FR3102581A1 - Régulateur de tension - Google Patents

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Abstract

Régulateur de tension La présente description concerne un dispositif comprenant : un premier transistor (108) connecté entre un rail (100) d'application d'un premier potentiel (Vcc) et une borne de sortie (106) du dispositif (1) ; un deuxième transistor (110) connecté entre la borne de sortie (106) et une première borne (128) d'une première source de courant (112), une deuxième borne de la première source de courant (112) étant connectée à un rail (102) d'application d'un deuxième potentiel (GND) ; et un circuit amplificateur à gain variable (114, 116, 120) configuré pour fournir un potentiel (V2) à une borne de commande du premier transistor (108) à partir d'un potentiel (V1) disponible sur la première borne (128) de la première source de courant (112), le gain du circuit amplificateur étant déterminé par un potentiel (Vout) sur la borne de sortie (106). Figure pour l'abrégé : Fig. 1

Description

Régulateur de tension
La présente description concerne de façon générale les systèmes et circuits électroniques, et plus particulièrement les régulateurs de tension, notamment les régulateurs à faible chute de tension ("Low Drop Out regulators" en anglais) ou régulateurs LDO.
On connaît des régulateurs LDO utilisés dans des systèmes électroniques pour fournir un potentiel d'alimentation à divers éléments (mémoires, circuits de traitement, etc.) de ces systèmes électroniques. Ces régulateurs LDO sont configurés pour fournir, à partir d'une source d'alimentation électrique, un potentiel d'alimentation constant (DC) dont la valeur est déterminée par un signal de consigne.
Toutefois, la valeur du potentiel d'alimentation fourni par de tels régulateurs peut varier et s'éloigner de sa valeur de consigne. C'est notamment le cas lors de variations du courant appelé par un ou plusieurs éléments, ou charges, que le régulateur alimente, ce phénomène étant couramment appelé transitoire de charge ("load transient" en anglais). C'est également le cas lors de variations de la tension d'alimentation fournie à ces régulateurs par des sources d'alimentation électrique, ce phénomène étant couramment appelé transitoire de ligne ("line transient" en anglais).
Il existe un besoin d'un régulateur de tension fournissant un potentiel d'alimentation constant dont la valeur s'éloigne le moins possible d'une valeur de consigne. Il existe notamment un besoin d'un régulateur de tension capable de ramener la valeur du potentiel d'alimentation qu'il fournit à la valeur de consigne, aussi vite que possible suite à un transitoire de charge ou de ligne.
Un mode de réalisation pallie tout ou partie des inconvénients des régulateurs de tension connus, notamment des régulateurs LDO connus.
Selon un premier aspect, un mode de réalisation prévoit un dispositif comprenant :
un premier transistor connecté entre un premier noeud et une borne de sortie du dispositif reliée à un premier rail d'application d'un premier potentiel ;
une première source de courant connectée entre le premier noeud et un deuxième rail d'application d'un deuxième potentiel ; et
un premier circuit comprenant :
-une deuxième source de courant connectée entre le deuxième rail et un deuxième noeud ;
-un amplificateur opérationnel dont une entrée non inverseuse est configurée pour recevoir un potentiel de consigne ; et
-un deuxième transistor connecté entre le deuxième noeud et une entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel reliée au premier rail, une borne de commande du deuxième transistor étant connectée à une sortie de l'amplificateur opérationnel et à une borne de commande du premier transistor.
Selon un mode de réalisation, en régime statique :
-un courant traversant le premier transistor détermine une première tension entre la borne de commande du premier transistor et la borne de sortie ; et
-un courant traversant le deuxième transistor détermine une deuxième tension entre la borne de commande du deuxième transistor et l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel,
le premier circuit étant configuré pour que les première et deuxième tensions soient égales.
Selon un mode de réalisation, les premier et deuxième transistors sont identiques, le dispositif étant configuré pour que, en régime statique, des courants identiques traversent les premier et deuxième transistors.
Selon un mode de réalisation, le dispositif est dépourvu de connexion électrique directe entre le deuxième noeud et la borne de commande du deuxième transistor.
Selon un mode de réalisation, en régime statique, le premier circuit est configuré pour imposer un potentiel sur le deuxième noeud égal au potentiel sur le premier noeud.
Selon un mode de réalisation, le premier circuit comprend en outre :
une troisième source de courant connectée entre le premier rail et l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel ; et
un troisième transistor et un élément résistif, de préférence un quatrième transistor monté en diode, connectés en série entre le deuxième noeud et le premier rail,
une borne de commande du troisième transistor étant configurée pour recevoir un potentiel de polarisation et une borne de conduction du troisième transistor étant connectée au deuxième noeud.
Selon un mode de réalisation, en régime statique, la deuxième source de courant, la troisième source de courant et le potentiel de polarisation reçu par la borne de commande du troisième transistor déterminent le potentiel du deuxième noeud.
Selon un mode de réalisation, le dispositif comprend en outre :
un cinquième transistor connecté entre la borne de sortie et le premier rail ; et
un circuit amplificateur configuré pour commander le cinquième transistor à partir du potentiel du premier noeud.
Selon un mode de réalisation, le gain du circuit amplificateur est déterminé par le potentiel sur la borne de sortie.
Selon un mode de réalisation, en régime statique, le circuit amplificateur et le premier circuit sont configurés pour que le deuxième noeud et le premier noeud soient au même potentiel.
Selon un mode de réalisation, le circuit amplificateur comprend une quatrième source de courant connectée entre une borne de commande du cinquième transistor et le premier rail, et un sixième transistor connecté entre le premier noeud et la borne de commande du cinquième transistor, une borne de commande du sixième transistor étant configurée pour recevoir un potentiel de polarisation.
Selon un mode de réalisation, en régime statique, la première source de courant, la quatrième source de courant et le potentiel de polarisation reçu par la borne de commande du sixième transistor déterminent le potentiel du premier noeud.
Selon un mode de réalisation, un courant délivré par la quatrième source de courant a une valeur déterminée par le potentiel de la borne de sortie.
Selon un mode de réalisation, le dispositif décrit forme un régulateur de tension.
Selon le premier aspect, un autre mode de réalisation prévoit un système électronique comprenant un dispositif tel que décrit, de préférence dans lequel ledit dispositif est mis en oeuvre par un unique circuit intégré, et de préférence dans lequel le dispositif ne comprend aucune capacité connectée entre la borne de sortie et le deuxième rail.
Selon un deuxième aspect, un mode de réalisation prévoit un dispositif comprenant :
un premier transistor connecté entre un rail d'application d'un premier potentiel et une borne de sortie du dispositif ;
un deuxième transistor connecté entre la borne de sortie et une première borne d'une première source de courant, une deuxième borne de la première source de courant étant connectée à un rail d'application d'un deuxième potentiel ; et
un circuit amplificateur à gain variable configuré pour fournir un potentiel à une borne de commande du premier transistor à partir d'un potentiel disponible sur la première borne de la première source de courant, le gain du circuit amplificateur étant déterminé par un potentiel sur la borne de sortie.
Selon un mode de réalisation, le circuit amplificateur à gain variable comprend :
un troisième transistor connecté entre la première borne de la première source de courant et la borne de commande du premier transistor ; et
une deuxième source de courant variable connectée entre le rail d'application du premier potentiel et la borne de commande du premier transistor, la deuxième source de courant étant configurée pour délivrer un courant variable dont la valeur dépend du potentiel sur la borne de sortie.
Selon un mode de réalisation, une borne de commande du troisième transistor est connectée à un noeud d'application d'un potentiel de polarisation.
Selon un mode de réalisation, le dispositif comprend en outre un premier circuit configuré pour fournir un signal de commande à la deuxième source de courant, et pour déterminer le signal de commande de la deuxième source de courant à partir du potentiel sur la borne de sortie.
Selon un mode de réalisation, le premier circuit comprend :
un quatrième transistor monté en miroir d'un cinquième transistor ;
un sixième transistor connecté à la borne de sortie et en série avec le cinquième transistor, une borne de commande du sixième transistor étant connectée à une borne de commande du deuxième transistor ; et
un septième transistor connecté en série avec le quatrième transistor entre le rail d'application du premier potentiel et le rail d'application du deuxième potentiel.
Selon un mode de réalisation, la deuxième source de courant comprend un huitième transistor monté en miroir du septième transistor.
Selon un mode de réalisation, le dispositif comprend en outre un deuxième circuit configuré pour fournir un signal de commande au deuxième transistor.
Selon un mode de réalisation, le deuxième circuit est configuré pour déterminer le signal de commande du deuxième transistor à partir d'une valeur de consigne du potentiel sur la borne de sortie.
Selon un mode de réalisation, le deuxième circuit comprend :
un amplificateur opérationnel dont une première entrée est configurée pour recevoir un potentiel représentatif de ladite valeur de consigne  ; et
un neuvième transistor dont une première borne de conduction est reliée au rail d'application du deuxième potentiel par l'intermédiaire d'une troisième source de courant, dont une deuxième borne de conduction est connectée à une deuxième entrée de l'amplificateur opérationnel, et dont une borne de commande est configurée pour fournir le signal de commande du deuxième transistor.
Selon un mode de réalisation, le deuxième circuit comprend en outre un dixième transistor dont une première borne de conduction est connectée à la deuxième borne de conduction du neuvième transistor, dont une deuxième borne de conduction est connectée au rail d'application du premier potentiel et dont la borne de commande est connectée à une sortie de l'amplificateur opérationnel.
Selon un mode de réalisation, la borne de commande du neuvième transistor et la première borne de conduction du neuvième transistor sont connectées entre elles, la première entrée de l'amplificateur opérationnel étant une entrée inverseuse.
Selon un mode de réalisation, le deuxième circuit comprend en outre :
une quatrième source de courant connectée entre la deuxième borne de conduction du neuvième transistor et le rail d'application du premier potentiel ; et
un dixième transistor et un élément résistif, de préférence un onzième transistor monté en diode, connectés en série entre la première borne de conduction du neuvième transistor et le rail d'application du premier potentiel, une borne de commande du dixième transistor étant configurée pour recevoir un potentiel de polarisation et étant de préférence connectée à la borne de commande du troisième transistor, et une borne de conduction du dixième transistor étant connectée à la première borne de conduction du neuvième transistor.
Selon un mode de réalisation, le deuxième circuit est configuré pour imposer un même potentiel sur la première borne de la première source de courant et sur la première borne de conduction du neuvième transistor.
Selon un mode de réalisation, le dispositif forme un régulateur de tension.
Un autre mode de réalisation prévoit un système électronique comprenant un dispositif tel que décrit, de préférence dans lequel ledit dispositif est mis en oeuvre par un unique circuit intégré, et de préférence dans lequel le dispositif ne comprend aucune capacité connectée entre la borne de sortie et le rail d'application du deuxième potentiel.
Ces caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres, seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles :
la figure 1 représente un mode de réalisation d'un régulateur de tension ;
la figure 2 représente un mode de réalisation particulier du régulateur de tension de la figure 1 ;
la figure 3 représente un autre mode de réalisation particulier du régulateur de tension de la figure 1 ; et
la figure 4 représente encore un autre mode de réalisation particulier du régulateur de tension de la figure 1.
De mêmes éléments ont été désignés par de mêmes références dans les différentes figures. En particulier, les éléments structurels et/ou fonctionnels communs aux différents modes de réalisation peuvent présenter les mêmes références et peuvent disposer de propriétés structurelles, dimensionnelles et matérielles identiques.
Par souci de clarté, seuls les étapes et éléments utiles à la compréhension des modes de réalisation décrits ont été représentés et sont détaillés. En particulier, les divers systèmes électroniques dans lesquels peut être prévu un régulateur de tension, notamment un régulateur LDO, n'ont pas été détaillés, les modes de réalisation décrits étant compatibles avec les systèmes électroniques usuels comprenant un régulateur de tension, notamment un régulateur LDO.
Sauf précision contraire, lorsque l'on fait référence à deux éléments connectés entre eux, cela signifie directement connectés sans éléments intermédiaires autres que des conducteurs, et lorsque l'on fait référence à deux éléments reliés ou couplés entre eux, cela signifie que ces deux éléments peuvent être connectés ou être reliés ou couplés par l'intermédiaire d'un ou plusieurs autres éléments.
Dans la description qui suit, lorsque l'on fait référence à des qualificatifs de position absolue, tels que les termes "avant", "arrière", "haut", "bas", "gauche", "droite", etc., ou relative, tels que les termes "dessus", "dessous", "supérieur", "inférieur", etc., ou à des qualificatifs d'orientation, tels que les termes "horizontal", "vertical", etc., il est fait référence sauf précision contraire à l'orientation des figures.
Sauf précision contraire, les expressions "environ", "approximativement", "sensiblement", et "de l'ordre de" signifient à 10 % près, de préférence à 5 % près.
La figure 1 illustre un mode de réalisation d'un régulateur de tension 1, et plus particulièrement d'un régulateur LDO.
Le régulateur 1 est connecté entre un rail, ou noeud ou ligne, d'alimentation 100 destiné à recevoir un premier potentiel, ou potentiel d'alimentation, Vcc, et un rail d'alimentation 102 destiné à recevoir un deuxième potentiel, ou potentiel de référence, typiquement la masse GND. En fonctionnement, le régulateur 1 est alimenté électriquement par le potentiel Vcc, par exemple un potentiel positif référencé par rapport à la masse GND.
Le régulateur 1 comprend une borne d'entrée 104. La borne 104 est configurée pour recevoir un signal VREF, par exemple un potentiel référencé à la masse GND, représentatif d'une valeur de consigne d'un potentiel Vout que le régulateur 1 fournit sur sa borne de sortie 106. Des charges (non représentées) sont connectées à la borne 106 pour être alimentées électriquement par le potentiel Vout. Ces charges peuvent être modélisées par une résistance et une capacité connectées en parallèle, entre la borne 106 et le rail 102.
Le régulateur 1 comprend un transistor MOS 108, de préférence un transistor PMOS. Le régulateur 1 comprend un transistor MOS 110, de préférence un transistor PMOS. Le régulateur 1 comprend une source de courant 112. La source de courant 112 est configurée pour délivrer un courant constant I112.
Les transistors 108 et 110 et la source de courant 112 sont connectés en série entre les rails 100 et 102. Le transistor 108 est connecté au rail 100, la source de courant 112 étant connectée au rail 102 et le transistor 110 étant connecté entre le transistor 108 et la source de courant 112.
Plus précisément, dans l'exemple représenté, le transistor 108 a une première borne de conduction, dans cet exemple sa source, connectée au rail 100 et une deuxième borne de conduction, dans cet exemple son drain, connectée à la borne 106. Le transistor 110 a une première borne de conduction, dans cet exemple sa source, connectée à la borne de sortie 106 et une deuxième borne de conduction, dans cet exemple son drain, connectée à une borne de la source de courant 112, l'autre borne de la source de courant 112 étant connectée au rail 102.
Une borne de commande du transistor 110, ici sa grille, reçoit un signal ou potentiel cmd2 représentatif de la valeur de consigne du potentiel Vout. Le transistor 110 est commandé par le potentiel cmd2 de sorte que le potentiel Vout soit à sa valeur de consigne en régime stationnaire ou statique, c'est-à-dire par exemple en l'absence de variation du courant appelé par les charges connectées à la borne 106 et de variation des potentiels sur les rails 100 et 102.
Le régulateur 1 comprend en outre un transistor MOS 114, de préférence un transistor NMOS, et une source de courant 116.
Le transistor 114 a une première borne de conduction, dans cet exemple sa source, connectée à un noeud 128 de connexion entre la source de courant 112 et le transistor 110, une deuxième borne de conduction, dans cet exemple son drain, connectée à une borne de commande, ici la grille, du transistor 108, et une borne de commande, ici sa grille, connectée à un noeud 118 d'application d'un potentiel VBIASde polarisation.
La source de courant 116 est connectée entre la grille du transistor 108, donc le drain du transistor 114, et le rail 100.
Selon un mode de réalisation, la source de courant 116 est commandable. Dit autrement, la source de courant 116 est une source de courant variable configurée pour fournir un courant I116 dont la valeur dépend d'un signal de commande cmd1 qu'elle reçoit. Dans des modes de réalisation, la source de courant 116 est configurée pour délivrer un courant I116 dont la valeur dépend du potentiel Vout. De préférence, la source de courant 116 est configurée pour fournir un courant I116 dont la valeur diminue quand le potentiel Vout diminue par rapport à sa valeur de consigne, et dont la valeur augmente quand le potentiel Vout augmente par rapport à sa valeur de consigne.
Le régulateur 1 comprend en outre un circuit 120 configuré pour fournir le signal cmd1 à la source de courant 116. Le circuit 120 est connecté aux rails 100 et 102 pour être alimenté par le potentiel Vcc. Le circuit 120 comprend une borne d'entrée 121 connectée à la borne de sortie 106 pour recevoir le potentiel Vout, et une borne de sortie 122 configurée pour fournir le signal cmd1. Le circuit 120 est configuré pour déterminer le signal cmd1 à partir du potentiel Vout, et, de préférence, à partir d'un signal représentatif de la valeur de consigne du potentiel Vout, par exemple le signal cmd2. De préférence, le circuit 120 est configuré pour commander la source de courant 116 de manière que la valeur du courant I116 diminue quand le potentiel Vout diminue par rapport à sa valeur de consigne, et augmente quand le potentiel Vout augmente par rapport à sa valeur de consigne. De préférence, bien que cela ne soit pas représenté en figure 1, le circuit 120 comprend une borne d'entrée configurée pour recevoir un signal représentatif de la valeur de consigne du potentiel Vout, par exemple le signal cmd2.
Le régulateur 1 comprend un circuit 124. Le circuit 124 est connecté aux rails 100 et 102 pour être alimenté par le potentiel Vcc. Le circuit 124 comprend une borne d'entrée 125 connectée à la borne 104 pour recevoir le potentiel VREF, et une borne de sortie 126 connectée à la borne de commande, ici la grille, du transistor 110. Le circuit 124 est configuré pour fournir le potentiel cmd2 à la grille du transistor 110 de sorte que le potentiel Vout soit à sa valeur de consigne en régime stationnaire ou statique.
Le fonctionnement en régime transitoire du régulateur de la figure 1 va maintenant être décrit en considérant, à titre d'exemple, le cas d'un transitoire de charge correspondant à une augmentation du courant appelé par les charges connectées à la borne 106, suffisamment importante et/ou brusque pour que la valeur du potentiel Vout diminue par rapport à sa valeur de consigne.
La diminution du potentiel Vout correspond à une diminution du potentiel sur la source du transistor 110. Comme le potentiel cmd2 sur la grille du transistor 110 est constant, cela entraîne une diminution de la tension grille-source du transistor 110. Comme le courant I112 est constant, cela entraîne une diminution d'un potentiel V1 sur le noeud 128 (source du transistor 114), donc une augmentation de la tension grille-source du transistor 114.
On considère tout d'abord que la source de courant 116 délivre un courant I116 constant. L'augmentation de la tension grille-source du transistor 114 entraîne alors une diminution correspondante d'un potentiel V2 sur le drain du transistor 114, donc du potentiel V2 fourni à la grille du transistor 108. Dit autrement, la source de courant 116 et le transistor 114 se comportent comme un circuit amplificateur non inverseur prenant en entrée le potentiel V1 et fournissant en sortie le potentiel V2. La diminution du potentiel V2 entraîne une augmentation de la tension grille-source du transistor 108, donc une augmentation du potentiel Vout, qui contrebalance la diminution du potentiel Vout liée à l'augmentation du courant appelé depuis la borne 106.
La prévision de la source de courant 116 et du transistor 114 polarisé par le potentiel VB IASpermet de s'assurer que le transistor 110 reste saturé, notamment lorsque la valeur du potentiel Vcc est relativement éloignée de celle du potentiel Vout. En effet, le potentiel V1 peut être fixé relativement bas ce qui ne serait pas le cas si l'on avait directement connecté le noeud 128 à la grille du transistor 108.
Toutefois, un inconvénient dont souffrirait le régulateur 1 si la source de courant 116 délivrait effectivement un courant I116 constant est que la décharge de la grille du transistor 108 serait limitée par le courant I116 délivré par la source de courant 116. Il en résulterait que la pente avec laquelle le potentiel Vout peut augmenter pour retrouver sa valeur de consigne après une augmentation du courant appelé depuis la borne 106 serait limitée.
Dans le mode de réalisation du régulateur 1 décrit ci-dessus, le courant I116 diminue lorsque le potentiel Vout diminue. Cela permet d'accélérer la décharge de la grille du transistor 108, donc d'augmenter la pente avec laquelle le potentiel Vout augmente jusqu'à sa valeur de consigne après une augmentation du courant appelé depuis la borne 106. Ainsi, dans le régulateur 1, la source de courant 116 et le transistor 114 se comportent comme un circuit amplificateur non inverseur prenant en entrée le potentiel V1 et fournissant en sortie le potentiel V2, dont le gain est variable, ou commandé, et déterminé par la valeur du potentiel Vout.
Bien que l'on ait décrit ci-dessus à titre d'exemple le fonctionnement du régulateur 1 en régime transitoire lorsque le potentiel Vout diminue suite à une augmentation du courant appelé depuis la borne 106, l'homme du métier est en mesure d'en déduire le fonctionnement du régulateur 1 en régime transitoire lorsque le potentiel Vout augmente suite à une diminution du courant appelé depuis la borne 106. En particulier, dans ce dernier cas, quand la source 116 délivre un courant dont la valeur dépend du potentiel Vout, l'augmentation du courant I116 suite à l'augmentation du potentiel Vout permet de charger plus rapidement la grille du transistor 108 par rapport au cas où le courant I116 serait constant, donc d'augmenter la pente avec laquelle le potentiel diminue pour retrouver sa valeur de consigne.
Pour réduire l'amplitude des variations du potentiel Vout provoquées par des variations du courant appelé par les charges connectées à la borne 106, on pourrait penser à prévoir une capacité supplémentaire de valeur importante, par exemple une capacité supérieure ou égale à 100 nF, voire supérieure ou égale à 1 µF, connectée entre la borne 106 et le rail 102 pour servir de filtre. Toutefois, dans le cas où le régulateur 1 serait réalisé, ou mis en oeuvre, par un unique circuit intégré, c'est-à-dire par une unique puce de circuit intégré, et que ce circuit intégré serait monté dans un système électronique plus important, une telle capacité supplémentaire serait alors externe au circuit intégré du régulateur. Une personne malveillante, ou pirate, serait alors en mesure d'obtenir des informations sur les éléments du système électronique alimentés par le régulateur 1, en observant les variations du potentiel Vout aux bornes de cette capacité externe et les variations du courant sur la borne 106 de sortie du régulateur 1, éventuellement en modifiant la valeur du potentiel Vcc. Cela n'est pas souhaitable dans le cas où le système électronique met en oeuvre des fonctions sécurisées ou critiques, par exemple dans le cas où le système électronique est utilisé dans des véhicules, par exemple pour mettre en oeuvre des fonctions de calcul dont dépend le bon fonctionnement de ces véhicules.
Le régulateur 1 de la figure 1 permet d'éviter le recours à une capacité externe telle que décrite ci-dessus, et est donc particulièrement adapté pour alimenter des éléments d'un système électronique critique ou sécurisé.
Dans le régulateur 1 décrit ci-dessus, on peut quand même prévoir qu'une capacité de faible valeur, par exemple une capacité inférieure ou égale à 100 nF, voire inférieure ou égale à 10 nF, soit connectée entre la borne 106 et le rail 102, notamment du fait qu'une telle capacité peut être réalisée dans le même circuit intégré que le régulateur 1, et donc n'est pas accessible à une personne malveillante.
Toutefois, de préférence, le régulateur 1 ne comprend aucune capacité, même de faible valeur, connectée entre la borne 106 et le rail 102, ce qui permet d'obtenir un circuit intégré plus compact lorsque le régulateur 1 est mis en oeuvre par un unique circuit intégré.
On notera que le régulateur 1 peut être quand même être utilisé avec une capacité de filtrage connectée entre la borne 106 et le rail 102, par exemple avec une capacité externe de filtrage, par exemple dans les cas où le système électronique auquel appartient le régulateur ne met en oeuvre aucune fonction critique ou sécurisée.
Des modes de réalisation particuliers des circuits 120 et 124 vont maintenant être décrits en relation avec les figures 2 à 4.
La figure 2 représente un mode de réalisation particulier du régulateur de tension de la figure 1. Plus précisément, la figure 2 illustre, de manière plus détaillée, un mode de réalisation du circuit 120 du régulateur 1 de la figure 1, le circuit 120 étant délimité par des traits en pointillé en figure 2.
Le circuit 120 comprend un transistor MOS 200, de préférence un transistor NMOS, monté en miroir d'un transistor MOS 202, de préférence un transistor NMOS. Dit autrement, les bornes de commande des transistors 200 et 202, ici leurs grilles, sont connectées entre elles, et une borne de conduction du transistor 202, ici son drain, est connectée à sa borne de commande. L'autre borne de conduction du transistor 202, ici sa source, est connectée au rail 102, une borne de conduction correspondante du transistor 200, ici sa source, étant également connectée au rail 102.
Le circuit 120 comprend en outre un transistor MOS 204, de préférence un transistor PMOS, connecté entre la borne de sortie 106 et le transistor 202. Dit autrement, le transistor 204 est connecté en série avec le transistor 202, entre la borne 106 et le rail 102. Dit encore autrement, un borne de conduction du transistor 204, ici sa source, est connectée à la borne de sortie 106, et une autre borne de conduction du transistor 204, ici son drain, est connectée au drain du transistor 202.
La borne de commande du transistor 204, ici sa grille, est connectée à une borne d'entrée 206 du circuit 120 configurée pour recevoir un signal représentatif de la valeur de consigne du potentiel Vout, dans cet exemple le signal cmd2. Dit autrement, dans cet exemple, la grille du transistor 204 est connectée à la grille du transistor 110.
Le circuit 120 comprend un transistor MOS 208, de préférence un transistor PMOS. Le transistor 208 est connecté en série avec le transistor 200, entre les rails 100 et 102. Plus précisément, une borne de conduction du transistor 208, ici son drain, est connectée au drain du transistor 200, et une autre borne de conduction du transistor 208 est connectée au rail 100.
Dans ce mode de réalisation du régulateur 1, la source de courant 116 comprend un transistor MOS T116, de préférence un transistor PMOS, la source de courant 116 étant de préférence constituée par ce transistor T116. Le transistor T116 est alors connecté entre le rail 100 et la grille du transistor 108 et a sa grille connectée à la grille du transistor 208. Dit autrement, le transistor T116 a une première borne de conduction, ici sa source, connectée au rail 100, et une deuxième borne de conduction, ici son drain, connectée à la grille du transistor 108, donc au drain du transistor 114. En outre, le transistor T116 est monté en miroir du transistor 208, le transistor 208 ayant alors son drain connecté à sa grille. Ainsi, la grille du transistor 208 constitue la borne de sortie 122 du circuit 120, et le potentiel cmd1 est disponible sur la grille du transistor 208.
Le fonctionnement du circuit 120 en régime transitoire est le suivant. On considère ici à titre d'exemple, le cas où le régime transitoire correspond à une diminution du potentiel Vout par rapport à sa valeur de consigne suite à une augmentation du courant appelé depuis la borne 106. L'homme du métier est en mesure d'adapter le fonctionnement décrit ci-dessous au cas où le potentiel Vout augmente par rapport à sa valeur de consigne suite à une diminution du courant appelé depuis la borne 106.
Lors d'une diminution du potentiel Vout par rapport à sa valeur de consigne, le transistor 204, qui a ici la même tension grille-source que le transistor 110, se comporte comme le transistor 110. La diminution du potentiel Vout entraîne donc une diminution du potentiel sur les grilles des transistors 200 et 202, donc une diminution de leurs tensions grille-source. La diminution de la tension grille-source du transistor 200 entraîne une augmentation du potentiel cmd1. Il en résulte que le courant I116 délivré par la source 116 diminue, ce qui permet d'accélérer la décharge de la grille du transistor 108 par rapport au cas où le courant I116 aurait été constant.
La figure 3 représente un autre mode de réalisation particulier du régulateur de tension de la figure 1. Plus précisément, la figure 3 illustre, de manière plus détaillée, un mode de réalisation du circuit 124 du régulateur 1 de la figure 1, le circuit 124 étant délimité par des traits pointillés en figure 3.
Le circuit 124 comprend un amplificateur opérationnel 300 dont une première entrée, dans ce mode de réalisation l'entrée inverseuse (-), est configurée pour recevoir le signal ou potentiel représentatif de la valeur de consigne du potentiel Vout, dans cet exemple le potentiel VREF, fourni à la borne d'entrée 125 du circuit 124. Dit autrement, la première entrée de l'amplificateur 300 est connectée à la borne 125.
Le circuit 124 comprend un transistor MOS 302, de préférence un transistor PMOS. Une borne de conduction du transistor 302, dans cet exemple son drain, est reliée au rail 102 par l'intermédiaire d'une source de courant 304. Dit autrement, le drain du transistor 302 est connecté à une borne de la source de courant 304, l'autre borne de la source de courant 304 étant connectée au rail 102. Une autre borne de conduction du transistor 302 est connectée à la deuxième entrée de l'amplificateur 300, à savoir l'entrée non inverseuse (+) dans ce mode de réalisation. La borne de commande du transistor 302, ici sa grille, est configurée pour fournir le signal cmd2. Autrement dit, la grille du transistor 302 est connectée à la borne de sortie 126 du circuit 124, donc à la grille du transistor 110.
Dans ce mode de réalisation, la grille du transistor 302 est connectée à la borne de conduction du transistor 302 disposée du côté de la source 304, à savoir ici le drain du transistor 302.
Dans ce mode de réalisation, le circuit 124 comprend un transistor MOS 306, de préférence un transistor PMOS. Le transistor 306 est connecté en série avec le transistor 302 et la source 304, entre les rails 100 et 102, le transistor 306 étant connecté au rail 100. Plus précisément, une borne de conduction du transistor 306, dans cet exemple sa source, est connectée au rail 100, l'autre borne de conduction du transistor 306, dans cet exemple son drain, étant connecté à l'entrée non inverseuse de l'amplificateur 300 et au transistor 302, ici au à la source du transistor 302. La borne de commande du transistor 306 est connectée à la sortie de l'amplificateur 300.
Pour illustrer le fonctionnement du circuit 124, on considère à titre d'exemple le cas où :
- les transistors 302 et 110 sont identiques, ou, dit autrement ont la même largeur de canal W et même la longueur de canal L ;
- la source 304 est configurée pour délivrer, en régime statique, un courant I304 de même valeur que celle du courant circulant dans le transistor 110 ; et
- la valeur de consigne du potentiel Vout est égale à la valeur du potentiel VREF.
L'amplificateur 300 impose sur son entrée non inverseuse, par l'intermédiaire du transistor 306 qu'il commande, un potentiel égal au potentiel VREFreçu sur son entrée inverseuse. Dit autrement, l'amplificateur 300 et le transistor 306 imposent le potentiel VREFsur le noeud 308 de connexion entre les transistors 302 et 306, donc sur la source du transistor 302. Les transistors 110 et 302 ayant le même potentiel de grille et étant traversés par des courants identiques, c'est-à-dire des courants ayant des valeurs identiques, ils ont donc les mêmes potentiels de source, à savoir le potentiel VREF. La source du transistor 110 étant connectée à la borne 106, le potentiel Vout est alors égal au potentiel VREF.
Le mode de réalisation de la figure 3 est compatible avec celui de la figure 2. Dit autrement, on peut prévoir un régulateur 1 comprenant un circuit 120 tel que décrit en relation avec la figure 2 et un circuit 124 tel que décrit en relation avec la figure 3.
La figure 4 représente encore un autre mode de réalisation particulier du régulateur de tension de la figure 1. Plus précisément, la figure 4 illustre, de manière plus détaillée, un autre mode de réalisation du circuit 124 du régulateur 1 de la figure 1, le circuit 124 étant délimité par des traits en pointillé en figure 4.
Comme le circuit 124 décrit en relation avec la figure 3, le circuit 124 de la figure 4 comprend :
- l'amplificateur opérationnel 300 dont la première entrée, dans ce mode de réalisation l'entrée non inverseuse (+), est configurée pour recevoir le signal ou potentiel représentatif de la valeur de consigne du potentiel Vout, dans cet exemple le potentiel VREF, fourni à la borne d'entrée 125 du circuit 124 ; et
- le transistor MOS 302, de préférence un transistor PMOS, dont une borne de conduction, ici son drain, est reliée au rail 102 par l'intermédiaire de la source de courant 304, et dont l'autre borne de conduction est connectée à la deuxième entrée de l'amplificateur 300, à savoir l'entrée inverseuse (-) dans ce mode de réalisation, la borne de commande du transistor 302, ici sa grille, étant connectée à la borne de sortie 126 du circuit 124, donc à la grille du transistor 110.
Dans ce mode de réalisation, le drain du transistor 302 n'est pas connecté à sa grille. En outre, la grille du transistor 302 est connectée à la sortie de l'amplificateur 300.
Dans ce mode de réalisation, l'entrée inverseuse (-) de l'amplificateur 300, et donc la source du transistor 302, sont reliées au rail 100 par l'intermédiaire d'une source de courant 400. La source de courant 400 est configurée pour délivrer un courant I400 constant. Dit autrement, la source du transistor 302 est connectée à une borne de la source de courant 400, l'autre borne de la source de courant 400 étant connectée au rail 100.
Dans ce mode de réalisation, le circuit 124 ne comprend pas le transistor 306 du mode de réalisation décrit en relation avec la figure 3, mais comprend un transistor MOS 402, de préférence un transistor NMOS, connecté en série avec un transistor MOS 404, de préférence un transistor PMOS, entre le rail 100 et le drain du transistor 302. Le transistor 404 est connecté au rail 100, le transistor 402 étant connecté au drain du transistor 302. Plus précisément, une borne de conduction du transistor 402, ici sa source, est connectée au drain du transistor 302, l'autre borne de conduction du transistor 402, ici son drain, étant connectée à une borne de conduction du transistor 404, ici le drain du transistor 404, et une borne de commande du transistor 402 est configurée pour recevoir un potentiel de polarisation. L'autre borne de conduction du transistor 404, ici sa source, est connectée au rail 100.
Le drain du transistor 404 est connecté à la borne de commande du transistor 404, ici la grille du transistor 404. Dit autrement, le transistor 404 est monté en diode.
Le transistor 404 joue le rôle d'un élément résistif ou résistance. Dans des variantes de réalisation, le transistor 404 est remplacé par un élément résistif.
Selon un mode de réalisation, la borne de commande du transistor 402, ici sa grille, est connectée au noeud 118 d'application du potentiel VBIAS, ou, dit autrement, à la grille du transistor 114.
Selon un mode de réalisation, les sources de courant 400 et 304 sont configurées de manière que, en régime statique, ou, autrement dit, lorsque le potentiel Vout est à sa valeur de consigne, le courant circulant dans le transistor 402 ait la même valeur que le courant circulant dans le transistor 114, c'est-à-dire soit identique au courant I116 fourni par la source 116.
Selon un mode de réalisation, les sources de courant 400 et 304 d'une part, et 116 et 112 d'autre part, sont configurées pour que, en régime statique, les courants traversant les transistors respectifs 302 et 110 soient égaux, ou, autrement dit, identiques.
Le fonctionnement du circuit 124 en régime statique est le suivant. On considère ici, à titre d'exemple, que les transistors 302 et 110 sont identiques, et que les transistors 402 et 114 sont identiques.
Les transistors 302 et 110 sont traversés par des courants identiques, et ont le même potentiel de grille cmd2, ils ont donc les mêmes potentiels de source. Du fait que le potentiel de source du transistor 302 est égal au potentiel VREFpar l'intermédiaire de l'amplificateur 300, le potentiel Vout de source du transistor 110 est donc lui aussi égal au potentiel VREF.
En outre, les transistors 402 et 114 sont traversés par des courants identiques et ont le même potentiel VBIASsur leurs grilles. Cela impose que le potentiel au noeud 128 (source du transistor 114) est identique au potentiel sur le noeud 406 de connexion entre le transistor 402 et le transistor 302 (source du transistor 402). Dit autrement, les transistors 302 et 110 ont les mêmes potentiels de drain (noeud 128 pour le transistor 110, et noeud 406 pour le transistor 302).
Dit encore autrement, en régime statique, le circuit 124 est configuré pour imposer un potentiel sur le noeud 128 (drain du transistor 110) égal au potentiel sur le noeud 406 (drain du transistor 302). Plus généralement, en régime statique, le circuit 124, le transistor 114, notamment le potentiel VBIASreçu par la borne de commande du transistor 114, et la source de courant 116, sont configurés pour imposer un potentiel sur le noeud 128 (drain du transistor 110) égal au potentiel sur le noeud 406 (drain du transistor 302).
Le circuit 124 décrit en relation avec la figure 4 permet que la valeur du potentiel Vout soit, en régime statique, égale à une valeur de consigne, par exemple la valeur du potentiel VREF, de manière plus précise qu'avec le circuit 124 décrit en relation avec la figure 3. Dit autrement, le circuit 124 de la figure 4 permet, en régime stationnaire, un meilleur contrôle du gain entre le potentiel VREFet le potentiel Vout que le circuit 124 de la figure 3. Cela résulte notamment du fait que le circuit 124 de la figure 4 permet de fixer le potentiel du drain du transistor 110 par rapport au potentiel du drain du transistor 302, de manière plus précise qu'avec le circuit 124 de la figure 3, et, plus particulièrement, de faire en sorte que le potentiel du drain du transistor 302 soit ici égal au potentiel du drain du transistor 110.
Le mode de réalisation de la figure 4 est compatible avec celui de la figure 2. Dit autrement, on peut prévoir un régulateur 1 comprenant un circuit 120 tel que décrit en relation avec la figure 2 et un circuit 124 tel que décrit en relation avec la figure 4.
On a décrit ci-dessus en relation avec la figure 4 un mode de réalisation d'un circuit 124 dans le cas d'un régulateur 1 dont la source de courant 116 délivre un courant I116 variable. Dans d'autres modes de réalisation, on peut prévoir que le circuit 124 de la figure 4 appartienne à un régulateur qui diffère de celui de la figure 4 en ce que sa source 116 délivre un courant I116 constant et qu'il ne comprend pas de circuit 120. Les avantages du circuit 124 relatif à la précision, en régime statique, de la valeur du potentiel Vout par rapport à sa valeur de consigne s'appliquent à un tel régulateur dont la source de courant 116 délivre un courant I116 constant.
Dans de tels modes de réalisation où la source I116 délivre un courant constant, lorsque l'élément 404 est un transistor monté en diode comme cela est représenté en figure 4, on peut prévoir que la source de courant 116 corresponde à un transistor monté en miroir du transistor 404. Dans ce cas, le courant I116 constant délivré par la source 116 est proportionnel, par exemple égal, au courant traversant le transistor 404.
Bien que l'on ait décrit en relation avec la figure 4 un mode de réalisation dans lequel les transistors 114 et 402 sont identiques et reçoivent un même potentiel VBIASsur leurs bornes de commande respectives, l'homme du métier est en mesure d'adapter ce mode de réalisation au cas où les transistors 114 et 402 ont des rapports de dimensions différents et/ou au cas où le potentiel reçu par la borne de commande du transistor 114 est différent de celui reçu par la borne de commande du transistor 402, en conservant le fonctionnement décrit ci-dessus, c'est-à-dire en imposant que, en régime statique, le potentiel du noeud 406 soit égal à celui du noeud 128.
Dans des variantes de réalisation non illustrées du régulateur 1 décrit ci-dessus en relation avec les figures 1 à 4, on peut prévoir :
- une capacité connectée entre la borne 106 et le noeud 128 ; et/ou
- une capacité connectée entre la borne 106 et les bornes de commande des transistors 200 et 202 (figure 2).
De telles capacités permettent de stabiliser respectivement la boucle de contre réaction constituée par les transistors 114 et 108 et la source 116, et la boucle de contre réaction constituée par le circuit 120 entre la borne 106 et la source 116. Ces capacités permettent également un fonctionnement de ces boucles de contre réaction respectives à des fréquences plus élevées. En effet, la capacité connectée entre la borne 106 et le noeud 128 permet que le potentiel du noeud 128 varie plus rapidement suite à une variation du potentiel Vout, et la capacité connectée entre la borne 106 et les bornes de commande des transistors 200 et 202 (figure 2) permet que le potentiel de grille des transistors 200 et 202 varie plus rapidement suite à une variation du potentiel Vout.
Par ailleurs, bien que l'on ait indiqué ci-dessus les avantages des modes de réalisation et variantes décrits du régulateur 1 pour des transitoires de charge, ces avantages s'appliquent également au cas de transitoires de ligne.
On a décrit précédemment des sources de courants constants. Par source de courant constant, on entend une source de courant délivrant un courant d'une valeur donnée considérée comme constante, étant entendu qu'en pratique cette valeur peut ne pas être parfaitement constante, par exemple en raison de variations de température, de variations de fabrication, et/ou de variations dites transitoires. De tels courants constants sont par exemple appelés courants de polarisation.
Divers modes de réalisation et variantes ont été décrits. L’homme de l’art comprendra que certaines caractéristiques de ces divers modes de réalisation et variantes pourraient être combinées, et d’autres variantes apparaitront à l’homme de l’art.
Enfin, la mise en oeuvre pratique des modes de réalisation et variantes décrits est à la portée de l’homme du métier à partir des indications fonctionnelles données ci-dessus. En particulier, l'homme du métier est en mesure de dimensionner les divers transistors du régulateur 1, notamment des transistors montés en miroir l'un de l'autre pour former des miroirs de courant, de dimensionner les sources de courant du régulateur, c'est-à-dire de choisir les courants délivrés par ces sources de courant, et/ou de déterminer la valeur des potentiels reçus par les bornes de commande des transistors respectifs 402 et 114. A titre d'exemple, l'homme du métier est en mesure de prévoir des rapports de surfaces différents pour des transistors décrits comme identiques dans les exemples ci-dessus, par exemple en adaptant les courants délivrés par les diverses sources de courant et/ou la valeur du potentiel de polarisation appliqué à la grille du transistor 114 et/ou la valeur du potentiel de polarisation appliqué à la grille du transistor 402.

Claims (15)

  1. Dispositif comprenant :
    un premier transistor (108) connecté entre un rail (100) d'application d'un premier potentiel (Vcc) et une borne de sortie (106) du dispositif (1) ;
    un deuxième transistor (110) connecté entre la borne de sortie (106) et une première borne (128) d'une première source de courant (112), une deuxième borne de la première source de courant (112) étant connectée à un rail (102) d'application d'un deuxième potentiel (GND) ; et
    un circuit amplificateur à gain variable (114, 116, 120) configuré pour fournir un potentiel (V2) à une borne de commande du premier transistor (108) à partir d'un potentiel (V1) disponible sur la première borne (128) de la première source de courant (112), le gain du circuit amplificateur étant déterminé par un potentiel (Vout) sur la borne de sortie (106).
  2. Dispositif selon la revendication 1, dans lequel le circuit amplificateur à gain variable comprend :
    un troisième transistor (114) connecté entre la première borne (128) de la première source de courant (112) et la borne de commande du premier transistor (108) ; et
    une deuxième source de courant variable (116) connectée entre le rail (100) d'application du premier potentiel (Vcc) et la borne de commande du premier transistor (108), la deuxième source de courant (116) étant configurée pour délivrer un courant (I116) variable dont la valeur dépend du potentiel (Vout) sur la borne de sortie (106).
  3. Dispositif selon la revendication 2, dans lequel une borne de commande du troisième transistor (114) est connectée à un noeud (118) d'application d'un potentiel de polarisation (VBIAS).
  4. Dispositif selon la revendication 2 ou 3, comprenant en outre un premier circuit (120) configuré pour fournir un signal de commande (cmd1) à la deuxième source de courant (116), et pour déterminer le signal de commande (cmd1) de la deuxième source de courant (116) à partir du potentiel (Vout) sur la borne de sortie (106).
  5. Dispositif selon la revendication 4, dans lequel le premier circuit (120) comprend :
    un quatrième transistor (200) monté en miroir d'un cinquième transistor (202) ;
    un sixième transistor (204) connecté à la borne de sortie (106) et en série avec le cinquième transistor (202), une borne de commande du sixième transistor (204) étant connectée à une borne de commande du deuxième transistor (110) ; et
    un septième transistor (208) connecté en série avec le quatrième transistor (200) entre le rail (100) d'application du premier potentiel (Vcc) et le rail (102) d'application du deuxième potentiel (GND).
  6. Dispositif selon la revendication 5, dans lequel la deuxième source de courant (116) comprend un huitième transistor (T116) monté en miroir du septième transistor (208).
  7. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, comprenant en outre un deuxième circuit (124) configuré pour fournir un signal (cmd2) de commande au deuxième transistor (110).
  8. Dispositif selon la revendication 7, dans lequel le deuxième circuit (124) est configuré pour déterminer le signal de commande (cmd2) du deuxième transistor (110) à partir d'une valeur de consigne du potentiel (Vout) sur la borne de sortie (106).
  9. Dispositif selon la revendication 8, dans lequel le deuxième circuit (124) comprend :
    un amplificateur opérationnel (300) dont une première entrée est configurée pour recevoir un potentiel (VREF) représentatif de ladite valeur de consigne  ; et
    un neuvième transistor (302) dont une première borne de conduction est reliée au rail (102) d'application du deuxième potentiel (GND) par l'intermédiaire d'une troisième source de courant (304), dont une deuxième borne de conduction est connectée à une deuxième entrée de l'amplificateur opérationnel (300), et dont une borne de commande est configurée pour fournir le signal de commande (cmd2) du deuxième transistor (110).
  10. Dispositif selon la revendication 9, dans lequel le deuxième circuit (124) comprend en outre :
    un dixième transistor (306) dont une première borne de conduction est connectée à la deuxième borne de conduction du neuvième transistor (302), dont une deuxième borne de conduction est connectée au rail (100) d'application du premier potentiel (Vcc) et dont la borne de commande est connectée à une sortie de l'amplificateur opérationnel (300).
  11. Dispositif selon la revendication 10, dans lequel la borne de commande du neuvième transistor (302) et la première borne de conduction du neuvième transistor (302) sont connectées entre elles, la première entrée de l'amplificateur opérationnel étant une entrée inverseuse (-).
  12. Dispositif selon la revendication 9, dans lequel le deuxième circuit comprend en outre :
    une quatrième source de courant (400) connectée entre la deuxième borne de conduction du neuvième transistor (302) et le rail (100) d'application du premier potentiel (Vcc) ; et
    un dixième transistor (402) et un élément résistif (404), de préférence un onzième transistor (404) monté en diode, connectés en série entre la première borne (406) de conduction du neuvième transistor (302) et le rail (100) d'application du premier potentiel (Vcc), une borne de commande du dixième transistor (402) étant configurée pour recevoir un potentiel de polarisation et étant de préférence connectée à la borne de commande (118) du troisième transistor (114), et une borne de conduction du dixième transistor (402) étant connectée à la première borne de conduction (406) du neuvième transistor (302).
  13. Dispositif selon la revendication 9 ou 12, dans lequel le deuxième circuit est configuré pour imposer un même potentiel sur la première borne (128) de la première source de courant (112) et sur la première borne de conduction (406) du neuvième transistor (302).
  14. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 13, formant un régulateur de tension.
  15. Système électronique comprenant un dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 14, dans lequel, de préférence, ledit dispositif est mis en oeuvre par un unique circuit intégré, et dans lequel, de préférence, le dispositif ne comprend aucune capacité connectée entre la borne de sortie (106) et le rail (102) d'application du deuxième potentiel (GND).
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