FR2959073A1 - Convertisseur de puissance electrique pour vehicule - Google Patents
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Abstract
L'invention concerne un convertisseur de puissance électrique pour un véhicule qui est connecté à un générateur de puissance électrique de courant alternatif pour un véhicule et effectue un redressement synchrone, les erreurs de commutation sont réduites et l'efficacité est améliorée par la définition d'un temps de tolérance optimal de génération d'un signal de temps de commutation à partir d'un signal d'activation de diode. Une tolérance de contrôle selon l'état opérationnel d'un alternateur (102) peut être déterminée par l'obtention d'un temps de tolérance de contrôle en tant que somme d'un temps de retard de contrôle qui est constant indépendamment de l'état opérationnel de l'alternateur (102) et d'un temps de tolérance qui varie en fonction de l'état opérationnel de l'alternateur (102).
Description
CONVERTISSEUR DE PUISSANCE ELECTRIQUE POUR VEHICULE ARRIERE-PLAN DE L'INVENTION Domaine de l'invention La présente invention concerne un convertisseur de puissance électrique pour un véhicule connecté entre un générateur de courant alternatif et un dispositif à courant continu.
Description du contexte de l'invention Un convertisseur de puissance électrique pour un véhicule qui réalise une conversion de puissance électrique entre un dispositif à courant continu, tel qu'une batterie ou un dispositif d'éclairage, et un alternateur qui est un dispositif à courant alternatif est utilisé pour un véhicule, tel qu'une automobile équipée d'un générateur à courant alternatif pour un véhicule (ci-après appelé alternateur).
Généralement, un tel convertisseur de puissance électrique pour un véhicule est connecté entre un alternateur et une batterie, et un circuit en pont multiphasé est constitué d'une pluralité d'éléments formant diodes. Le convertisseur de puissance électrique pour un véhicule redresse le courant alternatif généré par l'alternateur au moyen du circuit en pont multiphasé susmentionné, convertit le courant alternatif en courant continu et fournit le courant continu à la batterie.
Ces dernières années, un convertisseur de puissance électrique pour un véhicule utilisant un élément de commutation et une diode parasite qui lui est annexée, et utilisant un redressement (ci-après appelé redressement synchrone) grâce à l'élément de commutation a été proposé à la place de la diode car le redressement au moyen de l'élément de commutation est plus efficace que le redressement au moyen du pont de diode et permet une génération de chaleur moindre des éléments. Le convertisseur de puissance électrique proposé pour un véhicule a été adapté de telle sorte qu'un signal d'autorisation d'exécution (ci-après appelé signal d'activation de diode) du redressement synchrone est généré en fonction de l'état d'excitation de la diode parasite, et la commande de commutation de l'élément de commutation est exécutée sur la base de ce signal d'activation de diode (décrit, par exemple, dans le document JP-A-2009-284564). Dans le convertisseur de puissance électrique classique pour un véhicule, un signal d'activation de diode est généré à partir de l'état d'excitation d'une diode et un signal de temps de commutation est généré sur la base de ce signal d'activation de diode, pour exécuter la commande de commutation de l'élément de commutation. A ce moment, en tant que procédé de génération du signal de temps de commutation à partir du signal d'activation de diode, le document JP-A-2009-284564 suggère d'utiliser un temps de tolérance de contrôle dans lequel le temps d'attente du contrôle et la fluctuation rotationnelle de l'alternateur sont pris en considération.
Cependant, étant donné qu'une technique d'optimisation de ce temps de tolérance du contrôle n'est pas suggérée, le problème est que l'excès et l'insuffisance du temps de tolérance du contrôle se produisent en raison de la fluctuation rotationnelle ou de la fluctuation de charge en fonction des procédés de définition du temps de tolérance de contrôle, ce qui conduit, en conséquence, à des diminutions d'efficacité ou des erreurs de commutation.
RESUME DE L'INVENTION La présente invention a été réalisée afin de résoudre le problème ci-dessus de l'appareil classique, et son objet est de fixer un temps de tolérance de contrôle optimal, permettant ainsi de réduire les erreurs de commutation et d'améliorer encore l'efficacité. Le convertisseur de puissance électrique pour un véhicule selon la présente invention est un convertisseur de puissance électrique pour un véhicule comprenant : une unité de conversion de puissance électrique connectée comme une configuration de circuit en pont multiphasé entre une unité de machine électrique rotative entraînée depuis l'extérieur pour générer la puissance électrique de courant alternatif multiphasé et un dispositif à courant continu, chaque bras de phase du circuit en pont multiphasé comprenant un élément de commutation doté d'une diode connectée en parallèle ; des moyens d'autorisation de redressement synchrone qui génèrent un signal d'activation de diode correspondant à l'état d'excitation de la diode ; et des moyens de contrôle de redressement synchrone qui génèrent un signal de temps de commutation pour un élément de commutation correspondant au signal d'activation de diode sur la base du signal d'activation de diode et effectuant la commande de commutation de l'élément de commutation correspondant sur la base du signal de temps de commutation issu des moyens de contrôle de redressement synchrone, exécutant ainsi le redressement synchrone. Le signal de temps de commutation est obtenu en soustrayant un temps de tolérance de contrôle d'un temps disponible de redressement synchrone calculé sur la base du temps d'activation d'au moins une diode, et le temps de tolérance de contrôle est déterminé en tant que somme d'un temps de retard de contrôle qui est constant indépendamment de l'état opérationnel d'un alternateur, et d'une tolérance de contrôle qui est un temps de tolérance qui varie en fonction de l'état opérationnel de l'alternateur. En outre, le temps de tolérance qui varie en fonction de l'état opérationnel de l'alternateur du convertisseur de puissance électrique pour un véhicule selon l'invention est déterminé en fonction de l'accélération et de la vitesse de rotation de l'alternateur. De plus, le temps de tolérance qui varie en fonction de l'état de fonctionnement de l'alternateur du convertisseur de puissance électrique pour un véhicule selon l'invention est déterminé en fonction de l'accélération, de la vitesse de rotation et de la tension de sortie de l'alternateur.
De plus, le temps de tolérance qui varie en fonction de l'état opérationnel de l'alternateur du convertisseur de puissance électrique pour un véhicule selon l'invention est déterminé en fonction de l'accélération, de la vitesse de rotation et d'un temps d'autorisation d'exécution de l'alternateur.
De plus, dans le convertisseur de puissance électrique pour un véhicule selon l'invention, le temps de tolérance qui varie en fonction de l'état opérationnel de l'alternateur est déterminé sur la base de l'état opérationnel de l'alternateur lorsque la vitesse de rotation de l'alternateur est inférieure à une vitesse de rotation prédéterminée, et le temps de tolérance qui varie en fonction de l'état opérationnel de l'alternateur est rendu constante lorsque la vitesse de rotation de l'alternateur est supérieure ou égale à une vitesse de rotation prédéterminée. En modifiant la tolérance de contrôle selon l'état de fonctionnement de l'alternateur, une tolérance de contrôle optimale peut être déterminée dans diverses conditions opérationnelles et un convertisseur de puissance électrique pour un véhicule qui peut assurer la réduction d'une erreur de commutation et une amélioration d'efficacité peut être fourni. L'alternateur connecté au convertisseur de puissance électrique pour un véhicule peut être un 25 moteur générateur. Les objets, caractéristiques, aspects et avantages précédents et autres objets, caractéristiques, aspects et avantages de la présente invention ressortiront clairement à la lecture de la description détaillée ci- 30 après de la présente invention faite en référence aux dessins joints.
BREVE DESCRIPTION DES DESSINS La figure 1 montre une configuration globale représentative selon l'invention. La figure 2 est un schéma de configuration d'un convertisseur de puissance électrique pour un véhicule selon un premier mode de réalisation de l'invention. La figure 3 est une vue représentant la configuration d'un dispositif de contrôle du convertisseur de puissance électrique pour un véhicule selon le premier mode de réalisation de l'invention. La figure 4 est un diagramme des temps du convertisseur de puissance électrique pour un véhicule selon le premier mode de réalisation de l'invention. La figure 5 est un diagramme des temps du convertisseur de puissance électrique pour un véhicule selon le premier mode de réalisation de l'invention. La figure 6 est un diagramme des temps du convertisseur de puissance électrique pour un véhicule selon le premier mode de réalisation de l'invention.
La figure 7 est une vue représentant un procédé de définition du temps de tolérance de contrôle du convertisseur de puissance électrique pour un véhicule selon le premier mode de réalisation de l'invention. La figure 8 est une vue représentant le procédé de définition du temps de tolérance de contrôle du convertisseur de puissance électrique pour un véhicule selon le premier mode de réalisation de l'invention. La figure 9 est une vue représentant le procédé de définition du temps de tolérance de contrôle du convertisseur de puissance électrique pour un véhicule selon le premier mode de réalisation de l'invention.
La figure 10 est une vue représentant la configuration d'un dispositif de contrôle d'un convertisseur de puissance électrique pour un véhicule selon un second mode de réalisation de l'invention ; La figure 11 est un diagramme des temps du convertisseur de puissance électrique pour un véhicule selon le second et un troisième mode de réalisation de l'invention. La figure 12 est une vue représentant le procédé de définition du temps de tolérance de contrôle du convertisseur de puissance électrique pour un véhicule selon le second mode de réalisation de l'invention. La figure 13 est une vue représentant la configuration d'un dispositif de contrôle d'un convertisseur de puissance électrique pour un véhicule selon le troisième mode de réalisation de l'invention. La figure 14 est une vue représentant le procédé de définition du temps de tolérance de contrôle du convertisseur de puissance électrique pour un véhicule selon le troisième mode de réalisation de l'invention. La figure 15 est un organigramme de la détermination du temps de tolérance de contrôle d'un convertisseur de puissance électrique pour un véhicule selon un quatrième mode de réalisation de l'invention.
DESCRIPTION DETAILLEE DE L'INVENTION Premier mode de réalisation La figure 1 est une vue explicative représentant la configuration d'un système de véhicule équipé d'un alternateur. Sur la figure 1, un alternateur 102 est relié à un moteur à combustion interne 101 par le biais de moyens de transmission de puissance 104, tels qu'une courroie. Lors du fonctionnement du moteur à combustion interne 101, le courant alternatif généré par l'alternateur 102 est converti en courant continu par un convertisseur de puissance électrique, et est fourni à une batterie ou un condensateur 103 pour charger la batterie ou le condensateur avec une tension prédéterminée. La figure 2 est un schéma de configuration représentant la configuration interne de l'alternateur 102 comprenant un convertisseur de puissance électrique pour un véhicule selon le premier mode de réalisation de l'invention. Sur la figure 2, l'alternateur 102 est constitué d'un convertisseur de puissance électrique 110 et d'une unité de machine électrique rotative 200. Le convertisseur de puissance électrique 110 comprend une unité de conversion de puissance électrique 220 et un dispositif de contrôle 210 qui exécute une commande d'activation/désactivation des éléments de commutation.
L'unité de conversion de puissance électrique 220 comprend un élément de commutation de champ (ci-après appelé élément de commutation FH) 221 destiné à réaliser le contrôle MID (PWM) d'un courant d'excitation qui excite une bobine de champ 202 de l'unité de machine électrique rotative 200 et une diode libre 222. De plus, l'unité de conversion de puissance électrique 220 comprend un circuit en pont triphasé constitué d'un élément de commutation à bras latéral d'électrode positive en phase U (ci-après appelé élément de commutation UH) 223a qui constitue un bras latéral d'électrode positive en phase U UHA, d'un élément de commutation à bras latéral d'électrode positive en phase V (ci-après appelé élément de commutation VH) 223b qui constitue un bras latéral d'électrode positive en phase V VHA et d'un élément de commutation à bras latéral d'électrode positive en phase W (ci-après appelé élément de commutation WH) 223c qui constitue un bras latéral d'électrode positive en phase W WHA, et d'un élément de commutation à bras latéral d'électrode négative en phase U (ci-après appelé élément de commutation UL) 224a qui constitue un bras latéral d'électrode négative en phase U ULA, d'un élément de commutation à bras latéral d'électrode négative en phase V (ci-après appelé élément de commutation VL) 224b qui constitue un bras latéral d'électrode négative en phase V VLA et d'un élément de commutation à bras latéral d'électrode négative en phase W (ci-après appelé élément de commutation WL) 224c qui constitue un bras latéral d'électrode négative en phase W WLA.
Comme le montre le dessin, une diode parasite Dp qui est connecté dos-à-dos est montée dans chacun des éléments de commutation UH223a, VH223b, WH223c, UL224a, VL224b et WL224c. De plus, bien que le bras latéral d'électrode positive et le bras latéral d'électrode négative puissent être appelés bras supérieur et bras inférieur, respectivement, le bras latéral d'électrode positive et le bras latéral d'électrode négative seront employés comme noms dans la description suivante.
Comme pour la bobine d'armature 201 de l'unité de machine électrique rotative 200, leurs bornes triphasées sont connectées respectivement aux bornes latérales de courant alternatif U, V et W de l'unité de conversion de puissance électrique 220. Les deux bornes de la bobine de champ 202 sont connectées respectivement à une borne de champ F et une borne latérale d'électrode négative N. La borne latérale d'électrode positive et la borne latérale d'électrode négative de la batterie 103 sont connectées respectivement aux bornes latérales de courant continu P et N de l'unité de conversion de puissance électrique 220. Chacun des éléments de commutation UH223a, VH223b, WH223c, UL224a, VL224b, WL224c, qui constituent un circuit en pont triphasé de l'unité de conversion de puissance électrique 220, et l'élément de commutation de champ FH221 sont contrôlés en commutation par un signal de grille donné par le dispositif de contrôle 210 comme on le décrit plus tard. De plus, bien que la figure 2 montre l'unité de machine électrique rotative 200 comme un alternateur de type bobine de champ triphasé comprenant la bobine d'armature triphasée 201 et la bobine de champ 202, le nombre de phases ou le type de champ (par exemple, aimants permanents ou similaire) peut différer. De plus, bien que la figure 2 montre l'alternateur 102 en tant que dispositif de génération structurel intégré dans lequel le convertisseur de puissance électrique 110 et l'unité de machine électrique rotative 200 ont une structure d'un seul tenant, l'alternateur peut être un dispositif de génération à structure distincte dans lequel le convertisseur de puissance électrique 110 et l'unité de machine électrique rotative 200 sont divisés physiquement. La figure 3 est un schéma de principe montrant la configuration du dispositif de contrôle 210. Sur la figure 3, bien que le dispositif de contrôle 210 et un micro-ordinateur 304 aient diverses fonctions d'un convertisseur de puissance électrique pour un véhicule autres que les fonctions représentées sur la figure 3, les parties relatives au premier mode de réalisation de la présente invention seront principalement décrites dans la description suivante. Sur la figure 3, les moyens d'autorisation de redressement synchrone 301 entrent une tension Vp de la borne latérale d'électrode positive P, et des tensions de borne Vu, Vv et Vw des bornes individuelles triphasées U, V et W, sur la base du potentiel électrique de la borne latérale d'électrode négative N de l'unité de conversion de puissance électrique 220, détectent, sur la base de la tension Vp et des tensions de bornes individuelles triphasées Vu, Vv et Vw, si un courant direct circule ou non dans les diodes parasites dans un état où les éléments de commutation individuels UH223a, VH223b et WH223c et UL224a, VL224b et WL224c du circuit en pont triphasé ne sont pas activés, et produisent en sortie des signaux d'activation de diode UH, VH, WH, UL, VL et WL avec des cycles correspondants aux cycles dans l'état excité des diodes. Des moyens d'opération de tolérance de contrôle 307 ont un signal Nmg entrant dans ceux-ci correspondant à la vitesse de rotation de l'alternateur détectée par des moyens de détection de vitesse de rotation 305, et un signal amg correspondant à l'accélération de l'alternateur détectée par des moyens d'opération d'accélération 306, calculent un temps de tolérance de contrôle a au moyen d'un procédé qui sera décrit ci-dessous, et entrent le temps de tolérance de contrôle dans des moyens de contrôle de redressement synchrone 302. Les moyens de contrôle de redressement synchrone 302 reçoivent en entrée des signaux d'activation de diode UH, UL, VH, VL, WH et WL qui sont des sorties des moyens d'autorisation de redressement synchrone 301, et reçoivent également en entrée le temps de tolérance de contrôle a calculé par les moyens d'opération de tolérance de contrôle 307. Les moyens de contrôle de redressement synchrone 302, comme cela sera décrit plus tard, calculent les temps d'activation et de désactivation des éléments de commutation des bras latéraux d'électrode positive et des bras latéraux d'électrode négative pour toutes les phases sur la base de ces signaux, produisent en sortie les signaux de sortie UH*, UL*, VH*, VL*, WH* et WL* correspondant aux temps de commutation calculés, et entrent les temps de commutation dans les moyens de redressement synchrone 303.
Les moyens de contrôle de redressement synchrone 302 mesurent le temps d'un état d'activation de chaque diode parasite sur la base de l'entrée des signaux d'activation de diode UH, UL, VH, VL, WH et WL depuis les moyens d'autorisation de redressement synchrone 301.
Les moyens de contrôle de redressement synchrone 302 déterminent également le temps de redressement synchrone disponible de chaque élément de commutation par rapport au temps passé (ci-après appelé temps d'activation de diode) de l'état d'activation de chacune des diodes parasites mesuré par les bras latéraux d'électrode positive et les bras latéraux d'électrode négative pour toutes les phases. Les temps de commutation des éléments de commutation UH223a, VH223b, WH223c, UL224a, VL224b et WL224c sont calculés à partir du temps d'autorisation de redressement synchrone obtenue en soustrayant le temps de tolérance de contrôle a de ce temps de redressement synchrone disponible, les signaux UH*, UL*, VH*, VL*, WH* et WL* correspondant aux temps de commutation sont produits en sortie et les signaux sont entrés dans les moyens de redressement synchrone 303. Les moyens de redressement synchrone 303 créent des signaux de commande de porte UHG, ULG, VHG, VLG, WHG et WLG donnés aux grilles des éléments de commutation individuels UH223a, VH223b, WH223c, UL224a, VL224b et WL224c du convertisseur de puissance électrique 220 pour un véhicule, sur la base des signaux de sortie UH*, UL*, VH*, VL*, WH* et WL* des moyens de contrôle de redressement synchrone 302, et entrent les signaux de commande de grille dans les grilles des éléments de commutation individuels. La figure 4 est un diagramme des temps illustrant le fonctionnement du convertisseur de puissance électrique pour un véhicule selon le premier mode de réalisation de l'invention. On va décrire ici une opération de redressement synchrone en portant attention au bras latéral d'électrode positive de la phase U UHA. De plus, bien que la figure 4 montre uniquement le diagramme des temps de la phase U, le même traitement est réalisé pour la phase V et la phase W.
Les moyens de contrôle de redressement synchrone 302 mesurent le temps dans un état où le signal d'activation de diode UP produit en sortie par les moyens d'autorisation de redressement synchrone 301 est excité, c'est-à-dire, un temps d'activation de diode TUH (n-1) du bras latéral d'électrode positive de phase U UHA. Ensuite, les moyens de contrôle de redressement synchrone 302, tels que représentés par l'expression (1) indiquée ci-après, calculent le temps TUHon(n) obtenu en soustrayant le temps de tolérance de contrôle a du temps d'activation de diode TUH (n-1), comme le temps pendant lequel l'élément de commutation UH223a est mis sous tension lorsque le bras latéral d'électrode positive de la phase U UHA effectue le redressement synchrone suivant. Ensuite, un signal qui active l'élément de commutation par le temps calculé TUHon(n) à partir d'un moment où le signal d'activation de diode UH est mis dans un état excité au moment suivant est produit en sortie en tant que signal de sortie UH* et est entré dans les moyens de redressement synchrone 303.
TUHon(n) = TUH (n-1) - Expression (1)
De même, les temps TULon(n), TVHon(n), TVLon(n), TWHon(n) et TWLon(n) pendant lesquels les éléments de commutation individuels UL224a, VH223b, VL224b, WH223c et WL224c du bras latéral d'électrode négative en phase U ULA, du bras latéral d'électrode positive en phase V VHA, du bras latéral d'électrode négative en phase V VLA, du bras latéral d'électrode positive en phase W WHA et du bras latéral d'électrode négative en phase W WLA sont mis dans un état d'activation sont calculés indépendamment à partir des signaux d'autorisation d'exécution UL, VH, VL, WH et WL, respectivement, qui sont les sorties des moyens d'autorisation de redressement synchrone 301, de telle sorte que le temps de tolérance de contrôle a est soustrait du temps d'activation de diode précédente pour chaque phase, et les signaux correspondant aux temps calculés TULon(n), TVHon (n) , TVLon (n) , TWHon(n) et TWLon(n) et les signaux d'activation de diode UL, VH, VL, WH et WL sont produits en sortie en tant que signaux de sortie UL*, VH*, VL*, WH* et WL*, respectivement, et sont entrés dans les moyens de contrôle de redressement synchrone 303. Les moyens de redressement synchrone 303 créent des signaux de commande de porte UHG, VHG, WHG, ULG, VLG et WLG des éléments de commutation correspondants individuels UH223a, VH223b, WH223c, UL224a, VL224b et WL224c de l'unité de conversion de puissance électrique 220, sur la base des signaux de sortie UH*, UL*, VH*, VL*, WH* et WL* issus des moyens de contrôle de redressement synchrone 302, et entrent les signaux de commande de grille et les éléments de commutation dans les grilles des éléments de commutation. Dans l'unité de conversion de puissance électrique 220, l'activation/désactivation des éléments de commutation UH223a, VH223b, WH223c et UL224a, VL224b et WL224c sont contrôlées sur la base des signaux de commande de porte UHG, VHG, WHG, ULG, VLG et WLG issus des moyens de redressement synchrone 303 et l'opération de commutation synchronisée avec le temps d'activation de chaque diode parasite est réalisée pour exécuter le redressement synchrone. De plus, dans le premier mode de réalisation de l'invention, TUHon(n) est obtenu à partir de l'expression (1). Cependant, il est possible d'utiliser le procédé décrit dans le document JP-A-2009-284564 ainsi que d'autres procédés bien connus. Il en va de même pour les autres bras. On va à présent décrire un procédé de calcul du temps de tolérance de contrôle a. Les moyens d'opération de tolérance de contrôle 307, tels que représentés dans l'expression (2) indiquée ci-après, calculent le temps de tolérance de contrôle a à partir d'une admission de contrôle variable avl calculée à partir d'un temps de retard de contrôle ac qui est constant indépendamment de l'état opérationnel de l'alternateur, un signal Nmg correspondant à la vitesse de rotation de l'alternateur détectée par les moyens de détection de vitesse de rotation 305 et un signal amg correspondant à l'accélération de l'alternateur générée par les moyens d'opération d'accélération 306.
= ac + avl Expression (2)
Le temps de retard de contrôle ac qui est constant indépendamment de l'état opérationnel de l'alternateur ne nécessite que le temps (ci-après appelé temps de retard) pris jusqu'à ce que les éléments de commutation soient réellement activés/désactivés selon leurs signaux de sortie après que les signaux de sortie UH*, UL*, VH*, VL*, WH* et WL* des moyens de contrôle de redressement synchrone 302 sont sortis. Ce temps de retard est déterminé en fonction de la configuration du circuit ou similaire de l'unité de conversion de puissance électrique, et est un temps constant quel que soit l'état opérationnel de l'alternateur, tel que la vitesse de rotation ou l'accélération. Parallèlement, la tolérance de contrôle variable avl est nécessaire afin que le temps d'activation de diode varie en fonction de l'état opérationnel de l'alternateur.
Par exemple, dans un cas où le temps d'activation de diode se raccourcit brusquement en raison d'une variation rotationnelle comme sur la figure 5, si le temps de tolérance de contrôle a est insuffisant, un élément de commutation peut être mis sous tension même à des moments autres que lorsque l'élément de commutation peut essentiellement être activé, un courant électrique circule à nouveau depuis la batterie et un courant électrique excessif circule dans l'élément de commutation comme dans une partie ombrée de la figure 5. De plus, étant donné qu'un signal d'activation de diode est mis dans un état d'excitation alors qu'un élément de commutation est activé, le signal d'activation de diode ne peut normalement pas être détecté entre temps et le temps d'activation précis de la diode ne peut pas être mesuré. Par conséquent, le redressement synchrone continu devient impossible. Un cas dans lequel un élément de commutation est activé à d'autres moments que le moment où l'élément de commutation peut être activé est appelé une erreur de commutation.
De plus, dans un cas où le temps d'activation de diode s'allonge soudainement en raison d'une variation rotationnelle comme sur la figure 6, l'intervalle où le redressement synchrone n'est pas effectué, indépendamment du fait que le redressement synchrone soit possible ou non, augmente comme dans la partie ombrée de la figure 6 et l'efficacité sera réduite. Etant donné que la variation du temps d'activation de diode varie en fonction de la vitesse de rotation et de l'accélération de l'alternateur, la tolérance de contrôle variable avl est calculée en fonction du signal Nmg correspondant à la vitesse de rotation de l'alternateur détectée par les moyens de détection de la vitesse de rotation 305 et du signal amg correspondant à l'accélération de l'alternateur détectée par les moyens d'opération d'accélération 306. Lorsque la vitesse de rotation varie lors d'une accélération constante, la relation entre la vitesse de rotation et la tolérance de contrôle variable requise avl, comme représenté sur la figure 7, devient importante lorsque la vitesse de rotation est faible, et devient faible lorsque la vitesse de rotation est élevée. Comme pour la relation entre l'accélération et la tolérance de contrôle variable requise avl, telle que représentée sur la figure 8, la tolérance de contrôle requise avl augmente proportionnellement à l'accélération.
En conséquence, afin d'obtenir la tolérance de contrôle variable avl eu égard à la vitesse de rotation et à l'accélération, comme représenté sur la figure 9, il suffit de se référer à une carte de la tolérance de contrôle variable avl correspondant à la vitesse de rotation et à l'accélération et d'obtenir le temps de tolérance de contrôle a à partir de la valeur avl obtenue. De plus, une carte dans laquelle le temps de retard de contrôle ac qui est constant indépendamment de l'état opérationnel de l'alternateur, et la tolérance de contrôle variable avl sont ajoutés à l'avance peut être préparée et peut être utilisée en tant que carte du temps de tolérance de contrôle a correspondant à la vitesse de rotation et à l'accélération. De plus, lorsque l'accélération est dans une région négative, c'est-à-dire, que la vitesse de rotation diminue, le temps de tolérance de contrôle requis a peut devenir négatif. C'est-à-dire qu'un élément de commutation peut être mis sous tension pendant un temps plus long que le temps d'autorisation de redressement synchrone calculé à partir du temps d'activation de diode passé. Cela peut améliorer l'efficacité du redressement synchrone au moment de la décélération et accroître la quantité d'énergie qui peut être récupérée par la décélération régénérative. Comme susmentionné, selon le convertisseur de puissance électrique pour un véhicule selon le premier mode de réalisation, le temps de tolérance de contrôle a qui est optimal selon l'état opérationnel de l'alternateur peut être fixé de manière dynamique. Ceci peut permettre de réduire la possibilité d'erreurs de commutation et d'améliorer en outre l'efficacité. De plus, bien que l'alternateur ait été décrit dans le present premier mode de réalisation, l'alternateur peut être un moteur générateur ayant également une fonction de moteur électrique. Il en va de même dans les modes de réalisation suivants.
Second mode de réalisation On va à présent décrire un convertisseur de puissance électrique pour un véhicule selon le second mode de réalisation de la présente invention. Etant donné que le second mode de réalisation est obtenu en modifiant le procédé opérationnel du temps de tolérance de contrôle a du premier mode de réalisation et que les autres éléments sont identiques à ceux du premier mode de réalisation, on va décrire les différences par rapport au premier mode de réalisation. La figure 10 est une vue représentant la configuration d'un dispositif de contrôle du convertisseur de puissance électrique pour un véhicule selon le second mode de réalisation de l'invention. La différence par rapport au premier mode de réalisation est la présence de moyens d'exploitation de puissance électrique généré 308 produisant une sortie de courant continu grâce au convertisseur de puissance électrique 110 vers les moyens d'opération de tolérance de contrôle 307. Les moyens d'exploitation de puissance électrique généré 308 calculent la puissance du courant continu produit par le convertisseur de puissance électrique 110 et délivrent un signal P correspondant à celle-ci. Si le convertisseur de puissance électrique 110 comprend un capteur de courant, la puissance électrique générée peut être obtenue grâce au produit d'une valeur de courant de sortie du capteur et de la tension de courant continu Vp ou peut être obtenu en estimant le courant de sortie grâce au procédé suggéré dans le brevet japonais n° 4213170 et l'obtention du produit du courant estimé et de la tension de courant continu Vp ou d'autres techniques bien connues peuvent utiliser le calcul du courant électrique généré. Dans le premier mode de réalisation, les moyens d'opération de tolérance de contrôle 307 calculent le temps de tolérance de contrôle a à partir du signal Nmg correspondant à la vitesse de rotation de l'alternateur détectée par les moyens de détection de la vitesse de rotation 305 et du signal amg correspondant à l'accélération de l'alternateur détecté par les moyens d'opération d'accélération 306.
Cependant, comme le montre la figure 11, dans un cas où le cycle d'une tension de phase est constant (c'est-à-dire, dans un cas où la vitesse de rotation de l'alternateur est constante), l'inclinaison d'une forme d'onde de tension de phase lorsque la puissance électrique générée est faible s'adoucit par rapport à celle où la puissance électrique générée est importante. Par conséquent, dans un cas où les tensions de courant continu ont varié de manière égale de Vpl à Vp2, la variation du temps d'activation de diode devient Athigh < Atlow lorsqu'une variation où la puissance électrique générée est importante est définie comme Athigh, et une variation où la puissance électrique générée est faible est définie comme ATlow. En conséquence, la variation du temps d'activation de diode lorsque la tension de courant continu a varié est plus importante lorsque la puissance électrique générée est faible. Par conséquent, un temps de tolérance de contrôle a plus important est nécessaire par rapport au moment où la puissance électrique générée est importante.
Par conséquent, dans le second mode de réalisation, une tolérance de contrôle av2, telle qu'indiquée sur la figure 12, qui est déterminée par la puissance électrique générée, est calculée, et le temps de tolérance de contrôle a est déterminé comme indiqué dans l'expression (3) au moyen de la tolérance de contrôle av2. av2 est obtenue en référence à une carte de tolérance de contrôle av2 par rapport à la puissance électrique générée. Sur cette carte, les valeurs obtenues par une expérience ou similaire sont utilisées comme valeurs de carte.
= ac + avl + av2 Expression (3)
Comme indiqué par l'expression (3), en rendant le temps de tolérance de contrôle a variable en fonction de la puissance électrique générée, une commutation appropriée pour la variation du temps d'activation de diode provoquée par la fluctuation de la tension de courant continu est effectuée, les erreurs de commutation sont empêchées et un redressement synchrone stable est autorisé.
Comme susmentionné, selon le convertisseur de puissance électrique pour un véhicule selon le second mode de réalisation, lorsque la puissance électrique générée est faible, il est possible d'assurer un temps de tolérance de contrôle a plus important que lorsque la puissance électrique générée est importante. Ainsi, même lorsque la puissance électrique générée est faible, les erreurs de commutation peuvent être réduites et un redressement synchrone stable peut être réalisé.
Troisième mode de réalisation On va à présent décrire un convertisseur de puissance électrique pour un véhicule selon le troisième mode de réalisation de la présente invention.
Etant donné que le troisième mode de réalisation est issu d'une modification du procédé d'opération du temps de tolérance de contrôle a du premier mode de réalisation, et est par ailleurs identique au mode premier de réalisation, on va décrire les différences par rapport au mode premier de réalisation. La figure 13 est une vue montrant la configuration d'un dispositif de contrôle du convertisseur de puissance électrique pour un véhicule selon le troisième mode de réalisation de l'invention.
La différence par rapport au premier mode de réalisation est que les temps d'activation de diode TUH, TUL, TVH, TVL, TWH et TWL sont entrés dans les moyens d'opération de tolérance de contrôle 307 depuis les moyens de contrôle de redressement synchrone.
Dans le premier mode de réalisation, les moyens d'opération de tolérance de contrôle 307 ont calculé le temps de tolérance de contrôle a à partir du signal Nmg correspondant à la vitesse de rotation de l'alternateur détectée par les moyens de détection de vitesse de rotation 305 et du signal amg correspondant à l'accélération de l'alternateur détectée par les moyens d'opération d'accélération 306. D'autre part, dans le second mode de réalisation, tel que représenté sur la figure 11, dans un cas où le cycle d'une tension de phase est constant, c'est-à-dire dans un cas où la vitesse de rotation de l'alternateur est constante, l'inclinaison d'une forme d'onde de tension de phase où le temps d'activation de diode indiqué sur la figure 11B est court s'adoucit par rapport à l'inclinaison d'une forme d'onde de tension de phase où le temps d'activation de diode indiqué sur la figure 11A est long. Par conséquent, dans un cas où les tensions de courant continu ont varié de manière égale de Vpl à Vp2, la variation du temps d'activation de diode devient AThigh < ATlow lorsque la variation du temps d'activation de diode de la figure 11A est définie comme AThigh et la variation du temps d'activation de diode de la figure 11B est définie comme ATlow. Par conséquent, la variation du temps d'activation de diode devient plus importante lorsque le temps d'activation de diode est court comme indiqué sur la figure 11A. En conséquence, un temps de tolérance de contrôle a plus important est nécessaire par rapport au cas où le temps d'activation de diode est long comme indiqué sur la figure 11B.
Par conséquent, dans le troisième mode de réalisation, le rapport (appelé taux d'excitation) du temps d'activation de diode sur le temps équivalent à un angle électrique de 180° est obtenu, la tolérance de contrôle av2 déterminée en fonction du taux d'excitation est calculée et le temps de tolérance de contrôle a est déterminé comme indiqué par l'expression (3) au moyen de la tolérance de contrôle av2. av2 est obtenue en référence à une carte de tolérance de contrôle av2 par rapport au taux d'excitation tel qu'indiqué sur la figure 14. Sur cette carte, les valeurs obtenues par une expérience ou similaire sont utilisées en tant que valeurs de carte. Comme susmentionné, selon le convertisseur de puissance électrique pour un véhicule du troisième mode de réalisation, comme représenté par l'expression (3), en rendant le temps de tolérance de contrôle a variable en fonction du temps d'activation de diode, une commutation appropriée pour la variation du temps d'activation de diode est effectuée, les erreurs de commutation sont empêchées et un redressement synchrone stable est autorisé. En conséquence, lorsque le temps d'activation de diode est court, un temps de tolérance de contrôle a plus important peut être assuré que lorsque le temps d'activation de diode est long. Ainsi, les erreurs de commutation peuvent être empêchées et un redressement synchrone stable peut être réalisé.
Quatrième mode de réalisation On va à présent décrire un convertisseur de puissance électrique pour un véhicule selon le quatrième mode de réalisation de la présente invention. Le quatrième mode de réalisation concerne la modification du procédé d'opération du temps de tolérance de contrôle a du premier mode de réalisation, et est par ailleurs identique au premier mode de réalisation. Les moyens d'opération de tolérance de contrôle 307 selon le quatrième mode de réalisation déterminent le temps de tolérance de contrôle a le long d'un organigramme représenté sur la figure 15. D'abord, dans l'étape 5101, on détermine si le signal Nmg correspondant à la vitesse de rotation de l'alternateur détectée par les moyens de détection de vitesse de rotation 305 est inférieur ou non à une valeur Nthres déterminée. Ensuite, si le signal Nmg correspondant à la vitesse de rotation de l'alternateur détectée par les moyens de détection de la vitesse de rotation 305 est inférieur à la valeur Nthres déterminée, le traitement passe à l'étape S102. Sinon, le traitement passe à l'étape S111. Dans l'étape S102, la tolérance de contrôle variable avl qui est nécessaire pour que le temps d'activation de diode varie en fonction de l'état opérationnel de l'alternateur est calculée. Etant donné qu'elle est identique à celle du premier mode de réalisation, sa description détaillée n'est pas effectuée. Le traitement passe à l'étape S103 après la fin de l'étape S102. Dans l'étape S103, le temps de tolérance de 30 contrôle a est déterminé. Etant donné qu'il est identique à celui du premier mode de réalisation, sa description détaillée n'est pas effectuée. Dans l'étape S111, le temps de tolérance de contrôle a est déterminé. La différence par rapport au traitement de l'étape S103 est qu'une tolérance de contrôle av (par défaut) est utilisée à la place de la tolérance de contrôle avl. Si la vitesse de rotation de l'alternateur est suffisamment rapide, comme représenté sur la figure 9, la valeur de la tolérance de contrôle avl diminue et le rapport d'occupation du temps de tolérance de contrôle a sur le total diminue. Par conséquent, si la vitesse de rotation de l'alternateur est suffisamment rapide, l'efficacité n'est pas particulièrement réduite même lorsque le temps de tolérance de contrôle a est fixé à une valeur constante. Généralement, si la vitesse de rotation de l'alternateur est rapide, la charge de traitement du micro-ordinateur 304 a tendance à augmenter. Par conséquent, si la vitesse de rotation de l'alternateur est suffisamment rapide, l'opération du temps de tolérance de contrôle a est omise avec le temps de tolérance de contrôle a en tant que valeur constante. Ainsi, la charge de traitement du micro-ordinateur au moment d'une rotation à grande vitesse peut être limitée avec seulement une petite réduction d'efficacité. De plus, la valeur de la tolérance de contrôle (par défaut) est fixée en calculant à l'avance une valeur la plus importante requise à une vitesse de rotation de la valeur supérieure ou égale à la valeur Nthres déterminée.
Comme susmentionné, selon le convertisseur de puissance électrique pour un véhicule du quatrième mode de réalisation, si la vitesse de rotation de l'alternateur est rapide et la charge de traitement du micro-ordinateur est élevée, l'opération du temps de tolérance de contrôle a est omise avec le temps de tolérance de contrôle a en tant que valeur constante. Ainsi, la charge de traitement du micro-ordinateur peut être limitée avec seulement une petite réduction d'efficacité.
Claims (6)
- REVENDICATIONS1. Convertisseur de puissance électrique (110) pour un véhicule, caractérisé en ce qu'il comprend une unité de conversion de puissance électrique (220) connectée sous forme d'une configuration de circuit en pont multiphasé entre une unité de machine électrique rotative (200) entraînée depuis l'extérieur pour générer une puissance électrique de courant alternatif multiphasé et un dispositif à courant continu, chaque bras de phase du circuit en pont multiphasé comprenant un élément de commutation doté d'une diode connectée en parallèle ; des moyens d'autorisation de redressement synchrone (301) qui génèrent un signal d'activation de diode correspondant à l'état d'excitation de la diode ; et des moyens de contrôle de redressement synchrone (302) qui génèrent un signal de temps de commutation pour un élément de commutation correspondant au signal d'activation de diode sur la base du signal d'activation de diode, et effectuant la commande de commutation de l'élément de commutation correspondant sur la base du signal de temps de commutation issu des moyens de contrôle de redressement synchrone (302), permettant ainsi l'exécution du redressement synchrone, dans lequel le signal de temps de commutation est obtenu en soustrayant un temps de tolérance de contrôle d'un temps disponible de redressement synchrone calculé sur la base du temps d'activation d'au moins une diode, etdans lequel le temps de tolérance de contrôle est déterminé en tant que somme d'un temps de retard de contrôle qui est constant indépendamment de l'état opérationnel d'un alternateur, et d'une tolérance de contrôle qui est un temps de tolérance qui varie en fonction de l'état opérationnel de l'alternateur.
- 2. Convertisseur de puissance électrique (110) pour un véhicule selon la revendication 1, dans lequel la tolérance de contrôle qui varie en fonction de l'état opérationnel de l'alternateur (102) est déterminée en fonction de l'accélération et de la vitesse de rotation de l'alternateur (102).
- 3. Convertisseur de puissance électrique (110) pour un véhicule selon la revendication 1, dans lequel la tolérance de contrôle qui varie en fonction de l'état opérationnel de l'alternateur (102) est déterminée en fonction de l'accélération et de la vitesse de rotation de l'alternateur (102) et de la puissance de sortie de l'alternateur (102).
- 4. Convertisseur de puissance électrique (110) pour un véhicule selon la revendication 1, dans lequel la tolérance de contrôle qui varie en fonction de l'état opérationnel de l'alternateur (102) est déterminée en fonction de l'accélération et de la vitesse de rotation de l'alternateur (102) et du temps d'activation de diode.30
- 5. Convertisseur de puissance électrique (110) pour un véhicule selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, dans lequel le temps de tolérance qui varie en fonction de l'état opérationnel de l'alternateur (102) est déterminé à partir de l'état opérationnel de l'alternateur (102) lorsque la vitesse de rotation de l'alternateur (102) est inférieure ou égale à une vitesse de rotation prédéterminée, et dans lequel une valeur qui est déterminée à l'avance est utilisée en tant que temps de tolérance qui varie en fonction de l'état opérationnel de l'alternateur (102) lorsque la vitesse de rotation de l'alternateur (102) dépasse une vitesse de rotation prédéterminée.
- 6. Convertisseur de puissance électrique (110) pour un véhicule selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, dans lequel l'alternateur (102) connecté au convertisseur de puissance électrique pour un véhicule est un moteur générateur.
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