IT201600123267A1 - Limitatore di corrente, dispositivo e procedimento corrispondenti - Google Patents

Limitatore di corrente, dispositivo e procedimento corrispondenti

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IT201600123267A1
IT201600123267A1 IT102016000123267A IT201600123267A IT201600123267A1 IT 201600123267 A1 IT201600123267 A1 IT 201600123267A1 IT 102016000123267 A IT102016000123267 A IT 102016000123267A IT 201600123267 A IT201600123267 A IT 201600123267A IT 201600123267 A1 IT201600123267 A1 IT 201600123267A1
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IT
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current
voltage
circuit
differential amplifier
output
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IT102016000123267A
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Ignazio Bruno Mirabella
Francesco Pulvirenti
Salvatore Pappalardo
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St Microelectronics Srl
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Description

“Limitatore di corrente, dispositivo e procedimento corrispondenti”
TESTO DELLA DESCRIZIONE
Campo tecnico
La descrizione si riferisce ai limitatori di corrente. Una o più forme di attuazione possono essere applicate, per es., a dispositivi destinati ad operare in un ambiente spaziale o, in generale, in contesti applicativi in cui assume rilievo la progettazione degli assorbimenti di corrente, ad es. in presenza di sovraccarico o addirittura cortocircuiti durante il funzionamento.
I circuiti comprendenti limitatori di corrente programmabili, per esempio in ambito veicolistico o i sistemi alimentati a batteria costituiscono esempi di tali possibili applicazioni.
Sfondo tecnologico
Dispositivi quali, ad es., i dispositivi usati per missioni spaziali possono essere sottoposti a svariati stress dovuti all’ambiente in cui si trovano.
Per esempio, fenomeni dovuti ad accumulo di radiazioni TID (Total Dose Ionize) possono incrementare il consumo di corrente dei circuiti elettronici, o addirittura di interi sistemi, esaurendo in tempi brevi le risorse energetiche presenti in un satellite, risorse che difficilmente si possono rigenerare durante la missione. L’impatto di ioni pesanti (SET) può generare picchi di corrente nei dispositivi a valle delle alimentazioni, tali da danneggiare i dispositivi stessi, alterare i consumi di corrente o creare cortocircuiti, con conseguenze anche di un certo rilievo.
Un limitatore di corrente può essere assimilabile ad un fusibile intelligente. Un fusibile può aver lo scopo di proteggere un’alimentazione e/o un carico da effetti nocivi dovuti ad es. ad un corto circuito o ad un’eccessiva richiesta di corrente da parte del carico.
Un fusibile può dimostrarsi troppo lento con il tempo d’intervento non sufficiente a garantire l’integrità del sistema, con rischio di danneggiamento di dispositivi o parti di sistema.
Un limitatore di corrente può quindi essere visto come un fusibile “intelligente” che presenta una impedenza trascurabile in condizione di normale funzionamento e passa in uno stato ad elevata impedenza quando la corrente che lo attraversa supera un livello limite programmato.
Un tempo di intervento rapido del limitatore di corrente riduce la probabilità di danneggiamento dei dispositivi a valle sin dai primi istanti dell'insorgenza del guasto, ad es. in quanto limita la corrente, riducendo lo stress sui componenti.
Dopo che si è rimediato al guasto il limitatore di corrente (se opportunamente programmato) può essere in grado di ricuperare spontaneamente lo stato a bassa impedenza anche senza un intervento di ripristino.
Varie soluzioni possono prevedere che, quando il circuito di limitazione di corrente è in funzione, la tensione ai capi di una resistenza di rilevazione Rsense fornisca una informazione sul valore della corrente (Isense) che sta attraversando il carico.
La tensione VRsense ai capi della resistenza Rsense può essere confrontata con un riferimento di tensione ad es. fisso, tramite un amplificatore operazionale che pilota ad es. un elettrodo di controllo (ad es., il gate) di un transistore di potenza (ad es. un transistore P_MOS di potenza) polarizzandolo in zona di triodo o in zona attiva rispettivamente nel caso di funzionamento tipico del sistema o in condizioni di limitazione di corrente.
In una tale soluzione, il valore di limitazione di corrente ILIM può essere impostato dal bilanciamento (di tensione) tra la caduta di tensione ai capi di Rsense e la tensione di riferimento (Voltage Reference) all’ingresso dell’amplificatore operazionale (High Voltage), ad es. secondo una relazione del tipo:
ILIM= Voltage Reference/Rsense
Quando il carico richiede un valore di corrente più elevato del valore di limitazione programmato, la tensione ai capi della resistenza Rsense tende a diventare maggiore rispetto alla tensione del riferimento (Voltage Reference), il loop di retroazione negativa fa in modo che l'uscita dell'amplificatore operazionale aumenta il potenziale di gate del Power P_MOS in modo da determinare la situazione di equilibrio in cui il sistema eroga la massima corrente di limitazione programmata ILIM. In questa nuova condizione di equilibrio, le tensioni VRsense e del riferimento si equivalgono e l’uscita dll’operazionale può pilotare il gate del Power P_MOS dalla regione lineare alla regione di saturazione.
I documenti US 7245113 B2 e US 7728655 B2 sono esemplificativi.
Scopo e sintesi
Nonostante l’estesa attività nel settore, è tuttora avvertita l’esigenza di disporre di soluzioni migliorative di limitatori di corrente.
Uno scopo di una o più forme di attuazione è di contribuire a dare riscontro a tale esigenza.
Secondo una o più forme di attuazione, tale scopo può essere raggiunto per mezzo di un limitatore di corrente avente le caratteristiche esposte nelle rivendicazioni che seguono.
Una o più forme di attuazione possono riguardare un corrispondente dispositivo e un corrispondente procedimento.
Le rivendicazioni formano parte integrante dell’insegnamento tecnico qui fornito riguardo alle forme di attuazione.
Una o più forme di attuazione possono fornire soluzioni migliorative sotto vari aspetti quali, per esempio:
- un clamp di tensione realizzato ad es. mediante diodo Zener con in serie una resistenza per dare origine a un sistema a massa flottante, e/o
- un amplificatore operazionale (ad es. High Voltage) in classe A con un sistema di bootstrap per il tempo di reazione, e/o
- una protezione al cortocircuito posta tra l’amplificatore operazionale e il transistore di potenza (ad es. power P_MOS).
Una o più forme di attuazione possono proteggere sia le alimentazioni, sia i carichi in quanto i tempi di intervento sono veloci, ad es. dell’ordine di qualche microsecondo.
Una o più forme di attuazione possono offrire uno o più dei seguenti vantaggi:
- i circuiti del limitatore di corrente, ad es. integrato (Integrated Current Limiter – ICL) non sono riferiti alla massa del sistema, per cui, entrando eventualmente in cortocircuito, non caricano il bus di alimentazione;
- l’uscita dell’amplificatore operazionale (High Voltage) può eventualmente andare in cortocircuito verso la massa con il limite di corrente assorbita reso dipendente dall’impostazione della limitazione al cortocircuito;
- è possibile tenere in conto il fatto che l’uscita dell’amplificatore potrebbe subire un cortocircuito verso la massa flottante (floating ground) dimensionando la tensione del diodo Zener in modo da non mandare in breakdown il transistore di potenza (ad es. POWER P_MOS); per esempio è possibile scegliere la tensione VZ in modo da non esporre i componenti circuitali a rischi di rottura per fenomeni legati all’ambiente spaziale (ad es. SEL e SES);
- l’architettura complessiva può avere tempi di reazione veloci e proteggere sia i carichi sia le alimentazioni;
- i circuiti sono versatili in tensione e possono essere polarizzati anche oltre 100 V;
- possibilità di fare a meno di architetture aggiuntive;
- semplicità d’implementazione;
- ridotta occupazione di spazio occupato a livello di silicio;
- velocità nei tempi di reazione dell’intero sistema. Ad esempio, in una o più forme di attuazione è possibile tenere in conto fattori quali:
- durante il funzionamento normale, un repentino incremento della corrente di carico potrebbe portare un generatore di tensione a un’inerzia nella risposta di corrente, con la possibile conseguenza di un abbassamento della tensione di alimentazione, suscettibile di innescare un loop di accensione e spegnimento del transistore di potenza (ad es. Power P_MOS);
- nel momento in cui parti di circuito fossero colpite da ioni pesanti, questi potrebbero innescare latch–up di corrente suscettibili di scaricare le alimentazioni di un satellite, potendo pregiudicare l’esito di una missione.
Breve descrizione delle figure
Una o più forme di attuazione saranno ora descritte, a puro titolo di esempio non limitativo, con riferimento alle figure annesse, nelle quali:
- la Figura 1 è uno schema esemplificativo di una o più forme di attuazione,
- la Figura 2 è uno schema esemplificativo di parti della Figura 1,
- la Figura 3 è uno schema esemplificativo di una o più forme di attuazione, e
- la Figura 4 è uno schema circuitale esemplificativo di una o più forme di attuazione.
Descrizione particolareggiata
Nella descrizione che segue sono illustrati uno o più dettagli specifici, allo scopo di fornire una comprensione approfondita degli esempi delle forme di attuazione di questa descrizione. Le forme di attuazione possono essere ottenute senza uno o più dei dettagli specifici o con altri procedimenti, componenti, materiali, ecc. In altri casi, operazioni, materiali o strutture note non sono illustrate o descritte in dettaglio in modo tale che certi aspetti delle forme di attuazione non saranno resi poco chiari.
Un riferimento a “una forma di attuazione” nel quadro della presente descrizione intende indicare che una particolare configurazione, struttura, caratteristica descritta con riferimento alla forma di attuazione è compresa in almeno una forma di attuazione. Per cui, le frasi come “in una forma di attuazione” che possono essere presenti in uno o più punti della presente descrizione non fanno necessariamente riferimento proprio alla stessa forma di attuazione. Inoltre, particolari conformazioni, strutture o caratteristiche possono essere combinate in un modo adeguato qualsiasi in una o più forme di attuazione.
I riferimenti qui utilizzati sono forniti semplicemente per comodità e quindi non definiscono l’ambito di protezione o la portata delle forme di attuazione.
Nella Figura 1 il riferimento VS indica una sorgente di alimentazione (in tensione, ad es. ad un valore VCC) destinata ad alimentare tramite un transistore di potenza T (ad es. un transistore P_MOS di potenza) un carico L, qui esemplificato – con intento non limitativo – come una rete RC.
Si apprezzerà peraltro che la sorgente VS, il transistore T e/o il carico L possono di per sé costituire elementi distinti rispetto alle forme di attuazione.
Nella Figura 1 è esemplificato un circuito limitatore di corrente 10 interposto fra la sorgente VS e il transistore T.
Come già si è detto, un limitatore di corrente può essere visto come una sorta di fusibile “intelligente” che presenta una impedenza trascurabile in condizione di normale funzionamento e passa in uno stato ad elevata impedenza quando la corrente che lo attraversa supera un livello limite programmato.
Ad esempio, nel circuito 10 può essere presente una resistenza di rilevazione Rsense suscettibile di essere attraversata da una corrente Isense che fluisce a partire della sorgente VS verso il transistore T, ad es. con il valore della corrente Isense (dunque della tensione VRsense ai capi della resistenza Rsense) suscettibile di risultare indicativo del valore della corrente Iload che fluisce nel carico L attraverso il cammino di corrente del transistore T (cammino source–drain nel caso in cui il transistore T sia un transistore ad effetto di campo quale un transistore P_MOS).
In uno schema come quello esemplificato nella Figura 1 può essere presente un generatore di corrente di riferimento 12 (di tipo di per sé noto) accoppiato tramite una resistenza 14 di riferimento di tensione ad un punto intermedio fra la sorgente VS e la resistenza Rsense.
Il generatore di corrente di riferimento 12 è accoppiato (sul lato rivolto verso la resistenza 14) ad un ingresso (ad es. non invertente) di un amplificatore differenziale (ad es. un amplificatore operazionale, quale un Op-Amp High Voltage) 16 il cui altro ingresso è accoppiato ad un punto intermedio fra la resistenza Rsense ed il transistore T che alimenta il carico L.
L’uscita dell’amplificatore operazionale 16 potrebbe di per sé essere utilizzata per pilotare direttamente il transistore T, ad es. con l’uscita dell’amplificatore operazionale 16 collegata direttamente al gate (terminale di controllo) del transistore T.
Adottando una tale configurazione, all’accensione del circuito, un preciso riferimento di corrente (ossia il generatore 12) può fissare la tensione di riferimento (Voltage Reference) all’ingresso non invertente dell’amplificatore operazionale 16, mentre il terminale invertente dell’amplificatore operazionale 16 si trova ad un potenziale prossimo a quello della sorgente VS (a meno della caduta – ridotta - ai capi di Rsense).
In tali condizioni, la polarizzazione iniziale degli ingressi differenziali dell’amplificatore operazionale 16 può far crescere la differenza di potenziale source-gate (Vsg) del transistore T, accendendolo e facendo fluire una corrente ILoad al carico L e sulla resistenza Rsense.
Se la corrente del carico ILoad è minore del valore di corrente di limitazione ILIM il sistema rimane imperturbato.
Se, al contrario, la corrente del carico ILoad aumenta e la tensione ai capi della resistenza Rsense è prossima alla tensione del riferimento ai capi del resistore 14, l’amplificatore operazionale 16 tende alla condizione di equilibrio e, se connesso direttamente al gate del transistore T, tende a diminuire la tensione gate-source del transistore T portando il transistore in zona di saturazione, per cui il sistema reazionato trova un punto di equilibrio tra la tensione Vsg del transistore T, la corrente assorbita dal carico e le tensioni presenti agli ingressi differenziali dell’amplificatore operazionale 16.
Tuttavia, nel caso di un cortocircuito del carico L tale da indurre un assorbimento repentino di corrente, tale da far sì che la tensione ai capi della Rsense sia molto maggiore della tensione di riferimento, un sistema convenzionale l’uscita dell’amplificatore operazionale 16 utilizzata per pilotare direttamente il transistore T impiegherebbe un certo lasso di tempo per stabilizzarsi al valore della corrente di limitazione.
Una tale soluzione (uscita dell’amplificatore operazionale 16 utilizzata direttamente per pilotare il transistore T) può presentare diversi inconvenienti.
Ad esempio, i circuiti del limitatore (ICL), se riferiti alla stessa massa dell’alimentazione, possono presentare vari aspetti di malfunzionamento quali:
- cortocircuiti in presenza di eventi transitori rapidi,
- fenomeni di latch–up di corrente innescati dall’impatto di ioni pesanti durante ad es. missioni in orbita.
Entrambi questi fenomeni potrebbero essere tali da scaricare le alimentazioni o provocarne il loro collasso verso la massa G.
Ancora, durante il funzionamento normale, un repentino incremento della corrente di carico potrebbe portare il generatore di tensione a un’inerzia nella risposta di corrente, con la conseguenza di un possibile abbassamento della tensione di alimentazione suscettibile di innescare un loop di accensione e spegnimento del transistore T.
Infine un circuito di questo tipo si dimostrerebbe poco versatile in tensione: all’aumentare delle tensioni di alimentazione si espongono i circuiti a rischi di rottura, ad es. per fenomeni legati all’ambiente spaziale (SEL e SES).
Più in generale, un’architettura come ipotizzata in precedenza (ossia con l'uscita dell'amplificatore differenziale 16 che pilota direttamente il transistore T) potrebbe avere tempi di reazione lenti rispetto alle esigenze di proteggere carichi sensibili. Per esempio, nell’assenza di protezioni sull’uscita dell’amplificatore operazionale 16, tale nodo potrebbe portarsi ad un valore di tensione maggiore della AMR (Absolute Maximum Range) della tensione Vgs del transistore T, determinandone la rottura. In casi estremi (ad es. cortocircuito tra gate e drain del transistore T) l’uscita dell’amplificatore operazionale 16 potrebbe portarsi al potenziale di massa G del sistema causando un assorbimento di corrente indesiderato.
Una o più forme di attuazione possono proporre varie misure per prendere in conto gli inconvenienti delineati in precedenza.
Così come esemplificato nella presente descrizione, tali misure possono essere messe in atto in combinazione fra loro, fermo restando il fatto che, in una o più forme si attuazione, tali misure possono essere messe in atto anche singolarmente o in sotto-combinazioni rispetto a quelle qui prospettate.
In una o più forme di attuazione, così come qui esemplificate, tali misure possono comprendere:
- un clamp di tensione 100, agente fra il terminale di ingresso del limitatore di corrente 10 cui è applicata la tensione VS e la massa G, il clamp potendo essere realizzato ad es. mediante (almeno un) diodo zener 102 con in serie una resistenza 104 (suscettibile di comprendere una rete di resistori) per dare origine ad una massa flottante FG, e/o
- un gruppo di bootstrap 200 per il tempo di reazione dell’amplificatore operazionale 16 (suscettibile di operare in classe A), tale gruppo potendo comprendere uno stadio di pilotaggio 202 che è accoppiato all’amplificatore differenziale 16 e che pilota uno switch 204 (ad es. uno switch elettronico quale un MOSFET) agente fra l’uscita dell’amplificatore operazionale 16 ed il terminale di uscita del limitatore di corrente 10 su cui è presente la corrente Iload, e/o
- una protezione al cortocircuito 300 posta tra l’amplificatore operazionale 16 e il transistore di potenza T (ad es. power P_MOS), tale protezione potendo comprendere uno stadio di pilotaggio 302 che è accoppiato all’amplificatore operazionale 16 ed alla massa flottante FG e che pilota un switch 304 (ad es. uno switch elettronico quale un MOSFET) agente fra l’uscita dell’amplificatore operazionale 16 ed il terminale di controllo (ad es. gate) del transistore di potenza T.
In una o più forme di attuazione, l’accoppiamento del diodo zener 102 (suscettibile di essere disposto con il catodo verso il terminale di ingresso del limitatore di corrente 10 cui è applicata la tensione VS, pari ad es. a VCC) e la resistenza 104 (suscettibile di essere collegata all’anodo del diodo 102) permette di avere un riferimento di tensione fissa (VCC - VZ) – ove VZè la caduta di tensione sul diodo zener 102 – e può dare origine (in posizione interposta fra il diodo 102 e la resistenza 104) ad una massa flottante FG di riferimento per i circuiti del limitatore di corrente.
In una o più forme di attuazione, l'implementazione di una tale massa flottante FG permette di evitare il collasso - dovuto a un possibile corto circuito dei blocchi del limitatore di corrente 10 - della linea di alimentazione rispetto a terra G.
In una o più forme di attuazione, la resistenza 104 (suscettibile di risultare interposta fra il diodo 102 e la massa G) può comprendere una rete resistiva con una pluralità di celle resistive (ad es. due celle resistive 104a, 104b) in serie fra loro, suscettibili di comprendere a loro volta più (ad es. due) resistori in parallelo fra loro. In questo modo, in una o più forme di attuazione, è possibile far sì che, se un resistore della rete 104a, 104b va in corto circuito o si brucia diventando un circuito aperto, la protezione è comunque fornita dagli altri resistori.
In una o più forme di attuazione, tali resistori possono essere dimensionati tenendo conto della corrente massima di assorbimento dell’insieme dei circuiti del limitatore di corrente 10, inclusa la corrente di attivazione del diodo Zener 102.
In una o più forme di attuazione, il consumo di corrente del limitatore 10 è riconducibile in via principale alla corrente di polarizzazione assorbita dal “nucleo” del limitatore di corrente ossia dall’amplificatore operazionale 16 ed alla corrente Iz attraverso il diodo 102.
Le resistenze serie/parallele 104a, 104b possono considerarsi come un unico resistore (la resistenza 104) suscettibile di essere dimensionato in modo da essere in grado di dissipare la potenza secondo il valore VCC del bus di alimentazione, ad es.:
RF= (VCC – VZ)/ (ICC IZ) ≈ (VCC – VZ)/ 2ICC
dove
VCC = tensione di alimentazione del sistema (sorgente VS);
VZ= VCC – VFG dove VFG è la tensione della massa flottante FG;
ICC = corrente di polarizzazione assorbita dalla circuiteria del limitatore;
IZ= corrente di attivazione del diodo Zener, dimensionata in modo da essere paragonabile a ICC.
In una o più forme di attuazione, la massa flottante FG è separata dalla massa G del sistema, ad es. dalle resistenze serie/parallelo 104a, 104b così da poter proteggere l’alimentazione nel caso in cui il limitatore 10 si cortocircuiti internamente, con il rischio di indurre un danno permanente o irreversibile al sistema d’alimentazione (ad es. potendo inficiare l’esito di un missione spaziale).
La configurazione con massa flottante FG può offrire versatilità al sistema limitatore di corrente, permettendo ad es. di lavorare con carichi operanti con tensione comprese fra qualche volt sopra VZad oltre 100V, potendo altresì offrire ai circuiti interni del limitatore di corrente una tensione di polarizzazione pressoché costante.
In una o più forme di attuazione, la tensione di zener VZdel diodo 102 può essere scelta come compromesso tra la massima tenuta di tensione tra la VGS del transistore di potenza T (ad es. Power P_MOS) e la massima tensione di tenuta della circuiteria ai fenomeni di SES e SEL, tenendo anche in conto il fatto che maggiore è VZ, minore è la velocità di reazione (reaction time) al corto circuito.
In una o più forme di attuazione, i resistori 104a, 104b, ossia la resistenza 104, possono essere dimensionati in modo che il diodo zener 102 sia sempre attivo con un passaggio di corrente interna della stessa entità di ICC.
In una o più forme di attuazione, questa soluzione permette di evitare che le fluttuazioni dell’alimentazione (dovute ad es. a repentini assorbimenti di corrente da parte del carico e/o a eventuali SET che inneschino extra consumo di corrente da parte dei circuiti del limitatore di corrente) si ripercuotano sui circuiti che pilotano il transistore di potenza T (portandolo ad es. in una zona di triodo) potendo innescare potenziali loop di instabilità. In questo modo, variazioni di tensione sul terminale di ingresso (tensione VCC) possono ripercuotersi essenzialmente come variazione della corrente del diodo zener 102 modulando la tensione della massa flottante FG, senza influenzare in modo apprezzabile le correnti (ad es. ICC) dei circuiti del limitatore di corrente vero e proprio. Il consumo di corrente del circuito può quindi risultare essenzialmente non correlato rispetto alla condizione dello stato di accensione del limitatore (ON/OFF) e rimane sostanzialmente lo stesso indipendentemente dalla condizione di lavoro (acceso o spento).
Lo schema della Figura 3 esemplifica la possibilità, già prospettata nello schema della Figura 1, che in una o più forme di attuazione, il gruppo o unità di tempo di reazione 200 (suscettibile di accelerare lo spegnimento del transistor di potenza T e quindi di limitare in modo rapido la corrente di cortocircuito del carico L) ed il gruppo o unità di protezione al cortocircuito 300 (protezione al corto circuito verso massa dell’uscita dell’amplificatore operazionale 16) siano accoppiati all’amplificatore operazionale 16, invece che tramite una sola uscita, tramite due uscite indicate rispettivamente con NETA e NETB (vedere anche lo schema circuitale della Figura 4): il tutto potendosi prevedere che fra tali uscite NETA e NETB possa essere interposta una rete filtrante ad es. una rete RC 400.
In una o più forme di attuazione, all’accensione dell’alimentatore, il blocco 100 (diodo zener 102 e resistenza 104) imposta la tensione di funzionamento dei circuiti del limitatore di corrente 10 alla tensione di zener VZ.
Il transistore di potenza T si accende (ossia è conduttivo) e si ha il fluire di corrente Iload verso il carico originando una tensione VRsense ai capi di Rsense.
Se la corrente assorbita è minore o varia lentamente ad un valore prossimo al valore di limitazione della previsto, il circuito esemplificato delle Figure 1 e 4 si comporta in maniera simile ad un limitatore di corrente convenzionale.
Nel caso in cui si abbia un cortocircuito del carico L, con un repentino aumento di corrente, tale che la tensione VRsense ai capi di Rsense sia maggiore della tensione di riferimento (Voltage Reference) corrispondente al valore di limitazione di corrente previsto, il blocco o unità 200 si attive (lo switch 204 diventa conduttivo, pilotato dallo stadio 202 che “sente” la tensione in uscita dell’amplificatore operazionale 16 – a sua volta funzione dello scarto fra VRsense e la tensione di riferimento data dal generatore 12 e della resistenza 14, limitando la corrente Iload in un breve periodo di tempo (circa in un microsecondo) al valore di limitazione previsto.
In una o più forme di attuazione, i circuiti del limitatore possono essere altresì protetti da eventuali cortocircuiti a livello di transistore T (ad es. tra gate e drain nel caso di un Power_P_MOS) che potrebbero innescare consumi indesiderati di corrente tali da compromettere il funzionamento del sistema.
Lo schema della Figura 4 esemplifica possibili implementazioni circuitali degli schemi descritti in precedenza. Per semplicità nello schema della Figura 4 non sono visibili il dettaglio dell’unità di clamp 100 e la rete 400 interposta fra le uscite NETA e NETB.
Nello schema esemplificato nella Figura 4, la corrente di polarizzazione dell’amplificatore operazionale 16 è generata da un ulteriore amplificatore operazionale, indicato complessivamente con NETC e che può essere visto come sostanzialmente corrispondente al generatore 12 delle Figure 1 e 3.
Si può trattare, in una o più forme di attuazione, di un amplificatore operazionale del tipo tensione/corrente di tipo di per sé noto e comprendente transistori (ad es. MOSFET) N9, N10,N11, P9, P10(N = NMOS; P = PMOS) un condensatore C1di compensazione e due resistori R2, R3, il circuito essendo riferito alla massa flottante FG prodotta grazie al clamp di tensione 100.
I transistori P9, P10formano uno specchio di corrente che produce una corrente di intensità IR3definita dalla relazione:
IR3= (VBG - VGS11)/R3
dove VBG è una tensione applicata al gate di N11, la tensione gate-source è data da VGS11e R3è il valore di resistenza del corrispondente resistore.
La tensione VBG è bufferizzata sul resistore R2dal NMOS N9.
Ad es. la corrente Iref può essere impostata in condizione tipica ad es. a 1 mA, dalla seguente relazione:
IRef = VBG/R2~ 1 mA
Attraverso gli specchi P1, P2, P3, P4, P5, P6, P7, P8dell’amplificare operazionale 16 la corrente IRef può permettere di fissare (ad es. a 100mV) la tensione VRef ai capi della resistenza 14 (vedere anche gli schemi delle Figure 1, 3 e 4).
VRef = Iref * R1= VBG/R2* R1
Questo modo di procedere facilita l’ottenimento di una VRef precisa in temperatura e rispetto alle possibili variazioni di processo. Questo risultato può essere ulteriormente facilitato scegliendo componenti elettronici adattati fra loro (nel senso del matching dei loro valori/caratteristiche) evitando che variazioni di tensione del riferimento di ridotta entità possano dare origine variazioni apprezzabili della sensibilità della corrente di carico.
Il nucleo principale dello schema esemplificato nella Figura 4 è l’amplificatore operazionale (High Voltage) 16 suscettibile di confrontare la caduta di tensione VRsense ai capi del resistore Rsense con la caduta di tensione Vref ai capi di del resistore 14.
Nell’esempio (che è tale) della Figura 4, gli ingressi dell’amplificatore operazionale 16 sono i source dei transistori (ad es. MOS) P1, P2(ingresso non invertente) e P3, P4(ingresso invertente). Le due uscite sono rappresentate da NETA e NETB, così come già indicato.
I transistori (ad es. MOS) N1, N2, N3, N4, P5, P6, P7, P8disaccoppiano la parte a bassa tensione del circuito dal riferimento di corrente con gli ingressi posti ad alta tensione dell’amplificatore operazionale.
In una o più forme di attuazione, il circuito 10 è attivabile/disattivabile tramite un segnale ON/OFF (ad es. ON = “alto”; OFF = “basso”) applicato ai gate di N1, N2.
Per esempio, se il segnale ON/OFF sui gate di N1, N2è basso, nei due rami posti sul lato sinistro dell’amplificatore operazionale 16 (ossia P1, P2, P5, P6) non passa corrente; tutta la corrente impostata dal riferimento passa nei due rami destri (ossia P3, P4, P7, P8) degli specchi di corrente. Pertanto le uscite NETA e NETB saranno prossime a VCC (valore della tensione VS sul terminale di ingresso), con la tensione VG sul gate del transitore T a VCC, dunque con il transistore T spento (OFF, ossia non conduttivo).
Se il dispositivo è acceso (ad es. ON = potenziale alto sui gate di N1, N2), si possono avere tre modi di funzionamento del circuito:
- il carico L richiede una corrente minore di quella di limitazione (modo normale);
- la corrente di carico aumenta lentamente ed è prossima alla limitazione (modo di limitazione);
- in caso di cortocircuito del carico o sovraccarico repentino, la reazione del circuito limita la corrente Iload in tempi rapidi (ad es. 1 microsecondo), evitando il danneggiamento dei dispositivi a valle (modo di limitazione con tempo di reazione).
Ad esempio, nel modo normale, se il segnale digitale ON/OFF va alto, i due rami del lato sinistro dell’amplificatore operazionale 16 sono attivati e la corrente Iref è ripartita nei quattro rami dell’amplificatore 16 stesso.
Le uscite NETA e NETB dell’amplificatore operazionale 16 si portano a un potenziale dato da (VCC – VDZ1) con VDZ1 che rappresenta la tensione di zener di un diodo zener DZ1 interposto fra la linea di uscita che va al cammino di corrente (source-drain, nel caso di un FET) del transistore T e l’uscita NETB, attivando il gate del transistore T ed alimentando il carico L nel modo normale di funzionamento (normal mode).
La corrente Iload assorbita dal carico è praticamente la stessa corrente che attraversa la resistenza di rilevazione Rsense, ossia Isense = Iload
In una o più forme di attuazione, la tensione VCC -VDZ1 può essere dimensionata in modo da facilitare una buona saturazione del canale del transistore T.
Passando a trattare il modo di limitazione, se, durante il funzionamento, il carico L richiede corrente tale da essere paragonabile alla limitazione impostata, l’amplificatore operazionale 16 tende alla condizione di equilibrio, con la tensione VRef pari alla caduta di tensione ai capi di Rsense, con le uscite dell’amplificatore operazionale 16 che aumentano la tensione di gate del transistore T polarizzandolo in zona di saturazione (funzionamento in classe A).
In questo modo il carico L non riuscirà a richiedere più della corrente di limitazione, con la tensione di drain del transistore T che tenderà a diminuire, fino a raggiungere la condizione di equilibrio in cui la tensione di riferimento Vref sul resistore 14 tende a essere uguale alla tensione VRsense sul resistore Rsense.
Passando infine a trattare del modo di limitazione con tempo di reazione, nel caso in cui si abbia un cortocircuito del carico L o un sovraccarico repentino, è possibile conseguire un tempo di reazione veloce grazie al diverso carico capacitivo dei nodi di uscita NETA e NETB dell’amplificatore operazionale 16, con il nodo NETB suscettibile di essere caricato “pesantemente” dalla capacità (parassita) presente tra gate e source del transistore T, rispetto al nodo NETA.
Quando la caduta di tensione VRsense sul resistore Rsense eccede la tensione del riferimento VRef, i nodi NETA e NETB si sbilanciano e l’uscita NETA può salire verso VCC più velocemente dell’uscita NETB, causa il maggiore carico capacitivo presente alla NETB.
In una schema come quello esemplificato nella Figura 4, lo sbilanciamento in tensione delle uscite NETA e NETB può innalzare il potenziale gate-source del transistore (ad es. N_MOS) N8(in pratica corrispondente allo switch 204 della Figure 1, 3 e 4) che, in una o più forme di attuazione può essere in una configurazione bootstrap con il gate accoppiato fra un ulteriore diodo zener DZ2 (facente capo alla linea di uscita che va al cammino di corrente del transistore T) e una cascata di transistori (ad es. MOSFET) N5, N6, N7collegati a diodo (gate in cortocircuito al drain) con in parallelo un resistore R4e riferiti all’uscita NETB dell’amplificatore 16 con la capacità di fornire un picco di corrente elevato sul nodo NETB. Questo picco di corrente può caricare velocemente (e quindi innalzare velocemente) il gate del transistore T polarizzandolo in zona di saturazione, portando cosi' il circuito in modalita' di limitazione di corrente.
Un tempo di reazione ridotto (ad es. pochi microsecondi) corrisponde ad una larghezza di banda elevata, che potrebbe essere fonte di instabilità. In una o più forme di attuazione si può quindi raggiungere un compromesso con tempi di reazione brevi (ad es. poche unità di microsecondi) senza influenzare i criteri di stabilità.
In uno schema come quello esemplificato nella Figura 4:
- i diodi zener DZ1 e DZ2 hanno la funzione di limitare l’escursione in tensione rispettivamente delle uscite NETA e NETB, il potenziale di quest’ultima potendo eventualmente danneggiare il transistore T se la tensione scendesse al disotto del livello di rottura della tensione gate-source;
- i transistori N5, N6, N7hanno la funzione di proteggere il transistore N8limitando la tensione tra gate e source, ad es. al disotto di 3,3V;
- il resistore R4ha il compito di riequilibrare il potenziale delle uscite NETA e NETB una volta che si sono sbilanciate per la reazione al corto.
La parte in basso a destra della Figura 4 esemplifica una possibile implementazione dell’unità 300 suscettibile di proteggere l’amplificatore operazionale 16 nel caso in cui il terminale di controllo (ad es. il gate nel caso di un FET) del transistore T vada in corto circuito verso la massa G accidentalmente o per cause legate alla “rottura” del transistore T (rottura che potrebbe avvenire anche per fenomeni legati ai singoli eventi o stress del transistore T stesso).
Nello schema esemplificato nella Figura 4, l’uscita NETB dell’amplificatore operazionale 16 è disaccoppiata dal terminale di controllo (ad es. gate) del transistore T tramite un transistore P13fungente da pass gate (ossia da switch 304 con riferimento agli schemi delle Figure 1,3 e 4).
Durante il normale funzionamento del circuito un transistore (ad es. MOSFET) N12ed un resistore R5impostano, a partire da una tensione VDD sul generatore NETC, una corrente di riferimento IR5attraverso il resistore R5di un clamp di tensione comprendente tre transistori (ad es. MOSFET) N13, P12, P11, secondo una relazione del tipo
IR5= (VDD-VGS_N12)/R5
dove VGS_N12indica la tensione gate-source di N12.
As es. i transistori N13, P12e P13possono “clampare” la pass gate P13al nodo d’uscita dell’amplificatore operazionale 16 a meno di circa 2,2V., ad es.
VGS_P13= VGS_N13+ VGS_P12+ VGS_P11= 2,2V
dove VGS_P13, VGS_N13, VGS_P12e VGS_P11indicano le tensioni gate-source di P13, N13, P12e P11.
La tensione di riferimento ai capi di VGS_P13fa in modo che nel caso di cortocircuito del gate con il drain del transistore T, la pass gate P13saturi e la massima corrente erogabile sia, ad es. circa 100mA (quando, senza protezione, si potrebbero avere correnti di cortocircuito dell’ordine delle decine di A.
Varie esperienze sono state condotte dalla Richiedente utilizzando:
- una tensione d’alimentazione VS ad un valore VCC di 15V;
- un riferimento di corrente IRef a 1mA e un corrispondente riferimento di tensione VRef a 100mV su una resistenza 14 di 200 Ohm;
- un resistore di rilevazione Rsense di 20 milliOhm; - una corrente di limitazione ILIM= 5A;
- un carico L con valore ohmico pari a 6 Ohm
- una corrente di carico Iload pari 2,5A.
Applicata una condizione di cortocircuito del carico, dopo 1 millisecondo, sono stati comparati uno circuito senza unità di tempo di reazione ed uno circuito con unità di tempo di reazione 200.
Sono stati rilevati gli andamenti delle correnti prima del cortocircuito del carico, con un assorbimento di 2,5 A e dopo con un assorbimento di circa 5A, valore della limitazione impostata, ipotizzando il cortocircuito del carico L attuato portando la tensione del carico da 15V verso massa dopo 1 millisecondo in modo da poter confrontare le reazioni dei due circuiti.
Si è rilevato che nell’istante in cui interviene il cortocircuito le correnti possono raggiungere picchi di 150A, rilevando altresì che a parità di condizioni un circuito con unità di tempo di reazione 200 ha un tempo di intervento di circa 20 volte inferiore rispetto a un’architettura uguale senza tale unità.
In presenza di variazioni lente della corrente di carico Iload, un circuito con unità di tempo di reazione 200 ha dimostrato tempi d’intervento di 100 microsecondi rispetto a 3 millisecondi di un circuito senza unità di tempo di reazione. Inoltre il picco massimo di corrente nel primo caso non supera 5,1A rispetto ai 6,5A del sistema senza unità di tempo di reazione (reaction time), con il transistore T che passa dalla zona lineare a quella di saturazione all’aumentare della corrente di carico.
Si è altresì rilevato che, secondo il carico d’uscita, il circuito, entrando in limitazione di corrente, può eventualmente andare soggetto ad oscillazioni suscettibili di ripercuotersi sulle alimentazioni principali.
In una o più forme di attuazione, il filtro (passabasso) 400 inserito fra le uscite NETA e NETB, può evitare queste oscillazioni potendosi raggiungere un ragionevole compromesso con il ritardo di reazione, in quanto l’azione del filtro può ridurre le oscillazioni senza aumentare in modo apprezzabile il tempo di reazione al cortocircuito.
Altre sperimentazioni sono state condotte con successo con i seguenti valori:
- resistore di rilevazione Rsense con valore = 50 milliOhm;
- massima corrente di limitazione ILIM= 2A;
- VCC = 37V;
- carico L con valore ohmico pari a 37 Ohm;
- corrente di carico iniziale Iload 1A.
Resta inteso che, mentre una o più forme di attuazione come qui esemplificate prevedono l’impiego di transistori ad effetto di campo (ad es. MOSFET di tipo P o di tipo N, identificabili come di un tipo o dell’altro dalle lettere del rispettivo riferimento), dunque con il gate come terminale di controllo e source e drain quali terminali sorgente e pozzo di corrente del cammino di corrente attraverso il transistore), una o più forme di attuazione possono prevedere, almeno in parte, l’impiego di transistori bipolari (dunque con la base come terminale di controllo e emettitore e collettore quali terminali sorgente e pozzo di corrente del cammino di corrente attraverso il transistore).
Una o più forme di attuazione possono dunque riguardare un circuito limitatore di corrente (ad es. 10) per un transistore di potenza (ad es. T) che alimenta un carico (ad es. L), il circuito limitatore di corrente comprendendo:
- un terminale di ingresso per ricevere una tensione di alimentazione (ad es. sorgente VS con tensione VCC), - un terminale di uscita di corrente accoppiabile a un cammino di corrente (ad es. source–drain nel caso di un FET) attraverso il transistore di potenza,
- un terminale di uscita di controllo accoppiabile con un terminale di controllo (ad es. gate nel caso di un FET) del transistore di potenza (T),
- un resistore di rilevazione (ad es. Rsense) interposto tra il terminale di ingresso e il terminale di uscita di corrente per fornire una tensione di rilevazione (ad es. VRsense) indicativa della corrente (ad es. Iload) in corrispondenza di detto terminale di uscita di corrente, - un generatore di riferimento di tensione (ad es. generatore di corrente 12 e resistore 14) per fornire una tensione di riferimento (ad es. Vref),
- un amplificatore differenziale (ad es. 16) accoppiato con il resistore di rilevazione e il generatore di riferimento di tensione, l’amplificatore differenziale comprendendo almeno un’uscita (ad es. NETA, NETB) per pilotare detto terminale di uscita di controllo in funzione della differenza tra la tensione di rilevazione e la tensione di riferimento,
in cui il circuito comprende almeno uno fra:
- i) una unità di clamp di tensione (as es. 100) accoppiata con il terminale di ingresso (ad es. VS, VCC), il clamp di tensione fornendo una massa flottante (ad es. FG) per il circuito limitatore di corrente; e/o
- ii) una unità di tempo di reazione (ad es. 200) interposta tra l’amplificatore differenziale e il terminale di uscita di corrente per limitare una corrente di corto circuito in corrispondenza di detto terminale di uscita di corrente; e/o
- iii) una unità di protezione al cortocircuito (ad es. 300) interposta tra l’amplificatore differenziale e il terminale di uscita di controllo per fornire una protezione al cortocircuito dell’uscita dell’amplificatore differenziale.
In una o più forme di attuazione, l’amplificatore differenziale può comprendere un amplificatore operazionale di tipo high-voltage.
In una o più forme di attuazione detta unità di clamp di tensione può comprendere:
- almeno un diodo zener (ad es. 102) accoppiato con il terminale di ingresso,
- almeno un resistore (ad es. 104; 104a, 104b) tra detto almeno un diodo zener e massa (ad es. G),
la connessione tra l’almeno un diodo zener e l’almeno un resistore potendo realizzare detta massa flottante.
In una o più forme di attuazione, l’unità di clamp di tensione può comprendere una rete resistiva tra detto almeno un diodo zener e massa, detta rete resistiva comprendendo opzionalmente una pluralità di celle resistive disposte in serie tra detto almeno un diodo zener e massa, in cui almeno una di dette celle resistive (ad es. 104a, 104b) può comprendere una connessione in parallelo di una pluralità di (ad es. due) resistori.
In una o più forme di attuazione, detta unità di tempo di reazione (200) può comprendere:
- uno stadio di pilotaggio di tempo di reazione (ad es. 202) accoppiato con un’uscita (ad es. NETA) dell’amplificatore differenziale,
- uno switch di tempo di reazione (ad es. 204) interposto tra l’amplificatore differenziale e il terminale di uscita di corrente, lo switch di tempo di reazione attivabile (ad es. in conduzione) dallo stadio di pilotaggio di tempo di reazione in funzione dell’uscita dell’amplificatore differenziale cui lo stadio di pilotaggio di tempo di reazione è accoppiato.
In una o più forme di attuazione, detta unità di protezione al cortocircuito (300) può comprendere:
- uno stadio di pilotaggio di cortocircuito (ad es.
302) accoppiato a un’uscita (ad es. NETB) dell’amplificatore differenziale,
- uno switch di cortocircuito (ad es. 304) interposto tra l’amplificatore differenziale e il terminale di uscita di controllo, lo switch di cortocircuito attivabile (ad es. in conduzione) dallo stadio di pilotaggio al cortocircuito in funzione dell’uscita dell’amplificatore differenziale cui lo stadio di pilotaggio di cortocircuito è accoppiato.
In una o più forme di attuazione, l’amplificatore differenziale può comprendere una prima uscita (ad es. NETA) e una seconda uscita (ad es. NETB, con elevato carico capacitivo), con detto stadio di pilotaggio di tempo di reazione e detto stadio di pilotaggio di cortocircuito accoppiati rispettivamente a detta prima uscita e detta seconda uscita.
In una o più forme di attuazione, il circuito limitatore di corrente può comprendere una rete filtrante (ad es. 400), opzionalmente una rete passa-basso (ad es. RC), interposta fra detta prima uscita e detta seconda uscita (ad es. fra NETA e NETB) dell’amplificatore differenziale.
In una o più forme di attuazione, un dispositivo di alimentazione può comprendere:
- un transistore di potenza avente un terminale di controllo per controllare il passaggio di corrente in un cammino di corrente (ad es. source-drain nel caso di un FET) attraverso il transistore per alimentare una corrente di carico verso un carico elettrico,
- un circuito limitatore di corrente (10) secondo una o più forme di attuazione, il circuito limitatore di corrente avendo detto terminale di uscita di corrente accoppiato al cammino di corrente attraverso il transistore di potenza e detto terminale di uscita di controllo accoppiato al terminale di controllo del transistore di potenza.
In una o più forme di attuazione, un procedimento per limitare la corrente attraverso un transistore di potenza che alimenta un carico (L) può comprendere:
- fornire un circuito limitatore di corrente con un terminale di ingresso che riceve una tensione di alimentazione, un terminale di uscita di corrente accoppiato a un cammino di corrente attraverso il transistore di potenza e un terminale di uscita di controllo accoppiato a un terminale di controllo del transistore di potenza,
- fornire una tensione di rilevazione indicativa della corrente in corrispondenza di detto terminale di uscita di corrente ed una tensione di riferimento,
- rilevare tramite un amplificatore differenziale la differenza tra la tensione di rilevazione e la tensione di riferimento, pilotando detto terminale di uscita di controllo in funzione della differenza tra la tensione di rilevazione e la tensione di riferimento,
dove il procedimento potendo comprende almeno uno fra: - i) accoppiare un clamp di tensione al terminale di ingresso, il clamp di tensione fornendo una massa flottante per il circuito limitatore di corrente; e/o
- ii) interporre un’unità di tempo di reazione tra l’amplificatore differenziale e il terminale di uscita di corrente per limitare una corrente di cortocircuito in corrispondenza di detto terminale di uscita di corrente; e/o
- iii) interporre un’unità di protezione al cortocircuito tra l’amplificatore differenziale e il terminale di uscita di controllo per fornire una protezione al cortocircuito dell’uscita dell’amplificatore differenziale.
Fermi restando i principi di fondo, i dettagli e le forme di attuazione possono variare, anche in modo apprezzabile, rispetto a quanto è stato qui descritto, puramente a titolo di esempio, senza uscire dall’ambito di protezione.
L’ambito di protezione è definito dalle rivendicazioni annesse.

Claims (10)

  1. RIVENDICAZIONI 1. Circuito limitatore di corrente (10) per un transistore di potenza (T) che alimenta un carico (L), il circuito limitatore di corrente comprendendo: - un terminale di ingresso per ricevere una tensione di alimentazione (VS, VCC), - un terminale di uscita di corrente accoppiabile a un cammino di corrente attraverso il transistore di potenza (T), - un terminale di uscita di controllo accoppiabile con un terminale di controllo del transistore di potenza (T), - un resistore di rilevazione (Rsense) interposto tra il terminale di ingresso e il terminale di uscita di corrente per fornire una tensione di rilevazione (VRsense) indicativa della corrente (Iload) in corrispondenza di detto terminale di uscita di corrente, - un generatore di riferimento di tensione (12, 14) per fornire una tensione di riferimento (Vref), - un amplificatore differenziale (16) accoppiato con il resistore di rilevazione (Rsense) e il generatore di riferimento di tensione (12, 14), l’amplificatore differenziale (16) comprendendo almeno un’uscita (NETA, NETB) per pilotare detto terminale di uscita di controllo in funzione della differenza tra la tensione di rilevazione (VRsense) e la tensione di riferimento (Vref), in cui il circuito comprende almeno uno fra: - i) una unità di clamp di tensione (100) accoppiata con il terminale di ingresso (VS, VCC), il clamp di tensione fornendo una massa flottante (FG) per il circuito limitatore di corrente (10); e/o - ii) una unità di tempo di reazione (200) interposta tra l’amplificatore differenziale (16) e il terminale di uscita di corrente per limitare una corrente di corto circuito in corrispondenza di detto terminale di uscita di corrente; e/o - iii) una unità di protezione al cortocircuito (300) interposta tra l’amplificatore differenziale (16) e il terminale di uscita di controllo per fornire una protezione al cortocircuito dell’uscita dell’amplificatore differenziale (16).
  2. 2. Circuito limitatore di corrente (10) secondo la rivendicazione 1, in cui l’amplificatore differenziale (16) comprende un amplificatore operazionale di tipo highvoltage.
  3. 3. Circuito limitatore di corrente (10) secondo la rivendicazione 1 o la rivendicazione 2, comprendente detta unità di clamp di tensione (100), in cui detta unità di clamp di tensione comprende: - almeno un diodo zener (102) accoppiato con il terminale di ingresso, - almeno un resistore (104; 104a, 104b) tra detto almeno un diodo zener (102) e massa (G), la connessione tra l’almeno un diodo zener (102) e l’almeno un resistore (104; 104a, 104b) realizzando detta massa flottante (FG).
  4. 4. Circuito limitatore di corrente (10) secondo la rivendicazione 3, in cui l’unità di clamp di tensione (100) comprende una rete resistiva (104a, 104b) tra detto almeno un diodo zener (102) e massa (G), detta rete resistiva comprendendo preferibilmente una pluralità di celle resistive (104a, 104b) disposte in serie tra detto almeno un diodo zener (102) e massa (G), in cui almeno una di dette celle resistive (104a, 104b) comprende una connessione in parallelo di una pluralità di resistori.
  5. 5. Circuito limitatore di corrente (10) secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, comprendente detta unità di tempo di reazione (200), l’unità di tempo di reazione comprendendo: - uno stadio di pilotaggio di tempo di reazione (202) accoppiato con un’uscita (NETA) dell’amplificatore differenziale (16), - uno switch di tempo di reazione (204) interposto tra l’amplificatore differenziale (16) e il terminale di uscita di corrente, lo switch di tempo di reazione (204) attivabile dallo stadio di pilotaggio di tempo di reazione (202) in funzione dell’uscita (NETA) dell’amplificatore differenziale (16) cui lo stadio di pilotaggio di tempo di reazione (202) è accoppiato.
  6. 6. Circuito limitatore di corrente (10) secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, comprendente detta unità di protezione al cortocircuito (300), l’unità di protezione al cortocircuito comprendendo: - uno stadio di pilotaggio di cortocircuito (302) accoppiato a un’uscita (NETB) dell’amplificatore differenziale (16), - uno switch di cortocircuito (304) interposto tra l’amplificatore differenziale (16) e il terminale di uscita di controllo, lo switch di cortocircuito (304) attivabile dallo stadio di pilotaggio al cortocircuito (302) in funzione dell’uscita (NETB) dell’amplificatore differenziale (16) cui lo stadio di pilotaggio di cortocircuito (302) è accoppiato.
  7. 7. Circuito limitatore di corrente (10) secondo la rivendicazione 5 e la rivendicazione 6, in cui l’amplificatore differenziale (16) comprende una prima uscita (NETA) e una seconda uscita (NETB), in cui detto stadio di pilotaggio di tempo di reazione (202) e detto stadio di pilotaggio di cortocircuito (302) sono accoppiati rispettivamente a detta prima uscita (NETA) e detta seconda uscita (NETB).
  8. 8. Circuito limitatore di corrente (10) secondo la rivendicazione 7, comprendente una rete filtrante (400), preferibilmente una rete passa-basso, interposta fra detta prima uscita (NETA) e detta seconda uscita (NETB) dell’amplificatore differenziale (16).
  9. 9. Dispositivo di alimentazione comprendente: - un transistore di potenza (T) avente un terminale di controllo per controllare il passaggio di corrente in un cammino di corrente attraverso il transistore (T) per alimentare una corrente di carico (Iload) verso un carico elettrico (L), - un circuito limitatore di corrente (10) secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 1 a 8, il circuito limitatore di corrente (10) avendo detto terminale di uscita di corrente accoppiato al cammino di corrente attraverso il transistore di potenza (T) e detto terminale di uscita di controllo accoppiato al terminale di controllo del transistore di potenza (T).
  10. 10. Procedimento per limitare la corrente attraverso un transistore di potenza (T) che alimenta un carico (L), il procedimento comprendendo: - fornire un circuito limitatore di corrente con un terminale di ingresso che riceve una tensione di alimentazione (VS, VCC), un terminale di uscita di corrente accoppiato a un cammino di corrente attraverso il transistore di potenza (T) e un terminale di uscita di controllo accoppiato a un terminale di controllo del transistore di potenza (T), - fornire una tensione di rilevazione (VRsense) indicativa della corrente (Iload) in corrispondenza di detto terminale di uscita di corrente ed una tensione di riferimento (Vref) - rilevare tramite un amplificatore differenziale (16) la differenza tra la tensione di rilevazione (VRsense) e la tensione di riferimento (Vref), pilotando detto terminale di uscita di controllo in funzione della differenza tra la tensione di rilevazione (VRsense) e la tensione di riferimento (Vref), dove il procedimento comprende almeno una di: - i) accoppiare un clamp di tensione (100) al terminale di ingresso (VS, VCC), il clamp di tensione (100) fornendo una massa flottante (FG) per il circuito limitatore di corrente (10); e/o - ii) interporre un’unità di tempo di reazione (200) tra l’amplificatore differenziale (16) e il terminale di uscita di corrente per limitare una corrente di cortocircuito in corrispondenza di detto terminale di uscita di corrente; e/o - iii) interporre un’unità di protezione al cortocircuito (300) tra l’amplificatore differenziale (16) e il terminale di uscita di controllo per fornire una protezione al cortocircuito dell’uscita dell’amplificatore differenziale.
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