FR2478403A1 - Circuit-source de courantÿa - Google Patents
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Abstract
TANT LA PREMIERE BRANCHE DE COURANT QUE LA DEUXIEME BRANCHE DE COURANT DE CE CIRCUIT-SOURCE DE COURANT SONT MUNIES D'UN COMPOSANT SEMI-CONDUCTEUR T1, T2 BRANCHE EN SERIE AVEC UNE RESISTANCE 1, 2. POUR REDUIRE LE BRUIT, ON PRATIQUE VERS LA DEUXIEME BRANCHE DE COURANT UNE CONTRE-REACTION DE LA DIFFERENCE ENTRE LA TENSION AUX EXTREMITES DE LA PREMIERE RESISTANCE 1 ET LA TENSION AUX EXTREMITES DE LA DEUXIEME RESISTANCE 2. APPLICATION: CIRCUITS INTEGRES.
Description
-1 -
Circuit - source de courant.
L'invention concerne un circuit-source de cou-
rant qui, entre une première borne et une borne commune, comporte unepremière branche de courant dans laquelle se
trouve au moins le trajet de courant principal d'un pre-
mier composant semiconducteur en série avec une première résistance, alors qu'entre d'une deuxième borne et ladite borne commune se trouve une deuxième branche de courant comportant au moins le trajet i courant principal d'un deuxième
composant semiconducteur et un deuxième transistor, les-
dits deux composants semiconducteurs constituant, en ce
qui concerne leur commande, une combinaison parallèle.
Les circuits-sources de courant du genre spéci-
fié ci-dessus sont connus comme miroirs de courant entre autres de la publication "Electronic Products Magazin", pages 43 à 45, parue le 21 Juin 1971, et utilisés souvent
dans des circuits intégrés. Il existe de nombreuses va-
riantes de miroirs de courants. Suivant une de celles-ci, le premier composant semiconducteur est par exemple une diode ou un transistor utilisé comme diode, tandis que de son c8té, le deuxième composant semiconducteur est un transistor commandé par la tension existant entre les électrodes de la diode; une deuxième possibilité consiste en ce que les deux composants semiconducteurs sont des transistors à bases ou électrodes de commande interconnec" tées et commandées depuis la première borne, tandis que suivant une troisième possibilité le premier composant semiconducteur est un transistor alors que le deuxième composant semiconducteur est une diode ou un transistor utilisé comme diode et incorporé au trajet d'émetteur ou au trajet de source d'un troisième transistor dont la base ou.l'électrode de commande est raccordée à la première borne. L'efet de miroir de courant repose dans ce cas sur
le dimensionnement mutuel adéquat des deux composants semi-
conducteuisles deux résistances également respectant un tel dimensionnement. Souvent, ces résistances sont - 2 utilisées pour accentuer la précision. de fcnctionnement du miroir de courant, avec, commne effet supplémertaire, la réduction du comportement au bruit du niroir de courant
en question.
Avec une réaction positive entre la premieère borne et les électrodes de commande des deux transistors
formant les première et deuxième joncrions semiconductri-
ces, on obtient un miroir de courant tandis qu'en excitant les électrodes de commande par une tension constarte ou
variable, on obtient une source de courant.
Surtout lors de l'emploi de transistors à effet de champ, le circuitsource de courant contribue souvent au bruit dans une mesure assez grande. Or, l'invention vise à procurer un circuit-source de courant appartenant au type mentionné dans le préambule mais apportant une
omtribution de bruit moins grande.
A cet effet, le circuit-source de courant con-
forme à l'invention est remarquable en ce qu'il comporte un circuit de contre-réaction actif muni d'une entrée différentielle branchée entre l'extrémité de premièere résistance située du cSté opposé à la borne commune et l'extrémité de deuxième résistance située également dudit côté opposé à la borne commune, ainsi que d'une sortie qui dans le sens de contre-réaction est couplée à la branche de courant de sortie de façon à contrecarrer une variation
de la tension entre les extrémités de la deuxième résis-
tance comparativement à la tension entre les extrémités
de la première résistance.
L'invention repose sur l'idée que dans le cas
d'un miroir de courant, la première résistance est parcou-
rue par un courant qui revient de l'extérieur du miroir
de courant, il n'existe entre les extrémités de cette ré-
sistance que sa contribution propre au bruit de sorte que cette résistance est utilisable comme référence apportant peu de bruit pour la deuxième branche de courant qui forme
la branche de courant de sortie. En présence d'une contre-
réaction optimale, le courant de sortie ne comporte alors 2478l 43 - 5 -
comme composants de bruit que la contribution de la pre-
mière résistance, les contributions au bruit des deux composants semiconducteurs et de la première résistance étant éliminées0 Un effet secondaire important est que gr9ce à la mesure en question, l'impédance de sortie du
miroir de courant est augmentée sans augmentation de l'im-
pédance d'entrée, et que la précision de transmission est améliorée, et cela plus en particulier par la précision
du rapport des valeurs ohmiques des deux résistances.
Dans le cas d'une source de courant, la mesure préconisée par l'invention signifie que les contributions au bruit dans les première et deuxième branches de courant sont en corrélation étroite, ce qui conduit à la réduction
du niveau de bruit.
Un premier mode de réalisation d'un circuit-
source de courant conforme à l'invention peut avoir la
particularité que le circuit de contre-réaction actif com-
porte un amplificateur de transconductance pour convertir en courant la différence de tension entre les tensions
régnant sur les première et deuxième résistances, en. pré-
sence d'une transconductance qui est pratiquement égale
à l'inverse de la valeur obmique de la deuxième résis-
tance, et pour injecter dans la deuxième branche de cou-
rant le courant résultant de la conversion, la polarité de ce courant injecté étant telle à donner lieu à ladite contre-réaction.
Un circuit-source de courant symétrique répon-
dant au mode de réalisation spécifié ci-dessus peut avoir la particularité que le circuit de contre-réaction actif
comporte un amplificateur de transconductance pour conver-
tir en courant la différence de tension entre les tensions sur les première et deuxième résistances, en présence d'une transconductance qui est pratiquement égale mais inférieure à l'inverse du double de la valeur obmique de la deuxième résistance, ledit amplificateur étant muni d'une sortie différentielle pour injecter d'une brt dans la deuxième branche de courant, le courant résultant
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-4- de la conversion, et d'autre part dans la première branche de courant un courant qui est ern opposition de phase avec le courant précité, ceci avant lieu avec ure polarité
telle à donner lieu à ladite "rtre-réaction.
Pour un rapport de courant différent de un, ledit circuit-source de courant symétrique conforme à l'invention peut avoir la particularité qu'il est conçu pour faire circuler dans la deuxième branche de courant
un courant dont l'intensité se rappcrte ' celle du cou-.
rant dans la première branche de courant comme n: 1 du fait que la valeur olhmique de la première résistance est n fois plus élevée que la valeur ohmique de la deuxième résistance, ainsi que du fait que lesdits premier et deuxième composants semiconducteurs sont dimensionnés en correspondance, l'amplificateur de transconductance étant conçu de façon que l'intensité du courant injecté dans la première branche de courant est égale à 1 fois l'intensité
du courant injecté dans la deuxième branhe de courant.
En ce qui concerne la commande de la première branche de courant et de la deuxième branche de courant
du miroir de courant, le circuit-source de courant symé-
trique en question peut encore avoir la particularité que l'injection de courant a lieu sur les points de liaison entre d'une part le premier co_osant semiconducteur et
la première résistance et d'autre part le deuxième compo-
sant semiconducteur et la deuxième.ésistance.
Sans devoir utiliser des composants supplémen-
taires, il est possible de réaliser un. circuit-source de
courant particulièrement avantageux et conforme à l'in-
3 0 vention dans lequel les premier et deuxième composants semi-
coxdutes sont des premier et deuxième transistors à effet de dMan dont les électrocds de commande sent isco1es et interconnectées, chacun de ce transistors à effet de champ comrtant un substat semiconducteurs muni d'une borne et situé sous une électrode de commande isolée
entre une borne de source et une borne d'électrode de com-
mande, alors que par la commande sur l'électrode de com-
mande, il se forme un canal semiconducteur, ce circuit-
- 5 - source de courant qui est particulièrement avantageux est à cet effet remarquable que le circuit de contre-réaction actif est formé du fait que ladite borne de substrat du premier transistor à effet de champ est raccordée à la source du deuxième transistor à effet de champ. Ce circuit-source de courant particulier peut
ttre réalisé de façon symétrique et est dans ce but remar-
quable en ce que la borne de substrat du deuxième transis-
tor à effet de champ est raccordée à la source du premier
transistor à effet de champ.
La description suivante, en regard du dessin an-
nexé, le tout donné a titre d'exemple, fera bien comprendre
comment l'invention peut 9tre réalisée.
La figure I illustre un premier mode de réali-
sation d'un miroir de courant conforme à l'invention.
La figure 2 illustre une version symétrique du
miroir de courant selon la figure 1.
La figure 3 illustre un mode de réalisation de l'amplificateur de transconductance 3 utilisé dans le
circuit répondant à la figure 2.
La figure 4a illustre une réalisation préféren-
tielle d'un miroir de courant conforme à l'invention.
La figure 4b est le schéma équivalent du circuit selon la figure 4a et sert à illustrer le fonctionnement
de ce circuit.
La figure 5 montre un circuit-source de courant conforme à l'invention utilisé comme circuit de charge
symétrique d'un amplificateur de différence.
La figure I montre un premier exemple de réali-
sation d'un circuit-source de courant conforme à l'inven-
tion. Ce circuit comporte un premier transistor T1 à ca-
nal de type de conduction n, ainsi qu'un deuxième transis-
tor T2 à canal de type de conduction n. A travers une
boucle de réaction positive, dans ce cas une simple inter-
connexion, le drain du transistor T1 est raccordé à l'élec-
trode de commande du transistor T1 ainsi qu'à une borne d'entrée 8de ce circuit-source dë courant. A travers une résistance - 6 - 1, la source du transistor T1 est raccordée à une borne commune 10. L'électrode de commande du transistor T2 est
raccordée à celle du transistor Tl, le drain du transis-
tor T2 est raccordé à la borne de sortie 9 du circuit-
source de courant tandis que la source du transistor T2
est raccordée à la borne commune 10 à travers une résis-
tance 2.
Dans la forme décrite ci-dessus, l'ensemble que forment les transistors T1, T2 et les résistances 1,
2 constitue une réalisation simple d'un miroir de courant.
Cette réalisation permet de nombreuses variantes Un cou-
rant I qui est fourni à la borne d'entrée 8 est "'réfléchi" vers la borne de sortie 9 et apparaUt sur celle-ci comme un courant I1; le rapport entre l'intensité du courant I et celle du courant d'entrée I est constant et, est égal à un par exemple.' Hormis par son propre bruit thermique, la résistance I ne contribue pas d'une autre fa-on au
bruit total, étant donné qu'à ladite résistance 1 est im-
posé le courant de sortie I qui est défini à l'extérieur du circuit. Se comportant comme sources de bruit, outre le transistor T à tension de bruit e1, le transistor T2 à tension de bruit e2 et la résistance 2 à tension de bruit e3. Dans le courant de sortie I, ces tensions de bruit sans relation mutuelle donnent lieu à une composante de bruit À I qui est définie par lesdites tensions de
bruit et par la valeur ohmique R de la résistance 2, l'ex-
pression suivante étant donc valable pour cette composante A I: I4 = I' + ÀI, avec I' = nI, à savoir le courant d'entrée réfléchi, alors que dans ladite expression, la composante i I comporte également une composante qui se produit dans le cas o le rapport entre les dimensions géométriques des transistors TI et T2 diffère du rapport
entre les valeurs ohmiques des résistances RI et R2.
Etant donné qu'aux extrémités de la résistance 1, il n'existe pas de tension de bruit si l'on excepte la tension de bruit provoquée par le bruit présent dans le courant d'entrée I et le bruit thermique propre de la -7- résistance 1, on peut, suivant l'idée qui est à la base de l'invention, utiliser ladite résistance 1 comme référence pour la compensation de bruit. A cet effet, la tension
entre les extrémités de la résistance 2, tension qui com-
porte la tension provoquée par la composante de bruit.& I présente dans le courant de sortie I, est comparée à la tension entre les extrémités de la résistance 1. Dans l'exemple de réalisation suivant la figure 1, ceci a lieu
à l'aide, d'un amplificateur de transconductance 3. Celui-
ci reçoit, en guise de tension différentielle d'entrée, la
tension de bruit -R, I et fournit à la sortie 6 un cou-
rant 12 = -GR&i, la référence G indiquant la transconduc-
tance de l'amplificateur LIe courant I0 qui est formé par le courant I1 auquel est ajouté le courant de sortie 12 de l'amplificateur 3, répond donc à l'expression I0= I1 + 12 = -GRA I + Il +, I. Le courant de sortie total I0 est donc compensé à l'égard du bruit interne pour GR = I c'est-àdire G = 1, et dans le cas idéal, ledit courant de sortie I0 ne comporte que le bruit thermique de
la résistance 1 et le bruit présent dans le courant d'en-
trée I. Dans cette forme, cette mesure est appliquable
quel que soit le rapport de miroir de courant n =I1, puis-
que dans la condition régissant la transconducteLe G, c'est uniquement la valeur ohmique R de la résistance 2
qui joue un r8le.
Un effet secondaire mais non négligeable de l'emploi de la mesure préconisée par l'invention est que l'impédance de sortie du miroir de courant s'en trouve augmentée. En effet, une réaction que la tension sur la
borne de connexion 9 exerce sur le courant I1 est rétro-
couplée à travers l'amplificateur 3. L'impédance d'entrée
du miroir de courant n'est pas influencée par l'amplifica-
teur. Comme alternative, l'injection du courant 12
peut avoir lieu également sur la source du transistor T2.
Dans le circuit-source de courant selon la fi-
gure 1, la compensation que préconise l'invention a lieu - 8- dans la branche de courant de sortie mais est possible aussi de façon symétrique, ce qui est expliqué ci-après
en référence à la figure 2.
La figure 2 montre un circuit-source de courant qui répond à la figure 1 et u comporte des transistors
T1 et T2 ainsi que les résistances 1 et 2. Le circuit-
source de courant comporte également un amplificateur de transconductance 3 qui correspond à celui utilisé dans le circuit selon la figure 1, la sortie 6 toutefois étant raccordée à la source du transistor T2. L'amplificateur de transconductance 3 est muni également d'une sortie à
laquelle apparaît un courant 12 dont la polarité est op-
posée à celle du courant 12 à la sortie 6, ladite sortie
7 étant raccordée à la source du transistor T1.
Lorsqu'un courant d'entrée I passe-par le tran-
sistor T et la résistance 1, ce courant est réfléchi vers le transistor T2 et la résistance 2, et une composante de bruit s I est ajoutée audit courant. L'amplificateur 3 fournit à la résistance I encore un courant 12 et à la résistance 2 un courant -I2, de sorte que les tensions de différence d'entrée 2 V de l'amplificateur 3 respectent la relation:AV = R(I+I2) - R(I-I2 + I) = RI2-RP2 AI, la référence R indiquant la valeur ohmique des résistances
1 et 2. Lorsque pour l'amplificateur 3 est valable l'ex-
pression I2 = G4 V; ladite relation devient:, V = 2RG V - R ÀI à partir de laquelle on trouve à l'égard de la composante de bruit & I que celle- ci est égale à zéro pour G-=
Egalement dans la réalisation répondant à la -
figure 2, le fait d'appliquer la mesure préconisée par l'invention a comme effet supplémentaire important que
l'impédance de sortie du miroir de courant est augmentée.
Un inconvénient toutefois est apporté par le couplage en
croix des sources des transistors T1 et T2 à travers l'am-
plificateur 3, ce couplage conduisant à une situation ins-
table (on a une configuration de bascule bistable), lors-
que le coefficient d'amplification en boucle devient - 9- supérieur à un. Toutefois, la transmission de signal Io/I est conservée mais le bruit augmente, si dans la
boucle formée par les transistors T, T2 et l'amplifica-
teur 3, le coefficient d'amplification en boucle est su-
périeur à un. C'est pourquoi il n'est pas possible de res- pecter de façon optimale la condition G = * L'exigence /l devient: G Comme alternative, l'injection des courants 12 est possible également aux bornes d'entrée et de sortie
8 et 9.
Tout comme dans le circuit-source de courant selon la figure 1, on peut dans le cas du circuit-source
de courant selon la figure 2, choisir un coefficient d'am-
plification ou d'atténuation I0 = nI, avec n I 14 Acet
effet, les valeurs ohmiques des résistances 1 et 2 doi-
vent 9tre dans le rapport 1: 1, alors que les rapports W1 -i entre les largeurs (Wl,2) et les longueurs (L1,2) des transistors Tl et T2 se rapportent comme: w
W1 W2 1: n. En utilisant les expressions trouvées ci-
dessus, on peut trouver à l'égard de l'amplificateur 3 que la compensation survient pour G = tout en tenant compte que l'intensité du courant apparaissant à la sortie 6 est n fois plus élevée et donc égale à NI2, avec 12 =
G AV, à savoir le courant à la sortie 7 de l'amplifica-
teur de transconductance 3.
La figure 3 montre un exemple de réalisation d'un amplicateur de transconductance 3. Celui-ci comporte un transistor T3 à canal de type de conduction p et un transistor T4 à canal de type de conduction p dont les sources sont raccordées à une source de courant de repos
13 portant un courant Its L'électrode de commande du tran-
sistor T3 forme l'entrée 4 de l'amplificateur 3, et l'élec-
trode de commande du transistor T4 forme l'entrée 5 dudit amplificateur 3, tandis que le drain du transistor T3 et
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le drain du transistor T4 forment les sorties 6 et 7 de l'amplificateur 3. Dans ce ces, la transccr:ductance G de
l'amplificateur 3 est égale à G = avec 3 i-n-
diquant la pente des transistors T et Ti, perte qui est proportionnelle aux rapports de la largeur sur la lon-
gueur W de leurs canaux.
Dans le cas d'un coefficient d'amplificatior de miroir de courant égal à n cormme dans l'exem-le expliqué en référence à la figure 2, l'amplificateur 3 doit 9tre réalisé de façon qu'à la sortie 6, l'intensité du courant soit égale à n fois l'intensité du courant à la sortie 7,
ce qui est réalisable du fait de choisir le rapport lar-
geur sur longueur W du canal du transistor T3 fois plus grand que la rapport largeur sur longueur D- du canal du transistor T4, ce qui a comme résultat que les courants de repos passant par les transistors sont dans le rapport n: 1, de même que leurs pentes J, de sorte que les coefficients d'amplification vers les sorties 6
et 7 sont dans le rapport n: 1.
L'effet de la mesure conforme à l'invention n'est favorable que dans le cas o la contribution au bruit de l'amplificateur de transconductance 3 est de loin inférieure à celle du miroir de courant original sans la mise à profit de la mesure conforme à l'invention. Dans le cas de l'amplificateur de transconrductance selon la
figure 3, la contribution au bruit est minimalisée lors-
que l'intensité du courant de repos It est choisie aussi petite que possible ?rs la pratique. Pour atteindre alors I la transconductance désirée G = 1, les rapports W sont
choisis élevés en correspondance.
La figure 4a illustre une réalisation très at-
trayante d'une source de courant conforme à l'invention.
Comme précédemment, ce miroir de courant est formé à
l'aide des transistors T et T2 et des résistances 1 et 2.
Toutefois les substrats de canal (en anglais: "back-gate") qui se trouvent de l'autre ctté du canal et donc pas du
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- 1:3 -
c8té o se trouvent les électrodes de commande isolées et qui, en coopération avec le canal, la source et le drain forment un transistor à effet de champ à jonction, sont raccordés à travers des bornes il, 12 et à la source de l'autre transistor T2, T1. La figure 4b est le schéma équivalent de cette configuration, schéma dans lequel l'effet des substrats de canal commandés Il et 12 est remplacé du fait de shunter les transistors T1 et T2 par un transistor à effet de champ à jonction à canal de type de conduction n Til et T12' Ces transistors T11, T12 peuvent alors être
considérés comme l'amplificateur 3.
Un courant I passant par l'entrée 8 s'écoule en-
tièrement à travers la résistance 1, de sorte que la ten-
sion entre les extrémités de cette résistance 1 est exempte de bruit, exception faite du bruit présent dans le courant I. La commande effectuée sur les substrats de canal donne maintenant lieu à une commande telle du transistor T2 que les variations de la tension entre les extrémités de la résistance 2 suivent plus fidèlement les variation3de la
tension entre les extrémités de la résistance 1, cette der-
nière tension étant pauvre en bruit, de sorte qu'également dans ce cas est réalisée une réduction de bruit de même
qu'une augmentation de l'impédance de sortie comparative-
ment à celle du miroir de courant auquel la mesure n'est pas appliquée. Une explication mathématique est moins simple
ici par la complexité de l'ensemble que forment l'amplifi-
cateur 3 (les transistors T et T) et les transistors de il 12 miroir de courant T1 et T2, et n'est donc pas donnée ici en vue de ne pas compliquer les choses. On peut se rendre compte que le fonctionnement a lieu comme suit. Une augmentation de l'intensité du courant passant de la résistance 2 conduit à une commande plus poussée du transistor T11 et, partant à une diminution de la tension de l'électrode de commande du
transistor T1, et donc de l'électrode de commande du tran-
sistor T2, ce qui a comme conséquence qu'une telle augmen-
tation d'intensité de courant est contrecarrée par la com-
mande du transistor T2. Ce règlage est renforcé du fait que
- 12 -
l'électrode de commande du transistor T1e, reçoit une ten-
sion constante à travers la résistance 1, et que La source
dudit transistor T12 reçoit une tension accrue par l'ac-
croissement initial de la tension entre les extrémités de la résistance 2, de sorte qu'également le passage de cou-
rant dans le transistor T12 diminue.
Du point de vue de suppression de bruit, le cir-
cuit selon la figure 4 pourrait fonctionner également 1ors-
que l'électrode de commande du transistor T12 reçoit une tension constante. Cela toutefois dégrade l'effet du miroir
de courant en cas d'une intensité variable du courant d'en-
trée. Ce qui par contre est bien possible est de raccorder
les deux bornes de substrat à la source du transistor T2.
Dans ce cas, la compensation est établie du Lait qu'une
variation de la tension entre les extrémités de la résis-
tance 2 fait varier en phase la tension de l'électrode de
substrat du transistor T1 et ainsi fait varier en opposi-
tion de phase la tension de l'électrode de commande isolée du transistor T1 et donc de l'électrode de commande isolée du transistor T2, ainsi une variation de la tension entre
les extrémités de la résistance 2 est rétrocauplée compa-
rativement à la tension entre les extrémités de la résis-
tance 1. Il est possible également de raccorder les deux bornes de substrat à la source du transistor T$. Dans ce cas, par rapport à l'électrode de commande du transistor T12, la source de ce transistor T12 est commandée par la
variation de la tension entre les extrémités de la résis-
tance 2 par rapport à la tension entre les extrémités de
la résistance 1.
Egalement dans le cas du mode de réalisation ré-
pondant à la figure 4 et de la variante mentionnée à son sujet, il est possible de réaliser des facteurs de miroir de courant n qui différent de un. Dans ce cas, l'adaptation
de l'amplificateur 3, citée lors de la description des fi-
gures 2 et 3, a lieu automatiquement, puisqu'en présence d'une variation des dimensions de canal des transistors T1
et T2, également les dimensions des transistors sont modi-
fiées en correspondance.
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En ce qui concerne les exemples de réalisation
selon les figures 1 à 4, la mesure préconisée par l'inven-
tion est appliquée à un miroir de courant. A cette occasion, le bruit dans la branche de sortie est réduit du fait que la mesure préconisée par l'invention à comme conséquence que
l'intensité du courant de sortie Io est égale ou propor-
tionnelle dans une plus grande mesure que dans le cas ou
* la mesure selon l'invention ne serait pas appliquée. Lors-
qu'elle est appliquée à un circuit-source de courant à trau-
sistors parallèles T1 et T27 on obtient une réactive positive entre le drain et la source du-transistor T1 et une tension de règlage appliquée à la connexion commune d'électrode de commande des transistors T1 et T2; Avec ladite mesure, on a comme résultat que les deux courants de sortie sur les noeuds
8, 9 sont égaux ou proportionnels dans une forte mesure.
Quant à la contribution au bruit, une corrélation étroite existe entre les contributions au bruit des transistors T1 et T>. Pour bon nombre d'applications, cela peut conduire à la réduction du niveau de bruit, par exemple lorsqu'un tel circuit-source de courant est utilisé comme circuit de charge symétrique d'un amplificateur de différence dont la figure 5 illustre un exemple. Cette figure 5 montre
un amplificateur de différence à transistors T5 et T6 bran-
chés en paire de différence, la ligne de source commune com-
portant une source de courant de repos fournissant un courant
2 I * Les drains desdits transistors sont raccordés aux bor-
nes de connexion 8, 9 d'un circuit selon la figure 4a. Ces transistors, du fait que la connexion commune d'électrode de commande des transistors T1 et T2 est raccordée à un point de tension de référenceSfRI, sont utilisés comme deux sources
de courant couplés.
L'invention n'est nullement limitée aux exemples
de réalisation dont il est question dans le présent exposé.
Il est possible de réaliser plusieurs variantes, par exemple
l'établissement de types de conduction opposés à ceux men-
tionnés dans cet exposé, l'emploi de structures de miroir de
courant plus complètes et leur réalisation sous forme bipo-
laire. 247i8403
Claims (7)
1. Circuit-source de courant qui entre une pre-
mière borne (8) et une borne commune (10) comporte une pre-
mière branche de courant dans laquelle se trouve au moins
le trajet de courant principal d'un premier composant semi-
conducteur(TI) en série avec une première résistance (1) alors qu'entre d'une deuxième borne (9) et ladite borne
commune (10) se trouve une deuxième branche de courant com-
portant au moins le trajet de courant principal d'un deuxiè-
me composant semiconducteur(T2) et uredeuxième résistance (2) lesdits deux composants semiconducteurs constituant en ce
qui concerne leur commande, une combinaison parallèle carac-
térisé en ce que ce circuit-source de courant comporte un
circuit de contre-réaction actif (3) muni d'une entrée dif-
férentielle (4,5) branchée entre l'extrémité de première ré-
sistance (1) située du côté opposé à la borne commune (10) et l'extrémité de deuxième résistance (2) située également dudit côté opposé à la borne commune (10) ainsi que d'une sortie (6) qui dans le sens de contreréaction est couplée, la branche de courant de sortie de façon à contrecarrer une variation de la tension entre les extrémités de la deuxième
résistance (2) comparativement à la tension entre les ex-
trémités de la première résistance (1).
2. Circuit-source de courant selon la revendica-
tion 1, caractérisé en ce que le circuit de contre réaction actif (3) comporte un amplificateur de transconductance (3) pour convertir en courant la différence de tension entre
les tensions régnant sur les première (1) et deuxième ré-
sistances (2) en présence d'une transconductance qui est pratiquement égale à l'inverse de la valeur ohmique de la
deuxième résistance, et pour injecter dans la deuxième bran-
che de courant le courant résultant de la conversion, la po-
larité de ce courant injecté étant telle à donner lieu à
ladite contre-réaction.
3. Circuit-cource de courant selon la revendica-
tion 1, caractérisé en ce que le circuit de contre-réaction actif (3) comporte un amplificateur de transconductance (3) pour convertir en courant la différence de tension entre les tensions sur les première (1) et deuxième résistances
(2) en présence d'une transconductance qui est pratique-
ment égale mais inférieure à l'inverse du double de la va-
leur ohmique de la deuxième résistance (2) ledit amplifi-
cateur étant muni d'une sortie différentielle (6,7) pour injecter d'une part dans la deuxième branche de courant,
le courant résultant de la conversion, et d'autre part.
dans la première branche de courant, un courant qui est en o10 opposition de phase avec le courant précité, ceci ayant
lieu avec une polarité telle à donner lieu à ladite contre-
réaction.
4. Circuit-source de courant selon la revendica-
tion 3, caractérisé en ce que ce circuit est conçu pour
faire circuler dans la deuxième branche de courant un cou-
rant dont l'intensité se rapporte à celle du courant dans la première branche de courant comme n: 1 du fait que la valeur ohmique de la première résistance (1) est n fois plus élevée que la valeur ohmique de la deuxième résistance (2), ainsi que du fait que lesdits premier(T1) et deuxième composan (T2) semiccnducteur smt dimenonués en corres podance,
l'amplificateur de transconductance (3) étant conçu de fa-
çon que l'intensité du courant injecté dans la première
branche de courant est égale a t fois l'intensité du cou--
rant injecté dans la deuxième branche de courant
5. Circuit-source de courant selon la revendica-
tion 3 ou 4 caractérisé en ce que l'injection de courant à lieu sur les points de liaison entre d'une part le premier composant semiconducteur(TI) et la première résistance (1) et d'autre part le deuxième composant semiconducteur (T2)
et la deuxième résistance (2).
6. Circuit-source de courant selon la revendica-
tion 1 dans lequel les premier (T1) et deuxième (T2) compo-
sants semiconducteurs sont des premier det deuxième transis-
tors à effet de champ dont les électrodes de commande sont
isolées et interconnectées, chacun de ce transistors à ef-
fet de champ (T1,T2) comportant un substrat semiconducteur
muni d'une borne (11,12) et situé sous une électrode de com-
mande isolée entre une borne de source et une borne d'élec-
trode de commande, alors que par la commande sur l'élec-
trode de commande, il se forme un canal semiconducteur ca-
ractérisé en ce que le circuit de contre-réaction actif (13) est formé du fait que ladite borne de substrat (11) du premier transistor (TI) à effet de champ est raccordée à
la source du deuxième transistor (T2) à effet de champ.
7. Circuit-source de courant selon la revendica-
tion 6, caractérisé en ce que la borne de substrat (12) du deuxième transistor (T2) à effet de champ est raccordée à
la source du premier transistor (TI) à effet de champ.
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