FR3113142A1 - Convertisseur de tension - Google Patents

Convertisseur de tension Download PDF

Info

Publication number
FR3113142A1
FR3113142A1 FR2008096A FR2008096A FR3113142A1 FR 3113142 A1 FR3113142 A1 FR 3113142A1 FR 2008096 A FR2008096 A FR 2008096A FR 2008096 A FR2008096 A FR 2008096A FR 3113142 A1 FR3113142 A1 FR 3113142A1
Authority
FR
France
Prior art keywords
value
node
current
voltage
during
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
FR2008096A
Other languages
English (en)
Other versions
FR3113142B1 (fr
Inventor
David Chesneau
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
STMicroelectronics Grenoble 2 SAS
Original Assignee
STMicroelectronics Grenoble 2 SAS
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by STMicroelectronics Grenoble 2 SAS filed Critical STMicroelectronics Grenoble 2 SAS
Priority to FR2008096A priority Critical patent/FR3113142B1/fr
Priority to US17/388,553 priority patent/US11750096B2/en
Priority to CN202110874272.4A priority patent/CN114070060A/zh
Publication of FR3113142A1 publication Critical patent/FR3113142A1/fr
Application granted granted Critical
Publication of FR3113142B1 publication Critical patent/FR3113142B1/fr
Priority to US18/359,548 priority patent/US20230387803A1/en
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1588—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load comprising at least one synchronous rectifier element
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0025—Arrangements for modifying reference values, feedback values or error values in the control loop of a converter
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Analogue/Digital Conversion (AREA)

Abstract

Convertisseur de tension La présente description concerne un convertisseur de tension comprenant : un premier transistor (9) connecté entre un premier noeud (11) du convertisseur et un deuxième noeud (3) configuré pour recevoir une tension d'alimentation (Vbat) ; un deuxième transistor (13) connecté entre le premier noeud et un troisième noeud (5) configuré pour recevoir un potentiel de référence (GND) ; et un premier circuit (300) configuré pour commander les premier et deuxième transistors ; un comparateur (306) configuré pour comparer une première tension (VRAMP) à un seuil, la première tension (VRAMP) étant égale, durant une première période, à une première rampe croissante (RP) et durant une deuxième période à une deuxième rampe décroissante (RN), le seuil ayant une première valeur durant la première période et une deuxième valeur durant la deuxième période, les première et deuxième valeurs étant variables. Figure pour l'abrégé : Fig. 4

Description

Convertisseur de tension
La présente description concerne de façon générale les circuits électroniques. Elle concerne plus particulièrement les convertisseurs de tension DC/DC, de type alimentation à découpage, qui convertissent une tension continue (DC) d'alimentation en une tension continue (DC) de sortie, notamment les convertisseurs de tension DC/DC de type abaisseur dans lesquels la tension continue de sortie a une valeur plus faible que celle de la tension continue d'alimentation.
Dans un convertisseur à découpage, une tension d'alimentation du convertisseur est découpée (ou hachée) en commutant des interrupteurs de manière à mettre en oeuvre des phases d'accumulation d'énergie dans un ensemble comprenant un élément inductif et un élément capacitif et des phases de restitution, à une charge connectée en sortie du convertisseur, de l'énergie accumulée dans cet ensemble.
Dans un convertisseur à découpage de type PFM, c'est-à-dire à modulation de fréquence d'impulsion ("Pulse Frequency Modulation"), chaque cycle de fonctionnement du convertisseur comprend une phase d'accumulation d'énergie dans l'ensemble suivie d'une phase de restitution d'énergie à la charge connectée au convertisseur. Pendant la phase d'accumulation d'énergie, le courant traversant l'élément inductif augmente. Pendant la phase de restitution d'énergie, le courant traversant l'élément inductif diminue. Pour chaque cycle de fonctionnement, il est souhaitable que le courant traversant l'élément inductif soit nul au début de la phase d'accumulation d'énergie et à la fin de la phase de restitution d'énergie.
Les convertisseurs à découpage connus, notamment de type PFM, présentent divers inconvénients.
Il existe un besoin de pallier tout ou partie des inconvénients des convertisseurs à découpage connus, en particulier de type PFM.
Un mode de réalisation pallie tout ou partie des inconvénients des convertisseurs à découpage connus, en particulier de type PFM.
Un mode de réalisation prévoit un convertisseur de tension comprenant :
un premier transistor connecté entre un premier noeud du convertisseur et un deuxième noeud configuré pour recevoir une tension d'alimentation ;
un deuxième transistor connecté entre le premier noeud et un troisième noeud configuré pour recevoir un potentiel de référence ; et
un premier circuit configuré pour commander les premier et deuxième transistors ;
un comparateur configuré pour comparer une première tension à un seuil, la première tension étant égale, durant une première période, à une première rampe croissante et durant une deuxième période à une deuxième rampe décroissante,
le seuil ayant une première valeur durant la première période et une deuxième valeur durant la deuxième période, les première et deuxième valeurs étant variables.
Un autre mode de réalisation prévoit un procédé de fonctionnement d'un convertisseur de tension comprenant :
un premier transistor connecté entre un premier noeud du convertisseur et un deuxième noeud configuré pour recevoir une tension d'alimentation ;
un deuxième transistor connecté entre le premier noeud et un troisième noeud configuré pour recevoir un potentiel de référence ; et
un premier circuit configuré pour commander les premier et deuxième transistors,
le procédé comprenant, lors de chaque cycle de fonctionnement :
- une première période au cours de laquelle un comparateur compare une première tension à un seuil, la première tension étant égale, durant la première période, à une première rampe croissante, le seuil ayant, durant la première période, une première valeur ; et
- une deuxième période au cours de laquelle un comparateur compare la première tension au seuil, la première tension étant égale, durant la deuxième période, à une deuxième rampe décroissante, le seuil ayant, durant la deuxième période, une deuxième valeur,
les première et deuxième valeurs du seuil étant variables.
Selon un mode de réalisation, le convertisseur comprend un deuxième circuit configuré pour générer le seuil.
Selon un mode de réalisation, le convertisseur comprend un troisième circuit configuré pour comparer le courant dans le premier nœud à la valeur zéro, le deuxième circuit étant configuré pour modifier la valeur du seuil durant un cycle de fonctionnement si le courant dans le premier nœud à la fin du cycle précédent est différent de zéro.
Selon un mode de réalisation, la première valeur du seuil est égale à une tension de référence plus une troisième valeur, et la deuxième valeur du seuil est égale à la tension de référence moins la troisième valeur, la troisième valeur étant variable.
Selon un mode de réalisation, la troisième valeur varie entre un nombre de valeurs prédéterminées.
Selon un mode de réalisation, les valeurs prédéterminées de la troisième valeur sont successivement séparées par une même quatrième valeur constante.
Selon un mode de réalisation, le convertisseur comprend un quatrième circuit configuré pour déterminer si la tension d'alimentation est dans une gamme allant de la valeur de la tension sur le premier nœud moins 200 mV à la valeur de la tension sur le premier nœud plus 200 mV, le deuxième circuit étant configuré, dans le cas où la tension d'alimentation est dans cette gamme lors d'un cycle, pour conserver les première et deuxième valeurs du seuil pour le cycle suivant ou pour que les première et deuxième valeurs du seuil aient, durant le cycle suivant, une valeur prédéterminée.
Selon un mode de réalisation, le convertisseur comprend un cinquième circuit configuré pour déterminer si la valeur du courant dans le premier nœud est inférieure ou supérieure à zéro.
Selon un mode de réalisation, le convertisseur comprend un sixième circuit configuré pour déterminer si la pente du courant dans le premier nœud lors de la première période d'un cycle est supérieure ou inférieure à la pente durant la deuxième période d'un cycle.
Selon un mode de réalisation, le deuxième circuit est configuré pour faire varier les première et deuxièmes valeurs du seuil de telle manière que :
a) si la pente du courant dans le premier nœud durant la première période est supérieure à la pente du courant dans le premier nœud durant la deuxième période et si le courant dans le premier nœud est inférieur à zéro, la distance entre les première et deuxième valeurs du seuil est diminuée ;
b) si la pente du courant dans le premier nœud durant la première période est supérieure à la pente du courant dans le premier nœud durant la deuxième période et si le courant dans le premier nœud est supérieur à zéro, la distance entre les première et deuxième valeurs du seuil est augmentée ;
c) si la pente du courant dans le premier nœud durant la première période est inférieure à la pente du courant dans le premier nœud durant la deuxième période et si le courant dans le premier nœud est inférieur à zéro, la distance entre les première et deuxième valeurs du seuil est augmentée ; et
d) si la pente du courant dans le premier nœud durant la première période est inférieure à la pente du courant dans le premier nœud durant la deuxième période et si le courant dans le premier nœud est supérieur à zéro, la distance entre les première et deuxième valeurs du seuil est diminuée ;
Selon un mode de réalisation, dans les cas a) et d), la troisième valeur est augmentée et dans les cas b) et c) la troisième valeur est diminuée.
Selon un mode de réalisation, le troisième circuit, configuré pour comparer le courant dans le premier nœud à zéro, comprend une entrée reliée au premier nœud et une entrée reliée au nœud d'application de la tension de commande du deuxième transistor.
Selon un mode de réalisation, le troisième circuit est relié au nœud d'application de la tension de commande par un circuit appliquant un retard au signal de commande.
Ces caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres, seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles :
la figure 1 représente de manière très schématique un exemple de réalisation d'un convertisseur de tension DC/DC ;
la figure 2 représente des chronogrammes illustrant un exemple de fonctionnement du convertisseur de la figure 1 ;
la figure 3 représente d'autres chronogrammes illustrant le fonctionnement souhaité ou théorique et le fonctionnement réel ou pratique du convertisseur de la figure 1 ;
la figure 4 représente un mode de réalisation d'un convertisseur de tension DC/DC ;
la figure 5 représente des chronogrammes illustrant le fonctionnement du convertisseur de la figure 4 ;
la figure 6 représente un exemple de variation de la variable DV ;
la figure 7 représente un autre mode de réalisation de convertisseur ; et
la figure 8 représente un exemple d'implémentation d'une partie du convertisseur de la figure 4 ou de la figure 7.
De mêmes éléments ont été désignés par de mêmes références dans les différentes figures. En particulier, les éléments structurels et/ou fonctionnels communs aux différents modes de réalisation peuvent présenter les mêmes références et peuvent disposer de propriétés structurelles, dimensionnelles et matérielles identiques.
Par souci de clarté, seuls les étapes et éléments utiles à la compréhension des modes de réalisation décrits ont été représentés et sont détaillés.
Sauf précision contraire, lorsque l'on fait référence à deux éléments connectés entre eux, cela signifie directement connectés sans éléments intermédiaires autres que des conducteurs, et lorsque l'on fait référence à deux éléments reliés (en anglais "coupled") entre eux, cela signifie que ces deux éléments peuvent être connectés ou être reliés par l'intermédiaire d'un ou plusieurs autres éléments.
Dans la description qui suit, lorsque l'on fait référence à des qualificatifs de position absolue, tels que les termes "avant", "arrière", "haut", "bas", "gauche", "droite", etc., ou relative, tels que les termes "dessus", "dessous", "supérieur", "inférieur", etc., ou à des qualificatifs d'orientation, tels que les termes "horizontal", "vertical", etc., il est fait référence sauf précision contraire à l'orientation des figures.
Sauf précision contraire, les expressions "environ", "approximativement", "sensiblement", et "de l'ordre de" signifient à 10 % près, de préférence à 5 % près.
Dans la description qui suit, lorsque l'on fait référence à la tension d'un noeud, on considère qu'il s'agit, sauf indication contraire, de la tension entre le noeud et un potentiel de référence, typiquement la masse.
La figure 1 représente, de manière très schématique, un exemple d'un convertisseur 1 de tension du type auquel s'appliquent les modes de réalisation décrits. Dans cet exemple, le convertisseur 1 est un convertisseur DC/DC, de type alimentation à découpage, qui convertit une tension continue (DC) d'alimentation en une tension continue (DC) de sortie.
Le convertisseur 1 est configuré pour fournir une tension continue de sortie Vout. Le convertisseur comprend un noeud de sortie 2, sur lequel est disponible la tension Vout.
Le convertisseur 1 est alimenté par une tension continue d'alimentation Vbat. Le convertisseur 1 est alors connecté entre un premier rail conducteur, ou noeud, 3 mis à la tension Vbat, et un deuxième rail conducteur, ou noeud, 5 mis au potentiel de référence GND.
Le convertisseur 1 est configuré pour fournir la tension Vout à une valeur égale à une valeur de consigne. Pour cela, le convertisseur 1 reçoit, sur un noeud d'entrée 7, une tension continue de consigne Vref référencée par rapport au potentiel GND, dont la valeur est représentative de la valeur de consigne de la tension Vout, de préférence égale à la valeur de consigne de la tension Vout.
Dans cet exemple, les tensions Vout, Vbat et Vref sont positives.
Dans cet exemple, le convertisseur 1 est de type abaisseur ou buck, c'est-à-dire que la valeur de consigne de la tension Vout est inférieure à la valeur de la tension Vbat. Dit autrement, la valeur de la tension Vout est inférieure à celle de la tension Vbat.
Le convertisseur 1 comprend un premier transistor MOS ("metal oxyde semiconductor" – métal oxyde semiconducteur) 9, de préférence un transistor PMOS (transistor MOS à canal P). Alternativement, le transistor 9 peut aussi être un transistor NMOS associé à un système de "bootstrap". Le transistor MOS 9 est connecté entre le rail 3 et un noeud interne 11. Dit autrement, une première borne de conduction du transistor 9, par exemple sa source, est connectée au rail 3, une deuxième borne de conduction du transistor 9, par exemple son drain, étant connectée au noeud 11.
Le convertisseur 1 comprend en outre un deuxième transistor MOS 13, de préférence un transistor NMOS (transistor MOS à canal N). Le transistor 13 est connecté entre le noeud 11 et le rail 5. Dit autrement, une première borne de conduction du transistor 13, par exemple sa source, est connectée au rail 5, une deuxième borne de conduction du transistor 13, par exemple son drain, étant connectée au noeud 11. A titre de variante, le transistor NMOS peut être remplacé par une diode ou une diode Schottky.
Ainsi, les transistors 9 et 13 sont connectés en série entre les rails 3 et 5, et sont connectés l'un à l'autre au niveau du noeud interne 11.
Le convertisseur 1 comprend un élément inductif ou inductance 15. L'inductance 15 est connectée entre le noeud 11 et le noeud 2.
Le convertisseur 1 comprend un circuit de commande 17. Le circuit 17 est configuré pour mettre en oeuvre, ou commander, les cycles de fonctionnement du convertisseur 1, de manière à réguler la tension Vout pour que sa valeur soit égale à la valeur de consigne Vref.
Pour cela, le circuit 17 comprend :
-une borne 171 reliée, de préférence connectée, au noeud 7 ;
-une borne 172 reliée, de préférence connectée, au noeud 2 ;
-une borne 173 reliée, de préférence connectée, au rail 3 ;
-une borne 174 reliée, de préférence connectée, au rail 5 ;
-une borne 175 reliée, de préférence connectée, à une borne de commande, ou grille, du transistor 9 ; et
-une borne 177 reliée, de préférence connectée, à une borne de commande, ou grille, du transistor 13.
Le convertisseur 1 comprend une capacité de sortie 16 connectée entre le noeud 2 et le rail 5. A titre d'exemple, cette capacité est de l'ordre de 2,2 µF à 20 µF, voire plus. Cette capacité de sortie joue le rôle de filtre. Dit autrement, cette capacité de sortie du convertisseur permet de lisser le courant présent sur le noeud 2 et de stocker de l'énergie fournie au noeud 2 par le convertisseur.
En fonctionnement, une charge est connectée entre le noeud 2 et le rail 5 de manière à être alimentée par la tension Vout. Cette charge comprend par exemple une capacité d'entrée entre le noeud 2 et le rail 5.
Dans cet exemple, le convertisseur 1 est configuré pour fonctionner en modulation de fréquence d'impulsion (mode de conduction discontinue). Le circuit 17 est alors configuré pour démarrer un cycle de fonctionnement du convertisseur 1 quand la valeur de la tension Vout est inférieure à la valeur de consigne Vref et que les deux transistors 9 et 13 sont à l'état bloqué. Plus particulièrement, au début de chaque cycle de fonctionnement, le circuit 17 est configuré pour commander la mise à l'état passant du transistor 9, le transistor 13 étant laissé à l'état bloqué. De l'énergie est alors accumulée dans l'inductance 15 et dans la capacité 16, pendant une première durée TPon par exemple constante pour chaque cycle de fonctionnement où le transistor 9 est maintenu à l'état passant par le circuit 17, un courant IL circulant alors dans l'inductance 15. A la fin de la durée TPon, le circuit 17 est configuré pour commander la mise à l'état bloqué du transistor 9 et la mise à l'état passant du transistor 13. De l'énergie est alors restituée par l'inductance 15 et la capacité 16, à la charge connectée en sortie du convertisseur, pendant une deuxième durée TNon par exemple constante pour chaque cycle de fonctionnement où le transistor 13 est maintenu à l'état passant par le circuit 17, le courant IL dans l'inductance diminuant. A la fin de la durée TNon, le circuit 17 est configuré pour commander la mise à l'état bloqué du transistor 13.
La durée TNon est déterminée de sorte que l'instant où le circuit 17 commande la mise à l'état bloqué du transistor 13 corresponde à l'instant où le courant IL circulant à travers l'inductance 15 s'annule. Toutefois, en pratique, comme cela sera décrit plus en détail dans la suite de la description, cela n'est pas toujours le cas, ce qui pose problème.
La figure 2 représente des chronogrammes illustrant un exemple de fonctionnement souhaité du convertisseur 1 de la figure 1.
Le chronogramme en haut de la figure 2 illustre l'évolution, en fonction du temps t, de la tension Vout, en volts V, le chronogramme en bas de la figure 2 illustrant l'évolution correspondante, en fonction du temps t, du courant IL traversant l'inductance 15.
A un instant t0, les transistors 9 et 13 sont à l'état bloqué, le courant IL est nul, et la valeur de la tension Vout est supérieure à sa valeur de consigne, dans cet exemple la valeur de la tension Vref.
Entre l'instant t0 et un instant postérieur t2, la tension Vout diminue, par exemple du fait que la charge connectée au convertisseur 1 consomme du courant et décharge la capacité de sortie.
A un instant t1 entre les instants t0 et t2, la tension Vout devient inférieure à sa valeur de consigne Vref. Cela est détecté par le circuit 17 du convertisseur 1 qui commande alors la mise à l'état passant du transistor 9. Le transistor 9 devient passant à l'instant t2.
Ainsi, à partir de l'instant t2, l'inductance 15 a une borne connectée au noeud 2 et une borne couplée au rail 3, via le transistor 9. Le courant IL circulant à travers l'inductance 15 augmente.
Il en résulte que, à partir de l'instant t2, du courant IL est fourni au noeud 2, et la capacité 16 entre le noeud 2 et le rail 5 se charge. La tension Vout augmente et redevient supérieure à sa valeur de consigne Vref.
A un instant suivant t3, égal à t2 + TPon, le circuit 17 commande la mise à l'état passant du transistor 13 et la mise à l'état bloqué du transistor 9. A l'instant t3, le courant dans l'inductance a une valeur maximale ILp.
Ainsi, à partir de l'instant t3, l'inductance 15 a une borne connectée au noeud 2 et une borne couplée au rail 5, via le transistor 13. Le courant IL circulant à travers l'inductance 15 diminue.
Bien que le courant IL diminue à partir de l'instant t3, la capacité entre le noeud 2 et le rail 5 continue de se charger et la tension Vout continue d'augmenter si le courant tiré par la charge est inférieur au courant IL fourni au noeud 2.
A un instant t4 suivant, égal à t3 + TNon, le circuit 17 commande la mise à l'état bloqué du transistor 13. On considère ici que le convertisseur 1 fonctionne comme il le devrait, et le courant IL est alors nul à l'instant t4. Toutefois, en pratique, ce n'est pas toujours le cas.
A partir de l'instant t4, le courant IL est nul et la tension Vout diminue, de manière similaire à ce qui se passait à l'instant t0.
Bien que cela ne soit pas représenté ici, quand la valeur de la tension Vout repasse en dessous de sa valeur de consigne Vref à un instant postérieur à l'instant t4, le circuit 17 met en oeuvre un nouveau cycle de fonctionnement tel que décrit en relation avec les instants successifs t2, t3 et t4.
La figure 3 représente d'autres chronogrammes illustrant le fonctionnement du convertisseur 1 de la figure 1. Plus particulièrement, un chronogramme A (en haut en figure 3) représente un exemple idéal ou théorique de l'évolution du courant IL, et un chronogramme B (en bas en figure 3) représente un exemple de l'évolution réelle du courant IL. Ces deux chronogrammes A et B illustrent un exemple de fonctionnement où, pour plusieurs cycles de fonctionnement successifs, la tension Vout est inférieure à la tension Vref à la fin de chaque cycle de fonctionnement du convertisseur 1.
A un instant t30, bien que cela ne soit pas illustré en figure 3, la tension Vout est inférieure à la tension Vref. Un cycle de fonctionnement débute avec la commutation à l'état passant du transistor 9. Il en résulte que le courant IL croît jusqu'à un instant suivant t31 égal à t30 + TPon.
A l'instant t31, le courant IL atteint sa valeur maximale ILp. En outre, les transistors 9 et 13 sont commutés respectivement à l'état bloqué et à l'état passant. Il en résulte que le courant décroît jusqu'à un instant suivant t32 égal à t31 + TNon.
Dans cet exemple de fonctionnement idéal, le transistor 13 est commuté à l'état bloqué à l'instant t32, et le courant IL s'annule à cet instant t32.
A l'instant t32, la tension Vout étant inférieure à la tension Vref, le transistor 9 est commuté à l'état passant, ce qui marque le début d'un nouveau cycle de fonctionnement. Le courant IL croît alors jusqu'à un instant suivant t33 égal à t32 + TPon.
A l'instant t33, le courant IL atteint la valeur ILp. En outre, les transistors 9 et 13 sont commutés respectivement à l'état bloqué et à l'état passant. Il en résulte que le courant décroît jusqu'à un instant suivant t34 égal à t33 + TNon.
Dans cet exemple de fonctionnement idéal, le transistor 13 est commuté à l'état bloqué à l'instant t34, et le courant IL s'annule à l'instant t34.
A l'instant t34, la tension Vout étant inférieure à la tension Vref, le transistor 13 est commuté à l'état passant, ce qui marque le début d'un nouveau cycle de fonctionnement. Le courant IL croît jusqu'à un instant suivant t35 égal à t34 + TPon.
A l'instant t35, le courant IL atteint la valeur ILp. En outre, les transistors 9 et 13 sont commutés respectivement à l'état bloqué et à l'état passant. Il en résulte que le courant décroît jusqu'à un instant suivant t36 égal à t35 + TNon.
Dans cet exemple de fonctionnement idéal, le transistor 13 est commuté à l'état bloqué à l'instant t36, et le courant IL s'annule à l'instant t36.
A l'instant t36, la tension Vout étant inférieure à la tension Vref, un nouveau cycle de fonctionnement débute.
Dans l'exemple de fonctionnement théorique illustré par le chronogramme A, à la fin de chaque cycle de fonctionnement, la commutation du transistor 13 à l'état bloqué intervient au moment où le courant IL s'annule. Ainsi, lorsqu'un cycle de fonctionnement est immédiatement suivi par un nouveau cycle de fonctionnement, dans ce nouveau cycle de fonctionnement, le courant IL croît à partir d'une valeur nulle.
Le chronogramme B illustre un exemple correspondant de fonctionnement réel du convertisseur 1. Dans cet exemple de fonctionnement réel, on considère le cas pratique où le transistor 13 n'est pas immédiatement commuté à l'état bloqué à la fin de la durée TNon qui s'est écoulée depuis sa dernière commutation à l'état passant.
A un instant t40, la tension Vout étant inférieure à la tension Vref, un cycle de fonctionnement débute avec la commutation à l'état passant du transistor 9. Il en résulte que le courant IL croît jusqu'à un instant suivant t41 égal à t40 + TPon.
A l'instant t41, le courant IL atteint sa valeur maximale ILp. En outre, les transistors 9 et 13 sont commutés respectivement à l'état bloqué et à l'état passant. Il en résulte que le courant décroît jusqu'à un instant suivant t42 égal à t41 + TNon. Le courant s'annule à l'instant t42. Toutefois, la commutation du transistor 13 à l'état bloqué n'est effective qu'à un instant t43 postérieur à l'instant t42. Ainsi, entre les instants t42 et t43, le courant IL est négatif et décroît. Dit autrement, le courant circule dans l'inductance 15 du noeud 11 vers le noeud 2 avant l'instant t42, s'annule à l'instant t42, et circule dans l'inductance 15, du noeud 2 vers le noeud 11 après l'instant t42.
A l'instant t43, la tension Vout étant inférieure à la tension Vref, le transistor 9 est commuté à l'état passant à l'instant t43, ce qui marque le début d'un nouveau cycle de fonctionnement. Le courant IL croît alors jusqu'à un instant suivant t44 égal à t43 + TPon.
A l'instant t44, le courant IL atteint une valeur ILp', inférieure à la valeur maximale ILp du fait que la durée TPon est constante à chaque cycle. En outre, les transistors 9 et 13 sont commutés respectivement à l'état bloqué et à l'état passant. Il en résulte que le courant IL décroît jusqu'à un instant suivant t46 égal à t44 + TNon, le courant IL s'annulant à un instant t45 compris entre les instants t44 et t46. En outre, la commutation du transistor 13 à l'état bloqué n'est effective qu'à un instant t47 postérieur à l'instant t46. Ainsi, entre les instants t45 et t47, le courant IL est négatif et décroît jusqu'à une valeur plus faible (ou plus grande en valeur absolue) que celle atteinte à l'instant t43.
A l'instant t47, la tension Vout étant inférieure à la tension Vref, le transistor 9 est commuté à l'état passant à l'instant t47, ce qui marque le début d'un nouveau cycle de fonctionnement. Le courant IL croît alors jusqu'à un instant suivant t48 égal à t47 + TPon.
A l'instant t48, le courant IL atteint une valeur ILp'', inférieure à la valeur ILp'. En outre, les transistors 9 et 13 sont commutés respectivement à l'état bloqué et à l'état passant. Il en résulte que le courant IL décroît jusqu'à un instant suivant t50 égal à t48 + TNon, le courant IL s'annulant à un instant t49 compris entre les instants t48 et t50. En outre, la commutation du transistor 13 à l'état bloqué n'est effective qu'à un instant t51 postérieur à l'instant t50. Ainsi, entre les instants t49 et t51, le courant IL est négatif et décroît jusqu'à une valeur plus faible (ou plus grande en valeur absolue) que celle atteinte à l'instant t47.
Du fait qu'à chaque cycle de fonctionnement illustré par le chronogramme B, la valeur maximale atteinte par le courant IL (instants t41, t44 et t48) est de plus en plus faible, le convertisseur 1 ne fournit pas assez d'énergie au noeud 2 pour réguler la tension Vout à sa valeur Vref, la tension Vout étant par exemple de plus en plus faible, ce qui pose problème. En outre, à chaque cycle de fonctionnement illustré par le chronogramme B, la valeur négative atteinte par le courant IL (instants t43, t47 et t51) est de plus en plus faible (ou de plus en plus élevée en valeur absolue), d'où il résulte que le convertisseur 1 prélève de plus en plus d'énergie sur le noeud 2 ce qui n'est pas souhaitable. En effet, la valeur du courant fourni à la charge, et en particulier la valeur du pic de courant, décroit d'un cycle à l'autre, ce qui a un impact négatif sur l'alimentation de la charge. De plus, en théorie, la valeur maximale du courant IL pourrait, décroître à l'infini, mais, en pratique, le transistor 13 peut, dans certains cas, être détruit, ou endommagé, avant cela par des valeurs négatives du courant IL que le transistor 13 n'est pas en mesure de faire circuler entre ses bornes de conduction.
On a décrit en relation avec le chronogramme B de la figure 3 un exemple pratique de fonctionnement dans lequel la commutation à l'état bloqué du transistor 13 intervient après l'annulation du courant IL.
Dans un autre exemple pratique de fonctionnement non illustré, à chaque cycle de fonctionnement d'une pluralité de cycles successifs mis en oeuvre immédiatement les uns à la suite des autres, le transistor 13 est commuté à l'état bloqué alors que le courant IL n'est pas nul et est encore positif. Dans ce cas, à chacun des cycles de fonctionnement, le courant IL croît à partir d'une valeur de plus en plus élevée, d'où il résulte que le courant IL atteint une valeur maximale de plus en plus élevée, et que le cycle de fonctionnement se termine avec une valeur non nulle et positive du courant IL de plus en plus élevée. Ce fonctionnement est moins gênant que celui décrit en relation avec le chronogramme B car, après plusieurs cycles de fonctionnement, la tension Vout aura retrouvé sa valeur de consigne Vref. Ainsi, le cycle de fonctionnement suivant ne sera pas immédiatement mis en oeuvre ce qui laissera le temps au courant IL de s'annuler.
Les deux cas, c’est-à-dire le cas décrit en relation avec le chronogramme B de la figure 3 et l'autre cas pratique décrit ci-dessus, sont généralement au moins en partie causés par des temps de fonctionnement de composants, par exemple des temps de réaction, ou de propagation, de comparateurs.
La figure 4 représente un mode de réalisation d'un convertisseur de tension DC/DC. Le convertisseur de la figure 4 comprend les éléments décrits en relation avec la figure 1, le circuit 17 étant plus détaillé.
Le circuit 17 comprend un circuit 300, par exemple une machine d'état. La machine d'état 300 est configurée pour fournir les signaux de commande des transistors 9 et 13 aux bornes respectives 175 et 177 de manière à mettre en oeuvre le fonctionnement décrit en relation avec les figures 5 à 8 décrites par la suite. Pour déterminer les signaux de commande des transistors 9 et 13, la machine d'état 300 reçoit plusieurs signaux. Le circuit 300 est alimenté par la tension Vbat, et est connecté entre les rails 3 et 5.
Le circuit 17 comprend un comparateur 302 configuré pour fournir, sur sa sortie, un signal START représentatif de la comparaison de la valeur de la tension Vout à sa valeur de consigne. La sortie du comparateur 302 est reliée, par exemple connectée, au circuit 300. Le signal START est dans un premier état, par exemple un état haut, lorsque la valeur de la tension Vout est inférieure à sa valeur de consigne, et dans un deuxième état, par exemple un état bas, lorsque la valeur de la tension Vout est supérieure à sa valeur de consigne. Le comparateur 302 comprend une première entrée, par exemple inverseuse (-), configurée pour recevoir une tension dont la valeur est représentative de la valeur de la tension Vout, et une deuxième entrée, par exemple non inverseuse (+), configurée pour recevoir une tension dont la valeur est représentative de la valeur de consigne de la tension Vout.
Dans cet exemple où la valeur de la tension Vref est égale à la valeur de consigne de la tension Vout, le comparateur 302 est configuré pour comparer la tension Vref à la tension Vout, la première entrée du comparateur 302 étant connectée au noeud 2, et la deuxième entrée du comparateur 302 étant connectée à la borne 171 du circuit 17.
Dans ce mode de réalisation, la durée TPon est déterminée en comparant une rampe de tension RP à une tension V1 de référence. Ainsi, le circuit 17 comprend un générateur de rampe 304 configuré pour fournir la rampe de tension RP, un comparateur 306 configuré pour comparer la rampe RP à la tension V1, et un circuit 307 configuré pour générer le seuil V1. La tension RP est référencé à la tension de référence GND.
Le générateur 304 est alimenté par la tension Vbat et est connecté entre les rails 3 et 5, ces connexions n'étant pas représentées en figure 4 pour ne pas surcharger la figure.
Le générateur 304 est commandé par le circuit 300, par l'intermédiaire d'un signal cmdP. Plus particulièrement, quand le signal START est dans son premier état, le circuit 300 commande la mise à l'état passant du transistor 9, et, en même temps, le démarrage, ou début, d'une rampe de tension RP via le signal cmdP. A titre d'exemple, le signal cmdP est déterminé à partir du signal de commande fourni par le circuit 300 au transistor 9, voire est identique au signal de commande fourni par le circuit 300 au transistor 9.
Chaque rampe de tension RP est par exemple une rampe croissante à partir du potentiel de référence GND.
La rampe RP est transmise à une première entrée, par exemple non inverseuse (+), du comparateur 306. La deuxième entrée, par exemple inverseuse (-), du comparateur 306, reçoit la tension V1, et est reliée, de préférence connectée, à la sortie du générateur 307. La sortie du comparateur 306 fournit un signal COMP au circuit 300.
En figure 4, la rampe de tension RP est transmise au comparateur 306 par l'intermédiaire d'un circuit de sélection 308, ou multiplexeur, comprenant deux entrées, une sortie et une borne de commande. La borne de commande du circuit 308 reçoit du circuit 300 un signal sel. En fonction de l'état du signal sel, le circuit 308 transmet sur sa sortie le signal présent sur l'une ou l'autre de ses entrées. Un signal VRAMP en sortie du circuit 308 suit donc les variations du signal présent sur l'une ou l'autre des entrées du circuit 308.
Plus particulièrement, au moment où le circuit 300 commande la mise à l'état passant du transistor 9 et le début d'une rampe de tension RP, le circuit 300 place le signal sel à un premier état tel que le comparateur 306 reçoive la rampe de tension RP.
Ainsi, tant que le signal sel est maintenu dans son premier état, le signal COMP est dans un premier état, par exemple l'état bas, tant que la tension RP est inférieure à la tension V1. Le signal COMP commute vers un deuxième état, par exemple l'état haut, dès que la tension RP devient supérieure à la tension V1.
La commutation du signal COMP de son premier état à son deuxième état marque la fin de la durée TPon. Le circuit 300 commande alors la mise à l'état bloqué du transistor 9 et la mise à l'état passant du transistor 13. De préférence, le circuit 300 commande simultanément la fin de la rampe de tension RP, via le signal cmdP.
La durée TNon est par exemple déterminée en comparant une rampe de tension RN à une tension V2 générée par le circuit 307. Ainsi, le circuit 17 comprend un générateur de rampe 310 configuré pour fournir la rampe de tension RN.
Le générateur 310 est alimenté par la tension Vbat et est connecté entre les rails 3 et 5, ces connexions n'étant pas représentées en figure 4 pour ne pas surcharger la figure. Le générateur 310 est commandé par le circuit 300, par l'intermédiaire d'un signal cmdN.
Les tensions V1 et V2 sont générées par le circuit 307 à partir de la tension Vref. Les tensions V1 et V2 sont de préférence différentes. Ainsi, le circuit 307 reçoit en entrée la tension Vref et fournit en sortie les tensions V1 et V2. La tension V2 est supérieure à la tension V1 et à la tension Vref. La tension V1 est inférieure à la tension V2 et à la tension Vref. Par exemple, les tensions V1 et V2 sont respectivement sensiblement égales à Vref – DV et à Vref + DV, DV étant une variable.
Le circuit 307 comprend, dans l'exemple de la figure 4, deux sorties reliées, de préférence connectées, à deux entrées d'un circuit de sélection 309. Le circuit de sélection 309 comprend une sortie reliée, de préférence connectée à une des entrées, ici l'entrée inverseuse (-), du comparateur 306. Le circuit de sélection 309 comprend de plus une entrée de commande, recevant un signal de commande. Lorsque le signal de commande prend une première valeur, le comparateur 306 reçoit la tension V1 et lorsque le signal de commande prend une deuxième valeur, le comparateur 306 reçoit la tension V2. Dans l'exemple de la figure 4, le circuit de sélection reçoit le signal de commande sel, c’est-à-dire le même signal de commande que le circuit de sélection 308.
A la fin de la durée TPon, quand le circuit 300 commande la mise à l'état bloqué du transistor 9 et la mise à l'état passant du transistor 13, le circuit 300 commande également le démarrage d'une rampe de tension RN via le signal cmdN. A titre d'exemple, le signal cmdN est déterminé à partir du signal de commande fourni par le circuit 300 au transistor 13, voire est identique au signal de commande fourni par le circuit 300 au transistor 13.
Chaque rampe de tension RN est par exemple une rampe décroissante à partir de la tension d'alimentation Vbat. Les rampes RN et RP ont des pentes de signes opposés. Ainsi, l'une, ici la pente RP, est croissante et l'autre, ici la pente RN, est décroissante. La pente RP, c’est-à-dire la pente croissante est comparée à la tension V1 et la pente décroissante est comparée à la tension V2, supérieur à la tension V1. Les rampes RP et RN ont, en valeur absolue, des pentes égales.
La comparaison de la rampe RN à la tension V2 est par exemple mise en oeuvre par le comparateur 306. La rampe RN est alors transmise à la deuxième entrée du circuit 308. En outre, le circuit 300 est configuré pour commuter le signal sel à son deuxième état, en même temps qu'il commande la mise à l'état bloqué du transistor 9 et la mise à l'état passant du transistor 13, de sorte que la rampe RN soit transmise au comparateur 306.
Ainsi, dans des cas où chaque rampe RN est décroissante à partir de la tension Vbat, tant que le signal sel est maintenu dans son deuxième état, le signal COMP est dans son deuxième état, par exemple l'état haut, tant que la tension RN est supérieure à la tension V2, et commute vers son premier état, par exemple l'état bas, dès que la tension RN devient inférieure à la tension V2.
La commutation du signal COMP de son deuxième état à son premier état marque la fin de la durée TNon. Le circuit 300 commande alors la mise à l'état bloqué du transistor 13. De préférence, le circuit 300 commande simultanément la fin de la rampe de tension RN, via le signal cmdN.
Dans une variante de réalisation non illustrée, la comparaison de la rampe de tension RP à la tension V1 est mise en oeuvre par le comparateur 306, et la comparaison de la rampe de tension RN à la tension V2 est mise en oeuvre au moyen d'un comparateur supplémentaire prévu dans le circuit 17. Ce comparateur supplémentaire reçoit alors sur une première entrée, par exemple non inverseuse (+), la rampe de tension RN, et sur une deuxième entrée, par exemple inverseuse (-), la tension V2, la sortie du comparateur supplémentaire fournissant, au circuit 300, un signal représentatif de comparaison de la rampe de tension RN à la tension V2. Dans cette variante, les circuits 308 et 309 sont omis et le circuit 300 ne génère pas le signal sel. L'homme du métier est en mesure d'adapter la description faite ci-dessus du convertisseur de la figure 4 à cette variante de réalisation.
Dans une autre variante non illustrée, la rampe RP est une rampe de tension décroissante à partir de la tension Vbat et/ou la rampe de tension RN est une rampe de tension croissante à partir de la tension GND. L'homme du métier est en mesure d'adapter le convertisseur de la figure 4 à ce cas.
Les inventeurs ont déterminé que le problème du chronogramme B, c’est-à-dire le fait que le courant IL ait, à la fin d'un cycle, une valeur différente de zéro, est principalement provoqué, dans le cas de la figure 4, par le retard causé par le ou les comparateurs 306. La valeur TCOMP de ce retard est connue et de préférence sensiblement constante.
Le mode de réalisation de la figure 4 utilise une boucle de correction dans laquelle les valeurs des tensions, ou seuils, V1 et V2 sont ajustées à chaque cycle lorsque le courant IL est différent de zéro. De préférence, les seuils V1 et V2 ne sont modifiés qu'une unique fois par cycle. Les tensions V1 et V2 sont ajustés de telle manière que le courant IL en fin de cycle converge vers la valeur zéro, d'un cycle à l'autre. Plus précisément, les seuils V1 et V2 sont ajustés de manière à atteindre des valeurs permettant d'obtenir, en fin de cycle, un courant sensiblement égal à 0.
Pour ajuster les tensions V1 et V2, le circuit 307 reçoit un signal de commande d, généré par un circuit, ou ensemble de circuits, 20. La réception du signal d commande le changement de la variable DV, et donc la valeur des tensions V1 et V2.
Selon un mode de réalisation, la variable DV peut prendre un nombre prédéterminé de valeurs, de préférence un nombre fixe de valeurs. Le circuit 307 est donc configuré pour fournir des tensions V1 et V2 à partir d'une variable DV parmi un nombre prédéterminé de valeurs. Par exemple, la variable DV peut prendre une valeur parmi 32 valeurs, par exemple 32 valeurs différentes de zéro. Par exemple, les différentes valeurs de la variables DV sont des valeurs successives, des valeurs successives étant séparées de la même constante, par exemple égale à 16 mV.
La figure 5 représente des chronogrammes illustrant un cycle de fonctionnement du convertisseur. La figure 5 représente la tension VRAMP de sortie du comparateur 308, le courant IL et le signal COMP de sortie du comparateur 306.
Un cycle de fonctionnement du convertisseur comprend une unique rampe RP, générée par le générateur 304, et une unique rampe RN, générée par le générateur 310. Plus précisément, entre un instant t60 et un instant t61, la tension VRAMP prend les valeurs de la rampe RP, ce qui correspond à l'étape de magnétisation, et entre l'instant t61 et un instant t62, la tension VRAMP prend les valeurs de la rampe RN, ce qui correspond à l'étape de démagnétisation. Un cycle de fonctionnement du convertisseur correspond donc à la durée entre l'instant t60 et l'instant t62.
A l'instant t60, la tension VRAMP augmente à partir d'une valeur de préférence égale à 0 en suivant les variations de la rampe RP. A l'instant t60, la tension VRAMP est ainsi inférieure à la valeur Vref et aux seuils V1 et V2. En particulier, la tension VRAMP est inférieure au seuil fourni en sortie du circuit 309, c'est à dire le seuil V1. Le signal COMP a donc une première valeur, par exemple une valeur basse correspondant à la valeur binaire 0 dans le cas de la figure 5.
A un instant t63 situé entre l'instant t60 et l'instant t61, la tension VRAMP atteint le seuil V1. Le signal COMP de sortie du comparateur 306 prend, à l'instant t61, après le temps de réaction TCOMP du comparateur 306, une deuxième valeur, par exemple une valeur haute correspondant à la valeur binaire 1, représentative du fait que la tension VRAMP est supérieure au seuil V1. L'instant t61 survient après la durée TCOMP à partir de l'instant t63, c’est-à-dire que l'instant t61 est égal à t63 + TCOMP. Ainsi, entre les instants t63 et t61, la tension VRAMP suit encore les variations de la rampe RP et continue d'augmenter, au-delà de la valeur Vref.
Entre les instants t60 et t61, le multiplexeur 308 (mux1) fournit en sortie le signal RP généré par le générateur 304. Le signal de commande sel du multiplexeur 308, généré par le circuit 300, prend la valeur commandant au multiplexeur de fournir en sortie le signal provenant du générateur 304. Cette valeur du signal sel correspond aussi à la valeur commandant au circuit 309 de fournir en sortie le seuil V1.
A l'instant t61, le signal VRAMP devient égal à la rampe RN, par exemple en modifiant la valeur du signal de commande sel du multiplexeur 308. La tension VRAMP prend donc une valeur élevée, supérieure à la valeur Vref et au seuil V2, par exemple la valeur Vbat, et décroit en suivant les variations de la rampe RN. La tension VRAMP a donc encore une valeur supérieure à la valeur Vref. De plus, à l'instant t61, la sortie du circuit 309 fournit le seuil V2.
A un instant t64, la tension VRAMP atteint la valeur V2. Le signal COMP de sortie du comparateur 306 prend la première valeur représentative du fait que la tension VRAMP est inférieure à la valeur de sortie du circuit 309, ici le seuil V2, à l'instant t62, après le temps de réaction TCOMP. L'instant t62 survient après la durée TCOMP à partir de l'instant t64, c’est-à-dire que l'instant t62 est égal à t64 + TCOMP. Ainsi, entre les instants t64 et t62, la tension VRAMP suit encore les variations de la rampe RN et continue à décroitre au-delà de la valeur Vref.
Entre les instants t61 et t62, le multiplexeur 308 (mux1) fournit en sortie le signal RN généré par le générateur 310. Le signal de commande sel du multiplexeur 308, généré par le circuit 300, prend la valeur commandant au multiplexeur de fournir en sortie le signal provenant du générateur 310. Cette valeur du signal sel correspond aussi à la valeur commandant au circuit 309 de fournir en sortie le seuil V2.
Entre les instants t60 et t61, le transistor 9 est passant et le transistor 13 est bloqué, ce qui entraine une augmentation du courant IL, de préférence à partir d'un courant sensiblement égal à zéro. Entre les instants t61 et t62, le transistor 9 est bloqué et le transistor 13 est passant, ce qui entraine une diminution du courant IL à partir d'une valeur de pic du courant, obtenue à la fin de l'étape de magnétisation. Comme décrit en relation avec la figure 3, la valeur de courant IL idéale en fin de cycle est zéro. Dans l'exemple de la figure 5, la valeur du courant IL en fin de cycle est différente de zéro. Plus précisément, la valeur du courant à l'instant t62 est inférieure à zéro. Cela signifie que le courant IL n'a pas augmenté pendant une durée suffisamment élevée durant la magnétisation, autrement dit que le seuil V1 est trop bas, et/ou que le courant IL a diminué pendant une durée trop longue durant la démagnétisation, autrement dit que le seuil V2 est trop bas. Les seuils V1 et V2 sont donc ajustés au cycle suivant.
De retour à la figure 4, le circuit 20 comprend un circuit 200, configuré pour déterminer si le courant IL est égal à zéro à la fin de chaque cycle. Autrement dit, le circuit 200 compare la valeur du courant IL lorsque la sortie du comparateur 306 détermine que la tension VRAMP a atteint la valeur du seuil V2, avec la valeur zéro. De préférence, le circuit 200 détermine si le courant est supérieur ou inférieur à zéro. Le circuit 200 comprend par exemple deux sorties reliées, de préférence connectées, à un circuit 204 du circuit 20 configuré pour générer le signal de commande d. Le circuit comprend par exemple une sortie fournissant l'information selon laquelle le courant est supérieur à zéro et une sortie fournissant l'information selon laquelle le courant est inférieur à zéro. Si le courant alterne entre supérieur à zéro et inférieur à zéro, le circuit détermine que le courant est suffisamment proche de zéro.
Un exemple d'implémentation du circuit 200 est décrite dans la demande de brevet EP2819288.
Le circuit 200 comprend une première entrée recevant le courant IL. Cette première entrée est par exemple reliée, de préférence connectée, au nœud 11. Le circuit 200 comprend une deuxième entrée déterminant l'instant auquel le circuit 200 compare la valeur du courant IL à la valeur zéro. La deuxième entrée est de préférence reliée au nœud 177, c’est-à-dire le nœud recevant le signal de commande du transistor 13. Le circuit 200 détermine donc que le cycle est fini, et détermine donc le moment de comparer le courant IL à la valeur zéro, lorsque le signal de commande du transistor 13 commande au transistor 13 de passer d'un état passant à un état bloqué.
La deuxième entrée du circuit 200 est de préférence reliée au nœud 177 par un circuit 202 configuré pour retarder le signal d'une durée Δ. La durée Δ est déterminée de manière à s'assurer que la valeur du courant IL comparée avec la valeur zéro correspond bien à la valeur du courant en fin de cycle. La valeur de la durée Δ est ainsi au moins égale, de préférence sensiblement égale, au temps entre l'instant initial où le signal de commande sur le nœud 177 commande le changement d'état et l'instant où le courant à l'instant initial est comparé à la valeur zéro.
A titre de variante, le circuit 200 peut comprendre une unique sortie. La sortie du circuit 200 est alors reliée, de préférence connectée, à un circuit 204 du circuit 20 configuré pour générer le signal de commande d.
Le circuit 200 fournit, par sa ou ses sorties, un ou plusieurs signaux indiquant si le courant IL est sensiblement égal à zéro ou s'il est différent de zéro. A partir de ce signal, le circuit 204 détermine si les seuils V1 et V2 doivent être ajustés. De préférence, le circuit 200 fournit en sortie l'information selon laquelle le courant est inférieur ou supérieur à zéro.
Le circuit 204 fournit le signal d de manière à faire varier les seuils V1 et V2 comme décrit par la suite en relation avec la figure 5.
Le circuit 20 comprend de préférence un circuit 206 configuré pour comparer la tension Vbat à deux fois la tension Vout. Le résultat de cette comparaison correspond au résultat de la comparaison entre la valeur Vbat-Vout et la valeur Vout, autrement dit au résultat de la comparaison entre la valeur (Vin-Vout)/L et Vout/L, L étant la valeur de l'inductance L. Autrement dit, le circuit 206 est configuré pour comparer la pente du courant IL lors de la magnétisation et lors de la démagnétisation. Dans la suite, lorsqu'il est fait référence à la comparaison de pentes, la comparaison est faite sans tenir compte des signes des pentes. Autrement dit, la comparaison est faite sur les valeurs absolues des pentes. Dans la suite de la description, le terme pente fait référence à la valeur de la pente en valeur absolue.
Le circuit 206 est relié, de préférence connecté, en entrée au nœud 11 fournissant la tension Vout. Le circuit 206 est, de plus, relié, de préférence connecté, en entrée au rail 3. La liaison entre le circuit 206 et le rail 3 n'est pas représentée en figure 4. Le circuit 206 est relié, de préférence connecté, en sortie au circuit 204.
Si les valeurs Vbat et 2*Vout sont suffisamment proches, par exemple égales l'une à l'autre à 200 mV près, autrement dit que la tension Vbat est dans une gamme allant de 2*Vout-Vm et 2*Vout+Vm, Vm étant par exemple égal à 200 mV, cela signifie que les pentes du courant IL lors de la magnétisation et lors de la démagnétisation sont sensiblement les mêmes, au signe près. La modification des seuils ne permettrait donc pas de faire converger le courant IL de fin de cycle vers zéro. Ainsi, une sortie du circuit 206 est reliée, de préférence connectée, à une entrée du circuit 204. La sortie du circuit 206 fournit un signal indiquant si la valeur de la tension Vbat est dans ladite gamme.
De préférence, si le signal fourni au circuit 204 par le circuit 206 indique que la tension Vbat est dans ladite gamme, le signal de commande d généré par le circuit 204 indique au circuit 307 que les seuils V1 et V2 doivent chacun prendre une valeur prédéterminée, quelle que soit la valeur du courant IL. Par exemple, les valeurs prédéterminées, à un cycle donné, sont les valeurs que les seuils avaient au cycle précédent. Selon un autre exemple, la valeur prédéterminée est une valeur fixe, par exemple la valeur de DV la plus faible possible.
La figure 6 représente un exemple de variation de la variable DV. Dans l'exemple de la figure 5, la variable DV peut prendre 11 valeurs différentes DV1, DV2, DV3, DV4, DV5, DV6, DV7, DV8, DV9, DV10 et DV11. La valeur DV1 correspond par exemple à la valeur zéro, la variable DV pouvant donc prendre dix valeurs différentes de zéro.
La variable DV prend successivement toutes les valeurs possibles jusqu'à atteindre une valeur DV, et donc des valeurs de seuil V1 et V2, permettant d'avoir, en fin de cycle, un courant IL sensiblement égal à zéro.
Dans l'exemple de la figure 6, lors d'un premier cycle, correspondant à un premier palier P1, la variable DV a la valeur DV6. Les seuils V1 et V2 ont donc respectivement les valeurs Vref-DV6 et Vref+DV6. Si le courant IL est différent de zéro à la fin du cycle, la variable DV prend une valeur suivante, de préférence séparée de DV6 par la valeur de la constante. Dans l'exemple de la figure 6, la valeur suivante est la valeur DV7, égale à la valeur DV6 plus la valeur de la constante. Durant un deuxième cycle, correspondant à un deuxième palier P2, la variable DV a donc la valeur DV7.
A chaque cycle, si le courant en fin de cycle est différent de zéro, c’est-à-dire, en pratique, supérieur ou inférieur à zéro, la valeur DV est modifiée, ce qui correspond à un autre palier. Selon un mode de réalisation, si le courant est inférieur à zéro, la valeur DV est modifiée dans un premier sens, et si le courant est supérieur à zéro, la valeur DV est modifiée dans un deuxième sens, opposé au premier sens. Par exemple, si le courant est inférieur à zéro, la valeur DV prend une valeur inférieure, ce qui correspond à un pallier inférieur, et si le courant est supérieur à zéro, la valeur DV prend une valeur supérieure. Si la valeur DV atteint une valeur maximale, ici DV11, correspondant à un palier P3 ou une valeur minimale, ici DV1, les sens de modification de la valeur DV sont par exemple inversés. La valeur minimale correspond par exemple à la variable DV égale à zéro, c’est-à-dire à des seuils V1 et V2 égaux à Vref.
On considère par exemple que le courant de fin de cycle est sensiblement égal à zéro lorsqu'il alterne, d'un cycle à l'autre, entre inférieur à zéro et supérieur à zéro. Cela correspond, pour la valeur DV à une alternance entre deux valeurs de DV. En figure 5, la valeur DV alterne entre les valeurs DV3 et DV4, indiquant que le courant de fin de cycle est sensiblement égal à zéro.
A titre de variante, la variable DV peut initialement être égale à zéro, c’est-à-dire que les seuils V1 et V2 peuvent initialement être égaux à la tension Vref.
La figure 7 représente un autre mode de réalisation de convertisseur. Le convertisseur comprend des éléments identiques aux éléments du mode de réalisation de la figure 4. Seuls les éléments différents entre les modes de réalisation seront décrits.
Le mode de réalisation de la figure 7 diffère du mode de réalisation de la figure 4 en ce que la variation des tensions V1 et V2 lors d'un cycle donné est dépendante de la valeur du courant IL lorsque le signal COMP reprend la deuxième valeur (ici la valeur basse). Plus particulièrement la variation dépend du signe du courant IL, et des pentes du courant IL lors de la magnétisation, c’est-à-dire lorsque la tension VRAMP suit les variations de la rampe croissante (RP), et lors de la démagnétisation, c’est-à-dire lorsque la tension VRAMP suit les variations de la rampe décroissante (RN).
La pente du courant IL lors de la magnétisation est égale à (Vbat – Vout)/L. La pente du courant IL lors de la démagnétisation est égale à -Vout/L. Ainsi, lorsque la valeur (Vbat-Vout)/L est supérieure à la valeur Vout/L, c’est-à-dire lorsque la tension Vbat est supérieure à la valeur 2*Vout, cela signifie qu'une durée donnée a plus d'impact lors de la magnétisation que lors de la démagnétisation. Autrement dit, l'augmentation du courant IL durant une durée T de la magnétisation est supérieure à la diminution du courant IL durant une même durée T de la démagnétisation.
Similairement, lorsque la valeur (Vbat-Vout)/L est inférieure à la valeur Vout/L, c’est-à-dire lorsque la tension Vbat est supérieure à la valeur 2*Vout, cela signifie qu'une durée donnée a plus d'impact lors de la démagnétisation que lors de la magnétisation. Autrement dit, l'augmentation du courant IL durant une durée T de la magnétisation est inférieure à la diminution du courant IL durant une même durée T de la démagnétisation.
Une diminution du seuil V1 implique que la tension VRAMP, suivant les variations de la rampe RP, atteint le seuil V1 plus tôt. Le courant IL augmente donc pendant une durée plus courte et atteint une valeur moins élevée.
Une augmentation du seuil V1 implique que la tension VRAMP, suivant les variations de la rampe RP, atteint le seuil V1 plus tard. Le courant IL augmente donc pendant une durée plus importante et atteint une valeur plus élevée.
Similairement, une augmentation du seuil V2 implique que la tension VRAMP, suivant les variations de la rampe RN, atteint le seuil V2 plus tôt. Le courant IL diminue donc pendant une durée plus courte et atteint une valeur plus élevée.
Une diminution du seuil V2 implique que la tension VRAMP, suivant les variations de la rampe RN, atteint le seuil V1 plus tard. Le courant IL diminue donc pendant une durée plus importante et atteint une valeur moins élevée.
Dans le cas où la tension V1 est égale à Vref-DV et la tension V2 est égale à Vref+DV, les variations des tensions V1 et V2 sont effectuées en faisant varier la variable DV. Ainsi, le seuil V1 évolue d'une même valeur que le seuil V2, de manière opposée. Autrement dit, si le seuil V1 augmente d'une certaine valeur, le seuil V2 diminue de cette même valeur et vice versa.
Dans un premier cas, on considère que la variable DV est augmentée entre un premier cycle et un deuxième cycle suivant le premier cycle, c’est-à-dire que les seuils V1 et V2 sont plus éloignés l'un de l'autre lors du deuxième cycle que lors du premier cycle. La tension VRAMP atteint plus rapidement le seuil V1 durant la magnétisation du deuxième cycle que durant la magnétisation du premier cycle et atteint plus rapidement la tension V2 durant la démagnétisation du deuxième cycle que durant la démagnétisation du premier cycle. Ainsi, la valeur du courant IL augmente moins durant la magnétisation du deuxième cycle que durant la magnétisation du premier cycle et diminue moins durant la démagnétisation du deuxième cycle que durant la démagnétisation du premier cycle. Les rampes RP et RN ayant la même pente, la magnétisation et la démagnétisation sont raccourcies d'une même durée Dur entre les premier et deuxième cycles. Ces variations ont en particulier un impact sur la valeur du courant IL en fin de cycle.
Si la pente du courant est plus importante lors de la magnétisation que durant la démagnétisation, la différence entre l'augmentation du courant IL durant la magnétisation du premier cycle et celle durant la magnétisation du deuxième cycle est supérieure à la différence entre la diminution du courant IL durant la démagnétisation du premier cycle et celle durant ladé magnétisation du deuxième cycle. Ainsi, la valeur du courant IL en fin du deuxième cycle est inférieure à la valeur de fin du premier cycle, correspondant à une valeur inférieure de la variable DV.
Autrement dit, si la pente du courant est plus importante lors de la magnétisation que lors de la démagnétisation, autrement dit si la valeur (Vbat-Vout)/L est supérieure à la valeur Vout/L, et si la valeur du courant IL est supérieure à 0 à la fin d'un cycle, le circuit 307 est configuré pour augmenter la variable DV lors du cycle suivant, c’est-à-dire que la distance entre les tensions V1 et V2 augmente.
Similairement, dans le premier cas, si la pente du courant est plus importante lors de la démagnétisation que lors de la magnétisation, la différence entre l'augmentation du courant IL durant la magnétisation du premier cycle et celle durant la magnétisation du deuxième cycle est inférieure à la différence entre la diminution du courant IL durant la démagnétisation du premier cycle et celle durant la démagnétisation du deuxième cycle. Ainsi, la valeur du courant IL en fin du deuxième cycle est supérieure à la valeur de fin du premier cycle, correspondant à une valeur inférieure de la variable DV.
Autrement dit, si la pente du courant est plus importante lors de la démagnétisation que lors de la magnétisation, autrement dit si la valeur (Vbat-Vout)/L est supérieure à la valeur Vout/L, et si la valeur du courant IL est inférieure à 0 à la fin d'un cycle, le circuit 307 est configuré pour augmenter la variable DV lors du cycle suivant c’est-à-dire que la distance entre les tensions V1 et V2 augmente.
Dans un deuxième cas, on considère que la variable DV est diminuée entre un premier cycle et un deuxième cycle suivant le premier cycle, c’est-à-dire que les seuils V1 et V2 sont moins éloignés l'un de l'autre lors du deuxième cycle que lors du premier cycle. La tension VRAMP atteint plus lentement le seuil V1 durant la magnétisation du deuxième cycle que durant la magnétisation du premier cycle et atteint plus lentement la tension V2 durant la démagnétisation du deuxième cycle que durant la démagnétisation du premier cycle. Ainsi, la valeur du courant IL augmente plus durant la magnétisation du deuxième cycle que durant la magnétisation du premier cycle et diminue plus durant la démagnétisation du deuxième cycle que durant la démagnétisation du premier cycle. Les rampes RP et RN ayant la même pente, la magnétisation et la démagnétisation sont allongées d'une même durée entre les premier et deuxième cycles. Ces variations ont en particulier un impact sur la valeur du courant IL en fin de cycle.
Si la pente du courant est plus importante lors de la magnétisation que durant la démagnétisation, la différence entre l'augmentation du courant IL durant la magnétisation du premier cycle et celle durant la magnétisation du deuxième cycle est supérieure à la différence entre la diminution du courant IL durant la démagnétisation du premier cycle et celle durant la démagnétisation du deuxième cycle. Ainsi, la valeur du courant IL en fin du deuxième cycle est supérieure à la valeur de fin du premier cycle, correspondant à une valeur inférieure de la variable DV.
Autrement dit, si la pente du courant est plus importante lors de la magnétisation que lors de la démagnétisation, autrement dit si la valeur (Vbat-Vout)/L est supérieure à la valeur Vout/L, et si la valeur du courant IL est inférieure à 0 à la fin d'un cycle, le circuit 307 est configuré pour diminuer la variable DV lors du cycle suivant c’est-à-dire que la distance entre les tensions V1 et V2 diminue.
Similairement, dans le deuxième cas, si la pente du courant est plus importante lors de la démagnétisation que lors de la magnétisation, la différence entre l'augmentation du courant IL durant la magnétisation du premier cycle et celle durant la magnétisation du deuxième cycle est inférieure à la différence entre la diminution du courant IL durant la démagnétisation du premier cycle et celle durant la démagnétisation du deuxième cycle. Ainsi, la valeur du courant IL en fin du deuxième cycle est inférieure à la valeur de fin du premier cycle, correspondant à une valeur inférieure de la variable DV.
Autrement dit, si la pente du courant est plus importante lors de la démagnétisation que lors de la magnétisation, autrement dit si la valeur (Vbat-Vout)/L est supérieure à la valeur Vout/L, et si la valeur du courant IL est supérieure à 0 à la fin d'un cycle, le circuit 307 est configuré pour diminuer la variable DV lors du cycle suivant c’est-à-dire que la distance entre les tensions V1 et V2 diminue.
Le circuit 20 de la figure 4 est remplacé, dans le mode de réalisation de la figure 7, par un circuit 20' configuré pour fournir le signal d de commande du circuit 307. Le circuit 307 ajuste les seuils V1 et V2 en fonction du signal d comme cela a été décrit précédemment en relation avec la figure 7. Ainsi, le signal d est généré par le circuit 20' de manière à commander l'augmentation de la valeur de DV ou la diminution de la valeur de DV selon la valeur du courant IL en fin de cycle et selon la comparaison des pentes du courant IL durant la magnétisation et la démagnétisation.
Le circuit 20 comprend un circuit 200' configuré pour déterminer si le courant IL est inférieur, supérieur ou égal à la valeur zéro. Comme le circuit 200 de la figure 4, le circuit 200' comprend une première entrée reliée, de préférence connectée au nœud 11 fournissant la tension Vout et une deuxième entrée permettant de déterminer la fin du cycle de fonctionnement. La deuxième entrée est par exemple, comme dans le mode de réalisation de la figure 4, reliée au nœud 177 par l'intermédiaire du circuit 202.
Dans l'exemple de la figure 7, le circuit 200' comprend deux sorties. Une sortie fournit un signal EAR indiquant que le courant IL à la fin du dernier cycle est positif. Par exemple, le signal EAR prend une première valeur pour indiquer que le courant était positif en fin de cycle et une deuxième valeur pour indiquer qu'il n'était pas positif en fin de cycle. Une autre sortie fournit un signal LAT indiquant que le courant IL à la fin du dernier cycle est négatif. Par exemple, le signal LAT prend une première valeur pour indiquer que le courant était négatif en fin de cycle et une deuxième valeur pour indiquer qu'il n'était pas négatif en fin de cycle. Si les signaux EAR et LAT conservent la deuxième valeur, cela signifie que le courant IL était, en fin de cycle, égal à zéro.
Le circuit 20' comprend, de plus, un circuit 206' configuré pour comparer la tension Vbat à deux fois la tension Vout. Le résultat de cette comparaison correspond au résultat de la comparaison entre la valeur Vbat-Vout et la valeur Vout, autrement dit au résultat de la comparaison entre la valeur (Vin-Vout)/L et Vout/L. Autrement dit, le circuit 206 est configuré pour comparer la pente du courant IL lors de la magnétisation et lors de la démagnétisation.
Le circuit 206' est relié, de préférence connecté, en entrée au nœud 11 fournissant la tension Vout. Le circuit 206' est, de plus, relié, de préférence connecté, en entrée au rail 3. La liaison entre le circuit 206' et le rail 3 n'est pas représentée en figure 7.
Le circuit 206’ fournit, comme le circuit 206 de la figure 4, l'information selon laquelle les valeurs Vbat et 2*Vout sont suffisamment proches, par exemple égales l'une à l'autre à 200 mV près.
Le circuit 206' est aussi configuré pour fournir l'information selon laquelle la pente du courant IL lors de la magnétisation est supérieure ou inférieure à la pente du courant IL lors de la démagnétisation. Autrement dit, le circuit 206' est configuré pour fournir l'information selon laquelle Vbat est inférieure ou supérieure à 2*Vout.
Le circuit 20' comprend, de plus, un circuit 204' configuré pour générer le signal d. Le circuit 204' est relié, de préférence connecté, en entrée aux sorties des circuits 200' et 206'. Le circuit 204' génère donc le signal d, comme précédemment décrit, en fonction de :
- l'information générée par le circuit 200' indiquant le signe du courant IL en fin de cycle ;
- l'information générée par le circuit 206' indiquant si la pente du courant IL lors de la magnétisation est supérieure ou inférieure à la pente du courant IL lors de la démagnétisation ; et
- l'information générée par le circuit 206' indiquant si les valeurs de Vbat et 2*Vout sont suffisamment proches, par exemple égales l'une à l'autre à 200 mV près.
Autrement dit, selon un mode de réalisation, si :
- la tension Vbat est comprise dans la gamme de valeur décrite précédemment, par exemple entre 2*Vout-200 mV et 2*Vout+200 mV, les seuils V1 et V2 sont mis à une valeur prédéterminée indépendante des valeurs des seuils au cycle précédent, ou dans un autre exemple, conservent les valeurs du cycle précédent ;
- la tension Vbat n'est pas comprise dans la gamme de valeur décrite précédemment, par exemple entre 2*Vout-200 mV et 2*Vout+200 mV, et si la tension Vbat est supérieure à la tension 2*Vout, autrement dit, dans cet exemple, si la tension Vbat est supérieure à 2*Vout+200 mV :
a) si le courant IL est inférieur à zéro, la valeur DV est diminuée, autrement dit, le seuil V1 est augmenté et le seuil V2 est diminué ; et
b) si le courant IL est supérieur à zéro, la valeur DV est augmentée, autrement dit, le seuil V1 est diminué et le seuil V2 est augmenté ;
- la tension Vbat n'est pas comprise dans la gamme de valeur décrite précédemment, par exemple entre 2*Vout-200 mV et 2*Vout+200 mV, et si la tension Vbat est inférieure à la tension 2*Vout, autrement dit, dans cet exemple, si la tension Vbat est inférieure à 2*Vout-200 mV :
a) si le courant IL est supérieur à zéro, la valeur DV est diminuée, autrement dit, le seuil V1 est augmenté et le seuil V2 est diminué ; et
b) si le courant IL est inférieur à zéro, la valeur DV est augmentée, autrement dit, le seuil V1 est diminué et le seuil V2 est augmenté.
A titre de variante, les seuils V1 et V2 pourraient être modifiés indépendamment l'un de l'autre. Dans ce cas, si le courant IL en fin d'un cycle est inférieur à zéro, le seuil V1 est diminué ou le seuil V2 est augmenté au cycle suivant. Si le courant IL en fin d'un cycle est inférieur à zéro, le seuil V1 est augmenté ou le seuil V2 est diminué au cycle suivant.
Un avantage du mode de réalisation de la figure 7 est qu'il permet de converger plus rapidement vers une valeur DV permettant d'avoir un courant IL nul en fin de cycle.
La figure 8 représente un exemple d'implémentation d'une partie du convertisseur de la figure 4 ou de la figure 7. Plus précisément, la figure 8 représente un exemple d'implémentation du circuit 307 et du circuit 309.
Le circuit 307 comprend, reliés en série dans cet ordre entre le nœud 3 et le nœud 5, une source de courant 50, une résistance 52, une résistance 54 et une source de courant 56. Ainsi, la source 50 est reliée, de préférence connectée, entre le nœud 3 et une borne de la résistance 52. Ainsi, la source 50 et la résistance 52 sont reliées, de préférence connectées, à un nœud 62. L'autre borne de la résistance 52 est reliée, de préférence connectée, à un nœud central 53. Une borne de la résistance 54 est reliée, de préférence connectée, au nœud central 53. L'autre borne de la résistance est reliée, de préférence connectée, à une borne de la source de courant 56. Ainsi, la source 56 et la résistance 54 sont reliées, de préférence connectées, à un nœud 64. L'autre borne de la source de courant 56 est reliée, de préférence connectée, au nœud 5.
Le circuit 307 reçoit, sur une entrée 58, la tension Vref. Le circuit 307 reçoit, de plus, sur une entrée 60 représentée par deux nœuds en figure 8, le signal d.
Le nœud 62, entre la source 50 et la résistance 52 constitue une sortie du circuit 307 et est relié, de préférence connecté, à une entrée du circuit de sélection 309. La tension sur le nœud 62 est égale à la tension Vref + DV, c’est-à-dire la tension V2.
De même, le nœud 64, entre la source 56 et la résistance 54 constitue une sortie du circuit 307 et est relié, de préférence connecté, à une entrée du circuit de sélection 309. La tension sur le noeud 64 est égale à la tension Vref – DV, c’est-à-dire la tension V1.
Les sources de courant 50 et 56 sont commandées par le signal d. Les signaux d sont donc générés de manière à configurer les sources et ajuster les tensions sur les nœuds 62 et 64.
Divers modes de réalisation et variantes ont été décrits. La personne du métier comprendra que certaines caractéristiques de ces divers modes de réalisation et variantes pourraient être combinées, et d’autres variantes apparaîtront à la personne du métier.
Enfin, la mise en oeuvre pratique des modes de réalisation et variantes décrits est à la portée de la personne du métier à partir des indications fonctionnelles données ci-dessus.

Claims (14)

  1. Convertisseur (1) de tension comprenant :
    un premier transistor (9) connecté entre un premier noeud (11) du convertisseur et un deuxième noeud (3) configuré pour recevoir une tension d'alimentation (Vbat) ;
    un deuxième transistor (13) connecté entre le premier noeud et un troisième noeud (5) configuré pour recevoir un potentiel de référence (GND) ; et
    un premier circuit (300) configuré pour commander les premier et deuxième transistors ;
    un comparateur (306) configuré pour comparer une première tension (VRAMP) à un seuil, la première tension (VRAMP) étant égale, durant une première période, à une première rampe croissante (RP) et durant une deuxième période à une deuxième rampe décroissante (RN),
    le seuil ayant une première valeur durant la première période et une deuxième valeur durant la deuxième période, les première et deuxième valeurs étant variables.
  2. Procédé de fonctionnement d'un convertisseur (1) de tension comprenant :
    un premier transistor (9) connecté entre un premier noeud (11) du convertisseur et un deuxième noeud (3) configuré pour recevoir une tension d'alimentation (Vbat) ;
    un deuxième transistor (13) connecté entre le premier noeud et un troisième noeud (5) configuré pour recevoir un potentiel de référence (GND) ; et
    un premier circuit (300) configuré pour commander les premier et deuxième transistors,
    le procédé comprenant, lors de chaque cycle de fonctionnement :
    - une première période au cours de laquelle un comparateur (306) compare une première tension (VRAMP) à un seuil, la première tension (VRAMP) étant égale, durant la première période, à une première rampe croissante (RP), le seuil ayant, durant la première période, une première valeur ; et
    - une deuxième période au cours de laquelle un comparateur (306) compare la première tension (VRAMP) au seuil, la première tension (VRAMP) étant égale, durant la deuxième période, à une deuxième rampe décroissante (RN), le seuil ayant, durant la deuxième période, une deuxième valeur,
    les première et deuxième valeurs du seuil étant variables.
  3. Convertisseur selon la revendication 1 ou procédé selon la revendication 2, dans lequel le convertisseur comprend un deuxième circuit (307) configuré pour générer le seuil.
  4. Convertisseur selon la revendication 1 ou 3 ou procédé selon la revendication 2 ou 3, dans lequel le convertisseur comprend un troisième circuit (200, 200') configuré pour comparer le courant (IL) dans le premier nœud (11) à la valeur zéro, le deuxième circuit (307) étant configuré pour modifier la valeur du seuil (V1, V2) durant un cycle de fonctionnement si le courant dans le premier nœud à la fin du cycle précédent est différent de zéro.
  5. Convertisseur selon la revendication 1, 3 ou 4 ou procédé selon l'une quelconque des revendications 2 à 4, dans lequel la première valeur du seuil est égale à une tension de référence (Vref) plus une troisième valeur (DV), et la deuxième valeur du seuil est égale à la tension de référence (Vref) moins la troisième valeur (DV), la troisième valeur étant variable.
  6. Convertisseur ou procédé selon la revendication 5, dans lequel la troisième valeur (DV) varie entre un nombre de valeurs prédéterminées.
  7. Convertisseur ou procédé selon la revendication 5 ou 6, dans lequel les valeurs prédéterminées de la troisième valeur sont successivement séparées par une même quatrième valeur constante.
  8. Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 1, 4 à 7 ou procédé selon l'une quelconque des revendications 2, 4 à 7, dans son rattachement à la revendication 3, dans lequel le convertisseur comprend un quatrième circuit (206, 206') configuré pour déterminer si la tension d'alimentation (Vbat) est dans une gamme allant de la valeur de la tension sur le premier nœud (Vout) moins 200 mV à la valeur de la tension sur le premier nœud (Vout) plus 200 mV, le deuxième circuit (307) étant configuré, dans le cas où la tension d'alimentation est dans cette gamme lors d'un cycle, pour conserver les première et deuxième valeurs du seuil pour le cycle suivant ou pour que les première et deuxième valeurs du seuil aient, durant le cycle suivant, une valeur prédéterminée.
  9. Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 1, 3 à 8 ou procédé selon l'une quelconque des revendications 2 à 8, dans lequel le convertisseur comprend un cinquième circuit (200, 200') configuré pour déterminer si la valeur du courant dans le premier nœud (IL) est inférieure ou supérieure à zéro.
  10. Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 1, 3 à 9 ou procédé selon l'une quelconque des revendications 2 à 9, dans lequel le convertisseur comprend un sixième circuit (206, 206') configuré pour déterminer si la pente du courant dans le premier nœud lors de la première période d'un cycle est supérieure ou inférieure à la pente durant la deuxième période d'un cycle.
  11. Convertisseur ou procédé selon les revendication 9 et 10, dans lequel le deuxième circuit est configuré pour faire varier les première et deuxièmes valeurs du seuil de telle manière que :
    a) si la pente du courant dans le premier nœud durant la première période est supérieure à la pente du courant dans le premier nœud durant la deuxième période et si le courant dans le premier nœud (IL) est inférieur à zéro, la distance entre les première et deuxième valeurs du seuil est diminuée ;
    b) si la pente du courant dans le premier nœud durant la première période est supérieure à la pente du courant dans le premier nœud durant la deuxième période et si le courant dans le premier nœud (IL) est supérieur à zéro, la distance entre les première et deuxième valeurs du seuil est augmentée ;
    c) si la pente du courant dans le premier nœud durant la première période est inférieure à la pente du courant dans le premier nœud durant la deuxième période et si le courant dans le premier nœud (IL) est inférieur à zéro, la distance entre les première et deuxième valeurs du seuil est augmentée ; et
    d) si la pente du courant dans le premier nœud durant la première période est inférieure à la pente du courant dans le premier nœud durant la deuxième période et si le courant dans le premier nœud (IL) est supérieur à zéro, la distance entre les première et deuxième valeurs du seuil est diminuée ;
  12. Convertisseur ou procédé selon la revendication 11, dans lequel, dans les cas a) et d), la troisième valeur est augmentée et dans les cas b) et c) la troisième valeur est diminuée.
  13. Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 1, 3 à 12 ou procédé selon l'une quelconque des revendications 2 à 12, dans lequel le troisième circuit (200, 200'), configuré pour comparer le courant dans le premier nœud à zéro, comprend une entrée reliée au premier nœud et une entrée reliée au nœud d'application de la tension de commande du deuxième transistor (13).
  14. Convertisseur ou procédé selon la revendication 13, dans lequel le troisième circuit est relié au nœud d'application de la tension de commande par un circuit appliquant un retard au signal de commande.
FR2008096A 2020-07-30 2020-07-30 Convertisseur de tension Active FR3113142B1 (fr)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR2008096A FR3113142B1 (fr) 2020-07-30 2020-07-30 Convertisseur de tension
US17/388,553 US11750096B2 (en) 2020-07-30 2021-07-29 Voltage converter and method
CN202110874272.4A CN114070060A (zh) 2020-07-30 2021-07-30 电压转换器和方法
US18/359,548 US20230387803A1 (en) 2020-07-30 2023-07-26 Voltage converter and method

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR2008096 2020-07-30
FR2008096A FR3113142B1 (fr) 2020-07-30 2020-07-30 Convertisseur de tension

Publications (2)

Publication Number Publication Date
FR3113142A1 true FR3113142A1 (fr) 2022-02-04
FR3113142B1 FR3113142B1 (fr) 2022-12-23

Family

ID=73013687

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
FR2008096A Active FR3113142B1 (fr) 2020-07-30 2020-07-30 Convertisseur de tension

Country Status (3)

Country Link
US (2) US11750096B2 (fr)
CN (1) CN114070060A (fr)
FR (1) FR3113142B1 (fr)

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20080298106A1 (en) * 2007-05-30 2008-12-04 Texas Instruments Incorporated Adaptive rectifier Architecture and method for switching regulators
US20120038331A1 (en) * 2010-08-10 2012-02-16 Texas Instruments Incoporated Systems and Methods of Smooth Light Load Operation in a DC/DC Converter
US20140191744A1 (en) * 2013-01-07 2014-07-10 Samsung Electronics Co., Ltd. Switching regulator and comparator-based zero current detection method used by the switching regulator
EP2819288A1 (fr) 2013-06-25 2014-12-31 ST-Ericsson SA Procédé de détection de polarité de courant d'inductance creuse dans un circuit à modulation de largeur d'impulsion avec une charge inductive
US20190267897A1 (en) * 2018-02-26 2019-08-29 Nuvoton Technology Corporation Voltage regulation system, regulator chip and voltage regulation control method

Family Cites Families (65)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SE9302453L (sv) 1993-07-20 1994-10-17 Telia Ab Förfarande och anordning för synkronisering i digitalt transmissionssystem av typen OFDM
FI961164A (fi) 1996-03-13 1997-09-14 Nokia Technology Gmbh Menetelmä kanavavirheiden korjaamiseksi digitaalisessa tietoliikennejärjestelmässä
US5732113A (en) 1996-06-20 1998-03-24 Stanford University Timing and frequency synchronization of OFDM signals
US6363128B1 (en) 1996-09-02 2002-03-26 Stmicroelectronics N.V. Multi-carrier transmission systems
US6359938B1 (en) 1996-10-31 2002-03-19 Discovision Associates Single chip VLSI implementation of a digital receiver employing orthogonal frequency division multiplexing
GB9709063D0 (en) 1997-05-02 1997-06-25 British Broadcasting Corp Improvements to OFDM symbol synchronization
DE69739012D1 (de) 1997-09-04 2008-11-06 Sony Deutschland Gmbh Übertragungssystem für OFDM-Signale mit optimierter Synchronisation
US6295326B1 (en) 1999-03-08 2001-09-25 Bandspeed, Inc. Kalman filter based equalization for digital multicarrier communications systems
US6295217B1 (en) 1999-03-26 2001-09-25 Sarnoff Corporation Low power dissipation power supply and controller
AU740804B2 (en) 1999-07-19 2001-11-15 Nippon Telegraph & Telephone Corporation OFDM packet communication receiver system
US6452366B1 (en) 2000-02-11 2002-09-17 Champion Microelectronic Corp. Low power mode and feedback arrangement for a switching power converter
US6633616B2 (en) 2001-02-21 2003-10-14 Magis Networks, Inc. OFDM pilot tone tracking for wireless LAN
US7088782B2 (en) 2001-04-24 2006-08-08 Georgia Tech Research Corporation Time and frequency synchronization in multi-input, multi-output (MIMO) systems
US7039000B2 (en) 2001-11-16 2006-05-02 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Timing synchronization for OFDM-based wireless networks
WO2003047080A1 (fr) 2001-11-29 2003-06-05 Sanken Electric Co., Ltd. Alimentation a decoupage
US7173990B2 (en) 2001-12-27 2007-02-06 Dsp Group Inc. Joint equalization, soft-demapping and phase error correction in wireless system with receive diversity
US7139340B2 (en) 2002-06-28 2006-11-21 Hitachi, Ltd. Robust OFDM carrier recovery methods and apparatus
SG111072A1 (en) 2002-07-03 2005-05-30 Oki Techno Ct Singapore Pte Receiver and method for wlan burst type signals
WO2004086710A1 (fr) 2003-03-28 2004-10-07 Intel Corporation Systeme et procede destines a l'estimation a decalage de frequence a deux canaux des signaux ofdm
ITMI20031315A1 (it) * 2003-06-27 2004-12-28 St Microelectronics Srl Dispositivo per la correzione del fattore di potenza in alimentatori a commutazione forzata.
JP2006050888A (ja) 2004-07-02 2006-02-16 Rohm Co Ltd 電源装置、それを用いた電力増幅装置、携帯電話端末
JP2006158097A (ja) 2004-11-30 2006-06-15 Renesas Technology Corp 電源制御用半導体集積回路および電子部品並びに電源装置
US7190150B2 (en) 2005-02-28 2007-03-13 Freescale Semiconductor, Inc. DC—DC converter for power level tracking power amplifiers
JP4636249B2 (ja) 2005-07-19 2011-02-23 ミツミ電機株式会社 電流共振型ｄｃ／ｄｃコンバータおよびそのゼロ電流スイッチング実現方法
US7321258B2 (en) 2005-07-29 2008-01-22 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Method and apparatus for controlling the charge of a bootstrap capacitor for non-synchronous type DC-DC converter
JP4421536B2 (ja) 2005-09-09 2010-02-24 富士通マイクロエレクトロニクス株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ、ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路及びｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法
JP2007097326A (ja) 2005-09-29 2007-04-12 Fujitsu Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ、ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路及びｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法
JP4440869B2 (ja) 2005-10-25 2010-03-24 富士通マイクロエレクトロニクス株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ、ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路及びｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法
GB2433654A (en) * 2005-12-22 2007-06-27 Cambridge Semiconductor Ltd Switch mode power supply controller
JP4916961B2 (ja) 2007-06-20 2012-04-18 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体装置およびそれを用いた電源装置
US7612544B2 (en) * 2007-09-20 2009-11-03 Analog Devices, Inc. Linearized controller for switching power converter
US7880454B2 (en) 2007-12-21 2011-02-01 L&L Engineering Llc Methods and systems for control of switches in power regulators/power amplifiers
US9059632B2 (en) * 2008-03-24 2015-06-16 O2Micro, Inc. Controllers for DC to DC converters
US7863875B1 (en) 2008-04-23 2011-01-04 Fairchild Semiconductor Corporation Non-linear control techniques for improving transient response to load current step change
US8008902B2 (en) * 2008-06-25 2011-08-30 Cirrus Logic, Inc. Hysteretic buck converter having dynamic thresholds
US8148967B2 (en) 2008-08-05 2012-04-03 Intersil Americas Inc. PWM clock generation system and method to improve transient response of a voltage regulator
US8575908B2 (en) 2008-09-24 2013-11-05 Intersil Americas LLC Voltage regulator including constant loop gain control
US7872456B2 (en) 2008-12-16 2011-01-18 Texas Instruments Incorporated Discontinuous conduction mode pulse-width modulation
US8199537B2 (en) * 2009-02-19 2012-06-12 Iwatt Inc. Detecting light load conditions and improving light load efficiency in a switching power converter
KR101039906B1 (ko) 2009-03-12 2011-06-09 한양대학교 산학협력단 어댑티브 온 타임 컨트롤러 및 이를 이용한 ｐｆｍ 벅 변환기
JP5347748B2 (ja) 2009-06-18 2013-11-20 富士通セミコンダクター株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ及びｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法
US8395367B2 (en) 2009-08-05 2013-03-12 Upi Semiconductor Corporation DC-DC converter with a constant on-time pulse width modulation controller
US8618779B2 (en) * 2009-11-24 2013-12-31 Fairchild Semiconductor Corporation Switch-mode regulator including hysteretic control
EP2337203B1 (fr) 2009-12-15 2013-05-22 Nxp B.V. Circuit pour alimentation électrique en mode commuté
US20120049826A1 (en) 2010-08-31 2012-03-01 Intersil Americas Inc. System and method of adaptive slope compensation for voltage regulator with constant on-time control
JP5771982B2 (ja) 2010-12-27 2015-09-02 ミツミ電機株式会社 スイッチング電源装置
KR102013470B1 (ko) 2011-10-26 2019-10-21 마이크로세미 코포레이션 스텝-다운 dc/dc 컨버터를 위한 히스테리시스 제어부
JP2013165598A (ja) 2012-02-13 2013-08-22 Panasonic Corp 電源装置および、これを用いた照明装置，照明器具
US9077242B2 (en) 2012-09-27 2015-07-07 Semiconductor Components Industries, Llc Converter and method which remains biased for operation in the pulse frequency modulation mode and pulse width modulation mode
US9112425B2 (en) 2013-06-14 2015-08-18 Power Integrations, Inc. Switch mode power converter having burst mode with current offset
US9722490B2 (en) 2013-09-05 2017-08-01 Intersil Americas LLC Smooth transition of a power supply from a first mode, such as a pulse-frequency-modulation (PFM) mode, to a second mode, such as a pulse-width-modulation (PWM) mode
TWI513152B (zh) 2013-09-17 2015-12-11 Upi Semiconductor Corp 時間信號產生器及時間信號產生方法
US9621036B2 (en) 2014-01-09 2017-04-11 Allegro Microsystems, Llc Circuits and techniques for improving regulation in a regulator having more than one mode of operation
US9467051B2 (en) 2014-01-16 2016-10-11 Micrel, Inc. Switching regulator using adaptive slope compensation with DC correction
US9991798B2 (en) 2014-02-13 2018-06-05 Texas Instruments Incorporated Constant on-time control for power converter
US9325233B2 (en) 2014-07-01 2016-04-26 Texas Instruments Incorporated DC to DC converter and PWM controller with adaptive compensation circuit
US9685868B2 (en) 2015-02-10 2017-06-20 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Synchronous rectifier for buck converter without the need for a comparator
US9577527B2 (en) 2015-03-20 2017-02-21 Active-Semi, Inc. Current metering for transitioning between operating modes in switching regulators
US9935553B2 (en) 2015-04-17 2018-04-03 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Control scheme for hysteretic buck controller with inductor coil current estimation
US10020732B2 (en) * 2016-08-25 2018-07-10 Silanna Asia Pte Ltd Power converter having low power operating mode
EP3468022A1 (fr) 2017-10-04 2019-04-10 Nxp B.V. Convertisseur de puissance en mode commuté
US11018582B2 (en) 2018-10-24 2021-05-25 Texas Instruments Incorporated Adaptive synchronous rectification in a voltage converter
FR3087973A1 (fr) 2018-10-25 2020-05-01 Stmicroelectronics (Grenoble 2) Sas Procede de reglage d'une source d'alimentation a decoupage du type abaisseur de tension, et source d'alimentation correspondante
FR3102620B1 (fr) 2019-10-24 2022-12-23 St Microelectronics Grenoble 2 Convertisseur de tension
US11594967B2 (en) 2021-04-27 2023-02-28 Apple Inc. Hysteretic current control switching power converter with clock-controlled switching frequency

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20080298106A1 (en) * 2007-05-30 2008-12-04 Texas Instruments Incorporated Adaptive rectifier Architecture and method for switching regulators
US20120038331A1 (en) * 2010-08-10 2012-02-16 Texas Instruments Incoporated Systems and Methods of Smooth Light Load Operation in a DC/DC Converter
US20140191744A1 (en) * 2013-01-07 2014-07-10 Samsung Electronics Co., Ltd. Switching regulator and comparator-based zero current detection method used by the switching regulator
EP2819288A1 (fr) 2013-06-25 2014-12-31 ST-Ericsson SA Procédé de détection de polarité de courant d'inductance creuse dans un circuit à modulation de largeur d'impulsion avec une charge inductive
US20190267897A1 (en) * 2018-02-26 2019-08-29 Nuvoton Technology Corporation Voltage regulation system, regulator chip and voltage regulation control method

Also Published As

Publication number Publication date
US20230387803A1 (en) 2023-11-30
US20220038004A1 (en) 2022-02-03
FR3113142B1 (fr) 2022-12-23
US11750096B2 (en) 2023-09-05
CN114070060A (zh) 2022-02-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP2104213B1 (fr) Procédé d'asservissement d'un convertisseur DC-DC en mode discontinu
FR3102620A1 (fr) Convertisseur de tension
EP4037170B1 (fr) Synchronisation d'un dispositif électronique
FR2884079A1 (fr) Commande d'un transistor mos
EP4044415A1 (fr) Démarrage d'une alimentation à découpage
EP4068606A1 (fr) Convertisseur de tension
EP3499699A1 (fr) Alimentation à découpage et son procédé de commande
EP4037174A1 (fr) Synchronisation d'un dispositif électronique
EP3771082A1 (fr) Alimentation a decoupage
EP2932588B1 (fr) Circuit de comparaison d'une tension a un seuil et conversion d'energie electrique
FR3102900A1 (fr) Convertisseur de tension
FR3102621A1 (fr) Comparateur de tension
EP3576268B1 (fr) Circuit électronique d'alimentation
EP4092892A1 (fr) Alimentation à découpage
EP3945674A1 (fr) Convertisseur de tension
FR3113142A1 (fr) Convertisseur de tension
EP3633487A1 (fr) Convertisseur à découpage
EP3945673A1 (fr) Comparateur de tension
EP1986314A1 (fr) Procédé de commande d'une alimentation à découpage à un seul élément inductif et plusieurs sorties, et alimentation correspondante, en particulier pour un téléphone mobile cellulaire
EP3641116B1 (fr) Alimentation à découpage
EP3584918B1 (fr) Convertisseur à découpage
FR3113140A1 (fr) Convertisseur de tension
EP3771080A1 (fr) Démarrage d'une alimentation à découpage
FR3103581A1 (fr) Pompe de charge
EP4089906A1 (fr) Convertisseur abaisseur dc-dc à découpage

Legal Events

Date Code Title Description
PLFP Fee payment

Year of fee payment: 2

PLSC Publication of the preliminary search report

Effective date: 20220204

PLFP Fee payment

Year of fee payment: 3

PLFP Fee payment

Year of fee payment: 4