて加算して磁束Φ１、可変ゲイン２１ＢＡ〜２１
ＢＣにて係数Ｋ２１〜Ｋ２３と乗算し加算器１３１Ｂに
て加算して磁束Φ２、可変ゲイン２１ＣＡ〜２１ＣＣに
て係数Ｋ３１〜Ｋ３３と乗算し加算器１３１Ｃにて加算
して磁束Φ３が算出され、磁束Φ１〜Φ３が変圧器磁束
状態として出力される。

【００３２】図５に示した起磁力算出部１６の動作手順
をフローチャートにて説明したものが図６である。変圧
器鉄心の透磁率μは磁束に依存して決まるために図６に
示した方法で計算した磁束Φ１〜Φ３は誤差を含むが、
通常、誤差は小さいので前回の計算で求めたΦ１〜Φ３
を用いて透磁率μを計算し、可変ゲイン２１ＡＡ〜２１
ＡＣ、２１ＢＡ〜２１ＢＣ、２１ＣＡ〜２１ＣＣの係数
Ｋ１１〜Ｋ１３、Ｋ２１〜Ｋ２３、Ｋ３１〜Ｋ３３を求
めてよい。あるいは、この誤差を補正するために、Φ１
〜Φ３より透磁率μを算出し直して図６のステップ３か
らステップ５までを繰り返して誤差を収束させた後に可
変ゲイン２１ＡＡ〜２１ＡＣ、２１ＢＡ〜２１ＢＣ、２
１ＣＡ〜２１ＣＣの係数Ｋ１１〜Ｋ１３、Ｋ２１〜Ｋ２
３、Ｋ３１〜Ｋ３３を求めてもよい。

【００３３】なお、図５に示した変圧器磁束状態算出部
１６では、起磁力Ｆ１〜Ｆ３より係数Ｋ１１〜Ｋ１３、
Ｋ２１〜Ｋ２３、Ｋ３１〜Ｋ３３を求めているが、巻数
比を考慮した一次電流と二次電流の差分である励磁電流
より係数Ｋ１１〜Ｋ１３、Ｋ２１〜Ｋ２３、Ｋ３１〜Ｋ
３３を求めても構わない。また、一次電流Ｉ１、二次電
流Ｉ２Ａ〜Ｉ２Ｃより起磁力Ｆ１〜Ｆ３を求め、可変ゲ
イン２１ＡＡ〜２１ＡＣ、２１ＢＡ〜２１ＢＣ、２１Ｃ
Ａ〜２１ＣＣ、加算器１３１Ａ〜１３１Ｃを用いて磁束
密度Φ１〜Φ３を求めているが、図４に示した変圧器磁
束状態算出部１６と同様に一次電流Ｉ１、二次電流Ｉ２
Ａ〜Ｉ２Ｃに係数を乗じて加算する手法を用いても同様
の効果が得られる。また、本実施の形態では、可変ゲイ
ンを用いて変圧器鉄心の非線形な関係を補償している
が、起磁力Ｆ１〜Ｆ３と磁気抵抗Ｒ１〜Ｒ１０もしくは
磁束Φ１〜Φ３の非線形な関係、あるいは励磁電流と磁
気抵抗Ｒ１〜Ｒ１０もしくは磁束Φ１〜Φ３の非線形な
関係を予め求めておいてテーブル化して適宜読み出す方
式としても同様の効果が得られる。

【００３４】以上述べたように図５に示した変圧器磁束
演算手段１６を設けた実施の形態２の電力変換装置は、
起磁力Ｆ１〜Ｆ３に応じて係数Ｋ１１〜Ｋ１３、Ｋ２１
〜Ｋ２３、Ｋ３１〜Ｋ３３を求める可変ゲイン２１ＡＡ
〜２１ＡＣ、２１ＢＡ〜２１ＢＣ、２１ＣＡ〜２１ＣＣ
を設けることにより、変圧器鉄心の非線形性の大きい領
域でも起磁力Ｆ１〜Ｆ３に応じて係数Ｋ１１〜Ｋ１３、
Ｋ２１〜Ｋ２３、Ｋ３１〜Ｋ３３を可変とすることによ
って正しい変圧器磁束状態算出ができる。この様な領域
でも他の段の巻線の発生する起磁力の影響に応じて、正
しく変圧器磁束状態を算出することにより、正しい出力
電圧直流分補正制御を行うことができるため、従来困難
であった共通の磁路を持つ多重変圧器の直流偏磁を抑制
する効果が得られ、過電流による保護停止を避けて運転
継続性の高い高信頼の電力変換装置を提供することが出
来る。

【００３５】実施の形態３．図７は本発明の実施の形態
３における電力変換装置の構成を示すブロック図、図８
は図７に示した電力変換装置の他段発生起磁力影響補正
部２２の構成を示したブロック図である。図７におい
て、１８２Ａ〜１８２Ｃは電流検出器５２Ａ〜５２Ｃ、
５１にて検出された二次電流と一次電流の巻数比を考慮
した差分をとって励磁電流を求める減算器、２２は出力
電圧直流分補正制御部１１Ａ〜１１Ｃの出力を、他段の
発生する起磁力に応じて補正する補正値修正手段として
の他段発生起磁力影響補正部である。図８において、１
７５ＡＡ〜１７５ＡＣ、１７５ＢＡ〜１７５ＢＣ、１７
５ＣＡ〜１７５ＣＣは出力電圧直流分補正制御部１１Ａ
〜１１Ｃの出力を入力とし、係数Ｋ１４〜Ｋ１６、Ｋ２
４〜Ｋ２６、Ｋ３４〜Ｋ３６を乗算するゲイン、１３２
Ａ〜１３２Ｃはゲイン１７５ＡＡ〜１７５ＡＣ、１７５
ＢＡ〜１７５ＢＣ、１７５ＣＡ〜１７５ＣＣの出力を加
算し他段発生起磁力影響補正を行う加算器である。２３
Ａ〜２３Ｃはゲイン１７５ＡＡ〜１７５ＡＣと加算器１
３２Ａ、ゲイン１７５ＢＡ〜１７５ＢＣと加算器１３２
Ｂ、ゲイン１７５ＣＡ〜１７５ＣＣと加算器１３２Ｃを
ブロック化した他段発生起磁力影響補正演算部であり、
他段発生起磁力影響補正部２２を構成している。変圧器
偏磁量算出部１０Ａ〜１０Ｃと出力電圧直流分補正制御
部１１Ａ〜１１Ｃで仮電圧指令補正手段を構成するとと
もに、この仮電圧指令補正手段と他段発生起磁力影響補
正部２２で電圧指令補正手段を構成している。なお、減
算器１８２Ａ〜１８２Ｃ、他段発生起磁力影響補正部２
２を除く他の部分は図１、図２に示した実施の形態１と
同様であるので説明を省略する。

【００３６】次に動作について説明する。実施の形態１
と異なる点は変圧器磁束状態算出部１６を用いて他の段
の巻線の発生する起磁力の影響を考慮して変圧器磁束状
態を算出するのでなく、他段発生起磁力補正部２２にて
他の段の巻線の発生する起磁力の影響を補正して同様の
効果を得た点である。図７において、電流検出器５２Ａ
〜５２Ｃにて検出された多重変圧器２の二次電流は電流
検出器５１にて検出された一次電流と巻数比を考慮して
減算器１８２Ａ〜１８２Ｃにて減算され励磁電流が算出
される。減算器１８２Ａ〜１８２Ｃにて算出された励磁
電流は変圧器偏磁量算出部１０Ａ〜１０Ｃにて脚鉄２０
１〜２０３毎に個別に変圧器偏磁量が算出され、出力電
圧直流分補正制御部１１Ａ〜１１Ｃにて出力電圧直流分
補正値が算出され、仮電圧指令補正として出される。こ
の仮電圧指令補正は（式１０）〜（式１２）に示される
他段巻線の発生する起磁力の影響の補正がなされてない
が、他段発生起磁力影響補正部２２にて他段巻線の発生
する起磁力の影響分を修正され、加算器１３Ａ〜１３Ｃ
に最終的な電圧指令補正として出力されることによって
他段巻線の発生する起磁力の影響による誤差を排除する
ことが出来る。

【００３７】ここで、他段発生起磁力影響補正部２２の
動作を図８を参照して説明する。実施の形態１にて他段
の巻線の発生する起磁力の影響を補正した変圧器磁束算
出手段１６では、二次電流と一次電流から起磁力Ｆを求
め、磁束算出部２０Ａ〜２０Ｃにて磁束Φ１〜Φ３を算
出することによって他段の巻線の発生する起磁力の影響
による誤差を排除したが、本実施の形態では、減算器１
８２Ａ〜１８２Ｃにて励磁電流を求めることにより、各
段毎の起磁力に比例した信号が得られるため、変圧器偏
磁量算出部１０Ａ〜１０Ｃ、出力電圧直流分補正制御部
１１Ａ〜１１Ｃを介して出力される信号も各段毎の起磁
力に比例した信号となっている。そこで、実施の形態１
にて用いた磁束算出部２０Ａ〜２０Ｃにて乗算した係数
Ｋ１１〜Ｋ１３、Ｋ２１〜Ｋ２３、Ｋ３１〜Ｋ３３もし
くは励磁電流と起磁力の関係を考慮して係数Ｋ１１〜Ｋ
１３、Ｋ２１〜Ｋ２３、Ｋ３１〜Ｋ３３に巻数Ｎを乗算
した係数Ｋ１４〜Ｋ１６、Ｋ２４〜Ｋ２６、Ｋ３４〜Ｋ
３６をゲイン１７５ＡＡ〜ゲイン１７５ＡＣ、１７５Ｂ
Ａ〜１７５ＢＣ、１７５ＣＡ〜１７５ＣＣにて乗算し、
加算器１３２Ａ〜１３２Ｃにて加算することによって実
施の形態１と同様の効果を得ることが出来る。

【００３８】なお、変圧器偏磁量算出部１０Ａ〜１０Ｃ
の出力、出力電圧直流分補正制御部１１Ａ〜１１Ｃの出
力ともに各段の起磁力に比例した信号となっているた
め、他段発生起磁力影響補正部２２は、変圧器偏磁量算
出部１０Ａ〜１０Ｃと出力電圧直流分補正制御部１１Ａ
〜１１Ｃの間でも、加算器１３Ａ〜１３ＣとＰＷＭ制御
回路１４Ａ〜１４Ｃの間に設けても同様の効果を得るこ
とができる。

【００３９】以上述べたように図７に示した実施の形態
３の電力変換装置は、（式１０）〜（式１２）に示した
算出手法によって他の段の巻線の発生する起磁力の影響
を補正することにより、変圧器磁束状態に応じて正しい
出力電圧直流分補正制御を行うことができるため、従来
困難であった共通の磁路を持つ多重変圧器を介して接続
された自励式変換器においても、当該多重変圧器の直流
偏磁を抑制する効果が得られ、過電流による保護停止を
避けて運転継続性の高い高信頼の電力変換装置を提供す
ることが出来る。

【００４０】実施の形態４．図９は本発明の実施の形態
４における電力変換装置の構成を示すブロック図、図１
０は図９に示した電力変換装置の他段発生起磁力影響補
正部２２の構成を示したブロック図である。図９におい
て、他段発生起磁力影響補正部２２の入力は減算器１８
２Ａ〜１８２Ｃにて求められた励磁電流ならびに出力電
圧直流分補正制御部１１Ａ〜１１Ｃの出力である。図１
０において、２１ＡＡ〜２１ＡＣ、２１ＢＡ〜２１Ｂ
Ｃ、２１ＣＡ〜２１ＣＣは出力電圧直流分補正制御部１
１Ａ〜１１Ｃの出力を減算器１８２Ａ〜１８２Ｃの出力
に応じて係数Ｋ１４〜Ｋ１６、Ｋ２４〜Ｋ２６、Ｋ３４
〜Ｋ３６を可変係数として乗算する可変ゲイン、１３２
Ａ〜１３２Ｃは可変ゲイン２１ＡＡ〜２１ＡＣ、２１Ｂ
Ａ〜２１ＢＣ、２１ＣＡ〜２１ＣＣの出力を加算し他段
発生起磁力影響補正をした電圧指令補正を出力する加算
器である。尚、他段発生起磁力影響補正部２２を除く他
の構成部分は図７、図８に示した実施の形態３と同様で
あるので説明を省略する。

【００４１】次に動作について説明する。実施の形態３
と異なる点は他段発生起磁力補正部２２中ゲイン１７５
ＡＡ〜１７５ＡＣ、１７５ＢＡ〜１７５ＢＣ、１７５Ｃ
Ａ〜１７５ＣＣを可変ゲイン２１ＡＡ〜２１ＡＣ、２１
ＢＡ〜２１ＢＣ、２１ＣＡ〜２１ＣＣとし、実施の形態
２と同様変圧器鉄心の非線形な関係を折り込むように補
償した点である。図９において、実施の形態３と同様、
出力電圧直流分補正制御部１１Ａ〜１１Ｃの出力が他段
発生起磁力影響補正部２２の入力となるが、図１０にお
いて、この入力を係数倍する可変ゲイン２１ＡＡ〜２１
ＡＣ、２１ＢＡ〜２１ＢＣ、２１ＣＡ〜２１ＣＣの係数
Ｋ１４〜Ｋ１６、Ｋ２４〜Ｋ２６、Ｋ３４〜Ｋ３６は減
算器１８２Ａ〜１８２Ｃの出力に応じて可変となる、減
算器１８２Ａ〜１８２Ｃにて励磁電流を求めることによ
り、各段毎の起磁力に比例した信号が得られるため、変
圧器偏磁量算出部１０Ａ〜１０Ｃ、出力電圧直流分補正
制御部１１Ａ〜１１Ｃを介して出力される信号もその起
磁力に比例した信号となっており、実施の形態２と同様
の手法で係数Ｋ１１〜Ｋ１３、Ｋ２１〜Ｋ２３、Ｋ３１
〜Ｋ３３もしくは励磁電流と起磁力の関係を考慮して係
数Ｋ１１〜Ｋ１３、Ｋ２１〜Ｋ２３、Ｋ３１〜Ｋ３３に
巻数Ｎを乗算した係数Ｋ１４〜Ｋ１６、Ｋ２４〜Ｋ２
６、Ｋ３４〜Ｋ３６を可変とし、加算器１３２Ａ〜１３
２Ｃにて加算することによって実施の形態２と同様の効
果を得ることができる。

【００４２】尚、変圧器偏磁量算出部１０Ａ〜１０Ｃの
出力、出力電圧直流分補正制御部１１Ａ〜１１Ｃの出力
ともに各段の起磁力に比例した信号となっているため、
実施の形態３同様に他段発生起磁力影響補正部２２は、
変圧器偏磁量算出部１０Ａ〜１０Ｃと出力電圧直流分補
正制御部１１Ａ〜１１Ｃの間でも、加算器１３Ａ〜１３
ＣとＰＷＭ制御回路１４Ａ〜１４Ｃの間に設けても同様
の効果を得ることができる。また、実施の形態２と同様
に、可変ゲインを用いる代わりに起磁力Ｆ１〜Ｆ３と磁
気抵抗Ｒ１〜Ｒ１０もしくは磁束Φ１〜Φ３の非線形な
関係、あるいは励磁電流と磁気抵抗Ｒ１〜Ｒ１０もしく
は磁束Φ１〜Φ３の非線形な関係を予め求めておいてテ
ーブル化して適宜読み出す方式としても同様の効果が得
られる。

【００４３】以上述べたように図９に示した実施の形態
４の電力変換装置は、励磁電流に応じて係数Ｋ１４〜Ｋ
１６、Ｋ２４〜Ｋ２６、Ｋ３４〜Ｋ３６を求めて可変ゲ
イン２１ＡＡ〜２１ＡＣ、２１ＢＡ〜２１ＢＣ、２１Ｃ
Ａ〜２１ＣＣを設けることにより、変圧器鉄心の非線形
性の大きい領域でも励磁電流に応じて係数Ｋ１４〜Ｋ１
６、Ｋ２４〜Ｋ２６、Ｋ３４〜Ｋ３６を可変とすること
によって正しい変圧器磁束状態算出ができる。この様な
領域でも他の段の巻線の発生する起磁力の影響に応じ
て、正しく変圧器磁束状態を算出することにより、正し
い出力電圧直流分補正制御を行うことができるため、従
来困難であった共通の磁路を持つ多重変圧器の直流偏磁
を抑制する効果が得られ、過電流による保護停止を避け
て運転継続性の高い高信頼の電力変換装置を提供するこ
とが出来る。

【００４４】実施の形態５．図１１は本発明の実施の形
態５における電力変換装置の構成を示すブロック図、図
１２は図１１に示した実施の形態５の電力変換装置の変
圧器磁束状態算出部１６の構成を示すブロック図であ
る。図１１において、２４Ａ〜２４Ｃは多重変圧器２の
鉄心２００の脚鉄２０１〜２０３の近傍に設けられ、磁
気検出器として磁界を検出するサーチコイル、１６はサ
ーチコイル２４Ａ〜２４Ｃの出力から変圧器磁束状態を
算出する変圧器磁束状態算出部である。また、変圧器偏
磁量算出部１０Ａ〜１０Ｃと出力電圧直流分補正制御部
１１Ａ〜１１Ｃで補正値算出手段を構成している。

【００４５】図１２において、２５Ａ〜２５Ｃはサーチ
コイル２４Ａ〜２４Ｃの出力を積分し、磁界を求める積
分器、２６は積分器２５Ａ〜２５Ｃをブロック化した磁
界算出部である。１７６ＡＡ〜１７６ＡＣ、１７６ＢＡ
〜１７６ＢＣ、１７６ＣＡ〜１７６ＣＣは比例定数倍す
るゲイン、１３３Ａ〜１３３Ｃは３入力の加算演算を行
う加算器、２０Ａ〜２０Ｃはゲイン１７６ＡＡ〜１７６
ＡＣ、１７６ＢＡ〜１７６ＢＣ、１７６ＣＡ〜１７６Ｃ
Ｃおよび加算器１３３Ａ〜１３３Ｃをブロック化して構
成した磁束算出部であり、磁界算出部２６と磁束算出部
２０Ａ〜２０Ｃで変圧器磁束状態算出部１６を構成して
いる。その他の部分は図１、図２に示した実施の形態１
の場合と同様であるので説明を省略する。

【００４６】次に動作について説明する。図１１におい
て、サーチコイル２４Ａ〜２４Ｃの出力電圧Ｖは、サー
チコイル２４Ａ〜２４Ｃが設置されている空間の磁界Ｈ
_Sの時間微分であるから、サーチコイルの巻数をＮ_S、サ
ーチコイルの断面積をＳ_S、サーチコイルの磁心透磁率
をμ_S、時間をｔとすると、 Ｖ＝（Ｎ_S×Ｓ_S×μ_S）ｄＨ_S／ｄｔ ・・・（式１６） で表される。従って、図１２に示した通り変圧器磁束密
度状態算出部１６中、サーチコイル２４Ａ〜２４Ｃの出
力を積分器２５Ａ〜２５Ｃにて積分することにより、次
の（式１７）によりサーチコイル２４Ａ〜２４Ｃが設置
されている空間の磁界Ｈ_Sが得られる。

【００４７】

【数１】

【００４８】（式１７）でＨ０は積分の初期値で初期磁
界を表す。初期値Ｈ０は起動時、残留磁束が存在しない
場合は０でよい。残留磁束が存在する場合、残留磁束の
直接検出を行わない限り、初期値を知ることは出来ず、
また、開始位相によりオフセットが残った場合、初期磁
界Ｈ０とオフセットとの区別が出来ないが、初期値Ｈ０
は（式１７）で求めた空間の磁界Ｈ_Sが含む偶数次調波
を求め、その増減から偏磁の進行を判定する方法等で初
期値Ｈ０が不明でも偏磁を判断できる。またオフセット
を除去する方法としてはローパスフィルタにより除去す
る方法、（式１７）から求めた空間の磁界Ｈ_Sを一定時
間監視することによりオフセット量を判断して除去する
方法がある。あるいは（式１７）から求めた空間の磁界
Ｈ_Sの瞬時波形における正負の最大を比較すればオフセ
ットを考慮する必要はない。

【００４９】ここで、サーチコイル２４Ａ〜２４Ｃは脚
鉄２０１〜２０３近傍すなわち各段の巻線近傍に設置さ
れているので、サーチコイル２４Ａ〜２４Ｃ周辺の磁界
は各段巻線の発生する磁界となるが、一次巻線と二次巻
線が密に設置されていることより、一次巻線の発生する
磁界と二次巻線の発生する磁界の合成磁界即ち励磁磁界
となりサーチコイル２４Ａ〜２４Ｃを積分器２５Ａ〜２
５Ｃにて積分することによって励磁磁界を得ることが出
来る。以上のようにサーチコイルは磁気検出器として動
作する。積分器２５Ａ〜２５Ｃにて得られた励磁磁界
は、（式１３）、（式１５）よりわかるとおり、（式１
０）〜（式１２）中起磁力Ｆ１〜Ｆ３に比例した量なの
で、実施の形態１と同様の手法で定数Ｋ１１〜Ｋ１３、
Ｋ２１〜Ｋ２３、Ｋ３１〜Ｋ３３を得ることができ、ゲ
イン１７６ＡＡ〜１７６ＡＣ、１７６ＢＡ〜１７６Ｂ
Ｃ、１７６ＣＡ〜１７６ＣＣにて係数Ｋ１１〜Ｋ１３、
Ｋ２１〜Ｋ２３、Ｋ３１〜Ｋ３３倍して加算器１３３Ａ
〜１３３Ｃにて加算することによって磁束Φ１〜Φ３を
得ることが出来る。この様にして得られた変圧器２の磁
束状態Φ１〜Φ３は各段の変圧器偏磁量算出部１０Ａ〜
１０Ｃに与えられ、実施の形態１と同様に作用する。

【００５０】以上述べたように図１１に示した実施の形
態５の電力変換装置は、（式１０）〜（式１２）に示し
た算出手法によって他の段の巻線の発生する励磁磁界の
影響を考慮して、正しく変圧器磁束状態を算出すること
により、変圧器磁束状態を誤算出することなく正しい出
力電圧直流分補正制御を行うことができるため、従来困
難であった共通の磁路を持つ多重変圧器を介して接続さ
れた自励式変換器においても、当該多重変圧器の直流偏
磁を抑制する効果が得られ、過電流による保護停止を避
けて運転継続性の高い高信頼の電力変換装置を提供する
ことが出来る。

【００５１】実施の形態６．図１３は本発明の実施の形
態６の変圧器磁束状態算出部１６の構成を示すブロック
図である。図１３において、２１ＡＡ〜２１ＡＣ、２１
ＢＡ〜２１ＢＣ、２１ＣＡ〜２１ＣＣは積分器２５Ａ〜
２５Ｃの出力を入力値に応じて係数Ｋ１７〜Ｋ１９、Ｋ
２７〜Ｋ２９、Ｋ３７〜Ｋ３９を可変係数として乗算す
る可変ゲインであり、可変ゲイン２１ＡＡ〜２１ＡＣ、
２１ＢＡ〜２１ＢＣ、２１ＣＡ〜２１ＣＣおよび加算器
１３３Ａ〜１３３Ｃで磁束算出部１３３Ａ〜１３３Ｃを
構成している、可変ゲイン２１ＡＡ〜２１ＡＣ、２１Ｂ
Ａ〜２１ＢＣ、２１ＣＡ〜２１ＣＣを除く他の構成部分
は実施の形態５と同様であるので説明を省略する。

【００５２】次に動作について説明する。実施の形態５
と異なる点は変圧器磁束状態算出部１６中ゲイン１７６
ＡＡ〜１７６ＡＣ、１７６ＢＡ〜１７６ＢＣ、１７６Ｃ
Ａ〜１７６ＣＣを可変ゲイン２１ＡＡ〜２１ＡＣ、２１
ＢＡ〜２１ＢＣ、２１ＣＡ〜２１ＣＣとし、実施の形態
２、実施の形態４と同様変圧器鉄心の非線形な関係を補
償した点である。図１３において、実施の形態５と同
様、サーチコイル２４Ａ〜２４Ｃの出力が変圧器磁束状
態算出部１６の入力となるが、サーチコイル２４Ａ〜２
４Ｃの出力を積分器２５Ａ〜２５Ｃにて積分することに
より各段の励磁磁界を求めることができ、積分器２５Ａ
〜２５Ｃにて得られた励磁磁界は実施の形態５と同様に
起磁力に比例した量であるので、実施の形態２と同様に
係数Ｋ１１〜Ｋ１３、Ｋ２１〜Ｋ２３、Ｋ３１〜Ｋ３３
に相当した係数Ｋ１７〜Ｋ１９、Ｋ２７〜Ｋ２９、Ｋ３
７〜Ｋ３９を可変ゲイン２１ＡＡ〜２１ＡＣ、２１ＢＡ
〜２１ＢＣ、２１ＣＡ〜２１ＣＣにて乗算し、加算器１
３３Ａ〜１３３Ｃにて加算して磁束Φ１〜Φ３を得るこ
とによって実施の形態２と同様の効果を得ることが出来
る。

【００５３】以上述べたように実施の形態６の電力変換
装置は、励磁磁界に応じて係数Ｋ１７〜Ｋ１９、Ｋ２７
〜Ｋ２９、Ｋ３７〜Ｋ３９を可変とする可変ゲイン２１
ＡＡ〜２１ＡＣ、２１ＢＡ〜２１ＢＣ、２１ＣＡ〜２１
ＣＣを設けることにより、変圧器鉄心の非線形性の大き
い領域でも励磁電流に応じて係数Ｋ１７〜Ｋ１９、Ｋ２
７〜Ｋ２９、Ｋ３７〜Ｋ３９を可変とすることによって
正しい変圧器磁束状態算出ができる。この様な領域でも
他の段の巻線の発生する起磁力の影響に応じて、正しく
変圧器磁束状態を算出することにより、正しい出力電圧
直流分補正制御を行うことができるため、従来困難であ
った共通の磁路を持つ多重変圧器の直流偏磁を抑制する
効果が得られ、過電流による保護停止を避けて運転継続
性の高い高信頼の電力変換装置を提供することが出来
る。

【００５４】実施の形態７．図１４は本発明の実施の形
態７における電力変換装置の構成を示すブロック図、図
１５は図１４に示した実施の形態７の電力変換装置の変
圧器磁束状態算出部１６の構成を示すブロック図であ
る。図１５中２５Ａ〜２５Ｃは積分器であり、これらで
変圧器磁束状態算出部１６を構成している。本実施の形
態の実施の形態５との相違点はサーチコイル２４Ａ〜２
４Ｃを脚鉄２０１〜２０３上の変圧器巻線の近傍でなく
巻線の発生する磁界の影響を直接受けない継鉄２０４の
近傍に設けた点および変圧器磁束状態算出部１６の構成
が異なっている点であり、その他の部分は実施の形態５
と同様であるので説明を省略する。

【００５５】次に動作について説明する。サーチコイル
２４Ａ〜２４Ｃにてサーチコイル設置点での磁界を検出
可能であることは実施の形態５にて説明したが、図１４
に示した通り巻線の発生する磁界の影響を直接受けない
変圧器鉄心外側の継鉄２０４側面に設置した場合、設置
点の磁界は変圧器の継鉄２０４の磁束が発生する磁界と
なるが、これは、継鉄２０４の磁束と比例する量であ
る。ここで、変圧器の継鉄２０４の磁束を図３を参照し
て考えると、漏れの影響を無視した場合、変圧器鉄心内
で磁束経路は閉じているので、継鉄２０４の磁束はΦ１
〜Φ３となり各段巻線の巻かれた脚鉄２０１〜２０３の
磁束Φ１〜Φ３と一致する。従って、変圧器鉄心外側の
継鉄側面付近の磁界を検出することによって、各段の脚
鉄の磁束状態Φ１〜Φ３と同じ量を検出することが出
来、実施の形態１〜実施の形態６にて算出した他段発生
起磁力の影響を補正する必要がなくなる。従って、図１
４に示した通り、磁界監視巻線２４Ａ〜２４Ｃにて検出
した信号を積分器２５Ａ〜２５Ｃにて積分することによ
り変圧器２の鉄心の磁束状態Φ１〜Φ３を算出すること
が出来、この積分器２５Ａ〜２５Ｃの出力を変圧器各段
偏磁量算出部１０Ａ〜１０Ｃの入力とすることによって
実施の形態１と同様の効果が得られる。

【００５６】以上述べたように図１４に示した実施の形
態７の電力変換装置は、巻線の発生する磁界の影響を直
接受けない継鉄近傍にてサーチコイルを用いて正しく変
圧器磁束状態を算出することにより、変圧器磁束状態を
誤算出することなく正しい出力電圧直流分補正制御を行
うことができるため、従来困難であった共通の磁路を持
つ多重変圧器を介して接続された自励式変換器において
も、当該多重変圧器の直流偏磁を抑制する効果が得ら
れ、過電流による保護停止を避けて運転継続性の高い高
信頼の電力変換装置を提供することが出来る。

【００５７】尚、実施の形態５〜実施の形態７では磁気
検出器としてサーチコイルを用いたが、ホール素子等磁
気量を検出できる検出器であれば何れを用いても構わな
い。また、サーチコイルの出力を積分して磁界を得てい
るが、ノイズによる影響が少ない場合はサーチコイルの
出力を直接用いても構わない。この場合、ノイズ成分が
減衰されなくなるが、偶数磁調波の抽出により偏磁量を
算出する場合には偶数調波成分の減衰を防ぐことが出来
る。また、実施の形態１〜実施の形態７では、外鉄型三
段多重変圧器を例に説明したが、段間で共通の磁路を持
ち、磁気相互作用のある変圧器なら、図１９に示したよ
うな内鉄型多重変圧器等他の構成の変圧器でも構わない
し、（式１０）〜（式１２）を求めたのと同じ手法を用
いれば、二段あるいは四段以上の多重変圧器にも適用可
能である。また、磁気抵抗Ｒは鉄心に限らず、ギャップ
を有する構造をとった場合は、磁気抵抗Ｒとして空気の
磁気抵抗もしくは絶縁材の磁気抵抗を（式６）より求め
て、構成に合わせて直列もしくは並列に接続する手法で
磁気抵抗を算出することにより任意の鉄心構造の変圧器
に対して適用可能である。

【００５８】また、実施の形態１〜実施の形態７で示し
た変圧器磁束状態算出部１６をマイクロコンピュータ、
ＤＳＰ等の演算手段を用いて実現しても構わない。ま
た、実施の形態１〜実施の形態４では変圧器の電気量と
して電流を検出しているが、電圧等他の電気量によって
も同様の効果が得られる。また、実施の形態１〜実施の
形態７では、説明を簡略にするため単相回路にて説明し
たが、二相以上の多相の場合でも構わず、三相構成の場
合、変圧器結線がスター／スター結線でもスター／デル
タ結線でもデルタ／デルタ結線でも同様の手法を用いて
同様の効果を得ることが出来る。また、実施の形態１〜
実施の形態７では、変圧器の一次巻線は直列に結線され
ているが、変圧器巻線が並列に配線されていても構わ
ず、同様の手法を用いて同様の効果が得られる。

【００５９】また、実施の形態１〜実施の形態７では、
加算器１３Ａの出力に従って電圧を発生する変換器とし
てＧＴＯ、ＧＣＴ、ＩＧＢＴ、トランジスタ等自己消弧
可能な半導体スイッチング素子を用いた自励式変換器を
用いて説明したが、電圧指令に従った電圧を発生する変
換器であればサイリスタ変換器、サイクロコンバータ等
何れでもよい。また、実施の形態２、実施の形態４、実
施の形態６中の可変ゲインに代わって、予め用意したメ
モリテーブル等の記憶手段を用いて入力に応じて必要な
値を出力する手段を用いても構わない。

【００６０】

【発明の効果】この発明に係る電力変換は以上のように
構成され、電圧指令補正算出手段により多重変圧器の複
数の脚鉄の磁束状態に応じて補正して電力変換器の交流
側出力電圧を制御するので、変圧器磁束状態を誤算出す
ることなく他の段の巻線の発生する起磁力の影響を折り
込んで、正しい出力電圧直流分補正制御を行うことがで
き、従来困難であった共通の磁路を持つ多重変圧器の直
流偏磁を抑制する効果が得られ、過電流による保護停止
を避けて運転継続性の高い高信頼の電力変換装置を提供
することができる効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の実施の形態１の電力変換装置の構成
を示すブロック図である。

【図２】 本発明の実施の形態１の電力変換装置の変圧
器磁束状態算出部の構成を示すブロック図である。

【図３】 本発明の実施の形態１の電力変換装置の多重
変圧器の磁気回路のモデルを示す説明図である。

【図４】 本発明の実施の形態１の電力変換装置の変圧
器磁束状態算出部の別の構成を示すブロック図である。

【図５】 本発明の実施の形態２の電力変換装置の変圧
器磁束状態算出部の構成を示すブロック図である。

【図６】 本発明の実施の形態２の電力変換装置の変圧
器磁束状態算出部の動作アルゴリズムを示すフローチャ
ートである。

【図７】 本発明の実施の形態３の電力変換装置の構成
を示すブロック図である。

【図８】 本発明の実施の形態３の電力変換装置の他段
発生起磁力影響補正部の構成を示すブロック図である。

【図９】 本発明の実施の形態４の電力変換装置の構成
を示すブロック図である。

【図１０】 本発明の実施の形態４の電力変換装置の他
段発生起磁力影響補正部の構成を示すブロック図であ
る。

【図１１】 本発明の実施の形態５の電力変換装置の構
成を示すブロック図である。

【図１２】 本発明の実施の形態５の電力変換装置の変
圧器磁束状態算出部の構成を示すブロック図である。

【図１３】 本発明の実施の形態６の電力変換装置の変
圧器磁束状態算出部の構成を示すブロック図である。

【図１４】 本発明の実施の形態７の電力変換装置の構
成を示すブロック図である。

【図１５】 本発明の実施の形態７の電力変換装置の変
圧器磁束状態算出部の構成を示すブロック図である。

【図１６】 従来の電力変換装置の構成を示すブロック
図である。

【図１７】 変圧器鉄心の励磁電流と磁束の関係を示す
特性図である。

【図１８】 外鉄型多重変圧器を示す斜視図である。

【図１９】 内鉄型多重変圧器を示す斜視図である。

【符号の説明】

１ 交流電力系統、２ 多重変圧器、３Ａ〜３Ｃ 電力
変換器、９ 電圧電流制御回路、１０Ａ〜１０Ｃ 変圧
器偏磁量算出部、１１Ａ〜１１Ｃ 出力電圧直流分補正
制御部、１６ 変圧器磁束状態算出部、２２ 他段発生
起磁力影響補正部、２４Ａ〜２４Ｃ サーチコイル、２
００ 鉄心、２０１〜２０３ 脚鉄、２０４ 継鉄、２
１１〜２１３ 直流側巻線、２２１〜２２３ 交流側巻
線。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０２Ｍ 7/219 Ｈ０２Ｍ 7/219 (72)発明者 光庵 豊一 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 Ｆターム(参考） 5E070 AA11 AA20 AB03 AB10 BA20 CA13 DB08 5G066 DA01 DA08 DA10 LA04 5H006 AA02 AA04 AA05 BB02 CA01 CA05 CB01 CB08 CC01 DA02 DA04 DB02 DB05 DB07 DC02 DC05 HA84 5H007 AA02 AA05 AA06 BB02 CA01 CA05 CB03 CB05 CC01 DA05 DA06 DB02 DB05 DB07 DC02 DC05 EA02 FA05 HA01

Claims (16)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 スイッチング素子を有する複数の電力変
   換器と、互いに磁気的に結合された複数の脚鉄を持った
   鉄心、前記脚鉄にそれぞれ巻かれ前記複数の電力変換器
   の交流側にそれぞれ接続された複数の直流側巻線および
   前記脚鉄にそれぞれ巻かれ交流電源に接続される複数の
   交流側巻線を有する多重変圧器と、前記電力変換器の交
   流側出力電圧指令を算出する電圧指令作成手段と、前記
   多重変圧器の複数の脚鉄の磁束状態に応じて前記交流側
   出力電圧指令を補正するための電圧指令補正を算出する
   電圧指令補正算出手段とを備え、前記出力電圧指令と電
   圧指令補正に基づいて前記電力変換器の交流側出力電圧
   を制御するようにしたことを特徴とする電力変換装置。
2. 【請求項２】 電圧指令補正算出手段は、多重変圧器の
   複数の直流側巻線および交流側巻線の電気量から複数の
   脚鉄の磁束状態を算出する磁束状態算出手段と、この磁
   束状態算出手段の出力から電圧指令補正を算出する補正
   値算出手段からなることを特徴とする請求項１記載の電
   力変換装置。
3. 【請求項３】 磁束状態算出手段は、複数の直流側巻線
   および交流側巻線の電気量と複数の脚鉄の磁束状態との
   関係を用いて、前記電気量から前記磁束状態を算出する
   ようにしたことを特徴とする請求項２記載の電力変換装
   置。
4. 【請求項４】 電圧指令補正算出手段は、多重変圧器の
   脚鉄に巻かれた直流側巻線および交流側巻線の電気量か
   ら前記脚鉄毎に個別に仮電圧指令補正を算出する仮電圧
   指令補正算出手段と、前記仮電圧指令補正から前記脚鉄
   相互間の前記直流側巻線および交流側巻線の電気量と磁
   束状態との関係を用いて電圧指令補正を算出する補正値
   修正手段からなることを特徴とする請求項１記載の電力
   変換装置。
5. 【請求項５】 電気量と磁束状態との関係は、磁気抵抗
   を用いて表される関係であるとしたことを特徴とする請
   求項３または請求項４記載の電力変換装置。
6. 【請求項６】 電気量と磁束状態との関係を入力された
   前記電気量に応じて変化させる非線形な特性として前記
   磁束状態を算出するようにしたことを特徴とする請求項
   ３記載の電力変換装置。
7. 【請求項７】 電気量と磁束状態との関係を入力された
   前記電気量に応じて変化させる非線形な特性として電圧
   指令補正を算出するようにしたことを特徴とする請求項
   ４記載の電力変換装置。
8. 【請求項８】 多重変圧器の鉄心の近傍に複数の磁気検
   出器を設け、これらの磁気検出器の出力から、電圧指令
   補正算出手段により電圧指令補正を算出するようにした
   ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
9. 【請求項９】 電圧指令補正算出手段は、複数の磁気検
   出器の出力から複数の脚鉄の磁束状態を算出する磁束状
   態算出手段と、この磁束状態算出手段の出力から電圧指
   令補正を算出する補正値算出手段からなることを特徴と
   する請求項８記載の電力変換装置。
10. 【請求項１０】 複数の脚鉄を磁気的に結合する継鉄の
    近傍に、磁気検出器を設けたことを特徴とする請求項９
    記載の電力変換装置。
11. 【請求項１１】 磁気検出器としてサーチコイルを用い
    たことを特徴とする請求項８または請求項１０記載の電
    力変換装置。
12. 【請求項１２】 磁気検出器としてホール素子を用いた
    ことを特徴とする請求項８または請求項１０記載の電力
    変換装置。
13. 【請求項１３】 磁束状態算出手段は、複数の磁気検出
    器の出力と複数の脚鉄の磁束状態との関係を用いて、前
    記磁気検出器の出力から前記磁束状態を算出するように
    したことを特徴とする請求項９記載の電力変換装置。
14. 【請求項１４】 磁気検出器の出力と磁束状態との関係
    は、磁気抵抗を用いて表される関係であるとしたことを
    特徴とする請求項１３記載の電力変換装置。
15. 【請求項１５】 磁気検出器の出力と磁束状態との関係
    を入力された前記磁気検出器の出力に応じて変化させる
    非線形な特性として前記磁束状態を算出するようにした
    ことを特徴とする請求項１３記載の電力変換装置。
16. 【請求項１６】 磁気抵抗は、起磁力により変化すると
    したことを特徴とする請求項５または請求項１５記載の
    電力変換装置。