FR2462058A1 - Amplificateur ayant une zone morte de largeur et position reglables - Google Patents

Abstract

LA PRESENTE INVENTION CONCERNE UN AMPLIFICATEUR A ZONE MORTE. SELON L'INVENTION, UN AMPLIFICATEUR 20 COMPARE UN SIGNAL S A LA SOMME D'UN SIGNAL DE REGLAGE DE POSITION P ET D'UN PREMIER SIGNAL DE REGLAGE DE LARGEUR W ET UN AMPLIFICATEUR 30 COMPARE LE SIGNAL P A LA SOMME DU SIGNAL S ET D'UN SECOND SIGNAL W, CE SECOND SIGNAL ETANT DERIVE DE LA MEME SOURCE QUE LE PREMIER; UN CIRCUIT DE SORTIE 40 COMPARE DES COURANTS UNIPOLAIRES DE SORTIE DES AMPLIFICATEURS POUR PRODUIRE UN COURANT NET QUI S'ECOULE DANS UN SENS VERS UNE CHARGE QUAND LE SIGNAL S EST PLUS POSITIF QU'UN PREMIER NIVEAU ET EN SENS OPPOSE QUAND IL EST PLUS NEGATIF QU'UN SECOND NIVEAU; AUCUN COURANT DE SORTIE NE PASSE QUAND LE SIGNAL S SE TROUVE DANS UNE ZONE MORTE DEFINIE PAR CES NIVEAUX, ET DONT LA POSITION ET LA LARGEUR SONT REGLEES SEPAREMENT PAR LES SIGNAUX P ET W. L'INVENTION S'APPLIQUE NOTAMMENT AU TELEPHONE ET AUTRES SYSTEMES DE COMMUNICATIONS.

Description

La présente invention se rapporte à des amplificateurs et plus

particulièrement à des amplificateurs de la sorte

ayant une zone morte.

Des amplificateurs à zone morte, quelquefois appelés amplificateurs "écrêteurs au centre", sont des amplificateurs qui rejettent ou suppriment les signaux reçus se trouvant dans une plage donnée (zone morte) tandis qu'ils amplifient les signaux se trouvant en dehors de la plage donnée. De tels amplificateurs sont utiles dans diverses applications. Par exemple, dans le téléphone et autres systèmes de communication, ils sont utilisés pour l'atténuation du bruit. Ils sont également utilisés dans des systèmes asservis pour empocher

une pulsation excessive du son.

Le brevet U.S. No. 3 716 726 intitulé "Center Clipper" au nom de D.C. Trimble du 13 Février 1973, révèle un détecteur de zone morte utilisé pour commander un commutateur dans un canal de transmission de téléphone pour atténuer le bruit. Le circuit connu présente une caractéristique avantageuse parce que la largeur de la zone morte (et ainsi la région de suppression du bruit) peut être contrôlée par un seul signal de contrôle ou commande sans affecter la position de la zone morte par rapport à la plage attendue des variations du signal reçu. Cependant, pour effectuer cela, la composante d'origine en courant continu du signal reçu est retirée au moyen d'un condensateur et de nouvelles composantes en courant continu contrôlées par une source commune sont ajoutées au signal par un réseau afin de produire deux signaux ayant des composantes différentes en courant continu. L'un d'entre eux est alors comparé à une tension de référence fixe et l'autre est comparé à une tension de référence variable qui est également contrôlée ou commandée par la source de courant. Les signaux de sortie des comparateurs sont alors combinés par une porte logique qui commande le commutateur dans le canal de transmission ou d'émission de téléphone. En changeant la valeur du courant produit par la source de courant, les composantes en courant continu des deux signaux dérivés et la tension variable de référence changent pour contrôler ainsi la largeur de la zone morte. La position de la zone morte par rapport au signal reçu n'est pas affectée par des changements de sa largeur du fait de l'enlèvement de la composante d'origine en courant continu du signal reçu et de son remplacement par de nouvelles composantes en courant continu dérivées de la source de courant. Cela présente l'inconvénient de

limiter la technique enseignée par Trimble à des appli-

cations à des signaux en courant alternatif. Cela ne peut par exemple bien s'adapter à des applications à des systèmes asservis o la composante en courant continu

du signal reçu joue un rble important.

Un amplificateur à zone morte présentant une réponse en courant continu ainsi qu'une réponse en courant alternatif est révélé dans le brevet U.S. No. 3 851 259 intitulé "Deadzone Circuit", au nom de D.J. Porawski du 26 Novembre 1974. Là, une tension de référence est comparée à la somme du signal reçu, d'un premier signal de commande et d'un signal de contreréaction par un premier amplificateur différentiel. La tension de référence est également comparée à la somme du signal reçu, d'un

second signal de commande et d'un signal de contre-réac-

tion par un second amplificateur différentiel. Les signaux de sortie des amplificateurs sont alors combinés dans

un réseau de diodes et appliqués à un troisième amplifica-

teur qui produit le signal de sortie du circuit et les deux signaux de contre-réaction. L'utilisation de deux signaux de commande permet d'établir indépendamment les limites supérieure et inférieure de la plage de la zone morte. L'inconvénient est que *si l'on souhaite maintenir une largeur de zone morte donnée et changer sa position par rapport au signal reçu, on doit le faire indirectement par ajustement des deux signaux de commande. Il y a un autre problème, en effet, pour certaines positions de la zone morte, la tension de référence

peut également devoir être changée.

La présente invention est dirigée vers un amplifica-

teur à zone morte o la position et la largeur de la zone morte sont indépendamment réglables de façon non interactive, et qui n'est pas limité à des applications

en courant alternatif.

Un amplificateur à zone morte selon l'invention comprend un circuit d'entrée sensible à un s#4al d'entrée ou reçu et à un signal de réglage de largeur pour produire un premier signal composé de sortie représentatif de leur somme, ce circuit d'entrée étant également sensible au signal de réglage de largeur et à un signal de réglage de position pour produire un second signal composé de sortie représentatif de leur somme. Un premier amplificateur différentiel sensible au signal d'entrée ou reçu et au second signal composé de sortie produit un premier courant de sortie dans un sens donné quand le signal reçu et le second signal composé de sortie ont des premières grandeurs relatives. Un second amplificateur différentiel sensible au signal de position et au premier signal composé de sortie produit un second courant de sortie dans le sens donné quand le signal de réglage de position et le premier signal composé ont des premières grandeurs relatives. Un circuit de sortie soustrait l'un des courants de sortie de l'autre pour produire une différence de courant pour application à une charge ainsi,

la position et la largeur de la zone morte de l'amplifica-

teur peuvent être réglées individuellement et de façon non interactive en réponse à des changements des signaux

de réglage de position et de largeur.

L'invention sera mieux comprise et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci

apparaîtront plus clairement au cours de la description

explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant plusieurs modes de réalisation de l'invention et dans lesquels - la figure 1 est un schéma d'un amplificateur à zone morte selon l'invention; et

- la figure 2 est un schéma illustrant des modifica-

tions de l'amplificateur à zone morte de la figure 1. Sur la figure 1, le circuit d'entrée 10 comprend une première entrée 11 pour recevoir un signal d'entrée ou reçu à amplifier, une seconde entrée 12 pour recevoir un signal de réglage de position, une troisième entrée 13 pour recevoir un signal de réglage de largeur et une

quatrième entrée 14 pour recevoir un signal d'inhibition.

Le circuit 10 comporte également une première sortie 15 de production d'un premier signal composé de sortie représentatif de la somme du signal à l'entrée 11 et du signal de réglage de largeur en 13, une seconde sortie 16 de production d'un second signal composé de sortie représentatif de la somme du signal de réglage de position appliqué à l'entrée 12 et du signal de réglage de largeur appliqué à L'entrée 13, une troisième sortie 17 et une quatrième sortie 18. Ces deux dernières sorties produisent des signaux équilibrés ou compensés correspondant aux

signaux appliqués aux entrées 12 et 11, respectivement.

L'entrée 11 est reliée à la sortie 15 par une première résistance d'addition Rl et à la sortie 18 par une première résistance de compensation de courant de polarisation de base ou d'équilibrage R5. L'entrée 12 est reliée à la sortie 16 par une seconde résistance d'addition R2 et à la sortie 17 par une seconde résistance R6 de compensation de courant de polarisation de base ou d'équilibrage. L'entrée 13 est reliée aux bases des transistors formant source de courant QI et Q2 reliés, par leurs collecteurs respectifs, aux sorties et 16 respectivement. Les émetteurs de QI et Q2 sont reliés par des résistances respectives de limitation de courant R3 et R4 à une première source de tension d'alimentation V1 (non représentée). Les émetteurs des transistors QI et Q2 sont également reliés aux émetteurs respectifs de transistors de commande de polarisation d'émetteur Q3 et Q4 dont les bases sont reliées au collecteur d'un transistor inverseur Q5 et par une

résistance de charge R7 à une seconde source d'alimenta-

tion en tension V2 qui est également reliée aux collec- teurs de Q3 et Q4. Le transistor Q5 est relié par sa base à l'entrée 14 au moyen d'une résistance R8 de limitation de courant et par son émetteur à la première

source de tension d'alimentation V1.

Un amplificateur différentiel 20 comporte une première entrée 21 reliée à la sortie 18 pour recevoir le signal d'entrée à amplifier et une seconde entrée 22 reliée à la sortie 16 pour recevoir le second signal composé de sortie, et une sortie 23 reliée à la borne de sortie du circuit 50. Les première et seconde entrées 21 et 22 sont reliées aux bases respectives de transistors à émetteurs couplés Q6 et Q7 dont les émetteurs sont reliés à la sortie d'un transistor Q8 formant source de courant. La base de Q8 est reliée à une source de tension de polarisation V3 et son circuit d'émetteur comporte une résistance R9 de limitation de courant reliée entre son émetteur et la première source de tension d'alimentation V1. Les collecteurs des transistors Q6 et Q7 de l'amplificateur différentiel sont reliés à la seconde source d'alimentation en courant V2 par des résistances respectives de charge RIO etR11. Un transistor de sortie Q9 est relié par son collecteur à la sortie 23, par son émetteur au collecteur du transistor Q6 et

par sa base au collecteur du transistor Q7.

L'amplificateur différentiel 30 est sensiblement identique à l'amplificateur différentiel 20 et il comprend une première entrée 31 reliée à la sortie 17 du circuit d'entrée 10 pour recevoir le signal de réglage de position, une seconde entrée 32 reliée à la sortie 15 pour recevoir le premier signal composé de sortie et une sortie 33

pour produire un signal de sortie. Des transistors Q10-

Q13 et des résistances R12-R14 dans l'amplificateur 30 - 6

sont reliés de façon identique aux éléments corres-

pondants dans l'amplificateur 20, c'est-à-dire Q6-Q9 et

R9-R 1.

La sortie 33 de l'amplificateur 30 est reliée à l'entrée 41 d'un amplificateur miroir de courant 40 dont la sortie 42 est reliée à la borne de sortie du circuit 50. L'amplificateur 40 soustrait le courant à la sortie de l'amplificateur 30 de celui produit par l'amplificateur 20, afin de produire un signal de

sortie en push-pull à la borne de sortie 50.

L'amplificateur 40 comprend un transistor de sortie Q14 dont l'émetteur est relié à la première source de tension d'alimentation V1 par une résistance R15, dont le collecteur est relié à la sortie 42 et dont la base est reliée à l'entrée 41. Une connexion en série d'une résistance R16 et d'une diode D relie la base du transistor de sortie Q14 à la première source de tension d'alimentation V1. La diode D est polarisée pour être conductrice de courant dans le même sens par rapport à la source d'alimentation V1 que la jonction base-émetteur du transistor Q14, et elle produit un potentiel de décalage qui compense des variations de la tension de jonction base-émetteur du transistor Q14 pouvant se

produire avec des changements de température.

En fonctionnement, les sources de tension d'alimenta-

tion sont choisies de façon que la tension V2 soit positive par rapport à la tension V1et que la tension V3 soit à une certaine vabar entre V1 et V2. Les valeurs absolues des tensions d'alimentation V1, V2 et V3 ne sont pas critiques et peuvent être référencées à tout point approprié de potentiel. Par exemple, V1, V2 et V3 peuvent être toutes négatives à condition que V1 soit plus négativ que V2. Alternativement, V1 peut être négative et V2 peut être positive, V5 étant à une certaine

valeur intermédiaire. Pour la description qui suit,

cependant, on supposera que la tension d'alimentation V1 est au potentiel de la masse (0 volt) et que la tension

d'alimentation V2 est à un certain potentiel positif.

Avant de considérer les détails du fonctionnement général du circuit, il est utile de considérer d'abord rapidement les objectifs de l'invention et la façon dont les éléments décrits ci-dessus (circuit d'entrée 10, amplificateur 20 et 30 et circuit de sortie 40) coopèrent pour répondre à ces objectifs. Le premier objectif est de produire un amplificateur à zone morte qui applique un courant de sortie dans un sens donné à une charge quand un signal d'entrée ou reçu est au-dessus d'un premier niveau et qui applique un courant de sortie en sens opposé à la charge quand le signal d'entrée ou reçu est en dessous d'un second niveau. Les niveaux définissent une zone morte dans laquelle aucun courant de sortie nes'écoule dans aucun sens vers la charge. Pour atteindre cela (avec l'avantage que la position et la largeur de la zone morte peuvent être réglées indépendamment et de façon non interactive en iRéponse à des signaux appliqués séparément de réglage de position et de largeur), on utilise le circuit d'entrée 10 pour produire deux signaux composés qui sont comparés au signal d'entrée ou reçu et à un signal de réglage de position par les amplificateurs et 30. Les courants à la sortie des amplificateurs 20

et 30 sont alors soustraits par le circuit de sortie 40.

Plus particulièrement, dans le circuit d'entrée 10, la résistance d'addition RI ajoute un incrément de tension au signal reçu, proportionnellement au signal de réglage de largeur à l'entrée 13 pour produire à la sortie 15 un premier signal composé de sortie. Dans cet exemple particulier de l'invention, l'incrément de tension qui est ajouté au signal reçu est ajouté dans unsEns s'opposant ou se soustrayant du signal reçu en forçant un courant à s'écouler à travers la résistance RI dans la direction de l'entrée Il à la sortie 15. Cette fonction est produite par le transistor QI dans la source de courant de sortie double comprenant les transistors QI, Q2 et les résistances R3 et R4. Les transistors QI et Q2 sont tousdetm polariséspar le signal de réglage de largeur à la borne 13 et produisent des courants de sortie à leur collecteur respectifs, proportionnels à lavaleur du signal de réglage de largeur et inversement proportionnels aux valeurs des résistances respectives de charge d'émetteur R3 et R4. Le courant de collecteur du transistor Q2 est appliqué à la résistance R2 pour soustraire un incrément de tension proportionnel au signal de réglage de largeur à l'entrée 13 du signal de réglage de position à l'entrée 12 afin de produire le second signal composé de sortie à la sortie 16. Comme dans le cas du premier signal composé, l'incrémentde tension produit dans la résistance R2 est ajouté au signal de réglage de position dans cet exemple de l'invention dans un sens tendant à s'opposer ou à se soustraire du signal de réglage de position afin

de produire le second signal composé.

Les résistances R5 et R6 dans le circuit d'entrée

ont la fonction de compensation de courant de polarisa-

tion de base ou d'équilibrage pour les transistors Q6 et Q10 des amplificateurs 20 et 30 respectivement. Les résistances R5 et R6 sont incorporées dans cet exemple de l'invention parce que les amplificateurs 20 et 30 emploient des transistors bipolaires d'entrée qui nécessitent forcément une certaine grandeur de courant de polarisation d'entrée. Comme les résistances Rl et R2 sont en série avec les entrées des transistors Q11 et Q7 dans les.amplificateurs dans le but d'ajouter le signal de réglage de largeur au signal d'entrée et au signal de réglage de position, elles introduisent également nécessairement une chute de tension proportionnelle aux nécessités de courant de polarisationd base des transistors Q11 et Q7. En conséquence, les résistances R5 et R6 ont été ajoutées en série avec les circuits de base des transistors Q6 et Q10 pour produire une tension de décalage égale à la tension de décalage produite dans les résistances Rl et R2. En conséquence, à l'état de repos, avec un signal en mode commun appliqué simultanément

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aux entrées 11 et 12 et les transistors QI et Q2 étant non onducteurs, les trarELstors Q6, Q7, Q10 et Qll dans les

amplificateurs 20 et 30 reçoivent la mue tension de base.

En d'autres termes, les résistances R5 et R6 assurent que les transistors Q6 et Q10 seront attaquées par des impédances de source de la même valeur que celles fournissant le courant de base auctransistors Q7 et Q11,

ainsi toute erreur de décalage provoquée par les résis-

tances Rl et R2 du fait des nécessités de courant de polarisation de base peuvent être compensées par des tensions égales de décalage produites dans les résistances R5 et R6. On notera que les résistances d'équilibrage ou de compensation de courant de polarisation de base peuvent être éliminées dans les cas o les courants de polarisation d'entrée des amplificateurs 20 et 30 sont négligeables(par exemple si les transistors d'entrée sont des transistors à effet de champ). Les résistances d'équilibrage peuvent également être éliminées dans des cas o une définition précise des limites de la zone

morte n'est pas requise.

Les résistances R1-R4 dans le circuit d'entrée 10 contrôlent la symétrie de la zone morte par rapport à la valeur de la tension de réglage de position appliquée à l'entrée 12 comme suit. La somme des tensions produites dans les résistances Rl et R2 définit la largeur de la zone morte de l'amplificateur. Comme les tensions individuelles dans les résistances RI et R2 sont proportionnelles aux courantsproduitspar la source de courant de sortie double, on peut obtenir une zone morte symétrique par rapport au signal de réglage de position en ajustant le produit du courant de collecteur du transistor QI par la valeur de la résistance RI pour qu'il soit égal au produit du courant de collecteur du transistor Q2 par la valeur de la résistance R2. Alternativement, les produits ci-dessus mentionnés peuvent être inégaux pour produire une zone morte asymétrique par rapport au signal de réglage de position.

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Pour la source de courant de sortie double particulière représentée (Qi, Q2, R3, R4), les courants

dans les résistances Rl et R2 sont inversement proportion-

nels aux valeurs des résistances R3 et R4, par conséquent, si l'on souhaite une région de zone morte qui est symétri- que par rapport au signal de réglage de position, on peut établir le rapport des valeurs desrésistancesR1 et R3

égal au rapport des valeurs des résistances R2 et R4.

Les transistors Q3-Q5 et les résistances R7 et R8 forment un circuit d'inhibition qui, quand il est activé, réduit la largeur de la zone morte à zéro indépendamment de la valeur du réglage de largeur. Cela est accompli en appliquant simultanément une tension respective de passage à l'ouverture à une extrémité choisie du trajet de conduction de chacun des transistors QI et Q2 dans la source de courant de sortie double en réponse à un signal d'inhibition appliqué à l'entrée 14. A titre d'illustration, on suppose que la tension d'alimentation V2 est positive par rapport à V1 et que la tension du signal de réglage

de largeur est à une certaine valeur entre V1 et V2.

Si la tension du signal d'inhibition à l'entrée 14 est positive par rapport à V1, du courant s'écoule dans la résistance de limitation de courant R8, faisant passer le transistor Q5 à la fermeture qui, à son tour, bloque les bases des transistors Q3 et Q4 au potentiel V1. Comme le signal de réglage de largeur est positif par rapport à V1, les tensions présentes aux émetteurs de QI et Q2 polarisent en inverse les jonctions base-émetteur des transistors Q3 et Q4, ainsi dans cette première condition, le circuit d'inhibition est inhibé et les transistors QI et Q2 fournissent des courants de réglage de largeur

aux résistances d'addition Rl et R2.

On suppose maintenant que le signal d'inhibition à l'entrée 14 change à une valeur égale à V1 ou négative par rapport à V1. Dans cette condition, le transistor Q5 passe à l'ouverture et la résistance de charge R7 applique

une tension égale à V2 aux bases des transistors Q3 et Q4.

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Cela fait passer les transistors Q3 et Q4 à la fermeture, pour appliquer la tension V2 aux émetteursdes transistors QI et Q2 respectivement. Les bases des transistors QI et Q2 sont cependant au potentiel de la tension de réglage de largeur que l'on a supposé être entre V1 et V2. En conséquence, les jonctions base-émetteur des transistors Ql et Q2 sont polarisées en inverse faisant ainsi passer les transistors QI et Q2 à l'ouverture et aucun courant de réglage de largeur n'est appliqué aux résistances d'addition Rl et R2. Par conséquent, dans cette condition inhibée, le premier signal composé est égal au signal reçu et le second signal composé est égal au signal de

réglage de position, chacun de ces signaux étant dépourvu.

de toute composante proportionnelle au signal de largeur.

Ainsi, la largeur de la zone morte est réduite à zéro.

Pour résumer jusqu'à ce point, quand le circuit d'inhibition est inhibé, le premier signal composé (S-W) à la sortie 15 du circuit d'entrée 10 est égal au signal reçu (S) moins le signal de réglage de largeur (W) produit dans la résistance RM. Le second signal composé (P-W) à la sortie 16 est égal au signal de réglage de position (P) moins le signal de réglage de largeur (W) produit dans la résistance R2. Les deux sorties restantes 17 et 18 du circuit d'entrée 10 produisent respectivement le signal

de réglage de position (P) et le signal d'entrée (S).

Les quatre signaux de sortie P, S, P-W et S-W sont comparés de façon à produire un courant de sortie qui s'écoule dans un premier sens vers une charge (non représentée) reliéeà la borne de sortie 50 quand le signal reçu est plus positif que la somme du signal de réglage de position et de la tension W du fait du signal de réglage de largeur (S> P+W) et qui s'écoule dans un second sens vers la charge quand le signal reçu est plus négatif que le signal de réglage de position moins le signal de réglage de largeur

(S< P-W) et qui est sensiblement nul autrement.

L'amplificateur 20 fournit un courant de sortie à la borne de sortie 50 quand le signal reçu est inférieur (plus négatif) au second signal composé de sortie (S< P-W)

et il ne produit pas de sortie autrement. A titre d'illus-

tration, on suppose une fois de plus que la tension d'alimentation V2 est positive par rapport à la tension d'alimentation V1 et que la tension de polarisation V3 est suffisamment positive par rapport à V1 pour conditionner le transistor Q8 pour qu'il fournisse un courant de fonctionnement aux émetteurs des transistors Q6 et Q7,

inversement proportionnel à la valeur de la résistance R9.

Dans cette condition, si la tension du signal reçu à l'entrée 21 est plus négative que la tension du second signal composé (P-W) à l'entrée 22, le transistor Q6 est conducteur d'un courant de collecteur plus faible que le transistor Q7, ainsi la chute de tension dans la résistance de charge R10 est moindre que la chute de tension dans la résistance de charge R11. En conséquence, la jonction base-émetteur du transistor Q9 est polarisée en direct forçant ainsi le transistor Q9 à produire un courant de sortie à la borne de sortie 50,proportionnel à la diffférence de tension aux bornes 21 et 22. On suppose maintenant que) signal reçu à la borne 21 est plus positif que le second signal composé à l'entrée 22 et que le transistor Q6 est conducteur d'une plus grande partie du courant de collecteur du transistor Q8 que du transistor Q7. Dans cette condition, la jonction base-émetteur du transistor Q9 n'est pas polarisée en direct et aucun

courant du collecteur n'est fourni à la borne de sortie 50.

La seule condition d'entrée qu'il reste à considérer pour l'amplificateur 20, est une condition o le signal reçu est égal au second signal composé de sortie. Dans cette condition, le transistor Q9 est de préférence polarisé précisément à son seuil de conduction. Cela peut être

obtenu d'une façon en choisissant le courant de polarisa-

tion produit parle transistor Q8 et les valeurs des résistances RI0 et Rl1 de façon que le produit de la moitié du courant de polazisation par la valeur de la résistance R11 soit égal au produit de la moitié du courant

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de polarisation par la valeur de la résistance R10 plus une constante égale au seuil de conduction du transistor Q9. Dans l'alternative, les résistances R10 et R11 peuvent être choisies pour avoir des valeurs égales, en reliant une diode en série avec la résistance R11 pour atteindre un résultat semblable. Cette dernière tentative sera

subséquemment décrite en se référant à la figure 2.

L'amplificateur 30 fonctionne d'une façon analogue à l'amplificateur 20 mais il compare le signal de réglage de position (P) à l'entrée 31 au premier signal composé (S-W) à l'entrée 32 pour produire un courant de sortie qui ne s'écoule que quand le premier signal composé est plus positif que le signal de réglage de position. Le courant de sortie produit par l'amplificateur 30 s'écoule dans le même sens relatif que le courant de sortie produit par l'amplificateur 20. Pour permettre une application en push-pull des courants de sortie à la charge, la sortie

de l'amplificateur 30 est reliée à l'entrée de l'amplifica-

teur miroir de courant 40 qui inverse la direction du courant de sortie par rapport à la charge. A titre d'illustration, avec un courant s'écoulant vers l'entrée 41 de l'amplificateur miroir de courant 40, une tension est produite dans la diode D et la résistance R16, qui polarise en direct le transistor Q14 pour conduire un courant de collecteur proportionnel au rapport des résistances R15 et R16. En supposant que les résistances R15 et R16 ont des valeurs égales et que lasurfacede jonction de la diode D est égale à lasurfao de jonction base-émetteur du transistor Q14, le courant de collecteur résultant du transistor Q14awaunegrandeur égale au courant à la sortie du transistor Q13, mais s'écoulera en direction opposée pour retirer ainsi du courant de la borne de sortie 50 proportionnellement au courant de

collecteur.du transistor Q13.

Sur la figure 2, le circuit d'entrée 10 a été modifié par remplacement des transistors Ql-Q5 du typeNPN par des transistors Q15-Q19 du type PNP et la polarité des tensions d'alimentation V1 et V2 a été inversée. Par cette modification, les courants produits par la source de courant de sortie double s'écoulent dans les résistances d'addition RI et R2 dans un sens tendant à aider ou à ajouter le signal de réglage de largeur aux signaux d'entrée et de position ainsi, les premier et second signaux composés de sortie deviennent respectivement S+W et P+W. Comme le signe de la composante du signal de réglage de largeur des signaux composés a été changé, les connexions des sorties du circuit d'entrée 10 avec les entrées des amplificateurs 20 et 30 ont également été changées. Plus particulièrement, l'amplificateur 20 reçoit maintenant le second signal composé de sortie (P+W) à sa première entrée 21 et le signal d'entrée(S)à sa seconde entrée 22 et l'amplificateur 30 reçoit le premier signal composé de sortie (S+W) à sa première entrée 31 et le

signal de réglage de position à sa seconde entrée 32.

Comme on l'a précédemment mentionné, l'amplificateur 20 a été modifié poury incorporer une diode Dl en série avec la résistance de charge Rll pour compenser le

potentiel de décalage base-émetteur du transistor Q9.

L'amplificateur 30 comporte également une diode D2 en série avec la résistance de charge R14 pour compenser le potentiel de décalage de jonction base-émetteur du transistor Q13. Un dernier changement be la figure 2 provient du fait que les connexions du circuit de sortie ont été inversées et que la borne de sortie 50 est

reliée à la sortie de l'amplificateur 30.

Le fonctionnement de l'exemple de la figure 2 est sensiblement identique à celui de la figure 1 précédemment décrite. Les diodes ajoutées Dl et D2 dans les ampliflcateurs et 30 éliminent la nécessité de calculs des valeurs des résistances de charge pour des valeurs spécifiques du courant de queue appliqué auxtransistors d'entrée. Les connexions du circuit de sortie ont été inversées afin de produire un écoulement de courant de sortie dans le même sens)vers la borne de sortie 50,que dans l'exemple

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précédent. Le circuit d'entrée 10 a été modifié pour incorporer des transistors du type PNP plutôt que du type NPN afin d'illustrer que des tensions incrémentielles positives proportionnelles au signal de réglage de largeurplutôt que des tensions incrémentielles négatives, peuvent être ajoutées au signal d'entrée et au signal de réglage de position pour produire les signaux composés

de sortie S+W et P+W, respectivement.

Comme on l'amentionné, le fonctionnement de la figure 2 est sensiblement analogue à celui de la figure 1. Dans cet exemple, l'amplificateur 30 applique un courant de sortie à la charge quand le signal de réglage de position est plus positif que le premier signal composé de sortie. Cela correspond à un signal d'entrée S plus négatif (ou moins positif) que P-W. L'amplificateur 20 applique un courant de sortie au circuit de sortie 40 qui retire alors du courant de la charge quand le signal d'entrée S est plus positif que le second signal composé

P+W et ne produit pas de courant de sortie autrement.

Dans les deux exemples de l'invention qui ont été illustrés et décrits, on a vu que la position de la zone morte de l'amplificateur était réglée uniquement et simplement par un signal (le signal de réglage de position) et que la largeur de la zone morte était également uniquement déterminéèpar un seul signal (signal de réglage de largeur) et que la caractéristique de zone morte

pouvait être facilement inhibée.

Bien entendu, l'invention n'est nullement limitée aux modes de réalisation décrits et représentés qui n'ont été donnés qu'à titre d'exemple. En particulier, elle comprend tous les moyens constituant des équivalents techniques des moyens décrits, ainsi que leurs combinaisons si celles-ci sont exécutées suivant son esprit et mises

en oeuvre dans le cadre de la protection comme revendiquée.

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Claims (10)

R E V E N D I C A T I 0 N S

1. Amplificateur à zone morte pour fournir un courant de sortie dans un sens donné à une charge quand un signal d'entrée est au-dessus d'un premier niveau et pour fournkr un courant de sortie en sens opposé à ladite charge quand le signal d'entrée est en dessous d'un second niveau, lesdits niveaux définissant une zone morte dans laquelle aucun courant de sortie ne s'écoule dans aucun sens vers ladite charge, caractérisé par un circuit d'entrée (10) sensible à un signal d'entrée (S.) et un signal de réglage de largeur (W) pour produire un premier signal composé de sortie (15) représentant leur combinaison, ledit circuit d'entrée étant également sensible audit signal de réglage de largeur et à un signal de réglage de position (P) pour produire un second signal composé de sortie (16) représentant leur combinaison un premier amplificateur différentiel (20) sensible audit signal d'entrée (S) et audit second signal composé de sortie (16) pour produire un premier courant de sortie (23) d'un sens donné quand ledit signal d'entrée et ledit second signal composé de sortie ont des premières grandeurs relatives, ledit premier courant de sortie étant autrement nul; un second amplificateur différentiel (30) sensible audit signal de position (P) et audit premier signal composé de sortie (15) pour produire un second courant de sortie dans ledit sens donné quand ledit signal de réglage de position et ledit premier signal composé ont des premières grandeurs relatives, ledit second courant de sortie étant nul autrement; et un circuit de sortie (40) pour soustraire l'un desdits courants de sortie de l'autre afin de produire une différence de courant (en 50) pour application à ladite charge, ainsi la position et la largeur de ladite zone morte peuvent être réglées de façon indépendante et non interactive en réponse à des changements desdits signaux

de réglage de position et de largeur.

2. Amplificateur selon la revendication 1, caracté-

risé en ce que le circuit d'entrée (10) précité comprend une source double de courant de sortie (Q1, Q2, R3, R4) ayant une entrée (13) pour recevoir le signal de réglage de largeur, une première sortie pour produire un premier courant de sortie à un sens donné, et une seconde sortie pour produire un second courant de sortie audit sens donné, lesdits courants de sortie étant proportionnels audit signal de réglage de largeur; un premier circuit d'addition (Rl) sensible audit premier courant de sortie pour produire une première tension qui lui est proportionnelle et pour ajouter ladite première tension dans un sens donné au signal d'entrée précité afin de produire le premier signal composé de sortie précité; et un second circuit d'addition (R2) sensible audit second courant de sortie pour produire une seconde tension qui lui est proportionnelleetpourajouter ladite tension dans ledit sens donné au signal de réglage de position précité pour produire le second signal composé de sortie précité.

3. Amplificateur selon la revendication 2, caracté-

risé en ce que: le premier circuit d'addition précité comprend une première résistance (Rl) à travers laquelle s'écoule le premier courant précité; le second circuit d'addition comprend une seconde résistance (R2) à travers laquelle s'écoule le second courant précité; et en ce que le produit du premier courant par la valeur i la première résistance est sensiblement égal au produit du second courant par la valeur de la seconde

résistance.

4. Amplificateur selon la revendication 2, caracté-

risé en ce que le premier circuit d'addition précité

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comprend une première résistance par laquelle s'écoule le premier courant, en ce que le second circuit d'addition précité comporte une seconde résistance par laquelle s'écoule le second courant, et comprend de plus: des troisième et quatrième résistances (R3, R4) dans la source double de courant de sortie précitée pour régler les grandeurs des premier et second courants de sortie, respectivement et en ce que le rapport des grandeurs des première et troisième résistances est sensiblement égal au rapport des grandeurs

des seconde et quatrième résistances.

5. Amplificateur selon la revendication 2, caracté-

risé par un circuit d'inhibition (Q3-Q5, R7, R8) relié à la source double de courant de sortie précitéeet sensible à un signal d'entrée d'inhibition pour réduire simultanément les grandeurs des premier et second courants de sortie précités sensiblement à zéro quand le signal d'inhibition est présent afin de réduire la largeur de

la zone morte sensiblement à zéro.

6. Amplificateur selon la revendication 5, caractérisé en ce que la source double de courant de sortie précitée comporte des premier et second transistors (Q1, Q2), ayant chacun une électrode de commande reliée à l'entrée pour recevoir le signal de réglage de largeur, et ayant chacun un trajet de conduction, chacun desdits trajets de conduction étant conducteur de l'un des premier et second courants de sortie; et en ce que le circuit d'inhibition (Q3-Q5, R7, R8) précité comprend un moyen pour appliquer simultanément une tension respective de passage à l'ouverture à une extrémité choisie du trajet de conduction de chacun desdits

transistors en réponse au signal d'inhibition.

7. Amplificateur selon la revendication 2, caracté-

risé en ce que le circuit de sortie précité comprend un amplificateur miroir de courant (40) ayant une entrée reliée à une sortie de l'un des amplificateurs (30) précité et une sortie reliée à une sortie de l'autre des

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1 9 amplificateurs (20) précités, avec un moyen pour relier la charge à la sortie dudit amplificateur miroir de courant.

8. Amplificateur selon la revendication 2, aracté-

risé en ce que chaque amplificateur différentiel précité comprend: une borne de sortie (23, 33) une paire de noeuds o sont produites des tensions de sortie en opposition de phase; et un transistor (Q9, Q13) ayant une électrode de commande reliée à l'un desdits noeuds et un trajet de conduction relié entre l'autre desdits noeuds et ladite borne de sortie pour conduire un courant unidirectionnel de sortie quand les signaux d'entrée appliqués audit amplificateur ont des premières valeurs relatives et pour isoler ladite borne de sortiede l'autre desdits noeuds quand les signaux d'entrée appliqués audit

amplificateur ont des secondes valeurs relatives.

9. Amplificateur selon la revendication 8, caracté-

risé en ce que les signaux en opposition de phase à la sortie de chacun des amplificateurs différentiels précités sont produits à travers une paire de résistances de charge de valeur inégale (R10, RI1, R13, R14), les valeurs desdites résistances de charge étant choisies de façon que les signaux de sortie en opposition de phase diffèrent en tension, d'une quantité prédéterminée, quand les signaux

reçus appliqués à l'amplificateur sont sensiblement égaux.

10. Amplificateur selon la revendication 1, caracté-

risé en ce que le circuit d'entrée (10) précité comprend une première borne d'entrée (11) pour recevoir le signal d'entrée; une première borne de sortie (15) pour produire le premier signal composé de sortie; une première résistance d'addition (Rl) reliée entre la première borne d'entrée et la première borne de sortie; une seconde borne d'entrée (12) pour recevoir le signal de réglage de position une seconde borne de sortie (16) pour produire le second signal composé d sortie; une seconde résistance d'addition (R2) reliéeentre la seconde borne d'entrée et la seconde borne de sortie ure troisième borne d'entrée (13) pour recevoir un signal de réglage de largeur; un premier transistor (QI) ayant une électrode de commande reliée à la troisième borne d'entrée, et ayant un trajet de conduction connecté à une extrémité à la

première borne de sortie; -

une troisième résistance (R3) reliée entre l'autre extrémité du trajet de conduction du premier transistor et un point de potentiel de référence; un second transistor (Q2) ayant une électrode de commande reliée à la troisième borne d'entrée et ayant un trajet de conduction relié à une extrémité, à la seconde borne de sortie; et une quatrième résistance (R4) reliée entre l'autre extrémité du trajet de conduction du second transistor

et le point de potentiel de référence.