FR2831369A1

FR2831369A1 - Procedes et appareils de re-emission de bits codes et de reception de bits codes re-emis

Info

Publication number: FR2831369A1
Application number: FR0213110A
Authority: FR
Inventors: Yong Suk Moon; Hun Kee Kim; Jae Seung Yoon
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2001-10-19
Filing date: 2002-10-21
Publication date: 2003-04-25
Anticipated expiration: 2022-10-21
Also published as: FI20021864A0; CA2408875A1; US7027782B2; CN1434647A; KR20030032698A; DE10248706A1; SE523495C2; SE0203086L; KR100827147B1; GB0224288D0; FR2831369B1; SE0203086D0; AU2002301552B2; US20030076870A1; JP3566273B2; CA2408875C; FI119345B; GB2381719B; GB2381719A; CN1298176C

Abstract

L'invention décrit un procédé de ré-émission de bits codés par un émetteur en réponse à une demande de ré-émission provenant d'un récepteur dans un système de communications de service mobile qui sépare des bits codés délivrés en sortie d'un codeur en bits codés à priorité supérieure et en bits codés à priorité inférieure. On détermine le nombre de codes orthogonaux disponibles pour une ré-émission et on détermine un nombre de codes orthogonaux disponibles égal au nombre déterminé des codes orthogonaux disponibles; on sépare les bits codés à priorité supérieure et les bits codés à priorité inférieure en plusieurs sous-paquets d'une taille donnée, et on sélectionne une partie des sous-paquets ou les sous-paquets devant être émis de façon répétée suivant le nombre déterminé de codes orthogonaux disponibles.Domaine d'application : communications par mobiles, etc.

Description

L'invention concerne de façon générale un appareil et un procédé pour mesurer un retard de propagation dans un système de communications du service mobile à accès multiple par répartition par code (AMRC), et en particulier un appareil et un procédé pour mesurer un retard de propagation dans un système de communications du service mobile (AMRC) à duplexage temporel à bande étroite (NB-TDD pour "Narrow Band Time Division Duplexing") .

De nos jours, le système de communications du service mobile a évolué d'un système ancien de communications à base vocale en un système de communications radio par paquets de données à haute vitesse et haute qualité pour offrir un service de données et un service multimédia. De plus, un système de communications du service mobile de
3ième génération, composé d'un système 3GPP ("3 Génération
Partnership Project") asynchrone et d'un système 3GPP2 ("3rd
Génération Partnership Project 2") synchrone, est en cours de normalisation pour un service par paquets de données radio à haute vitesse et haute qualité. Par exemple, la normalisation concernant l'accès par paquets à une liaison descendante à haute vitesse (HSDPA pour "High Speed
Downlink Packet Access") est exécutée par le 3GPP, tandis que la normalisation portant sur la lxEvolution-Données et
Voix (lxEV-DV pour "IxEvolution-Data and Voice") est effectuée par le 3GPP2. Ces normalisations sont exécutées pour trouver une solution à un service de transmission radio de données par paquets à haute vitesse et haute qualité d'un débit de
2Mbps ou plus dans le système de communications du service mobile de la 3ième génération. Il a été proposé en outre un système de communications du service mobile de 4ième génération qui procurera un service multimédia à haute vitesse et haute qualité, supérieur à celui du système de communications du service mobile de 3ième génération.

Un facteur principal faisant obstacle au service de données radio à haute vitesse et haute qualité réside dans l'environnement des canaux radio. L'environnement des canaux

radio change souvent du fait d'une variation de la puissance du signal provoquée par un bruit blanc et un évanouissement, un masquage, un effet Doppler provoqué par un mouvement et un changement fréquent de vitesse d'un équipement d'utilisateur (UE pour "User Equipment") et un brouillage provoqué par d'autres utilisateurs et un signal à chemins multiples. Par conséquent, pour offrir le service de paquets de données radio à haute vitesse, on a besoin d'une technologie perfectionnée capable d'augmenter l'adaptabilité à des variations de l'environnement du canal en plus de la technologie générale prévue pour le système de communications du service mobile existant, de 2Ième ou de 3ième génération. Un procédé de commande de puissance à haute vitesse utilisé dans le système existant augmente également l'adaptabilité à des variations de l'environnement du canal.

Cependant, les 3GPP et 3GPP2 effectuant la normalisation de la transmission par paquets de données à haute vitesse, font tous deux référence à une procédure de modulation/codage adaptatifs (AMCS pour "Adaptative Modulation/Coding Scheme") et à une demande de répétition automatique hybride (HARQ pour "Hybrid Automatic Repeat Request") .

La procédure AMCS est une technique pour modifier de façon adaptative une technique de modulation et de taux de codage d'un codeur de canal en fonction d'une variation de l'environnement du canal de la liaison descendante.

Habituellement, pour détecter l'environnement du canal de la liaison descendante, l'équipement UE mesure un rapport signal/bruit (SNR pour "signal-to-noise ratio") et transmet l'information SNR à un N#ud B par une liaison montante. Le N#ud B prédit l'environnement du canal de liaison descendante sur la base de l'information SNR reçue, et désigne une technique de modulation et un taux de codage appropriés en fonction de la valeur prédite. Les techniques de modulation dont on dispose pour la procédure AMCS comprennent la modulation de phase binaire (QPSK), la

technique de modulation de phase à 8 états (8PSK pour "8ary Phase Shift Keying"), la technique de modulation d'amplitude en quadrature d'ordre 16 (16QAM pour "16-ary Quadrature Amplitude Modulation") et la technique de modulation d'amplitude en quadrature d'ordre 64 (64QAM pour "64-ary Quadrature Amplitude Modulation") et les rendements ou taux de codage disponibles pour la procédure AMCS comprennent 1/2 et 3/4. Par conséquent, un système AMCS applique les modulations d'ordre élevé (16QAM et 64QAM) et le taux de codage élevé 3/4 de l'équipement UE placé au voisinage du N#ud B, ayant un bon environnement de canal et applique les modulations d'ordre bas (QPSK et 8PSK) et le taux de codage bas 1/2 à l'équipement UE placé dans une limite de cellule. De plus, en comparaison avec le procédé de commande de puissance à haute vitesse existant, la procédure AMCS diminue le signal de brouillage, améliorant ainsi les performances moyennes du système.

La demande HARQ est une technique de commande de liaison pour corriger une erreur en retransmettant les données erronées à la suite de l'apparition d'une erreur de paquet lors d'une émission initiale. En général, la demande HARQ est classée en combinaison Chase (CC pour "Chase Combining"), redondance incrémentielle complète (FIR pour "Full Incremental Redundancy") et redondance incrémentielle partielle (PIR pour "Partial Incremental Redundancy").

La combinaison CC est une technique pour l'émission d'un paquet tel que le paquet entier émis lors d'une ré-émission est égal au paquet émis lors d'une émission intiale. Dans cette technique, un récepteur combine le paquet ré-émis avec le paquet émis initialement, précédemment stocké dans un tampon de ce récepteur, suivant un procédé prédéterminé. En procédant ainsi, il est possible d'augmenter la fiabilité des bits appliqués en entrée à un décodeur, ce qui a pour résultat une augmentation des performances d'ensemble du système. La combinaison des deux mêmes paquets est similaire à un

codage répété en termes d'effets, en sorte qu'il est possible d'augmenter le gain de performance d'environ 3dB en moyenne.

La redondance FIR est une technique pour l'émission d'un paquet constitué uniquement des bits redondants générés à partir du codeur du canal au lieu du même paquet, pour améliorer ainsi les performances d'un décodeur dans le récepteur. Autrement dit, la technique FIR utilise les nouveaux bits redondants aussi bien que l'information émise initialement pendant le décodage, ce qui aboutit à une diminution du rendement du taux de codage, améliorant ainsi les performances du décodeur. Il est bien connu dans une théorie de codage qu'un gain de performances par un faible taux de codage est supérieur à un gain de performances par un codage répété. La technique FIR est donc supérieure à la combinaison CC en ce qui concerne uniquement le gain de performances.

A la différence de la technique FIR, la redondance PIR est une technique pour l'émission d'un paquet de données combiné des bits d'information et des nouveaux bits redondants lors d'une ré-émission. La technique PIR peut donc obtenir l'effet similaire à la combinaison CC en combinant les bits d'information ré-émis avec les bits d'information émis initialement pendant le décodage, et permet également d'obtenir l'effet similaire à la technique FIR en effectuant le décodage en utilisant les bits redondants. La technique PIR possède un taux de codage légèrement supérieur à celui de la technique FIR, montrant des performances intermédiaires entre la technique FIR et la combinaison CC. Cependant, la commande HARQ doit être prise en considération non seulement pour des raisons de performances, mais également du fait de la complexité du système telle que la dimension d'un tampon et la signalisation du récepteur. En conséquence, il n'est pas aisé de déterminer une seule de celles-ci.

Les procédures AMCS et HARQ sont des techniques séparées pour augmenter l'adaptabilité à la variation de l'environnement de liaison. Il est avantageusement possible d'améliorer notablement les performances du système en combinant les deux techniques. Autrement dit, l'émetteur détermine une technique de modulation et un taux de codage approprié pour un état de canal de liaison descendante par la procédure AMCS, puis il émet des données en paquets conformément à la technique de modulation et au taux de codage déterminés. Ainsi, à la suite d'une défaillance dans le décodage du paquet de données émis par l'émetteur, le récepteur envoie une demande de ré-émission.. A la réception de la demande de ré-émission provenant du récepteur, le N#ud B ré-émet le paquet de données par la technique HARQ.

La figure 1 des dessins annexés et décrits ciaprès illustre un émetteur pour la transmission de données en paquets à haute vitesse, dans lequel il est possible de réaliser diverses techniques AMCS et techniques HARQ en commandant un codeur 112 de canal.

En référence à la figure 1, le codeur 112 de canal est constitué d'un codeur et d'un dispositif de poinçonnage (non représenté). Lorsque des données d'entrée à un débit de données déterminé sont appliquées à une borne d'entrée du codeur 112 de canal, le codeur effectue un codage pour diminuer le taux d'erreur d'émission. En outre, le dispositif de poinçonnage poinçonne un signal de sortie du codeur en fonction d'un taux de codage et d'un type HARQ précédemment déterminés par une unité de commande 120, et il applique son signal de sortie à un dispositif 114 d'entrelacement de canaux. Etant donné que le système futur de communications du service mobile a besoin d'une technique puissante de codage du canal pour transmettre de façon fiable des données multimédia à haute vitesse, le codeur 112 de canal illustré sur la figure 1 est constitué d'un turbo-codeur ayant un taux de codage mère R=l/6 et un

dispositif de poinçonnage 216, comme illustré sur la figure 2 des dessins annexés. Il est connu dans la technique que le codage du canal par le turbo-codeur présente des performances plus proches de la limite de Shannon en ce qui concerne le taux d'erreur sur les bits (BER pour "bit error rate"), même à un faible rapport SNR. Le codage du canal par le turbo-codeur est également adopté pour la normalisation HSDPA et lxEV-DV par le 3GPP et le 3GPP2. Le signal de sortie du turbo-codeur peut être divisé en bits systématiques et bits de parité. On entend par "bits systématiques" des bits d'information réelle devant être transmis, tandis que les "bits de parité" font référence à un signal utilisé pour aider un récepteur à corriger une erreur possible de transmission. Le dispositif de poinçonnage 216 poinçonne sélectivement les bits systématiques ou les bits de parité délivrés en sortie du codeur, satisfaisant à un taux de codage déterminé.

En référence à la figure 2, à la réception d'une donnée d'entrée, le turbo-codeur délivre en sortie la donnée d'entrée intacte sous la forme d'un train X de bits systématiques. La donnée d'entrée est également appliquée à un premier codeur de canal 210, et le premier codeur de canal 210 effectue un codage sur la donnée d'entrée et délivre en sortie deux trains de bits de parité différents Y1 et Y2. De plus, les données d'entrée sont également appliquées à un dispositif d'entrelacement 212 qui entrelace ces données d'entrée. Les données d'entrée entrelacées, intactes, sont transmises sous la forme d'un train X' de bits systématiques entrelacés. Les données d'entrée entrelacées sont appliquées à un second codeur de canal 214, et ce second codeur de canal 214 effectue un codage sur les données d'entrée entrelacées et délivre en sortie deux trains de bits de parité différents Z1 et Z2. Les bits systématiques X et X' et les trains de bits de parité Y1, Y2, Zi et Z2 sont appliqués au dispositif de poinçonnage 216 en une unité d'émission de 1, 2, ..., N. Le dispositif de

poinçonnage 216 détermine une configuration de poinçonnage en fonction d'un signal de commande fourni par l'unité de commande 120 illustré sur la figure 1, et effectue un poinçonnage sur le train de bits systématiques X, le train de bits systématiques entrelacés X' et les quatre trains de bits de parité différents Y1, Y2, Z1 et Z2 en utilisant la configuration de poinçonnage déterminée, pour délivrer ainsi en sortie les bits systématiques S et les bits de parité P souhaités.

Comme décrit ci-dessus, la configuration de poinçonnage utilisée pour poinçonner les bits codés par le dispositif de poinçonnage 216 dépend du taux de codage et du type HARQ. Autrement dit, en utilisant la combinaison CC, il est possible d'émettre le même paquet à chaque émission en poinçonnant les bits codés d'une manière telle que le dispositif de poinçonnage 216 possède une combinaison fixe des bits systématiques et des bits de parité en fonction d'un taux de codage donné. En utilisant la redondance IR (FIR ou PIR), le dispositif de poinçonnage 216 poinçonne les bits codés selon une combinaison des bits systématiques et des bits de parité en fonction d'un taux de codage donné lors d'une émission initiale, et poinçonne des symboles codés en une combinaison de divers bits de parité à chaque ré-émission, diminuant ainsi le taux de codage global. Par exemple, en utilisant la combinaison CC avec le taux de codage 1/2, le dispositif de poinçonnage 216 peut délivrer en sortie en continu les mêmes bits X et Y1 pour un bit d'entrée lors d'une émission initiale et d'une ré-émission, en utilisant de façon fixe [110000] dans l'ordre des bits codés [X Y1 Y2 X' Z1 Z2] en tant que configuration de poinçonnage. En utilisant la redondance FIR, le dispositif de poinçonnage 216 délivre en sortie les bits codés dans l'ordre de [Xl Y11 X2 Z21] lors de l'émission initiale et dans l'ordre de [Y21 Z21 Y12 Z12] lors d'une ré- émission pour deux bits d'entrée, en utilisant [110000 ; 100001] et [001001 ; 010010] en tant que configurations de

poinçonnage lors d'une émission initiale et d'une ré-émission, respectivement. Par ailleurs, bien que cela ne soit pas illustré séparément, un turbo-codeur à taux R=1/3 adopté dans le 3GPP2 peut être réalisé par le premier codeur de canal 210 et le dispositif de poinçonnage 216 illustré sur la figure 2.

Une opération de transmission de données par paquets effectuée par le système AMCS et le système HARQ conformément à la figure 1 sera décrite ci-dessous. Avant l'émission d'un nouveau paquet, l'unité de commande 120 de l'émetteur détermine une technique de modulation et un débit de données appropriés sur la base de l'information d'état de canal de liaison descendante fournie par le récepteur. L'unité de commande 120 transmet l'information concernant la technique de modulation et le taux de codage déterminés au codeur de canal 112, un modulateur 116 et un dispositif 118 d'étalement de fréquence. Un débit de données dans une couche physique dépend de la technique de modulation et du taux de codage déterminés. Le codeur 112 de canal effectue un poinçonnage de bits conformément à une configuration de poinçonnage donnée après l'exécution du codage sur la base d'un signal provenant de l'unité de commande 120, de façon à délivrer finalement en sortie des bits codés. Les bits codés sortant du codeur de canal 112 sont appliqués au dispositif d'entrelacement 114 du canal où ils sont soumis à un entrelacement. L'entrelacement est une technique destinée à empêcher une erreur en rafale en randomisant les bits d'entrée pour disperser les symboles de données en plusieurs emplacements au lieu de concentrer les symboles de données au même emplacement dans un environnement à évanouissement. Pour faciliter l'explication, on suppose que la taille du dispositif 114 d'entrelacement du canal est supérieure ou égale au nombre total de bits codés. Le modulateur 116 applique à des symboles les bits codés entrelacés conformément à la technique de modulation précédemment déterminée par l'unité

de commande 120 et une technique d'application à des symboles donnés. Si la technique de modulation est représentée par M, le nombre de bits codés constituant un symbole devient log2M. Le dispositif 118 d'étalement de fréquence affecte des codes Walsh multiples pour les symboles modulés provenant du modulateur 116, pour une transmission de données à haute vitesse correspondant au débit de données déterminé par l'unité de commande 120, et étale les symboles modulés avec les codes Walsh affectés.

Lorsqu'un taux de bribes fixe et un facteur d'étalement (SF pour "spreading factor") fixe sont utilisés dans le système de transmission par paquets à haute vitesse, un débit de symboles transmis avec un code Walsh est constant. En conséquence, pour utiliser le débit de données déterminé, il est nécessaire d'utiliser des codes Walsh multiples.

Par exemple, lorsqu'un système utilisant un débit de bribes de 3,84Mcps et un facteur SF de 16 bribes/symbole utilise une modulation 16QAM et un taux de codage de canal de 3/4, un débit de données qui peut être obtenu avec un code Walsh devient égal à 1,08Mbps. Par conséquent, lorsque 10 codes Walsh sont utilisés, il est possible de transmettre des données à un débit de données d'un maximum de 10,8Mbps.

On suppose que, dans l'émetteur du système de transmission par paquets à haute vitesse illustré sur la figure 1, la technique de modulation et le taux de codage déterminés par l'unité de commande 120 lors d'une émission initiale d'un paquet de données conformément à un état de canal sont utilisés même lors d'une ré-émission. Cependant, comme décrit plus haut, le canal de transmission de données à haute vitesse est sujet à une variation de son état même lors d'une période de ré-émission par la technique HARQ du fait de la variation du nombre d'équipements UE dans une cellule et du décalage Doppler. Par conséquent, le maintien de la technique de modulation et du taux de codage utilisé

lors de l'émission initiale contribue à réduire les performances du système.

Pour cette raison, les normalisations HSDPA et lxEV-DV en cours considèrent un procédé perfectionné pour modifier la technique de modulation et le taux de codage même dans la période de ré-émission. Par exemple, dans un système utilisant la combinaison CC en tant que HARQ, lorsque le type HARQ est modifié, un émetteur ré-émet une partie ou la totalité du paquet de données émis initialement, et un récepteur combine partiellement le paquet partiellement ré-émis avec l'ensemble du paquet émis initialement, ce qui aboutit à une réduction du taux total d'erreur sur les bits d'un décodeur. Les figures 3 et 4 des dessins annexés décrits ci-après illustrent respectivement des structures de l'émetteur et du récepteur.

Comme illustré sur la figure 3, l'émetteur destiné au procédé perfectionné comprend en outre un code Chase partiel 316 en plus de l'émetteur illustré sur la figure 1. En référence à la figure 3, des bits codés générés par un codage de données d'entrée conformément à la technique de modulation et au taux de codage donnés par un codeur de canal 312 sont appliqués au codeur Chase partiel 316 après avoir été entrelacés par un dispositif d'entrelacement 314. Le codeur Chase partiel 316 commande une quantité de données (ou le nombre de bits de données) devant être émise lors d'une ré-émission parmi les bits codés entrelacés sur la base d'une information concernant une technique de modulation utilisée lors d'une émission initiale, une technique de modulation en cours, et du nombre de codes Walsh devant être utilisés, fournis par l'unité de commande 322. Un modulateur 318 effectue une application de symboles sur les bits codés délivrés en sortie par le codeur Chase partiel 316 conformément à une technique de modulation donnée, et applique son signal de sortie à un dispositif d'étalement 320. Le dispositif d'étalement 320 affecte un nombre nécessaire de codes Walsh parmi les codes Walsh

disponibles pour les symboles modulés fournis par le modulateur 318, et étale la fréquence des symboles modulés avec les codes Walsh affectés. Ici, le taux de codage du canal lors de la ré-émission est identique au taux de codage du canal lors de l'émission initiale, et le nombre de codes Walsh devant être utilisé lors de la ré-émission peut être différent du nombre de codes Walsh utilisé lors de l'émission initiale.

La figure 4 des dessins annexés et décrits ciaprès illustre une structure de récepteur correspondant à l'émetteur illustré sur la figure 3. Le récepteur comprend en outre un dispositif de combinaison Chase partielle 416 correspondant au codeur Chase partiel 316 illustré sur la figure 3, en plus du récepteur existant. Un dispositif de désétalement 412 désétale les symboles modulés transmis depuis l'émetteur avec les mêmes codes Walsh que ceux utilisés par l'émetteur, et il applique son signal de sortie à un démodulateur 414. Le démodulateur 414 démodule les symboles modulés provenant du dispositif de désétalement 412 par une technique de démodulation correspondant à la technique de modulation utilisée par l'émetteur, et délivre en sortie une valeur de taux logique de ressemblance (LLR pour "Log Likelilood Ratio") correspondant au dispositif de combinaison Chase partielle 416. La valeur LLR est une valeur déterminée en effectuant une décision souple sur les bits codés démodulés. Le dispositif de combinaison Chase 416 remplace le dispositif de combinaison souple dans le récepteur existant. Ceci est dû au fait que, lorsque la modulation utilisée lors de l'émission initiale est différente de la modulation utilisée lors de la ré-émission, la combinaison des paquets est effectuée partiellement, car une quantité des données ré-émises est différente d'une quantité des données émises initialement. Si la modulation d'ordre élevé est utilisée lors de la ré-émission le dispositif de combinaison Chase partielle 416 effectue une combinaison complète sur le

paquet entier. Par contre, si la modulation d'ordre bas est utilisée lors d'une ré-émission, le dispositif de combinaison Chase partielle 416 effectue une combinaison partielle. Le dispositif de combinaison Chase partielle 416 applique les bits codés, partiellement ou totalement combinés, à un dispositif de désentrelacement 418. Ce dispositif 418 désentrelace les bits codés provenant du dispositif de combinaison Chase partielle 416 et applique les données désentrelacées à un décodeur de canal 420. Le décodeur 420 du canal décode les bits codés désentrelacés conformément à une technique de décodage donnée. Bien que cela ne soit pas illustré sur la figure 4, le récepteur effectue un contrôle des redondances cycliques (CRC pour "Cyclic Redundancy Check") sur les bits d'information décodés, et transmet un signal d'acquittement (ACK pour "Acknowledge") ou de non-acquittement (NACK pour "Négative Acknowledge") à un N#ud B conformément aux résultats du contrôle CRC, demandant ainsi l'émission de nouvelles données ou une ré-émission du paquet erroné.

La figure 5A des dessins annexés et décrits ciaprès illustre une variation de la taille du paquet codé par le codeur Chase partiel 316 illustré sur la figure 3 en fonction d'une variation dans la technique de modulation lors d'une émission initiale et d'une ré-émission et d'une variation du nombre de codes disponibles. On suppose ici qu'un taux de turbo-code est de 1/2 et le nombre de codes disponibles utilisés lors d'une ré-émission est réduit à 3, ce qui est inférieur à la moitié des 8 codes disponibles utilisés lors de l'émission initiale. Si un ordre de modulation utilisé lors d'une ré-émission est plus élevé qu'un ordre de modulation utilisé lors d'une émission initiale, seule une partie du paquet initialement émis est ré-émise. Par exemple, comme illustré en (a-2) sur la figure 5A, si l'on passe d'une technique de modulation de Mi=QPSK lors d'une émission initiale à Mi=16QAM lors d'une ré-émission, le nombre de bits codés demandé par code lors

d'une ré-émission devient double du nombre de bits codés demandé par code lors de l'émission initiale. Cependant, étant donné que le nombre de codes affectés lors d'une ré- émission est inférieur à la moitié du nombre de codes affectés lors de l'émission initiale, seule une partie du paquet initialement transmis est ré-émise. Dans ce cas, parmi les blocs de données émis au moyen d'un total de 8 codes lors d'une émission initiale, seuls les blocs de données A, B, C, D, E et F correspondant aux six premiers codes sont émis au moyen de 3 codes disponibles lors d'une ré-émission. De plus, comme illustré en (a-1) sur la figure 5A, si une technique de modulation utilisée lors d'une ré- émission est identique à une technique de modulation utilisée lors d'une émission initiale (Mi=Mr), la taille des données qui peuvent être émises est réduite proportionnellement au nombre réduit de codes. Par conséquent, parmi les blocs de données émis au moyen des 8 codes lors d'une émission initiale, seuls les blocs de données A, B et C correspondant aux 3 premiers codes sont émis au moyen de 3 codes disponibles lors d'une ré- émission.

La figure 5B des dessins annexés et décrits ciaprès montre comment le dispositif de combinaison Chase partielle 416 combine un paquet de données transmis par l'intermédiaire du codeur Chase partiel 316 lors d'une émission initiale et lors d'une ré-émission. Par exemple, comme illustré en (b-2) sur la figure 5B, si l'on passe d'une technique de modulation de Mi=QPSK à Mr=16QAM, des blocs de données qui peuvent être ré-émis par suite d'une modification du nombre de codes sont A, B, C, D, E et F parmi les blocs de données émis initialement. Par conséquent, les blocs de données A, B, C, D, E et F sont soumis à combinaison souple partielle avec les blocs de données émis initialement A à H, augmentant ainsi la fiabilité d'un signal reçu. De plus, comme illustré en (b-1) sur la figure 5B, si une technique de modulation utilisée

lors d'une ré-émission est identique à une technique de modulation utilisée lors d'une émission initiale (Mi=Mr), un paquet de données ré-émis correspond aux blocs de données A à C émis initialement. Par conséquent, le dispositif de combinaison Chase partielle 416 effectue une combinaison Chase partielle sur le paquet émis initialement et le paquet ré-émis. Il convient de noter ici que, bien qu'une taille du bloc de données combinées soit plus petite en comparaison avec le cas de (b-2), étant donné qu'on utilise la modulation d'ordre bas, la fiabilité des données de ré-émission combinées est relativement élevée. Des performances ne sont donc pas toujours déterminées linéairement en fonction de la taille du paquet partiel combiné.

Sur les figures 5A et 5B, on ne prend pas en considération un cas dans lequel le nombre de codes est augmenté pendant une ré-émission, étant donné que, lorsque l'ordre de modulation utilisé lors d'une ré-émission est supérieur ou égal à l'ordre de modulation utilisé lors de l'émission initiale, si le nombre de codes affectés pour une ré-émission est plus grand que le nombre de codes affectés pour l'émission initiale, le paquet entier peut être combiné. Dans ce cas, il est préférable d'utiliser la même technique de modulation au lieu de changer la technique de modulation en une technique de modulation d'ordre haut.

Les figures 6A et 6B des dessins annexés et décrits ci-après montrent des opérations effectuées par le codeur Chase partiel 316 et le dispositif de combinaison Chase partielle 416 respectivement, lorsque le nombre de codes utilisés lors d'une ré-émission est augmenté à 6 en comparaison avec les 4 codes utilisés lors d'une émission initiale.

En référence à (a-2) illustré sur la figure 6A des dessins annexés et décrits ci-après, si l'on passe d'une technique de modulation de Mi=16QAM lors d'une

émission initiale à Mr=QPSK lors d'une ré-émission, des blocs de données transmis au moyen de 2 codes pendant une ré-émission correspondent aux blocs de données transmis au moyen d'un code lors d'une émission initiale. Par conséquent, parmi les blocs de données initiaux, les blocs de données A, B et C correspondant aux 3 premiers codes sont transmis par l'intermédiaire des 6 codes affectés lors d'une ré-émission. Les blocs de données A, B et C sont finalement soumis à une combinaison souple partielle avec les blocs de données émis initialement au niveau du récepteur, comme illustré en (b-2) illustré sur la figure 6A.

En référence à (a-1) illustré sur la figure 6A, si une technique de modulation lors d'une ré-émission est identique à une technique de modulation lors d'une émission initiale (Mi=Mr) , des blocs de données A, B, C, D, A et B, qui s'élèvent à 1,5 fois les blocs de données émis initialement, peuvent être émis pendant une ré-émission.

Par conséquent, comme illustré en (b-1) sur la figure 6B, en une émission, le récepteur peut obtenir un effet de combinaison souple double pour les blocs de données A et B et un effet de combinaison souple simple pour les blocs de données C et D. Autrement dit, on peut obtenir un effet d'exécution simultanée d'une combinaison complète, plusieurs fois, augmentant ainsi les performances du système. Cependant, comme décrit plus haut, la taille du paquet partiel combiné n'est pas toujours proportionnelle aux performances. Ceci est dû au fait qu'un processus de combinaison du paquet entier en utilisant la même technique de modulation dans un état de canal mauvais et un processus de combinaison du paquet partiel en utilisant la technique de modulation d'ordre bas ont des avantages et des inconvénients. Sur les figures 6A et 6B, on ne prend pas en considération un cas dans lequel l'ordre de modulation utilisé lors d'une ré- émission est plus élevé qu'un ordre de modulation utilisé lors d'une émission initiale, étant donné que le nombre de

codes est augmenté du fait que l'état dégradé du canal lors d'une ré-émission, l'émetteur étant autorisé à utiliser la même technique de modulation que celle utilisée lors d'une émission initiale, comme décrit conjointement avec (a-1) illustré sur la figure 6A.

Dans un système de transmission par paquets à haute vitesse dans lequel le nombre de codes disponibles pour une ré-émission est variable et la combinaison CC est utilisée pour la technique HARQ, si le codeur Chase partiel 316 et le dispositif de combinaison Chase partielle 416 illustrés sur les figures 3 et 4 sont utilisés, il est possible d'augmenter les performances du système en faisant face plus activement à une variation de l'environnement du canal lors d'une modification de la technique de modulation même lors d'une ré-émission. Cependant, comme montré en (b-2) sur la figure 5B et (b-2) montré sur la figure 6B, la combinaison partielle portant sur le paquet d'émission entier contribue à une diminution du taux d'erreur sur les bits, mais ne contribue pas de façon satisfaisante à une réduction du taux d'erreur sur les trames. Ceci est dû au fait que le signal de sortie du dispositif 314 d'entrelacement du canal illustré sur la figure 3 est une combinaison aléatoire des bits systématiques et des bits de parité provenant du codeur 312 de canal. Autrement dit, si la taille du paquet lors d'une ré-émission est plus petite que la taille du paquet lors de l'émission initiale, la combinaison ne peut pas être effectuée sur tous les bits d'information, en sorte que l'effet de la combinaison a lieu de façon aléatoire en unités de bits. En particulier, il existe une demande portant sur un procédé nouveau pour réduire notablement le taux d'erreur sur les trames par une compensation de tous les bits d'information en utilisant la particularité selon laquelle le turbo-code devrait être transmis en combinaison avec les bits systématiques et les bits de parité même lorsqu'il est demandé au système

utilisant la combinaison CC d'émettre un paquet plus petit lors d'une ré-émission que lors d'une émission initiale.

L'invention a donc pour objet de proposer un appareil et un procédé d'émission/réception de données pour améliorer les performances d'un système de communications radio.

Un autre objet de l'invention est de proposer un appareil et un procédé d'émission-réception pour la réception de bits avec une probabilité de réception plus élevée dans un récepteur dans un système de communications radio.

Un autre objet de l'invention est de proposer un appareil et un procédé pour l'émission et la réception efficaces de données à haute vitesse, utilisant des dispositifs d'entrelacement de canal appliqués séparément à des bits systématiques et à des bits de parité délivrés en sortie d'un codeur de canal, et des dispositifs de désentrelacement dans un récepteur, associés aux dispositifs d'entrelacement de canal.

Un autre objet encore de l'invention est de proposer un appareil et un procédé pour émettre et recevoir efficacement des données à haute vitesse en associant des dispositifs d'entrelacement de canaux appliqués séparément à des bits systématiques et des bits de parité délivrés en sortie d'un codeur de canal, avec la combinaison CC, l'un des types HARQ.

Un autre objet encore de l'invention est de proposer un appareil et un procédé pour obtenir un gain de performances d'un système en modifiant de façon adaptative uniquement une technique de modulation tout en maintenant un taux de codage utilisé lors d'une émission initiale dans un environnement de canal où un nombre de codes utilisables pour une ré-émission est variable, dans un émetteur pour un système de communications radio à haute vitesse supportant une procédure AMCS (Procédure de Modulation/Codage Adaptatifs) .

Un autre objet encore de l'invention est de proposer un appareil et un procédé de commande pour l'obtention d'un gain de performances et d'un système en ré-émettant sélectivement des paquets de données divisés chacun en bits systématiques et bits de parité conformément à une technique de modulation demandée dans un environnement de canal où le nombre de codes disponibles est variable, dans un émetteur pour un système de communications radio à haute vitesse supportant une procédure AMCS.

Un autre objet encore de l'invention est de proposer un appareil et un procédé de commande pour obtenir un gain de performances en combinant sélectivement de façon douce, à un récepteur, un paquet de données émis initialement avec un paquet de données ré-émis sélectivement par une technique de modulation demandée dans un environnement de canal où le nombre de codes disponibles est variable, dans un émetteur pour un système de communications radio à haute vitesse.

Conformément à un premier aspect de l'invention, celle-ci propose un procédé pour la ré-émission de bits codés par un émetteur en réponse à une demande de ré- émission provenant d'un récepteur dans un système de communications du service mobile qui sépare des bits codés délivrés en sortie d'un codeur à un taux de codage donné en bits codés de priorité supérieure et de bits codés de priorité inférieure, et transmet de l'émetteur au récepteur, un train de symboles obtenus en appliquant des symboles aux bits codés de priorité supérieure et aux bits codés de priorité inférieure selon une technique de modulation spécifique, avec au moins un code orthogonal disponible. Le procédé comprend la détermination du nombre de codes orthogonaux disponibles pour une ré-émission et la détermination d'un nombre de codes orthogonaux disponibles égal au nombre déterminé de codes orthogonaux disponibles ; la séparation des bits codés de priorité supérieure et des

bits de priorité inférieure en une pluralité de souspaquets d'une taille donnée, et la sélection d'une partie des sous-paquets ou de sous-paquets devant être émis de façon répétée, suivant le nombre déterminé de codes orthogonaux disponibles ; et l'émission d'un train de symboles obtenus par l'application de symboles à débit codé des souspaquets sélectionnés par la technique de modulation spécifique, avec les codes orthogonaux disponibles déterminés.

Conformément à un deuxième aspect de l'invention, celle-ci propose un appareil pour la ré-émission de bits codés par un émetteur en réponse à une demande de ré- émission provenant d'un récepteur dans un système de communications du service mobile qui sépare des bits codés délivrés en sortie d'un codeur à un taux de codage donné en bits codés de priorité supérieure et en bits codés de priorité inférieure, et transmet de l'émetteur au récepteur un train de symboles obtenus en appliquant des symboles aux bits codés de priorité supérieure et aux bits codés de priorité inférieure selon une technique de modulation spécifique, avec au moins un code disponible orthogonal.

L'appareil comprend une unité de commande destinée à déterminer le nombre de codes orthogonaux disponibles pour une ré-émission et à déterminer un nombre de codes orthogonaux disponibles égal au nombre déterminé de codes orthogonaux disponibles ; un sélecteur destiné à séparer les bits codés de priorité supérieure et les bits codés de priorité inférieure en une pluralité de sous-paquets d'une taille donnée, et à sélectionner une partie des souspaquets ou les sous-paquets devant être émis de façon répétée, suivant le nombre déterminé de codes orthogonaux disponibles ; un modulateur destiné à générer un train de symboles par l'application de symboles à des bits codés des sous-paquets sélectionnés par la technique de modulation spécifique ; et un dispositif d'étalement de fréquence

destiné à transmettre le train de symboles en utilisant les codes orthogonaux disponibles déterminés.

Conformément à un troisième aspect de l'invention, celle-ci propose un procédé pour la réception par un récepteur de données ré-émises depuis un émetteur dans un système de communications du service mobile qui sépare les bits codés délivrés en sortie d'un codeur à un taux de codage donné en bits codés de priorité supérieure et en bits codés de priorité inférieure, et transmet de l'émetteur au récepteur un train de symboles obtenus par l'application de symboles aux bits codés de priorité supérieure et aux bits codés de priorité inférieure selon une technique de modulation spécifique avec au moins un code orthogonal disponible. Le procédé comprend la détermination du nombre de codes orthogonaux disponibles pour une ré-émission et la détermination d'un nombre de codes orthogonaux disponibles égal au nombre déterminé de codes orthogonaux disponibles ; le désétalement des données reçues avec les codes orthogonaux disponibles déterminés et la délivrance en sortie d'un train de symboles modulés ; la démodulation du train de symboles modulés par une technique de démodulation correspondant à la technique de modulation spécifique, et la délivrance en sortie des bits codés ; la séparation des bits codés en bits codés de priorité supérieure et en bits codés de priorité inférieure, et la combinaison des bits codés séparés avec une partie des bits codés précédemment reçus ou la totalité des bits codés précédemment reçus ; et le désentrelacement séparé des bits codés combinés de priorité supérieure et des bits codés combinés de priorité inférieure, et le décodage par canal des bits codés désentrelacés.

Conformément à un quatrième aspect de l'invention, celle-ci propose un appareil pour la réception par un récepteur de données ré-émises depuis un émetteur dans un système de communications du service mobile qui sépare les bits codés délivrés en sortie d'un codeur à un taux de

codage donné en bits codés de priorité supérieure et en bits codés de priorité inférieure, et transmet de l'émetteur au récepteur un train de symboles obtenus par une application de symboles aux bits codés de priorité supérieure et aux bits codés de priorité inférieure selon une technique de modulation spécifique, avec au moins un code orthogonal disponible. L'appareil comporte un dispositif de désétalement destiné à désétaler les données reçues avec un nombre de codes orthogonaux disponibles égal au nombre de codes orthogonaux disponibles utilisés lors d'une ré-émission, et la délivrance en sortie d'un train de symboles modulés ; un démodulateur destiné à démoduler le train de symboles modulés par une technique de démodulation correspondant à la technique de modulation spécifique ; un dispositif de combinaison sélective de paquets destiné à séparer les bits codés en bits codés de priorité supérieure et en bits codés de priorité inférieure, et à combiner les bits codés séparés avec une partie des bits codés précédemment reçus ou la totalité des bits codés précédemment reçus ; un dispositif de désentrelacement destiné à désentrelacer séparément les bits codés combinés d'une priorité supérieure et les bits codés combinés d'une priorité inférieure ; et un décodeur de canal destiné à décoder par canal les bits codés désentrelacés à priorité supérieure et les bits codés désentrelacés à priorité inférieure.

L'invention sera décrite plus en détail en regard des dessins annexés à titre d'exemples nullement limitatifs et sur lesquels : la figure 1 illustre une structure d'un émetteur dans un système classique de communications du service mobile à accès mobile à répartition par code (AMRC) pour une transmission de données à haute vitesse ; la figure 2 illustre une structure détaillée du codeur de canal illustré sur la figure 1 ;

la figure 3 illustre une structure d'un émetteur utilisant une modulation variable lors d'une ré- émission dans un système de communications du service mobile (AMRC) classique pour une communication de données à haute vitesse ; la figure 4 illustre une structure d'un récepteur correspondant à l'émetteur illustré sur la figure 3 ; les figures 5A et 5B illustrent un procédé pour l'émission de paquets par un émetteur et un procédé pour la combinaison des paquets reçus par un récepteur selon l'art antérieur, respectivement ; les figures 6A et 6B illustrent un autre procédé d' émission de paquets par un émetteur et un autre procédé de combinaison de paquets reçus par un récepteur selon l'art antérieur, respectivement ; la figure 7 illustre une structure d'un émetteur dans un système de communications du service mobile (AMRC) selon une forme de réalisation de l'invention ; la figure 8 illustre une structure d'un récepteur dans un système de communications du service mobile (AMRC) selon une forme de réalisation de l'invention ; les figures 9A et 9B illustrent un procédé d'émission de paquets par un émetteur et un procédé de combinaison de paquets reçus par un récepteur selon une forme de réalisation de l'invention, respectivement ; les figures 10A et 10B illustrent un autre procédé d'émission de paquets par un émetteur et un autre procédé de combinaison de paquets reçus par un récepteur selon une forme de réalisation de l'invention, respectivement ; les figures 11A et 11B illustrent un autre procédé d'émission de paquets par un émetteur et un autre procédé de combinaison de paquets reçus par un récepteur selon une forme de réalisation de l'invention, respectivement ; les figures 12A et 12B illustrent un autre procédé d'émission de paquets par un émetteur et un autre

procédé de combinaison de paquets reçus par un récepteur selon une forme de réalisation de l'invention, respectivement ; et la figure 13 est un organigramme illustrant un processus pour changer une technique de modulation lors d'une ré-émission dans un système de communications du service mobile (AMRC) selon une forme de réalisation de l'invention.

Dans la description qui suit, les fonctions ou constructions bien connues ne seront pas décrites en détail pour ne pas obscurcir l'invention par des détails inutiles.

L'invention sera décrite en référence à différentes formes de réalisation dans lesquelles un codeur de canal supporte un taux de codage de 1/2 et 3/4, un modulateur supporte une technique de modulation de QPSK, 8PSK, 16QAM et 64QAM, et la technique de modulation est modifiée dans un environnement de canal où le nombre de codes disponibles pour une ré-émission est variable. De plus, la présente invention sera décrite en référence uniquement au cas où une combinaison Chase CC, qui est l'un des types HARQ, est utilisée.

La figure 7 illustre une structure d'un émetteur dans un système de communications du service mobile à accès multiple à répartition par code (AMRC) selon une forme de réalisation de l'invention. En référence à la figure 7, une unité de commande 726 pour une procédure de modulation/codage adaptatifs AMCS commande l'ensemble du fonctionnement de l'émetteur selon une forme de réalisation de l'invention. En particulier, l'unité de commande 726 détermine une technique de modulation, un taux de codage et le nombre de codes disponibles pour une émission de données sur la base d'une information de signalisation provenant d'une couche supérieure (non représentée). L'information de signalisation est déterminée par un signal de confirmation (ACK/NACK) pour les données émises ou une information concernant l'état du canal de liaison descendante en cours, provenant d'un récepteur. La technique de modulation, le

taux de codage et le nombre de codes disponibles sont déterminés par la couche supérieure et fournis à l'unité de commande 726 par l'information de signalisation. L'unité de commande 726 détermine le nombre de codes orthogonaux (par exemple des codes Walsh) demandés par un dispositif 724 d'étalement de fréquence sur la base de la technique de modulation déterminée et du nombre déterminé de codes disponibles. L'émetteur peut modifier la technique de modulation et le nombre de codes orthogonaux à la suite de la réception en provenance du récepteur d'un signal NACK de demande de ré-émission pour les données émises. Un procédé typique pour déterminer la technique de modulation consiste à déterminer la technique de modulation en fonction d'un état du canal de trafic de liaison descendante transmettant des données, lors d'une émission initiale et à chaque ré- émission. L'état du canal de trafic de liaison descendante peut être déterminé en fonction de l'information portant sur le canal de trafic de liaison descendante en cours, transmise depuis le récepteur. Par conséquent, l'unité de commande 726 peut déterminer différentes techniques de modulation lors d'une émission initiale et à chaque ré- émission. L'émission initiale est effectuée à la suite de la réception d'un signal ACK provenant du récepteur, et la ré-émission est effectuée à la suite de la réception d'un signal NACK provenant du récepteur. L'information de la technique de modulation déterminée est appliquée à un sélecteur 720 de paquets, à un modulateur 722 et au dispositif d'étalement de fréquence 724. En outre, l'unité de commande 726 fournit l'information de taux de codage déterminé à un codeur 712 de canal.

Le codeur 712 de canal code des données d'entrée avec un code donné au taux de codage fourni par l'unité de commande 726, et délivre en sortie les bits codés. Les données d'entrée comprennent un contrôle CRT afin que le récepteur puisse contrôler si une erreur est apparue dans les données reçues. On entend par "code donné" un code

utilisé pour délivrer en sortie les bits codés constitués de bits pour le codage de données d'entrée avant l'émission et des bits de contrôle d'erreur pour les bits. Par exemple, lorsqu'un turbo-code est utilisé en tant que code donné, les bits d'émission deviennent des bits systématiques et les bits de contrôle d'erreur deviennent des bits de parité. Par ailleurs, le codeur de canal 712 est divisé en un codeur et un dispositif de poinçonnage. Le codeur code les données d'entrée à un taux de codage donné, et le dispositif de poinçonnage détermine un rapport des bits systématiques aux bits de parité délivrés en sortie du codeur conformément au taux de codage. Par exemple, si le taux de codage donné est un taux de codage symétrique 1/2, le codeur 712 de canal reçoit un bit d'entrée et délivre en sortie un bit systématique et un bit de parité. Cependant, si le taux de codage donné est un taux de codage asymétrique 3/4, le codeur 712 de canal reçoit trois bits d'entrée et délivre en sortie trois bits systématiques et un bit de parité. On donnera ici une description de la présente invention séparément pour les taux de codage 1/2 et 3/4.

Un distributeur 714 distribue les bits systématiques et les bits de parité reçus du codeur 712 de canal à plusieurs dispositifs d'entrelacement. Lorsque les dispositifs d'entrelacement comprennent deux dispositifs d'entrelacement 716 et 718, le distributeur 714 distribue les bits systématiques et les bits de parité en deux groupes de bits. Par exemple, le distributeur 714 distribue les bits systématiques provenant du codeur 712 au premier dispositif d'entrelacement 716, et les bits de parité restants au second dispositif d'entrelacement 718. Dans ce cas, si le taux de codage symétrique 1/2 est utilisé, le nombre de bits systématiques délivrés en sortie du codeur 712 de canal est égal au nombre de bits de parité délivrés en sortie du codeur 712 de canal, en sorte que le premier dispositif d'entrelacement 716 et le second dispositif

d'entrelacement 718 sont chargés du même nombre de bits codés. Cependant, si le taux de codage asymétrique 3/4 est utilisé, le nombre de bits symétriques chargés dans le premier dispositif d'entrelacement 716 est trois fois plus grand que le nombre de bits de parité chargés dans le second dispositif d'entrelacement 718.

Le premier dispositif d'entrelacement 716 entrelace les bits systématiques provenant du distributeur 714, et le second dispositif d'entrelacement 718 entrelace les bits de parité provenant du distributeur 714. Sur la figure 7, les premier et second dispositifs d'entrelacement 716 et 718 sont séparés par du matériel. Cependant, le premier dispositif d'entrelacement 716 et le second dispositif d'entrelacement 718 peuvent être simplement séparés de façon logique. La séparation logique signifie la division d'une mémoire en une zone de mémoire pour le stockage des bits systématiques et une autre zone de mémoire pour le stockage des bits de parité.

Le sélecteur 720 de paquets reçoit une information portant sur une technique de modulation en provenance de l'unité de commande 726, et détermine une quantité de données qui peut être normalement transmise par la technique de modulation. Après avoir déterminé une quantité de données pouvant être transmise, le sélecteur 720 de paquets sélectionne l'un des paquets donnés divisés chacun en bits systématiques et bits de parité fournis par le premier dispositif d'entrelacement 716 et le second dispositif d'entrelacement 718. Les paquets donnés sont divisés en un paquet systématique constitué uniquement des bits systématiques et en un paquet de parité constitué uniquement des bits de parité. Communément, l'émetteur émet des données dans une unité de temps pour l'entrelacement (TTI pour "Time To Interleaving"). Le TTI est une période de temps allant d'un point où une émission de bits codés commence jusqu'à un point où l'émission des bits codés s'achève. L'unité TTI est une unité en créneaux. Par

exemple, le TTI est constitué de trois créneaux. Par conséquent, les paquets donnés sont les bits codés émis pendant le TTI.

Par ailleurs, comme décrit précédemment, le sélecteur 720 de paquets peut recevoir de l'unité de commande 726 une information portant sur les différentes techniques de modulation et sur le nombre de codes disponibles lors d'une émission initiale et à chaque ré- émission. Par conséquent, le sélecteur 720 de paquets détermine une quantité de données de ré-émission sur la base de l'information de la technique de modulation utilisée pour une émission initiale, des techniques de modulation en cours et du nombre de codes disponibles, puis il sélectionne convenablement le paquet d'émission conformément à la quantité de données déterminée. Autrement dit, le sélecteur 720 de paquets sélectionne le signal de sortie du premier dispostif d'entrelacement 716 ou le signal de sortie du second dispositif d'entrelacement 718 conformément à la quantité de données déterminée. Par exemple, lors d'une émission initiale, le sélecteur 720 de paquets sélectionne les bits systématiques et les bits de parité dans l'unité TTI. Cependant, si la technique de modulation est changée lors d'une ré-émission ou si le nombre de codes disponibles est modifié, le sélecteur 720 de paquets ne peut pas émettre le paquet intact transmis lors de l'émission initiale. Par conséquent, le sélecteur de paquets 720 sépare le paquet systématique et le paquet de parité émis initialement dans l'unité TTI en plusieurs sous-paquets d'une taille donnée, et il sélectionne les sous-paquets conformément à la quantité de données déterminée. Lorsque la quantité de données déterminée est inférieure à la quantité de données émise initialement, le sélecteur 720 de paquets sélectionne une partie des souspaquets. Par contre, lorsque la quantité de données déterminée et plus grande que la quantité de données émise initialement, le sélecteur 720 de paquets sélectionne de

façon répétée les sous-paquets et une partie des souspaquets. Par conséquent, les sous-paquets doivent avoir une taille déterminée d'une façon telle qu'il soit possible de faire varier librement une quantité des données émises conformément à la technique de modulation variable. De plus, le sélecteur 720 de paquets devrait considérer à la fois la priorité des bits codés devant être émis et le nombre de ré-émissions dans la sélection des paquets en fonction de la quantité de données. Autrement dit, lors de l'émission d'une partie du paquet systématique et du paquet de parité émis initialement, le sélecteur 720 de paquets sélectionne d'abord le paquet systématique, constitué de bits d'information réelle. De plus, lors d'une émission répétée d'une partie du paquet systématique et du paquet de parité émis initialement, le sélecteur 720 de paquets sélectionne d'abord le paquet systématique. Cependant, pour améliorer les performances du système, il est préférable d'émettre d'autres paquets non émis au lieu d'émettre uniquement le paquet systématique à chaque ré-émission. A cet effet, le sélecteur 720 de paquets peut utiliser le nombre de ré-émissions.

Par exemple, si le nombre de ré-émissions est un nombre impair, le sélecteur 720 de paquets émet d'abord le paquet systématique, et si le nombre de ré-émissions est un nombre pair, le sélecteur 720 de paquets émet d'abord le paquet de parité. Par conséquent, lors d'une ré-émission, le sélecteur 720 de paquets délivre en sortie uniquement les bits systématiques, uniquement les bits de parité ou une combinaison des bits systématiques et des bits de parité. Les figures 9A et 9B, les figures 10A et 10B, les figures 11A et 11B et les figures 12A et 12B illustrent des configurations pour sélectionner les bits codés en fonction de diverses techniques de modulation et du nombre de codes disponibles par le sélecteur 720 de paquets. On donnera plus loin une description détaillée des configurations.

Le modulateur 722 module les bits codés des paquets sélectionnés par le sélecteur 720 de paquets conformément à la technique de modulation fournie par l'unité de commande 726. La modulation portant sur les bits codés est effectuée en appliquant les bits codés à des symboles d'émission par une technique donnée d'application à des symboles. Une configuration d'application de bits codés est déterminée en fonction de l'information de la technique de modulation fournie par l'unité de commande 726. Par exemple, si la technique de modulation fournie par l'unité de commande 726 est la technique 16QAM, les symboles ont une configuration de symboles [H, H, L, L], en sorte que 4 bits codés sont appliqués à 4 positions de bits de la configuration de symboles. Si la technique de modulation fournie par l'unité de commande 726 est une technique 64QAM, les symboles ont une configuration de symboles {H,H,M,M,L,L}, en sorte que 6 bits codés sont appliqués à 6 positions de bits de la configuration de symboles. Dans les configurations de symboles décrites ci-dessus, H représente une position de bit ayant une fiabilité supérieure, M représente une position de bit ayant une fiabilité moyenne et L représente une position de bit ayant une fiabilité inférieure. Par ailleurs, si la technique de modulation fournie par l'unité de commande 726 est une technique 8PSK, les symboles ont une configuration de symboles constituée de 3 positions de bits, et si la technique de modulation est une technique QPSK, les symboles ont une configuration de symboles constituée de 2 positions de bits.

Le dispositif 724 d'étalement de fréquence soumet à un étalement de fréquence les symboles délivrés en sortie par le modulateur 722 avec les codes orthogonaux (par exemple les codes Walsh) affectés par l'unité de commande 726, et il transmet les symboles étalés au récepteur.

Autrement dit, pour un étalement de fréquence, le dispositif 724 d'étalement de fréquence démultiplexe un train de symboles délivré en sortie du modulateur 722

conformément au nombre de codes orthogonaux affectés, et il applique les codes orthogonaux affectés aux symboles démultiplexés. Le nombre de codes orthogonaux est déterminé par l'unité de commande 726 et il est affecté aux symboles délivrés en sortie du modulateur 722.

La figure 8 illustre une structure d'un récepteur, correspondant à l'émetteur illustré sur la figure 7, selon une forme de réalisation de l'invention. En référence à la figure 8, le récepteur reçoit, par un canal de trafic de liaison descendante, des symboles de données émis par l'émetteur après avoir été étalés en fréquence par des codes orthogonaux multiples. Un dispositif de désétalement 812 désétale les symboles de données reçus avec les codes orthogonaux utilisés par l'émetteur, multiplexe les symboles modulés désétalés et délivre en sortie, en série, les symboles multiplexés.

Un démodulateur 814 démodule les symboles modulés délivrés en sortie du dispositif de désétalement 812 selon une technique de démodulation correspondant à la technique de modulation utilisée par l'émetteur, et délivre en sortie des bits codés. Les bits codés correspondent au signal de sortie du sélecteur 720 de paquets dans l'émetteur et ont une valeur LLR due aux bruits sur le canal radio. La valeur LLR est une valeur obscure qui n'est pas définie sous une forme "1" ou "0". Le démodulateur 814 peut avoir un tampon d'une taille spécifique pour effectuer une combinaison de symboles si une technique de modulation utilisée dans une émission initiale est identique à une technique de modulation utilisée lors d'une ré-émission, ce qui aboutit à une amélioration de la fiabilité de la valeur LLR. De plus, si deux techniques de modulation différentes sont utilisées dans le processus HARQ, la combinaison de symboles est effectuée uniquement sur les paquets d'émission modulés par la même technique de modulation.

Un dispositif 816 de combinaison sélective de paquets reçoit les valeurs LLR des bits codés délivrés en

sortie du démodulateur 814, détermine une caractéristique de données d'entrée en utilisant une information portant sur la technique de modulation lors d'une émission initiale, sur la technique de modulation en cours et sur le nombre de codes utilisés lors d'une émission initiale et d'une ré-émission sur la base des valeurs LLR reçues, puis effectue une combinaison de paquets à un niveau de bits. La caractéristique des données d'entrée, ou bien une structure des données d'entrée, peut comprendre un paquet systématique constitué de bits systématiques, un paquet de parité constitué de bits de parité, ou un paquet combiné constitué d'une combinaison des bits systématiques et des bits de parité. Le dispositif 816 de combinaison sélective de paquets est constitué d'un premier tampon pour un souspaquet S constitué de bits systématiques et d'un second tampon pour un sous-paquet P constitué de bits de parité.

La combinaison est effectuée séparément sur le même souspaquet S ou P. Par exemple, si uniquement le paquet S a été émis lors d'une ré-émission, le sous-paquet S ré-émis est combiné avec des données qui ont été stockées dans le tampon du sous-paquet S lors de l'émission initiale. A ce point, le sous-paquet P n'est pas soumis à une combinaison, et les données émises lors de l'émission initiale sont appliquées à une section de désentrelacement 810.

La section de désentrelacement 810, correspondant à une section d'entrelacement 710 dans l'émetteur illustré sur la figure 7, est constituée de deux dispositifs de désentrelacement indépendants 820 et 822. Le premier dispositif de désentrelacement 820 désentrelace les bits systématiques constituant le paquet systématique combiné fourni par le dispositif 816 de combinaison sélective de paquets, et le second dispositif de désentrelacement 822 désentrelace les bits de parité constituant le paquet de parité combiné fourni par le dispositif 816 de combinaison sélective de paquets. Ici, une configuration de désentrelacement utilisée par la section de

désentrelacement 810 possède un ordre inverse de celui de la configuration d'entrelacement utilisée par la section d'entrelacement 710 illustrée sur la figure 7, en sorte que la section de désentrelacement 810 doit reconnaître au préalable la configuration d'entrelacement.

Un décodeur 824 de canal est divisé en un décodeur et un dispositif de contrôle CRC 826 selon la fonction. Le décodeur reçoit les bits codés constitués des bits systématiques et des bits de parité provenant de la section de désentrelacement 810, décode les bits codés reçus conformément à une technique de décodage donnée, et délivre en sortie des bits reçus souhaités. Pour la technique de décodage donnée, le décodeur utilise une technique consistant à recevoir des bits systématiques et des bits de parité, et à décoder les bits systématiques, et la technique de décodage est déterminée en fonction de la technique de codage de l'émetteur. Les bits reçus délivrés en sortie du décodeur comprennent des bits CRC ajoutés pendant une émission de données par l'émetteur. Par conséquent, le dispositif de contrôle CRC 826 contrôle les bits reçus en utilisant les bits CRC inclus dans les bits reçus pour déterminer ainsi si une erreur est apparue. S'il est déterminé qu'aucune erreur n'est apparue dans les bits reçus, le dispositif de contrôle CRC 826 délivre en sortie les bits reçus et transmet un signal ACK en tant que signal de réponse confirmant la réception des bits reçus.

Cependant, s'il est déterminé qu'une erreur est apparue dans les bits reçus, le dispositif de contrôle CRC 826 transmet un signal NACK demandant une ré-émission des bits reçus en tant que signal de réponse. Les premier et second tampons dans le dispositif de combinaison 816 sont initialisés ou maintiennent l'état en cours selon que le signal de confirmation transmis est le signal ACK ou est le signal NACK. Autrement dit, lorsque le signal ACK est transmis, les premier et second tampons sont initialisés pour recevoir un nouveau paquet. Par contre, lorsque le signal

NACK est transmis, les premier et second tampons conservent l'état en cours pour préparer une combinaison avec le paquet ré-émis.

Par ailleurs, le récepteur devrait reconnaître au préalable une information portant sur le taux de codage, la technique de modulation, les codes orthogonaux et le nombre de codes orthogonaux, utilisés par l'émetteur illustré sur la figure 7, et le nombre de ré-émissions pour une démodulation et un décodage. Autrement dit, l'information ci-dessus devrait être fournie au préalable au dispositif d'étalement 812, au démodulateur 814, au dispositif 816 de combinaison sélective de paquets et au décodeur 824 afin que le récepteur puisse effectuer une opération correspondant à celle de l'émetteur. Par conséquent, l'information ci-dessus est fournie de l'émetteur au récepteur par un canal de commande de liaison descendante.

Premièrement, on décrira en bref des formes appréciées de réalisation de l'invention avant de passer à une description détaillée de l'invention.

Une première forme de réalisation de l'invention propose un émetteur-récepteur destiné à supporter différentes techniques de modulation lors d'une émission initiale et d'une ré-émission si le nombre de codes disponibles pour une ré-émission est réduit dans un système de communications du service mobile du type AMRC supportant un taux de codage 1/2 et la combinaison CC, qui est l'un des types HARQ. L'émetteur-récepteur supporte une modulation QPSK lors d'une émission initiale, et supporte une modulation QPSK et une modulation 16QAM lors d'une ré- émission. En particulier, pendant une ré-émission, la première forme de réalisation sélectionne des données d'émission en fonction d'un nombre modifié de codes orthogonaux disponibles et d'une technique de modulation modifiée, et il combine efficacement les données sélectionnées.

Une deuxième forme de réalisation de l'invention propose un émetteur-récepteur destiné à supporter des techniques de modulation différentes lors d'une émission initiale et d'une ré-émission si le nombre de codes disponibles pour une ré-émission est réduit dans un système de communications du service mobile du type AMRC supportant un taux de codage 3/4 et la combinaison CC. L'émetteurrécepteur supporte une modulation QPSK lors d'une émission initiale, et supporte une modulation QPSK et une modulation 16QAM lors d'une ré-émission. En particulier, pendant une ré-émission, la deuxième forme de réalisation sélectionne des données d'émission conformément au nombre modifié de codes orthogonaux disponibles et à la technique de modulation modifiée, et elle combine efficacement les données sélectionnées.

Une troisième forme de réalisation de l'invention propose un émetteur-récepteur destiné à supporter des techniques de modulation différentes lors d'une émission initiale et lors d'une ré-émission si le nombre de codes disponibles lors d'une ré-émission est augmenté dans un système de communications du service mobile du type ARMC supportant un taux de codage 1/2 et la combinaison CC.

L'émetteur-récepteur supporte une modulation QPSK lors d'une émission initiale, et supporte une modulation QPSK et une modulation 16QAM lors d'une ré-émission. En particulier, pendant une ré-émission, la troisième forme de réalisation sélectionne des données d'émission en fonction du nombre modifié de codes orthogonaux disponibles et de la technique de modulation modifiée, et elle combine efficacement les données sélectionnées.

Une quatrième forme de réalisation de l'invention propose un émetteur-récepteur destiné à supporter des techniques de modulation différentes lors d'une émission initiale et lors d'une ré-émission si le nombre de codes disponibles lors d'une ré-émission est augmenté dans un système de communications du service mobile du type ARMC

supportant un taux de codage 3/4 et la combinaison CC.

L'émetteur-récepteur supporte une modulation QPSK lors d'une émission initiale, et supporte une modulation QPSK et une modulation 16QAM lors d'une ré-émission. En particulier, pendant une ré-émission, la quatrième forme de réalisation sélectionne des données d'émission conformément à un nombre modifié de codes orthogonaux disponibles et à une technique de modulation modifiée, et elle combine efficacement les données sélectionnées.

On décrira maintenant en détail les formes préférées de réalisation de l'invention en référence aux dessins d'accompagnement.

1. Première forme de réalisation (le taux de codage est de 1/2, et le nombre de codes orthogonaux disponibles pour une ré-émission est diminué).

La première forme de réalisation de l'invention sera décrite ci-dessous en référence aux dessins d'accompagnement. Dans la première forme de réalisation, le taux de codage est de 1/ 2 et la combinaison CC est utilisée en tant que technique HARQ. De plus, lors d'une émission initiale, des données sont émises par une modulation QPSK utilisant 8 codes orthogonaux disponibles et, lors d'une ré-émission des données sont ré-émises par une modulation QPSK ou une autre technique de modulation utilisant 3 codes orthogonaux disponibles, ce qui représente une diminution de 5 codes orthogonaux en comparaison avec l'émission initiale.

Premièrement, on décrira une opération d'émission de données en référence à l'émetteur illustré sur la figure 7.

Les données d'entrée additionnées de données CRC sont appliquées au codeur 712 de canal dans lequel les données d'entrée sont codées avec un code donné avec un taux de codage 1/2 fourni par l'unité de commande 726, et les bits codés sont délivrés en série en sortie. Les bits codés sont divisés en bits systématiques (bits S) correspondant à des données d'émission réelles et en bits de parité (bits P)

pour un contrôleur d'erreur portant sur les données d'entrée. Etant donné que le taux de codage utilisé est un taux de codage symétrique 1/ 2, le codeur 712 de canal délivre en sortie les bits S et les bits P dans le même rapport. Les bits codés constitués des bits S et des bits P sont soumis à un poinçonnage conformément à une configuration de poinçonnage donnée par le dispositif de poinçonnage inclus dans le codeur 712 de canal. En utilisant la technique HARQ du type CC, la même configuration de poinçonnage est utilisée lors d'une émission initiale et lors d'une ré-émission, en sorte que le codeur 712 de canal délivre en sortie le même train de bits de données à chaque émission. De façon commune, lorsqu'un canal de transport est soumis à un multiplexage ou lorsque les bits codés délivrés en sortie par le codeur 712 de canal ne sont pas identiques en nombre aux symboles transmis par l'air, une adaptation de débit doit être effectuée sur les bits codés par une répétition et un poinçonnage. Dans la présente invention, l'adaptation de débit est effectuée par le codeur 712 de canal.

Les bits codés délivrés en série en sortie du codeur 712 de canal sont séparés en bits S et en bits P par l'intermédiaire du distributeur 714, puis distribués à des dispositifs d'entrelacement correspondants. Par exemple, lorsque le dispositif d'entrelacement 710 inclut deux dispositifs d'entrelacement 716 et 718, le distributeur 714 distribue les bits S au premier dispositif d'entrelacement 716 et les bits P au second dispositif d'entrelacement 718.

Les bits S et les bits P distribués par le distributeur 714 sont entrelacés par le premier dispositif d'entrelacement 716 et le second dispositif d'entrelacement 718. La configuration d'entrelacement du premier dispositif d'entrelacement 716 peut être identique à, ou différente de, la configuration d'entrelacement du second dispositif d'entrelacement 718. La configuration d'entrelacement déterminée doit également être reconnue par le récepteur.

Les bits S et les bits P entrelacés fournis par le premier dispositif d'entrelacement 716 et le second dispositif d'entrelacement 718 sont appliqués au sélecteur 720 de paquets. Le sélecteur 720 de paquets sélectionne un paquet d'émission basé sur une information portant sur la technique de modulation utilisée lors de l'émission initiale, sur la technique de modulation en cours et sur le nombre de ré-émissions, et applique le paquet sélectionné au modulateur 722. Ce dernier module les bits codés entrelacés selon une technique d'application de symboles correspondant à une technique de modulation prédéterminée, et il applique son signal de sortie au dispositif 724 d'étalement de fréquence. Ce dispositif 724 démultiplexe les symboles modulés provenant du modulateur 722 conformément au nombre de codes orthogonaux disponibles, et étale les symboles démultiplexés en utilisant les codes orthogonaux correspondants et transmet les symboles étalés au récepteur.

On décrira maintenant en détail comment on sélectionne un paquet d'émission conformément à une modification de la technique de modulation pendant une ré-émission.

La figure 9A illustre un procédé pour sélectionner un paquet d'émission pendant une ré-émission par le sélecteur 720 de paquets dans le système utilisant un taux de codage 1/2 lorsque le nombre de codes orthogonaux disponibles pour une ré-émission est réduit à 3, à partir de 8 codes orthogonaux disponibles lors de l'émission initiale. Dans la figure 9A, S représente un sous-paquet systématique (ou sous paquet S) constitué uniquement de bits systématiques, et P représente un souspaquet de parité (ou sous-paquet P) constitué uniquement de bits de parité.

Lorsque le taux de codage 1/2 est utilisé, la taille du sous-paquet S est identique à celle du souspaquet. Par conséquent, lors de l'émission initiale, les sous-paquets S sont émis en utilisant les 4 premiers codes

orthogonaux disponibles parmi les 8 codes orthogonaux disponibles, et les sous-paquets P sont émis en utilisant les 4 derniers codes orthogonaux disponibles.

Lorsque la technique de modulation et le nombre de codes disponibles sont modifiés, la quantité de données devant être réellement émise est déterminée par les équations (1) et (2) ci-dessous.

Dans l'Equation (1), Mi indique un entier correspondant à une technique de modulation lors d'une émission initiale, et Mr indique un entier correspondant à une technique de modulation lors d'une ré-émission. En outre, Ni indique le nombre de codes disponibles pour une émission initiale, et Nr indique le nombre de codes disponibles pour une ré-émission. Dans l'Equation (2), Di désigne le nombre de bits codés émis lors d'une émission initiale, et Dr indique le nombre de bits codés qui peuvent être émis lors d'une ré-émission.

Dans les Equations (1) et (2) , l'entier Mi ou Mr indiquant la technique de modulation devient 64 pour une modulation 64QAM, 16 pour une modulation 16QAM, 8 pour une modulation 8PSK et 4 pour une modulation QPSK. La figure 9A illustre un procédé de sélection d'un paquet de données d'émission lorsqu'une technique de modulation à une émission initiale est QPSK et lorsqu'une technique de modulation lors d'une ré-émission est identique à la technique de modulation lors de l'émission initiale (cas (a-1)) ou est modifiée en 16QAM (cas (a-2)). Lors d'une émission initiale, tous les paquets de données sont soumis à une application de symboles telle que 2 bits codés sont

appliqués à un symbole, et les symboles sont soumis à un étalement de fréquence avec 8 codes orthogonaux disponibles avant d'être émis. Dans le cas (a-1) illustré sur la figure 9A où 3 codes orthogonaux disponibles sont affectés pour une ré-émission et la technique de modulation utilisée pour la ré-émission est identique à la technique de modulation utilisée pour l'émission initiale, seulement 3/8 des données initialement émises sont ré-émises conformément aux Equations (1) et (2). Dans ce cas, seuls les sous-paquets S, SI, S2 et S3 ayant utilisé les trois premiers codes orthogonaux disponibles, sont émis. Si une autre demande de ré-émission est de nouveau reçue, le sous-paquet S, S4 et les sous-paquets P, P1 et P2, qui n'ont pas été émis lors d'une ré-émission précédente, sont émis. Autrement dit, tous les sous-paquets S et une partie des sous-paquets P des données initialement émises peuvent être émis par deux ré-émissions. Dans ce cas, le récepteur peut effectuer une combinaison entre les mêmes paquets de données.

Par contre, dans le cas (a-2) illustré sur la figure 9A où la technique de modulation est changée en la modulation 16QAM d'ordre élevé pendant une ré-émission, une fraction de 6/8 des données initialement émises peut être émise conformément aux Equations (1) et (2). Autrement dit, alors que 2 bits codés ont été appliqués à un symbole à l'émission initiale, 4 bits codés sont appliqués à un symbole lors d'une ré-émission. Etant donné que les bits codés qui ont été émis avec 2 bits orthogonaux disponibles lors de l'émission initiale peuvent être émis en utilisant un bit orthogonal disponible, il est possible de transmettre deux fois plus de données que celles transmises dans le cas (a-1). Par conséquent, comme illustré dans le cas (a-2) illustré sur la figure 9A, tous les sous-paquets S, SI à S4 et une partie P1 et P2 des sous-paquets P des données initialement transmises peuvent être transmis par une seule ré-émission. Si une autre demande de ré-émission est de nouveau reçue, les sous-paquets S, SI à S4 et les

sous-paquets P, P3 et P4 qui n'ont pas été émis lors d'une ré-émission précédente seront émis. Autrement dit, les sous-paquets S sont émis deux fois et les sous-paquets P sont émis une fois, maximisant ainsi l'effet de combinaison du récepteur.

La raison pour laquelle une combinaison des souspaquets est modifiée lors d'une ré-émission est que, pour augmenter les performances d'un turbo-codeur, des priorités des bits systématiques et des bits de parité peuvent être modifiées en cas de besoin. Il est donc possible de prévoir une amélioration des performances du système en transmettant les sous-paquets dans la même combinaison ou les sous-paquets dans des combinaisons différentes en fonction du nombre de ré-émissions et de l'état du canal.

Lors d'une émission du paquet constitué d'un mélange de bits systématiques et de bits de parité dans le procédé existant, l'émetteur doit émettre seulement une partie du paquet de données codées par le codeur de canal, en sorte que le paquet de données émis est inévitablement soumis à une combinaison aléatoire au niveau du récepteur. Un tel procédé est efficace pour réduire le taux d'erreur sur les bits (BER), mais il est relativement moins efficace pour réduire le taux d'erreur sur les trames (FER). Par contre, l'émetteur conforme à l'invention émet de nouveau l'ensemble du paquet constitué uniquement des bits systématiques et des bits de parité, en sorte que les bits d'information émis peuvent être combinés efficacement. De plus, il est possible de réduire le taux d'erreur sur les trames en appliquant les bits codés combinés à une borne d'entrée du turbo-décodeur.

On décrira maintenant une opération de réception de données en référence au récepteur illustré sur la figure 8, correspondant à l'émetteur illustré sur la figure 7.

Des données reçues de l'émetteur sont désétalées en symboles modulés par le dispositif de désétalement 812 utilisant des codes orthogonaux disponibles multiples

utilisés par l'émetteur lors de l'émission, et des symboles désétalés sont délivrés en série en sortie sous la forme d'un train de données après avoir été multiplexés. Le démodulateur 814 démodule les symboles modulés conformément à une technique de démodulation correspondant à la technique de modulation utilisée par le modulateur 722 dans l'émetteur, génère des valeurs LLR pour les bits codés démodulés, et applique les valeurs LLR générées au dispositif de combinaison sélective 816 de paquets. Le dispositif 816 de combinaison sélective de paquets combine les valeurs LLR des bits codés démodulés avec les valeurs LLR précédentes en une unité de bit (sur une base bit par bit). A cet effet, le dispositif 816 de combinaison sélective de paquets doit comprendre un tampon pour le stockage de valeurs LLR précédentes. De plus, étant donné que la combinaison doit être effectuée entre les mêmes bits codés, le tampon doit avoir une structure capable de stocker séparément des valeurs LLR pour les sous-paquets S et des valeurs LLR pour les sous-paquets P. Une telle structure de tampon peut être réalisée soit avec deux tampons séparés, soit avec un seul tampon ayant deux zones de stockage séparées. Le dispositif 816 de combinaison sélective de paquets détermine si une émission en cours est une émission initiale ou une ré-émission et détermine aussi si des valeurs LLR des bits codés démodulés sont pour le sous-paquet S ou pour le sous-paquet P, sur la base d'une information portant sur la technique de modulation lors de l'émission initiale, sur la technique de modulation en cours et sur le nombre de codes orthogonaux disponibles. Si l'émission en cours est une émission initiale, le dispositif 816 de combinaison sélective de paquets stocke des valeurs LLR des bits codés démodulés dans le tampon pour le sous-paquet S et dans le tampon pour le sous-paquet P conformément aux résultats déterminés, et applique son signal de sortie à la section de désentrelacement 810. Par contre, si l'émission en cours n'est pas l'émission

initiale, mais plutôt une ré-émission, le dispositif 816 de combinaison sélective de paquets combine les valeurs LLR des bits codés démodulés avec les valeurs LLR stockées dans les tampons par l'intermédiaire de l'émission initiale ou d'une combinaison précédente, en unité de bit. La combinaison, comme décrit précédemment, est effectuée entre les mêmes bits codés. Autrement dit, les valeurs LLR des bits codés pour le sous-paquet S, parmi les valeurs LLR des bits codés démodulés, sont combinées avec les valeurs LLR pour le sous-paquet S stockées dans le tampon, et les valeurs LLR des bits codés pour le sous-paquet P, parmi les valeurs LLR des bits codés démodulés, sont combinées avec les valeurs LLR pour le sous-paquet P stockées dans le tampon.

Par ailleurs, au lieu du dispositif 816 de combinaison sélective de paquets, un tampon peut être agencé dans une étape précédente du démodulateur 814 pour effectuer une combinaison de symboles entre les symboles modulés par la même technique de modulation. Autrement dit, si l'on suppose que deux techniques de modulation différentes ont été utilisées sur toute la période d'émission, le tampon est divisé en deux zones et le dispositif 816 de combinaison sélective de paquets effectue une combinaison entre les symboles émis par la même technique de modulation, augmentant ainsi la fiabilité des valeurs LLR.

Les bits codés combinés par le dispositif 816 de combinaison sélective de paquets sont appliqués à la section de désentrelacement 810. Les bits codés désentrelacés par les dispositifs de désentrelacement 820 et 822 dans la section de désentrelacement 810, conformément à une configuration donnée utilisée par l'émetteur, sont appliqués au décodeur 824 de canal où ils sont décodés conformément à une technique de démodulation donnée. Parmi les bits codés émis lors d'une émission initiale, les bits systématiques ou les bits de parité

minimaux sont combinés pour augmenter la fiabilité des données appliquées en entrée au décodeur 824 de canal, ce qui aboutit à une amélioration des performances globales du système. Par un contrôle CRC inclus dans les bits d'information décodés par le décodeur 824 de canal, on détermine si une erreur est apparue dans les bits d'information. Si une erreur CRC est détectée par le dispositif de contrôle CRC 826, la couche supérieure transmet un signal NACK, ou bien un signal de demande de ré-émission, à l'émetteur. Par contre, si aucune erreur CRC n'est détectée, la couche supérieure transmet un signal ACK confirmant la réception des bits d'information. Lorsque le signal NACK est transmis, les bits codés erronés sont stockés dans le tampon de paquets du dispositif 816 de combinaison sélective de paquets. Autrement, lorsque le signal ACK est transmis, les tampons de paquets sont initialisés pour stocker de nouveaux paquets devant être émis ensuite.

La figure 9B illustre un processus de combinaison de paquets ré-émis conformément à la technique de modulation illustrée à la figure 9A avec les paquets initialement émis par le dispositif 816 de combinaison sélective de paquets illustré sur la figure 8.

Le processus de combinaison de paquets au niveau du récepteur sera décrit en référence à la figure 9B. Dans le cas de (b-1) où la technique de modulation utilisée lors d'une ré-émission est identique à la technique de modulation utilisée lors de l'émission initiale, étant donné que le nombre de paquets de données pouvant être transmis est diminué proportionnellement au nombre diminué de codes orthogonaux disponibles, seuls les sous-paquets SI, S2 et S3 émis par les 3 premiers codes orthogonaux disponibles sont combinés avec les données initialement émises, et les autres sous-paquets doivent attendre la ré- émission suivante.

On donnera maintenant une comparaison entre ce procédé et le procédé classique illustré sur la figure 5B.

Sur la figure 5B, étant donné que les données entrelacées sont randomisées, il est pratiquement impossible de combiner tous les bits d'information, même par deux ré- émissions. Par conséquent, bien qu'il soit possible d'augmenter la fiabilité en unité de bit, il est difficile d'augmenter la fiabilité en unité de trame. Par contre, sur la figure 9B, étant donné qu'il est possible de transmettre au moins tous les bits systématiques par les deux ré- émissions, il est possible d'augmenter la fiabilité en unité de trame par une combinaison de bits systématiques. En conséquence, ceci contribue à améliorer le débit du système. A titre de référence, les blocs ombrés sur la figure 9B représentent les sous-paquets combinés conformément à la forme de réalisation de l'invention.

Cependant, dans le cas de (b-2) où la technique de modulation lors de la ré-émission est changée en 16QAM, bien que le nombre de codes orthogonaux disponibles pour la ré-émission soit de 3, une quantité de données réellement émise est identique à la quantité de données émise par les 6 codes orthogonaux pendant l'émission initiale. Ceci est dû au fait que, alors que deux bits codés sont appliqués à un symbole lors de l'émission initiale dans la technique QPSK, quatre bits codés sont appliqués à un symbole lors d'une ré-émission par la technique 16QAM. Par conséquent, le récepteur effectue une combinaison de la totalité des sous-paquets S, SI à S4 émis initialement et d'une partie P1 et P2 des sous-paquets P émis initialement. Il convient de noter ici que tous les sous-paquets S émis initialement sont combinés en une seule ré-émission. On donnera une comparaison entre ce procédé et le procédé classique illustré sur la figure 5B.

Sur la figure 5B, seule une partie des données est combinée pour améliorer le taux d'erreur sur les bits.

Par contre, sur la figure 9B, étant donné que tous les

sous-paquets S peuvent être combinés, il est possible d'obtenir un effet de combinaison sur tous les bits d'information compte-tenu de la caractéristique de turbocode. En conséquence, les performances d'ensemble du décodeur de canal sont améliorées, réduisant le taux d'erreur sur les trames.

Bien qu'on ait décrit l'opération d'émission et de réception concernant uniquement la première ré-émission après l'émission initiale, une opération d'émission et de réception portant sur les ré-émissions suivantes apparaîtra de façon évidente aux spécialistes de la technique.

2. Deuxième forme de réalisation (le taux de codage est de 3/4, et le nombre de codes orthogonaux disponibles pour la ré-émission est diminué).

A la différence du cas dans lequel le taux de codage est de 1/2, si le taux de codage est de 3/4, les bits systématiques parmi les bits codés provenant du codeur 712 de canal sont 3 fois plus nombreux que les bits de parité. Ceci signifie que le nombre de bits codés fournis au premier dispositif d'entrelacement 716 est 3 fois plus grand que le nombre de bits codés fourni au second dispositif d'entrelacement 718. Pour une meilleure compréhension, on se référera aux figures 10A et 10B. Parmi un total de 8 codes orthogonaux disponibles, 6 codes orthogonaux sont affectés aux sous-paquets S SI, S2, S3, S4, S5 et S6 et les deux autres codes orthogonaux sont affectés aux sous-paquets P P1 et P2. De même que dans la première forme de réalisation où le taux de codage est de 1/2, cette forme de réalisation utilise une technique SPSK lors de l'émission initiale, et elle utilise la même technique de modulation ou une technique de modulation d'ordre élevé, 16QAM, lors d'une ré-émission. La figure 10A illustre un procédé d'émission (a-1) dans lequel la technique de modulation utilisée lors d'une ré-émission est identique à la technique de modulation utilisée lors de l'émission initiale. La figure 10B illustre un procédé de

réception (b-1) dans lequel la technique de modulation utilisée lors d'une ré-émission est identique à la technique de modulation utilisée lors de l'émission initiale. En outre, la figure 10A illustre un procédé d'émission (a-2) dans lequel la technique de modulation utilisée lors d'une ré-émission est une technique de modulation d'ordre élevé, 16QAM, comparée à la technique de modulation utilisée lors de l'émission initiale, et la figure 10B illustre un procédé de réception (b-2) dans lequel la technique de modulation utilisée lors d'une ré- émission est une technique de modulation d'ordre élevé, 16QAM, comparée à la technique de modulation utilisée lors de l'émission initiale. Dans la deuxième forme de réalisation aussi, on suppose que le nombre de codes orthogonaux utilisés pour la ré-émission est inférieur au nombre de codes orthogonaux utilisés pour l'émission initiale. Autrement dit, on a utilisé 8 codes orthogonaux disponibles lors de l'émission initiale, mais on utilise 3 codes orthogonaux disponibles lors d'une ré-émission, en sorte que le nombre de codes orthogonaux disponibles est réduit de 5. La deuxième forme de réalisation est identique à la première forme de réalisation en ce qui concerne la fonction de l'émetteur et du récepteur dans les mêmes conditions. Par conséquent, la description de la deuxième forme de réalisation sera focalisée sur les fonctions du sélecteur 720 de paquets illustré sur la figure 7 et du dispositif 816 de combinaison sélective de paquets illustré sur la figure 8.

Le sélecteur 720 de paquets, comme décrit en association avec le cas où le taux de codage est de 1/2, sélectionne un paquet devant être émis pendant une ré- émission sur la base d'une information de commande de la technique de modulation lors d'une émission initiale et de la technique de modulation en cours et sur la base d'une information portant sur le nombre de codes disponibles.

Comme décrit en référence au cas dans lequel le taux de

codage est de 1/2, le nombre de bits codés demandés lors d'une ré-émission est déterminés par les Equations (1) et (2). Autrement dit, étant donné que la taille du paquet de ré-émission pour la même technique de modulation et pour la technique 16QAM dépend uniquement du nombre modifié de codes orthogonaux disponibles, la taille du paquet lors d'une ré-émission devient égale à 3/8 et 6/8 fois la taille du paquet lors d'une émission initiale. La figure 10A illustre un exemple de combinaison de paquets d'émission sélectionnés par le sélecteur 720 de paquets. Cependant, si une autre demande de ré-émission est de nouveau reçue, la combinaison des paquets d'émission illustrée sur la figure 10A peut être modifiée. Autrement dit, dans le cas de (a- 1), les sous-paquets SI, S2 et S3 sont émis à une première émission et les sous-paquets S4, 85-et S6 sont émis à une deuxième ré-émission, afin que le récepteur puisse combiner tous les sous-paquets S. Une fonction du dispositif 816 de combinaison sélective de paquets dans le récepteur est illustrée en (b-1) sur la figure 10B qui correspond à (a-1) illustré sur la figure 10A. Cependant, si la technique de modulation à la ré-émission est 16QAM, les sous-paquets SI, S2, S3, S4, S5 et S6 sont émis à la première ré-émission, et les sous-paquets P1, P2, SI, S2, S3 et S4 sont émis à une deuxième ré-émission. En variante, seuls les souspaquets S peuvent être émis même à une deuxième ré- émission, augmentant ainsi l'effet de combinaison. Dans chaque cas, il est possible d'améliorer le taux d'erreur sur les trames.

De plus, le sélecteur 720 de paquets peut sélectionner les paquets constitués uniquement des bits systématiques ou des bits de parité en diverses combinaisons. Comme décrit en référence au moment où le taux de codage est 1/2, les paquets peuvent être sélectionnés séquentiellement suivant une configuration prédéterminée ou sélectionnée suivant une certaine combinaison en fonction de la technique de modulation et du

nombre de ré-émissions. La configuration prédéterminée de sélection de paquet doit être reconnue par le récepteur afin que le dispositif 816 de combinaison sélective de paquets puisse sélectionner convenablement les paquets.

La figure 10B illustre un processus de distribution de paquets sélectionnés ré-émis conformément à la technique de modulation illustré sur la figure 10A aux tampons correspondants du dispositif 816 de combinaison sélective de paquets, et de combinaison de ces paquets avec des paquets initialement émis stockés dans les tampons du dispositif 816 de combinaison sélective de paquets, à un taux de codage de 3/4. Par exemple, si une modulation QPSK est utilisée lors d'une ré-émission, seule la moitié des sous-paquets S sont partiellement combinés. Par conséquent, une autre ré-émission doit être effectuée pour combiner complètement les sous-paquets S. La figure 9B illustre des exemples de combinaisons de paquets dans lesquels des priorités sont données aux paquets systématiques. Ceci est dû au fait que si les bits systématiques sont compensés en premier, les bits codés appliqués en entrée au décodeur de canal augmentent en fiabilité. Si une technique 16QAM est utilisée à la ré-émission, la totalité des sous-paquets S peuvent être combinés en une seule ré-émission, maximisant ainsi l'effet de combinaison. Cependant, l'état du canal doit être très bon pour qu'on obtienne un meilleur effet de combinaison que lorsque la même technique de modulation est utilisée à l'émission initiale et à une ré-émission.

3. Troisième forme de réalisation (le taux de codage est de 1/2 et le nombre de codes orthogonaux disponibles pour la ré-émission est augmenté).

La figure 11A illustre un procédé pour sélectionner des paquets d'émission pendant une ré-émission par le secteur 720 de paquet dans le système utilisant un taux de codage de 1/2 lorsque le nombre de codes orthogonaux disponibles pour une ré-émission est augmenté à 6 à partir des 4 codes orthogonaux à l'émission initiale.

Lorsque le taux de codage est 1/2, les paquets S sont identiques en taille aux paquets P. Par conséquent, à l'émission initiale, les sous-paquets S sont émis en utilisant les 2 premiers codes orthogonaux disponibles parmi les 4 codes orthogonaux disponibles, et les souspaquets P sont émis en utilisant les 2 autres codes orthogonaux disponibles. La figure 11A illustre un procédé pour sélectionner un paquet de données d'émission lorsqu'une technique de modulation de l'émission initiale est de 16QAM et une technique de modulation de ré-émission est identique à la technique de modulation à l'émission initiale (cas (a-1)), ou est changée en QPSK (cas (a-2)). A l'émission initiale, tous les paquets de données sont soumis à une application de symboles de façon que 4 bits codés soient appliqués à un symbole, et les symboles sont soumis à un étalement de fréquence avec les 4 codes orthogonaux disponibles avant d'être émis.

Si, comme illustré en (a-1) sur la figure 11A, 6 codes orthogonaux disponibles sont affectés à la ré- émission et la technique de modulation (16QAM) utilisée pour la ré-émission est identique à la technique de modulation utilisée pour l'émission initiale, la moitié des données émises initialement est ré-émise conformément aux Equations (1) et (2). Dans ce cas, les données entières et les sous-paquets S SI et S2 utilisant les 2 premiers codes orthogonaux disponibles sont émis par une première ré- émission. Autrement dit, il est possible d'émettre les sous-paquets SI, S2, P1, P2, SI et S2 en utilisant les 6 codes orthogonaux disponibles. Si une autre demande de ré- émission est de nouveau reçue, le sélecteur 720 de paquets peut émettre les sous-paquets soit dans la combinaison précédente, soit dans une combinaison différente de la combinaison de SI, S2, P1, P2, P1 et P2 conformément aux priorités des sous-paquets.

Par contre, comme illustré en (a-2) sur la figure 11A, si la technique de modulation à la ré-émission est

changée en la modulation d'ordre bas de technique QPSK, les 3/4 des données initialement émises peuvent être émises conformément aux Equations (1) et (2). Autrement dit, 2 bits codés sont appliqués à un symbole lors de la ré- émission. Par conséquent, étant donné que les bits codés qui ont été émis par l'intermédiaire d'un code orthogonal disponible lors de l'émission initiale peuvent être émis en utilisant 2 codes orthogonaux disponibles, il est possible d'émettre la moitié des données émises dans le cas de (a- 1). Par conséquent, comme illustré en (a-2) sur la figure 11A, lors d'une seule ré-émission, les sous-paquets S SI, S2 et Pl peuvent être émis. Si une autre demande de ré- émission est de nouveau reçue, les sous-paquets S SI, S2 et P2 sont émis. Autrement dit, les sous-paquets S sont émis deux fois et les sous-paquets P sont émis une fois, maximisant ainsi l'effet de combinaison au récepteur. Les contraires sont également utilisables.

La figure 11B illustre un processus de combinaison de paquets ré-émis conformément à la technique de modulation illustrée sur la figure 11A avec les paquets émis initialement par le dispositif 816 de combinaison sélective de paquets illustré sur la figure 8.

Le processus de combinaison de paquets au récepteur sera décrit en référence à la figure 11B. Dans le cas (b-1) illustré sur la figure 11B où la technique de modulation utilisée lors d'une ré-émission est identique à la technique de modulation utilisée à l'émission initiale, étant donné que le nombre de paquets de données pouvant être émis est augmenté proportionnellement à l'accroissement du nombre de codes orthogonaux disponibles, les sous-paquets S peuvent être émis en plus des données entières. En conséquence, lors d'une ré-émission, les données émises initialement sont combinées deux fois avec les sous-paquets S et une fois avec les sous-paquets P, maximisant ainsi l'effet de combinaison. On donnera une comparaison entre ce procédé et le procédé classique illustré sur la figure 6B.

Sur la figure 6B, étant donné que les données entrelacées sont randomisées, alors que le paquet entier est combiné lors d'une ré-émission, une combinaison supplémentaire est effectuée en unité de bit, améliorant la fiabilité en unité de bit. Cependant, il est difficile de prévoir une amélioration de la fiabilité en unité de trame. Dans le cas (b-1) illustré sur la figure 11B, étant donné que non seulement le paquet entier, mais également les sous-paquets S peuvent être émis lors d'une ré-émission, il est possible d'augmenter la fiabilité en unité de trame en combinant les bits systématiques. En conséquence, ceci contribue à améliorer le débit du système.

Cependant, dans le cas (b-2) illustré sur la figure 11B où la technique de modulation à la ré-émission est changée en QPSK, alors que le nombre de codes orthogonaux disponibles pour la ré-émission est de 6, une quantité de données réellement émises est identique à une quantité de données émise par l'intermédiaire des 3 codes orthogonaux à l'émission initiale. Par conséquent, la combinaison réelle est effectuée sur les sous-paquets SI, S2 et Pl. Il convient de noter ici qu'au moins les souspaquets S sont totalement combinés par une seule ré- émission. On donnera une comparaison entre ce procédé et le procédé classique illustré sur la figure 5B. Sur la figure 5B, seulement une partie des données est combinée pour améliorer le taux d'erreur sur les bits. Par contre, dans le cas (b-2) illustré sur la figure 11B, étant donné que les sous-paquets S peuvent être totalement combinés, il est possible d'obtenir un effet de combinaison sur les bits entiers d'information compte tenu de la caractéristique du turbo-code. En conséquence, les performances d'ensemble du décodeur de canal sont améliorées, réduisant ainsi le taux d'erreur sur les trames.

4. Quatrième forme de réalisation (le taux de codage est de 3/4, et le nombre de codes orthogonaux disponibles pour la ré-émission est augmenté)

A la différence de ce qui se passe lorsque le taux de codage est de 1/2, si le taux de codage est de 3/4, les bits systématiques faisant partie des bits codés provenant du codeur 712 du canal sont 3 fois supérieurs en nombre aux bits de parité. Dans un total de 4 codes orthogonaux disponibles, 3 codes orthogonaux sont affectés aux sous-paquets S SI, S2 et S3, et le code orthogonal 1 restant est affecté au sous-paquet P. Ici, lorsque le taux de codage est 1/2 et que le nombre de codes orthogonaux disponibles est de 2, sur un total de deux codes orthogonaux disponibles, un code orthogonal est affecté à l'un S des sous-paquets S et l'autre est affecté à l'un P des sous-paquets P. Cependant, dans le cas où le taux de codage est de 3/4, au moins, le nombre total de codes orthogonaux devrait être supérieur à 4. Parmi un total de 4 codes orthogonaux disponibles, trois codes orthogonaux sont affectés aux sous-paquets S (SI, S2, S3) et un code orthogonal est affecté au sous-paquet P. En d'autres termes, lorsque le taux de codage est de 1/2, au moins le nombre de codes orthogonaux disponibles devrait être supérieur à 2. Par ailleurs, dans le cas où le taux de codage est de 4/3, il devrait être supérieur à 4. Cette forme de réalisation utilise une technique 16QAM à l'émission initiale, et elle utilise la même technique de modulation ou une technique de modulation d'ordre bas de QPSK à une ré-émission. Des exemples dans lesquels la technique de modulation utilisée lors d'une ré-émission est identique à la technique de modulation utilisée à l'émission initiale sont illustrés en (a-1) sur la figure 12A et (b-1) sur la figure 12B. En outre, des exemples dans lesquels la technique de modulation d'ordre bas de QPSK est utilisée à la ré-émission sont illustrés en (a-2) illustré sur la figure 12A et en (b-2) illustré sur la figure 12B. On suppose que 4 codes orthogonaux disponibles ont été utilisés lors de l'émission initiale et que 6 codes

orthogonaux disponibles sont utilisés lors d'une ré- émission.

Le sélecteur 720 de paquets, comme décrit en association avec le taux de codage égal à 1/2, sélectionne un paquet devant être émis lors d'une ré-émission sur la base d'une information de commande de la technique de modulation à l'émission initiale et de la technique de modulation en cours et d'une information portant sur le nombre de codes disponibles. Le nombre de bits codés demandés lors d'une ré-émission est déterminé par l'intermédiaire des Equations (1) et (2). Autrement dit, la taille du paquet lors d'une ré-émission devient 3/2 et 3/4 fois la taille du paquet à l'émission initiale pour la même technique de modulation et la technique QPSK, respectivement. La figure 12A illustre un exemple de combinaison de paquets de ré-émission sélectionnés par le sélecteur 720 de paquets. Cependant, si une autre demande de ré-émission est de nouveau reçue, la combinaison des paquets d'émission peut être modifiée.

Dans le cas (a-1) illustré sur la figure 12A où la technique de modulation utilisée lors d'une ré-émission est identique à la technique de modulation utilisée à l'émission initiale, étant donné que le nombre de codes orthogonaux disponibles pour une ré-émission est augmenté, le sous-paquet de parité peut être émis additionnellement en utilisant les codes orthogonaux disponibles restants après que tous les sous-paquets ont été émis, augmentant ainsi l'effet de combinaison. Lors d'une deuxième ré- émission, un autre sous-paquet de parité peut être émis.

Cependant, dans le cas (a-2) illustré sur la figure 12A où la technique de modulation lors d'une ré-émission est QPSK, la totalité des sous-paquets S sont émis à une première émission et les sous-paquets P, SI et S2 sont émis à une deuxième ré-émission. En variante, même lors de la deuxième ré-émission, seuls les sous-paquets S peuvent être émis, augmentant ainsi l'effet de combinaison sur les sous-

paquets S. Dans chaque cas, il est possible d'améliorer le taux d'erreur sur les trames.

De plus, le sélecteur 720 de paquets peut sélectionner les paquets constitués uniquement des bits systématiques ou des bits de parité en diverses combinaisons. Comme décrit en référence au moment où le taux de codage est 1/2, les paquets peuvent être sélectionnés séquentiellement suivant une configuration prédéterminée ou sélectionnés en une certaine combinaison en fonction de la technique de modulation et du nombre de ré-émissions. La configuration prédéterminée de sélection de paquets doit être reconnue par le récepteur afin que le dispositif 816 de combinaison sélective de paquets puisse sélectionner convenablement les paquets de données.

La figure 12B illustre un processus de combinaison de paquets émis sélectionnés conformément à la technique de modulation illustrée sur la figure 12A avec les paquets émis initialement stockés dans les tampons du dispositif 816 de combinaison sélective de paquets, à un taux de codage de 3/4. Par exemple, si la technique de modulation utilisée à une ré-émission est identique à la technique de modulation utilisée à une émission initiale, le paquet entier peut être combiné, puis les sous-paquets S peuvent être combinés additionnellement par l'intermédiaire d'une ré-émission (cas (b-1)). La figure 12B illustre des exemples de combinaisons de paquets dans lesquelles des priorités sont données aux paquets systématiques, car si les bits systématiques sont compensés en premier, la fiabilité des bits codés d'entrée au décodeur de canal augmente.

Dans le cas (b-2) illustré sur la figure 12B où la technique de modulation d'ordre bas de QPSK est utilisée lors de la ré-émission, tous les sous-paquets S sont émis lors d'une ré-émission, maximisant ainsi l'effet de combinaison. En procédant ainsi, il est possible

d'améliorer le taux d'erreur sur les trames en comparaison avec le procédé classique.

5. Modification de la technique de modulation
La figure 13 illustre une procédure pour déterminer une technique de modulation lorsqu'un nombre de codes orthogonaux disponibles pour une ré-émission est différent d'un nombre de codes orthogonaux disponibles pour l'émission initiale, selon une forme de réalisation de l'invention.

En référence à la figure 13, si l'on amorce un processus HARQ, un émetteur détermine, à une étape 1301, des paramètres initiaux associés à une émission et transmet un nouveau paquet de données basé sur les paramètres déterminés. Un récepteur transmet ensuite un signal NACK ou ACK selon que le paquet initialement émis par l'émetteur contient ou non une erreur. Autrement dit, l'émetteur reçoit le signal NACK ou ACK selon qu'une erreur est apparue ou non dans le paquet initialement émis. Les paramètres associés à l'émission initiale peuvent comprendre un taux de codage R, une technique de modulation mi et le nombre Ni de codes orthogonaux disponibles.

L'émetteur détermine à l'étape 1302 si un signal NACK est reçu du récepteur. Si un signal ACK est reçu au lieu du signal NACK, l'émetteur passe à l'étape 1330 dans laquelle il émet de nouvelles données. Par contre, si le signal NACK est reçu à l'étape 1302, l'émetteur passe à une étape 1304 dans laquelle il augmente une valeur de comptage k de 1 pour compter le nombre de signaux NACK reçus. Autrement dit, l'émetteur compte le nombre de défaillances d'émission à l'aide de la valeur de comptage k. L'émetteur détermine à une étape 1306 si le nombre de défaillances d'émission établi par la valeur de comptage k est supérieur ou égal à une valeur de seuil a. Comme résultat de la détermination, si le nombre de défaillances d'émission établi par la valeur de comptage k est supérieur ou égal à la valeur de seuil a, l'émetteur tente de modifier la technique de

modulation. La valeur de seuil a est déterminée au préalable en fonction de l'état du canal. Par exemple, si la valeur de seuil a est définie par a égal à 1, l'émetteur tente de modifier la technique de modulation à une première ré-émission après qu'une émission initiale a été défaillante. Cependant, si le nombre de défaillances d'émission établi par la valeur de comptage k est inférieur à la valeur de seuil a à l'étape 1306, l'émetteur passe à une étape 1326 dans laquelle il établit la technique de modulation pour une ré-émission à la technique de modulation pour l'émission initiale (Mr=Mi). Ensuite, l'émetteur émet les données de ré-émission dans une étape 1328.

Pour tenter de modifier la technique de modulation, l'émetteur compare, dans une étape 1308, le nombre Nr de codes orthogonaux disponibles pour une ré- émission au nombre Ni de codes orthogonaux disponibles pour une émission initiale. Autrement dit, l'émetteur détermine à l'étape 1308 si le nombre Nr de codes orthogonaux disponibles pour une ré-émission est supérieur ou égal au nombre Ni de codes orthogonaux disponibles pour l'émission initiale. Si Nr est supérieur ou égal à Ni, l'émetteur passe à une étape 1310 et détermine si un état de canal en cours (ou un rapport porteur-interférence (C/I)) est pire que l'état du canal lors de l'émission initiale. Si l'état du canal en cours est pire que l'état du canal à l'émission initiale, l'émetteur établit, dans une étape 1312, une technique de modulation mr pour une ré-émission à une technique de modulation ayant un ordre de modulation inférieur d'un pas. Dans une étape 1314, l'émetteur compare Nr à une valeur calculée par l'Equation (3) à laquelle est appliqué le paramètre mr.

Dans l'Equation (3) , mk=log2Mk, et Mk indique un entier de 4, 16 et 64 pour QPSK, 16QAM et 64QAM, respectivement. Une valeur de Nr est une valeur minimale capable d'augmenter l'effet de décodage en la transmettant à tous les bits systématiques du paquet lors d'une ré- émission. Cependant, étant donné que les paquets S peuvent être transmis totalement par deux ou plus de deux ré- émissions, ce processus peut être exclu. Ce processus est utilisé pour maximiser l'effet de la présente invention. Si la condition est satisfaite à l'étape 1314, l'émetteur diminue, dans une étape 1316, d'un pas l'ordre de modulation, puis ré-émet le paquet. Autrement dit, si, la technique 16QAM a été utilisée lors de l'émission initiale, la technique de modulation est changée en QPSK pour une émission partielle de paquets. Cependant, si l'état du canal n'est pas dégradé bien que le nombre de codes orthogonaux disponibles pour la ré-émission soit augmenté, l'émetteur passe à une étape 1326 dans laquelle il établit la technique de modulation pour une ré-émission à la technique de modulation pour l'émission initiale.

Cependant, bien que l'état du canal devient dégradé à un point tel que la technique de modulation doit être modifiée, si l'Equation (3) n'est pas satisfaite, il est impossible d'émettre tous les bits systématiques lors d'une première ré-émission, en sorte que la technique de modulation pour une ré-émission est établie à la technique de modulation pour l'émission initiale. De plus, si le nombre de codes orthogonaux disponibles pour une ré- émission est supérieur ou égal au nombre de codes orthogonaux disponibles pour l'émission initiale, il n'est pas nécessaire de changer la technique de modulation en une technique de modulation d'ordre élevé. Ceci est dû au fait que le récepteur n'a aucune difficulté à combiner le paquet entier car l'émetteur peut émettre la totalité du paquet de données par la technique de modulation en cours.

Par contre, on se référera au moment où le nombre de codes orthogonaux disponibles pour une ré-émission est diminué. S'il est déterminé dans l'étape 1318 que l'état du canal n'est pas bon en sorte que la technique de modulation doit avoir un ordre de modulation plus élevé que l'ordre de modulation à l'émission initiale, l'émetteur utilise la même technique de modulation dans l'étape 1326. Cependant, si l'état du canal est bon en sorte que la condition cidessus est satisfaite, l'émetteur passe à une étape 1320 dans laquelle il établit mr à la technique de modulation ayant un ordre de modulation supérieur à un pas. Ensuite, l'émetteur détermine à une étape 1322 si Nr satisfait à l'Equation (3). Si le nombre Nr de codes orthogonaux disponibles pour une ré-émission satisfait à l'Equation (3), l'émetteur passe à une étape 1324 dans laquelle il émet le paquet par une technique de modulation ayant un ordre de modulation élevé. Ici, Nr est le nombre minimal de codes orthogonaux nécessaires pour transmettre la totalité des sous-paquets S par une ré-émission. Cependant, si le nombre de codes orthogonaux disponibles pour une ré- émission est réduit, l'émetteur passe à une étape 1326 afin qu'il ne soit pas nécessaire à l'émetteur de changer la technique de modulation en une technique de modulation ayant un ordre inférieur à un ordre de modulation utilisé à l'émission initiale.

6. Structure modifiée de l'émetteur
Jusqu'à présent, les formes de réalisation de l'invention ont été décrites en référence à l'émetteur illustré sur la figure 7 et au récepteur illustré sur la figure 8 dans le système supportant la technique HARQ du type CC. Cependant, dans un environnement dans lequel le nombre de codes orthogonaux disponibles pour une ré- émission est modifié, la présente invention pour modifier une technique de modulation pour une ré-émission en fonction de l'environnement de canal et du nombre de codes orthogonaux disponibles, sélectionner les sous-paquets avec

une priorité plus élevée en fonction de la technique de modulation modifiée, et émettre les sous-paquets sélectionnés, peut être réalisée de plusieurs manières. De plus, il est nécessaire de modifier la structure de l'émetteur et du récepteur pour appliquer l'invention au système supportant la technique HARQ de type IR.

Comme décrit ci-dessus, l'invention propose un procédé pour modifier convenablement une technique de modulation en fonction de l'état du canal et du nombre de codes orthogonaux disponibles modifiés pendant une ré- émission dans le système de communications radio de données par paquets à haute vitesse supportant la procédure AMCS et la technique HARQ de type CC. Lorsqu'elle ré-émet uniquement une partie du paquet émis initialement en utilisant la technique de modulation modifiée, l'invention émet sélectivement les sous-paquets à priorité plus élevée afin d'augmenter la fiabilité des valeurs LLR de bits d'entrée vers le turbo-décodeur, diminuant ainsi le taux d'erreur sur les trames en comparaison avec le système existant. De cette manière, il est possible d'augmenter de façon notable l'efficacité de la transmission. L'invention peut être appliquée à chaque émetteur-récepteur pour un système de communications par fil/sans fil. De plus, l'invention, si elle est appliquée au HSDPA et au lxEV-DV proposés par le 3GPP et le 3GPP2, peut améliorer les performances d'ensemble du système.

Il va de soi que de nombreuses modifications peuvent être apportées au procédé et à l'appareil décrits et représentés sans sortir du cadre de l'invention.

Claims

REVENDICATIONS

1. Procédé pour la ré-émission de bits codés par un émetteur en réponse à une demande de ré-émission provenant d'un récepteur dans un système de communications du service mobile qui sépare des bits codés délivrés en sortie d'un codeur (712) à un taux de codage donné en bits codés à priorité supérieure et bits codés à priorité inférieure, et transmet de l'émetteur au récepteur un train de symboles obtenus en appliquant des symboles aux bits codés à priorité supérieure et aux bits codés à priorité inférieure par une technique de modulation spécifique, avec au moins un code orthogonal disponible, le procédé étant caractérisé en ce qu'il comprend les étapes qui consistent : à déterminer des codes orthogonaux disponibles pour une ré-émission ; à séparer les bits codés à priorité supérieure et les bits codés à priorité inférieure en plusieurs souspaquets d'une taille donnée, et à sélectionner au moins une partie des sous-paquets devant être émis de façon répétée, suivant le nombre déterminé de codes orthogonaux disponibles ; et à émettre un train de symboles obtenus par l'application de symboles aux bits codés des sous-paquets sélectionnés par la technique de modulation spécifique, avec les codes orthogonaux disponibles déterminés.

2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que la partie au moins des sous-paquets ou les souspaquets devant être émis de façon répétée sont sélectionnés suivant le nombre déterminé de codes orthogonaux disponibles et la technique de modulation spécifique, si la technique de modulation spécifique est différente d'une technique de modulation utilisée pendant une émission initiale ou une ré-émission précédente.

3. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'un nombre de sous-paquets sélectionnés parmi la

où Mi indique un entier correspondant à la technique de modulation lors d'une émission initiale et Mr indique un entier correspondant à une technique de modulation lors d'une ré-émission, Ni indique le nombre de codes disponibles pour une émission initiale, Nr indique le nombre de codes disponibles pour une ré-émission et Di désigne le nombre de bits codés transmis lors d'une émission initiale.

pluralité de sous-paquets est déterminé en fonction du nombre Di de bits codés calculé conformément à :

4. Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que la technique de modulation spécifique comprend une modulation d'amplitude en quadrature d'ordre 64 (64QAM), une modulation d'amplitude en quadrature d'ordre 16 (16QAM) , et une modulation de phase à quatre états (QPSK) , et l'entier Mi ou Mr devient 64 pour la technique 64QAM, 16 pour la technique 16QAM et 4 pour la technique QPSK.

5. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que des sous-paquets constitués des bits codés à priorité supérieure sont sélectionnés en premier dans l'étape de sélection des sous-paquets devant être émis.

6. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que des sous-paquets non-émis précédemment sont sélectionnés en premier dans l'étape de sélection de souspaquets devant être émis.

7. Appareil pour la ré-émission de bits codés par un émetteur en réponse à une demande de ré-émission provenant d'un récepteur dans un système de communications du service mobile qui sépare des bits codés délivrés en sortie d'un codeur (712) à un taux de codage donné en bits codés à priorité supérieure et bits codés à priorité inférieure, et transmet de l'émetteur au récepteur par un

train de symboles obtenus en appliquant des symboles aux bits codés à priorité supérieure et aux bits codés à priorité inférieure par une technique de modulation spécifique, avec au moins un code orthogonal disponible, l'appareil étant caractérisé en ce qu'il comporte : une unité de commande (726) destinée à déterminer des codes orthogonaux disponibles pour une ré-émission ; un sélecteur (720) destiné à séparer les bits codés à priorité supérieure et les bits codés à priorité inférieure en une pluralité de sous-paquets d'une taille donnée, et à sélectionner une partie au moins des souspaquets devant être émis de façon répétée, suivant le nombre déterminé de codes orthogonaux disponibles ; un modulateur (722) destiné à générer un train de symboles en appliquant des symboles à des bits codés des sous-paquets sélectionnés par la technique de modulation spécifique ; et un dispositif (724) d'étalement de fréquence destiné à émettre le train de symboles en utilisant les codes orthogonaux disponibles déterminés.

8. Appareil selon la revendication 7, caractérisé en ce que l'unité de commande sélectionne la partie au moins des sous-paquets ou des sous-paquets devant être émis de façon répétée, suivant le nombre déterminé de codes orthogonaux disponibles et la technique de modulation spécifique, si la technique de modulation spécifique est différente d'une technique de modulation utilisée lors d'une émission initiale ou d'une ré-émission précédente.

9. Appareil selon la revendication 7, caractérisé en ce qu'un nombre de sous-paquets sélectionnés parmi la pluralité de sous-paquets est déterminé en fonction du nombre Di de bits codés calculé conformément à :

où Mi indique un entier correspondant à la technique de modulation lors d'une émission initiale et Mr indique un entier correspondant à une technique de modulation lors d'une ré-émission, Ni indique le nombre de codes disponibles pour une émission initiale, Nr indique le nombre de codes disponibles pour une ré-émission et Di désigne le nombre de bits codés émis lors d'une émission initiale.

10. Appareil selon la revendication 9, caractérisé en ce que la technique de modulation spécifique comprend une modulation d'amplitude en quadrature d'ordre 64 (64QAM), une modulation d'amplitude en quadrature d'ordre 16 (16QAM) , et une modulation de phase à quatre états (QPSK) , et l'entier Mi ou Mr devient 64 pour la technique 64QAM, 16 pour la technique 16QAM et 4 pour la technique QPSK.

11. Appareil selon la revendication 7, caractérisé en ce que le sélecteur sélectionne en premier les sous-paquets constitués des bits codés à priorité supérieure lors de la sélection des sous-paquets devant être émis.

12. Appareil selon la revendication 7, caractérisé en ce que le sélecteur sélectionne en premier des souspaquets non-émis précédemment lors de la sélection des sous-paquets devant être émis.

13. Procédé pour effectuer une ré-émission sur des bits codés émis initialement par un émetteur en réponse à une demande de ré-émission provenant d'un récepteur dans un système de communications du service mobile à accès multiple par répartition par code (ARMC) comprenant un codeur (712) de canal destiné à coder des données d'entrée à un taux de codage prédéterminé et à délivrer en sortie des bits codés, le procédé étant caractérisé en ce qu'il comprend les étapes qui consistent : à déterminer, lors de la réception d'une demande de ré-émission provenant du récepteur, une technique de modulation et un nombre de codes orthogonaux disponibles, devant être utilisés lors d'une ré-émission ;

à recevoir des bits codés provenant du codeur de canal (712) et à distribuer les bits codés en bits systématiques et en bits de parité ; à recevoir les bits systématiques et les bits de parité, et à entrelacer séparément les bits systématiques et les bits de parité reçus ; à déterminer un nombre de bits codés devant être émis suivant la technique de modulation déterminée et le nombre déterminé de codes orthogonaux disponibles, devant être utilisés pendant une ré-émission, et à sélectionner un nombre de bits systématiques et de bits de parité entrelacés égal au nombre déterminé de bits codés ; à moduler les bits systématiques et les bits de parité sélectionnés par la technique de modulation déterminée, et à délivrer en sortie des symboles modulés ; et à étaler en fréquence les symboles modulés avec des codes orthogonaux correspondants parmi les codes orthogonaux disponibles.

14. Procédé selon la revendication 13, caractérisé en ce que la technique de modulation devant être utilisée pendant une ré-émission est déterminée en fonction d'un environnement de canal à un instant où la demande de ré- émission est reçue.

15. Procédé selon la revendication 13, caractérisé en ce que le nombre Dr de bits codés devant être émis est déterminé par :

où Mi indique un entier correspondant à une technique de modulation lors d'une émission initiale et Mr indique un entier correspondant à une technique de modulation lors d'une ré-émission, Ni indique le nombre de codes disponibles pour une émission initiale, Nr indique le

nombre de codes disponibles pour une ré-émission et Di désigne le nombre de bits codés transmis lors d'une émission initiale.

16. Procédé selon la revendication 15, caractérisé en ce que la technique de modulation spécifique comprend une modulation d'amplitude en quadrature d'ordre 64 (64QAM), une modulation d'amplitude en quadrature d'ordre 16 (16QAM), et une modulation de phase à quatre états (QPSK) , et l'entier Mi ou Mr devient 64 pour la technique 64QAM, 16 pour la technique 16QAM et 4 pour la technique QPSK.

17. Procédé selon la revendication 13, caractérisé en ce que les bits systématiques entrelacés sont sélectionnés en premier dans l'étape de sélection d'un nombre de bits systématiques et de bits de parité entrelacés égal au nombre déterminé de bits codés.

18. Procédé selon la revendication 13, caractérisé en ce que des bits systématiques et des bits de parité non émis précédemment sont sélectionnés en premier dans l'étape de sélection d'un nombre de bits systématiques et de bits de parité entrelacés égal au nombre déterminé de bits codés.

19. Appareil pour effectuer une ré-émission sur des bits codés émis initialement par un émetteur en réponse à une demande de ré-émission provenant d'un récepteur dans un système de communications du service mobile à accès multiple à répartition par code (ARMC) comprenant un codeur (712) de canal destiné à coder des données d'entrée à un taux de codage prédéterminé et à délivrer en sortie des bits codés, l'appareil étant caractérisé en ce qu'il comporte : une unité de commande (726) destinée à déterminer une technique de modulation et un nombre de codes orthogonaux disponibles devant être utilisés lors d'une ré- émission, à la suite de la réception d'une demande de ré- émission provenant du récepteur ;

un distributeur (714) destiné à recevoir des bits codés provenant du codeur de canal, et à distributer les bits codés en bits systématiques et en bits de parité ; un dispositif d'entrelacement (710) destiné à recevoir les bits systématiques et les bits de parité, et à entrelacer séparément les bits systématiques et les bits de parité ; un sélecteur (720) destiné à déterminer un nombre de bits codés devant être émis suivant la technique de modulation déterminée et le nombre déterminé de codes orthogonaux disponibles, et à sélectionner un nombre de bits systématiques et de bits de parité entrelacés égal au nombre déterminé de bits codés ; un modulateur (722) destiné à moduler les bits systématiques et les bits de parité sélectionnés par la technique de modulation déterminée, et à délivrer en sortie des symboles modulés ; et un dispositif (724) d'étalement de fréquence destiné à étaler en fréquence les symboles modulés avec les codes orthogonaux correspondants parmi les codes orthogonaux disponibles.

20. Appareil selon la revendication 19, caractérisé en ce que l'unité de commande détermine la technique de modulation devant être utilisée pendant une ré-émission en fonction d'un environnement de canal à un instant où la demande de ré-émission est reçue.

21. Appareil selon la revendication 19, caractérisé en ce que le nombre Dr de bits codés devant être émis est déterminé par :

où Mi indique un entier correspondant à une technique de modulation lors d'une émission initiale et Mr indique un entier correspondant à une technique de modulation lors

d'une ré-émission, Ni indique le nombre de codes disponibles pour une émission initiale, Nr indique le nombre de codes disponibles pour une ré-émission et Di désigne le nombre de bits codés transmis lors d'une émission initiale.

22. Appareil selon la revendication 21, caractérisé en ce que la technique de modulation spécifique comprend une modulation d'amplitude en quadrature d'ordre 64 (64QAM), une modulation d'amplitude en quadrature d'ordre 16 (16QAM), et une modulation de phase à quatre états (QPSK), et l'entier Mi ou Mr devient 64 pour la technique 64QAM, 16 pour la technique 16QAM et 4 pour la technique QPSK.

23. Appareil selon la revendication 19, caractérisé en ce que le sélecteur sélectionne en premier les bits systématiques entrelacés lors de la sélection d'un nombre de bits systématiques et de bits de parité entrelacés égal au nombre déterminé de bits codés.

24. Appareil selon la revendication 19, caractérisé en ce que le sélecteur sélectionne en premier des bits systématiques et des bits de parité non émis précédemment lors de la sélection d'un nombre de bits systématiques et de bits de parité entrelacés égal au nombre déterminé de bits codés.

25. Procédé pour la réception par un récepteur de données ré-émises depuis un émetteur dans un système de communications du service mobile qui sépare les bits codés délivrés en sortie d'un codeur à un taux de codage donné en bits codés à priorité supérieure et des bits codés à priorité inférieure, et transmet de l'émetteur au récepteur un train de symboles obtenus en appliquant des symboles aux bits codés à priorité supérieure et aux bits codés à priorité inférieure par une technique de modulation spécifique, avec au moins un code orthogonal disponible, le procédé étant caractérisé en ce qu'il comprend les étapes qui consistent :

à déterminer des codes orthogonaux disponibles pour une ré-émission ; à désétaler les données reçues avec les codes orthogonaux disponibles déterminés et à délivrer en sortie un train de symboles modulés ; à démoduler le train de symboles modulés par une technique de modulation correspondant à la technique de modulation spécifique, et à délivrer en sortie les bits codés ; à séparer les bits codés en bits codés à priorité supérieure et en bits codés à priorité inférieure et à combiner les bits codés séparés avec au moins un des bits codés précédemment reçus ; et à désentrelacer séparément les bits codés combinés à priorité supérieure et les bits codés combinés à priorité inférieure, et à décoder par canal les bits codés désentrelacés.

26. Appareil pour la réception par un récepteur de données ré-émises depuis un émetteur dans un système de communications du service mobile qui sépare des bits codés délivrés en sortie d'un codeur à un taux de codage donné en bits codés à priorité supérieure et des bits codés à priorité inférieure, et transmet de l'émetteur au récepteur un train de symboles obtenus par une application de symboles de bits codés à priorité supérieure et de bits codés à priorité inférieure avec une technique de modulation spécifique, avec au moins un code orthogonal disponible, l'appareil étant caractérisé en ce qu'il comporte : un dispositif de désétalement (812) destiné à désétaler les données reçues avec un nombre de codes orthogonaux disponibles égal à un nombre de codes orthogonaux disponibles utilisés pendant une ré-émission, et à délivrer en sortie un train de symboles modulés ;

un démodulateur (814) destiné à démoduler le train de symboles modulés par une technique de démodulation correspondant à la technique de démodulation spécifique ; un dispositif (816) de combinaison sélective de paquets destiné à séparer les bits codés en bits codés à priorité supérieure et en bits codés à priorité inférieure, et à combiner les bits codés séparés avec au moins un des bits codés précédemment reçus ; un dispositif de désentrelacement (810) destiné à désentrelacer séparément les bits codés combinés à priorité supérieure et les bits codés combinés à priorité inférieure ; et un décodeur de canal (824) destiné à décoder par canal les bits codés désentrelacés à priorité supérieure et les bits codés désentrelacés à priorité inférieure.

27. Procédé pour la ré-émission de bits codés par un émetteur en réponse à une demande de ré-émission provenant d'un récepteur dans un système de communications du service mobile qui sépare des bits codés délivrés en sortie d'un codeur à un taux de codage donné en bits codés à priorité supérieure et en bits codés à priorité inférieure, et transmet de l'émetteur au récepteur un train de symboles obtenus en appliquant des symboles aux bits codés à priorité supérieure et aux bits codés à priorité inférieure par une technique de modulation spécifique, avec au moins un code orthogonal disponible, le procédé étant caractérisé en ce qu'il comprend les étapes qui consistent : à déterminer, à la suite de la réception d'une demande de ré-émission en réponse à un nombre prédéterminé d'essais de ré-émission, une technique de modulation avec un ordre de modulation inférieur d'un pas à une technique de modulation Mi lors d'une émission initiale en tant que technique de modulation Mr devant être utilisée lors d'une ré-émission, si le nombre Nr de codes orthogonaux disponibles pour une ré-émission est supérieur ou égal au

où mk=log2Mk, mi=log2Mi et R est un entier ; et à moduler au moins un des bits codés par la technique de modulation déterminée Mr et à ré-émettre les bits codés modulés, si le nombre Nr de codes orthogonaux disponibles pour une ré-émission est approprié.

nombre Ni de codes orthogonaux disponibles pour l'émission initiale et si un état de canal lors d'une ré-émission est pire qu'un état de canal lors d'un ré-émission ; à déterminer une technique de modulation avec un ordre de modulation supérieur d'un pas à l'ordre de modulation Mi lors d'une émission initiale en tant que technique de modulation Mr devant être utilisée pendant une ré-émission, si le nombre Nr de codes orthogonaux disponibles pour une ré-émission est inférieur au nombre Ni de codes orthogonaux disponibles pour l'émission initiale et si un état de canal à une ré-émission est meilleur qu'un état de canal à une ré-émission ; à déterminer si le nombre Nr de codes orthogonaux disponibles pour une ré-émission est approprié, en applicant la technique de modulation déterminée Mr à l'équation suivante :