FR2555791A1 - Circuit correcteur de la forme d'onde d'un signal - Google Patents

Abstract

LA PRESENTE INVENTION CONCERNE UN CIRCUIT CORRECTEUR DE LA FORME D'ONDE D'UN SIGNAL POSSEDANT UNE FONCTION DE TRANSFERT GLOBALE QUI CONSISTE EN UNE MULTIPLICATION DE FONCTIONS DE TRANSFERT INDIVIDUELLES EXPRIMEES RESPECTIVEMENT PAR 1AS ET 1-BS (A ET B ETANT DES CONSTANTES ET S REPRESENTANT JO, O ETANT LA PULSATION) ET D'UNE FONCTION DE TRANSFERT INCLUANT UNE FONCTION D'INTEGRATION. SELON L'INVENTION, CE CIRCUIT CORRECTEUR SE CARACTERISE EN CE QU'IL COMPREND: -UN PREMIER RESEAU Q, Q, C, R ET R POSSEDANT LA FONCTION DE TRANSFERT 1-BS; ET UN DEUXIEME RESEAU R, R ET C FORME DE COMPOSANTS PASSIFS POSSEDANT UNE FONCTION DE TRANSFERT QUI CORRESPOND A LA MULTIPLICATION DE LA FONCTION DE TRANSFERT 1AS PAR LA FONCTION DE TRANSFERT INCLUANT LA FONCTION D'INTEGRATION, LES PREMIER ET DEUXIEME RESEAUX ETANT CONNECTES EN SERIE. APPLICATION A LA CORRECTION DE LA DISTORSION DES SIGNAUX DE LECTURE EMIS PAR DES TETES DE LECTURE MAGNETIQUE.

Description

"Circuit correcteur de la forme d'onde d'un signal" La présente invention

se rapporte à un circuit correcteur de la forme d'onde d'un signal, et plus précisément à un circuit permettant de corriger les anomalies d'un signal de lecture émis par une tête magnétique

que l'on utilise pour capter des signaux enregistrés sur un support d'en-

registrement magnétique.

D'une façon générale, un signal engendré par une tête magnétique

utilisée pour capter des signaux enregistrés sur un support d'enregistre-

ment magnétique, est affecté par des distorsions de diverses natures dont les causes peuvent être vues dans la fonction de dérivation inhérente à la tête magnétique, le décrochage aux hautes fréquences et les médiocres

caractéristiques de phase de la tête magnétique.

Comme moyen pour compenser les distorsions d'un signal de lecture, provoquées par les particularités susmentionnées de la tête magnétique, on

connait une technique décrite dans les publications américaines T 943 004.

Selon cette technique, un certain nombre de réseaux possédant chacun une fonction de transfert spécifique sont prévus pour compenser la distorsion

de la forme d'onde du signal de lecture émis par une tete magnétique.

Toutefois, ce circuit classique présente un inconvénient qui réside dans sa structure complexe due au fait que le circuit est réalisé à partir de plusieurs réseaux indépendants possédant chacun leur propre fonction de transfert.

La présente invention s'est fixé pour but de remédier à cet in-

convénient des circuits classiques de correction de la forme d'onde d'un signal, et de concevoir un circuit correcteur de la forme d'onde d'un signal qui soit d'une structure relativement simple et donc d'un coût réduit. Pour ce faire la présente invention propose un circuit correcteur de la forme d'onde d'un signal qui comprend un premier réseau possàdant

une fonction de transfert (1-BS) et un deuxième réseau constitué de com-

posants passifs et possédant une fonction de transfert qui est la multipli-

cation d'une fonction de transfert (1+AS) par une fonction de transfert incluant une fonction d'intégration. Les premier et deuxième réseaux sont connectés en série et le circuit présente une fonction de transfert globale qui équivaut à la multiplication des fonctions de transfert exprimées par

(1-BS) et (1+AS) et d'une fonction de transfert incluant une fonction d'inté-

gration. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention

apparaîtront plus clairement à la lecture de la description détaillée qui

en est faite ci-après. Il doit toutefois être compris que cette description

détaillée ainsi que les exemples qui s'y rattachent, bien que se rappor-

tant à des modes de réalisation préférés de la présente invention, ne sont donnés qu'à titre d'exemples, étant entendu que diverses adaptations et modificationsrestant dans le cadre et l'esprit de l'invention ressortiront

à l'évidence pour l'homme de l'art de la description détaillée qui va être

faite maintenant en référence aux dessins annexés dans lesquels: - la figure 1 est un schéma-bloc fonctionnel dëun exemple d'un circuit classique de correction de la forme d'onde d'un signal; - la figure 2 est le schéma de montage d'un circuit correcteur de la forme d'onde d'un signal conforme à un premier mode de réalisation de la présente invention; - la figure 3 est le schéma d'un circuit équivalent correspondant au circuit de la figure 2; - la figure 4 est une courbe illustrant la variation du gain en fonction de la fréquence du signal; et

- les figures 5 et 6 représentent les schémas de montage de cir-

cuits correcteurs de la forme d'onde d'un signal, conformes à d'autres

modes de réalisation de la présente invention.

Avant d'en venir à la description du mode de réalisation préféré

du circuit correcteur de la forme d'onde d'un signal selon la présente invention, on va tout d'abord se référer à la figure 1 qui illustre le

circuit classique décrit dans la publication susmentionnée.

Comme on peut le voir, ce circuit se compose de trois réseaux connectés en série. Un premier réseau 1 comprend un amplificateur 11 ayant un gain prédéterminé constant K1, un additionneur 12 et un circuit 13 possédant une fonction de transfert K2S (K2 étant une constante, et S représentant yu dans lequel Lu est la pulsation). Un second réseau 2 comprend un amplificateur 21 de gain constant K3, un soustracteur 22, et

un circuit 23 possédant une fonction de transfert K4S (K4 étant une cons-

tante). Enfin, le troisième réseau 3 comprend un amplificateur 31 de gain K5, un circuit 32 possédant une fonction de transfert 1/S, un soustracteur

33 et un circuit 34 ayant une fonction de transfert K6S (K6 étant une cons-

tante). La fonction de tranfert globale du réseau 1 est exprimée par (1 + AS), A étant une constante. De même, les fonctions de transfert globales

des réseaux 2 et 3 sont exprimées respectivement par (1-BS) et(1/S - K6S).

Les réseaux 1 et 2 ontpour but de réaliser une opération dite de "réduction de largeur d'impulsion" dans laquelle les fonctions de transfert (1 + AS) et 1 - BS) réalisent la compensation des caractéristiques du flanc montant et du flanc descendant du signal de lecture, qui sont engendrées par suite d'un décrochage aux hautes fréquences (chute de niveau dans la plage des hautes fréquences) et du changement de phase du signal de sortie de la tête magnétique. D'autre part, le troisième réseau a pour but de compenser la caractéristique de différentiation de la tête magnétique, au moyen de

sa fonction de transfert (1/S - K6S).

Il est à noter que la fonction de transfert (1/S-K6S) du troisième réseau 3 n'est pas essentiellement différente de la fonction de transfert 1/S dans le cas d'une intégration complète ou de la fonction de transfert

1/(1+CS) dans le cas d'une intégration incomplète.

Comme indiqué ci-dessus, l'inconvénient majeur du circuit classi-

que de correction de la forme d'onde d'un signal qui vient d'être décrit est qu'il présente une structure complexe due au fait que les fonctions de transfert (1+AS), (1-BS) et (1/S-K6S) sont respectivement établies par des réseaux indépendants 1 à 3._ Un premier mode de réalisation du circuit correcteur de la forme d'onde d'un signal conforme à la présente invention, va être décrit ci-après

en référence aux figures 2 à 4 des dessins annexés.

La figure 2 est le schéma de montage du premier mode de réalisation de la présente invention, dans lequel un signal d'entrée jdestiné à être traité, est appliqué sur la base d'un transistor npn Q1. Une résistance de

collecteur R1 et une résistance d'émetteur R2 sont connectées respective-

ment au collecteur et à l'émetteur du transistor QI' Les signaux apparais-

sant sur le collecteur et l'émetteur du transistor Q1 sont alors transmis, respectivement à travers une résistance R3 et un condensateur C2, à l'émetteur d'un transistor npn Q2 dont la base est à la masse. Un potentiel

de polarisation E est appliqué sur la base du transistor Q2 et le collec-

teur de celui-ci est connecté à un circuit d'impédance qui est formé de composants passifs, à savoir les résistances R4 et R5 et le condensateur C2. La résistance R4 a aussi pour fonction de fournir une tension de polari- sation au transistor Q2' Si l'on suppose que le courant de collecteur du transistor Q2 est C la relation entre le signal d'entrée U et ce courant C est représentée par l'équation (1) ci-dessous, étant donné que la base du transistor Q2

est en liaison avec la masse vis-à-vis du courant alternatif.

/ = R2/R1(R2+R3) <1-SCf R1R3/R2

5.. (1)

Si R1=R2, alors l'équation (1) devient: tc /e=(1-SC1R3)/(R2+R3).. (2) Cela revient à dire que la tension d'entrée est transformée en un courant 1-BS, B représentant C1R3. Par mesure de simplification, on a omis

le terme 1/(R2+R3) de l'équation (2) étant donné qu'il s'agit d'une cons-

tante et qu'il n'a donc aucune influence sur les caractéristiques de fréquence. L'impédance des composants passifs, à savoir les résistances R4 et

R5 et le condensateur C2 va faire l'objet de la description qui suit. Le

circuit passif peut, vis-à-vis du courant alternatif, être représenté par le circuit équivalent de la figure 3. En conséquence, l'impédance Z entre les bornes X, Y représentées sur la figure 3, est exprimée par l'équation suivante (3): Z=(l+SC2R5)R4/L1+SC2(R4+R5) (3 Etant donné que la tension ú apparaissant sur le collecteur du transistor Q2 deviendra égale à.Z ( O=z Z), l'équation (4) ci-dessous peut être obtenue à partir des équations (2) et (3): e-0K j< 1-S tR3)/(R2 +iR) t.[ (1+SC2R5)R4/1+sc2(R +R)] (4) Il s'ensuit que la fonction de transfert globale entre l'entrée (eS) et la sortie (e0) sera exprimée par l'équation suivante (5): ô -/t =/(R/+R)\. (1-SC R)(l+SC R W

O'/-=R4/2 3 13 2 5

tl+SC2(R4+R5)t... (5) si C1R, C2R52 C2 (R4+R5) et R4/(R2+R3) sont exprimés par B,A,C et K respectivement EC 1R=B, C 2R=A, C2(R4+R5) = C et R4/(R2+R3= K], alors

2 ' 2 5

l'équation (5) peut se réécrire sous la forme suivante: o/e.=K(1-BS)(+AS) /(l+CS)... (6) Comme cela ressort de l'équation (6) ci-dessus, le circuit de la figure 3 possède une caractéristique de transmission de signaux identique

à celle du circuit de la figure 1.

La figure 4 représente une courbe d'évolution du gain en fonction

de la pulsation dans le cas de la fonction de transfert de l'équation (6).

Sur cette figure, les positions relatives de W2 et W3 peuvent être in-

versées suivant la relation qui existe entre les valeurs des grandeurs A et B. Comme le montre la figure 4, le gain augmente à un taux de 6db/OCT dans une plage de pulsations supérieure à U3-. En conséquence, il peut 3. être désavantageux qu'un bruit de haute fréquence soit accentué dans le

montage de la figure 2.

Etant donné que le niveau spectral du signal Ai émis par la source de signaux, à savoir la tête magnétique, s'affaiblit généralement au fur et à mesure que la fréquence augmente, la courbe caractéristique du gain peut être modifiée comme indiquée par la ligne en traits interrompus de la figure 4, si bien que le gain est maintenu constant dans une plage de

pulsations supérieure à la pulsation 6J4. Dans le cas d'une telle modifica-

tion, le bruit de haute fréquence peut être atténué et cela n'a pratiquement aucune influence sur le signal d'entrée. La figure 5 représente un

exemple d'une configuration de circuit produisant l'effet susmentionné.

La configuration de ce circuit se distingue de celle du circuit de la figure 2 sur le fait que le circuit d'impédance, qui relie l'émetteur du transistor Q1 à l'émetteur du transistor Q2' se présente sous la forme

d'un circuit série constitué d'un condensateur C1 et d'une résistance R6.

Etant donné que les autres parties du circuit de la figure 5 sont identiques

à celles du circuit de la figure 2, ou s'abstiendra de les décrire à nouveau.

Si R 1=R2, alors la relation entre. et, 4dans ce circuit sera ex-

primée par l'équation suivante (7): c </ R33 t SC(R3-R)/(l+SC R)î (7) Si l'on compare cette dernière équation (7) à l'équation (2)

mentionnée plus haut, on constatera qu'elles sont pour l'essentiel identi-

ques si ce n'est que l'équation (7) comporte en dénominateur le terme 1+ DS.

La présence de ce terme 1+DS fait que le gain devient constant au-dessus de la pulsation <W4= 1/D, comme le montre la ligne en traits interrompus

de la figure 4.

La figure 6 représente un autre mode de réalisation du circuit correcteur de la forme d'onde d'un signal conforme à la présente invention, qui vise également à améliorer le rapport signal/bruit (S/N) en rendant là encore le gain constant dans la plage de pulsations située au-dessus de W04= 1/D. Par comparaison avec le montage du circuit de la figure 2, ce

nouveau circuit se caractérise par le fait que les positions de la résis-

tance R3 et du condensateur C1 sont inversées, la configuration des autres

parties du circuit de la figure 6 étant identique à celle des parties cor-

respondantes du circuit de la figure 2.

Ainsi, si dans le circuit de la figure 6 R1=R2, on obtiendra l'équation (8) ci-dessous: % /e=l/R3)[(l-SCl 3)/l+SCl * 8) Comme on peut le voir, l'équation (8) est caractérisée par le

terme 1+DS (D+C R2) au dénominateur.

1 2

Il ressortira de ce qui précède que la structure du circuit cor-

recteur de la forme d'onde d'un signal, conforme à la présente invention est grandement simplifiée et l'on dispose d'un circuit correcteur de faible coût. Ceci est dû au fait que le réseau réalisant la fonction de transfert

(1-BS) pour la réduction de largeur d'impulsion est constitué par un cir-

cuit convertisseur de tension en courant et que le réseau réalisant la fonction de transfert (1+AS)/(1+CS) pour la réduction de largeur d'impulsion et l'intégration consiste en un circuit d'impédance formé de composants passifs.

Claims (3)

REVENDICATIONS

1. Circuit correcteur de la forme d'onde d'un signal, possédant

une fonction de transfert globale qui consiste en une multiplication de fonc-

tions de transfert individuelles exprimées respectivement par (1+AS) et (1-BS) (A et B étant des constantes et S représentant cU', <V étant la

pulsation) et d'une fonction de transfert incluant une fonction d'intégra-

tion, ce circuit correcteur étant caractérisé en ce qu'il comprend: - un premier réseau (Q1,Q2, C1, R3 et R6) possédant la fonction de transfert (1-BS); et - un deuxième réseau (R4, R5 et C2) formé de composants passifs possédant une fonction de transfert qui correspond à la multiplication de la fonction de transfert (1+AS) par la fonction de transfert incluant la fonction d'intégration, les premier et deuxième réseaux étant connectés

en série.

2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier réseau est réalisé sous la forme d'un circuit convertisseur de

tension en courant.

3. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que le premier réseau comprend un premier transistor (Q1) monté en émetteur commun

et dont la base reçoit un signal de tension d'entrée, un deuxième transis-

tor (Q2) monté en base commune, et un circuit d'impédance (R3, R6 et C1) formé d'un condensateur et d'une résistance et connecté entre le premier transistor et le deuxième transistor pour transmettre le signal de sortie du collecteur et le signal de sortie de l'émetteur du premier transistor

à l'émetteur du deuxième transistor.