JP2004535137A - 伝送処理率の改善のためのデータ通信システムの逆方向送信装置及び方法 - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】
本発明は、データ通信システムにおいてデータを送信するための装置及び方法に関し、特に、高速データ伝送のためのデータ通信システムにおいて逆方向データを送信するための装置及び方法に関する。
【背景技術】
【0002】
一般的に、デジタル通信システムで高速データ伝送が要求される場合、伝送効率、または、伝送処理率(transmission throughput: 以下、処理率と称する)を増加させるために複合再伝送方式(HARQ: Hybrid Automatic Repeat Request)が使用される。前記複合再伝送方式とは、エラー検出符号のみを使用する再伝送方式(ARQ)に比べて、送信器がエラー検出符号及びエラー訂正符号を共に使用する方式であり、受信器がエラー訂正及びエラー検出を同時に遂行することによって、システムの処理率が増加する。前記HARQを使用する理由は、以下のようである。
【0003】
第1に、前記HARQは、システム設計時に定義された基準チャネル状況(または、基準チャネル状態)が時間の経過につれて変化する場合に使用される。この場合、受信器によって検出される受信チャネル状態と前記基準チャネル状態との差であるチャネル状態情報(CSI: Channel Status Indicator)が受信器から送信器に正確にフィードバック(Feedback)されることが難しい。例えば、CSIの変化率がフィードバック率(Feedback rate)より高い場合、または、サービス品質フィードバックチャネル(Quality Feedback channel)が設定されることが難しい場合に、HARQが使用される。この場合、適したエラー訂正符号を使用することによってチャネル状態の変化に受信器が対応できるようになることがHARQの基本目的である。勿論、前記HARQを使用する場合、エラー訂正符号の符号率に従って処理率の増減が決定される。従って、前記符号率を決定する方法が重要な変数になる。
【0004】
第2に、HARQを使用するまた他の理由は、信号対雑音比(S/N: Signal-to-Noise)の動的領域(Dynamic range)の大きいチャネル環境において平均処理率(Average throughput)を増加させるためである。つまり、システム設計時に定義された基準チャネル状態が時間の経過に従って変化する場合、受信器によって検出される受信チャネル状態と基準チャネル状態との差を示すチャネル状態情報(CSI)が受信器から送信器にフィードバックされることができる。しかしながら、前記基準チャネル状態に基づいて設計された符号化パラメータ(Coding parameter)の動的領域がS/N動的領域より小さい場合、HARQを使用して再伝送を要請することができる。しかしながら、前記基準チャネル状態に基づいて設計された符号化パラメータの動的領域がS/N動的領域より大きい場合、前記HARQを使用する必要はない。
【0005】
第3に、一般的に、チャネル状態が前記基準チャネル状態とあまり違っていない静的チャネル(Static channel)の環境においても、パルス雑音(Pulse noise)、使用者干渉(user interference)、パケット衝突(packet congestion)、ショット雑音(shot noise)、スイッチングエラー(switching error)、ミッシング(missing)などのランダムエラーによって発生するパケット損失(packet loss)を防止するために、前記HARQが使用される。例えば、高速有線データネットワークにおいて前記パケット損失を防止するためにHARQが使用される。この場合、大部分は処理率を増加させるために高い符号率を有するエラー訂正符号が使用される。
【0006】
前記HARQは、初期伝送と再伝送との間にシンボル結合(Symbol Combining)を使用する方式と、前記シンボル結合を使用しない方式に区別される。前者のシンボル結合を使用する方式が後者のシンボル結合を使用しない方式より優れた性能を有する。さらに、前記シンボル結合方式には、硬性結合(hard combining)と軟性結合(soft combining)方式がある。前記軟性シンボル結合が硬性シンボル結合より性能面で優れている。従って、一般的に、軟性シンボル結合を使用するHARQ方式が最高の性能を提供すると知られている。前記軟性シンボル結合を使用するHARQ方式には様々な技術があるが、代表的に追跡結合(Chase combining)方式とリダンダンシー増加(IR: incremental redundancy)方式に区分される。前記追跡結合方式とリダンダンシー増加方式の特徴及び運用方法は公知の事項であるので、具体的な説明はしない。以下、前記軟性シンボル結合方式の特徴を説明する。
【0007】
前記シンボル軟性結合(Soft Combining)方式を使用しないチャネルにおいて、前記HARQを使用するとしても、チャネル伝送のために使用される符号の符号率が同一で、チャネル状態(例:信号対雑音比(SNR:Signal-to-Noise Ratio))も同一であると仮定すると、初期伝送のフレームエラー率(FER: Frame Error Rate)と再伝送時のFERには変化がない。しかしながら、シンボル軟性結合を使用するHARQは、軟性結合利得(Soft combining gain)によって、チャネル状態、つまり、SNRが再伝送回数に比例して増加し、その結果、再伝送の回数の増加につれてFERが減少するようになる。
【0008】
前記HARQを使用する送信器は、受信器から伝達される1ビットの情報(ACK/NAK)から良好な状態と不良の状態の2つの状態のみを認知する。前記“良好な状態(good condition)”は、データ伝送チャネルが前記基準チャネル状態より良いチャネル状態を有することを示し、前記“不良の状態(bad condition)”は、前記データ伝送チャネルが前記基準チャネル状態より悪いチャネル状態を有することを示す。従って、HARQ方式のシステムにおいては、2進(Binary)チャネル状態インジケータを使用して、前記チャネル環境が良好であるか不良であるかを判断する。前記チャネル環境が悪い場合、前記HARQシステムは、システム設計時に決定された追跡結合方式またはリダンダンシー増加方式によってシンボルを再伝送する。このような処理は、任意の量だけの有効(Effective)SNR、つまり、最終的に受信器の復号器に入力されるシンボルのSNRを増加させることと同一であり、さらに、再伝送によって送信器が人為的に伝送チャネル状態を良好な状態に転換することと同一である。従って、シンボル軟性結合を使用するHARQのFERは、再伝送回数に比例して減少する。
前記HARQを使用する従来の技術の例としては、図1乃至図3に示す、現在次世代移動通信標準として論議中である3GPP2(3rd Generation Partnership Project 2)1xEV−DV(Evolution-Data and Voice)システムがある。
【0009】
図1乃至図3は、従来技術による1xEV−DVシステムの逆方向チャネル構造(Reverse Channel Structure)を示す図である。図1及び図2は、3GPP2 1xEV−DVシステムにおいて使用される逆方向チャネルのうち1つである逆方向付加チャネル(R−SCH: Reverse-Supplemental Channel)を送信する送信器構造を示す。図1及び図2に示すように、前記逆方向付加チャネルは、第1逆方向付加チャネル(R−SCH1)と第2逆方向付加チャネル(R−SCH2)を含む。前記R−SCH1及び前記R−SCH2は、構造的に同一の機能ブロックを有する。図3は、R−SCH1及びR−SCH2の信号に対して変調(modulation)、直交関数拡散(orthogonal function spreading)及びPN拡散(PN spreading)などを遂行する構成を示す。図1及び図2に示すように、前記送信器は、それぞれのデータ伝送率に応じて異なるエラー訂正符号(例: Turbo codes)とエラー検出符号(例: CRC(Cyclic Redundancy Check))を使用する。図3に示すように、それぞれのチャネル信号は、相対的な利得(Relative Gain)によって制御された後、符号分割多重化(code division multiplexing)されて伝送される。図1乃至図3に示すように構成されるチャネル送信器は、複数のデータ伝送率のうち上位階層によって決定される1つのデータ伝送率を選択し、前記選択されたデータ伝送率によるブロックサイズを有する入力データをエラー検出符号器(例: 16ビットCRC符号器)に入力する。前記エラー検出符号器から出力されるデータは、ターボ符号のための終端ビット(Termination bits)である6ビットのテールビット(Tail bits)及び前記入力データに付加された2ビットの余分のビットを有する。ターボ符号器は、前記付加されたデータをターボ符号化する。前記ターボ符号化された符号語シンボルの列(stream)は、伝送シンボルレートとの整合のためにシンボル反復(symbol repetition)、チャネルインターリービング(Channel interleaving)、切断(Truncation)、シンボル反復(symbol repetition)される。前記伝送シンボルレートと整合されたシンボルの列は、相対的な利得とかけられた後、変調、直交関数拡散及びPN拡散されて送信される。
【0010】
図1乃至図3に示す3GPP2 1xEV−DVの逆方向チャネル構造は、以下のような問題点を有する。
(問題点1)
既存のチャネル構造は、それぞれの伝送率によって決定される符号率のエラー訂正符号を使用し、追跡結合(Chase combining)方式及びリダンダンシー増加(IR)方式のように物理チャネル(Physical channel)における軟性結合(soft combining)を使用するHARQ方式を支援しない。つまり、既存のチャネル構造は、それぞれの伝送率によって一定の符号率及び一定の伝送電力利得を使用して常に一定のFERを有するように設計された。前記既存のチャネル構造は、基本設計時の目標(Target)FERから外れるチャネル状態を逆方向電力制御(RCPC: Reverse Channel Power Control)方式によって補完するように設計され、前記RCPCによって周期(例: 1.25msec)毎に基準チャネル状態からの変化を制御するように設計された。例えば、1xEV−DV標準の逆方向チャネル符号化パラメータ(Reverse Channel Coding Parameter)は、符号化を通して補完できるSNR領域を維持するために、設計されたSNR領域と実際チャネルのSNR領域との間に電力制御(power control)を使用する。前記電力制御は、チャネルの動的領域をある程度補正し、前記補正された動的領域が符号化の動的領域に含まれるようにする。しかしながら、このような構造においても、前記電力制御がその役割を十分に果たすことができない場合は、前記システムは、処理率を増加させるために前記HARQのような他の手段の使用を考慮すべきである。
【0011】
例えば、逆方向リンク電力制御(RLPC: Reverse Link Power Control)の動的領域は約30dBであり、20msecフレーム(frame)における前記動的領域は、+15dB〜−15dBである。従って、実際に、20msec逆方向チャネルフレーム(Reverse Channel frame)において前記RLPCによって提供される伝送S/Nの制御範囲は限定的である。つまり、前記RLPCによって提供されるSNR制御範囲は、データ伝送率(data rate)に依存する。例えば、9.6kbpsのデータ伝送率では十分約30dBの動的領域を利用することができが、前記動的領域は、1Mbpsのデータ伝送率では多様な理由によって減少されるので、受信性能を保障することが難しくなる。従って、前記HARQを使用することによってこのような問題点を補完する必要がある。
【0012】
(問題点2)
現在のエラー符号訂正方式であるターボ符号器化、シンボル反復、チャネルインターリービング、シンボル反復及び除去(pruning)の直列構造は、リダンダンシー増加方式を支援するに適した方式でない。つまり、この構造は、それぞれの再伝送において異なる穿孔パターン(Puncturing pattern)を使用する問題点、及び1024kbpsでチャネルインターリービングの後に除去を使用することで、前記ターボ符号の性能が低下する問題点がある。さらに、軟性結合による符号結合利得(code combining gain)が最適になるようにリダンダンシーパターン(redundancy pattern)を決定するという問題点もある。また、逆方向付加チャネルにおいてデータ伝送率によって追跡結合(Chase combining)及びリダンダンシー増加方式を両方とも使用するとしても、前記構造は、それぞれのリダンダンシーパターンをどのように決定するかという問題点も有する。
【0013】
(問題点3)
前記逆方向チャネルは伝送率間の差が非常に大きいので、各使用者の処理率をSNRの変化に基づいて計算すると、段階別に変化(step-wise)する可能性が高い。これは、処理率の損失を意味する。処理率を最適化するためには、この部分を線形に維持することが望ましい。前記処理率の損失を低減するためには、多様な符号率を使用するリダンダンシー増加方式のHARQを使用してそれぞれの伝送率による処理率曲線(throughput curve)間のギャップを最小化することができる。しかしながら、現在のように伝送率によって固定された符号率及び穿孔パターン(puncturing pattern)では、この方法を使用することができない。
【0014】
(問題点4)
現在1xEV−DV標準の逆方向チャネル(Reverse Channel)構造は、以下のような問題点を有する。1xEV−DVチャネル構造の母体であるCDMA2000(Code Division Multiple Access 2000)逆方向チャネルにおいて、最大伝送率は307.2kbpsに制限されて設計され、実際環境において測定されたデータによっても、前記逆方向付加チャネルの最大伝送率が307.2kbpsで飽和されると知られている。このような状況で、類似したチャネル環境において使用されると思われる1xEV−DVは307.2kbps、614.4kbps、1024kbpsの目標FERを満足するために、伝送電力を増加させるべきである。しかしながら、前記逆方向チャネルにおいて端末機の伝送電力が増加すると、単一または少数の使用者が同一のセルに存在する場合を除いては、他の端末機の伝送電力を含む全体伝送電力が増加する。これは、基地局制御器(BSC)の立場から前記逆方向チャネルを通して受信される干渉電力(Interference power level)が増加することを意味する。従って、軟性結合(Soft combining)を使用するHARQを使用することによって、伝送遅延があっても再伝送によってFERを低下させる方式が要求される。勿論、この方法は、回線モード(Circuit mode)のように早いサービス時間(service time constraint)を有する場合には適しない。しかしながら、良好なチャネル状態が一回だけでも存在する場合、全体平均処理率は増加する。従って、高速データ伝送率(High data rate)に対して軟性結合を使用するHARQ方式が要求されているが、現在のシステムは、このHARQ方式を支援しない。以下、この問題点を具体的に説明する。
【0015】
現在、1xEV−DV逆方向チャネルのR−SCHにおいては、表1に示すように、各データ伝送率に従って符号率(code rate)及び入力ブロックサイズ(input block size)が決定される。前記逆方向チャネルの場合においては、各使用者がトラヒック(traffic)を伝送する時点が分からないので、平均的に、同一のセルを使用する使用者の数だけ常にトラヒックチャネル使用者が存在すると仮定することが望ましい。これは、前記逆方向チャネルにおいて常に平均的なROT(Rise of Thermal)が存在することを意味する。勿論、最大伝送率または瞬間最大伝送率は、少数の使用者が存在する環境において基地局の近くに端末が位置する場合のように、チャネル状況が良好である場合に使用されることができる。しかしながら、大部分の場合は、平均的なROTが存在すると仮定することが実質的なシステムの設計において考慮される。実際測定されたデータによると、cdma2000 1xシステムの逆方向チャネルにおいて1人の使用者のみが存在する場合、前記システムは、回線モードにおいて最大307.2kbpsのデータ伝送率でサービスを支援することができるが、307.2kbps以上のデータ伝送率でサービスを支援することはできない。これは、少数の逆方向基本チャネル(R−FCH: Reverse Fundamental Channel)使用者が存在するとしても、前記システムが307.2kbpsでサービスを支援することができないことを意味する。従って、高速データ伝送率を使用する端末機であっても制限的な伝送電力でデータを伝送する。従って、この問題点を解決するためには、再伝送による軟性結合に基づいて再伝送電力を集めることによって目標FERを計算することが望ましい。このような仮定下で、表1を参照して現在逆方向リンクチャネルパラメータについて説明する。
【0016】
【表1】
【0017】
表1は、フレーム長さが20msecであり、1024.4kbpsの有効符号率が5/9であるという仮定において、逆方向チャネルのデータ伝送率を示す。153.6kbpsのデータ伝送率がサービスされると仮定する場合、その他の高速データ伝送率(high data rate)に対して平均的に要求される電力増加(power increase)(または、伝送シンボルエネルギーEs)を計算すると、下記のようになる。例えば、307.2kbpsのデータ伝送率の場合、符号率がR=1/4からR=1/2に増加するにつれて、前記伝送率が2倍増加するので、+3dBのEs増加が要求される。従って、153.6kbpsのデータ伝送率と同一の信号品質(signal quality)を維持するためには、約+3dBのEsの増加が要求される。勿論、ターボインターリービング利得(turbo interleaving gain)が前記入力データのブロックサイズに従って増加するので、前記要求される電力増加分がこれより小さくなる可能性もある。しかしながら、前記符号率の増加による符号化利得(coding gain)損失があるので、その差はあまり大きくない。614.4kbpsのデータ伝送率の場合、前記同一の符号率R=1/2で前記データ伝送率が2倍増加したので、307.2kbpsのデータ伝送率に比べて+3dBだけのEsの増加が要求され、153.6kbpsのデータ伝送率に比べて平均+6dBのEs増加が要求される。1024.4kbpsの場合は、同一の符号率で前記伝送率がさらに2倍増加したので、153.6kbpsに比べて平均+9dBだけEsの増加が要求される。つまり、前記要請される再伝送の平均回数は表2のようである。
【0018】
【表2】
【0019】
表2は、フレーム長さが20msecであり、平均再伝送回数をカウントするために追跡結合方式が使用されたことを仮定した場合、逆方向チャネルのデータ伝送率及び要求される伝送シンボルエネルギーを示す。1024.4kbpsのデータ伝送率の場合、平均的に4回の再伝送が発生することができる。勿論、単一使用者のみが前記逆方向チャネルを使用する場合のように良好なチャネル環境において、最初の伝送で伝送が成功することもできる。従って、再伝送が平均的に4回発生する時、伝送遅延(transmission delay)を最初化するために、R=1/2 符号語(codeword)が4回以上繰り返して伝送される。従って、この場合、リダンダンシー増加方式が最も効率的な方法として考慮される。しかしながら、チャネル状態がこのチャネルより少し良好である場合、R=1/2の符号率を使用する必要がないので、高い符号率の符号を使用することが望ましい。勿論、基地局制御器(BSC: Base Station Controller)は、スケジューリング(Scheduling)によって可能の伝送率を選択することができ、前記選択された伝送率を前記端末機に割り当てることによって処理率(throughput)を増加させることができる。
【0020】
(問題点5)
迅速な応答のために、つまり、ラウンドトリップ遅延(Round Trip Delay)を低減するために、前記軟性結合は物理チャネルにおいて遂行されるべきである。しかしながら、現在の逆方向チャネル構造において、伝送物理チャネルフレームにエラーが発生する時、前記物理階層は、再伝送を要請することができなく、ただエラーの発生のみを上位階層に通知する。その後、前記上位階層は、前記上位階層によって定義された伝送においてエラーが発生するか否かを判断し、エラーが検出されると、全体フレームに対して再伝送を要請する。このような動作のために使用される“無線リンクプロトコル(RLP: Radio Link Protocol)NAK方式は、大きな時間遅延を発生させる。高速データ処理のために、前記物理階層において迅速なACK/NAKの処理が遂行される物理チャネルHARQが要求される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【0021】
従って、本発明の目的は、高速データ伝送のためのデータ通信システムにおいて、伝送処理率を増加させるためにHARQを使用して逆方向データを送信する装置及び方法を提供することにある。
本発明の他の目的は、データ通信システムにおいて、初期伝送及び再伝送の時に使用されるリダンダンシーパターンを決定するための装置及び方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0022】
このような目的を達成するための本発明の第1特徴は、入力情報ビットを予め決定された符号化率で準補完ターボ符号(QCTC)によって符号化して符号語シンボルを発生し、前記発生された符号語シンボルを伝送する方法を提供する。前記方法は、データ伝送率によって決定されたサブパケットの長さで前記発生された符号語シンボルを伝送するために、前記発生された符号語シンボルの一部または全部に対応する予め決定されたパターンのうちいずれか1つのパターンを選択する過程と、前記データ伝送率、前記サブパケットの長さ及び前記パターンを所定の情報に予めマッピングしたテーブルから前記データ伝送率、前記サブパケットの長さ及び前記選択されたパターンに対応する情報を読み取る過程と、前記読み取られた情報及び前記選択されたパターンによって前記発生された符号語シンボルを伝送する過程と、を含む。
【0023】
このような目的を達成するための本発明の第2特徴は、入力情報ビットを予め決定された符号化率で準補完ターボ符号(QCTC)によって符号化して符号語シンボルを発生し、前記発生された符号語シンボルを伝送する装置における前記符号語シンボルの選択方法を提供する。前記方法は、初期伝送時、前記発生された符号語のうち1番目のシンボルから、データ伝送率によって決定された符号化率による長さの分だけの符号語シンボルを選択する過程と、再伝送時、初期選択された符号語シンボルのうち初期シンボルから、前記符号語シンボルの1/2を選択する過程と、を含む。
【0024】
このような目的を達成するための本発明の第3特徴は、入力情報ビットを予め決定された符号化率で準補完ターボ符号(QCTC)によって符号化して符号語シンボルを発生し、前記発生された符号語シンボルを伝送する装置を提供する。前記装置は、データ伝送率によって決定されたパケットの長さで前記発生された符号語シンボルを伝送するために、前記発生された符号語シンボルの一部または全部に対応する予め決定されたパターンのうち1つのパターンを選択し、前記データ伝送率、前記パケットの長さ及び前記パターンを所定の情報に予めマッピングされたテーブルから前記データ伝送率、前記パケットの長さ及び選択されたパターンに対応する情報を選択し、前記選択されたパターンによる符号語シンボルを選択して出力する選択部と、前記選択されたパターンによるシンボルを前記データ伝送率によって決定された回数だけ反復して出力するシンボル反復器と、を含む。
【0025】
このような目的を達成するための本発明の第4特徴は、入力情報ビットを予め決定された符号化率で準補完ターボ符号(QCTC)によって符号化して符号語シンボルを発生し、前記発生された符号語シンボルを伝送する装置を提供する。前記装置は、前記符号語シンボルをインターリービングするインターリーバと、データ伝送率によって決定されたサブパケットの長さで前記発生された符号語シンボルを伝送するために、前記発生された符号語シンボルの一部または全部に対応する予め決定されたパターンのうち1つのパターンを選択し、前記データ伝送率、前記サブパケットの長さ及び前記パターンを所定の情報に予めマッピングしたテーブルから前記データ伝送率、前記サブパケットの長さ及び選択されたパターンに対応する情報を選択し、前記選択されたパターンによる符号語シンボルを選択して出力する選択部と、を含む。
【発明の効果】
【0026】
前述してきたように、本発明は、1xEV−DVデータ通信システムにおいて伝送処理率を増加させるためにHARQを使用してフレームを伝送する方式及びそれによるチャネル構造を提案する。本発明による方法は、HARQのための符号器に対して準補完符号(QCTC)を使用し、追跡結合方式及びリダンダンシー増加方式を選択的に使用してフレームを伝送することによって、伝送処理率を増加させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【0027】
以下、本発明に従う好適な実施形態について添付図を参照しつつ詳細に説明する。下記の説明において、本発明の要旨のみを明確にする目的で、関連した公知機能または構成に関する具体的な説明は省略する。
以下の説明において、本発明によるデジタル通信システムは、高速データ伝送の場合に伝送処理率(transmission throughput: 以下、処理率と称する)を増加させるために複合再伝送方式(Hybrid Automatic Repeat Request: HARQ)を使用する。本発明において、前記HARQは、チャネル状態の変化が大きくないが、伝送チャネルの伝送電力が相対的に小さいか、それとも上限が伝送率によって制限または制御される特徴を有するチャネルに適用される例として説明される。このチャネルは、3GPP2において論議されている1xEV−DVシステムの逆方向チャネルを含む。つまり、本発明は、1xEV−DVシステムのようなデータ通信システムに前記HARQを適用し、前記HARQが適用された新しい逆方向チャネル構造を提供する。
【0028】
本発明は、高速データ伝送のための1xEV−DVデータ通信システムにおいて、伝送処理率を増加させるためにHARQを使用してフレームを伝送する方式及びそれによるチャネル構造を提供する。本発明は、前記HARQのために準補完ターボ符号(QCTC: Quasi-Complementary Turbo Codes)を使用し、データ伝送率によって追跡結合方式及びリダンダンシー増加方式を選択的に使用して前記フレームを伝送することによって、前記伝送処理率を増加させることが可能である。
【0029】
本発明によるチャネル構造は、BPSK(Binary phase shift keying)、QPSK(Quadrature phase shift keying)、8−PSK(8-ary phase shift keying)のような高次変調方式(High level modulation)を使用する。高速データのHARQのための符号器は前記QCTCを使用する。前記QCTCの技術的な背景及び及び方式に関しては、同一発明者による大韓民国特許出願第2000−62151号(2000年10月21日)の“通信システムにおける符号生成装置及び方法”に予め開示されている。従って、前記QCTCに関する具体的な説明は省略する。
【0030】
本発明においては、追跡結合(Chase Combining)を使用するHARQ方式及びリダンダンシー増加(Incremental Redundancy)を使用するHARQ方式を共に使用する軟性結合(soft combining)を使用するHARQを使用する。以下の説明において、本発明は、伝送しようとする伝送率によって2つの方式のうちいずれか1つの方式を使用する具体的な構造を提供する。例えば、153.6kbps以下の低速伝送率においては追跡結合方式を使用する。低速伝送率において符号率Rは1/4であるので、前記リダンダンシー増加方式によって得られる利得が前記追跡結合方式によって得られる利得より小さい。さらに、実際フィールドにおいてcdma2000 1xシステムによって提供される伝送率が307.2kbpsより小さいので、伝送率が153.6kbpsより小さい場合は、前記追跡結合方式を使用して一回の再伝送によって+3dBだけを増加させることによって、シグナリング(signaling)の負担(Overhead)及び再伝送回数を低減することができる。反対に、153.6kbpsより大きい高速伝送率においてはリダンダンシー増加方式を使用する。前記リダンダンシー増加方式を使用するためにシグナリングチャネルが備わると、低速伝送率であっても前記リダンダンシー増加方式を使用することができる。例えば、307.2kbpsの場合、符号率Rが1/2であるので、前記リダンダンシー増加方式を使用する。さらに、受信器が前記リダンダンシー増加方式のためのバッファメモリ及び逆方向チャネル、順方向チャネルに関連したシグナリングチャネル(signaling Channel)を含むので、153.6kbps以下であっても前記リダンダンシー増加方式を使用することができる。従って、低速伝送率において、追跡結合方式及びダンダンシー増加方式を考慮して選択的に使用する。追跡結合方式とリダンダンシー増加方式との間の転換は、前記QCTCを使用して容易に具現されることができる。これは、下記に具体的に説明される。さらに、高速伝送率においてリダンダンシー増加方式を使用する場合、再伝送の最大回数は、前記伝送率によってシステムの運用時に決定され、4回またはそれ以上になることができる。前記再伝送の最大回数は、本発明の思想から外れない範囲内で制限されずに決定されることができる。
【0031】
以下、本発明が軟性結合及びQCTCを使用する逆方向チャネル構造を提供することを説明する。次に、本発明による逆方向チャネル構造において、フレーム伝送動作、つまり、初期伝送及び再伝送動作を説明する。前記初期伝送及び再伝送動作は、高速データ伝送率の場合は、リダンダンシー増加方式において遂行され、低速データ伝送率の場合は、リダンダンシー増加方式または追跡結合方式において遂行される。
【0032】
本発明の実施形態による逆方向チャネル構造及びフレーム伝送方式を具体的に説明する前に、従来技術による逆方向チャネル構造に関して説明する。
図1及び図2を参照すると、現在3GPP2 1xEV−DVシステムの逆方向チャネルは、ターボ符号化(turbo coding)、シンボル反復(symbol repetition)、チャネルインターリービング(channel interleaving)、シンボル反復(symbol repetition)、除去(pruning)のような直列構造を有する。前記直列構造は、リダンダンシー増加方式を支援するに適しない方式である。つまり、前記構造は、各再伝送において異なる穿孔パターン(Puncturing pattern)を使用するという問題があり、1024kbpsにおいてチャネルインターリービング(channel interleaving)の以後に除去(pruning)を使用するので、ターボ符号の性能が低下するという短所がある。さらに、前記構造は、前記軟性結合によって符号結合利得(code combining gain)を最適化するためにリダンダンシーパターンを決定するという問題点もある。また、逆方向付加チャネルにおいてデータ伝送率によって追跡結合方式及びリダンダンシー増加方式を共に使用する時、前記構造は、リダンダンシーパターンをどのように決定するかという問題点を有する。このような問題点を解決するために、本発明は、以下のような方式において逆方向チャネル構造を変更する。
【0033】
●既存のR=1/4ターボ符号器は、R=1/5ターボ符号器に変更される。これは、リダンダンシー増加HARQ方式において符号結合利得を最適化するためのである。
●QCTCは、リダンダンシー増加方式において使用される符号率に対応される多様なリダンダンシーパターンを容易に生成する方式、及び前記リダンダンシーパターンの最適化(optimality)、つまり、最大符号利得(coding gain)のために使用される。
●QCTCは、リダンダンシー増加方式において使用される前記符号率に対応する多様なリダンダンシーパターンを軟性結合、つまり、符号結合する場合、結合された符号の最適化、つまり、最大符号利得(coding gain)のために使用される。
【0034】
●リダンダンシー増加方式において、初期伝送に比べて再伝送のフレーム長さ、つまり、符号長さが異なる場合、対応するチャネルインターリーバがそれぞれ定義されるべきであり、このような構造は、逆方向チャネルにおいて適した構造でない。従って、このようなチャネルインターリービングをリダンダンシーパターンの選択(redundancy pattern selection)の前に処理する。QCTCにおいて、チャネルインターリービングブロックは、QCTC符号生成部に含まれる。従って、R=1/5のQCTC符号語を使用して任意のリダンダンシーパターンを生成することができるので、別途のチャネルインターリービングを必要としない。
【0035】
●チャネルインターリービングの以後に除去(pruning)が使用される場合、ターボ符号のシステムシンボル(systematic symbol)の非穿孔(non puncturing)を保障することは非常に難しい。前記システムシンボルが穿孔されると、高速伝送率に対するターボ符号の性能は非常に低下する。この問題を解決するために、前記QCTCが使用され、QCTCシンボル選択(symbol selection)のために使用される初期伝送シンボル及び最後の伝送シンボルを制御することによって、前記システムシンボルの穿孔問題を解決し、容易にリダンダンシーパターンを決定することができる。
【0036】
A.逆方向チャネル構造
図4乃至図7は、本発明の実施形態による逆方向チャネル送信器構造を示す図である。このような構造は、1xEV−DVデータ通信システムの逆方向付加チャネル(R−SCH: Reverse Supplemental Channel)に適用される。前記1xEV−DVシステムにおいて、前記逆方向付加チャネルは、第1逆方向付加チャネル(R−SCH1)と第2逆方向付加チャネル(R−SCH2)に区分される。図4は、本発明の一実施形態によるR−SCH1の送信器構造を示す図であり、図5は、本発明の一実施形態によるR−SCH2の送信器構造を示す図である。図6は、本発明の他の実施形態によるR−SCH1の送信器構造を示す図であり、図7は、本発明の他の実施形態によるR−SCH2の送信器構造を示す図である。図4及び図5に示すR−SCH送信器は、相互同一の構造を有し、ただ参照符号のみが異なる。さらに、図6及び図7に示す送信器も、同一の構造を有し、ただ参照符号のみが異なる。従って、以下、相違なる実施形態によるR−SCH送信器の構造は、図4及び図6のみを参照して説明する。
【0037】
図4を参照すると、本発明の一実施形態によるR−SCH送信器は、CRC付加部102、テールビット付加部104、ターボ符号器106、QCTC選択部108、シンボル反復器110、複数の高次変調器112、116、120、126、132、及び複数の乗算器114、118、122、124、128、130、134、136を含む。前記CRC(Cyclic Redundancy Code)付加部102は、入力チャネルビットに16ビットのパケットCRCのようなエラー検出符号を付加する。前記テールビット付加部104は、前記CRC付加部102の出力に、ターボ符号に対する終端ビットとして6ビットのテール(tail)ビット及び余分の2ビットを付加する。前記ターボ符号器106は、前記テールビット付加部104の出力をターボ符号化し、符号語シンボルを発生する。前記ターボ符号器106は、符号率R=1/5のQCTCを使用して前記符号語シンボルを発生する。前記QCTC選択部108は、前記ターボ符号器106によって発生されたQCTCシンボルを選択する。前記シンボル反復器110は、前記QCTC選択部108によって選択されたQCTCシンボルを予め決定された因子(factor)によって反復する。
【0038】
複数の高次変調器は、BPSK(Binary Phase Shift Keying)変調器112、116、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)変調器120、126及び8−PSK(8-ary Phase Shift Keying)変調器132を含む。前記BPSK変調器112は、R−SCH1上の9.6kbps、19.2kbps、38.4kbpsまたは76.8kbpsの伝送率を有するデータを変調する。前記BPSK変調器116は、R−SCH1上の153.6kbpsまたは307.2kbpsの伝送率を有するデータを変調し、R−SCH2上の9.6kbps、19.2kbps、38.4kbpsまたは76.8kbpsの伝送率を有するデータを変調する。前記QPSK変調器120は、R−SCH1上の153.6kbpsまたは307.2kbpsの伝送率を有するデータを変調し、R−SCH2上の0kbps、153.6kbps、307.2kbps、614.4kbpsまたは1024kbpsの伝送率を有するデータを変調する。前記QPSK変調器126は、R−SCH1上の614.4kbpsの伝送率を有するデータを変調し、R−SCH2上の0kbps、9.6kbps、19.2kbps、38.4kbps、76.8kbps、153.6kbpsまたは307.2kbpsの伝送率を有するデータを変調する。前記8−PSK変調器132は、R−SCH1上の1024kbpsの伝送率を有するデータを変調し、R−SCH2上の0kbps、9.6kbps、19.2kbps、38.4kbps、76.8kbps、153.6kbpsまたは307.2kbpsの伝送率を有するデータを変調する。
【0039】
複数の乗算器は、乗算器114、118、122、124、128、130、134、136を含む。前記乗算器114は、前記変調器112の出力に予め設定された直交関数であるウォルシュ関数W2 4を乗算する。前記乗算器118は、前記変調器116の出力に予め設定された直交関数であるウォルシュ関数W1 2を乗算する。前記乗算器122は、前記変調器120の出力に予め設定された直交関数であるウォルシュ関数W2 4を乗算し、前記乗算器124は、前記変調器120の出力に予め設定された直交関数であるウォルシュ関数W2 4を乗算する。前記乗算器128は、前記変調器126の出力に予め設定された直交関数であるウォルシュ関数W1 2を乗算し、前記乗算器130は、前記変調器126の出力に予め設定された直交関数であるウォルシュ関数W1 2を乗算する。前記乗算器134は、前記変調器132の出力に予め設定された直交関数であるウォルシュ関数W1 2を乗算し、前記乗算器136は、前記変調器132の出力に予め設定された直交関数であるウォルシュ関数W1 2を乗算する。前記乗算器による乗算結果は、図3に示すように複数のチャネル信号に対して、多重化、擬似雑音(PN: Pseudo Noise)符号拡散、及び周波数帯域遷移を遂行する送信器に提供される。
【0040】
本発明の一実施形態によるR−SCH送信器のQCTC選択部108及びシンボル反復器110によってフレーム(サブパケット)を伝送する動作は、データ伝送率が高速であるか、それとも低速であるかによって異なって遂行される。低速のデータ伝送率である場合(例えば、153.6kbpsより小さいか、それとも同一である場合)、QCTC選択部108及びシンボル反復器110によってリダンダンシー増加方式または追跡結合方式に基づいたサブパケット伝送動作が遂行されることができる。反面、高速のデータ伝送率である場合(例えば、153.6kbpsより大きい場合)、前記QCTC選択部108及び前記シンボル反復器110によってリダンダンシー増加方式に基づいたサブパケット伝送動作が遂行されることができる。前記QCTC選択部108及び前記シンボル反復器110によってリダンダンシー増加方式によって前記サブパケットを伝送する動作は、後述される第1実施形態乃至第3実施形態を参照してより具体的に説明される。
【0041】
図6を参照すると、本発明の他の実施形態によるR−SCH送信器は、CRC付加部302、テールビット付加部304、ターボ符号器306、QCTCインターリーバ338、QCTC選択部308、複数の高次変調器312、316、320、326、332、及び複数の乗算器314、316、322、324、328、330、334、336を含む。図6のR−SCH送信器は、図4のR−SCH送信器とは異なって、ターボ符号器306とQCTC選択部308との間に接続されたQCTCインターリーバ338を含み、代わりにシンボル反復器を備えない。前記QCTCインターリーバ338は、前記ターボ符号器306によって符号化されたQCTC符号語シンボルをインターリーブし、前記インターリーブされたシンボルを前記QCTC選択部308に提供する。
【0042】
本発明の他の実施形態によるR−SCH送信器のQCTC選択部308によってフレーム(サブパケット)を伝送する動作は、データ伝送率が高速であるか、それとも低速であるかによって異なって遂行される。低速のデータ伝送率である場合(例えば、153.6kbpsより小さいか、それとも同一である場合)、前記QCTC選択部308によってリダンダンシー増加方式または追跡結合方式に基づいたサブパケット伝送動作が遂行されることができる。反面、高速のデータ伝送率である場合(例えば、153.6kbpsより大きい場合)、前記QCTC選択部308によってリダンダンシー増加方式に基づいたサブパケット伝送動作が遂行されることができる。前記QCTC選択部308によって初期のサブパケットを伝送する動作は、第4実施形態を参照して具体的に説明される。
【0043】
B.フレーム伝送
前述したようなチャネル構造において、フレーム(サブパケット)の初期伝送及び再伝送動作は、データ伝送率が高速である場合はリダンダンシー増加方式で遂行され、低速である場合はリダンダンシー増加方式または追跡結合方式で遂行される。つまり、前記リダンダンシー増加方式は、低速のデータ伝送率の場合も高速のデータ伝送率の場合もフレームを伝送することができる。低速のデータ伝送率の場合、前記フレーム伝送は、前述したように追跡結合方式によって遂行されることもできるということに注意すべきである。前記リダンダンシー増加方式によるフレーム伝送は、初期伝送及び再伝送時に使用されるリダンダンシーパターン(Redundancy pattern)を決定し、前記決定されたリダンダンシーパターンによってフレーム(または、サブパケット)を伝送することを意味し、これは、3つの異なる実施形態を参照して説明される。第1実施形態は、不連続伝送(DTX: Discrete Transmission)区間を使用してフレームを初期伝送及び再伝送する方法を提供する。第2実施形態は、シンボル反復によってフレームを初期伝送及び再伝送する方法を提供する。第3実施形態は、シンボル反復によってフレームを初期伝送及び再伝送する時、初期伝送と再伝送時とのフレームが同一の長さを使用する方法を提供する。第1実施形態乃至第3実施形態による動作は、図4及び図5に示すQCTC選択部108、208及びシンボル反復器110、210によって遂行される。前記追跡結合方式によるフレーム伝送は、第4実施形態を参照して説明される。第4実施形態による動作は、初期伝送の動作のみを参照して説明され、この動作は、図6及び図7に示すQCTC選択部308、408によって遂行される。
【0044】
下記の説明において、“SPID”は、サブパケットの識別子(Sub-packet ID)を意味し、“EP”は、符号化されたパケットを意味する。さらに、“Fs”は、QCTCによって伝送されるフレームの符号語シンボルのうち初期のシンボルを意味し、“Ls”は、最後のシンボルを意味する。従って、伝送しようとするフレームのシンボルの数がMであり、R=1/5符号のシンボルの数が5Lである場合、シンボル伝送は、5LのうちFsで開始してLsで終了する。Ls<Fsである場合、前記送信器は、R=1/5の全体QCTCシンボルである5L個のシンボルを、Fsから開始して、フレームの(シンボルの数/5L)より小さいか、それとも同一である整数分だけ反復して伝送し、残りの部分を継続してLsまで伝送する。このようなシンボル選択方式は、表3に示すQCTCシンボル選択アルゴリズム(Symbol Selection Algorithm)によって遂行される。
【0045】
【表3】
【0046】
実施形態1: Retransmission with DTX
図8は、本発明の第1実施形態による低速のデータ伝送率を有するサブパケット伝送動作のための低速のデータ伝送率(例えば、9.6kbps〜153.6kbps)におけるサブパケット構造及びSPIDマッピング関係を示す。ここで、符号率は、R=1/4である。
図8を参照すると、SPIDによって予め決定された符号語が使用される。前記SPIDは、任意の順序によって伝送されることができる。しかしながら、伝送率によって2つのSPIDマッピング(mapping)が使用される。前記パケットは、符号率がR=1/4である低速のデータ伝送率(例えば、9.6kbps乃至153.6kbps)でリダンダンシー増加方式において伝送される。例えば、初期伝送で、SPID=00であるR=1/4符号語(code word)が伝送される。再伝送が要求されると、SPID=01のR=1符号語が伝送される。別の再伝送が要求されると、SPID=01のR=1符号語が伝送されることもでき、SPID=10のR=1/2符号語が伝送されることもできる。次の再伝送が要求されると、SPID=11のR=1/2符号語が伝送されることができる。SPID=00の以後のSPIDの選択は、BTS(Base Station Transceiver System)によって報告されたC/I(Carrier-to-Interference)によって最適のSPIDが決定される。
【0047】
さらに、前記符号化シンボルの伝送は、望ましく2つの方法がある。第1方法は、初期伝送時にSPID=00を伝送し、1番目の再伝送時にSPID=01、2番目の再伝送時にSPID=10、3番目の再伝送時にSPID=11、4番目の再伝送時にSPID=00の順で再伝送する。第2方法は、初期伝送時にSPID=00を伝送し、1番目の再伝送時にSPID=00、2番目の再伝送時にSPID=01、3番目の再伝送時にSPID=01、4番目の再伝送時にSPID=11、5番目の再伝送時にSPID=00の順で再伝送する。前記SPIDの順は、現在のサブパケットの最後のシンボルの次のシンボルが次のサブパケットの1番目のシンボルになるように決定され、初期サブパケットは、符号化シンボルの1番目のシンボルから開始するように構成される。
【0048】
このために、既存の20msecフレームによって発生される符号語を穿孔(puncturing)する必要がある。最適の電力を割り当てるためには、50%または25%の符号語シンボルを伝送することが望ましく、減少された伝送電力が他の逆方向チャネル使用者に割り当てられることによって、全体的なセル処理率(Cell throughput)が増加される。これは、2つの方法によって具現されることができる。第1方法は、DTXによってR−SCHを伝送することである。つまり、前記SPIDによって前記サブパケットのR=1/4フール(full)符号語における位置が予め固定され、前記サブパケットの長さも前記SPIDによって予め決定されるので、前記受信器は、前記SPIDからDTXのための全ての情報を計算することができる。第2方法は、初期伝送(Initial Transmission)及び再伝送(retransmission)を多重化(multiplexing)する方法である。つまり、DTXによって除去される部分に新しい符号語パケット(New Encoded Packet)を伝送する方式である。この方式は、R−SCHにDTXを使用しないという長所及び初期伝送及び再伝送が同時に遂行されるという長所があるが、スケジューラ(Scheduler)が最適のパッキング効率(Packing efficiency)のために適応的に制御されるべきであるという短所がある。さらに、低速のデータ伝送率の範囲でR=1/4追跡結合方式を使用することもできる。
【0049】
図9は、本発明の第1実施形態による高速のデータ伝送率を有するサブパケット伝送動作のための高速のデータ伝送率(例えば、307.2kbps〜1024.4kbps)におけるサブパケット構造及びSPIDマッピング関係を示す。ここで、符号率はR=1/2である。
図9を参照すると、前記サブパケットは、符号率がR=1/2である高速のデータ伝送率(例えば、307.2kbps〜1024.4kbps)で前記リダンダンシー増加方式を使用して伝送される。初期伝送で、SPID=00のR=1/2符号語が伝送される。再伝送が要請されると、SPID=01のR=1/2符号語が伝送される。別の再伝送が要求されると、SPID=10のR=1/2符号語が伝送されることもでき、SPID=11のR=1符号語が伝送されることもできる。次の再伝送が要求されると、SPID=11のR=1符号語が伝送されることができる。SPID=00の以後のSPIDの選択は、BTSによって最適のSPIDが決定される。
【0050】
さらに、前記符号化シンボルの伝送する2つの望ましい方法がある。第1方法は、初期伝送時にSPID=00を伝送し、1番目の再伝送時にSPID=01、2番目の再伝送時にSPID=10、3番目の再伝送時にSPID=11、4番目の再伝送時にSPID=00の順で再伝送する方法である。第2方法は、初期伝送時にSPID=00を伝送し、1番目の再伝送時にSPID=00、2番目の再伝送時にSPID=01、3番目の再伝送時にSPID=01、4番目の再伝送時にSPID=11、5番目の再伝送時にSPID=00の順で再伝送する方法である。前記SPIDの順序は、現在のサブパケットの最後のシンボルの次のシンボルが次のサブパケットの1番目のシンボルになるように順序を決定し、初期サブパケットは符号化シンボルの1番目のシンボルから開始するように構成される。
【0051】
このために、既存の20msecフレームによって発生される符号語を穿孔する必要がある。最適の電力を割り当てるために、50%の符号語シンボルを伝送することが望ましく、減少された伝送電力が他の逆方向チャネル使用者に割り当てられることによって、全体的なセル処理率が増加される。これは、2つの方法によって具現されることができる。第1方法は、R−SCHがDTXされることでああ。つまり、前記SPIDによって前記サブパケットの1/4フール(full)符号語における位置が予め固定され、前記サブパケットの長さも前記SPIDによって予め決定されるので、前記受信器は、前記SPIDからDTXのための全ての情報を計算することができる。第2方法は、初期伝送及び再伝送を多重化する方式である。つまり、この方法は、DTXによって除去される部分に新しい符号語パケットを伝送する方式である。この方式は、R−SCHにDTXを使用しないという長所、及び初期伝送及び再伝送が同時に遂行されるという長所があるが、スケジューラが最適のパッキング効率(Packing efficiency)のために適応的に制御されるべきであるとい短所がある。
R=1/2リダンダンシー増加方式は、現在のR−SCH構造が良好なチャネル状態を有する場合、過度のパワーを再伝送のために割り当てる。さらに、2ビットのSPIDが使用される場合、可能の4つのリダンダンシーパターン(redundancy pattern)が提供されるので、より小さいサブパケットを使用することが望ましい。
【0052】
実施形態2:Retransmission with Symbol Repetition with R=1/5 Base Turbo Codes
前述したように、第1実施形態によるDTXを使用する方式は、各伝送率に割り当てられた20msecフレーム区間の間に最大75%のDTXを使用するので、ROT(Rise Over Thermal)の揺らぎ(fluctuation)を生じさせる可能性が多い。従って、これを解決するために、第2実施形態は、以下の方法によって、全体伝送率に対してリダンダンシー増加方式を適用する。
【0053】
●SPIDによって予め決定された符号語を使用する。
●前記SPIDは、任意の順によって伝送されることができ、最大4つのリダンダンシーパターンを有する。
●初期伝送の場合、SPID=00を使用する。
●初期伝送されたサブパケットがなくなった場合は、SPID=00のサブパケットを反復して伝送することができる。
●符号化利得を最大化するために、R=1/5フール(full)符号語を使用する。
【0054】
●ターボ符号化、シンボル穿孔、チャネルインターリーブ、除去(pruning)の代わりにQCTCを使用する。
●サブ符号(または、サブパケット)は、QCTCのシンボル選択アルゴリズムによって選択される。つまり、Fs及びLsを使用する。
●前記SPIDに割り当てられるFs及びLsは、常に一定である。
●適応的符号率(Adaptive code rate): R=1/4、R=1/2、R=1/1
●低速のデータ伝送率のために、再伝送時にシンボル反復を使用する。
【0055】
図10は、本発明の第2実施形態による低速のデータ伝送率を有するサブパケット伝送動作のための低速のデータ伝送率(例えば、9.6kbps〜153.6kbps)においてのサブパケット構造及びSPIDマッピング関係を示す。ここで、符号率は、R=1/4である。
図10を参照すると、前記サブパケットは、符号率がR=1/4である低速のデータ伝送率(例えば、9.6kbps〜153.6kbps)においてリダンダンシー増加方式を使用して伝送される。リダンダンシーは、R=1/4の初期伝送サブ符号(SPID=00)及びR=1/2の再伝送サブ符号(SPID=10、SPID=11)、または、R=1の再伝送サブ符号(SPID=01)を有して構成される。このように前記リダンダンシーを構成する理由は以下のようである。大部分の場合、このクラスに対しては初期伝送の目標(Target)FERが低いので、再伝送要請の頻度が多くない。従って、多くの場合、最大再伝送の数が1である。従って、このために、SPID=01のR=1サブ符号が使用される。
【0056】
さらに、前記符号化シンボルを伝送する2つの望ましい方法がある。第1方法は、初期伝送時にSPID=00を伝送し、1番目の再伝送時にSPID=01、2番目の再伝送時にSPID=10、3番目の再伝送時にSPID=11、4番目の再伝送時にSPID=00の順で再伝送する。第2方法は、初期伝送時にSPID=00を伝送し、1番目の再伝送時にSPID=00、2番目の再伝送時にSPID=01、3番目の再伝送時にSPID=01、4番目の再伝送時にSPID=11、5番目の再伝送時にSPID=00の順で再伝送する。前記SPIDの順は、現在のサブパケットの最後のシンボルの次のシンボルが次のサブパケットの1番目のシンボルになうように決定され、初期サブパケットは符号化シンボルの1番目のシンボルから開始するように構成される。
【0057】
ここで、ROTの揺らぎ(fluctuation)を最小化するために、SPID=01のサブ符号に対して4倍のシンボル反復(x4 symbol repetition)を遂行する。初期伝送の相対的な利得(Relative gain)が1.0である場合、SPID=01のサブ符号に対する再伝送の相対的な利得は、表4のように1/2である。表4は、前記SPIDによる相対的な利得、Fs及び反復因子間の関係を示す。従って、前記受信器は、前記シンボル反復された信号を4回累積(accumulation)することによってシンボル結合(symbol combining)を遂行する。従って、DTXによる方法と比べて、伝送時間が4倍増加するので、20msecの時間ダイバーシティ利得(time diversity gain)をそのまま使用することができるという長所がある。次に、多数の使用者が存在する場合、前記BSCは、ROTの限界によって端末機にSPID=00のサブ符号C0を伝送することができない場合がありえる。この場合、SPID=10のサブ符号を伝送して可能の資源(resource)を100%活用できるようにする。SPID=11の場合も同一の目的として使用される。勿論、前記BSCが端末機にSPID=00のC0を伝送する場合にも、前記ROTによる割り当て可能の再伝送電力が小さくてもSPID=10及びSPID=11のサブ符号語を使用することができる。この場合、この方式と前記C0を単純に利得制御する方式との差は、以下のようである。前記C0を反復伝送する追跡結合方式に比べて、C2を伝送する方式は、同一のエネルギーをシステムシンボル(systematic symbol)に割り当てるので、性能が改善されることができる。従って、(C0,C0)の追跡結合方式と(C0,C1)のリダンダンシー増加方式との性能差が現れる。
【0058】
【表4】
【0059】
図11乃至図13は、本発明の第2実施形態による高速のデータ伝送率を有するサブパケット伝送動作のための高速のデータ伝送率(例えば、307.2kbps〜1024.4kbps)においてのサブパケット構造及びSPIDマッピング関係を示す。ここで、符号率はR=1/2である。図面通り、リダンダンシーは、このクラスに対して、R=1/2の初期伝送サブ符号(SPID=00)及びR=1/2の再伝送サブ符号(SPID=01、SPID=10、SPID=11)を有して構成される(ここで、図11は例外である)。このようにリダンダンシーを構成する理由は、以下のようである。大部分の場合、このクラスに対して、初期伝送の目標FERが高いので、再伝送要請の頻度が非常に高い。従って、多くの場合、最大再伝送の数が2以上である。従って、このために、SPID=01、SPID=10、SPID=11のR=1/2サブ符号が使用される。
【0060】
図11は、前記BSCが低い伝送電力のみを割り当てる場合、R=1のサブ符号を使用する方式を示す。この方式は、図10に示す低速データ伝送率と同様に、シンボル反復及び相対的な利得制御を同時に遂行する。
さらに、前記符号化シンボルを伝送する2つの望ましい方法がある。第1方法は、初期伝送時にSPID=00を伝送し、1番目の再伝送時にSPID=01、2番目の再伝送時にSPID=10、3番目の再伝送時にSPID=11、4番目の再伝送時にSPID=00の順で再伝送する。第2方法は、初期伝送時にSPID=00を伝送し、1番目の再伝送時にSPID=00、2番目の再伝送時にSPID=01、3番の再伝送時にSPID=01、4番目の再伝送時にSPID=11、5番目の再伝送時にSPID=00の順で再伝送する。前記SPIDの順は、現在のサブパケットの最後のシンボルの次のシンボルが次のサブパケットの1番目のシンボルになるように決定され、初期サブパケットは符号化シンボルの1番目のシンボルから開始するように構成される。
【0061】
図12及び図13は、R=1/2の初期伝送サブ符号(SPID=00)及びR=1/2の再伝送サブ符号(SPID=01、SPID=10、SPID=11)を有してリダンダンシーを構成する方法を示す。図面通り、初期伝送及び再伝送の目的は、R=1/5の符号結合利得を最大化することであり、さらに、システムシンボルを強調するためのリダンダンシー構造を提供することである。図12と図13との差は、システムシンボルを強調するためのリダンダンシーの選択にある。図面通り、前記SPIDのためには固定されたFsが使用される。つまり、固定ポイントモード(fixed point mode)が使用される。例えば、1024.4kbpsの場合、実際符号率は1/2より大きい。従って、この場合、SPID=01に対して、Fs=2Lが無条件で使用される。反面、前記SPIDの選択は、前記送信器によって自由に遂行される。
【0062】
さらに、前記符号化シンボルを伝送する2つの望ましい方法がある。第1方法は、初期伝送時にSPID=00を伝送し、1番目の再伝送時にSPID=01、2番目の再伝送時にSPID=10、3番目の再伝送時にSPID=11、4番目の再伝送時にSPID=00の順で再伝送する。第2方法は、初期伝送時にSPID=00を伝送し、1番目の再伝送時にSPID=00、2番目の再伝送時にSPID=01、3番目の再伝送時にSPID=01、4番目の再伝送時にSPID=11、5番目の再伝送時にSPID=00の順で再伝送する。前記SPIDの順は、現在のサブパケットの最後のシンボルの次のシンボルが次のサブパケットの1番目のシンボルになるように決定され、初期サブパケットは符号化シンボルの1番目のシンボルから開始するように構成される。
【0063】
実施形態3
図14は、本発明の第3実施形態による低速のデータ伝送率を有するサブパケット伝送動作のための低速のデータ伝送率(例えば: 9.6kbps〜153.6kbps)においてのサブパケット構造及びSPIDマッピング関係を示す。ここで、符号率はR=1/4である。
さらに、前記符号化シンボルを伝送する2つの望ましい方法がある。第1方法は、初期伝送時にSPID=00を伝送し、一番目の再伝送時にSPID=01、2番目の再伝送時にSPID=10、3番目の再伝送時にSPID=11、4番目の再伝送時にSPID=00の順で再伝送する。第2方法は、初期伝送時にSPID=00を伝送し、1番目の再伝送時にSPID=00、2番目の再伝送時にSPID=01、3番目の再伝送時にSPID=01、4番目の再伝送時にSPID=11、5番目の再伝送時にSPID=00の順で再伝送する。前記SPIDの順は、現在のサブパケットの最後のシンボルの次のシンボルが次のサブパケットの1番目のシンボルになるように決定され、初期サブパケットは符号化シンボルの1番目のシンボルから開始するように構成される。
【0064】
図15は、本発明の第3実施形態による高速のデータ伝送率を有するサブパケット伝送動作のための高速のデータ伝送率(例えば、307.2kbps〜1024.4kbps)におけるサブパケット構造及びSPIDマッピング関係を示す。ここで、符号率はR=1/2である。
さらに、前記符号化シンボルを伝送する2つの望ましい方法がある。第1方法は、初期伝送時にSPID=00を伝送し、1番目の再伝送時にSPID=01、2番目の再伝送時にSPID=10、3番目の再伝送時にSPID=11、4番目の再伝送時にSPID=00の順で再伝送する。第2方法は、初期伝送時にSPID=00を伝送し、1番目の再伝送時にSPID=00、2番目の再伝送時にSPID=01、3番目の再伝送時にSPID=01、4番目の再伝送時にSPID=11、5番目の再伝送時にSPID=00の順で再伝送する。前記SPIDの順は、現在のサブパケットの最後のシンボルの次のシンボルが次のサブパケットの1番目のシンボルになるように決定され、初期サブパケットは符号化シンボルの1番目のシンボルから開始するように構成される。
【0065】
図14及び図15に示す第3実施形態は、初期伝送及び再伝送時に同一のフレーム(または、サブパケット)長さを使用する。この方式は、以下のような利点を有する。つまり、この方式は、リダンダンシー増加方式を使用しながらも一定のフレーム長さを使用するので、20msecの間に一定のシンボルエネルギーを割り当てることができる。従って、20msec区間においてRLPCによってROTを制御することが容易である。さらに、低速データ伝送率においてもリダンダンシー構造を使用することができ、符号化利得、つまり、R=1/5のターボ符号を基本符号として使用する符号化利得を得ることができる。符号化利得差は、AWGN(Additive White Gaussian Noise)よりフェージングチャネル(Fading channel)において著しい。従って、実際フェージング環境において運用されるシステムの場合、符号化利得差によってより大きい利得を得ることができる。さらに、初期伝送及び再伝送において同一のフレーム長さを使用するので、シグナリングオーバーヘッドを低減させること、及び具現時にフレーム同期を捕捉することが容易になる。
【0066】
実施形態4
図16は、本発明の第4実施形態による低速のデータ伝送率を有するサブパケット伝送動作のための低速のデータ伝送率(例えば、9.6kbps〜153.6kbps)においてのサブパケット構造及びSPIDマッピング関係を示す。図16は、前記サブパケットの初期伝送動作のみを示す。
表5及び表6は、本発明の実施形態によるサブパケット伝送動作時、データ伝送率による符号化及びQCTCシンボル選択によって選択されるSPIDを示す。つまり、表5及び表6は、前記伝送率に関連した伝送率インジケータ(Rate Indicator)であるSPIDのビット構成を示す。特に、表5は、低速のデータ伝送率でリダンダンシー増加方式によってSPIDが選択される方法を示す。表6は、低速のデータ伝送率で追跡結合方式によってSPIDが選択され、高速のデータ伝送率ではリダンダンシー増加方式によってSPIDが選択される方法を示す。
【0067】
表5を参照すると、R−RICH(Reverse-Rate Indicator Channel)が5ビットから構成される場合、3種類のリダンダンシーパターンを有する9.6kbpsを除いた全てのデータ伝送率は、4種類のリダンダンシーパターンを有するように設計されることができる。さらに、基本的にナルデータ伝送率(Null data rate)が使用され、‘00000’が固定的に前記ナルデータ伝送率に対して使用される。
表6を参照すると、低速のデータ伝送率において固定されたリダンダンシーパターンが使用されるので、前記伝送率インジケータが前記SPIDになる。従って、R−RICHビットの数を総4ビットに減少させることができる。
【0068】
【表5】
【0069】
【表6】
【0070】
前述の如く、本発明の詳細な説明では具体的な実施形態を参照して詳細に説明してきたが、本発明の範囲は前記実施形態によって限られるべきではなく、本発明の範囲内で様々な変形が可能であるということは、当該技術分野における通常の知識を持つ者には明らかである。
【図面の簡単な説明】
【0071】
【図1】従来技術による1xEV−DVシステムの逆方向チャネル構造を示す図である。
【図2】従来技術による1xEV−DVシステムの逆方向チャネル構造を示す図である。
【図3】従来技術による1xEV−DVシステムの逆方向チャネル構造を示す図である。
【図4】本発明の一実施形態による第1逆方向付加チャネル(R−SCH1)の送信器構造を示す図である。
【図5】本発明の一実施形態による第2逆方向付加チャネル(R−SCH2)の送信器構造を示す図である。
【図6】本発明の他の実施形態による第1逆方向付加チャネル(R−SCH1)の送信器構造を示す図である。
【図7】本発明の他の実施形態による第2逆方向付加チャネル(R−SCH2)の送信器構造を示す図である。
【図8】本発明の第1実施形態による低速のデータ伝送率を有するサブパケット伝送動作のための低速のデータ伝送率においてのサブパケット構造及びサブパケット識別子(SPID)マッピング関係を示す図である。
【図9】本発明の第1実施形態による高速のデータ伝送率を有するサブパケット伝送動作のための高速のデータ伝送率においてのサブパケット構造及びSPIDマッピング関係を示す図である。
【図10】本発明の第2実施形態による低速のデータ伝送率を有するサブパケット伝送動作のための低速のデータ伝送率においてのサブパケット構造及びSPIDマッピング関係を示す図である。
【図11】本発明の第2実施形態による高速のデータ伝送率を有するサブパケット伝送動作のための高速のデータ伝送率においてのサブパケット構造及びSPIDマッピング関係を示す図である。
【図12】本発明の第2実施形態による高速のデータ伝送率を有するサブパケット伝送動作のための高速のデータ伝送率においてのサブパケット構造及びSPIDマッピング関係を示す図である。
【図13】本発明の第2実施形態による高速のデータ伝送率を有するサブパケット伝送動作のための高速のデータ伝送率においてのサブパケット構造及びSPIDマッピング関係を示す図である。
【図14】本発明の第3実施形態による低速のデータ伝送率を有するサブパケット伝送動作のための低速のデータ伝送率においてのサブパケット構造及びSPIDマッピング関係を示す図である。
【図15】本発明の第3実施形態による高速のデータ伝送率を有するサブパケット伝送動作のための高速のデータ伝送率においてのサブパケット構造及びSPIDマッピング関係を示す図である。
【図16】本発明の第4実施形態による低速のデータ伝送率を有するサブパケット伝送動作のための低速のデータ伝送率においてのサブパケット構造及びSPIDマッピング関係を示す図である。
【符号の説明】
【0072】
102 CRC付加部
104 テールビット付加部
106 ターボ符号器
108 QCTC選択部
110 シンボル反復器
112,116,120,126,132 高次変調器
114,118,122,124,128,130,134,136 乗算器
302 CRC付加部
304 テールビット付加部
306 ターボ符号器
308 QCTC選択部
312,316,320,326,332 高次変調器
314,318,322,324,328,330,334,336 乗算器
338 QCTCインターリーバ
Claims (25)
- 入力情報ビットを予め決定された符号化率で準補完ターボ符号(QCTC)によって符号化して符号語シンボルを発生し、前記発生された符号語シンボルを伝送する方法において、
データ伝送率によって決定されたサブパケットの長さで前記発生された符号語シンボルを伝送するために、前記発生された符号語シンボルの一部または全部に対応する予め決定されたパターンのうちいずれか1つのパターンを選択する過程と、
前記データ伝送率、前記サブパケットの長さ及び前記パターンを所定の情報に予めマッピングしたテーブルから前記データ伝送率、前記サブパケットの長さ及び前記選択されたパターンに対応する情報を読み取る過程と、
前記読み取られた情報及び前記選択されたパターンによって前記発生された符号語シンボルを伝送する過程と、
を含むことを特徴とする方法。 - 前記符号語シンボルの伝送が初期伝送である場合、予め設定されたパターンによって符号語シンボルが伝送されることを特徴とする請求項1記載の方法。
- 前記符号語シンボルの伝送が再伝送である場合、以前に伝送されたサブパケットの最後のシンボルの次のシンボルが現在のサブパケットの1番目のシンボルになるように定義されたパターンによって前記符号語シンボルを再伝送することを特徴とする請求項1記載の方法。
- 前記データ伝送率が予め設定された臨界値以下である場合、追跡結合方式で前記読み取られた情報と共に前記選択された一部または全部の符号語シンボルを伝送することを特徴とする請求項1の方法。
- 前記データ伝送率が予め設定された臨界値以下である場合、リダンダンシー増加方式で前記読み取られた情報と共に前記選択された一部または全部の符号語シンボルを伝送することを特徴とする請求項1の方法。
- 前記データ伝送率が予め設定された臨界値より大きい場合、リダンダンシー増加方式で前記読み取られた情報と共に前記選択された一部または全部の符号語シンボルを伝送することを特徴とする請求項1記載の方法。
- 前記読み取られた情報と共に前記選択された一部または全部の符号語シンボルを伝送する場合、前記読み取られた情報及び前記選択された符号語シンボルの全体電力を同一にして不連続伝送を遂行することを特徴とする請求項1記載の方法。
- 前記読み取られた情報と共に前記選択された一部または全部の符号語シンボルを伝送する場合、伝送の前に前記シンボルを反復伝送することを特徴とする請求項1記載の方法。
- 前記反復伝送の時、フレームの長さを可変して反復伝送することを特徴とする請求項8記載の方法。
- 前記伝送された符号語シンボルの再伝送が要求される場合、初期伝送と同一であるかまたは異なるパターンを選択することを特徴とする請求項1記載の方法。
- 入力情報ビットを予め決定された符号化率で準補完ターボ符号(QCTC)によって符号化して符号語シンボルを発生し、前記発生された符号語シンボルを伝送する装置における前記符号語シンボルの選択方法において、
初期伝送時、前記発生された符号語のうち1番目のシンボルから、データ伝送率によって決定された符号化率による長さの分だけの符号語シンボルを選択する過程と、
再伝送時、初期選択された符号語シンボルのうち初期シンボルから、前記符号語シンボルの1/2を選択する過程と、
を含むことを特徴とする方法。 - 再伝送時、初期選択された符号語シンボルのうち中央の位置から、初期符号語シンボルの1/2を選択する過程をさらに含むことを特徴とする請求項11記載の方法。
- 再伝送時、初期選択された符号語シンボルのうち入力情報ビットの個数だけの符号語シンボルを選択する過程を含むことを特徴とする請求項11記載の方法。
- 入力情報ビットを予め決定された符号化率で準補完ターボ符号(QCTC)によって符号化して符号語シンボルを発生し、前記発生された符号語シンボルを伝送する装置において、
データ伝送率によって決定されたパケットの長さで前記発生された符号語シンボルを伝送するために、前記発生された符号語シンボルの一部または全部に対応する予め決定されたパターンのうち1つのパターンを選択し、前記データ伝送率、前記パケットの長さ及び前記パターンを所定の情報に予めマッピングされたテーブルから前記データ伝送率、前記パケットの長さ及び選択されたパターンに対応する情報を選択し、前記選択されたパターンによる符号語シンボルを選択して出力する選択部と、
前記選択されたパターンによるシンボルを前記データ伝送率によって決定された回数だけ反復して出力するシンボル反復器と、
を含むことを特徴とするデータ通信システムの逆方向チャネル送信装置。 - 前記選択部は、前記符号語シンボルの伝送が初期伝送である場合、初期伝送のために予め設定されたパターンによって前記符号語シンボルを選択することを特徴とする請求項14記載の装置。
- 前記選択部は、前記符号語シンボルの伝送が再伝送である場合、以前に伝送されたサブパケットの最後のシンボルの次のシンボルが現在のサブパケットの1番目のシンボルになるように定義されたパターンを選択することを特徴とする請求項14記載の装置。
- 前記選択部は、前記データ伝送率が予め設定された臨界値より大きい場合、リダンダンシー増加方式によるシンボルを選択することを特徴とする請求項14記載の逆方向チャネル送信装置。
- 前記選択部は、前記データ伝送率が予め設定された臨界値以下である場合、リダンダンシー増加方式によるシンボルを選択して出力することを特徴とする請求項14記載の逆方向チャネル送信装置。
- 前記選択部は、前記データ伝送率が予め設定された臨界値以下である場合、追跡結合方式によるシンボルを選択することを特徴とする請求項14記載の逆方向チャネル送信装置。
- 入力情報ビットを予め決定された符号化率で準補完ターボ符号(QCTC)によって符号化して符号語シンボルを発生し、前記発生された符号語シンボルを伝送する装置において、
前記符号語シンボルをインターリービングするインターリーバと、
データ伝送率によって決定されたサブパケットの長さで前記発生された符号語シンボルを伝送するために、前記発生された符号語シンボルの一部または全部に対応する予め決定されたパターンのうち1つのパターンを選択し、前記データ伝送率、前記サブパケットの長さ及び前記パターンを所定の情報に予めマッピングしたテーブルから前記データ伝送率、前記サブパケットの長さ及び選択されたパターンに対応する情報を選択し、前記選択されたパターンによる符号語シンボルを選択して出力する選択部と、
を含むことを特徴とするデータ通信システムの逆方向チャネル送信装置。 - 前記選択部は、前記符号語シンボルの伝送が初期伝送である場合、初期値で予め設定されたパターンによって前記符号語シンボルを選択することを特徴とする請求項20記載の逆方向チャネル送信装置。
- 前記選択部は、前記符号語シンボルの伝送が再伝送である場合、以前に伝送されたサブパケットの最後のシンボルの次のシンボルが現在のサブパケットの1番目のシンボルになるようにするパターンを選択することを特徴とする請求項20記載の逆方向チャネル送信装置。
- 前記選択部は、前記選択されたデータ伝送率が予め設定された臨界値より大きい場合、リダンダンシー増加方式によるシンボルを選択することを特徴とする請求項20記載の逆方向チャネル送信装置。
- 前記選択部は、前記データ伝送率が予め設定された臨界値以下である場合、リダンダンシー増加方式によるシンボルを選択することを特徴とする請求項20記載の逆方向チャネル送信装置。
- 前記選択部は、前記データ伝送率が予め設定された臨界値以下である場合、追跡結合方式によるシンボルを選択することを特徴とする請求項20記載の逆方向チャネル送信装置。
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US7155655B2 (en) * | 2003-07-22 | 2006-12-26 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Adaptive hybrid ARQ algorithms |
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US7096401B2 (en) * | 2004-11-15 | 2006-08-22 | Motorola, Inc. | Multi-mode hybrid ARQ scheme |
US7165204B2 (en) * | 2004-11-15 | 2007-01-16 | Motorola, Inc. | Multi-mode hybrid ARQ scheme |
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CN100426681C (zh) * | 2005-05-10 | 2008-10-15 | 华为技术有限公司 | Turbo编码方法及编码装置 |
WO2007000547A2 (fr) * | 2005-06-01 | 2007-01-04 | France Telecom | Procede de correction d'erreurs de bruit impulsif sur une ligne sdsl |
US8054826B2 (en) * | 2005-07-29 | 2011-11-08 | Alcatel Lucent | Controlling service quality of voice over Internet Protocol on a downlink channel in high-speed wireless data networks |
CN100508405C (zh) * | 2005-11-11 | 2009-07-01 | 清华大学 | 提高Turbo码译码速度的并行译码方法及译码装置 |
KR100723308B1 (ko) * | 2005-12-10 | 2007-05-30 | 한국전자통신연구원 | 멀티 캐리어를 이용한 신호 송/수신 장치 |
EP1816776A1 (en) * | 2006-02-07 | 2007-08-08 | Alcatel Lucent | Device and method for mitigating effects of impulse noise on data packet transfer |
EP2031785A1 (en) * | 2007-09-02 | 2009-03-04 | Mitsubishi Electric Information Technology Centre Europe B.V. | System for transmitting information data from a transmitter to a receiver over a nested block channel |
US8249010B2 (en) | 2008-11-05 | 2012-08-21 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Method and apparatus for feeding back and receiving acknowledgement information of semi-persistent scheduling data packets |
CN101499882B (zh) * | 2008-11-05 | 2011-05-04 | 华为技术有限公司 | 半静态调度数据包的应答信息的反馈、接收方法及其装置 |
CN102244521A (zh) * | 2010-05-11 | 2011-11-16 | 中国电子科技集团公司第三十六研究所 | 一种归零Turbo码编码参数的盲识别方法 |
EP3636324A4 (en) | 2017-06-05 | 2021-06-16 | Byung Yul Kim | FIRE EXTINGUISHING CAPSULE AND CAPSULE TYPE FIRE EXTINGUISHING DEVICE INCLUDING IT |
CN116408575B (zh) * | 2021-12-31 | 2024-06-04 | 广东美的白色家电技术创新中心有限公司 | 局部扫描、消除工件反光干扰的方法、装置和系统 |
Family Cites Families (32)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4051286A (en) * | 1974-12-20 | 1977-09-27 | Fruehauf Corporation | Dual adhesive method and article |
JPS6353114A (ja) * | 1986-08-22 | 1988-03-07 | Aisin Seiki Co Ltd | T・バ−ル−フ |
US5022047A (en) * | 1989-08-07 | 1991-06-04 | Omnipoint Data Corporation | Spread spectrum correlator |
US5177868A (en) * | 1990-06-14 | 1993-01-12 | United Dominion Industries, Inc. | Process of making an insulated door |
US5016700A (en) * | 1990-07-05 | 1991-05-21 | The Stanley Works | Insulated metal panel garage door |
US5680262A (en) * | 1993-02-12 | 1997-10-21 | Cummins Power Generation, Inc. | Stretched membrane mirror and method of making same |
US5445208A (en) * | 1993-05-27 | 1995-08-29 | Associated Materials, Inc. | Vinyl door panel section |
US5442627A (en) * | 1993-06-24 | 1995-08-15 | Qualcomm Incorporated | Noncoherent receiver employing a dual-maxima metric generation process |
US5471497A (en) * | 1993-11-01 | 1995-11-28 | Zehavi; Ephraim | Method and apparatus for variable rate signal transmission in a spread spectrum communication system using coset coding |
US5555923A (en) * | 1994-05-11 | 1996-09-17 | Clopay Building Products Company, Inc. | Sectional door having multiple piece panel sections |
US5490168A (en) * | 1994-07-08 | 1996-02-06 | Motorola, Inc. | Method and system for automatic optimization of data throughput using variable packet length and code parameters |
US5568713A (en) * | 1996-01-24 | 1996-10-29 | The Stanley Works | Mirror door and method of making same |
US5721745A (en) * | 1996-04-19 | 1998-02-24 | General Electric Company | Parallel concatenated tail-biting convolutional code and decoder therefor |
DK0901442T3 (da) * | 1996-05-28 | 2000-11-20 | Daimler Chrysler Ag | Fremgangsmåde til sammenføjning af komponenter og moduler i skinnekøretøjer ved klæbning |
US5983384A (en) * | 1997-04-21 | 1999-11-09 | General Electric Company | Turbo-coding with staged data transmission and processing |
US5907582A (en) * | 1997-08-11 | 1999-05-25 | Orbital Sciences Corporation | System for turbo-coded satellite digital audio broadcasting |
US6138260A (en) * | 1997-09-04 | 2000-10-24 | Conexant Systems, Inc. | Retransmission packet capture system within a wireless multiservice communications environment with turbo decoding |
US6088387A (en) * | 1997-12-31 | 2000-07-11 | At&T Corp. | Multi-channel parallel/serial concatenated convolutional codes and trellis coded modulation encoder/decoder |
KR100338662B1 (ko) * | 1998-03-31 | 2002-07-18 | 윤종용 | 부호분할다중접속통신시스템의채널통신장치및방법 |
US6148896A (en) * | 1998-05-22 | 2000-11-21 | Pinto; Joseph | Method and apparatus for overlaying a garage door |
US6400728B1 (en) * | 1998-09-09 | 2002-06-04 | Vlsi Technology, Inc. | Method and system for detecting user data types in digital communications channels and optimizing encoding-error correction in response thereto |
US6973140B2 (en) * | 1999-03-05 | 2005-12-06 | Ipr Licensing, Inc. | Maximizing data rate by adjusting codes and code rates in CDMA system |
US6385752B1 (en) * | 1999-06-01 | 2002-05-07 | Nortel Networks Limited | Method and apparatus for puncturing a convolutionally encoded bit stream |
US6308294B1 (en) * | 1999-11-17 | 2001-10-23 | Motorola, Inc. | Adaptive hybrid ARQ using turbo code structure |
US6907020B2 (en) * | 2000-01-20 | 2005-06-14 | Nortel Networks Limited | Frame structures supporting voice or streaming communications with high speed data communications in wireless access networks |
AU779378C (en) * | 2000-01-20 | 2005-02-24 | Apple Inc. | Hybrid ARQ schemes with soft combining in variable rate packet data transmission |
EP2293452B1 (en) * | 2000-07-05 | 2012-06-06 | LG ELectronics INC. | Method of puncturing a turbo coded data block |
US6675347B1 (en) * | 2000-07-19 | 2004-01-06 | Qualcomm, Incorporated | Method and apparatus for combined puncturing and repeating of code symbols in a communications system |
KR100442685B1 (ko) * | 2000-10-21 | 2004-08-02 | 삼성전자주식회사 | 통신시스템에서 부호 생성장치 및 방법 |
WO2002063778A1 (en) * | 2001-02-07 | 2002-08-15 | Samsung Electronics Co., Ltd | Apparatus and method for generating codes in a communications system |
DE60217992T2 (de) * | 2001-05-08 | 2007-11-22 | Samsung Electronics Co., Ltd., Suwon | System und Verfahren zum Erzeugen von Coden in einem Kommunikationssystem |
US6987778B2 (en) * | 2001-05-22 | 2006-01-17 | Qualcomm Incorporated | Enhanced channel interleaving for optimized data throughput |
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