ES2918338T3

ES2918338T3 - Dispositivo de control de motor

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Publication number: ES2918338T3
Application number: ES16768153T
Authority: ES
Original assignee: Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd
Current assignee: Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd
Priority date: 2015-03-24
Filing date: 2016-02-01
Publication date: 2022-07-15
Anticipated expiration: 2036-02-01
Also published as: JP6581373B2; CN107251412B; JP2016181968A; WO2016152250A1; CN107251412A; EP3276820B1; EP3276820A4; EP3276820A1

Abstract

Un objeto de la invención es reducir una pérdida armónica generada cuando un motor de corriente alternativa (CA) está impulsado por la sobremodulación utilizando el control PWM asincrónico sin aumentar el número de veces de conmutación. Un dispositivo de control del motor incluye un generador de onda de señal que genera una onda de señal basada en un comando de frecuencia y un comando de voltaje, un generador de onda portadora que genera una onda portadora basada en una frecuencia portadora, un generador PWM que compara la onda de la señal y el portador onda para emitir una señal de compuerta, un inversor que controla un elemento de conmutación basado en la señal de compuerta, y una unidad de cálculo de cantidad de desplazamiento que agrega una cantidad de desplazamiento a la onda de señal, en la que el inversor emite un voltaje de pulso, la frecuencia portadora se fija, y la unidad de cálculo de compensación fija un valor efectivo de una onda fundamental del voltaje de pulso, reduce un valor efectivo de un armónico cuyo grado es mayor que un grado de la onda fundamental, y agrega la cantidad de compensación a la onda de señal en un portador Período que incluye fases de voltaje 0, 90, 180 y 270 grados para aumentar un valor efectivo de un armónico cuyo grado es menor que el grado de la onda fundamental. (Traducción automática con Google Translate, sin valor legal)

Description

DESCRIPCIÓN

Dispositivo de control de motor

Campo técnico

La presente invención se refiere a un dispositivo de control de motor y a un sistema de accionamiento para reducir una pérdida armónica.

Antecedentes de la técnica

Se desea una reducción de varias pérdidas en un sistema de accionamiento de motor de acuerdo con el control PWM usando un inversor. Las pérdidas se dividen en pérdida generada en un motor (en lo sucesivo, pérdida del motor) y pérdida generada en un inversor (en lo sucesivo, pérdida del inversor). Los ejemplos de la pérdida del motor incluyen una pérdida resultante de una componente de onda fundamental (en adelante, una pérdida fundamental) y una pérdida resultante de un elemento armónico (en adelante, una pérdida armónica). Los ejemplos de la pérdida del inversor incluyen una pérdida resultante de la operación de encendido/apagado de un elemento de conmutación (en adelante, pérdida de conmutación) y una pérdida generada durante la conducción del elemento de conmutación (en adelante, una pérdida de conducción).

La pérdida fundamental se reduce al adoptar un accionamiento de velocidad variable por parte del inversor en comparación con un accionamiento de velocidad constante por parte de una fuente de alimentación comercial. Sin embargo, una tensión/corriente se distorsiona mediante la operación de conmutación y se genera un elemento armónico. Por tanto, una pérdida armónica aumenta. El elemento armónico y la pérdida armónica pueden reducirse mejorando la frecuencia portadora del inversor. Sin embargo, al mismo tiempo, la pérdida de conmutación aumenta. Por tanto, es deseable reducir la pérdida armónica mientras se mantiene fija la frecuencia portadora. En particular, se sabe que el elemento armónico y la pérdida armónica aumentan notablemente en la unidad de sobremodulación del control PWM asíncrono, y se desea una reducción de los mismos.

En el Documento de Patente 1, en la unidad de sobremodulación del control PWM asíncrono, para reducir el elemento armónico, un límite superior Kimáx de modulación se establece, y una onda de señal se corrige de tal forma que la modulación sea menor que el límite superior Kimáx.

De esta forma, se reduce un valor efectivo del elemento armónico y se reduce la pérdida armónica.

El documento WO 2011/135695 A1 desvela un dispositivo de conversión de potencia para un motor con un modo de control PWM de onda sinusoidal, teniendo el sistema un generador de ondas de señal, un generador de ondas portadoras, un generador PWM y un inversor.

El documento JP 2007 143316 A desvela un controlador de motor para reducir los componentes de distorsión de baja frecuencia de las tensiones de salida de PWM mediante la corrección de las tasas de modulación de las tensiones. El documento JP 5615468 B1 desvela un dispositivo de conversión de potencia para convertir la potencia CA trifásica en potencia CC mediante control de modulación PWM de dos brazos.

Lista de referencias

DOCUMENTO DE PATENTE

Documento de Patente 1: documento JP 2007-143316 A

Sumario de la invención

Problemas que se desea resolver mediante la invención

Sin embargo, los problemas del documento de patente 1 son (1) el intervalo de salida de un inversor está restringido ya que se establece un límite superior de modulación, y (2) no se considera la dependencia de frecuencia de una pérdida armónica, y la pérdida armónica puede no reducirse lo suficiente. La dependencia de frecuencia de la pérdida armónica significa que una cantidad de generación de la pérdida armónica depende no solo de un valor armónico efectivo sino también de una frecuencia. En otras palabras, la pérdida armónica puede no reducirse simplemente reduciendo el valor armónico efectivo. Es necesario optimizar una banda de frecuencia del elemento armónico teniendo en cuenta la dependencia de la frecuencia para reducir suficientemente la pérdida armónica.

A este respecto, un objetivo de la invención es reducir una pérdida armónica generada cuando un motor de corriente alterna (CA) es accionado por sobremodulación usando control PWM asíncrono sin aumentar el número de veces de conmutación.

Soluciones al problema

La presente invención está definida por la reivindicación independiente 1, que define un dispositivo de control de motor.

Efectos de la invención

De acuerdo con la invención, es posible reducir una pérdida armónica en la unidad de sobremodulación del control PWM asíncrono sin aumentar el número de veces de conmutación. De esta forma, es posible obtener efectos tales como un alto rendimiento de un motor CA, miniaturización de un sistema de refrigeración, etc.

Breve descripción de los dibujos

La Figura 1 es un diagrama de configuración de un dispositivo de control de motor en la Realización 1.

La Figura 2 es un diagrama de elementos del dispositivo de control de motor.

La Figura 3A-D ilustra un patrón de pulsos de acuerdo con el control PWM síncrono de una tecnología normal. La Figura 4A-C ilustra un patrón de pulsos correspondiente a un caso de modulación diferente de acuerdo con el control PWM síncrono de la tecnología normal.

La Figura 5A-B ilustra un patrón de pulsos de control PWM síncrono y control PWM asíncrono de la tecnología normal. La Figura 6 ilustra un coeficiente de pérdida.

La Figura 7 ilustra la periodicidad del control PWM asíncrono.

La Figura 8A-C ilustra un patrón de pulsos de la invención.

La Figura 9A-B ilustra una restricción en la anchura de conmutación.

La Figura 10A-D ilustra un efecto de la invención.

La Figura 11 es un diagrama de configuración de la Realización 2.

Modo para llevar a cabo la invención

La realización 1 se describirá con referencia a la Figura 1 a la Figura 10A-D y la tabla 1.

Realización 1

La Figura 1 es un diagrama de configuración de un dispositivo de control de motor en la Realización 1. La Figura 2 ilustra elementos de un sistema. En respuesta a las tensiones de pulso (una tensión de pulso de fase U Vu, una tensión de pulso de fase V Vv, y una tensión de pulso de fase W Vw) aplicadas por un inversor 2, una corriente alterna trifásica (corriente de fase U Iu, corriente de fase V Iv y corriente de fase W Iw) fluye a través de un motor CA 1, y el motor CA 1 se acciona a una frecuencia de excitación f. Aquí, una tensión aplicada entre las fases U y V del motor CA 1 se denomina tensión de línea Vuv.

Un generador de ondas portadoras 3 genera una onda portadora Vc* basándose en una frecuencia portadora fc. Como se muestra en la Figura 3A, la onda portadora Vc* es una onda triangular que tiene una amplitud 1 (normalizada por la mitad de VCC/2 de una tensión de corriente continua (CC)) y una frecuencia fc.

Un generador de ondas de señal 4 genera una onda de señal (una onda de señal de fase U Vu1*, una onda de señal de fase V Vv1* y una onda de señal de fase W Vw1*) basadas en un comando de frecuencia f1* y un comando de tensión V1*. La señal de onda es una onda sinusoidal que tiene una frecuencia f1* como se ilustra en la Figura 3A, y una amplitud de la misma es equivalente al comando de tensión V1*. El comando de frecuencia f1* y el comando de tensión V1* se determinan basándose en un comando de velocidad F* por un controlador V/f 8 o un controlador vectorial 9 ilustrado en la Figura 2. Aquí, la relación de amplitud de una onda de señal y una onda portadora se denomina modulación Kh.

Una unidad de cálculo de cantidad de desfase 5 calcula una cantidad de desfase A* de la onda de señal y envía la cantidad de desfase calculada A* a una unidad de adición 6.

La unidad de adición 6 genera ondas de señal de corrección Vu2*, V2* y Vw2* descritas a continuación añadiendo la cantidad de desfase A* a la señal de onda.

Un generador PWM 7 genera señales de puerta Gun, Gup, Gvn, Gvp, Gwn y Gwv comparando las ondas de la señal de corrección Vu2*, Vv2* y Vw2* con la onda portadora y envía las señales de puerta generadas al inversor 2. El inversor 2 realiza el control de ENCENDIDO/APAGADO de un elemento de conmutación basándose en las señales de puerta y aplica una tensión de pulso al motor CA 1. En lo sucesivo en el presente documento, un diagrama de forma de onda de la tensión de pulso se denominará patrón de pulsos.

A continuación, se dará una descripción de un principio de funcionamiento del control PWM y una pérdida armónica correspondiente a un problema.

El generador de ondas portadoras 3, el generador de ondas de señal 4 y el generador PWM 7 implementan el control ^{de PWM. El control PWM es un medio para convertir una tensión de c} C ^{VCC en una tensión/frecuencia arbitraria, y}es indispensable para el accionamiento de velocidad variable. En el control PWM, se determina que el elemento de conmutación se ENCIENDE/APAGA comparando las amplitudes de la señal de onda y la onda portadora ilustrada en la Figura 3A. Por ejemplo, cuando la onda de señal es más pequeña que la onda portadora como se ilustra en la Figura 3A, a tensión de pulso Vu se apaga. Cuando la frecuencia portadora es suficientemente alta, las frecuencias fundamentales y amplitudes de las tensiones de pulso Vu, Vv y Vw son equivalentes a las de una onda de señal original. Por lo tanto, cuando las tensiones de pulso Vu, Vv y Vw se aplican al motor CA 1, el motor CA 1 se acciona ^{a una frecuencia de accionamiento f = f1* cuando el motor} C^a ^{1 es una máquina síncrona y se acciona a f = f1* - fs}(fs: frecuencia de deslizamiento) cuando el motor CA 1 es una máquina de inducción. El principio de funcionamiento del control PWM se ha descrito anteriormente.

A continuación, se dará una descripción de la pérdida armónica correspondiente a un problema de control PWM. En el control PWM, se produce distorsión en la tensión/corriente en respuesta a una operación de encendido/apagado del elemento de conmutación del inversor 2. Esta distorsión puede expresarse como un elemento armónico ilustrado en la Figura 3D, lo que provoca una pérdida armónica. En particular, se sabe que los elementos armónicos y las pérdidas armónicas aumentan notablemente en el control de sobremodulación del control PWM asíncrono.

La sobremodulación corresponde a la modulación Kh que excede a 1 (p.u.) . Las Figuras 4A-C ilustran patrones de pulsos en el caso de sobremodulación y en el caso sin sobremodulación. Como se ilustra en la Figura 4B, en el caso de sobremodulación, el número de pulsos para un período de la onda fundamental se reduce en comparación con el caso sin sobremodulación ya que la señal de onda es más grande que la onda portadora en fases de 90 grados y 270 grados que son máximos de la misma, y la tensión de pulso está conectada. Como resultado, aumenta el valor efectivo del elemento armónico y aumenta la pérdida armónica. Por ejemplo, como se ilustra en la Figura 4C, un armónico de tensión de séptimo orden es 0,105 p.u. sin sobremodulación y es 0,258 p.u. en sobremodulación, lo que es aproximadamente el doble. De forma adicional, un armónico de tensión de decimotercer orden es 0,008 p.u. sin sobremodulación y es 0,291 p.u. en sobremodulación, lo que es aproximadamente 30 veces. Como se ha descrito anteriormente, la sobremodulación tiene el problema de que aumentan los elementos armónicos.

El control PWM asíncrono es un esquema de control PWM para fijar la frecuencia portadora independientemente de la frecuencia fundamental (frecuencia de accionamiento) del motor. Mientras tanto, el control PWM síncrono es un esquema de ajuste de la frecuencia portadora a un múltiplo integral de una frecuencia fundamental. La Figura 5A-B ilustra un patrón de impulsos en el caso en el que cada uno del control PWM asíncrono y del control PWM síncrono son accionados en sobremodulación. En el control PWM síncrono, como se ilustra en la Figura 5B, solo hay presente un elemento armónico de alto orden, y cualquier elemento armónico de bajo orden no está presente ya que la onda fundamental y la onda portadora están sincronizadas, y el control PWM síncrono tiene una periodicidad basada en un período de la onda fundamental. Por otro lado, en el control PWM asíncrono, se genera un elemento armónico de bajo orden puesto que la onda fundamental y la onda portadora no están sincronizadas, y una fase de conmutación de la tensión de pulso varía para cada período de la onda fundamental en el control PWM asíncrono, que se denomina error de fase de la tensión de pulso en el Documento de Patente 1. Como se ilustra en la Figura 5A, el error de fase ocurre alrededor de una fase (0 grados y 180 grados) en la que la pendiente de la señal de onda es grande. Como se ha descrito anteriormente, en el control PWM asíncrono, un elemento armónico de bajo orden está presente para causar una pérdida armónica junto con un elemento armónico de alto orden.

La pérdida armónica es la suma de una corriente de Foucault generada en un imán del motor CA 1, una pérdida por histéresis generada en una lámina de acero magnética, etc. Estas pérdidas armónicas son proporcionales al cuadrado de una corriente armónica In de (Ecuación 1) y son proporcionales a un factorial de una frecuencia como se muestra en la Tabla 1. Por ende, la pérdida armónica Wh se aproxima mediante (Ecuación 2) utilizando un período T descrito a continuación.

[Ecuación 1]

¡ _ Vn _ Vn

11 Z 2 n f1Ln X — ^Vn (Ecuación 1)

donde Z: una impedancia del motor CA 1, L: una inductancia del motor CA 1, Vn: tensión armónica, n: orden armónico.

[Ecuación 2]

(Ecuación 2)

donde K: un coeficiente de pérdida, H: límite superior de un orden armónico.

Aquí, el coeficiente de pérdida K es un coeficiente que representa una característica de la pérdida armónica Wh del motor CA 1. El coeficiente de pérdida K se determina a continuación en función de los factores principales (Tabla 1) de la pérdida armónica del motor CA 1.

(1) K = 0: un caso en el

que no hay dependencia de la frecuencia, y una pérdida de cobre es un factor principal (2) K = 1: un caso en el que una pérdida por histéresis es un factor principal

(3) K = 2: un caso en el que una pérdida por corrientes de Foucault es un factor principal

Como resultado, el coeficiente de pérdida Kn es un valor mayor o igual a 0 y menor o igual a 2, y tiene una correlación positiva como se ilustra en la Figura 6. La causa y la característica de la pérdida armónica correspondiente a un problema de control PWM se han descrito anteriormente.

[Tabla 1]

T l 1

En la presente realización, la pérdida armónica Wh de (Ecuación 2) se reduce o minimiza utilizando la unidad de cálculo de desfase 5 y la unidad de adición 6. A continuación se describirá un principio de la misma.

Puesto que el coeficiente de pérdida Kn tiene una correlación positiva, la reducción de una tensión armónica de alto orden Vn es eficaz para reducir o minimizar la pérdida armónica Wh de (Ecuación 2) aunque se permite un aumento de una tensión armónica de bajo orden Vn. La tensión armónica Vn es un valor efectivo del elemento armónico determinado por el patrón de pulso. Puesto que un período del patrón de pulso coincide con un período de la onda fundamental en el control PWM síncrono, la tensión armónica Vn se calcula sobre la base de un período de la onda fundamental. En el control PWM asíncrono, el período del patrón de pulsos no coincide con un período de la onda fundamental y coincide con un período T correspondiente a un mínimo común múltiplo de un período T1 de una señal de onda ilustrada en la Figura 7 y un período Tc de la onda portadora, lo que se expresa por (Ecuación 3). En la invención, ya que se trata el control PWM asíncrono, la tensión armónica Vn se calcula basándose en un periodo T de (Ecuación 3).

[Ecuación 3]

(Ecuación 3)

donde n1 y n2 son números enteros.

La tensión armónica Vn depende de una fase ak (en adelante, un ángulo de fase de conmutación ak) en la que la tensión de pulso conmuta como se muestra en la (Ecuación 4). Por lo tanto, se obtiene una tensión armónica deseado Vn ajustando el ángulo de fase de conmutación ak. Por este motivo, la (Ecuación 2) se sustituye en (Ecuación 4), y se obtiene (Ecuación 5) como función objetivo. La pérdida armónica Wh puede reducirse o minimizarse ajustando el ángulo de fase de conmutación ak de modo que la función objetivo se reduzca o minimice.

[Ecuación 4]

(Ecuación 4) donde N: un límite superior de un orden armónico.

[Ecuación 5]

(Ecuación 5)

De acuerdo con un principio de control PWM, es necesario fijar una amplitud V1 y una fase 01, que son componentes de onda fundamentales de la tensión de pulso, en el ajuste del ángulo de fase de conmutación ak. La amplitud V1 y 01 de la onda fundamental se puede expresar como se muestra en la (Ecuación 6) y la (Ecuación 7) utilizando el ángulo de fase de conmutación ak. Por este motivo, en la invención, es necesario establecer el ángulo de fase de conmutación ak en el que (Ecuación 6) y (Ecuación 7) se mantienen constantes.

[Ecuación 6]

(Ecuación 6)

[Ecuación 7]

(Ecuación 7)

En la presente realización, la unidad de cálculo de desfase 5 calcula la cantidad de desfase A* para ajustar el ángulo de fase de conmutación ak, y la unidad de adición 6 realiza la corrección de desfase en la señal de onda basándose en ello. A continuación se describirá un procedimiento de esta realización.

(1) Se establece un valor de la función objetivo (Ecuación 5) de acuerdo con una condición de accionamiento del motor CA 1.

(2) Se cambia el ángulo de fase de conmutación ak.

(3) El ángulo de fase de conmutación ak se sustituye en (Ecuación 5) y se calcula.

(4) Se repite un procedimiento de (2) y (3) hasta obtener el valor establecido en el punto (1).

(5) La cantidad de desfase A* de la señal de onda se calcula basándose en el ángulo de fase de conmutación ak. (6) La corrección de desfase se realiza dentro de un período de la onda portadora, incluidas las fases de 90 grados y 270 grados en las que la amplitud de la onda de señal alcanza su punto máximo y las fases de 0 y 180 grados en las que la pendiente es grande (en adelante, una región de fase máxima y una región de fase de cruce por cero) usando la cantidad de desfase A* para generar las ondas de señal de corrección Vu2*, V2* y Vw2* ilustradas en la Figura 1. (7) Se genera una tensión de pulso basándose en las ondas de la señal de corrección y la onda portadora y se aplica al motor CA 1.

En la Figura 8A-C se ilustra un patrón de pulsos generado por el procedimiento anterior. Como resultado, ya que la tensión armónica de alto orden Vn puede reducirse mientras se fija el componente de onda fundamental como se ilustra en la Figura 8C, la pérdida armónica Wh que se muestra en la (Ecuación 2) puede reducirse.

Como se ha descrito anteriormente, en la presente realización, la pérdida armónica Wh puede reducirse o minimizarse. En lo sucesivo en el presente documento, se elaborará la invención.

No se puede realizar todo el cálculo de la cantidad compensada A* y se puede omitir una parte del mismo. Por ejemplo, la cantidad de desfase A* se establece en 0 cuando

(1) modulación Kh < 1

(2) la frecuencia portadora fc está sincronizada con la frecuencia fundamental f1

ya que la pérdida armónica es pequeña en los casos anteriores. La carga de cálculo de un microordenador se reduce omitiendo algunas funciones en las condiciones antes mencionadas.

La Figura 9A-B ilustra una relación entre un ancho de conmutación a' en la región de fase de cruce por cero y un ancho de conmutación a en la región de fase máxima. De la Figura 9A y la Figura 9B, el ángulo de fase de conmutación ak debe establecerse para tener una relación de (Ecuación 8) para fijar una amplitud de onda fundamental A.

[Ecuación 8]

a < a ...............................................................................................................(Ecuación 8)

La Figura 10A-D ilustra un efecto de la presente realización. En la Figura 10A y la Figura 10B, la pérdida armónica Wh puede reducirse a pesar del hecho de que la tensión armónica Vn es igual entre un esquema normal y la invención. De forma adicional, en la Figura 10C y la Figura 10D, la pérdida armónica Wh puede reducirse a pesar de un aumento en el valor efectivo de la tensión armónica Vn.

Realización 2

La Figura 11 es un diagrama de configuración de la Realización 2. En la presente realización, el motor CA 1 de la Realización 1 se aplica a un sistema de accionamiento. En la Figura 11, se omitirá la descripción de las mismas partes que las de la Realización 1. En la presente realización, el comando de velocidad F* puede ser establecido por un dispositivo servidor tal como un ordenador 10.

La presente realización puede implementar una característica de control de velocidad de alta precisión.

Lista de signos de referencia

1.. . Motor de CA

2.. . inversor

3.. . generador de ondas portadoras

4.. . generador de ondas de señal

5.. . unidad de cálculo de cantidad de desfase

6.. . unidad de adición

7.. . generador PWM

8.. . controlador V/f

9.. . controlador vectorial

10.. . ordenador

VCC... tensión de CC

Vu, Vv, Vw... tensión de pulso de fase U, tensión de pulso de fase V, tensión de pulso de fase W

Vu1*, Vv1*, Vw1*... onda de señal de fase U, onda de señal de fase V, onda de señal de fase W

Vuv... tensión de línea

Vu2*, Vv2*, Vw2*... onda de señal de corrección de fase U, onda de señal de corrección de fase V, onda de señal de corrección de fase W

Vc*... onda portadora

V1*... comando de tensión

Vn... tensión armónica

Guu, Gup... señal de puerta de fase U

Gvu, Gvp... señal de puerta de fase V

Gwu, Gwp... señal de puerta de fase W

0... fase de tensión

F*... comando de velocidad

f1*... comando de frecuencia

f... frecuencia de accionamiento

fc... frecuencia de onda portadora

lu, Iv, Iw... corriente de fase U, corriente de fase V, corriente de fase W

Tc... periodo de onda portadora

T1... período de onda de señal

T... período correspondiente al mínimo común múltiplo de la onda portadora y la onda de señal

In... armónico de corriente

Z... impedancia del motor CA

L... inductancia del motor CA

K... coeficiente de pérdida

n... orden armónico

Wh... pérdida armónica

V1... amplitud de onda fundamental

01... fase de onda fundamental

A*... cantidad de desfase

ak... ángulo de fase de conmutación

Claims

REIVINDICACIONES

1. Un dispositivo de control de motor para la sobremodulación de un motor CA (1) que comprende:

un generador de onda de señal (4) que está configurado para generar una onda de señal (Vu1*, Vv1*, Vw1*) basándose en un comando de frecuencia (f1*) y un comando de tensión (V1*);

una unidad de cálculo de cantidad de desfase (5) que está configurada para calcular una cantidad de desfase (A*) de la onda de señal basándose en un ángulo de fase de conmutación (ak) en el que una tensión de pulso conmuta y emite dicha cantidad de desfase (A*) de la señal de onda a una unidad de adición (6); en donde

la unidad de cálculo de cantidad de desfase (5) está configurada para calcular la cantidad de desfase (A*) de la señal de onda para reducir o minimizar una pérdida armónica al configurarse:

para establecer un valor de una función objetivo de la siguiente ecuación para la pérdida armónica (Wh) de acuerdo con el estado de accionamiento del motor CA (1)

donde en la ecuación anterior T es el período correspondiente al mínimo común múltiplo de la onda portadora y la onda de señal, Vn es la tensión armónica, n es el orden armónico, K es un coeficiente de pérdida, H es un límite superior de orden armónico, ak es el ángulo de fase de conmutación,

para establecer un ángulo de fase de conmutación (ak), en el que una tensión de pulso conmuta, de tal forma que una amplitud de onda fundamental (V1) y una fase de onda fundamental (01) de la tensión de pulso se mantienen constantes para fijar un valor efectivo de la onda fundamental,

para entrar el ángulo de fase de conmutación establecido (ak) en la ecuación para obtener un valor de la función objetivo, y

si el valor obtenido de la función objetivo no es el valor establecido de la función objetivo, para cambiar después el ángulo de fase de conmutación (ak) y entrar el ángulo de fase de conmutación conmutado (ak) en la ecuación anterior y repetir este proceso hasta que se obtenga el valor establecido de la función objetivo;

la unidad de adición (6) que está configurada para recibir la cantidad de desfase (A*) de la onda de señal y para añadir la cantidad de desfase (A*) a la onda de señal (Vu1*, Vv1*, Vw1*) está configurada para realizar la corrección de desfase en la onda de señal (Vu1*, Vv1*, Vw1*) para generar una onda de señal corregida (Vu2*, Vv2*, Vw2*), en donde

la unidad de adición (6) está configurada para añadir la cantidad de desfase (A*) a la onda de señal (Vu1*, Vv1*, Vw1*) en un período portador (Tc) que incluye fases de tensión de 0, 90, 180 y 270 grados para aumentar el valor efectivo de un armónico cuyo grado es menor que el grado de la onda fundamental y para reducir el valor efectivo de un armónico cuyo grado es superior a un grado de la onda fundamental; y

en donde el dispositivo de control de motor comprende además:

un generador de ondas portadoras (3) que está configurado para generar una onda portadora (Vc*) basándose en una frecuencia portadora fija (fc);

un generador PWM (7) que está configurado para comparar la señal de onda corregida (Vu2*, Vv2*, Vw2*) y la onda portadora (Vc*) para emitir una señal de puerta (Gun Gup, Gvn, Gvp, Gwn, Gwv); y

un inversor (2) que está configurado para controlar los elementos de conmutación basándose en la señal de puerta (Gun Gup, Gvn, Gvp, Gwn, Gwv) para aplicar una tensión de pulso al motor (l), en donde

la tensión de pulso se aplica al motor CA (l) basándose en las ondas de señal corregidas (Vu2*, Vv2*, Vw2*) y la onda portadora.

2. El dispositivo de control de motor de acuerdo con la reivindicación 1, en donde la unidad de cálculo de cantidad de desfase (5) está configurada para calcular un valor efectivo de un armónico basándose en un período T correspondiente a un mínimo común múltiplo de los períodos de la señal de onda y la onda portadora para calcular la cantidad de desfase (A*).

3. El dispositivo de control de motor de acuerdo con la reivindicación 1, en donde la unidad de cálculo de cantidad de desfase (5) está configurada para establecer el ángulo de fase de conmutación (ak) de tal forma que una anchura de conmutación en un período de onda portadora (Tc) que incluye 90 y 270 grados es mayor que una anchura de conmutación en un período de onda portadora (Tc) que incluye 0 y 180 grados, y conmuta la tensión de pulso.