FR3058568A1 - Attenuation de la composante non lineaire d'une tension de bande interdite - Google Patents

Attenuation de la composante non lineaire d'une tension de bande interdite Download PDF

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Abstract

Procédé d'atténuation de l'amplitude crête à crête d'une tension de bande interdite (VBG) délivrée par une source de tension de bande interdite comportant un cœur (CR) comprenant au moins un premier transistor (Q1) et au moins un deuxième transistor (Q2) montés en diode et configurés de façon à ce que le deuxième transistor (Q2) présente une densité de courant plus importante que celle du premier transistor (Q1), le procédé comprenant au moins un couplage entre la base (B1) dudit au moins un premier transistor (Q1) et une borne de référence alimentée par une tension de référence (GND) d'un premier réseau résistif (RV1).

Description

058 568
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INSTITUT NATIONAL DE LA PROPRIÉTÉ INDUSTRIELLE © N° de publication :
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b>4) ATTENUATION DE LA COMPOSANTE NON LINEAIRE D'UNE TENSION DE BANDE INTERDITE.
FR 3 058 568 - A1
Procédé d'atténuation de l'amplitude crête à crête d'une tension de bande interdite (VBG) délivrée par une source de tension de bande interdite comportant un coeur (CR) comprenant au moins un premier transistor (Q1) et au moins un deuxième transistor (Q2) montés en diode et configurés de façon à ce que le deuxième transistor (Q2) présente une densité de courant plus importante que celle du premier transistor (Q1 ), le procédé comprenant au moins un couplage entre la base (B1) dudit au moins un premier transistor (Q1) et une borne de référence alimentée par une tension de référence (GND) d'un premier réseau résistif (RV1).
125 T(°C)
i
Atténuation de la composante non linéaire d’une tension de bande interdite
Des modes de mise en œuvre et de réalisation de l’invention concernent la génération de tension, notamment la génération de tension dite de bande interdite (« Bandgap Voltage »), et plus particulièrement l’atténuation de la composante non linéaire de cette tension de bande interdite.
Une tension de bande interdite est une tension sensiblement indépendante de la température, et des dispositifs générant de telles tensions sont largement utilisés dans les circuits intégrés.
Généralement, un circuit générant une tension de bande interdite délivre une tension de sortie aux alentours de 1,25 volt, voisine de la valeur de bande interdite du silicium à la température de 0 degré Kelvin qui est égale à 1,22 eV.
D’une façon générale, la différence de tension entre deux jonctions PN, par exemple des diodes ou des transistors bipolaires montés en diodes, présentant des densités de courant différentes, permet de générer à travers une résistance un courant proportionnel à la température absolue, généralement connu par l’homme du métier sous la dénomination « courant PTAT », où l’acronyme anglo-saxon PTAT signifie « Proportional To Absolute Température ».
Par ailleurs, la tension aux bornes d’une diode ou d’un transistor monté en diode traversé par un courant tel qu’un courant PTAT, est une tension comportant un terme inversement proportionnel à la température absolue et un terme du second ordre c’est-à-dire variant non linéairement avec la température absolue. Une telle tension est néanmoins désignée par l’homme du métier sous le vocable de tension inversement proportionnelle à la température absolue et est généralement connue par l’homme du métier sous la dénomination « tension CTAT », où l’acronyme anglo-saxon CTAT signifie « Complementary To Absolute Température ».
La tension de bande interdite, peut être alors obtenue à partir des courants PTAT et CTAT moyennant un choix convenable des résistances dans lesquelles circulent ces deux courants, permettant d’annuler la contribution du facteur température pour une température donnée de façon à rendre cette tension dite de bande interdite, théoriquement indépendante de la température autour de la température donnée.
Cependant en pratique, la tension CTAT comporte une composante non linéaire (c'est-à-dire que son expression comporte un terme du second ordre).
Aussi, la tension bande interdite comporte également une composante non linéaire. Elle n’est donc pas parfaitement indépendante de la température.
Un moyen pour améliorer la précision de la source de tension de bande interdite peut donc être la réduction de cette composante non linéaire.
Il existe des moyens pour compenser la composante non linéaire de la tension CTAT, mettant par exemple en œuvre l’ajout de composants de différents types, ayant notamment des coefficients de température différents. Or il est actuellement difficile ou coûteux de se procurer des composants ayant des coefficients de température suffisamment différents pour réaliser ces moyens.
Ainsi, selon un mode de réalisation, il est proposé un dispositif de génération d’une tension de bande interdite dans lequel la composante non linéaire est atténuée, voire compensée par des moyens simples.
Selon un aspect, il est proposé un dispositif électronique intégré de génération d’une tension de bande interdite, comportant un cœur comprenant une première borne et une deuxième borne, ledit cœur comportant une première branche comprenant une première jonction PN couplée en série avec une première résistance entre la première borne et une borne de référence destinée à être alimentée par une tension de référence, par exemple la masse, une deuxième branche comportant une deuxième jonction PN couplée entre la deuxième borne et la borne de référence, les deux jonctions PN étant configurées pour présenter des densités de courant différentes, le dispositif comportant en outre des moyens d’égalisation configurés pour égaliser les potentiels à la première borne et à la deuxième borne, et des moyens de génération, couplés aux deux bornes du cœur et configurés pour générer la tension de bande interdite.
Il existe de nombreuses structures classiques et connues pour réaliser les moyens d’égalisation et les moyens de génération, couplés aux deux bornes du cœur et configurés pour générer la tension de bande interdite.
Selon une caractéristique générale de cet aspect, qui est compatible avec toute structure de ces moyens d’égalisation et de génération, la deuxième jonction PN présente une densité de courant supérieure à la densité de courant de la première jonction PN, la première jonction PN et la deuxième jonction PN comportent respectivement au moins un premier transistor bipolaire monté en diode et au moins un deuxième transistor bipolaire monté en diode, et le cœur comporte au moins un premier réseau résistif couplé entre la base dudit au moins un premier transistor et la borne de référence.
Les transistors bipolaires possèdent des propriétés non idéales, dues notamment à leur résistance d’accès de base. Et, en raison de cette résistance d’accès, la tension base-émetteur des transistors bipolaires comporte une composante non linéaire.
L’inventeur a observé qu’il est avantageux d’utiliser cette propriété non-idéale afin d’atténuer, voire de compenser, la composante non linéaire de la tension de bande interdite, et donc d’en atténuer la courbure. Ainsi, l’ajout d’au moins une résistance additionnelle entre la base du transistor présentant la plus forte densité de courant et la borne de référence permet d’augmenter la résistance de base de ce transistor et donc de générer une composante non linéaire qui va déjà atténuer la courbure de la tension de bande interdite, et ce même si aucune résistance additionnelle n’est couplée sur la base de l’autre transistor.
Cela étant on peut obtenir une plus forte atténuation, voire une compensation de cette courbure, en couplant un deuxième réseau résistif entre la base dudit au moins un deuxième transistor et la borne de référence, la valeur résistive du premier réseau résistif étant supérieure à celle du deuxième réseau résistif, pas nécessairement dans le même rapport que celui des densités de courant.
En pratique il est préférable que le premier réseau résistif et le deuxième réseau résistif aient des valeurs résistives choisies de manière à obtenir une amplitude crête à crête de la tension de bande interdite inférieure à un seuil.
Dans l’art antérieur, l’amplitude crête à crête de la tension de bande interdite peut être supérieure à 3 mV.
Aussi les valeurs résistives des deux réseaux résistifs peuvent être choisies de manière à obtenir une amplitude crête à crête de la tension de bande interdite inférieure à 3 mV.
Cela étant on peut fixer ce seuil à 1 mV.
L’inventeur a montré qu’il était même possible, par un choix convenable de ces valeurs résistives, d’obtenir une amplitude crête à crête de la tension de bande interdite qui ne dépasse pas 0,7 mV.
La détermination des valeurs résistives de ces réseaux résistifs peut être effectuée par mesure ou par simulation au cours d’une phase de test du dispositif électronique intégré de génération d’une tension de bande interdite.
Au cours de cette phase de test, on peut utiliser, comme réseaux résistifs, des jeux de résistances que l’on peut court-circuiter de manière sélective, par exemple au moyen de transistors que l’on rend passants, pour aboutir aux valeurs résistives souhaitées.
Une fois le test effectué, on peut utiliser comme premier et deuxième réseaux résistifs des résistances uniques ayant la valeur résistive obtenue.
Cela étant il est également possible de laisser en place au sein du dispositif électronique intégré de génération d’une tension de bande interdite, les jeux de résistances utilisées pour le test avec certaines d’entre elles court-circuitées par les transistors correspondants passants.
Ainsi, selon un mode de réalisation, le premier réseau résistif et le deuxième réseau résistif comportent respectivement un premier groupe de résistances identiques montées en série et un deuxième groupe de résistances identiques montées en série, l’une au moins des résistances étant court-circuitée.
Selon un mode de réalisation, le dispositif comporte en outre une pluralité de transistors de contrôle respectivement couplés en parallèle avec les résistances des deux groupes, l’un au moins desdits transistors étant dans un état passant et les autres transistors étant dans un état bloqué.
Selon un autre aspect, il est proposé un procédé d’atténuation de l’amplitude crête à crête d’une tension de bande interdite délivrée par une source de tension de bande interdite comportant un cœur comprenant au moins un premier transistor et au moins un deuxième transistor montés en diode et configurés de façon à ce que le deuxième transistor présente une densité de courant plus importante que celle du premier transistor, le procédé comprenant au moins un couplage entre la base dudit au moins un premier transistor et une borne de référence alimentée par une tension de référence, la masse par exemple, d’un premier réseau résistif.
Selon un mode de mise en œuvre, le procédé comprend en outre un couplage entre la base dudit au moins un deuxième transistor et la borne de référence d’un deuxième réseau résistif ayant une valeur résistive inférieure à celle du premier réseau résistif.
Selon un mode de mise en œuvre, le procédé comprend un ajustement des valeurs résistives du premier réseau résistif et du deuxième réseau résistif de manière à obtenir une amplitude crête à crête de la tension de bande interdite inférieure à un seuil, par exemple 1 millivolt.
Selon un mode de mise en œuvre, le procédé comprend le couplage d’un premier groupe de résistances entre la base dudit au moins un premier transistor et la borne de référence et d’un deuxième groupe de résistances entre la base dudit au moins un deuxième transistor et la borne de référence, et l’ajustement est effectué en court-circuitant au moins Tune des résistances du premier groupe ou du deuxième groupe.
D’autres avantages et caractéristiques de l’invention apparaîtront à l’examen de modes de mise en œuvre et de réalisation de l’invention, nullement limitatifs, et des dessins annexés sur lesquels :
- les figures 1 et 2 ont trait schématiquement à une génération classique d’une tension de bande interdite,
- les figures 3 à 5 ont trait à des modes de mise en œuvre et de réalisation de l’invention.
Sur la figure 1, la référence DIS désigne un dispositif classique de génération d’une tension de bande interdite VBG.
Le dispositif DIS comporte un cœur CR agencé pour, lorsque les tensions V1 et V2, respectivement à sa première borne BEI et à sa première borne BE2, sont égalisées par des moyens d’égalisation MGL, être parcouru par un courant interne Iptat proportionnel à la température absolue.
Par ailleurs le dispositif comporte des moyens de génération MGN couplés aux deux bornes BEI et BE2 du cœur et configurés pour générer à la borne S la tension VBG de bande interdite.
Le cœur CR comporte ici un premier transistor bipolaire PNP, référencé Ql, monté en diode et connecté en série avec une résistance Rl entre la première borne BEI et une borne de référence BR destinée à être alimentée par une tension de référence, ici la masse GND. Le premier transistor en série avec la résistance Rl forment ici une première branche BRI du cœur CR.
Le cœur CR comporte également un deuxième transistor bipolaire PNP référencé Q2, également monté en diode, et connecté en série entre la deuxième borne BE2 du cœur et la borne de référence BR. Le deuxième transistor Q2 couplé entre la deuxième borne BE2 et borne de référence BR forme ici une deuxième branche BR2 du cœur CR.
Dans l’exemple décrit c’est le deuxième transistor Q2 qui présente la plus forte densité de courant.
Ainsi, la taille du premier transistor Ql et la taille du deuxième transistor Q2 sont différentes, et sont dans un rapport de surface M, de façon à ce que la densité de courant traversant le deuxième transistor Q2 soit M fois plus importante que la densité de courant traversant le premier transistor Ql.
Le dispositif comporte également ici un amplificateur AMP dont l’entrée inverseuse est couplée à la première borne BEI du cœur CR, et l’entrée non inverseuse est couplée à la deuxième borne BE2 du cœur CR.
L’amplificateur AMP comporte un étage de contre-réaction ETR comportant une deuxième résistance R2 connectée entre la sortie S de l’amplificateur AMP et la première borne BEI, et une troisième résistance R3, de valeur égale à la valeur de la deuxième résistance R2, connectée entre la sortie S de l’amplificateur AMP et la deuxième borne BE2.
L’amplificateur AMP, grâce à son étage de contre-réaction ETR, est ainsi agencé pour égaliser les tensions VI et V2 aux bornes BEI et BE2 du cœur CR.
Comme il est bien connu par l’homme du métier, lorsque les tensions V1 et V2 sont égales ou sensiblement égales, le courant interne Iptat traversant la résistance RI est alors proportionnel à la température absolue et égal à
K *T
RÏ7rL°em où K désigne la constante de Boltzmann, T la température absolue, q la charge d’un électron, et Log la fonction logarithme népérien.
En outre, il est également connu de l’homme du métier que la tension VBE aux bornes d’un transistor monté en diode et traversé par un courant PTAT est une tension CTAT, inversement proportionnelle à la température absolue.
Ainsi, la tension V2 aux bornes du transistor Q2, égale à VBE2, est une tension CTAT.
Il est ainsi possible d’obtenir en sortie S de l’amplificateur une tension de bande interdite VBG égale ici à la somme de la tension V2 et de la tension VI, soit VBE2 + R2 * * Log(M).
Rl*q
Les moyens d’égalisation MGL et les moyens de génération MGN incorporent ici notamment l’amplificateur AMP.
Cela étant ceci n’est qu’un exemple particulier de structure de ces moyens MGL et MGN, et bien d’autres exemples de structures connues sont possibles.
Comme l’illustre la figure 2, la tension CTAT V2 n’est pas linéaire. Par conséquent, la tension VBG qui est la somme de la tension PTAT VI et de la tension CTAT V2 n’est pas linéaire mais courbée. Elle possède ici une amplitude crête à crête non nulle Av, par exemple ici une amplitude Δν de 3 millivolts.
Par ailleurs, la résistance de base d’un transistor bipolaire est à l’origine d’une composante non linéaire dans sa tension base-émetteur, et en particulier ici dans la tension VI puisque le premier transistor QI est monté en diode.
Cet effet souvent considéré dans la littérature comme un effet parasite sera amplifié et ajusté afin d’atténuer la composante non linéaire de la tension VBG, et donc de diminuer son amplitude crête à crête, comme il sera vu ci-après.
Ainsi, comme illustré sur la figure 3 qui est relatif à un mode de réalisation de l’invention, un circuit résistif RES a été couplé entre les bases Bl et B2 des deux transistors Q1 et Q2 et la borne de référence BR connectée à la masse GND.
Dans ce mode de réalisation, la taille du premier transistor Q1 et la taille du deuxième transistor Q2 sont différentes, et sont dans un rapport de surface M, de façon à ce que la densité de courant traversant le deuxième transistor Q2 soit M fois plus importante que la densité de courant traversant le premier transistor Ql.
Par exemple ici, la taille du premier transistor Ql est huit fois supérieure à la taille du deuxième transistor Q2.
Bien entendu il serait aussi possible d’utiliser un transistor Q2 et M transistors Ql en parallèle, tous de la même taille que le deuxième transistor Q2.
Le circuit résistif RES comporte un premier réseau résistif RV1, couplé entre la base Bl du premier transistor Ql et la masse GND, et un deuxième réseau résistif RV2, couplé entre la base B2 du deuxième transistor Q2 et la masse GND.
La valeur résistive du premier réseau résistif est supérieure à la valeur résistive du deuxième réseau résistif dans un facteur N. Ici, la valeur du deuxième réseau résistif est de six kilo-ohms et la valeur du premier réseau résistif est de douze kilo-ohms. Ici, le facteur N est donc égal à deux.
Il convient de noter ici que les moyens d’égalisation MGL et les moyens de génération MGN ne sont donnés qu’à titre d’exemple, et que l’invention est compatible avec tout autre moyen d’égalisation et tout autre moyen de génération connus de l’homme du métier.
Comme l’illustre la figure 4, le choix de ces deux valeurs de résistance permet ici avantageusement d’atténuer l’amplitude crête à crête de la tension de bande interdite VBG, par exemple afin d’obtenir une valeur d’amplitude crête à crête de 0,7 millivolts.
Les valeurs résistives des réseaux résistifs RV1 et RV2 peuvent être adaptées, compte tenu de la structure du dispositif de génération de la tension de bande interdite et de l’atténuation souhaitée pour la courbure compte tenu de l’application envisagée, par simulation et/ou au cours d’une phase de test.
Comme l’illustre la figure 5, on peut utiliser durant la phase de test un circuit résistif RES dans lequel le premier réseau résistif RV1 et le deuxième réseau résistif RV2 comprennent des groupes de résistances.
Le premier groupe de résistances RV1 comporte une pluralité de résistances identiques Ri montées en série, et le deuxième groupe de résistances RV2 comporte une pluralité de résistances identiques Rj montées en série. La valeur d’une résistance Ri est supérieure à la valeur d’une résistance Rj du facteur N, ici deux. Par exemple, chaque résistance Ri a une valeur de 12 kilo-ohms et chaque résistance Rj a une valeur de 6 kilo-ohms.
Chacune des résistances Ri et Rj est couplée en parallèle avec un transistor TRi, configuré pour court-circuiter la résistance lorsqu’il est dans un état passant.
L’électrode de commande de chaque transistor TRi est couplée à une sortie distincte d’un circuit de contrôle CC commun à tous les transistors et configuré pour mettre dans un état passant ou dans un état bloqué un ou plusieurs transistors simultanément par l’envoi de signaux de commande SCI, SC2, ...SC10 sur l’électrode de commande.
Ainsi, le premier réseau résistif et le deuxième réseau résistif se comportent comme des résistances variables dont les pas de réglage sont ici respectivement de 12 kilo-ohms et de 6 kilo-ohms.
Le circuit de contrôle CC peut être par exemple mais non limitativement un décodeur cinq bits dont les sorties sont chacune couplée à un transistor. Bien qu’il soit représenté ici des groupes RV1 et RV2 comprenant chacun cinq résistances, il convient de noter que cette représentation est schématique et que dans la pratique le circuit résistif RES peut comporter un nombre de résistances plus important.
A titre indicatif, lors de la phase de test, pour un dispositif donné, on réalise plusieurs mesures de la tension VBG en fonction de la température pour différentes valeurs des réseaux résistifs RV1 et/ou RV2 obtenues comme indiqué ci-avant par des courts-circuits sélectifs de certaines des résistances Ri et/ou Rj, et on détermine la mesure pour ίο laquelle l’amplitude crête à crête est la plus faible. A cette mesure correspond deux valeurs de résistances, qui sont donc les valeurs des résistances RV1 et RV2 à utiliser pour le type de dispositif testé.
La configuration des réseaux résistifs RV1 et RV2 ayant abouti à 5 ces valeurs de résistances, peut alors par exemple être figée et utilisée lors de la phase de fonctionnement normal du dispositif de génération de tension de bande interdite.

Claims (11)

  1. REVENDICATIONS
    1. Dispositif électronique intégré de génération d’une tension (VBG) de bande interdite, comportant un cœur (CR) comprenant une première borne (BEI) et une deuxième borne (BE2), ledit cœur (CR) comportant une première branche (BRI) comprenant une première jonction PN (Ql) couplée en série avec une première résistance (RI) entre la première borne (BEI) et une borne de référence destinée à être alimentée avec une tension de référence (GND), une deuxième branche (BR2) comportant une deuxième jonction PN (Q2) couplée entre la deuxième borne (BE2) et la borne de référence, les deux jonctions PN (Ql, Q2) étant configurées pour présenter des densités de courant différentes, le dispositif comportant en outre des moyens d’égalisation (AMP) configurés pour égaliser les potentiels de la première borne (BEI) et de la deuxième borne (BE2), et des moyens de génération (AMP) couplés aux deux bornes du cœur et configurés pour générer la tension de bande interdite (VBG), dispositif dans lequel la deuxième jonction PN présente une densité de courant supérieure à la densité de courant de la première jonction PN, la première et la deuxième jonction PN comportent respectivement au moins un premier transistor bipolaire monté en diode et au moins un deuxième transistor bipolaire monté en diode, et le cœur comporte au moins un premier réseau résistif (RV1) couplé entre la base (Bl) dudit au moins un premier transistor et la borne de référence.
  2. 2. Dispositif selon la revendication 1, comportant en outre un deuxième réseau résistif (RV2) couplé entre la base (B2) dudit au moins un deuxième transistor (Q2) et la borne de référence (BR), le premier réseau résistif (RV1) ayant une valeur résistive supérieure à celle du deuxième réseau résistif.
  3. 3. Dispositif selon la revendication 2, dans lequel le premier réseau résistif (RV1) et le deuxième réseau résistif (RV2) ont des valeurs résistives choisies de manière à obtenir une amplitude crête à crête de la tension de bande interdite inférieure à un seuil.
  4. 4. Dispositif selon la revendication 3, dans lequel le seuil est égal un millivolt.
  5. 5. Dispositif selon l’une quelconque des revendications 2 à 4, dans lequel le premier réseau résistif (RV1) et le deuxième réseau résistif (RV2) comportent respectivement un premier groupe de résistances identiques (Ri) montées en série et un deuxième groupe de résistances identiques (Rj) montées en série, l’une au moins des résistances étant court-circuitée.
  6. 6. Dispositif selon la revendication 5, comprenant en outre une pluralité de transistors de contrôle (TRi) respectivement couplés en parallèle avec les résistances (Ri) des deux groupes, l’un au moins desdits transistors (Tri) étant dans un état passant et les autres transistors étant dans un état bloqué.
  7. 7. Procédé d’atténuation de l’amplitude crête à crête d’une tension de bande interdite (VBG) délivrée par une source de tension de bande interdite comportant un cœur (CR) comprenant au moins un premier transistor (Ql) et au moins un deuxième transistor (Q2) montés en diode et configurés de façon à ce que le deuxième transistor (Q2) présente une densité de courant plus importante que celle du premier transistor (Ql), le procédé comprenant au moins un couplage entre la base (Bl) dudit au moins un premier transistor (Ql) et une borne de référence alimentée par une tension de référence (GND) d’un premier réseau résistif (RV1).
  8. 8. Procédé selon la revendication 7, comprenant en outre un couplage entre la base (B2) dudit au moins un deuxième transistor (Q2) et la borne de référence (BR) d’un deuxième réseau résistif (RV2) ayant une valeur résistive inférieure à celle du premier réseau résistif (RV1).
  9. 9. Procédé selon la revendication 8, comprenant un ajustement des valeurs résistives du premier réseau résistif et du deuxième réseau résistif de manière à obtenir une amplitude crête à crête de la tension de bande interdite inférieure à un seuil.
  10. 10. Procédé selon la revendication 9, dans lequel le seuil est égal à un millivolt.
  11. 11. Procédé selon l’une quelconque des revendications 8 à 10, comprenant le couplage d’un premier groupe de résistances (Ri) entre la base (Bl) dudit au moins un premier transistor (Ql) et la borne de référence (BR) et d’un deuxième groupe de résistances (Rj) entre la base (B2) dudit au moins un deuxième transistor et la borne de référence (BR), et dans lequel l’ajustement est effectué en court-circuitant au moins l’une des résistances du premier groupe ou du deuxième groupe.
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