FR2962270A1 - Machine électrique tournante améliorée pour assurer une protection contre les coupures d'alimentation électrique - Google Patents

Abstract

Dans une machine électrique tournante, un dispositif de protection contre les coupures d'alimentation électrique met à l'état passant un élément de commutation en tant qu'élément de redressement de côté bas pour au moins un parmi des enroulements statoriques polyphasés lorsque la tension de sortie dépasse une tension de premier seuil du fait d'une coupure de l'alimentation électrique. Le dispositif de protection contre les coupures d'alimentation électrique détermine un positionnement temporel de mise à l'état bloqué de l'élément de commutation en tant qu'élément de redressement de côté bas pour ledit au moins un des enroulements statoriques polyphasés après que la tension de sortie, qui a dépassé la tension de premier seuil une fois, a chuté au-dessous d'une tension de second seuil. La tension de second seuil est réglée de manière à être inférieure à la tension de premier seuil. Le dispositif de protection contre les coupures d'alimentation électrique met à l'état bloqué, au positionnement temporel de mise à l'état bloqué déterminé, l'élément de commutation en tant qu'élément de redressement de côté bas pour ledit au moins un des enroulements statoriques au moins diphasés.

Description

10 MACHINE ÉLECTRIQUE TOURNANTE AMÉLIORÉE POUR ASSURER UNE PROTECTION CONTRE LES COUPURES D'ALIMENTATION ÉLECTRIQUE

DOMAINE TECHNIQUE La présente description se rapporte à des machines 15 électriques tournantes destinées à produire une énergie électrique et/ou une force motrice, et plus particulièrement, à de telles machines électriques tournantes destinées à assurer une protection contre les coupures d'alimentation électrique. 20 ARRIÈRE-PLAN Les génératrices d'électricité pour véhicules à moteur fonctionnent pour fournir de l'énergie électrique à une batterie afin de charger la batterie et à diverses charges 25 électriques afin de permettre aux charges électriques de fonctionner. Tandis qu'une telle génératrice d'électricité fonctionne pour fournir de l'énergie électrique à une batterie et/ou à diverses charges électriques, la déconnexion de la batterie d'avec la génératrice 30 d'électricité, qui est dénommée « coupure de l'alimentation électrique », provoque une haute tension (une impulsion géante) aux bornes d'un enroulement statorique de phase correspondant en raison de son impédance élevée. La crête d'une telle haute tension peut s'avérer supérieure ou égale 35 à 100 V en fonction d'un courant de sortie de la génératrice d'électricité. Du fait que ce type de haute tension pourrait endommager de quelconques charges électriques et/ou éléments électriques se trouvant dans la génératrice d'électricité, certaines mesures ont été prises pour réduire une haute tension. Une génératrice d'électricité décrite dans la publication de brevet américain n° 5748463 correspondant à la publication de demande de brevet japonais n° H09(1997)-219938 fait état de l'une de ces mesures. La génératrice d'électricité décrite dans la publication de brevet est pourvue de transistors MOS en tant qu'éléments de commutation de côté bas d'un redresseur en pont de celle-ci. La génératrice d'électricité est conçue pour, lorsque la tension de sortie de la génératrice d'électricité dépasse une tension de référence prédéfinie, fonctionner en mode de protection pour mettre à l'état passant au moins un transistor MOS de côté bas correspondant au moins à un enroulement statorique de phase aux bornes duquel une haute tension due à une coupure de l'alimentation électrique est engendrée, en faisant ainsi circuler du courant sur la base de la haute tension à travers le redresseur en pont et les enroulements statoriques pour faire décroître la haute tension. Lorsque la tension de sortie de la génératrice d'électricité devient inférieure ou égale à la tension de référence sur la base de la mise à l'état passant du au moins un transistor MOS de côté bas, la génératrice d'électricité est conçue pour mettre à l'état bloqué ledit au moins un transistor MOS de côté bas, et passer en mode de redressement afin d'exécuter des opérations de redressement. De plus, une génératrice d'électricité décrite dans la publication de demande de brevet japonais n° 2003-244864 présente une autre de ces mesures. La génératrice d'électricité est conçue, lorsqu'une haute tension est détectée, pour passer en mode de protection afin de commander chacun des transistors MOSFET (transistor à effet de champ à semi-conducteur à oxyde métallique) de côté haut et des transistors MOSFET de côté bas d'un redresseur en pont dans une phase passante-bloquée opposée à une phase passante-bloquée normale en mode de redressement. Lorsque la haute tension décroît, la génératrice d'électricité est conçue pour passer au mode de redressement afin de commuter la phase passante-bloquée de chacun des transistors MOSFET de côté haut et bas vers la phase passante-bloquée normale en mode de redressement.

RÉSUMÉ Ainsi qu'il a été décrit ci-dessus, la génératrice d'électricité présentée dans la publication de brevet américain n° 5748463 met à l'état passant au moins un transistor MOS de côté bas correspondant à au moins un enroulement statorique de phase aux bornes duquel une haute tension due à une coupure de l'alimentation électrique est engendrée, lorsque la tension de sortie dépasse la tension de seuil, et met à l'état bloqué ledit au moins un transistor MOS de côté bas lorsque la tension de sortie devient inférieure à la tension de seuil. Plus précisément, la génératrice d'électricité décrite dans la publication de brevet américain n° 5748463 répète la mise à l'état passant et à l'état bloqué d'au moins un transistor MOS correspondant à au moins un enroulement statorique de phase aux bornes duquel une haute tension est engendrée jusqu'à ce que l'énergie magnétique chargée dans ledit au moins un enroulement statorique de phase décroisse suffisamment. Toutefois, le comportement à l'état bloqué dudit au moins un transistor MOS de côté bas a pour résultat une interruption instantanée du courant circulant à travers ledit au moins un enroulement statorique de phase correspondant connecté audit au moins un transistor MOS.

L'interruption instantanée engendre une haute tension aux bornes de l'enroulement statorique de phase correspondant, et la haute tension peut dépasser la tension de référence. Plus précisément, la mesure décrite dans la publication de brevet américain n° 5748463 peut nécessiter un temps considérable pour faire décroître suffisamment l'énergie magnétique chargée dans l'enroulement statorique de phase correspondant du fait de la coupure de l'alimentation électrique. Ainsi, la nécessité se fait jour de faire décroître suffisamment une haute tension due à une coupure de l'alimentation électrique, de manière aussi immédiate que possible. De plus, la génératrice d'électricité décrite dans la publication de brevet japonais n° 2003-244864 commute la phase passante-bloquée actuelle de chacun des transistors MOSFET de côté haut et bas vers une phase passante-bloquée opposée à la phase passante-bloquée actuelle lorsque la génératrice d'électricité passe au mode de protection à l'apparition d'une coupure de l'alimentation électrique, ou annule le mode de protection pour passer au mode de redressement. Dès lors, si un courant circule à travers un enroulement statorique de phase connecté à au moins un transistor MOSFET de côté haut ou bas, ledit au moins un transistor MOSFET de côté haut ou bas étant inversé en phase, une haute tension est engendrée aux bornes de l'enroulement statorique de phase. En particulier, si des éléments appariés de commutation de côté haut et bas pour la même phase sont simultanément mis à l'état bloqué, cette mise à l'état bloqué simultanée peut avoir pour résultat une interruption instantanée du courant circulant à travers un enroulement statorique de phase correspondant connecté aux éléments appariés de commutation de côté haut et bas. L'interruption instantanée peut engendrer une pointe de tension aux bornes de l'enroulement statorique de phase correspondant. Ainsi, la nécessité se fait jour d'empêcher l'apparition d'une telle pointe de tension lors d'un changement de mode de la génératrice d'électricité. À la lumière des circonstances énoncées ci-dessus, l'un des aspects de la présente description a pour but de proposer des machines électriques tournantes conçues pour répondre aux nécessités énoncées ci-dessus. Plus précisément, un autre aspect de la présente description vise à proposer de telles machines électriques tournantes améliorées pour faire décroître immédiatement une haute tension due à une coupure de l'alimentation électrique. Un autre aspect de la présente description vise à proposer de telles machines électriques tournantes améliorées pour empêcher l'apparition d'une pointe de tension lors de leurs changements de mode.

Selon l'un des aspects de la présente description, il est proposé une machine électrique tournante munie d'un rotor rotatif. La machine électrique tournante comprend des enroulements statoriques au moins diphasés, et une unité de redressement comprenant,' pour chacun des enroulements statoriques au moins diphasés, une paire composée d'un élément de redressement de côté haut et d'un élément de redressement de côté bas. Au moins l'élément de redressement de côté bas se compose d'un élément de commutation muni d'une diode connectée en parallèle à celui-ci. L'unité de redressement est configurée pour redresser une tension alternative induite aux bornes de chacun des enroulements statoriques au moins diphasés. La machine électrique tournante comprend un dispositif de protection contre les coupures d'alimentation électrique configuré pour surveiller la tension de sortie de l'unité de redressement, mettre à l'état passant l'élément de commutation en tant qu'élément de redressement de côté bas pour au moins l'un des enroulements statoriques au moins diphasés lorsque la tension de sortie dépasse une tension de premier seuil du fait d'une coupure de l'alimentation électrique, et déterminer un positionnement temporel de mise à l'état bloqué de l'élément de commutation en tant qu'élément de redressement de côté bas pour ledit au moins un des enroulements statoriques au moins diphasés après que la tension de sortie, qui a précédemment dépassé la tension de premier seuil, a chuté au-dessous d'une tension de second seuil. La tension de second seuil est réglée pour être inférieure à la tension de premier seuil. Le dispositif de protection contre les coupures d'alimentation électrique est configuré pour mettre à l'état bloqué, au positionnement temporel de mise à l'état bloqué déterminé, l'élément de commutation en tant qu'élément de redressement de côté bas pour ledit au moins un des enroulements statoriques au moins diphasés.

Ledit aspect de la présente description détermine le positionnement temporel de mise à l'état bloqué de l'élément de commutation en tant qu'élément de redressement de côté bas pour ledit au moins un des enroulements statoriques au moins diphasés. Dès lors, ledit aspect de la présente description peut déterminer le positionnement temporel de mise à l'état bloqué de l'élément de commutation excepté pour des positionnements temporels auxquels il existe une pointe de tension aux bornes dudit au moins un des enroulements statoriques au moins diphasés du fait de la mise à l'état bloqué de l'élément de commutation. Cela permet de poursuivre des opérations de redressement normales, de manière à faire décroître une haute tension sans engendrer de pointe de tension. Les caractéristiques et/ou avantages ci-dessus ou autres de divers aspects de la présente description seront mieux appréciés au vu de la description suivante, lorsque lue en liaison avec les dessins annexés. Divers aspects de la présente description peuvent inclure et/ou exclure différent(e)s caractéristiques et/ou avantages, le cas échéant. De plus, divers aspects de la présente description 2962270 . 7 peuvent combiner une ou plusieurs caractéristiques d'autres modes de réalisation, le cas échéant. Les descriptions de caractéristiques et/ou avantages de modes de réalisation particuliers ne doivent pas être interprétées comme 5 limitant d'autres modes de réalisation ou les revendications.

DESCRIPTION BRÈVE DES DESSINS D'autres aspects de la présente description deviendront 10 apparents d'après la description suivante de modes de réalisation, lorsque lue en liaison avec les dessins annexés parmi lesquels : la figure 1 est un schéma de principe illustrant de manière simplifiée un exemple de la configuration du 15 système d'une machine électrique tournante selon le premier mode de réalisation de la présente invention ; la figure 2 est un schéma de principe illustrant de manière simplifiée un exemple de la structure d'un module redresseur illustré sur la figure 1 ; 20 la figure 3 est un schéma de principe illustrant de manière simplifiée un exemple de la structure d'un circuit de commande illustré sur la figure 2 ; la figure 4 est une vue illustrant de manière simplifiée des transitions de modes du circuit de commande 25 d'un module redresseur selon le premier mode de réalisation ; (A) de la figure 5 est un graphique illustrant de manière simplifiée un exemple de la forme d'onde d'une tension de phase aux bornes d'un enroulement de phase dans 30 un mode de redressement, et (B) de la figure 5 est un graphique illustrant de manière simplifiée un exemple de la forme d'onde d'une haute tension de phase engendrée aux bornes de l'enroulement de phase en raison d'une coupure de l'alimentation électrique ; la figure 6 est un schéma synoptique sous forme de blocs illustrant de manière simplifiée un exemple de la structure d'un dispositif de détermination de protection contre les coupures d'alimentation électrique illustré sur la figure 3 ; la figure 7 est un graphique illustrant de manière simplifiée une relation entre une tension de sortie de la machine électrique tournante et un résultat de détermination par un dispositif de détermination de tension de seuil illustré sur la figure 6 ; la figure 8 est un graphique illustrant de manière simplifiée une relation entre une tension drain-source amplifiée et une tension de référence amplifiée selon le premier mode de réalisation ; la figure 9 est un graphique illustrant de manière simplifiée la sortie d'un détecteur de tension MOS illustré sur la figure 6 si un seul module redresseur pour l'un des premiers et seconds enroulements statoriques passe à un mode de protection, tandis que les autres modules redresseurs ne passent pas au mode de protection selon le premier mode de réalisation ; la figure 10 est un schéma de principe illustrant de manière simplifiée un exemple de la configuration du système d'une machine électrique tournante selon le deuxième mode de réalisation de la présente invention ; la figure 11 est un schéma de principe illustrant de manière simplifiée un exemple de la structure d'un régulateur illustré sur la figure 10 ; la figure 12 est un schéma de principe illustrant de 30 manière simplifiée un module redresseur illustré sur la figure 10 ; la figure 13 est un schéma de principe illustrant de manière simplifiée un exemple de la structure d'un circuit de commande illustré sur la figure 12 ; la figure 14 est un graphique illustrant de manière simplifiée la façon dont un détecteur de tension MOS VDS de côté haut illustré sur la figure 13 effectue des opérations de comparaison ; la figure 15 est un graphique illustrant de manière simplifiée la façon dont un détecteur de tension MOS VDS de côté bas illustré sur la figure 13 effectue des opérations de comparaison ; la figure 16 est un graphique illustrant de manière simplifiée des résultats simplifiés d'opérations de détection de température effectuées par un détecteur de température illustré sur la figure 13 ; la figure 17 est un schéma de principe illustrant de manière simplifiée un exemple de la structure détaillée 15 d'un contrôleur illustré sur la figure 13 ; la figure 18 est un chronogramme illustrant de manière simplifiée des opérations du contrôleur sous le mode de commande de redressement synchrone (mode de commande synchrone) qui correspond au mode de redressement selon le 20 premier mode de réalisation ; la figure 19 est un schéma synoptique sous forme de blocs illustrant de manière simplifiée certains éléments du contrôleur, qui sont requis pour déterminer s'il faut passer au mode de commande synchrone selon le deuxième mode 25 de réalisation ; la figure 20 est un chronogramme illustrant de manière simplifiée des opérations du contrôleur destinées à déterminer s'il faut démarrer une commande synchrone (passage au mode de commande synchrone) selon le deuxième 30 mode de réalisation ; la figure 21 est un graphique illustrant de manière simplifiée un exemple spécifique de la forme d'onde d'une tension de phase lorsqu'un positionnement temporel de mise à l'état bloqué déterminé par un dispositif de 35 détermination de positionnement temporel de mise à l'état bloqué MOS de côté bas illustré sur la figure 17 est retardé la figure 22 est un graphique illustrant de manière simplifiée une relation entre la variation de la tension de sortie et des périodes de conduction de branches supérieure et inférieure selon le deuxième mode de réalisation ; la figure 23 est un schéma synoptique sous forme de blocs illustrant de manière simplifiée certains éléments du contrôleur, lesquels sont nécessaires pour déterminer s'il faut sortir du mode de mode de réalisation ; la figure 24A est simplifiée un exemple phase aux bornes d'un enroulement de phase sous le mode de commande synchrone électrique ; la figure 24B est simplifiée un exemple de la forme d'onde de la tension de phase après l'apparition d'une coupure de l'alimentation électrique sous le mode de protection ; la figure 24C est un graphique illustrant de manière simplifiée une relation entre une tension drain-source amplifiée et une tension de seuil amplifiée ; la figure 24D est un graphique illustrant de manière simplifiée un exemple de la forme d'onde de la tension drain-source amplifiée d'un transistor MOS de côté bas ; et la figure 25 est un schéma synoptique sous forme de blocs illustrant de manière simplifiée un exemple de la structure détaillée d'un dispositif de détermination de coupure d'alimentation électrique illustré sur la figure 17 et certains éléments du contrôleur, qui sont requis pour que le dispositif de détermination de coupure d'alimentation électrique assure la protection contre les coupures d'alimentation électrique sous le mode de protection. commande synchrone selon le deuxième

un graphique illustrant de manière de la forme d'onde d'une tension de sans coupure de l'alimentation un graphique illustrant de manière

DESCRIPTION DÉTAILLÉE DE MODES DE RÉALISATION Des modes de réalisation de la présente description sont décrits ci-après en référence aux dessins annexés. Sur les dessins, des caractères de référence identiques sont utilisés pour identifier des composants identiques correspondants.

Premier mode de réalisation En référence aux dessins, en particulier à la figure 1, il est illustré une machine électrique tournante 1 selon le premier mode de réalisation de la présente description. Dans ce mode de réalisation, la présente description s'applique à une génératrice d'électricité triphasée 1 en tant qu'exemple de machine électrique tournante installée dans un véhicule à moteur. La génératrice d'électricité 1 comprend des premiers enroulements statoriques 2, des seconds enroulements statoriques 3, un rotor 4M comprenant un enroulement de champ 4, une paire de premier et second modules redresseurs (assemblages formant modules) 5 et 6, et un régulateur de tension (régulateur) 7. Les premier et second assemblages formant modules redresseurs 5 et 6 tiennent lieu d'unités de commutation.

La génératrice d'électricité 1 fonctionne pour convertir une tension alternative (CA) induite dans chacun des premiers et seconds enroulements statoriques 2 et 3 en une tension continue via l'un correspondant des premier et second assemblages formant modules redresseurs 5 et 6, et appliquer la tension continue à une batterie 9, via une ligne de charge 12, pour la charger dans celle-ci, et/ou appliquer la tension continue à des charges électriques 10 installées dans le véhicule à moteur via la ligne de charge 12. 2962270 . 12 La génératrice d'électricité 1 fonctionne également pour convertir une tension continue appliquée à partir de la batterie 9 en une tension alternative triphasée via les premier et second assemblages formant modules redresseurs 5 5 et 6, et appliquer la tension alternative triphasée à chacun des premiers et seconds enroulements statoriques 2 et 3 pour produire ainsi une puissance de rotation (couple) afin de faire tourner le rotor 4M. Par exemple, le rotor 4M est couplé directement ou indirectement à un vilebrequin de 10 moteur à combustion interne, dénommé simplement « moteur », installé dans le véhicule à moteur, de sorte que la puissance de rotation engendrée fait tourner le vilebrequin du moteur à combustion interne. Les premiers enroulements statoriques 2 sont, par 15 exemple, des enroulements statoriques polyphasés, tels que des enroulements statoriques triphasés. Les premiers enroulements statoriques 2 sont enroulés dans un noyau de stator cylindrique et autour de celui-ci. Par exemple, le noyau de stator présente une forme annulaire dans sa 20 section transversale latérale, et une pluralité de fentes formées au travers de celui-ci et disposées de manière circonférentielle selon des pas donnés. Les premiers enroulements statoriques 2 sont enroulés dans les fentes du noyau de stator. 25 De même, les seconds enroulements statoriques 3 sont, par exemple, des enroulements statoriques polyphasés, tels que des enroulements statoriques triphasés. Les seconds enroulements statoriques 3 sont enroulés dans le noyau de stator et autour de celui-ci, par exemple. À titre 30 d'exemple, les seconds enroulements statoriques 3 sont enroulés dans les fentes du noyau d'induit, de sorte que les premiers enroulements statoriques 2 et les seconds enroulements statoriques 3 ont un déphasage de 30 degrés électriques (i/6 radians) entre eux. Les premiers et seconds enroulements statoriques 2 et 3 et le noyau de stator constituent un stator de la génératrice d'électricité 1. Les premiers enroulements statoriques 2 se composent d'enroulements de phase X, Y et Z, qui sont connectés, par exemple, selon une configuration en étoile. Les enroulements de phase X, Y et Z ont chacun une extrémité connectée à une jonction commune (point neutre), et l'autre extrémité connectée à une borne séparée. De même, les seconds enroulements statoriques 3 se composent d'enroulements de phase U, V et W, qui sont connectés, par exemple, selon une configuration en étoile. Les enroulements de phase U, V et W ont chacun une extrémité connectée à une jonction commune (point neutre), et l'autre extrémité connectée à une borne séparée.

Le rotor 4M est fixé, par exemple, à un arbre rotatif (non illustré) et, par exemple, disposé de manière rotative à l'intérieur du noyau de stator. Une extrémité de l'arbre rotatif est reliée directement ou indirectement au vilebrequin du moteur à combustion interne, de telle sorte que le rotor 4M et l'arbre rotatif sont entraînés en rotation par le moteur à combustion interne (moteur). En d'autres termes, la rotation du rotor 4M peut être transférée au vilebrequin du moteur, en tant que puissance de rotation, de sorte que le vilebrequin peut être mis en rotation par la puissance de rotation. Le rotor 4M inclut une pluralité de pièces polaires disposées de manière à faire face à la périphérie intérieure du noyau de stator, et un enroulement de champ 4 enroulé dans les pièces polaires et autour de celles-ci.

L'enroulement de champ 4 est électriquement connecté au régulateur 7 via des bagues collectrices et similaires. Lorsqu'il est excité par le régulateur 7, l'enroulement de champ 4 aimante les pièces polaires avec leurs polarités alternatives nord et sud pour engendrer ainsi un champ magnétique de rotor. Il convient de préciser qu'en tant que rotor 4M, il peut être fait appel à un rotor comprenant des aimants permanents ou à un rotor à pôles saillants pour engendrer un champ magnétique tournant. Le champ magnétique tournant induit une tension alternative dans chacun des premiers et seconds enroulements statoriques 2 et 3. Le premier assemblage formant module redresseur 5 est disposé entre les premiers enroulements statoriques 2 et la batterie 9, et est conçu comme un redresseur pleine onde triphasé (montage en pont) dans son ensemble. Le premier assemblage formant module redresseur 5 fonctionne pour convertir la tension alternative induite dans les premiers enroulements statoriques 2 en une tension continue. Plus précisément, le premier assemblage formant module redresseur 5 se compose d'un certain nombre, tel que trois, de modules redresseurs 5X, 5Y et 5Z correspondant au nombre de phases des premiers enroulements statoriques 2. Le module redresseur 5X est connecté à l'enroulement de phase X dans les premiers enroulements statoriques 2, le module redresseur 5Y est connecté à l'enroulement de phase Y dans les premiers enroulements statoriques 2, et le module redresseur 5Z est connecté à l'enroulement de phase Z dans les premiers enroulements statoriques. Le second assemblage formant module redresseur 6 est disposé entre les seconds enroulements statoriques 3 et la batterie 9, et est conçu comme un redresseur pleine onde triphasé (montage en pont) dans son ensemble. Le second assemblage formant module redresseur 6 fonctionne pour convertir la tension alternative induite dans les seconds enroulements statoriques 3 en une tension continue.

Plus précisément, le second assemblage formant module redresseur 6 se compose d'un certain nombre, tel que trois, de modules redresseurs 6U, 6V et 6Z correspondant au nombre de phases des seconds enroulements statoriques 3. Le module redresseur 6U est connecté à l'enroulement de phase U dans les seconds enroulements statoriques 3, le module redresseur 6V est connecté à l'enroulement de phase V dans les seconds enroulements statoriques 3, et le module redresseur 6W est connecté à l'enroulement de phase W dans les seconds enroulements statoriques 3.

Le régulateur 7 est conçu pour commander un courant de champ devant circuler à travers l'enroulement de champ 4, en régulant ainsi la tension de sortie de la génératrice d'électricité 1 (une tension de sortie de chaque module redresseur) à une tension régulée cible.

Le régulateur 7 est connecté à un BCE (bloc de commande électronique - contrôleur externe) 8 via sa borne de communication et sa ligne de communication. Le régulateur 7 fonctionne pour effectuer des communications bidirectionnelles en série, telles que des communications LIN (Local Interconnect Network - réseau local d'interconnexion) conformément à des protocoles LIN, avec le BCE 8, en envoyant et/ou en recevant ainsi des messages de communication vers le BCE 8 et/ou en provenance de celui-ci.

Un exemple de la structure du module redresseur 5X selon le présent mode de réalisation est ensuite décrit dans le détail ci-après. La figure 2 illustre de manière simplifiée la structure du module redresseur 5X selon le présent mode de réalisation. Chacun des autres modules redresseurs 5Y, 5Z, 6U, 6Y et 6Z possède la même structure que le module redresseur 5X. En référence à la figure 2, le module redresseur 5X se compose d'une paire de transistors MOS 50 et 51, ainsi que d'un circuit de commande 54, et comporte des bornes B, X, L et GND (terre). La source S du transistor MOS 50 est connectée à un enroulement de phase correspondant, tel que l'enroulement de phase X, des premiers enroulements statoriques 2 via la borne X, et le drain D est connecté à la borne positive de la batterie 9 ainsi qu'aux charges électriques 10 via la ligne de charge 12 et la borne B du module redresseur 5X. Dès lors, le transistor MOS 50 tient lieu d'élément de commutation de côté haut (branche supérieure). Une diode intrinsèque (diode parasite) 50a est prévue de manière intrinsèque dans le transistor MOS 50 pour être connectée en parallèle à celui-ci. Plus précisément, l'anode de la diode intrinsèque 50a est connectée à la source du transistor MOS 50, et la cathode est connectée au drain de celui-ci.

Le drain D du transistor MOS 51 est connecté à un enroulement de phase correspondant, tel que l'enroulement de phase X, des premiers enroulements statoriques 2 via la borne X et à la source S du transistor MOS 50. La source S du transistor MOS 51 est connectée à la borne négative de la batterie 9 connectée à une terre de signalisation via la borne GND. Ainsi, le transistor MOS 51 tient lieu d'élément de commutation de côté bas (branche inférieure). Une diode intrinsèque (diode parasite) 51a est prévue de manière intrinsèque dans le transistor MOS 51 pour être connectée en parallèle à celui-ci. Plus précisément, l'anode de la diode intrinsèque 51a est connectée à la source du transistor MOS 51, et la cathode est connectée au drain de celui-ci. En d'autres termes, les transistors MOS de côté haut et bas 50 et 51 sont connectés l'un avec l'autre en série via un point de connexion, et l'enroulement de phase X des premiers enroulements statoriques 2 est connecté au point de connexion entre la source drain D du transistor MOS 51.

Il convient de préciser peut être connectée enS du transistor MOS 50 et le qu'une diode supplémentaire parallèle à chacun des transistors MOS 50 et 51. Un élément de commutation de type différent du type du transistor MOS peut être utilisé en tant qu'au moins l'un des transistors MOS 50 et 51. Dans cette modification, une diode est ajoutée pour être connectée en parallèle à l'élément de commutation. La figure 3 illustre de manière simplifiée un exemple de la structure du circuit de commande 54 dans le détail.

En référence à la figure 3, le circuit de commande 54 comprend un contrôleur 100, une source d'énergie 102, un détecteur de tension de sortie 110, un détecteur de conditions de fonctionnement 120, un détecteur de conditions de fonctionnement 130, un dispositif de détermination de protection contre les coupures d'alimentation électrique 140, un détecteur de température 150, des circuits d'attaque 170 et 172, et un circuit de communication 180. Le circuit de commande 54 comporte, par exemple, sept bornes A, B, C, D, G1, G2, L et GND. La borne de terre GND est connectée via la borne de terre GND du module redresseur 5X à la terre de signalisation. La source d'énergie 102 est connectée au contrôleur 100 et à la borne A ; la borne A est connectée à la borne B du module redresseur 5X et au drain D du transistor MOS 50. Lorsque le rotor 4M se met à tourner sous l'effet de la rotation du vilebrequin du moteur de sorte qu'une tension de phase X est engendrée aux bornes de l'enroulement de phase X, la tension de phase X est appliquée à la source d'énergie 102 par exemple via la borne C. Puis, la source d'énergie 102 engendre une tension sensiblement constante sur la base, par exemple, de la tension de sortie de la génératrice d'électricité 1, et applique la tension constante en tant que tension de fonctionnement à chaque composant compris dans le circuit de commande 54. Ces opérations de génération de tension de fonctionnement sont sensiblement identiques à celles de régulateurs normaux. Le circuit d'attaque 170 est connecté au contrôleur 100. Le circuit d'attaque 170 comporte une borne de sortie correspondant à la borne G1, et la borne de sortie G1 est connectée à la grille G du transistor MOS de côté haut 50. engendrer un pour mettre appliquer à Le circuit d'attaque 170 signal d'attaque (signal la grille du transistor MOS à l'état passant et mettre à fonctionne pour de tension) à de côté haut 50 l'état bloqué le transistor MOS 50. Le circuit d'attaque 172 est connecté au contrôleur 100. Le circuit d'attaque 172 comporte une borne de sortie correspondant à la borne G2, et la borne de sortie G2 est connectée à la grille du transistor MOS de côté bas 51. Le circuit d'attaque 172 fonctionne pour engendrer un signal d'attaque (signal de tension) à appliquer à la grille du transistor MOS de côté bas 51 pour mettre à l'état passant et mettre à l'état bloqué le transistor MOS 51. Par exemple, le signal d'attaque devant être délivré en sortie de chacun des circuits d'attaque 171 et 172 est un signal impulsionnel ayant un rapport cyclique pouvant être commandé, à savoir, le rapport, en pour cent, d'une largeur d'impulsion pouvant être commandée ou d'un temps de conduction pouvant être commandé à une période correspondante (temps de conduction + temps de blocage). Le détecteur de tension de sortie 110 est connecté à la borne A et au contrôleur 100. Le circuit d'attaque de tension de sortie 110 se compose d'un amplificateur différentiel 110a et d'un convertisseur A-N 110b. Les bornes d'entrée de l'amplificateur différentiel 110a sont connectées à la terre de signalisation et à la borne A. La borne de sortie de l'amplificateur différentiel 110a est connectée à la borne d'entrée du convertisseur A-N 110b.

L'amplificateur différentiel 110a fonctionne pour délivrer en sortie la différence de potentiel entre la tension (tension de sortie) au niveau de la borne positive de la batterie 9 connectée à la borne de sortie B de la génératrice d'électricité 1 via la ligne de charge 12 et la tension de terre. Plus précisément, l'amplificateur différentiel 110a délivre en sortie la tension au niveau de la borne positive de la batterie 9 dont la tension est peu affectée par du bruit en tant que tension de batterie. Le convertisseur A-N 110b fonctionne pour convertir la tension de batterie en données numériques dont la valeur correspond à la tension de batterie, et délivrer en sortie, au contrôleur 100, les données numériques. Le convertisseur A-N 110b peut être prévu dans le contrôleur 100. Le détecteur de conditions de fonctionnement 120 est connecté aux bornes B et C et au contrôleur 100 ; la borne B est connectée au drain D du transistor MOS de côté haut 50. Le détecteur de conditions de fonctionnement 120 se compose d'un amplificateur différentiel 120a et d'un convertisseur A-N 120b. Les bornes d'entrée de l'amplificateur différentiel 120a sont connectées au drain D du transistor MOS de côté haut 50 via la borne C, et à la source S du transistor MOS de côté haut 50 via la borne B. La borne de sortie de l'amplificateur différentiel 120b est connectée à la borne d'entrée du convertisseur A-N 120b. L'amplificateur différentiel 120a fonctionne pour délivrer en sortie la différence de tension entre le drain D et la source S du transistor MOS de côté haut 50 en tant que « tension drain-source VDS », en d'autres termes, la différence entre la tension au niveau de la borne B et la tension au niveau de la borne C illustrées sur les figures 2 et 3. Le convertisseur A-N 120b fonctionne pour convertir la tension drain-source VDS en données numériques dont la valeur correspond à la tension drain-source VDS, et délivrer en sortie, au contrôleur 100, les données numériques. Le contrôleur 100 fonctionne pour recevoir les données numériques, surveiller les conditions de fonctionnement du transistor MOS 50 sur la base des données numériques correspondant à la tension drain-source, commander le rapport cyclique du transistor MOS 50 sur la base des conditions de fonctionnement surveillées, et déterminer s'il existe ou non un défaut dans le transistor MOS 50 sur la base des conditions de fonctionnement surveillées. Le détecteur de conditions de fonctionnement 130 est connecté aux bornes C et D et au contrôleur 100 ; la borne D est connectée à la source S du transistor MOS de côté bas 51. Le détecteur de conditions de fonctionnement 130 se compose d'un amplificateur différentiel 130a et d'un convertisseur A-N 130b. Les bornes d'entrée de l'amplificateur différentiel 130a sont connectées au drain D du transistor MOS de côté bas 51 via la borne C, et à la source S du transistor MOS de côté bas 51 via la borne D. La borne de sortie de l'amplificateur différentiel 130b est connectée à la borne d'entrée du convertisseur A-N 130b. L'amplificateur différentiel 130a fonctionne pour délivrer en sortie la différence de tension entre le drain D et la source S du transistor MOS de côté bas 51 en tant que « tension drain-source VDS », en d'autres termes, la différence entre la tension au niveau de la borne D et la tension au niveau de la borne C illustrées sur les figures 2 et 3. Le convertisseur A-N 130b fonctionne pour convertir la tension drain-source VDS en données numériques dont la valeur correspond à la tension drain-source VDS, et délivrer en sortie, au contrôleur 100, les données numériques. Le contrôleur 100 fonctionne pour recevoir les données numériques, surveiller les conditions de fonctionnement du transistor MOS 51 sur la base des données numériques correspondant à la tension drain-source, commander le rapport cyclique du transistor MOS 51 sur la base des conditions de fonctionnement surveillées, et déterminer s'il existe ou non un défaut dans le transistor MOS 51 sur la base des conditions de fonctionnement surveillées. Le dispositif de détermination de protection contre les coupures d'alimentation électrique 140 est connecté à la borne B du module redresseur 5X via la borne A, ainsi qu'aux bornes C et D. Le dispositif de détermination de protection contre les coupures d'alimentation électrique 140 surveille la tension VB au niveau de la borne de sortie B (la borne A) de la génératrice d'électricité 1, à savoir, la tension de batterie VB ou la tension de sortie VB de la génératrice d'électricité 1. Si la tension de sortie VB dépasse une tension de premier seuil V1, telle que 20 V, le dispositif de détermination de protection contre les coupures d'alimentation électrique 140 délivre en sortie, au contrôleur 100, une instruction (instruction de démarrage de protection) qui commande au contrôleur 100 de fonctionner en mode de protection. Par la suite, si la tension de sortie VB chute pour devenir inférieure à une tension de second seuil V2, telle que 16,5 V, inférieure à la tension de premier seuil V1, le dispositif de détermination de protection contre les coupures d'alimentation électrique 140 délivre en sortie, au contrôleur 100, une instruction (instruction de redémarrage de redressement) qui commande au contrôleur 100 de passer du mode de protection au mode de redressement pour redémarrer des opérations de redressement. Par exemple, le dispositif de détermination de protection contre les coupures d'alimentation électrique 140 selon le premier mode de réalisation est conçu comme un circuit analogique composé de divers éléments actifs et passifs afin d'exécuter immédiatement son processus. Le contrôleur 100 est agencé pour fonctionner sous le mode de redressement ou le mode de protection selon l'une quelconque parmi l'instruction de démarrage de protection et l'instruction de redémarrage de redressement. La structure détaillée du dispositif de détermination de protection contre les coupures d'alimentation électrique 140 et les opérations du contrôleur 100 sous le mode de protection ainsi que ses opérations au cours du passage du mode de protection au mode de redressement seront décrites ultérieurement. Le détecteur de température 150 est connecté au contrôleur 100. Le détecteur de température 150 se compose d'une source de courant constant 150a, d'une diode 150b, d'un amplificateur différentiel 150c, et d'un convertisseur A-N 150d. Les bornes d'entrée de l'amplificateur différentiel 150c sont connectées à l'anode et à la cathode respectives de la diode 150b, et la borne de sortie est connectée au convertisseur A-N 150d. L'anode de la diode 150b est connectée à la source de courant constant 150a. Ainsi, l'amplificateur différentiel 150c délivre en sortie une chute de tension directe aux bornes de la diode 150b, qui est fonction de la température du module redresseur 5X. Le convertisseur A-N 150d convertit la chute de tension directe en données numériques dont la valeur correspond à la chute de tension directe, et délivre en sortie, au contrôleur 100, les données numériques. Le contrôleur 100 fonctionne pour recevoir les données numériques et détecter la température du module redresseur 5X sur la base des données numériques. Le détecteur de température 150 peut être prévu dans le contrôleur 100.

Le circuit de communication 180 est connecté au contrôleur 100 et à la borne L. De même que le régulateur 7, le circuit de communication 180 fonctionne pour effectuer des communications bidirectionnelles en série, telles que des communications LIN (Local Interconnect Network - réseau local d'interconnexion) conformément à des protocoles LIN, avec le BCE 8 via la borne L, de manière à émettre et/ou recevoir des messages de communication vers le BCE 8 et/ou en provenance de celui-ci.

Par exemple, chacun parmi le régulateur 7 et le circuit de communication 180 peut émettre ou recevoir une trame de message vers le BCE 8 ou en provenance de celui-ci à 20 ms (millisecondes). En d'autres termes, chacun parmi le régulateur 7 et le circuit de communication 180 peut émettre ou recevoir 50 trames de messages par seconde. Ainsi, même si le nombre de trames de messages à communiquer entre chacun des modules redresseurs est augmenté, le régulateur 7 peut émettre et/ou recevoir, vers le BCE 8 et/ou en provenance de celui-ci, des trames de messages comprenant des informations indiquant l'état de la sortie engendrée de la génératrice d'électricité 1 et/ou des informations de diagnostic sans être affecté par les communications ayant lieu entre chaque module redresseur et le BCE 8. On décrit ensuite ci-dessous des opérations du circuit de commande 54 d'un module redresseur 5 sous le mode de protection et des opérations du circuit de commande 54 du module redresseur 5 au cours du passage du mode de protection au mode de redressement. La figure 4 illustre de manière simplifiée des transitions de modes du circuit de commande 54 d'un module redresseur 5 selon le premier mode de réalisation. Plus précisément, s'il est déterminé qu'une coupure de l'alimentation électrique se produit pendant chaque fonctionnement du circuit de commande 54 sous le mode de redressement, le circuit de commande 54 d'un module redresseur 5 pour au moins un enroulement de phase aux bornes duquel une haute tension est engendrée du fait de la coupure de l'alimentation électrique se prépare pour le mode de protection. Par la suite, le circuit de commande 54 passe au mode de protection, et fonctionne sous le mode de protection pour faire décroître la surtension de coupure. Par la suite, le circuit de commande 54 se prépare pour le mode de redressement, et fonctionne ensuite sous le mode de redressement. (A) de la figure 5 illustre de manière simplifiée un exemple de la forme d'onde d'une tension de phase Vx aux bornes d'un enroulement de phase sous le mode de redressement, et (B) de la figure 5 illustre de manière simplifiée un exemple de la forme d'onde d'une haute tension de phase engendrée aux bornes de l'enroulement de phase en raison d'une coupure de l'alimentation électrique.

Sur (A) et (B) de la figure 5, le caractère de référence a représente la tension drain-source VDS de chacun des transistors MOS de côté haut et bas 50 et 51 à l'état passant ; cet a est, par exemple, de 0,1 V. En référence à (A) de la figure 5, sous le mode de redressement sans coupure de l'alimentation électrique, lorsque la tension de phase X Vx aux bornes de l'enroulement de phase X dépasse la somme de la tension de sortie Vs et de la tension a, le circuit de commande du module redresseur 5X détermine que la branche supérieure correspondante est à l'intérieur d'une période de conduction pendant laquelle un courant de phase peut circuler à travers la branche supérieure (le transistor MOS de côté haut 50 ou la diode 50a). Ainsi, le contrôleur 100 du module redresseur 5X met à l'état passant le transistor MOS de côté haut 50 par le biais du circuit d'attaque 170, le transistor MOS de côté bas 51 étant bloqué. Il en résulte que la tension de phase X Vx est fixée sensiblement au niveau de la somme de la tension de sortie Vs et de la tension a (voir une plage A d'un cycle de la tension de phase X Vx en (A) sur la figure 5). Après l'écoulement d'un temps prédéfini, le circuit de commande 54 du module redresseur 5X détermine que la tension de phase X Vx est inférieure ou égale à la somme de la tension de sortie Vs et de la tension a, de sorte qu'il est déterminé que la branche supérieure se situe hors de la période de conduction, d'où le passage à l'état bloqué du transistor MOS de côté haut 50 par le biais du circuit d'attaque 170. Par la suite,, lorsque la tension de phase X Vx chute à un niveau inférieur au niveau de la somme du niveau de terre (0 V) et de -a, le circuit de commande 54 du module redresseur 5X détermine que la branche inférieure correspondante se situe à l'intérieur d'une période de conduction pendant laquelle un courant de phase peut circuler à travers la branche inférieure (le transistor MOS de côté bas 51 ou la diode la). Ainsi, le circuit de commande 54 du module redresseur 5X met à l'état passant le transistor MOS de côté bas 51 par le biais du circuit d'attaque 172. Il en résulte que la tension de phase X Vx est fixée sensiblement au niveau de la somme du niveau de terre (0 V) et de -a. Après l'écoulement d'un temps prédéfini, le circuit de commande 54 du module redresseur 5X détermine que la tension de phase X Vx est supérieure ou égale à la somme du niveau de terre (0 V) et de -a, de sorte qu'il est déterminé que la branche inférieure se situe hors de la période de conduction, d'où le passage à l'état bloqué du transistor MOS de côté bas 51 par le biais du circuit d'attaque 172.

Chacun des modules redresseurs restants 5Y, 5Z, 6U, 6V et 6Z peut exécuter ces commandes de mise à l'état passant et bloqué d'une paire correspondante de transistors MOS de côté haut et bas 50 et 51. Ces opérations de mise à l'état passant et bloqué des transistors MOS 50 et 51 au moyen d'un module redresseur effectuent le redressement synchrone de tensions alternatives triphasées induites dans l'un correspondant des premiers et seconds enroulements statoriques 2 et 3. Pendant que le redressement synchrone s'exécute sous le mode de redressement, la déconnexion entre la borne de sortie de la génératrice d'électricité 1 et la ligne de charge 12 ou celle entre la borne positive de la batterie 9 et la ligne de charge 12 provoque une coupure de l'alimentation électrique, c'est-à-dire la déconnexion de l'enroulement statorique sous tension d'avec la batterie 9, le transistor MOS de côté haut 50 correspondant étant à l'état passant et le transistor MOS de côté bas 51 correspondant étant à l'état bloqué. La coupure de l'alimentation électrique provoque une haute tension aux bornes d'au moins un enroulement statorique correspondant du fait de sa haute impédance (voir caractère de référence VLD en (B) sur la figure 5). La tension de phase VLD, en raison de la coupure de l'alimentation électrique, est supérieure à la tension de sortie VB, par exemple, elle est supérieure ou égale à 100 V. Ainsi, le circuit de commande 54 d'un module redresseur correspondant à au moins un enroulement statorique engendrant la tension de phase VLD se prépare pour le mode de protection, et par la suite, passe au mode de protection pour protéger au moins certains éléments de la génératrice d'électricité 1, tels que des modules de redressement, le régulateur 7, et les charges électriques 10. Plus précisément, à supposer que la batterie 9 soit une batterie au plomb ayant une tension nominale de 12 V (en d'autres termes, la génératrice d'électricité 1 est un système électrique de 12 V), lorsque la tension de phase d'au moins un enroulement statorique, en raison de la coupure de l'alimentation électrique, dépasse 20 V, le circuit de commande 54 d'un module redresseur correspondant audit au moins un enroulement statorique se prépare pour le mode de protection. En d'autres termes, le dispositif de détermination de protection contre les coupures d'alimentation électrique 140 du circuit de commande 54 est conçu pour déterminer un positionnement temporel approprié auquel le contrôleur 100 passe au mode de protection, et commande, au positionnement temporel approprié déterminé, au contrôleur 100 de démarrer la protection contre les coupures d'alimentation électrique sous le mode de protection.

Le contrôleur 100 d'un module redresseur correspondant audit au moins un enroulement statorique sous le mode de protection fait passer à l'état passant le transistor MOS de côté bas 51, et fait passer simultanément à l'état bloqué ou maintient à l'état bloqué le transistor MOS de côté haut 50. L'état passant du transistor MOS de côté bas 51 et l'état bloqué du transistor MOS de côté haut 50 fixe la tension de phase aux bornes dudit au moins un enroulement statorique au niveau de la somme du niveau de terre (0 V) et de a (0,1 V) lorsque la tension de phase aux bornes dudit au moins un enroulement statorique s'élève à a (0,1 V), et fixe la tension de phase aux bornes dudit au moins un enroulement statorique au niveau de la somme du niveau de terre (0 V) et de -a (-0,1 V) lorsque la tension de phase aux bornes dudit au moins un enroulement statorique chute à -a (-0,1 V). Plus précisément, au cours du mode de protection, la tension de phase aux bornes dudit au moins un enroulement statorique, en raison de la coupure de l'alimentation électrique, varie de façon cyclique à l'intérieur de la plage allant de -a (-0,1 V) à a (0,1 V). Ainsi qu'il a été décrit ci-dessus, au cours du mode de redressement, le transistor MOS de côté haut 50 est à l'état passant, le transistor MOS de côté bas 51 étant à l'état bloqué à l'intérieur de la plage A en (A) de la figure 5. Ainsi, à l'intérieur de la plage A, lorsque l'élément de commutation de côté haut 50 à l'état passant et le transistor MOS de côté bas 51 à l'état bloqué sont instantanément commutés sur l'état bloqué et sur l'état passant, respectivement, il existe un risque de pointe de tension engendrée aux bornes de l'enroulement de phase correspondant. Par exemple, du fait que des positionnements temporels réellement commutés de l'état passant sur l'état bloqué et vice versa de chacun des transistors MOS 50 et 51 varient entre eux, si le transistor MOS de côté haut 50 à l'état passant était commuté sur l'état bloqué légèrement plus tôt que le transistor MOS de côté bas 51 à l'état bloqué ne soit commuté sur l'état passant, un courant circulant à travers l'enroulement de phase correspondant et à travers le transistor MOS de côté haut 50 serait instantanément interrompu, d'où il résulterait une pointe de tension aux bornes de l'enroulement de phase correspondant. De plus, à l'intérieur de chacune des plages B illustrées sur la figure 5, du fait qu'il existe une différence de potentiel entre la source et le drain de l'élément de commutation de côté bas 51, bien qu'aucun courant ne circule à travers l'enroulement de phase correspondant, un courant de phase élevé peut être instantanément engendré lorsque le transistor MOS de côté bas 51 est commuté sur l'état passant, d'où il résulte une forte pointe de tension aux bornes de l'enroulement correspondant contre le changement du courant de phase. Ainsi qu'il a été décrit ci-dessus, si le contrôleur 100 d'un module redresseur 5 ou 6 correspondant à au moins un enroulement de phase aux bornes duquel une haute tension est engendrée du fait d'une coupure de l'alimentation électrique passait au mode de protection à l'intérieur d'une plage A ou B de la figure 5, une forte pointe de tension serait engendrée aux bornes de l'enroulement de phase correspondant. Ainsi, un module redresseur correspondant 5 ou 6 selon le premier mode de réalisation est configuré pour passer au mode de protection après avoir vérifié que la tension de phase VLD aux bornes de l'enroulement de phase correspondant se situe à l'intérieur d'une plage C illustrée sur la figure 5. À l'intérieur de la plage C, le transistor MOS de côté bas 51 est à l'état passant sous le mode de redressement. En d'autres termes, le dispositif de détermination de protection contre les coupures d'alimentation électrique 140 du module redresseur 5 ou 6 correspondant selon le premier mode de réalisation est configuré pour déterminer un positionnement temporel approprié pour passer au mode de protection lorsque la tension de phase VLD aux bornes de l'enroulement de phase correspondant se situe à l'intérieur de la plage C, dès lors que, à l'intérieur de la plage C, un courant circule constamment dans l'enroulement de phase correspondant par le biais de l'élément de commutation de côté bas 51. Le contrôleur 100 d'un module redresseur correspondant audit au moins un enroulement statorique fait passer à l'état passant le transistor MOS de côté bas 51, et fait passer simultanément à l'état bloqué ou maintient à l'état bloqué le transistor MOS de côté haut 50.

Par ailleurs, après avoir fait décroître une haute tension due à une coupure de l'alimentation électrique sous le mode de protection, le circuit de commande 54 d'un module redresseur correspondant à la coupure de l'alimentation électrique se prépare pour le mode de redressement, et par la suite, passe au mode de redressement. Plus précisément, lorsque la tension de phase d'au moins un enroulement statorique, en raison d'une coupure de l'alimentation électrique, chute au-dessous de 16,5 V, le circuit de commande 54 d'un module redresseur correspondant audit au moins un enroulement statorique se prépare pour le mode de redressement. En d'autres termes, le dispositif de détermination de protection contre les coupures d'alimentation électrique 140 du circuit de commande 54 est conçu pour déterminer un positionnement temporel approprié auquel le contrôleur 100 passe au mode de redressement, et commander, au positionnement temporel approprié déterminé, au contrôleur 100 de démarrer des opérations de redressement, avec prévention de l'apparition d'une pointe de tension au cours du passage de mode au mode de redressement à partir du mode de protection. Le contrôleur 100 d'un module redresseur correspondant audit au moins un enroulement statorique sous le mode de redressement fait passer à l'état bloqué le transistor MOS de côté bas 51, et par la suite, effectue le redressement synchrone d'une tension alternative triphasée induite dans l'un correspondant des premiers et seconds enroulements statoriques 2 et 3 énoncés ci-dessus. Ainsi qu'il a été décrit ci-dessus, au cours du mode de protection, le transistor MOS de côté bas 51 est constamment à l'état passant, de sorte qu'une tension de phase Vp est engendrée ainsi qu'il est illustré en (B) de la figure 5. À l'intérieur d'une plage A ou B, la mise à l'état bloqué du transistor MOS de côté bas 51 provoque une interruption instantanée d'un courant de phase élevé circulant depuis l'enroulement de phase correspondant à travers le transistor MOS de côté bas 51, d'où il résulte une pointe de tension aux bornes d'un enroulement de phase correspondant. Ainsi, un module redresseur correspondant 5 ou 6 selon le premier mode de réalisation est configuré pour passer au mode de redressement après avoir vérifié que la tension de phase Vp aux bornes de l'enroulement de phase correspondant se situe à l'intérieur d'une plage C illustrée sur la figure 5. En d'autres termes, le dispositif de détermination de protection contre les coupures d'alimentation électrique 140 du module redresseur correspondant 5 ou 6 selon le premier mode de réalisation est configuré pour déterminer un positionnement temporel approprié pour passer au mode de redressement lorsque la tension de phase Vp aux bornes de l'enroulement de phase correspondant se situe dans la plage C. Cela tient au fait que : sous le mode de protection, un courant circule par le biais de l'élément de commutation de côté bas 51 dans l'enroulement de phase correspondant dans le même sens que le sens direct de la diode 51a à l'intérieur de la plage C, et, sous le mode de redressement, un courant circule constamment à travers la diode 51a même si le transistor MOS de côté bas 51 est à l'état bloqué. Ensuite, la structure détaillée du dispositif de détermination de protection contre les coupures d'alimentation électrique 140 de chacun des modules redresseurs 5 et 6 est décrite ci-après. Ainsi qu'il est illustré sur la figure 6, le dispositif de détermination de protection contre les coupures d'alimentation électrique 140 comprend un détecteur de tension de sortie 141, un dispositif de détermination de tension de seuil 142, un détecteur de tension MOS 143, un détecteur de sens de circulation du courant 144, un dispositif de détermination de positionnement temporel 145, et un dispositif de détermination de positionnement temporel 146. Le détecteur de tension de sortie 141 est connecté à la borne de sortie B via la borne A, et fonctionne pour détecter la tension de sortie VB. Le dispositif de détermination de tension de seuil 142 est connecté au détecteur de tension de sortie 141, et fonctionne pour recevoir la tension de sortie VB en provenance du détecteur de tension de sortie 141. Le dispositif de détermination de tension de seuil 142 fonctionne également pour déterminer si la tension de sortie VB dépasse la tension de premier seuil V1. De plus, une fois que la tension de sortie VB a dépassé la tension de premier seuil V1, le dispositif de détermination de tension de seuil 142 fonctionne pour déterminer si la tension de sortie VB chute au-dessous de la tension de second seuil V2.

La figure 7 illustre de manière simplifiée une relation entre la tension de sortie VB et un résultat de la détermination par le dispositif de détermination de tension de seuil 142. Sur la figure 7, l'axe horizontal représente la tension de sortie VB et l'axe vertical représente un résultat de la détermination par le dispositif de détermination de tension de seuil 142. En référence à la figure 7, le dispositif de détermination de tension de seuil 142 émet en sortie un signal électrique de niveau bas (L), tel qu'une tension de niveau bas, tandis que la tension de sortie VB est inférieure ou égale à la tension de premier seuil V1. Si la tension de sortie VB dépasse la tension de premier seuil V1, le dispositif de détermination de tension de seuil 142 commute sa sortie du signal de niveau bas vers un signal électrique de niveau haut (H) supérieur au niveau bas, tel qu'une tension de niveau haut supérieur au niveau bas. Une fois que la tension de sortie VB a dépassé le premier seuil V1, si la tension de sortie VB chute au- dessous de la tension de second seuil V2, le dispositif de détermination de tension de seuil 142 commute sa sortie du signal de niveau haut vers le signal de niveau bas. Le détecteur de tension MOS 143 est connecté aux bornes C et D, ainsi qu'au détecteur de sens du courant 144. Le détecteur de tension MOS pour détecter la tension drain-source VDS du de côté bas 51, la borne C et circulation du tension drain-source VDS du transistor MOS de côté bas 51 en provenance du détecteur de tension MOS 143, et pour déterminer, sur la base de la tension drain-source VDS du transistor MOS de côté bas 51, le sens du courant à travers le transistor MOS de côté bas 51 si le transistor MOS 51 est mis à l'état passant. de circulation 143 fonctionne transistor MOS à savoir, la différence de potentiel entre la borne D. Le détecteur de sens de courant 144 fonctionne pour recevoir la Plus précisément, avant le passage au mode de protection à partir du mode de redressement après l'apparition d'une coupure de l'alimentation électrique, une tension de phase correspondante VLD due à la coupure de l'alimentation électrique à l'intérieur de la plage A ou de chaque plage B est supérieure ou égale à 0 V. Ainsi, la détermination de ce que la tension de phase VLD, à savoir, la tension drain-source VDS du transistor MOS de côté bas 51 est ou non inférieure à une tension de référence prédéfinie VREF définie comme étant inférieure à 0 V et supérieure à -0,1 V permet la détermination de ce que la tension de phase VLD se situe ou non à l'intérieur d'une plage C, à savoir, de ce qu'un courant circule à travers le transistor MOS 51 dans le sens opposé au sens direct de la diode 51a connectée en parallèle au transistor MOS 51. En d'autres termes, la tension drain-source VDS du transistor MOS de côté bas 51 inférieure à la tension de référence VREF indique que la tension de phase VLD se situe dans la plage C, de sorte que le détecteur de sens de circulation du courant 144 émet en sortie le signal de niveau haut. En réalité, il peut s'avérer difficile de détecter la tension drain-source VDS à l'intérieur de la plage de tension allant de -0,1 V à +0,1 V selon une précision élevée, et de comparer la tension de phase VLD avec la tension de référence VREF selon une précision élevée. Pour cette raison, le détecteur de tension MOS 143 fonctionne pour amplifier la tension drain-source VDS détectée avec un gain prédéterminé afin de convertir le niveau de la tension drain-source VDS en une tension drain-source VDS', et de délivrer en sortie la tension drain-source VDS' au détecteur de sens de circulation du courant 144. Le détecteur de sens de circulation du courant 144 fonctionne pour recevoir la tension drain-source VDS', et comparer la tension drain- source VDS' avec une tension de référence VRF' dont le niveau est converti à partir de la tension de référence VREF de la même manière que la conversion de la tension drain-source VDS en tension drain-source VDS'. La figure 8 illustre de manière simplifiée une relation entre la tension drain-source VDS' et la tension de référence VREF'. Sur la figure 8, l'axe vertical représente la tension drain-source convertie VDS', et l'axe horizontal représente la tension drain-source VDS. Afin de détecter la tension drain-source VDS à l'intérieur de la plage de tension allant de -0,1 V à +0,1 V selon une précision élevée, la plage de tension allant de -0,1 V à +0,1 V est amplifiée 20 fois. À titre d'exemple illustré sur la figure 8, -0,1 V correspond à 0 V, +0,1 V correspond à +5 V, la valeur intermédiaire (0 V) dans la plage de tension allant de -0,1 V à +0,1 V correspond à +2,5 V, et la plage de tension allant de -0,1 V à +0,1 V correspond à la plage de tension allant de 0 V à +5 V. Ainsi, la tension de référence VREF' est réglée à un niveau inférieur à 2,5 V et supérieur à 0 V.

Ainsi qu'il est illustré sur la figure 8, dès lors, sous le mode de protection, si la tension drain-source VDS dépasse +0,1 V ou chute au-dessous de -0,1 V, la tension drain-source VDS est fixée au niveau de +0,1 V ou -0,1 V. Ainsi, la sortie du détecteur de tension MOS 143 est fixée au niveau de +5 V si la tension drain-source VDS dépasse +0,1 V, ou est fixée à 0 V si la tension drain-source VDs chute au-dessous de -0,1 V. Il convient de préciser que, avant le passage au mode de protection à partir du mode de redressement après l'apparition d'une coupure de l'alimentation électrique, une tension de phase correspondante VLD due à la coupure de l'alimentation électrique à l'intérieur de la plage C est inférieure à 0,1 V. Ainsi, afin de détecter de manière plus précise le positionnement temporel exact où la tension drain-source VDS du transistor MOS de côté bas 51 entre dans la plage C, il est nécessaire de régler la tension de référence VREF' à un niveau légèrement inférieur à +5 V. Le détecteur de sens de circulation du courant 144 fonctionne pour recevoir la tension drain-source VDS' en provenance du détecteur de tension MOS 143, comparer la tension drain-source VDS' avec la tension de référence VREF', et émettre en sortie un signal de niveau haut si la tension drain-source VDS' est inférieure à la tension de référence VREF' ou émettre en sortie un signal de niveau bas si la tension drain-source VDS' est supérieure à la tension de référence VREF'. Le dispositif de détermination de positionnement temporel 145 est connecté à chacun parmi le dispositif de détermination de tension de seuil 142 et le détecteur de sens de circulation du courant 144. Le dispositif de détermination de positionnement temporel 145 fonctionne pour faire passer sa sortie d'un signal de niveau bas à un signal de niveau haut si la sortie du détecteur de sens de circulation du courant 144 passe du signal de niveau bas au signal de niveau haut après un passage de la sortie du dispositif de détermination de tension de seuil 142 du signal de niveau bas au signal de niveau haut. En d'autres termes, le dispositif de détermination de positionnement temporel 145 fonctionne pour émettre en sortie le signal de niveau haut si la tension de sortie VB est supérieure à la tension de premier seuil V1 (20 V) du fait de l'apparition d'une coupure de l'alimentation électrique, et si la tension drain-source VDS du transistor MOS de côté bas 51 se situe à l'intérieur de la plage C illustrée en (B) sur la figure 5. La sortie du signal de niveau haut en provenance du dispositif de détermination de positionnement temporel 145 représente l'instruction (instruction de démarrage de protection), et est appliquée à l'entrée du contrôleur 100. En réponse à l'entrée de l'instruction de démarrage de protection, le contrôleur 100 passe sous le mode de protection. Puis, le contrôleur 100 commande au circuit d'attaque 170 de faire passer le transistor MOS de côté haut 50 à l'état bloqué, et au circuit d'attaque 172 de faire passer le transistor MOS 51 à l'état passant sous le mode de protection, de manière à démarrer des opérations de protection contre une haute tension due à une coupure de l'alimentation électrique. Le dispositif de détermination de positionnement temporel 146 est connecté à chacun parmi le dispositif de détermination de tension de seuil 142 et le détecteur de sens de circulation du courant 144. Le dispositif de détermination de positionnement temporel 146 fonctionne pour faire passer sa sortie d'un signal de niveau bas à un signal de niveau haut si la sortie du détecteur de sens de circulation du courant 144 passe du signal de niveau bas au signal de niveau haut après le passage de la sortie du dispositif de détermination de tension de seuil 142 du signal de niveau haut au signal de niveau bas. En d'autres termes, le dispositif de détermination de positionnement temporel 146 fonctionne pour émettre en sortie le signal de niveau haut si la tension de sortie VB est inférieure à la tension de second seuil V2 {16,5 V) une fois que la tension de sortie VB a dépassé la première tension V1 {20 V) du fait de l'apparition d'une coupure de l'alimentation électrique, et si la tension drain-source VDB du transistor MOS de côté bas 51 se situe à l'intérieur de la plage C illustrée en (B) sur la figure 5. La sortie du signal de niveau haut en provenance du dispositif de détermination de positionnement temporel 146 représente l'instruction (instruction de redémarrage de redressement), et est appliquée à l'entrée du contrôleur 100. En réponse à l'entrée de l'instruction de redémarrage de redressement, le contrôleur 100 passe sous le mode de redressement. Puis, le contrôleur 100 commande au circuit d'attaque 172 de faire passer le transistor MOS 51 à l'état bloqué sous le mode de redressement, en démarrant ainsi un redressement synchrone de tensions alternatives triphasées correspondantes. Ainsi qu'il a été décrit ci-dessus, la génératrice d'électricité 1 selon le premier mode de réalisation est configurée pour déterminer un positionnement temporel approprié de l'annulation du mode de protection après avoir fait chuter une haute tension due à l'apparition d'une coupure de l'alimentation électrique, en mettant à l'état passant un transistor MOS de côté bas 51 correspondant ; le positionnement temporel approprié déterminé empêche ou réduit une pointe de tension. Ainsi, la génératrice d'électricité 1 annule le mode de protection et démarre des opérations de redressement au positionnement temporel approprié auquel une pointe de tension n'est pas engendrée, de manière à faire décroître immédiatement une haute tension due à une coupure de l'alimentation électrique sans engendrer une pointe de tension pendant le passage du mode de protection au mode de redressement. En particulier, la génératrice d'électricité 1 est configurée pour déterminer un positionnement temporel approprié de mise à l'état bloqué du transistor MOS de côté bas 51 de sorte que, même si le transistor MOS de côté bas 51 est mis à l'état bloqué au positionnement temporel approprié déterminé, l'apparition d'une pointe de tension due à la mise à l'état bloqué du transistor MOS de côté bas 51 peut être empêchée. Cela permet d'empêcher de façon fiable l'apparition d'une pointe de tension lors de l'annulation du mode de protection. De plus, la génératrice d'électricité 1 selon le premier mode de réalisation est configurée pour déterminer un positionnement temporel approprié de passage au mode de protection du fait de l'apparition d'une coupure de l'alimentation électrique ; le positionnement temporel approprié déterminé empêche ou réduit une pointe de tension. Dès lors, la génératrice d'électricité 1 passe au mode de protection et démarre des opérations de protection contre la coupure de l'alimentation électrique au positionnement temporel approprié auquel une pointe de tension n'est pas engendrée, de manière à faire décroître immédiatement une haute tension due à une coupure de l'alimentation électrique sans engendrer de pointe de tension pendant le passage du mode de redressement au mode de protection. La génératrice d'électricité 1 selon le premier mode de réalisation détermine, en tant que positionnement temporel approprié de mise à l'état bloqué d'un transistor MOS de côté bas 51 pour empêcher l'apparition d'une pointe de tension énoncée ci-dessus, un positionnement temporel auquel aucun courant ne circule depuis un enroulement de phase correspondant jusqu'au transistor MOS de côté bas 51, à savoir, un positionnement temporel auquel la tension de phase correspondante n'est pas comprise à l'intérieur des plages A et B illustrées sur la figure 5. Cela empêche une interruption instantanée ou un changement immédiat de courant circulant à travers l'enroulement de phase correspondant connecté au transistor MOS de côté bas 51 qui est commuté de l'état bloqué sur l'état passant ou de l'état passant sur l'état bloqué, en permettant d'éviter l'apparition d'une forte pointe de tension aux bornes de l'enroulement de phase correspondant. La génératrice d'électricité 1 selon le premier mode de réalisation est configurée pour détecter la tension drain-source VDS du transistor MOS de côté bas 51, et déterminer le sens de circulation du courant à travers le transistor MOS de côté bas 51 sur la base de la tension drain-source VDS détectée. Ainsi, la génératrice d'électricité 1 détermine des positionnements temporels appropriés du passage du mode de protection au mode de redressement et du passage du mode de redressement au mode de protection ; chacun de ces positionnements temporels empêche de manière fiable l'apparition d'une pointe de tension au cours d'un changement de mode correspondant. En outre, la génératrice d'électricité 1 est configurée pour déterminer un positionnement temporel approprié de mise à l'état bloqué ou à l'état passant du transistor MOS de côté bas 51 pour chacun des enroulements de phase. Cette configuration annule le mode de protection à un positionnement temporel approprié pour chaque enroulement de phase, et passe au mode de protection à un positionnement temporel approprié pour chaque enroulement de phase. Ainsi, il est possible d'empêcher de manière fiable l'apparition d'une pointe de tension aux bornes de chaque enroulement de phase. Ainsi qu'il a été décrit ci-dessus, la génératrice d'électricité 1 selon le premier mode de réalisation est configurée pour déterminer un positionnement temporel approprié du passage au mode de protection pour chaque module redresseur. Dès lors, un seul module redresseur correspondant à un enroulement de phase peut passer sous le mode de protection en fonction de : la cause de l'apparition de la coupure de l'alimentation électrique, telle que la déconnexion de la borne de sortie de la génératrice d'électricité 1 et la déconnexion de la borne positive de la batterie 9, ou l'intensité d'un courant de phase circulant à travers au moins l'un des enroulements statoriques à l'apparition de la coupure de l'alimentation électrique. Supposons que, pour les premiers enroulements statoriques 2, seul le module redresseur 5X passe sous le mode de protection, tandis que les modules redresseurs 5Y et 5Z ne passent pas sous le mode de protection. Dans cette hypothèse, au cours du mode de protection, seul le transistor MOS de côté bas 51 du module redresseur 5X est mis à l'état passant, les transistors MOS de côté bas 51 des autres modules redresseurs 5Y et 5Z étant maintenus à l'état bloqué. Pour cette raison, dans la branche inférieure (côté bas) de chacun des modules redresseurs 5Y et 5Z, un courant ne circule qu'à travers le transistor correspondant 51a. Il en résulte qu'aucun courant ne circule à travers le transistor MOS de côté bas 51 dans le sens du drain vers la source, à savoir, dans le sens allant du transistor MOS 51 vers l'enroulement de phase X, ce qui peut avoir pour conséquence que la tension drain-source VDS du transistor MOS de côté bas 51 soit supérieure ou égale à 0 V. La figure 9 est un graphique illustrant de manière simplifiée la sortie du détecteur de tension MOS 143 si un seul module redresseur pour l'un des premiers et seconds enroulements statoriques 2 et 3 passe sous le mode de protection, tandis que les autres modules redresseurs ne passent pas sous le mode de protection. En référence à la figure 9, lorsque la tension de sortie VB est supérieure à la tension de premier seuil V1 (20 V) de sorte que ledit un seul module redresseur passe sous le mode de protection au temps t0, la tension de sortie VDS' provenant du détecteur de tension MOS 143 se maintient constamment à 2,5 V correspondant à la tension drain-source VDS de 0 V ou plus. Dès lors, ainsi qu'il est illustré sur la figure 9, la tension de référence VIF' utilisée par le dispositif de détermination de sens de circulation du courant 144 peut être remplacée par une tension de référence VREF" supérieure à la tension de référence VIF'. Ce remplacement permet au dispositif de détermination de sens de circulation du courant 144 de détecter de façon fiable que la tension drain-source VDS' est inférieure à la tension de référence VREF'", et de délivrer en sortie le signal de niveau haut à chacun des dispositifs de détermination de positionnement temporel 145 et 146. Ainsi, même si un seul module redresseur passe sous le mode de protection de sorte que la tension de sortie V5, qui a précédemment dépassé la tension de premier seuil V1 (20 V), chute au-dessous de la tension de second seuil V2 (16,5 V), il est possible pour ledit un seul module redresseur de passer sous le mode de redressement.

Un seul module redresseur, tel qu'un module redresseur 5X, peut assurer une protection contre les coupures d'alimentation électrique sous le mode de protection lorsque les autres modules redresseurs, tels que les modules redresseurs 5Y et 5Z, annulent le mode de protection pour passer sous le mode de redressement. Plus précisément, chacun des trois modules redresseurs correspondant à l'un des premiers et seconds enroulements statoriques 2 et 3 est configuré pour déterminer individuellement un positionnement temporel approprié de passage au mode de redressement. Ainsi, après que deux des trois modules redresseurs ont annulé le mode de protection, un seul module redresseur correspondant à un enroulement de phase maintient le mode de protection. Dans ce cas, la tension drain-source VDS du transistor MOS de côté bas 51 dudit un seul module redresseur ne peut être inférieure à 0 V. Toutefois, même dans ce cas, du fait que la tension de sortie VB a été inférieure à la tension de second seuil V2 {16,5 V), il est possible pour le seul module redresseur de passer sous le mode de redressement à un positionnement temporel approprié à l'intérieur de la plage C. Par exemple, pendant que les trois modules redresseurs pour un ensemble d'enroulements statoriques triphasés fonctionnent sous le mode de protection, la sortie du détecteur de sens de circulation du courant 144 est commutée en alternance sur le niveau haut et sur le niveau bas, et un positionnement temporel de passage du niveau bas au niveau haut correspond au bord gauche de la plage C ou à ses environs. La vitesse de rotation du rotor 4M avant et après l'annulation du mode de protection peut être sensiblement constante. Ainsi, le dispositif de détermination de positionnement temporel 146 peut être configuré pour détecter et maintenir le cycle T du passage de la sortie du détecteur de sens de circulation du courant 144 du niveau bas au niveau haut. Le dispositif de détermination de positionnement temporel 146 peut également être configuré pour détecter un point temporel auquel le cycle T ou un multiple entier du cycle T, tel que 2T, s'est écoulé depuis le positionnement temporel de passage de la sortie du détecteur de sens de circulation du courant 144 du niveau bas au niveau haut immédiatement avant la chute de la tension de sortie VB à partir de 16,5 V ; ce positionnement temporel de passage est un point temporel auquel la tension drain-source VAS' chute à partir de la tension de référence VREF'. Dès lors, le dispositif de détermination de positionnement temporel 146 peut être configuré pour faire passer la sortie du dispositif de détermination de positionnement temporel 146 du niveau bas au niveau haut au point temporel détecté, de manière à délivrer en sortie l'instruction de redémarrage du redressement au contrôleur 100. La génératrice d'électricité 1 selon le premier mode de réalisation est configurée pour détecter la tension drain-source VAS du transistor MOS de côté bas 51, et déterminer un positionnement temporel approprié de passage au mode de protection ou un positionnement temporel approprié d'annulation du mode de protection pour passer sous le mode de redressement, mais la génératrice d'électricité 1 ne s'y limite pas. Plus précisément, la génératrice 3.0 d'électricité 1 selon le premier mode de réalisation peut être configurée pour détecter directement le sens ou la valeur du courant circulant à travers le transistor MOS de côté bas 51. Par exemple, un élément de détection de courant S, tel qu'une résistance, peut être connecté au 35 drain ou à la source du transistor MOS de côté bas 51 (voir la figure 2), et le dispositif de détermination de protection contre les coupures d'alimentation électrique 140 peut être configuré pour mesurer le sens ou la valeur du courant circulant à travers le transistor MOS de côté bas 51 sur la base de la tension aux bornes de l'élément de détection de courant S, et déterminer, sur la base du sens ou de la valeur mesuré(e), un positionnement temporel approprié de passage au mode de protection ou un positionnement temporel approprié d'annulation du mode de protection pour passer au mode de redressement. Dans cette modification, le dispositif de détermination de protection contre les coupures d'alimentation électrique 140 peut détecter de manière fiable une plage D (voir (B) sur la figure 5) au cours de laquelle un courant circule dans le transistor MOS 51 ou la diode 51a parallèle à celui-ci, de manière à passer au mode de protection ou à annuler le mode de protection. Cela empêche une interruption instantanée ou une modification immédiate du courant circulant à travers un enroulement de phase correspondant, en permettant d'éviter la production d'une pointe de tension à partir de l'enroulement de phase correspondant. Dans le premier mode de réalisation, le dispositif de détermination de protection contre les coupures d'alimentation électrique 140 est prévu dans chaque module redresseur, mais le dispositif de détermination de tension de sortie 141 et le dispositif de détermination de valeur de seuil 142 dans le dispositif de détermination contre les coupures d'alimentation électrique 140 ne peuvent pas être prévus dans chaque module redresseur, et ils peuvent être prévus pour tous les modules redresseurs 5 et 6, ou pour chaque ensemble des modules redresseurs 5 et des modules redresseurs 6. De plus, le circuit de commande 54 est prévu dans chacun des modules redresseurs, mais le circuit de commande 54 peut être prévu en commun pour tous les modules redresseurs 5 et 6 ou pour chaque ensemble des modules redresseurs 5 et des modules redresseurs 6. Toutefois, dans ces modifications, il est nécessaire de prévoir le détecteur de tension MOS 143, le dispositif de détermination de sens de circulation du courant 144 et chacun des dispositifs de détermination de positionnement temporel 145 et 146 pour chaque transistor MOS de branche inférieure (transistor MOS de côté bas).

Deuxième mode de réalisation Une génératrice d'électricité selon le deuxième mode de réalisation de la présente description est décrite ci-après en référence aux figures 10 à 25. La structure et/ou les fonctions de la génératrice d'électricité selon le deuxième mode de réalisation diffèrent de celles de la génératrice d'électricité 1 par le point suivant. Par conséquent, le point différent sera principalement décrit ci-après. Un exemple de la structure du régulateur 7 de la 20 génératrice d'électricité 1A selon le deuxième mode de réalisation est illustré sur les figures 10 et 11. En référence aux figures 10 et 11, le régulateur 7 comporte les bornes B, P, F et L. Le régulateur 7 comprend un transistor MOS 71, une 25 diode à effet de volant 72, des résistances 73 et 74, un comparateur de tension 75, un contrôleur de courant d'excitation 76, un détecteur de rotation 77 et un circuit de communication 78. Le circuit de communication 78 fonctionne pour réaliser 30 des communications bidirectionnelles en série, telles que des communications LIN conformément à des protocoles LIN, avec le BCE 8 via la borne L. Dès lors, le circuit de communication 78 est apte à recevoir des données indiquant, par exemple, une tension régulée cible Vreg.

Les résistances 73 et 74 constituent un diviseur de tension. Plus précisément, une extrémité de la résistance 73 est connectée à la borne B, et la borne B est connectée à la borne de sortie B de la génératrice d'électricité 1A. L'autre extrémité de la résistance 73 est connectée à une extrémité de la résistance 74, et l'autre extrémité de la résistance 74 est connectée à la terre de signalisation. Le point de connexion entre les résistances 73 et 74 est connecté au comparateur de tension 75. Le diviseur de tension 73 et 74 fonctionne pour diviser la tension de sortie de la génératrice d'électricité 1A, et une valeur divisée de la tension de sortie est appliquée à l'entrée du comparateur de tension 75. Le comparateur de tension 75 est connecté au circuit de communication 78 et au contrôleur de courant d'excitation 76 en plus du diviseur de tension 73 et 74. Lors de la réception de la valeur divisée de la tension de sortie en provenance du diviseur de tension 73 et 74 et de données indiquant la tension régulée cible Vreg en provenance du circuit de communication 78, le comparateur de tension 75 fonctionne pour comparer la valeur divisée de la tension de sortie avec une tension de référence correspondant à la tension régulée cible Vreg. Par exemple, le comparateur de tension 75 fonctionne pour émettre en sortie un signal de niveau haut lorsque la tension de référence est supérieure à la valeur divisée de la tension de sortie, en tant que résultat de la comparaison, et émettre en sortie un signal de niveau bas lorsque la valeur divisée de la tension de sortie est supérieure à la tension de référence, en tant que résultat de la comparaison. Le contrôleur de courant 76 est connecté au comparateur de tension 75 et à la grille du transistor MOS 71. Le drain du transistor MOS 71 est connecté à la borne B, et la source est connectée à la borne F et à la cathode de la diode à effet de volant 72. L'anode de la diode à effet de volant 72 est connectée à la terre de signalisation. La borne F est connectée à une extrémité de l'enroulement de champ 4, et l'autre extrémité de l'enroulement de champ 4 est mise à la terre.

Le contrôleur de courant 76 fonctionne pour produire un signal MID (à modulation d'impulsions en durée) se composant du train d'impulsions cycliques, la largeur de chacune de celles-ci étant déterminée en fonction de la sortie (résultat de comparaison) du comparateur de tension 75. Plus précisément, pendant que le transistor MOS 71 est à l'état passant, un courant de champ circule sur la base de la tension de sortie VB à travers l'enroulement de champ 4, et pendant que le transistor MOS 71 est à l'état bloqué, aucun courant de champ ne circule à travers l'enroulement de champ 4. Dès lors, l'intensité (une valeur moyenne) du courant de champ circulant à travers l'enroulement de champ 4 peut être ajustée par le rapport cyclique, et par conséquent, la tension de sortie V. est asservie sur la base de l'intensité réglée du courant de champ. La diode à effet de volant 72 fonctionne pour permettre au courant, sur la base de l'énergie chargée dans l'enroulement de champ 4 après mise à l'état bloqué du transistor MOS 71, de parcourir celui-ci. Il convient de préciser qu'afin de réduire une variation abrupte d'un courant de sortie, le contrôleur de courant 76 peut être configuré pour modifier progressivement le courant de champ. Le détecteur de rotation 77 est connecté à la borne P, et la borne P est connectée, par exemple, à l'enroulement de phase X des premiers enroulements statoriques 2. Le détecteur de rotation 77 fonctionne pour détecter une rotation et/ou la vitesse de rotation du rotor 4M sur la base d'une tension de phase Vp apparaissant aux bornes de l'enroulement de phase X. Plus précisément, le détecteur de rotation 77 fonctionne pour détecter que la relation d'amplitude entre la tension de phase Vp et une tension de référence pour la détection de la rotation du rotor 4M varie de manière cyclique, de façon à détecter la rotation du rotor 4M. Si la génératrice d'électricité lA fonctionne normalement, de sorte qu'il ne se produit pas de défauts de court-circuit dans le module redresseur 5X et/ou les premiers enroulements statoriques 2, du fait que la tension de phase Vp ayant une amplitude prédéterminée apparaît au niveau de la borne P, le détecteur de rotation 77 peut détecter la rotation du rotor 4M sur la base de la tension de phase Vp. Dans le deuxième mode de réalisation, un temps minimum ou un cycle minimum requis pour que le détecteur de rotation 77 détecte la rotation du rotor 4M est dénommé « temps minimum ou cycle minimum Ti ».

Le contrôleur de courant 76 est connecté au détecteur de rotation 77, et fonctionne pour recevoir un résultat de détection de rotation du rotor 4M en provenance du détecteur de rotation 77. Pendant que la rotation du rotor 4M est détectée par le détecteur de rotation 77, le contrôleur de courant 76 fonctionne pour délivrer en sortie le signal MID dont le rapport cyclique est nécessaire pour appliquer, à l'enroulement de champ 4, un courant de champ requis pour que la génératrice d'électricité 1A produise de l'énergie en continu.

Toutefois, si le rotor 4M est arrêté constamment pendant une période prédéfinie (un cycle prédéfini) T2 ou si le détecteur de rotation 77 n'a pas détecté la rotation du rotor 4M pendant la période prédéfinie T2 ou davantage, le contrôleur de courant 76 fonctionne pour délivrer en sortie le signal MID dont le rapport cyclique est nécessaire pour appliquer, à l'enroulement de champ 4, un courant de champ requis pour régler le courant de champ à une valeur correspondant à un état initial de l'enroulement de champ 4. 2962270 . 48

Un exemple de la structure du module redresseur 5X selon le présent mode de réalisation est ensuite décrit dans le détail ci-après. La figure 12 illustre de manière simplifiée la structure du module redresseur 5X selon le 5 présent mode de réalisation. Chacun des autres modules redresseurs 5Y, 5Z, 6U, 6Y et 6Z possède la même structure que le module redresseur 5X. La structure du module redresseur 5X selon le présent mode de réalisation est sensiblement identique à celle du 10 module redresseur 5X selon le premier mode de réalisation, excepté pour les points suivants. Plus précisément, le module redresseur 5X selon le présent mode de réalisation comprend un circuit de commande 54A qui diffère par sa configuration du circuit de 15 commande 54 selon le premier mode de réalisation. La figure 13 illustre de manière simplifiée un exemple de la structure du circuit de commande 54A dans le détail. En référence à la figure 13, le circuit de commande 54A comprend un contrôleur 200, une source d'énergie 102, un 20 détecteur de tension de sortie 110, un détecteur de tension MOS VDS de côté haut 220, un détecteur de tension MOS VDS de côté bas 230, un dispositif de vérification de court-circuit MOS de côté haut 240, un amplificateur de tension MOS VDS de côté bas 242, un détecteur de sens de circulation 25 du courant 244, un détecteur de température 250, un circuit d'attaque 170 et un circuit d'attaque 172. Le circuit de commande 54A comporte, par exemple, sept bornes B, P, E, F, G1, G2 et ERR. La borne E est une borne de terre connectée via une borne de terre E du module redresseur 5X à la terre 30 de signalisation. La borne F est connectée à la borne F du régulateur 7. La source d'énergie 102 possède une structure sensiblement identique à la structure de la source d'énergie 102 illustrée sur la figure 3. Par exemple, la génératrice d'électricité 102 est activée à un positionnement temporel où un courant de champ est appliqué en provenance du régulateur 7 à l'enroulement de champ 4 pour appliquer une tension de fonctionnement à chaque composant compris dans le circuit de commande 54A sur la base, par exemple, de la tension de sortie VB de la génératrice d'électricité 1A. De plus, lorsque l'application du courant de champ à l'enroulement de champ 4 est arrêtée, la source d'énergie 102 est désactivée de sorte que l'application de la tension de fonctionnement à chaque composant compris dans le circuit de commande 54A est arrêtée. L'activation et la désactivation de la source d'énergie 102 sont commandées par le contrôleur 200. Chacun des circuits d'attaque 170 et 172 possède une structure sensiblement identique à la structure de l'un correspondant des circuits d'attaque 170 et 172 selon le premier mode de réalisation. Le détecteur de tension de sortie 110 possède une structure sensiblement identique à la structure du détecteur de tension de sortie 110 selon le premier mode de réalisation. En d'autres termes, le détecteur de tension de sortie 110 fonctionne pour émettre en sortie, vers le contrôleur 200, des données numériques correspondant à la tension de sortie VB de la génératrice d'électricité 1A. Le détecteur de tension MOS Vos de côté haut 220 est connecté à la borne P, à la borne B et au contrôleur 200. Le détecteur de tension MOS VDS de côté haut 220 fonctionne pour détecter la tension drain-source VDS du transistor MOS de côté haut 50, comparer la tension drain-source VDS avec un seuil prédéfini, et délivrer en sortie, au contrôleur 200, un signal de tension en fonction d'un résultat de la comparaison. La figure 14 illustre de manière simplifiée la façon dont le détecteur de tension MOS VDS de côté haut 220 effectue des opérations de comparaison. Sur la figure 14, l'axe horizontal représente la tension drain-source VDS par rapport à la tension de sortie VB et l'axe vertical représente le niveau d'un signal de tension devant être émis en sortie du détecteur de tension MOS VDS de côté haut 220. En référence à la figure 14, lorsque la tension de phase Vp s'élève à un niveau supérieur à la tension de sortie VB de 0,3 V ou plus, de sorte que la tension drain-source VB$ est supérieure ou égale à 0,3 V, le détecteur de tension MOS VDS de côté haut 220 fait passer son signal de sortie d'un niveau bas (0 V) à un niveau haut (5 V). Par la suite, lorsque la tension de phase Vp devient inférieure à la tension de sortie VB de 1,0 V ou davantage, de sorte que la tension drain-source VDS est inférieure ou égale à -0,1 V, le détecteur de tension MOS VDS de côté haut 220 fait passer son signal de sortie du niveau haut (5 V) au niveau bas (0 V). La tension V10 supérieure à la tension de sortie VB de 0,3 V (voir la figure 18 décrite ultérieurement) représente un premier seuil selon le deuxième mode de réalisation. Le premier seuil sert à détecter de façon fiable le point temporel de début d'une période de conduction de la diode 50a correspondante. En d'autres termes, le premier seuil V10 est réglé pour être : supérieur à la somme de la tension de sortie VB et de la tension drain-source VDS (a) du transistor MOS 50 à l'état passant, et inférieur à la somme de la tension de sortie VB et de la tension directe VF de la diode 50a (voir la figure 18). La tension V20 inférieure à la tension de sortie VB de 1,0 V (voir la figure 18) représente un second seuil selon le deuxième mode de réalisation. Le second seuil sert à détecter de façon fiable le point temporel de fin de la période de conduction de la diode correspondante 50a. Plus précisément, le second seuil V20 est réglé à une valeur inférieure à la tension de sortie VB (voir la figure 18). La période allant de l'arrivée de la tension de phase Vp au premier seuil V10 à l'arrivée de la tension de phase Vp au second seuil V20 est dénommée « période de conduction de la branche supérieure ». il convient de préciser que le point temporel de début et le point temporel de fin de la période de conduction de la branche supérieure sont respectivement décalés par rapport au point temporel de début et au point temporel de fin d'une période de conduction de la diode 50a par le biais de laquelle le courant circule en réalité pendant que le transistor MOS 50 est bloqué. Plus précisément, la génératrice d'électricité 1A selon le deuxième mode de réalisation est configurée pour effectuer un redressement synchrone de tensions alternatives triphasées induites dans l'un correspondant des premiers et seconds enroulements statoriques 2 et 3, sur la base de la période de conduction de la branche supérieure. Le détecteur de tension MOS VDS de côté bas 230 est connecté à la borne P, à la borne de terre E, et au contrôleur 200. Le détecteur de tension MOS VDS de côté bas 230 fonctionne pour détecter la tension drain-source VDS du transistor MOS de côté bas 51, comparer la tension drain-source VDS avec un seuil prédéfini, et délivrer en sortie, au contrôleur 200, un signal de tension en fonction d'un résultat de la comparaison. La figure 15 illustre de manière simplifiée la façon dont le détecteur de tension MOS VDS de côté bas 230 effectue des opérations de comparaison. Sur la figure 15, l'axe horizontal représente la tension drain-source VDS par rapport à une tension de terre VGND et l'axe vertical représente le niveau d'un signal de tension à émettre en sortie du détecteur de tension MOS VDS de côté bas 230. En référence à la figure 15, lorsque la tension de phase Vp chute à un niveau inférieur à la tension de terre VGND de 0,3 V ou moins de sorte que la tension drain-source VDS est inférieure ou égale à -0,3 V, le détecteur de tension MOS VDS de côté bas 230 fait passer son signal de sortie du niveau bas (0 V) au niveau haut (5 V). Par la suite, lorsque la tension de phase Vp devient supérieure à la tension de terre VGND de 1,0 V ou plus, de sorte que la tension drain-source VDS est supérieure ou égale à 1,0 V, le détecteur de tension MOS VDS de côté bas 230 fait passer son signal de sortie du niveau haut {5 V) au niveau bas (0 V). La tension V11 inférieure à la tension de terre VGND de 0,3 V (voir la figure 18) représente un troisième seuil selon le deuxième mode de réalisation. Le troisième seuil sert à détecter de façon fiable le point temporel de début d'une période de conduction de la diode 51a correspondante. En d'autres termes, le troisième seuil V11 est réglé pour être : inférieur à la soustraction de la tension drain-source VDS (a) du transistor MOS 50 à l'état passant, de la tension de terre VGND et supérieur à la soustraction de la tension directe VF de la diode 51a, de la tension de terre VGND (voir la figure 18). La tension V21 supérieure à la tension de terre VGND de 1,0 V (voir la figure 18) représente un quatrième seuil selon le deuxième mode de réalisation. Le quatrième seuil sert à détecter de façon fiable le point temporel de fin de la période de conduction de la diode 51a correspondante. En d'autres termes, le quatrième seuil V21 est réglé à un niveau supérieur à la tension de terre VGND (voir la figure 18). La période allant de l'arrivée de la tension de phase Vp au troisième seuil Vil à l'arrivée de la tension de phase Vp au quatrième seuil V21 est dénommée « période de conduction de la branche inférieure ». Il convient de préciser que le point temporel de début et le point temporel de fin de la période de conduction de la branche inférieure sont respectivement décalés par rapport au point temporel de début et au point temporel de fin d'une période de conduction de la diode 51a à travers laquelle du courant circule en réalité pendant que le transistor MOS 51 est bloqué. Plus précisément, la génératrice d'électricité 1A selon le deuxième mode de réalisation est configurée pour effectuer un redressement synchrone de tensions alternatives triphasées induites dans l'un correspondant des premiers et seconds enroulements statoriques 2 et 3 sur la base de la période de conduction de la branche inférieure. Le détecteur de température 250 est connecté au contrôleur 200. Le détecteur de température 250 se compose d'une paire de diodes prévue à proximité des transistors MOS de côté haut et bas 50 et 51, respectivement. Le détecteur de température 250 fonctionne pour mesurer la température de chacun des transistors MOS 50 et 51 sur la base de la tension directe de l'une correspondante des diodes, et fonctionne pour délivrer en sortie un signal de tension de haut niveau si la température des chacun des transistors MOS 50 et 51 est supérieure ou égale à un premier seuil de température prédéfini de, par exemple, 200 °c, et pour émettre en sortie un signal de tension de niveau bas si la température de chacun des transistors MOS 50 et 51 est inférieure à un second seuil prédéfini de, par exemple, 170 °C. La figure 16 illustre de manière simplifiée des résultats simplifiés d'opérations de détection de température effectuées par le détecteur de température 250. Sur la figure 16, l'axe horizontal représente la température (°C), et l'axe vertical représente le niveau d'un signal de tension devant être émis en sortie du détecteur de température 250. En référence à la figure 16, lorsque la température mesurée par une diode pour un transistor MOS 50 ou 51 s'élève à un niveau supérieur ou égal au premier seuil de température de 200 °C, le détecteur de température 250 fait passer son signal de sortie du niveau bas (0 V) au niveau haut (5 V). Par la suite, lorsque la température mesurée chute au-dessous du second seuil de température de 170 °C, le détecteur de température 250 fait passer son signal de sortie du niveau haut (5 V) au niveau bas {0 V). Le dispositif de vérification de court-circuit MOS de côté haut 240 est connecté à la borne P et au contrôleur 200. Le dispositif de vérification de court-circuit MOS de côté haut 240 fonctionne pour vérifier s'il existe ou non des défauts de court-circuit entre le drain et la source du transistor MOS de côté haut 50. Les défauts de court-circuit comprennent un défaut de court-circuit du transistor MOS de côté haut 50 et un défaut de collage qui est une défaillance du circuit d'attaque 170 faisant que le transistor MOS de côté haut 50 est en permanence à l'état passant indépendamment de l'absence de commande de la grille du transistor MOS de côté haut 50. S'il n'existe pas de défauts de court-circuit entre le drain et la source du transistor MOS de côté haut 50, la tension de phase Vp varie de manière cyclique entre la tension de sortie V$ et la tension de terre VGND. Dans le cas contraire, s'il existe un défaut de court-circuit entre le drain et la source du transistor MOS de côté haut 50, c'est-à-dire que le drain et la source du transistor MOS de côté haut 50 sont en permanence en court-circuit, la tension de phase Vp est fixée à une valeur voisine de la tension de batterie VB.

En d'autres termes, le dispositif de vérification de court-circuit MOS de côté haut 240 fonctionne pour délivrer en sortie, au contrôleur 200, un signal de tension de niveau haut, tel que de 5 V lorsqu'il s'assure que la tension de phase Vp varie de manière cyclique entre la tension de sortie VB et la tension de terre VGND. Au contraire, le dispositif de vérification de court-circuit MOS de côté haut 240 fonctionne pour délivrer en sortie, au contrôleur 200, un signal de tension de niveau bas, tel que de 0 V, lorsqu'il s'assure que la tension de 2962270. 55

phase Vp est fixée à une valeur voisine de la tension de sortie VB. L'amplificateur de tension MOS VDS de côté bas 242 est connecté à la borne P, à la borne E et au détecteur de sens 5 de circulation du courant 244. L'amplificateur de tension MOS VDS de côté bas 242 fonctionne pour amplifier la tension drain-source VDS du transistor MOS de côté bas 51 avec un gain prédéterminé afin de convertir la tension drain-source VDS en une tension drain-source VDSA, et 10 délivrer en sortie, au détecteur de sens de circulation du courant 244, la tension drain-source amplifiée VDSA au détecteur de sens de circulation du courant 244. De même que le détecteur de sens de circulation du courant 144, le détecteur de sens de circulation du 15 courant 244 fonctionne pour recevoir la tension drain-source VDSA, et comparer la tension drain-source VDSA avec une tension de référence VREF. Le dispositif de détermination de sens de circulation du courant 244 fonctionne pour détecter le sens de circulation du courant 20 à travers le transistor MOS de côté bas 51 sur la base d'un résultat de la comparaison, et délivrer en sortie, au contrôleur 200, des données indiquant le sens de circulation du courant à travers le transistor MOS de côté bas 51. 25 Le contrôleur 200 fonctionne pour : déterminer des positionnements temporels de début et de fin de redressement synchrone ; déterminer des positionnements temporels de conduction/blocage de chacun des transistors MOS 50 et 51 30 pour effectuer un redressement synchrone ; commander les circuits d'attaque 170 et 172 selon des positionnements temporels de conduction/blocage pour l'un correspondant des circuits d'attaque 170 et 172 ; déterminer des positionnements temporels de passage à la protection contre les coupures d'alimentation électrique et à la protection contre la surchauffe ; et assurer la protection contre les coupures d'alimentation électrique et la protection contre la surchauffe. La figure 17 illustre de manière simplifiée un exemple de la structure détaillée du contrôleur 200. En référence à la figure 17, le contrôleur 200 comprend de manière fonctionnelle un calculateur de vitesse de rotation 201, un dispositif de détermination de début de commande synchrone 202, un dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état passant MOS de côté haut 203, un dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état passant MOS de côté bas 204, un dispositif de réglage d'angle électrique cible 205, un calculateur de temps TFB MOS de côté haut 206, un dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état bloqué MOS de côté haut 207, un calculateur de temps TFB MOS de côté bas 208, un dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état bloqué MOS de côté bas 209, un dispositif de détermination de coupure de l'alimentation électrique 211, un dispositif de détermination d'activation/désactivation de source d'énergie 212, un dispositif de détermination d'arrêt de commande synchrone 222, un dispositif de détermination de défaut de positionnement temporel de mise à l'état bloqué 221, et un dispositif de protection contre la surchauffe 223. Par exemple, le contrôleur 200 peut être conçu comme un circuit de micro-ordinateur (circuit à logique programmée) composé d'au moins une UCT (unité centrale de traitement) et d'une mémoire, et ces blocs fonctionnels peuvent être mis en oeuvre au moyen de l'exécution par l' UCT, d'au moins un programme stocké dans la mémoire. À tire d'autre exemple, le contrôleur 200 peut être conçu comme un circuit matériel composé d'unités matérielles correspondant respectivement aux blocs fonctionnels, ou comme un circuit hybride matériel/logiciel, certains de ces blocs fonctionnels étant mis en ouvre par certaines unités matérielles, et les blocs fonctionnels restants étant mis en oeuvre par le logiciel (au moins un programme) devant être exécuté par l'UCT. Les opérations du module redresseur 5X sont décrites ensuite ci-après.

Détermination de l'activation/désactivation de la source d' énergie Le dispositif de détermination d'activation/désactivation de source d'énergie 212 surveille la borne F du régulateur 7 via la borne F afin de déterminer si le courant de champ (impulsions de courant modulées en largeur) pour l'enroulement de champ 4 est appliqué en continu de la borne F à l'enroulement de champ 4. Lorsqu'il détermine que le courant de champ est appliqué en continu de la borne F à l'enroulement de champ 4 pendant 30 microsecondes (ps), le dispositif de détermination d'activation/désactivation de source d'énergie 212 commande à la source d'énergie 102 de s'activer. En revanche, lorsqu'il détermine que l'application du courant de champ est interrompue de la borne F à l'enroulement de champ 4 pendant une seconde, le dispositif de détermination d'activation/désactivation de source d'énergie 212 commande à la source d'énergie 102 de se désactiver. De plus, si la tension de sortie VB devient inférieure à une tension de référence, telle que 5 V, ce qui indique un défaut de basse tension, le dispositif de détermination d'activation/désactivation de source d'énergie 212 commande à la source d'énergie 102 de se désactiver.

Ainsi, le dispositif de détermination d'activation/désactivation de source d'énergie 212 permet à la source d'énergie 102 de s'activer lorsque le courant de champ est appliqué à l'enroulement de champ 4, et permet à la source d'énergie 102 de se désactiver lorsque l'application du courant de champ à l'enroulement de champ 4 est arrêtée. Cette caractéristique permet d'activer les composants compris dans le circuit de commande 54A du module redresseur 5X uniquement lorsque la génératrice d'électricité 1A délivre de l'énergie, de manière à réduire une consommation inutile d'énergie.

Opérations de commande synchrone La figure 18 illustre de manière simplifiée des opérations du contrôleur 200 sous le mode de commande de redressement synchrone (mode de commande synchrone) qui correspond au mode de redressement selon le premier mode de réalisation. Sur la figure 18, « PÉRIODE DE CONDUCTION DE LA BRANCHE SUPÉRIEURE » représente le signal de tension de sortie provenant du détecteur de tension MOS VDS de côté haut 220, « PÉRIODE DE CONDUCTION MOS DE CÔTÉ HAUT » représente des positionnements temporels de conduction/blocage du transistor MOS de côté haut 50, « PÉRIODE DE CONDUCTION DE LA BRANCHE INFÉRIEURE » représente le signal de tension de sortie provenant du détecteur de tension MOS VDS du côté bas 230, et « PÉRIODE DE CONDUCTION MOS DE CÔTÉ BAS » représente des positionnements temporels de conduction/blocage du transistor MOS de côté bas 51. Les caractères de référence TFB1, TFB2, et ©T seront décrits ultérieurement, et la signification de l'angle électrique cible illustré sur la figure 18 sera décrite ultérieurement. Le dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état passant MOS de côté haut 203 surveille le signal de tension de sortie provenant du détecteur de tension MOS VDS de côté haut 220, à savoir, la période de conduction de la branche supérieure, et détermine un positionnement temporel de montée du côté bas au côté haut dans le signal de tension de sortie en tant que positionnement temporel de mise à l'état passant du transistor MOS de côté haut 50, en envoyant ensuite une instruction de conduction au circuit d'attaque 170. Le circuit d'attaque 170 met le transistor MOS de côté haut 50 à l'état passant en réponse à la réception de l'instruction de conduction. Le dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état bloqué MOS de côté haut 207 détermine un positionnement temporel de mise à l'état bloqué du transistor MOS de côté haut 50 après l'écoulement d'un temps prédéterminé à partir de la mise à l'état passant du transistor MOS de côté haut 50, et envoie une instruction de blocage au circuit d'attaque 170. Le circuit d'attaque 170 met à l'état bloqué le transistor MOS 50 en réponse à la réception de l'instruction de blocage.

Le temps prédéterminé qui détermine le positionnement temporel de mise à l'état bloqué est réglé de façon variable pour précéder d'un angle électrique cible le point final d'une période de conduction de la branche supérieure, c'est-à-dire, un point de flanc arrière du niveau haut au niveau bas dans le signal de sortie provenant du détecteur de tension MOS VDS de côté haut 120 pour chaque mise à l'état passant du transistor MOS de côté haut 50. Si l'on suppose que le redressement par diode est effectué par le biais de la diode 50a avec le transistor MOS 50 en permanence à l'état bloqué, l'angle électrique cible tient lieu de marge qui empêche le positionnement temporel de mise à l'état bloqué du transistor MOS 50 d'être retardé à partir du point temporel de fin de la période de conduction de la diode 50a pendant la redressement par diode. L'angle électrique cible est réglé par le dispositif de réglage d'angle électrique cible 205. Le dispositif de réglage d'angle électrique cible 205 est configuré pour régler l'angle électrique cible sur la base de la vitesse de rotation du rotor 4M calculée par le calculateur de vitesse de rotation 201. L'angle électrique cible peut être constant indépendamment de la vitesse de rotation du rotor 4M. De préférence, l'angle électrique cible peut être grand avec la vitesse de rotation du rotor 4M qui se situe à l'intérieur d'une plage de faible vitesse ou d'une plage de grande vitesse, et peut être petit avec la vitesse de rotation du rotor 4M qui se situe à l'intérieur d'une plage intermédiaire entre la plage de faible vitesse et la plage de grande vitesse. Il convient de préciser que le calculateur de vitesse de rotation 201 fonctionne pour calculer la vitesse de rotation du rotor 4M sur la base de : les intervalles de flancs avant du niveau bas au niveau haut dans le signal de sortie du détecteur de tension MOS VDS de côté bas 230, ou les intervalles de queue du niveau haut au niveau bas dans le signal de sortie du détecteur de tension MOS VDS de côté bas 230. Le calcul de la vitesse de rotation du rotor 4M à l'aide du signal de sortie du détecteur de tension MOS VDS de côté bas 230 permet une détection stable de la vitesse de rotation indépendamment des variations de la tension de sortie VB de la génératrice d'électricité 1A. De manière similaire, le dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état passant MOS de côté bas 204 surveille le signal de tension de sortie provenant du détecteur de tension MOS VDS de côté bas 230, à savoir, la période de conduction de la branche inférieure, et détermine un positionnement temporel de montée du niveau bas au niveau haut dans le signal de tension de sortie en tant que positionnement temporel de mise à l'état passant du transistor MOS de côté haut 50, en envoyant ensuite une instruction de conduction au circuit d'attaque 172. Le circuit d'attaque 172 met le transistor MOS de côté bas 51 à l'état passant en réponse à la réception de l'instruction de conduction. Le dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état bloqué MOS de côté bas 209 détermine un positionnement temporel de mise à l'état bloqué du transistor MOS de côté bas 51 après l'écoulement d'un temps prédéterminé à partir de la mise à l'état passant du transistor MOS de côté bas 51, et envoie une instruction de blocage au circuit d'attaque 172. Le circuit d'attaque 172 met à l'état bloqué le transistor MOS 51 en réponse à la réception de l'instruction de blocage. Le temps prédéterminé qui détermine le positionnement temporel de mise à l'état bloqué est réglé de façon variable de manière à précéder d'un angle électrique cible le point final de la période de conduction de la branche inférieure, c'est-à-dire, le point de flanc arrière du niveau haut au niveau bas dans le signal de sortie provenant du détecteur de tension MOS VDS de côté haut 120 pour chaque mise à l'état passant du transistor MOS de côté bas 51. Supposons que le redressement par diode soit effectué par le biais de la diode 51a avec le transistor MOS 51 en permanence à l'état bloqué. Dans cette hypothèse, l'angle électrique cible tient lieu de marge qui empêche le positionnement temporel de mise à l'état bloqué du transistor MOS 51 d'être retardé à partir du point temporel de fin de la période de conduction de la diode 51a pendant le redressement par diode. L'angle électrique cible est réglé par le dispositif de réglage d'angle électrique cible 205. En réalité, du fait que le point final d'une période de conduction de la branche supérieure correspondante n'est pas compris à la mise à l'état bloqué du transistor MOS de côté haut 50 en réalité à l'état passant, le dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état bloqué MOS de côté haut 207 est configuré pour déterminer un positionnement temporel de mise à l'état bloqué du transistor MOS de côté haut 50 en réalité à l'état passant sur la base d'informations du transistor MOS de côté bas 51 sensiblement un demi-cycle avant le transistor MOS de côté haut 50 en réalité à l'état passant, de manière à accroître la précision de détermination d'un positionnement temporel de mise à l'état bloqué du transistor MOS de côté haut 50 en réalité à l'état passant. De manière similaire, du fait que le point final d'une période de conduction de la branche inférieure correspondante n'est pas compris à la mise à l'état bloqué du transistor MOS de côté bas 51 en réalité à l'état passant, le dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état bloqué MOS de côté bas 209 est configuré pour déterminer un positionnement temporel de mise à l'état bloqué du transistor MOS de côté bas 51 en réalité à l'état passant sur la base d'informations du transistor MOS de côté haut 50 sensiblement un demi-cycle avant le transistor MOS de côté bas 51 en réalité à l'état passant, de manière à accroître la précision de la détermination d'un positionnement temporel de mise à l'état bloqué du transistor MOS de côté bas 51.

Par exemple, le dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état bloqué MOS de côté haut 207 est configuré pour déterminer un positionnement temporel de mise à l'état bloqué du transistor MOS de côté haut 50 en réalité à l'état passant de la manière suivante.

En référence à la figure 18, le calculateur de temps TFS MOS de côté bas 208 est configuré pour calculer un temps (un angle électrique) TFa2 depuis la mise à l'état bloqué du transistor MOS de côté bas 51 sensiblement un demi-cycle avant le transistor MOS de côté haut 50 en réalité à l'état passant jusqu'au point temporel de fin de la période de conduction de la branche inférieure correspondante. Le dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état bloqué MOS de côté haut 207 est configuré pour soustraire l'angle électrique cible de l'angle électrique TFB2 pour calculer AT. Si le rotor 4M est mis en rotation de façon stable, l'angle électrique Tnn doit être identique à l'angle électrique cible de sorte que AT doit être égal à zéro. Toutefois, de nombreuses causes peuvent rendre AT différent de zéro ; ces causes comprennent : (1) des variations de rotation du rotor 4M dues à une accélération et/ou une décélération du véhicule, (2) des ondulations de rotation du moteur, (3) des variations des charges électrique 10, (4) des variations du cycle d'horloge du contrôleur 200 si le contrôleur 200 est conçu comme un circuit à logique programmée, et (5) le retard de la mise à l'état bloqué réelle de chacun des transistors MOS 50 et 51 après l'émission de l'instruction de blocage en provenance d'un circuit d'attaque 170 ou 172 correspondant vers un transistor MOS correspondant 50 ou 51. Ainsi, le dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état bloqué MOS de côté haut 207 est configuré pour corriger, de àT, la période de conduction MOS de côté bas du transistor MOS de côté bas 51 utilisée par dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état bloqué MOS de côté bas 209 sensiblement un demi-cycle avant le transistor MOS de côté haut 50 en réalité à l'état passant, de manière à déterminer un positionnement temporel de mise à l'état bloqué du transistor MOS de côté haut 50 en réalité à l'état passant. Plus précisément, la période de conduction MOS de côté haut est déterminée en conformité avec l'équation suivante : PUON = PLON + AT x où PJQN représente la période de conduction MOS de côté haut du transistor MOS de côté haut 50 en réalité à l'état passant, PLON représente la période de conduction MOS de côté bas du transistor MOS de côté bas 51 sensiblement un demi-cycle avant le transistor MOS de côté haut 50 en réalité à l'état passant, et /3 représente un facteur de correction. Par exemple, si l'angle électrique TFB2 est inférieur à l'angle électrique cible correspondant de sorte que AT est une valeur négative, le dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état bloqué MOS de côté haut 207 détermine la période de conduction MOS de côté haut du transistor MOS de côté haut 50 en réalité à l'état passant en soustrayant le produit de AT et du facteur de correction f3 de la période de conduction MOS de côté bas du transistor MOS de côté bas 51 sensiblement un demi-cycle avant le transistor MOS de côté haut 50 en réalité à l'état passant (voir la figure 18). De façon similaire, le dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état bloqué MOS de côté bas 209 est configuré pour déterminer un positionnement temporel de mise à l'état bloqué du transistor MOS de côté bas 51 de la manière suivante. En référence à la figure 18, le calculateur de temps TFB MOS de côté haut 206 est configuré pour calculer un temps (un angle électrique) TFB1 depuis la mise à l'état bloqué du transistor MOS de côté haut 50 sensiblement un demi-cycle avant le transistor MOS de côté bas 51 en réalité à l'état passant jusqu'au point temporel de fin de la période de conduction de la branche supérieure correspondante. Le dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état bloqué MOS de côté bas 209 est configuré pour soustraire l'angle électrique cible de l'angle électrique TFB1 afin de calculer AT.

Ainsi, le calculateur de positionnement temporel de mise à l'état bloqué MOS de côté bas 209 est configuré pour corriger, de AT, la période de conduction MOS de côté haut du transistor MOS de côté haut 50 utilisée par le dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état bloqué MOS de côté haut 207 sensiblement un demi-cycle avant le transistor MOS de côté bas 51 en réalité à l'état passant, de manière à déterminer un positionnement temporel de mise à l'état bloqué du transistor MOS de côté bas 51 en réalité à l'état passant. Plus précisément, la période de conduction MOS de côté bas est déterminée en conformité avec l'équation suivante PLON1 = PUON1 + AT x j3 où PLON1 représente la période de conduction MOS de côté bas du transistor MOS de côté bas 51 en réalité à l'état passant, PUON1 représente la période de conduction MOS de côté haut du transistor MOS de côté haut 50 sensiblement un demi-cycle avant le transistor MOS de côté bas 51 en réalité à l'état passant, et (3 représente un facteur de correction. Par exemple, si l'angle électrique T1 est supérieur à l'angle électrique cible correspondant de sorte que àT est une valeur positive, le dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état bloqué MOS de côté bas 209 détermine la période de conduction MOS de côté bas du transistor MOS de côté bas 51 en réalité à l'état passant en ajoutant le produit de AT et du facteur de correction (3 à la période de conduction MOS de côté haut du transistor MOS de côté haut 50 sensiblement un demi-cycle avant le transistor MOS de côté bas 51 en réalité à l'état passant (voir la figure 18). Ainsi qu'il a été décrit ci-dessus, le contrôleur 200 du module redresseur 5X met en alternance à l'état passant le transistor MOS de côté haut 50 à l'intérieur d'une période de conduction de la branche supérieure correspondante, et le transistor MOS de côté bas 51 à l'intérieur d'une période de conduction de la branche inférieure correspondante, de manière à redresser des tensions alternatives triphasées correspondantes avec moins de perte.

Détermination du début de commande synchrone Ensuite, des opérations du contrôleur 200 du module redresseur 5X destinées à déterminer s'il faut passer au 10 mode de commande synchrone sont décrites ci-après. Le contrôleur 200 du module redresseur 5X est configuré pour déterminer s'il faut passer au mode de commande synchrone immédiatement après une activation du module redresseur 5X ou une interruption temporaire de la commande 15 synchrone due à des causes quelconques. Plus précisément, le contrôleur 200 du module redresseur 5X est configuré pour passer au mode de commande synchrone immédiatement après une activation du module redresseur 5X ou une interruption temporaire de la commande synchrone due à des 20 causes quelconques, uniquement lorsque les conditions de début de commande synchrone suivantes sont satisfaites. Le dispositif de détermination de début de commande synchrone 202 est configuré pour déterminer si les conditions de début de commande synchrone sont satisfaites, 25 et envoyer une instruction de début de commande synchrone à chacun des dispositifs de détermination de positionnement temporel de mise à l'état passant de côté haut et bas 203 et 204, lorsqu'il est déterminé que les conditions de début de commande synchrone sont satisfaites. En réponse à 30 l'instruction de début de commande synchrone, les dispositifs de détermination de positionnement temporel de mise à l'état passant de côté haut et bas 203 et 204 passent sous le mode de commande synchrone, et fonctionnent sous le mode de commande synchrone pour mettre en alternance à l'état passant les transistors MOS de côté haut et bas 50 et 51 ainsi qu'il a été énoncé ci-dessus. Les conditions de début de commande synchrone comprennent les première à sixième conditions suivantes.

La première condition consiste en ce que la période de conduction de la branche supérieure et la période de conduction de la branche inférieure apparaissent en continu 32 fois, en d'autres termes, une paire composée de la période de conduction de la branche supérieure et de la période de conduction de la branche inférieure apparaît en continu 16 fois, à supposer que huit paires de pôles (16 pièces polaires) soient prévues dans le rotor 4M. L'apparition à 32 reprises des périodes de conduction des branches supérieure et inférieure correspond mécaniquement à deux rotations du rotor 4M. La première condition peut consister en ce que la période de conduction de la branche supérieure et la période de conduction de la branche inférieure apparaissent en continu 16 fois, ce qui correspond à une rotation mécanique du rotor 4M, à des temps prédéfinis correspondant à trois rotations mécaniques ou plus du rotor 4M, ou à des temps prédéfinis excepté pour un multiple entier d'une rotation mécanique du rotor 4M. La deuxième condition consiste en ce que la tension de sortie VB se situe à l'intérieur d'une plage normale allant de 7 V à 18 V, en d'autres termes, la tension de sortie VB est supérieure ou égale à 7 V, et inférieure ou égale à 18 V. Les limites supérieure et inférieure peuvent être modifiées. Si la génératrice d'électricité 1A est un système électrique de 24 V, il est nécessaire de modifier la plage normale des limites supérieure et inférieure. La troisième condition consiste en ce qu'aucun des transistors MOS 50 et 51 n'est en surchauffe. La quatrième condition consiste en ce que le contrôleur 200 du module redresseur 5X ne fonctionne pas 35 sous le mode de protection.

La cinquième condition consiste en ce que la vitesse de variabilité de la tension de sortie VB est inférieure à un seuil, tel que 0,5 V par période de 200 microsecondes [psi. Il convient de préciser que la mesure dans laquelle la vitesse de variabilité de la tension de sortie VB est acceptée varie en fonction d'éléments et/ou programmes utilisés pour le module redresseur 5X. Ainsi, le seuil peut être modifié en fonction d'éléments et/ou programmes utilisés pour le module redresseur 5X.

La sixième condition consiste en ce que chacun des temps TFBZ et TFB2 est plus long qu'une valeur acceptable, par exemple, de 15 ps. Il convient de préciser que le fait que chacun des temps TFB1 et TFBZ est anormal est déterminé sur la base de la mesure dans laquelle chacun des temps TFB1 et TFS2 est réduit, ainsi que sur la base d'une cause de l'anomalie de l'un correspondant des temps TFBZ et TFB2. Dès lors, la valeur acceptable peut être modifiée en fonction de la cause de l'anomalie de chacun des temps TEB1 et TFB2. De plus, dans le deuxième mode de réalisation, il a été décrit que TFB1 et TFB2 sont calculés par les calculateurs de temps TFB MOS de côté haut et bas 206 et 208, respectivement, au cours du mode de commande synchrone, mais ils sont calculés par les calculateurs de temps TFB MOS de côté haut et bas 206 et 208 respectifs indépendamment du mode de fonctionnement du contrôleur 200. La figure 19 illustre certains éléments du contrôleur 200 qui sont requis pour déterminer s'il faut passer au mode de commande synchrone. Le dispositif de détermination de début de commande synchrone 202 comprend un dispositif de détermination 202A, un dispositif de détermination de plage VB 213, un dispositif de détermination de variation VB 214, et un dispositif de détermination de temps TFB 215. Le dispositif de détermination de coupure de 35 l'alimentation électrique 211 est configuré pour, si la tension de sortie VB dépasse une tension de premier seuil V1, telle que 20 V, déterminer qu'il existe une coupure de l'alimentation électrique due à la déconnexion d'au moins un enroulement statorique sous tension d'avec la batterie 9 ; cette coupure de l'alimentation électrique provoque une haute tension aux bornes dudit au moins un enroulement statorique. Puis, le dispositif de détermination de coupure de l'alimentation électrique 211 passe au mode de protection, commande au circuit IO d'attaque 170 de mettre le transistor MOS de côté haut 50 à l'état bloqué, et commande au circuit d'attaque 172 de mettre le transistor MOS de côté bas 51 à l'état passant sous le mode de protection, de même que dans le premier mode de réalisation. 15 Une fois que la tension de sortie VB a dépassé la première tension VI (20 V) du fait de l'apparition d'une coupure de l'alimentation électrique, si la tension de sortie VB est inférieure à une tension de second seuil V2 qui est fixée à 17 V dans le deuxième mode de réalisation, 20 le dispositif de détermination de coupure de l'alimentation électrique 211 est configuré pour arrêter la protection contre les coupures d'alimentation électrique sous le mode de protection. Ainsi qu'il a été décrit dans le premier mode de réalisation, afin d'empêcher l'apparition d'une 25 pointe de tension due la mise à l'état passant ou à l'état bloqué de chacun des transistors MOS de côté haut et bas 50 et 51, le dispositif de détermination de coupure de l'alimentation électrique 211 est configuré pour démarrer la protection contre les coupures d'alimentation électrique 30 et arrêter la protection contre les coupures d'alimentation électrique à l'intérieur d'une période de conduction de la branche inférieure illustrée sur la figure 18, de même que dans le premier mode de réalisation. Le dispositif de détermination de coupure de 35 l'alimentation électrique 211 fonctionne pour délivrer en sortie en continu, sous le mode de protection, un signal de niveau haut (un drapeau LD avec un niveau haut) au dispositif de détermination 202A. Le dispositif de détermination de coupure de l'alimentation électrique 211 fonctionne également pour délivrer en sortie en continu, hors du mode de protection, un signal de niveau bas (le drapeau LD avec un niveau bas) au dispositif de détermination 202A. Chacune des tensions de premier et second seuil V1 et V2 peut être réglée à une autre valeur.

Le dispositif de détermination de plage VB 213 est configuré pour déterminer si la tension de sortie VB détectée par le détecteur de tension de sortie 110 se situe à l'intérieur de la plage normale allant de 7 V à 18 V. Le dispositif de détermination de plage VB 213 est configuré 1.5 pour émettre en sortie un signal de niveau bas si la tension de sortie VB se situe à l'intérieur de la plage normale, et émettre en sortie un signal de niveau haut si la tension de sortie VB est en dehors de la plage normale. Le dispositif de détermination de variation VB 214 est 20 configuré pour déterminer si la vitesse de variabilité de la tension de sortie VB détectée par le détecteur de tension de sortie 110 est inférieure au seuil de 0,5 V par période de 200 ps. Le dispositif de détermination de variation VB 214 est configuré pour émettre en sortie un 25 signal de niveau bas si la vitesse de variabilité de la tension de sortie VB est inférieure au seuil de 0,5 V par période de 200 ps, et émettre en sortie un signal de niveau haut si la tension de sortie VB est supérieure ou égale au seuil de 0,5 V par période de 200 ps. 30 Le dispositif de détermination de temps TFB 215 est configuré pour déterminer si chacun des temps TFS1 et TFB2 calculé par l'un correspondant des calculateurs de temps TFB MOS de côté haut et bas 206 et 208 est plus long que la valeur acceptable de 15 us. Le dispositif de 35 détermination de temps TFB 215 est configuré pour émettre en sortie un signal de niveau bas si chacun des temps TFBZ et TFB2 est plus long que la valeur acceptable de 15 us, et émettre en sortie un signal de niveau haut si aucun des temps TFB1 et TFBZ n'est plus long que la valeur acceptable de 15 us. Le dispositif de protection contre la surchauffe 223 est configuré pour déterminer si chacun des transistors MOS 50 et 51 est en surchauffe sur la base du signal de sortie provenant du détecteur de température 250.

S'il est déterminé qu'au moins l'un des transistors MOS 50 et 51 est en surchauffe, le dispositif de protection contre la surchauffe 223 est configuré pour assurer une protection contre la surchauffe afin de mettre un drapeau de surchauffe à un niveau haut, et de faire passer son signal de sortie d'un niveau bas au niveau haut. Il convient de préciser que, sur la figure 19, le dispositif de détermination de plage VB 213, le dispositif de détermination de variation VB 214, et le dispositif de détermination de temps TFB 215 sont inclus dans le dispositif de détermination de début de commande synchrone 202, mais peuvent être prévus en dehors du dispositif de détermination de début de commande synchrone 202. De plus, le contrôleur 200 selon le deuxième mode de réalisation est configuré pour passer en mode de commande synchrone afin de démarrer la commande synchrone uniquement si la totalité des première à sixième conditions sont satisfaites, mais le contrôleur 200 peut être configuré pour passer en mode de commande synchrone afin de démarrer la commande synchrone uniquement si la première condition et au moins l'une des deuxième à sixième conditions sont satisfaites. La figure 20 illustre de manière simplifiée des opérations du contrôleur 200 destinées à déterminer s'il faut démarrer la commande synchrone (passer au mode de commande synchrone). Sur la figure 20, « VALEUR DE COMPTE » représente une valeur de compte incrémentée à chaque fois que le positionnement temporel de montée (front) de chacune des périodes de la branche supérieure et des périodes de la branche inférieure apparaît. Sur la figure 20, « DRAPEAU DE TEMPS TFB » représente la sortie du dispositif de détermination de temps TFB 215, « DRAPEAU DE PLAGE DE TENSION » représente la sortie du dispositif de détermination de variation VB 214, et « DRAPEAU LD » représente la sortie du dispositif de détermination de coupure de l'alimentation électrique 211. De plus, sur la figure 20, « DRAPEAU DE SURCHAUFFE » représente la sortie du dispositif de protection contre la surchauffe 223, et « DRAPEAU DE VARIATION DE TENSION » représente la sortie du dispositif de détermination de variation VB 214. Sur la figure 20, « H » représente un niveau haut de sortie correspondante, et « L » représente un niveau bas de sortie correspondante. Le dispositif de détermination 202A incrémente de 1 une valeur de compte à sa valeur initiale (0) à chaque fois que le positionnement temporel de montée (front) de chacune des périodes de la branche supérieure et des périodes de la branche inférieure apparaît. Lorsque la valeur de compte atteint « 32 », le dispositif de détermination 202A émet en sortie un signal de niveau bas indiquant le début de commande synchrone vers chacun des dispositifs de détermination de positionnement temporel de mise à l'état passant MOS de côté haut 203 et de positionnement temporel de mise à l'état passant MOS de côté bas 204. Le dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état passant MOS de côté haut 203 et le dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état passant MOS de côté bas 204 passent sous le mode de commande synchrone en réponse à la réception des signaux de niveau bas, et démarrent la commande synchrone sous le mode de commande synchrone pour mettre en alternance à l'état passant les transistors MOS 50 et 51. De plus, le dispositif de détermination de début de commande synchrone 202 continue d'incrémenter la valeur de compte aussi longtemps que : l'intervalle en angle électrique entre le flanc avant d'une période de conduction de la branche supérieure et le flanc avant d'une période de conduction de la branche inférieure précédant de manière adjacente la période de conduction de la branche supérieure est inférieur ou égal à un cycle des périodes de conduction de la branche supérieure ; et la totalité des sorties (le drapeau de temps TFB, le drapeau de plage de tension, le drapeau LD, le drapeau de surchauffe, et le drapeau de variation de tension) respectivement du dispositif de détermination de temps TFB 215, du dispositif de détermination de plage VB 213, du dispositif de détermination de coupure de l'alimentation électrique 211, du dispositif de détermination de surchauffe 223, et du dispositif de détermination de variation VB 214 sont des niveaux bas (L). Au contraire, le dispositif de détermination de début de commande synchrone 202 remet à zéro la valeur de compte si l'intervalle en angle électrique entre le flanc avant d'une période de conduction de la branche supérieure et le flanc avant d'une période de conduction de la branche inférieure précédant de manière adjacente la période de conduction de la branche supérieure est supérieur audit un cycle des périodes de conduction de la branche supérieure et/ou si l'une quelconque des sorties respectivement du dispositif de détermination de temps TFB 215, du dispositif de détermination de plage VB 213, du dispositif de détermination de coupure de l'alimentation électrique 211, du dispositif de détermination de surchauffe 223, et du dispositif de détermination de variation VB 214 passe au niveau haut (H) avant que la valeur de compte atteigne 32 (voir « H » du drapeau de temps TFB, et « UNE PÉRIODE EN ANGLE ÉLECTRIQUE » sur la figure 20). Par la suite, le dispositif de détermination de début de commande synchrone 202 se remet à incrémenter la valeur de compte à partir de 0 après que : l'intervalle en angle électrique entre le flanc avant d'une période de conduction de la branche supérieure et le flanc avant d'une période de conduction de la branche inférieure précédant de manière adjacente la période de conduction de la branche supérieure est inférieur ou égal audit un cycle des périodes de conduction de la branche supérieure ; et la totalité des sorties respectivement du dispositif de détermination de temps TFB 215, du dispositif de détermination de plage VB 213, du dispositif de détermination de coupure de l'alimentation électrique 211, du dispositif de détermination de surchauffe 223, et du dispositif de détermination de variation VB 214 sont des niveaux bas.

Détermination de l'arrêt de la commande synchrone Ensuite, des opérations du contrôleur 200 du module redresseur 5X destinées à déterminer s'il faut sortir du mode de commande synchrone sont décrites ci-après. Le dispositif de détermination d'arrêt de commande synchrone 222 est configuré pour déterminer si les conditions d'arrêt de commande synchrone sont satisfaites, et envoyer une instruction d'arrêt de commande synchrone à chacun parmi le dispositif de détermination de début de commande synchrone 202, les dispositifs de détermination de positionnement temporel de mise à l'état passant de côté haut et bas 203 et 204, le dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état bloqué MOS de côté haut 207, et le dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état bloqué MOS de côté bas 209 lorsqu'il est déterminé que les conditions d'arrêt de commande synchrone sont satisfaites. Par la suite, la commande synchrone est arrêtée jusqu'à ce que le dispositif de détermination de début de commande synchrone 202 redémarre la commande synchrone. Les conditions d'arrêt de la commande synchrone comprennent les première à cinquième conditions suivantes. La première condition consiste en ce qu'un intervalle de temps allant du positionnement temporel de mise à l'état bloqué déterminé par le dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état bloqué MOS de côté bas 209 à l'arrivée de la tension de phase montante Vp à la tension de premier seuil Vi utilisée pour déterminer le prochain positionnement temporel de mise à l'état passant du transistor MOS de côté haut 50 est plus court qu'un premier intervalle de temps prédéfini.

Le premier intervalle de temps prédéfini peut être réglé à un intervalle allant de l'instant auquel le dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état bloqué MOS de côté bas 209 envoie réellement une instruction de positionnement temporel de mise à l'état bloqué au circuit d'attaque 172 à l'instant de la mise à l'état bloqué réelle du transistor MOS 51 par le circuit d'attaque 172. Plus précisément, le premier intervalle de temps prédéfini peut être réglé sur la base de l'aptitude de mise à l'état bloqué du circuit d'attaque 172 pour le transistor MOS 51. Le dispositif de détermination de défaut de positionnement temporel de mise à l'état bloqué 221 est configuré pour émettre en sortie un signal de niveau haut si la première condition est satisfaite, à savoir, si l'intervalle allant du positionnement temporel de mise à l'état bloqué déterminé par le dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état bloqué MOS de côté bas 209 à l'arrivée de la tension de phase montante Vp à la tension de premier seuil V1 utilisée pour déterminer le positionnement temporel de mise à l'état passant suivant du transistor MOS de côté haut 50 est plus court que le premier intervalle de temps prédéfini. Le dispositif de détermination de défaut de positionnement temporel de mise à l'état bloqué 221 est configuré pour émettre en sortie un signal de niveau bas si la première condition n'est pas satisfaite. La figure 21 illustre de manière simplifiée un exemple spécifique de la forme d'onde d'une tension de phase lorsque le positionnement temporel de mise à l'état bloqué déterminé par le dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état bloqué MOS de côté bas 209 est retardé. Si le positionnement temporel de mise à l'état bloqué du transistor MOS 51 est retardé par rapport au positionnement temporel de fin de la période de conduction de la branche inférieure, un courant circulant à travers le transistor MOS 51 peut être interrompu, en provoquant une pointe de tension. Sur la figure 21, le caractère de référence « S » représente une telle une pointe de tension. La pointe de tension peut être engendrée immédiatement après la mise à l'état bloqué du transistor MOS 51. Lorsque l'intervalle de temps allant de l'instant auquel le dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état bloqué MOS de côté bas 209 envoie réellement une instruction de positionnement temporel de mise à l'état bloqué au circuit d'attaque 172 à l'instant de la mise à l'état bloqué réelle du transistor MOS 51 par le circuit d'attaque 172 est représenté en tant que tO (voir la figure 21), afin de détecter l'apparition d'une pointe de tension due au retard du positionnement temporel de mise à l'état bloqué du transistor MOS 51, le premier intervalle de temps prédéfini est réglé pour être plus long que l'intervalle de temps tO d'un temps prédéfini y après l'envoi réel de l'instruction du positionnement temporel de mise à l'état bloqué au circuit d'attaque 172. Il est nécessaire que le temps prédéfini y soit inférieur à un temps requis pour que la tension de phase Vp s'élève jusqu'à la tension de premier seuil V1 pendant une commande synchrone normale exécutée sans apparition de défauts de positionnement temporel de mise à l'état bloqué.

La deuxième condition consiste en ce qu'un intervalle de temps allant du positionnement temporel de mise à l'état bloqué déterminé par le dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état bloqué MOS de côté haut 207 à l'arrivée de la tension de phase descendante Vp à la tension de second seuil V2 utilisée pour déterminer le prochain positionnement temporel de mise à l'état passant du transistor MOS de côté bas 51 est plus court qu'un second intervalle de temps prédéfini. Le second intervalle de temps prédéfini peut être réglé à un intervalle allant de l'instant auquel le dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état bloqué MOS de côté haut 207 envoie réellement une instruction de positionnement temporel de mise à l'état bloqué au circuit d'attaque 170 à l'instant de la mise à l'état bloqué réelle du transistor MOS 50 par le circuit d'attaque 170. Plus précisément, le second intervalle de temps prédéfini peut être réglé sur la base de l'aptitude de blocage du circuit d'attaque 170 pour le transistor MOS 50. Le dispositif de détermination de défaut de positionnement temporel de mise à l'état bloqué 221 est configuré pour émettre en sortie un signal de niveau haut si la deuxième condition est satisfaite, à savoir que l'intervalle allant du positionnement temporel de mise à l'état bloqué déterminé par le dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état bloqué MOS de côté haut 207 à l'arrivée de la tension de phase descendante Vp à la tension de second seuil V2 utilisée pour déterminer le prochain positionnement temporel de mise à l'état passant du transistor MOS de côté bas 51 est plus court que le second intervalle de temps prédéfini. Le dispositif de détermination de défaut de positionnement temporel de mise à l'état bloqué 221 est configuré pour émettre en sortie un signal de niveau bas si la deuxième condition n'est pas satisfaite.

Il convient de préciser que les premier et second intervalles de temps prédéfini peuvent être identiques ou différents l'un de l'autre. Il est préférable que chacun des premier et second intervalles de temps prédéfini soit une valeur constante indépendamment de la vitesse de rotation du rotor 4M dès lors qu'il est réglé sur la base de la performance de blocage de l'un correspondant des circuits d'attaque 170 et 172. La troisième condition consiste en ce que la vitesse de variabilité de la tension de sortie VB est supérieure au seuil, telle que 0,5 V par période de 200 ps. Il convient de préciser que la mesure dans laquelle la vitesse de variabilité de la tension de sortie VB est acceptée varie en fonction d'éléments et/ou de programmes utilisés pour le module redresseur 5X. Ainsi, le seuil peut être modifié en fonction d'éléments et/ou de programmes utilisés pour le module redresseur 5X. La figure 22 illustre de manière simplifiée une relation entre la variation de la tension de sortie VB et des périodes de conduction de branches supérieure et inférieure. Par exemple, si le courant de sortie chute brusquement de 150 A à 50 A, la tension de sortie VB s'élève (voir la figure 22). Puis, des périodes de conduction de la branche supérieure T11 et T12 après le changement de la sortie de la génératrice d'électricité 1A sont réduites par rapport à une période de conduction de la branche supérieure T10 avant le changement de la sortie de la génératrice d'électricité 1A. Cela apparaît de manière similaire pour des périodes de conduction de la branche inférieure (voir la figure 22).

Ainsi qu'il a été décrit ci-dessus, lorsque la période de conduction de la branche supérieure ou la période de conduction de la branche inférieure varie pour être réduite, un positionnement temporel de mise à l'état bloqué normalement déterminé pour au moins l'un des transistors MOS de côté haut et bas 50 et 51 énoncé ci-dessus peut être retardé par rapport à une période de conduction de branche supérieure ou inférieure correspondante. Dès lors, le seuil, tel que 0,5 V par période de 200 us, est utilisé pour éviter un tel retard. Ainsi qu'il a été décrit ci-dessus, le seuil de la détermination d'arrêt de commande synchrone peut être identique à celui de la détermination de début de commande synchrone, ou peut être différent de celui-ci.

La quatrième condition consiste en ce que le contrôleur 200 du module redresseur 5X fonctionne sous le mode de protection. La cinquième condition consiste en ce qu'au moins l'un des transistors MOS 50 et 51 est en surchauffe.

La figure 23 illustre certains éléments du contrôleur 200, qui sont requis pour déterminer s'il faut sortir du mode de commande synchrone. Le dispositif de détermination de variation VH 214 du dispositif de détermination de début de commande synchrone 202 sert à la détermination de l'arrêt de commande synchrone. En référence à la figure 23, est appliquée à l'entrée du dispositif de détermination d'arrêt de commande synchrone 222, la sortie de chacun parmi le dispositif de détermination de défaut de positionnement temporel de mise à l'état bloqué 221, le dispositif de détermination de variation VB 214, le dispositif de détermination de coupure de l'alimentation électrique 211, et le dispositif de protection contre la surchauffe 223. En provenance du dispositif de détermination de défaut 35 de positionnement temporel de mise à l'état bloqué 221, le signal de niveau haut est appliqué à l'entrée du dispositif de détermination d'arrêt de commande synchrone 222 aussi longtemps que la première condition ou la deuxième condition parmi les conditions d'arrêt de commande synchrone est satisfaite. En provenance du dispositif de détermination de variation VB 214, le signal de niveau haut est appliqué à l'entrée du dispositif de détermination d'arrêt de commande synchrone 222 aussi longtemps que la vitesse de variabilité de la tension de sortie VB est supérieure au seuil de 0,5 V par période de 200 ps de sorte que la troisième condition parmi les conditions d'arrêt de commande synchrone est satisfaite. De plus, en provenance du dispositif de détermination de coupure de l'alimentation électrique 211, le signal de niveau haut est appliqué à l'entrée du dispositif de détermination d'arrêt de commande synchrone 222 aussi longtemps que le contrôleur 200 du module redresseur 5X fonctionne sous le mode de protection, de sorte que la quatrième condition est satisfaite, le drapeau LD étant mis au niveau haut. En provenance du dispositif de protection contre la surchauffe 223, le signal de niveau haut est appliqué à l'entrée du dispositif de détermination d'arrêt de commande synchrone 222 aussi longtemps que la cinquième condition est satisfaite, à savoir que le drapeau de surchauffe de niveau haut est défini du fait qu'au moins l'un des transistors MOS 50 et 51 est déterminé comme étant en surchauffe. Le dispositif de détermination d'arrêt de commande synchrone 222 est configuré pour déterminer qu'au moins l'une parmi les première à cinquième conditions de détermination d'arrêt de commande synchrone est satisfaite si au moins l'une des sorties du dispositif de détermination de défaut de positionnement temporel de mise à l'état bloqué 221, du dispositif de détermination de variation VB 214, du dispositif de détermination de coupure de l'alimentation électrique 211, et du dispositif de protection contre la surchauffe 223 est au niveau haut. Puis, le dispositif de détermination d'arrêt de commande synchrone 222 envoie une instruction d'arrêt de commande synchrone à chacun parmi le dispositif de détermination de début de commande synchrone 202, le dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état passant MOS de côté haut 203, le dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état passant MOS de côté bas 204, le dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état bloqué MOS de côté haut 207, et le dispositif de détermination de positionnement temporel de mise à l'état bloqué MOS de côté bas 209.

PROTECTION CONTRE LES COUPURES D'ALIMENTATION ÉLECTRIQUE Ensuite, des opérations du dispositif de détermination de coupure de l'alimentation électrique 211 sous le mode de protection sont décrites ci-après. Dans ce mode de réalisation, de même que dans premier mode de réalisation, le dispositif de détermination de coupure de l'alimentation électrique 211 est configuré pour fonctionner sous le mode de protection afin de mettre à l'état bloqué le transistor MOS de côté haut 50 et mettre à l'état passant le transistor MOS de côté bas 51 jusqu'à ce que la tension de sortie V$ délivrée en sortie du détecteur de tension de sortie 210, laquelle a précédemment dépassé la tension de premier seuil Vi (20 V), ne chute pas à la tension de second seuil {17 V).

La figure 24A illustre de manière simplifiée un exemple de la forme d'onde d'une tension de phase Vp aux bornes d'un enroulement de phase sous le mode de commande synchrone sans coupure de l'alimentation électrique, et la figure 24B illustre de manière simplifiée un exemple de la forme d'onde de la tension de phase V2 après l'apparition d'une coupure de l'alimentation électrique sous le mode de protection. En référence à la figure 24A, sous le mode de commande synchrone sans coupure de l'alimentation électrique, la tension de phase Vp aux bornes de l'enroulement de phase X varie de manière cyclique entre une limite supérieure voisine de la tension de sortie (tension de la batterie) VB et une limite inférieure voisine de la tension de terre VGND.

Au contraire, après l'apparition d'une coupure de l'alimentation électrique aux bornes de l'enroulement de phase X, ainsi qu'il est illustré sur la figure 24B, du fait que le transistor MOS de côté bas 51 est mis à l'état passant, que le transistor MOS de côté haut 50 est mis à l'état bloqué, et que le transistor MOS de côté bas 51 est maintenu à l'état passant, le transistor MOS de côté haut 50 étant maintenu à l'état bloqué, la tension de phase Vp aux bornes de l'enroulement de phase X varie de manière cyclique à l'intérieur de la plage comprise entre une valeur négative (-a) et une valeur positive (+a) de la tension drain-source VDS à l'état passant par rapport à la tension de terre VGND. Il convient de préciser que, de même que dans le premier mode de réalisation, sur la figure 24B, la tension drain-source VDS à l'état passant est réglée à 0,1 V. La tension drain-source du transistor MOS de côté bas 51 peut être modifiée en fonction du type de l'élément de commutation de côté bas 51 et/ou d'un signal de tension (signal d'attaque) à appliquer à la grille de l'élément de commutation de côté bas 51.

Ainsi qu'il a été décrit ci-dessus, la détermination de ce que la tension de phase Vp, à savoir, la tension drain-source VDS du transistor MOS de côté bas 51, est inférieure à une tension de seuil prédéfinie Vth définie comme étant légèrement supérieure à o v et inférieure à 0,1 V permet la détermination de ce que la tension de phase Vp est dans une période de conduction de la branche inférieure, c'est-à-dire, de ce que du courant circule à travers le transistor MOS 51 dans le sens opposé au sens direct de la diode 51a connectée en parallèle au transistor MOS 51.

En d'autres termes, la tension drain-source VDS du transistor MOS de côté bas 51 inférieure à la tension de seuil Vth indique que la tension de phase V. se trouve à l'intérieur de la période de conduction de la branche inférieure.

En réalité, il peut s'avérer difficile de détecter la tension drain-source VDS à l'intérieur de la plage de tension allant de -0,1 V à +0,l v selon une précision élevée, et de comparer la tension de phase Vp avec la tension de seuil Vth selon une précision élevée. Pour cette raison, l'amplificateur de tension MOS VDS 242 fonctionne pour amplifier la tension drain-source VDS à l'état passant avec un gain prédéterminé afin de convertir le niveau de la tension drain-source VDS en une tension drain-source VDSA, et de délivrer en sortie la tension drain-source VDSA au détecteur de sens de circulation du courant 244. Le détecteur de sens de circulation du courant 244 fonctionne pour recevoir la tension drain-source VDSA, et comparer la tension drain-source VDSA avec une tension de seuil Vtha dont le niveau est converti à partir de la tension de seuil Vth de la même manière que pour la conversion de la tension drain-source VDS en tension drain-source VDSA. La figure 24C illustre de manière simplifiée une relation entre la tension drain-source VDSA et la tension de seuil Vtha. Sur la figure 24C, l'axe vertical représente la tension drain-source convertie VDSA, et l'axe horizontal représente la tension drain-source VDS. Afin de détecter la tension drain-source VDS à l'intérieur de la plage de tension allant de -0,1 V à +0,1 V selon une précision élevée, la plage de tension allant de -0,1 V à +0,1 V est amplifiée 5 fois. À titre d'exemple illustré sur la figure 24C, -0,1 V correspond à -0,5 V, +0,1 V correspond à 0,5 V, la valeur intermédiaire (0 V) dans la plage de tension allant de -0,1 V à +0,1 V est inchangée, et la plage de tension allant de -0,1 V à +0,1 V correspond à la plage de tension allant de -0,5 V à +0,5 V. Ainsi, la tension de seuil Vtha est réglée à un niveau supérieur à 0 V et inférieur à +0,5 V, tel que 0,35 V. Ainsi qu'il est illustré sur la figure 24C, du fait que, sous le mode de protection, si la tension drain- source VDS dépasse +0,1 V ou chute au-dessous de -0,1 V, la tension drain-source VDS est fixée au niveau de +0,1 V ou -0,1 V. Dès lors, la sortie de l'amplificateur de tension MOS VDS 242 est fixée au niveau de +0,5 V si la tension drain-source VDS dépasse +0,1 V, ou est fixée au niveau de -0,5 V si la tension drain-source VDS chute au-dessous de -0,1 V. Le détecteur de sens de circulation du courant 244 fonctionne pour recevoir la tension drain-source VDSA en provenance de l'amplificateur de tension MOS VDS 242, comparer la tension drain-source VDSA avec la tension de seuil Vtha, et émettre en sortie un signal de niveau haut si la tension de seuil Vtha est supérieure à la tension drain-source VDSA, ou émettre en sortie un signal de niveau bas si la tension de seuil Vtha est supérieure ou égale à la tension drain-source VDSA. La figure 24D illustre de manière simplifiée un exemple de la forme d'onde de la tension drain-source amplifiée VDSA du transistor MOS de côté bas 51. Sur la figure 24D, une plage W correspond à une période de conduction MOS de côté bas du transistor MOS de côté bas 51 sous le mode de commande synchrone. Plus précisément, le contrôleur 200 selon le deuxième mode de réalisation est configuré pour démarrer ou arrêter la protection contre les coupures d'alimentation électrique, c'est-à-dire, passer au mode de protection ou en sortir à un positionnement temporel approprié à l'intérieur de la plage W. Ainsi, pendant que la tension de phase Vp se situe à l'intérieur de la plage W, la mise à l'état passant du transistor MOS 51 permet à un courant de circuler à travers le transistor MOS 51 dans le même sens que le sens direct de la diode 51a connectée en parallèle au transistor MOS 51. Cela empêche ou réduit une pointe de tension aux bornes de l'enroulement de phase correspondant au démarrage du mode de protection. De plus, pendant que la tension de phase Vp se situe à l'intérieur de la plage W, le sens du courant circulant à travers le transistor MOS 51 et le sens du courant circulant à travers la diode 51a après la mise à l'état bloqué du transistor MOS 51 afin d'arrêter le mode de protection sont identiques. Ainsi, même si le transistor MOS de côté bas 51 est mis à l'état bloqué tandis que la tension de phase Vp se situe à l'intérieur de la plage W, il est possible d'empêcher ou de réduire une pointe de tension à l'arrêt du mode de protection. Il convient de préciser que la tension de seuil Vtha peut posséder une caractéristique d'hystérésis. Par exemple, la tension de seuil Vtha est réglée à 0,35 V pendant que la tension drain-source VDSA est inférieure à la tension de seuil Vth, et, après que la tension drain-source VDSA devient supérieure à la tension de seuil Vtha, la tension de seuil Vtha passe à 0,3 V. Dès lors, même si la tension drain-source VDSA est fréquemment modifiée autour de la tension de seuil Vtha, cette configuration peut empêcher le niveau du signal de sortie en provenance du dispositif de détermination de sens de circulation du courant 244 d'être fréquemment commuté. Une tension de référence prédéfinie VR devant être utilisée par le régulateur 7 pour détecter la vitesse de rotation du rotor 4M est réglée à un niveau supérieur à la tension drain-source VDS énoncée ci-dessus. Ainsi, lorsque le transistor MOS de côté haut 50 est mis à l'état bloqué et que le transistor MOS de côté bas 51 est mis à l'état passant sous le mode de protection, la relation d'amplitude entre la tension de phase Vp et la tension de référence VR est inchangée, de sorte que le régulateur 7 ne peut pas détecter la vitesse de rotation du rotor 4M sur la base de la tension de phase Vp, et peut déterminer de manière erronée que le rotor 4M a cessé d'être en rotation. Afin de remédier à un tel problème, la génératrice d'électricité 1A selon le deuxième mode de réalisation est configurée pour mettre temporairement à l'état bloqué le transistor MOS de côté bas 51 pendant une courte durée avant qu'une période au cours de laquelle le détecteur de rotation 77 ne peut pas détecter la rotation du rotor 4M atteigne la période prédéfinie T2, de manière à faire que la tension de phase Vp soit supérieure à la tension de référence VR. La courte durée est réglée pour être égale ou légèrement plus longue que le temps minimum Ti requis pour que le détecteur de rotation 77 détecte la rotation du rotor 4M. Cela empêche le régulateur 7 de déterminer de manière erronée que le rotor 4M a cessé d'être en rotation, ce qui permet au contrôleur de courant 76 de maintenir l'arrêt de l'application de courant de champ à l'enroulement de champ 4. La figure 25 illustre un exemple de la structure détaillée du dispositif de détermination de coupure de l'alimentation électrique 211 et certains éléments du contrôleur 200, qui sont requis pour que le dispositif de détermination de coupure de l'alimentation électrique 211 assure la protection contre les coupures d'alimentation électrique sous le mode de protection. En référence à la figure 25, le dispositif de détermination de coupure de l'alimentation électrique 211 comprend un détecteur de coupure de l'alimentation électrique 281, un dispositif de détermination de transition d'état de coupure de l'alimentation électrique 282, un dispositif de détermination de début de protection contre les coupures d'alimentation électrique 283, une minuterie périodique 284, un dispositif de détermination de retour 285, une minuterie de limite de temps 286, et un dispositif de détermination de mise à l'état bloqué forcée MOS de côté bas 287. Le détecteur de coupure de l'alimentation électrique 281 fonctionne pour émettre en sortie un signal dont le niveau passe du niveau bas au niveau haut lorsque la tension de sortie VB détectée par le détecteur de tension de sortie 110 dépasse la tension de premier seuil Vi de 20 V ; ce niveau du signal passe du niveau haut au niveau bas lorsque la tension de sortie VB, qui a précédemment dépassé la tension de premier seuil V1 de 20 V, chute jusqu'à la tension de second seuil V2. La durée du niveau haut du signal émis en sortie du détecteur de coupure de l'alimentation électrique 281 correspond à l'état de la coupure de l'alimentation électrique engendrée aux bornes d'un enroulement statorique correspondant.

Le dispositif de détermination de transition d'état de coupure de l'alimentation électrique 282 fonctionne pour émettre en sortie un signal de niveau haut (le drapeau LD avec un niveau haut) lorsque la sortie du détecteur de coupure de l'alimentation électrique 281 passe du niveau bas au niveau haut, c'est-à-dire, lorsque la tension de sortie VB dépasse la tension de premier seuil de 20 V. Le dispositif de détermination de transition d'état de coupure de l'alimentation électrique 282 fonctionne également pour réinitialiser le drapeau LD, et émettre en sortie un signal de niveau bas (le drapeau LD avec un niveau bas) lorsque la tension de sortie VB qui a précédemment dépassé la tension de premier seuil V1 de 20 V, chute sur la base de la protection contre les coupures d'alimentation électrique, de sorte que la sortie du détecteur de coupure de l'alimentation électrique 281 passe du niveau haut au niveau bas, en d'autres termes, la tension de sortie VB qui a précédemment dépassé la tension de premier seuil V1 de 20 V, devient inférieure à la tension de second seuil de 17 V.

Le dispositif de détermination de début de protection contre les coupures d'alimentation électrique 283 fonctionne pour, après avoir vérifié que la sortie du dispositif de vérification de court-circuit MOS de côté haut 240 est basse au moment où la sortie du détecteur de coupure de l'alimentation électrique 281 passe du niveau bas au niveau haut, envoyer une instruction à chacun des circuits d'attaque 170 et 172, la sortie du dispositif de détermination de sens de circulation du courant 244 étant de niveau haut, à savoir, tandis que la tension drain- source VDS se situe à l'intérieur de la plage W. Cette instruction fait que le circuit d'attaque 170 met le transistor MOS de côté haut 50 à l'état bloqué, et que le circuit d'attaque 172 met le transistor MOS de côté bas 51 à l'état passant.

Le dispositif de détermination de retour 285 fonctionne pour déterminer le positionnement temporel de fin de la protection contre les coupures d'alimentation électrique. Plus précisément, le dispositif de détermination de retour 285 fonctionne pour déterminer le positionnement temporel auquel un signal d'écoulement de temps est émis en sortie de la minuterie périodique 184 ou de la minuterie de limite de temps 286 en tant que positionnement temporel de fin de la protection contre les coupures d'alimentation électrique. Puis, le dispositif de détermination de retour 285 fonctionne pour envoyer, au dispositif de détermination de transition d'état de coupure de l'alimentation électrique 282, des données indiquant le positionnement temporel de fin de la protection contre les coupures d'alimentation électrique, et commander aux circuits d'attaque 170 et 172 de mettre à l'état bloqué ou de maintenir à l'état bloqué les transistors MOS de côté haut et bas 50 et 51. La minuterie périodique 284 fonctionne pour effectuer un comptage progressif lorsque la sortie du dispositif de détermination de sens de circulation du courant 244 passe du niveau bas au niveau haut. Lorsque la valeur comptée correspond à un quart de cycle de la tension de phase Vp, la minuterie périodique 284 fonctionne pour émettre en sortie le signal d'écoulement de temps au dispositif de détermination de retour 285. Le positionnement temporel auquel la sortie du dispositif de détermination de sens de circulation du courant 244 passe du niveau bas au niveau haut correspond à l'extrémité de côté gauche de la plage W illustrée sur la figure 24D. Plus précisément, le positionnement temporel de fin de la protection contre les coupures d'alimentation électrique est déterminé à un point temporel après que le quart de cycle de la tension de phase Vp s'est écoulé depuis le passage de la sortie du dispositif de détermination de sens de circulation du courant 244 du niveau bas au niveau haut. Dès lors, il est possible de mettre le transistor MOS 51 à l'état bloqué de façon fiable à l'intérieur de la période de conduction de la diode, de manière à empêcher la production d'une pointe de tension. Le quart de cycle de la tension de phase Vp peut être remplacé par un autre pourcentage de cycle de la tension de phase Vp. La minuterie de limite de temps 286 fonctionne pour effectuer un comptage progressif lorsque la sortie du détecteur de coupure de l'alimentation électrique 281 passe du niveau bas au niveau haut. Lorsque la valeur comptée correspond à deux cycles de la tension de phase Vp, la minuterie de limite de temps 286 fonctionne pour émettre en sortie le signal d'écoulement de temps vers le dispositif de détermination de retour 285. La minuterie de limite de temps 286 est prévue dans l'hypothèse où la détermination du positionnement temporel sur la base du dispositif de détermination de sens de circulation du courant 244 et de la minuterie périodique 284 aurait échoué (par exemple, le signal d'écoulement de temps serait émis en sortie de la minuterie périodique 284 du fait de l'échec de la minuterie périodique 284). Dans cette hypothèse, la minuterie de limite de temps 286 force l'arrêt de la protection contre les coupures d'alimentation électrique. Les deux cycles de la tension de phase Vp peuvent être modifiés.

Le dispositif de détermination de mise à l'état bloqué forcée MOS de côté bas 287 est configuré pour, après que la protection contre les coupures d'alimentation électrique a été démarrée par le dispositif de détermination de début de protection contre les coupures d'alimentation électrique 283, commander au circuit d'attaque 172 de mettre temporairement à l'état bloqué le transistor MOS de côté bas 51 pendant une courte durée avant qu'une période au cours de laquelle le détecteur de rotation 77 ne peut pas détecter la rotation du rotor 4M atteigne la période prédéfinie T2. La courte durée est réglée de manière à être égale ou légèrement plus longue que le temps minimum Ti requis pour que le détecteur de rotation 77 détecte la rotation du rotor 4M. Après l'écoulement de la courte durée, le dispositif de détermination de mise à l'état bloqué forcée MOS de côté bas 287 est configuré pour commander au circuit d'attaque 172 de mettre le transistor MOS 51 à l'état passant. Les opérations de blocage temporaire du transistor MOS de côté bas 51 sont répétées jusqu'à ce que l'état de coupure de l'alimentation électrique soit annulé. Chacun des positionnements temporels de blocage cyclique du dispositif de détermination de mise à l'état bloqué forcée MOS de côté bas 287 est réglé pour se situer à l'intérieur d'une plage W correspondante de la tension de phase Vp. Par exemple, chacun des positionnements temporels de blocage cyclique du dispositif de détermination de mise à l'état bloqué forcée MOS de côté bas 287 peut être réglé pour être synchronisé avec un signal d'écoulement de temps correspondant émis en sortie de la minuterie périodique 284. À titre d'autre exemple, il est supposé que la période T2 requise pour détecter l'arrêt de rotation du rotor 4M soit un multiple N d'un cycle TO de la tension de phase Vp. Dans cette hypothèse, après l'écoulement d'un multiple (N-1) d'un cycle TO depuis le début de la protection contre les coupures d'alimentation électrique, lorsqu'un signal d'écoulement de temps est émis en sortie de la minuterie périodique 284, le dispositif, de détermination de mise à l'état bloqué forcée MOS de côté bas 287 est configuré pour commander au circuit d'attaque 172 de mettre le transistor MOS de côté bas 51 à l'état bloqué. Plus précisément, l'écoulement du multiple (N-1) d'un cycle TO de la tension de phase Vp peut être détecté par le comptage du nombre de flancs avant de la sortie du dispositif de détermination de sens de circulation du courant 244 ou du détecteur de tension MOS VDS de côté bas 230 de manière que la valeur comptée atteigne (N-1). À supposer que le temps Ti depuis la mise à l'état bloqué du transistor MOS 51 jusqu'à la mise à l'état. passant du transistor MOS 51 soit de nouveau un multiple M d'un cycle TO de la tension de phase Vp, le dispositif de détermination de mise à l'état bloqué forcée MOS de côté bas 287 est configuré pour détecter l'écoulement du multiple M d'un cycle TO de la tension de phase Vp en comptant le nombre de flancs avant de la sortie du dispositif de détermination de sens de circulation du courant 244 ou du détecteur de tension MOS VDS de côté bas 230 de manière que la valeur comptée atteigne M. Un intervalle de temps allant de la mise à l'état bloqué du transistor MOS de côté bas 51 à la première apparition d'un flanc avant de la sortie du dispositif de détermination de sens de circulation du courant 244 ou du détecteur de tension MOS VDS de côté bas 230 est plus court qu'un cycle TO de la tension de phase Vp. Pour cette raison, afin d'assurer de manière fiable le temps minimum Ti requis pour la détection de la rotation du rotor 4M, le seuil M de la valeur de compte servant à détecter l'écoulement du temps minimum Tl peut être remplacé par (M+1). L'écoulement du multiple (N-1) ou M d'un cycle TO de la tension de phase Vp peut être détecté sur la base du nombre de flancs arrière de la sortie du détecteur de tension MOS VDS de côté haut 220 du niveau bas au niveau haut. Chacun des autres modules redresseurs 5Y, 5Z, 6U, 6Y et 6Z possède la même structure et les mêmes fonctions que le 15 module redresseur 5X énoncé ci-dessus. Ainsi qu'il a été décrit ci-dessus, la génératrice d'électricité 1A selon le deuxième mode de réalisation est configurée pour déterminer un positionnement temporel approprié d'annulation de la protection contre les coupures 20 d'alimentation électrique pour passer au mode de commande synchrone après avoir fonctionné sous le mode de protection pour faire décroître une haute tension due à une coupure de l'alimentation électrique ; ce positionnement temporel approprié empêche ou réduit une pointe de tension au cours 25 du passage du mode de protection au mode de commande synchrone. De plus, la génératrice d'électricité lA selon le deuxième mode de réalisation est configurée pour déterminer un positionnement temporel approprié d'annulation de la commande synchrone pour passer au mode 30 de protection après avoir fonctionné sous le mode de commande synchrone ; ce positionnement temporel approprié empêche ou réduit une pointe de tension lors du passage du mode synchrone au mode de protection. En outre, la génératrice d'électricité lA est 35 configurée pour, tout en maintenant le transistor MOS de côté bas 51 à l'état passant sous le mode de protection, mettre à l'état bloqué de manière cyclique le transistor MOS de côté bas 51. Cela empêche le régulateur 7 de détecter de manière erronée que la génératrice d'électricité 1A est désactivée pour produire de l'énergie. La présente description ne se limite pas aux modes de réalisation mentionnés ci-dessus, et peut être modifiée à l'intérieur de la portée de la présente description. Certaines des caractéristiques de la génératrice d'électricité 1 selon le premier mode de réalisation peuvent être appliquées à la génératrice d'électricité lA selon le deuxième mode de réalisation, et certaines des caractéristiques de la génératrice d'électricité 1A selon le deuxième mode de réalisation peuvent être appliquées à la génératrice d'électricité 1 selon le premier mode de réalisation. Si le régulateur 7 ne détecte pas la rotation du rotor 4M, la génératrice d'électricité lA peut exécuter des opérations pour émettre une alarme. Par exemple, si le détecteur de rotation 77 ne détecte pas la rotation du rotor 4M, le régulateur 7 peut délivrer en sortie des alarmes audibles et/ou visibles via le circuit de communication 78 et/ou le BCE 8 au conducteur du véhicule, ou peut allumer des témoins lumineux externes, tels que des témoins de charge, via un circuit d'alarme (non illustré). Dans cette modification, du fait que le transistor MOS de côté bas 51 est mis à l'état passant de façon temporaire et cyclique sous le mode de protection pour permettre au détecteur de rotation 77 de détecter la rotation du rotor 4M, il est possible d'empêcher l'émission erronée d'alarmes due à une détection erronée de l'arrêt de la rotation du rotor 4M. Dans le deuxième mode de réalisation, si le détecteur de rotation 77 ne détecte pas la rotation du rotor 4M pendant la période prédéfinie T2 ou davantage, le contrôleur de courant 76 peut arrêter l'application d'un courant de champ à l'enroulement de champ 4 sans appliquer, à l'enroulement de champ 4, un courant de champ nécessaire pour régler le courant de champ à une valeur correspondant à un état initial de l'enroulement de champ 4.

Chacune des génératrices d'électricité 1 et lA selon les premier et deuxième modes de réalisation est munie de deux ensembles de premiers et seconds enroulements statoriques 2 et 3, et de deux ensembles de modules redresseurs 5 et 6 correspondants, mais la présente description ne s'y limite pas. Plus précisément, chacune des génératrices d'électricité 1 et IA selon les premier et deuxième modes de réalisation peut être pourvue des premiers enroulements statoriques 2 et des modules redresseurs 5 qui leur correspondent.

Chacune des génératrices d'électricité 1 et lA selon les premier et deuxième modes de réalisation tient lieu de génératrice d'électricité pour redresser des tensions alternatives triphasées, mais la présente description ne s'y limite pas. Plus précisément, chacune des génératrices d'électricité 1 et lA peut être configurée pour changer des positionnements temporels de conduction et de blocage de chacun des transistors MOS 50 et 51 pour servir de machine électrique tournante (moteur) qui inverse une tension continue appliquée à partir de la batterie 9 en tensions alternatives triphasées, et qui applique les tensions alternatives triphasées à un ensemble d'enroulements statoriques triphasés, en faisant ainsi tourner le rotor 4M sur la base d'un champ magnétique tournant induit dans un ensemble d'enroulements statoriques triphasés selon les tensions alternatives triphasées. Dans chacune des génératrices d'électricité 1 et lA selon les premier et deuxième modes de réalisation, il est prévu trois modules redresseurs pour un ensemble d'enroulements statoriques, mais un autre nombre de modules redresseurs pour un ensemble d'enroulements statoriques peut être prévu. Dans chacune des génératrices d'électricité 1 et IA selon les premier et deuxième modes de réalisation, il est prévu un transistor MOS en tant que chacun des éléments de commutation de côté haut (branche supérieure) et de côté bas (branche inférieure), mais il peut être prévu une diode en tant qu'élément redresseur de côté haut, et un transistor MOS ou un transistor de puissance d'un autre type en tant qu'éléments redresseurs de côté bas.

Bien que des modes de réalisation illustratifs de la présente description aient été décrits ici, la présente description ne se limite pas aux modes de réalisation décrits ici, mais comprend la totalité des modes de réalisation comportant des modifications, omissions, combinaisons (par exemple, d'aspects parmi divers modes de réalisation), adaptations et/ou variantes telles que pouvant être appréciées par l'homme de l'art sur la base de la présente description. Les limites contenues dans les revendications doivent être interprétées de façon générale sur la base du langage employé dans les revendications et ne se limitent pas à des exemples décrits dans la présente spécification ou au cours de la poursuite de la demande, lesquels exemples doivent être considérés comme non exclusifs.25

Claims (14)

1. REVENDICATIONS5 1. Machine électrique tournante munie d'un rotor rotatif, la machine électrique tournante comprenant : des enroulements statoriques au moins diphasés ; 10 une unité de redressement comprenant, pour chacun des enroulements statoriques au moins diphasés, une paire composée d'un élément de redressement de côté haut et d'un élément de redressement de côté bas, au moins l'élément de redressement de côté bas étant composé d'un élément de 15 commutation avec une diode qui lui est connectée en parallèle, l'unité de redressement étant configurée pour redresser une tension alternative induite aux bornes de chacun des enroulements statoriques au moins diphasés ; et un dispositif de protection contre les coupures 20 d'alimentation électrique configuré pour : surveiller une tension de sortie de l'unité de redressement ; mettre à l'état passant l'élément de commutation en tant qu'élément de redressement de côté bas pour au moins 25 l'un des enroulements statoriques au moins diphasés lorsque la tension de sortie dépasse une tension de premier seuil du fait d'une coupure de l'alimentation électrique ; déterminer un positionnement temporel de mise à l'état bloqué de l'élément de commutation en tant qu'élément de 30 redressement de côté bas pour ledit au moins un des enroulements statoriques au moins diphasés après que la tension de sortie, qui a dépassé la tension de premierseuil une fois, a chuté au-dessous d'une tension de second seuil, la tension de second seuil étant réglée pour être inférieure à la tension de premier seuil ; et mettre à l'état bloqué, au positionnement temporel de de mise à l'état bloqué déterminé, l'élément de commutation en tant qu'élément de redressement de côté bas pour ledit au moins un des enroulements statoriques au moins diphasés.
2. 2. Machine électrique tournante selon la revendication 1, dans laquelle le dispositif de protection contre les coupures d'alimentation électrique est configuré pour, après que la tension de sortie, qui a dépassé la tension de premier seuil une fois, a chuté au-dessous de la tension de second seuil, déterminer le positionnement temporel de mise à l'état bloqué de l'élément de commutation en tant qu'unité de redressement de côté bas pour ledit au moins un des enroulements statoriques au moins diphasés, le positionnement temporel de mise à l'état bloqué étant un positionnement temporel pour réduire une pointe de tension devant être engendrée aux bornes dudit au moins un des enroulements statoriques au moins diphasés du fait de la mise à l'état bloqué de l'élément de commutation.
3. 3. Machine électrique tournante selon la revendication 1, dans laquelle le dispositif de protection contre les coupures d'alimentation électrique est configuré pour : déterminer un positionnement temporel de mise à l'état passant de l'élément de commutation en tant qu'unité de redressement de côté bas pour ledit au moins un desenroulements statoriques au moins diphasés après que la tension de sortie a dépassé la tension de premier seuil ; et mettre à l'état passant, au positionnement temporel de mise à l'état passant déterminé, l'élément de commutation en tant qu'élément de redressement de côté bas pour ledit au moins un des enroulements statoriques au moins diphasés.
4. 4. Machine électrique tournante selon la revendication 3, dans laquelle le dispositif de protection contre les coupures d'alimentation électrique est configuré pour, après que la tension de sortie a dépassé la tension de premier seuil, déterminer le positionnement temporel de mise à l'état passant de l'élément de commutation en tant qu'unité de redressement de côté bas pour ledit au moins un des enroulements statoriques au moins diphasés, le positionnement temporel de mise à l'état passant étant un positionnement temporel pour réduire une pointe de tension devant être engendrée aux bornes dudit au moins un des enroulements statoriques au moins diphasés du fait de la mise à l'état passant de l'élément de commutation.
5. 5. Machine électrique tournante selon la revendication 2, dans laquelle le positionnement temporel de mise à l'état bloqué est un positionnement temporel autre qu'un positionnement temporel différent auquel un courant circule depuis ledit au moins un des enroulements statoriques au moins diphasés jusqu'à l'élément de commutation en tant qu'élément de redressement de côté bas.30
6. 6. Machine électrique tournante selon la revendication 5, dans laquelle le positionnement temporel de mise à l'état bloqué est un positionnement temporel auquel un courant circule de l'élément de commutation en tant qu'unité de redressement de côté bas audit au moins un des enroulements statoriques au moins diphasés à l'élément de commutation.
7. 7. Machine électrique tournante selon la revendication 5, dans laquelle l'élément de commutation en tant qu'élément de redressement de côté bas est un transistor MOS, et le dispositif de protection contre les coupures d'alimentation électrique comprend : un dispositif de détermination de tension MOS configuré pour détecter une tension drain-source du transistor MOS ; un dispositif de détermination de sens de circulation du courant configuré pour, si le transistor MOS est mis à l'état passant, déterminer un sens de courant circulant à travers le transistor MOS ; et un dispositif de détermination de positionnement temporel configuré pour déterminer le positionnement temporel de mise à l'état bloqué sur la base du sens du courant déterminé par le dispositif de détermination de sens de circulation du courant.
8. 8. Machine électrique tournante selon la revendication 1, dans laquelle le dispositif de protection contre les coupures d'alimentation électrique est configuré pour déterminer le positionnement temporel de mise à l'état bloqué de l'élément de commutation en tant qu'unité de0 redressement de côté bas individuellement pour chacun des enroulements statoriques au moins diphasés.
9. 9. Machine électrique tournante selon la 5 revendication 1, dans laquelle le rotor comprend une pièce polaire, comprenant en outre un enroulement de champ destiné à aimanter la pièce polaire ; et un régulateur de tension configuré pour : 10 commander un courant de champ circulant à travers l'enroulement de champ pour réguler la tension de sortie à une tension cible ; et détecter une rotation du rotor sur la base d'une tension de phase aux bornes de l'un des enroulements 15 statoriques au moins diphasés ; et effectuer l'un quelconque parmi une réduction et un arrêt d'application du courant de champ à l'enroulement de champ lors de la détermination de l'arrêt de rotation du rotor, 20 dans laquelle, lorsque le régulateur de tension a de la difficulté à détecter la rotation du rotor, le dispositif de protection contre les coupures d'alimentation électrique est configuré pour mettre fréquemment à l'état bloqué l'élément de commutation en tant qu'unité de redressement 25 de côté bas pour ledit au moins un des enroulements statoriques au moins diphasés même si la tension de sortie, qui a dépassé la tension de premier seuil une fois, est supérieure à la tension de second seuil. 30
10. 10. Machine électrique tournante selon la revendication 9, dans laquelle le régulateur de tension est1 configuré pour déterminer un arrêt de rotation du rotor lorsque le régulateur de tension n'a pas détecté la rotation du rotor pendant une première période prédéfinie, et le dispositif de protection contre les coupures d'alimentation électrique est configuré pour mettre de manière cyclique à l'état bloqué, pendant au moins une seconde période prédéfinie pour chaque cycle, l'élément de commutation en tant qu'unité de redressement de côté bas pour ledit au moins un des enroulements statoriques au moins diphasés avant l'écoulement de la première période, la seconde période étant requise pour que le régulateur de tension détecte la rotation du rotor.
11. 11. Machine électrique tournante selon la revendication 9, dans laquelle le régulateur de tension est configuré pour détecter la rotation du rotor sur la base d'un fait qu'une relation d'amplitude entre la tension de phase aux bornes dudit un des enroulements statoriques au moins diphasés et une tension de référence varie de façon cyclique, lorsque l'élément de commutation en tant qu'élément de redressement de côté bas pour ledit au moins un des enroulements statoriques au moins diphasés est mis à l'état passant par le dispositif de protection contre les coupures d'alimentation électrique, la relation d'amplitude entre la tension de phase aux bornes dudit un des enroulements statoriques au moins diphasés et la tension de référence est inchangée, et, lorsque l'élément de commutation en tant qu'élément de redressement de côté bas pour ledit au moins un des enroulements statoriques au moins diphasés est mis à l'état bloqué par le dispositif de protection contre les coupures d'alimentation électrique,2 la relation d'amplitude entre la tension de phase aux bornes dudit un des enroulements statoriques au moins diphasés et la tension de référence varie de manière cyclique avec la rotation du rotor.
12. 12. Machine électrique tournante selon la revendication 1, comprenant en outre : un dispositif de vérification de court-circuit configuré pour vérifier s'il existe un défaut de court- circuit dans l'élément de redressement de côté haut pour ledit au moins un des enroulements statoriques au moins diphasés, le dispositif de protection contre les coupures d'alimentation électrique étant configuré pour mettre à l'état bloqué, au positionnement temporel de mise à l'état bloqué déterminé, l'élément de commutation en tant qu'élément de redressement de côté bas pour ledit au moins un des enroulements statoriques au moins diphasés après que le dispositif de vérification de court-circuit a vérifié qu'il n'existe pas de défaut de court-circuit dans l'élément de redressement de côté haut pour ledit au moins un des enroulements statoriques au moins diphasés.
13. 13. Machine électrique tournante selon la revendication 1, dans laquelle le positionnement temporel de mise à l'état bloqué de l'élément de commutation en tant qu'élément de redressement de côté bas pour ledit au moins un des enroulements statoriques au moins diphasés est un positionnement temporel auquel un sens de courant circulant à travers l'élément de commutation avant la mise à l'état bloqué de l'élément de commutation et un sens de courant3 circulant à travers la diode après la mise à l'état bloqué de l'élément de commutation sont identiques l'un à l'autre.
14. 14. Machine électrique tournante selon la revendication 3, dans laquelle le positionnement temporel de mise à l'état passant de l'élément de commutation en tant qu'élément de redressement de côté bas pour ledit au moins un des enroulements statoriques au moins diphasés est un positionnement temporel auquel un courant circule à travers l'élément de commutation à l'état passant dans le même sens qu'un sens direct de la diode.