ES2906088T3

ES2906088T3 - Filtración eficiente con un banco de filtros modulado complejo

Info

Publication number: ES2906088T3
Application number: ES20184765T
Authority: ES
Inventors: Lars Villemoes
Original assignee: Dolby International AB
Current assignee: Dolby International AB
Priority date: 2006-01-27
Filing date: 2006-09-01
Publication date: 2022-04-13
Anticipated expiration: 2026-09-01
Also published as: CN101882441A; ES2672811T3; JP2011103662A; TR201808453T4; NO20161716A1; NO342163B1; DE602006020930D1; MY154144A; CN101401305A; BRPI0621207A2; NO20161718A1; EP3454471A1; EP2306644A1; EP3754846B1; TW200729708A; EP2337223A3; RU2402872C2; CA2640431C; HUE051853T2; MY171034A

Abstract

Convertidor (104) de filtro para convertir una señal de respuesta de impulso indicativa de una característica de filtro de amplitud/frecuencia en un dominio tiempo en una señal de definición de filtro, comprendiendo el convertidor: un banco (301) de filtros modulado para filtrar la señal de respuesta de impulso indicativa de la característica de filtro de amplitud/frecuencia en el dominio tiempo para obtener una pluralidad de señales de sub-banda de valores complejos que forman la señal de definición de filtro, en donde cada señal de sub-banda de valor complejo de la pluralidad de señales de sub-banda de valores complejos obtenidas por el banco (301) de filtros modulados complejo corresponde a una respuesta de impulso para un filtro (102) de sub-banda para que una señal de sub-banda sea filtrada por el filtro (102) de sub-banda, en donde al menos una señal de sub-banda compleja de la pluralidad de señales de sub-banda de valores complejos comprende al menos dos valores diferentes que no se disipan, en donde cada señal de sub-banda de valor complejo de la pluralidad de señales de sub-banda de valores complejos es más corta que la señal de respuesta de impulso indicativa de la característica de filtro de amplitud/frecuencia en el dominio tiempo, en donde la señal de respuesta de impulso indicativa de la característica de filtro de amplitud/frecuencia en el dominio tiempo es un filtro FIR (Respuesta de Impulso Finita) de dominio tiempo, y en donde el convertidor (104) de filtro está configurado para realizar una extensión con ceros del filtro FIR de dominio tiempo, en donde el banco de filtros modulado complejo (301) está adaptado para emitir al menos una señal de sub-banda de valores complejos de la pluralidad de señales de sub-banda de valores complejos como una combinación lineal de al menos dos valores de la señal de respuesta de impulso indicativa de la característica de filtro de amplitud/frecuencia en el dominio tiempo.

Description

DESCRIPCIÓN

Filtración eficiente con un banco de filtros modulado complejo

Referencia cruzada a solicitudes relacionadas

Esta solicitud es una solicitud divisional europea de la solicitud de patente europea EP 18171733.1 (referencia: CT-037EP06), para la que se presentó el formulario OEP 1001 el 11 de mayo de 2018.

Campo técnico

La presente invención se refiere a un aparato de filtro y a un método para filtrar una señal de entrada de dominio tiempo, un generador de filtro y a un método para generar una señal de definición de filtro intermedio, especialmente para el campo de codificación, decodificación, manipulación y filtración de señales de audio, por ejemplo, en el campo de HRTF (función de transferencia relacionada con la cabeza).

Antecedentes de la invención

Se ha demostrado en [P. Ekstrand, "Bandwidth extension of audio signals by spectral band replication", Proc. 1 st IEEE Benelux Workshop en Model based Processing and Coding of Audio (MPCA-2002), páginas 53-58, Leuven, Bélgica, 2002], que un banco de filtros modulado complejo-exponencial es una herramienta excelente para ajuste espectral de la envoltura de señales de audio. Una aplicación de esta característica es la codificación de audio en base a Replicación de la Banda Espectral (SBR). Otras aplicaciones fructíferas de un banco de filtros complejo incluyen enfoque selectivo de frecuencia y espacialización para el estéreo paramétrico, véase, [E. Schuijers, J. Breebart, H. Purnhagen, J. Engdegárd: "Low complexity parametric stereo coding", Proc. 116th convención AES, 2004, documento 6073] y codificación multicanal paramétrica, véase [J. Herre et al.: "The reference model architecture for MPEG spatial audio coding", Proc. 118th convención AES, 2005, documento 6447]. En esas aplicaciones la resolución de frecuencia del banco de filtros complejo se mejora además a bajas frecuencias por medio de filtración de sub-sub-banda. El banco de filtros híbrido combinado logra así una resolución de frecuencia que permite el procesamiento de indicaciones espaciales a una resolución espectral que sigue de manera cercana la resolución espectral del sistema auditivo binaural.

Sin embargo, en algunas aplicaciones, la resolución del banco de filtros es aún insuficiente, en el sentido de que las modificaciones de ganancia simples en cada sub-banda no son suficientes para modelar de manera real la acción de un filtro dado. Para reproducción binaural de audio multicanal por medio de filtración relacionada con HRTF (función de transferencia relacionada con la cabeza), las características de fase intrincada de los filtros son importantes para la calidad de audio percibida. Por supuesto es posible aplicar métodos de convolución rápida en base a la DFT (Transformada de Fourier Discreta) como un proceso posterior a la reproducción multicanal, pero si el dispositivo de reproducción ya contiene las señales en el dominio de sub-banda del banco de filtros modulado complejo exponencial, existen ventajas significativas en términos de complejidad computacional e integración algorítmica para realizar la filtración derivada de HRTF en el dominio de sub-banda, que se esquematizará con más detalle más adelante. Ya que las HRTF son diferentes para cada individuo y los filtros derivados dependen de la fuente virtual y/o posiciones del oyente que pueden, por ejemplo, cambiarse por señales de control, interfaces de usuario o por otras señales de descripción, es también importante ser capaz de convertir de manera eficiente un filtro relacionado con HRTF dado, en filtros de dominio de sub-banda.

El documento US 6236731 B1 describe una estructura de banco de filtros que proporciona un compromiso flexible entre los objetivos conflictivos de retardo de procesamiento, nitidez del filtro, uso de la memoria e interacción de banda. El banco de filtros tiene un número de bandas ajustable y un apilamiento que proporciona un desplazamiento seleccionable de frecuencias de banda a uno de dos conjuntos discretos de frecuencias centrales. El ancho de las bandas y por tanto el número de las bandas es seleccionado dependiendo del retardo aceptable, uso de memoria y velocidad de procesamiento requeridos. La flexibilidad en términos de apilamiento de las bandas proporciona dos veces el número de ubicaciones de borde de banda potenciales, lo que es ventajoso para escuchar el ajuste de pérdida, especialmente a bajas frecuencias. Los mismos coeficientes de filtración pueden ser utilizados para análisis y síntesis, para reducir el uso de memoria.

El documento EP 0531 242 A1 describe un método de fraccionamiento coincidente en sub-bandas que suprime o limita fuertemente el solapamiento espectral que comprende las etapas de: - transformar una señal de fuente digital en al menos dos sub-bandas de frecuencia distintas; - procesar cada una de las sub-bandas de frecuencia por filtración incorporando las etapas de definición de un perfil de filtración global, determinar un conjunto de perfiles de filtración parciales, cada uno asociado con una de las sub-bandas; y filtrar cada una de las sub-bandas de acuerdo con el perfil de filtración parcial asociado con ella; y - transformar a la inversa las sub-bandas filtradas, entregar una señal filtrada reconstruida, estando restringidos los perfiles de filtración parcial determinados durante la etapa de determinación de tal manera que dicha señal filtrada reconstruida corresponde sustancialmente a la filtración directa de la señal de fuente digital de acuerdo con el perfil de filtración global. En particular, estos perfiles parciales están restringidos de tal manera que se compensa sustancialmente el solapamiento espectral aún presente después de la filtración.

Es por lo tanto el objetivo de la presente invención proporcionar un sistema de filtro para filtrar una señal de entrada de dominio tiempo, un convertidor de filtro o un método para convertir, que permita una manipulación más eficiente o más flexible de una señal de entrada de dominio tiempo con una mejor calidad.

Este objetivo se logra mediante un convertidor de filtro de acuerdo con la reivindicación 1, por un sistema de filtro de acuerdo con la reivindicación 6, por un método de acuerdo con la reivindicación 7, o por un programa informático de acuerdo con la reivindicación 8.

Compendio de la invención

Una realización de la presente invención se refiere a un aparato de filtro para filtrar una señal de entrada de dominio tiempo para obtener una señal de salida de dominio tiempo, que es una representación de la señal de entrada de dominio tiempo filtrada utilizando una característica de filtro que tiene una característica de amplitud/frecuencia no uniforme que comprende un banco de filtros de análisis complejo para generar una pluralidad de señales de sub banda complejas de la señal de entrada de dominio tiempo, una pluralidad de filtros intermedios, en donde un filtro intermedio es proporcionado para cada señal de sub-banda compleja, en donde al menos uno de los filtros intermedios de la pluralidad de filtros intermedios tiene una característica de amplitud/frecuencia no uniforme, en donde la pluralidad de filtros intermedios tiene una respuesta de impulso más corta en comparación con una respuesta de impulso de un filtro que tiene la característica de filtro, y en donde la característica de amplitud/frecuencia no uniforme de la pluralidad de filtros intermedios juntos representa la característica de filtro no uniforme, y un banco de filtros de síntesis complejo para sintetizar la salida de los filtros intermedios para obtener la señal de salida del dominio tiempo.

Como un segundo aspecto, una realización adicional de la presente invención es un generador de filtro para proporcionar una señal de definición de filtro intermedio que comprende un banco de filtros modulado complejo para filtrar una señal de respuesta de impulso indicativa de una característica de filtro de amplitud/frecuencia en un dominio tiempo para obtener una pluralidad de señales de sub-banda de valores complejos como la señal de definición de filtro intermedio, en donde cada señal de sub-banda de valor complejo del banco de filtros modulado complejo corresponde a una respuesta de impulso para un filtro intermedio para una señal de sub-banda, en donde al menos una de las señales de sub-banda de valores complejos comprende al menos dos valores sin disipación diferentes, y en donde cada señal de sub-banda de valor complejo es más corta que la señal de respuesta de impulso.

Las realizaciones del primer aspecto de la presente invención se basan en el descubrimiento que una filtración (o manipulación) más eficiente y/o más flexible de una señal de entrada de dominio tiempo puede lograrse en el dominio de sub-banda, el cual algunas veces también se refiere como dominio QMF (filtro espejo en cuadratura), con una mejor calidad en comparación con otros esquemas de manipulación. La ganancia con respecto a eficiencia, especialmente eficiencia computacional, es una consecuencia de las respuestas más cortas de impulso de los filtros intermedios en comparación con la respuesta de impulso de un filtro que tiene la característica de filtro no uniforme en el dominio tiempo y del hecho de que las señales de sub-banda pueden procesarse independientemente una de la otra. Debido a las respuestas de impulso más cortas una realización de un aparato de filtro puede procesar cada una de las señales de sub-banda complejas emitidas por el banco de filtros de análisis complejo de manera individual. Por lo tanto, la filtración puede llevarse a cabo de manera paralela, lo que acelera el procesamiento de la señal de entrada de dominio tiempo de manera dramática en comparación con la manipulación de la señal de entrada de dominio tiempo directamente debida a las respuestas de impulso más cortas.

Las realizaciones según el primer aspecto de la presente invención son especialmente favorables cuando equilibran la eficiencia computacional por un lado y la calidad por el otro lado. Aunque puede lograrse un procesamiento directo de la señal de entrada de dominio tiempo en el dominio tiempo por una convolución con la respuesta de impulso de un filtro que tiene la característica de amplitud/frecuencia no uniforme, lo que usualmente conduce a una muy buena calidad, la convolución requiere un alto esfuerzo computacional debido a la longitud de la respuesta de impulso del filtro en el dominio tiempo. Por otro lado, la transformación de una señal de audio en el dominio frecuencia al realizar una transformación de Fourier representa la tremenda desventaja de que otras manipulaciones, que son necesarias en los sistemas acústicos modernos, no pueden ser realizadas eficientemente en el dominio de Fourier con una alta calidad.

Por lo tanto, al emplear una pluralidad de filtros intermedios, cada uno con una respuesta de impulso más corta en comparación con una respuesta de impulso de un filtro que tiene la característica de filtro de un filtro correspondiente en el dominio tiempo, del cual al menos uno tiene una respuesta de impulso con al menos dos valores sin disipación representa un compromiso muy favorable entre eficiencia computacional por un lado y calidad por el otro lado. Como una consecuencia, las realizaciones de los aparatos de filtro inventivos representan un excelente compromiso entre un procesamiento directo de la señal de entrada de dominio tiempo, por ejemplo, por medio de la convolución de la señal de entrada de dominio tiempo con la respuesta de impulso más larga indicativa de la característica de filtro no uniforme, que conduce a un enorme esfuerzo computacional, y emplea una transformada de Fourier, que conduce a más problemas en el curso adicional de procesamiento de las señales.

Las ventajas de las realizaciones del primer aspecto de la presente invención se desarrollan especialmente en el contexto de filtros FIR (respuesta de impulso finita), ya que cada uno de los filtros intermedios de la pluralidad de filtros intermedios tiene una respuesta de impulso significativamente más corta en comparación con la respuesta de impulso del filtro FIR en el dominio tiempo. Por lo tanto, al procesar de manera paralela las diferentes señales de sub-banda emitidas por el banco de filtros de análisis complejo la eficiencia computacional puede mejorarse drásticamente. Este aspecto es especialmente importante en el campo de filtros que tienen respuestas de impulso largas. Un campo de aplicación, en el cual los filtros con respuestas de impulso muy largas ocurren frecuentemente, son aplicaciones relacionadas con HRTF (HRTF = función de transferencia relacionada con cabeza), como, por ejemplo, mezclar señales de audio de múltiples canales para alimentar a los audífonos, otros sistemas de altavoces relacionados con la cabeza o sistemas de sonido estéreo.

En muchas aplicaciones concretas la eficiencia computacional se incrementa aún más, ya que las señales de audio ya están presentes en la sub-banda o dominio QMF (complejo). Por lo tanto, en muchas implementaciones concretas, el banco de filtros de análisis complejo y el banco de filtros de síntesis compleja para generar la pluralidad de señales de sub-banda complejas de la señal de entrada de dominio tiempo y para sintetizar la señal de salida del dominio tiempo ya está presente.

Con respecto al segundo aspecto, las realizaciones de la presente invención se basan en el descubrimiento de que se puede conseguir una filtración más flexible y más eficiente de la señal de entrada de dominio tiempo con una mejor calidad al proporcionar una señal de definición de filtro intermedio, que puede, por ejemplo, proporcionarse a un aparato de filtro de acuerdo al primer aspecto para definir sus filtros intermedios.

Una ventaja significativa de las realizaciones según el segundo aspecto de la presente invención es que se obtiene una señal de definición de filtro intermedio para un conjunto de filtros intermedios al proporcionar una realización del generador de filtro inventivo con una señal que define el filtro, tal como una señal de respuesta de impulso indicativa de una característica de filtro de amplitud/frecuencia de un filtro en el dominio tiempo u otras señales de definición de filtro. Por lo tanto, una realización de un generador de filtro proporciona una señal de definición de filtro para un conjunto de filtros intermedios para la misma filtración efectivamente como un filtro en el dominio tiempo definido por la señal de definición de filtro virtualmente sin introducir efectos de solapamiento. Como una consecuencia, las realizaciones de un generador de filtro inventivo permiten un rendimiento libre virtualmente de solapamiento de un filtro arbitrario en el dominio de sub-banda. Al utilizar una realización del generador de filtro inventivo, pueden transferirse características de filtro arbitrario desde el dominio tiempo al dominio de señal de sub-banda, como ecualización libre virtualmente de solapamiento, características de filtro de paso bajo, características de filtro de paso alto, características de filtro de paso de banda, características de filtro de rechazo de banda, características de filtro de resonancia, características de filtro de supresión de banda o características de filtro más complejas. Entre las características de filtro más complejas, es importante mencionar una combinación de varias características, así como características de filtro relacionadas con HRTF.

Especialmente en el contexto de aplicaciones relacionadas con HRTF en el campo de sistemas multicanal de audio y otras aplicaciones de alta calidad es importante observar que las realizaciones del generador de filtro inventivo permiten modelar de manera real una acción de un filtro dado en el dominio tiempo en el dominio de sub-banda. El rendimiento libre virtualmente de solapamiento, que es especialmente importante en aplicaciones relacionadas con HRTF, se hace posible ya que las características de fase de un filtro en el dominio tiempo se transfieren (casi) perfectamente hacia el dominio de sub-banda. Los ejemplos que ilustran esto se describirán de forma general en el transcurso adicional de la presente solicitud.

Entre las ventajas de las realizaciones del segundo aspecto de la presente invención está especialmente la ganancia significativa con respecto a la eficiencia computacional que se puede lograr. Los bancos de filtros modulados complejos de realizaciones del generador de filtro inventivo producen una pluralidad de señales de sub-banda de valores complejos como la señal de definición de filtro intermedio, en donde cada señal de sub-banda de valor complejo es más corta que la señal de respuesta de impulso indicativa de la característica de filtro de amplitud/frecuencia en el dominio tiempo. El generador de filtro, por lo tanto, produce una señal de definición de filtro intermedio que comprende la salida del banco de filtros modulado complejo con su pluralidad de señales cortas de sub-banda de valores complejos, lo que no solamente permite una computación rápida, eficiente y paralela con respecto a la filtración de una señal de entrada de dominio tiempo para obtener una señal de salida de dominio tiempo en el marco de una realización de un aparato de filtro, sino que también permite una computación rápida, eficiente y paralela de la propia señal de definición de filtro intermedio. En comparación con una aplicación directa de la señal de respuesta de impulso indicativa de la característica de filtro de amplitud/frecuencia en el dominio tiempo al hacer la convolución de la señal de respuesta de impulso con la señal de entrada de dominio tiempo, la aplicación de una realización de un generador de filtro inventivo según el segundo aspecto de la presente invención permite una computación simplificada, más rápida y más eficiente, la cual conduce a un resultado auditivamente indistinguible en comparación con el método de convolución más complejo.

Además, una realización del generador de filtro inventivo también ofrece la ventaja de una flexibilidad significativamente mejorada con respecto a las características de filtro posibles aplicadas en el dominio de sub banda. Ya que las características de filtro arbitrario pueden transferirse desde el dominio tiempo al dominio de sub banda por una realización de un generador de filtro inventivo, se introduce una enorme flexibilidad al procesamiento y manipulación de la señal de audio. Por ejemplo, una realización de un generador de filtro inventivo es capaz de proporcionar una señal de definición de filtro intermedio que corresponde a una característica de filtro individualmente alterada de un filtro relacionado con HRTF. En el campo de HRTF esto ofrece la oportunidad de modificar de manera individual los filtros HRTF de acuerdo con las necesidades y capacidades auditivas de un individuo. Además, pueden adaptarse la posición de la fuente, así como la posición del oyente con respecto una a la otra y con respecto a un ambiente (simulado o calculado) (por ejemplo, una sala de conciertos, un espacio abierto, o estadio). Esto ofrece la gran ventaja de proporcionar a un oyente una gran flexibilidad con respecto a las condiciones acústicas. Una realización del generador de filtro inventivo, por lo tanto, proporciona la posibilidad de cambiar virtualmente de un estadio a una sala de conciertos o a un campo abierto, sin emplear la necesidad de transferir las señales de audio entre el dominio tiempo, el dominio de sub-banda y/o el dominio frecuencia. Al emplear una realización de un generador de filtro inventivo todas estas manipulaciones de la señal de audio pueden realizarse dentro del dominio de sub-banda con una muy alta calidad, que es indistinguible de manera perceptual a partir de un procesamiento de señal en el dominio tiempo, pero que ofrece una enorme mejora en la eficiencia computacional. Esta flexibilidad no se limita solamente al cambio de un ambiente a otro, por ejemplo, cambio de un estadio a una sala de conciertos y viceversa. Una realización de un generador de filtro inventivo ofrece la posibilidad de alterar las características de filtro de la pluralidad de los filtros intermedios en una manera casi continua. Una aplicación en el campo de HRTF es una aplicación de una realización del generador de filtro y/o del aparato de filtro en una aplicación de rastreo de cabeza, en la cual, por ejemplo, la posición del oyente con respecto a diferentes fuentes de audio varía de una manera casi continua. Las aplicaciones posibles comprenden, por ejemplo, simulaciones y juegos de ordenador con una calidad muy alta.

Otra ventaja de una realización de un generador de filtro es que la aplicación de una realización de un generador de filtro es más eficiente con respecto al uso de memoria, ya que una señal de respuesta de impulso proporcionada al banco de filtros modulado complejo del generador de filtro es típicamente una señal de valor real, mientras que la señal de definición de filtro intermedio es una señal de valor complejo de aproximadamente la misma longitud total. Como una consecuencia, el almacenamiento de las señales de respuesta de impulso en comparación con las señales de definición de filtro intermedio (o las tomas de filtro de los filtros intermedios) ahorra memoria, más o menos, del orden de la mitad. Debido a la posibilidad de una computación paralela rápida y eficiente, especialmente en el campo de aplicaciones sensibles a memoria que comprende un gran espacio de parámetro con respecto a las posibles señales de respuesta de impulso, esto representa una ventaja significativa.

En una realización de un generador de filtro inventivo el generador de filtro es proporcionado con una señal de definición de filtro, que puede comprender por ejemplo las tomas de filtro de un filtro digital en el dominio tiempo o por una función de transferencia en el dominio frecuencia, que puede comprender la característica de amplitud/frecuencia y/o la característica de fase/frecuencia de un filtro. En estos casos, una realización del generador de filtro además comprende un generador de señal de respuesta de impulso, que proporciona la señal de respuesta de impulso apropiada indicativa de la característica de filtro de amplitud/frecuencia resultante en el dominio tiempo al banco de filtros modulado complejo del generador de filtro. Por lo tanto, la inclusión de un generador de señal de respuesta de impulso en algunas realizaciones de un generador de filtro inventivo ofrece aún más flexibilidad con respecto a proporcionar la señal de definición de filtro intermedio, ya que no solamente las señales de respuesta de impulso en la forma de señales de tiempo discretas pueden proporcionarse a una realización del generador de filtro sino que también las tomas de filtro o la descripción del dominio frecuencia de un filtro en el dominio tiempo puede transferirse hacia el dominio de sub-banda por una realización apropiada de un generador de filtro.

Breve descripción de los dibujos

La presente invención se describirá ahora a modo de ejemplos ilustrativos, que no limitan el alcance o espíritu de la invención, con referencia a los dibujos adjuntos, en los cuales:

La Figura 1a ilustra el procesamiento de una señal digital de audio por medio de filtro de sub-banda en un sistema que comprende un generador de filtro y un aparato de filtro;

La Figura 1b ilustra una posible solución para un banco de análisis complejo;

La Figura 1c ilustra una posible solución para un banco de filtros de síntesis complejo;

La Figura 1d ilustra una posible solución adicional para un banco de filtros de síntesis complejo;

La Figura 1e ilustra una interacción de una realización de un generador de filtro con una pluralidad de filtros intermedios de una realización de un aparato de filtro;

La Figura 2 ilustra el procesamiento de una señal digital de audio por medio de filtración de forma directa;

La Figura 3 ilustra una realización preferida de un sistema con un convertidor de filtro;

La Figura 4 ilustra una respuesta dada de impulso del filtro;

La Figura 5 ilustra una respuesta de impulso obtenida por el ajuste de ganancia complejo de las sub-bandas;

La Figura 6 ilustra la respuesta de magnitud de un filtro dado;

La Figura 7 ilustra la respuesta de magnitud de un filtro obtenida por el ajuste de ganancia complejo de las sub bandas;

La Figura 8 compara el rendimiento de la presente invención con el ajuste de ganancia complejo de las sub-bandas; La Figura 9 ilustra una realización preferida de un aparato de filtro que comprende una realización opcional de un generador de filtro y componentes adicionales;

La Figura 10 ilustra una característica de filtro junto con varias bandas de frecuencia para diferentes sub-bandas; y La Figura 11 ilustra una realización preferida de un generador de filtro.

Descripción de realizaciones preferidas

Las realizaciones descritas a continuación son meramente ilustrativas para los principios de la presente invención de filtración eficiente con un banco de filtros modulado complejo. Debe entenderse que las modificaciones y variaciones de las disposiciones y los detalles descritos en la presente memoria serán evidentes para otros expertos en la materia. Por lo tanto, es el intento estar limitado solamente por el alcance de las reivindicaciones inminentes de la patente y no por los detalles específicos presentados a modo de descripción y explicación de las realizaciones en la presente memoria.

A continuación, los objetos con las mismas propiedades funcionales o similares se designan con los mismos signos de referencia. A menos que se observe explícitamente de otra manera, la descripción con respecto a objetos con propiedades funcionales similares o iguales pueden intercambiarse entre sí.

La Figura 1a ilustra en la forma de un sistema que comprende realizaciones tanto de un aparato de filtro como de un generador de filtro el procesamiento de una señal digital de audio por medio de filtración por sub-banda según la presente invención. Esta trayectoria de señal, por ejemplo, puede representar una parte de un sistema de reproducción de audio espacial en el que la entrada es un canal de audio recibido y la salida es un componente de una señal que ha de ser reproducida en el oído derecho. La señal de entrada (señal digital de audio o señal de entrada de dominio tiempo) se analiza por el banco 101 de análisis complejo por medio de filtración con un conjunto de L filtros de análisis seguido por el submuestreo por un factor L, en donde L es un número entero positivo, preferentemente mayor que 1. Típicamente el factor L es una potencia de 2, preferiblemente L = 64. Los filtros de análisis se obtienen usualmente por una modulación compleja de un filtro prototipo p(v), en el que v es un número entero positivo que indica un índice en un conjunto de datos o un índice de un valor en una señal no submuestreada por el factor L. La salida del banco de filtros consiste de L señales de sub-banda que se procesan por una filtración 102 de sub-banda. Esta filtración de sub-banda consiste de una combinación de manipulaciones tal como el ajuste de ganancia de sub-banda de acuerdo con datos de control recibidos y aplicación de filtros de respuesta finita de impulso aplicada por separado en cada sub-banda. Las tomas de filtro de los filtros de sub-banda se obtienen desde un convertidor 104 de filtro (inventivo) como una realización de un generador de filtro que toma como entrada un filtro descrito por tomas de filtro de forma directa, una descripción del dominio frecuencia o una respuesta de impulso (señal). El banco 103 de síntesis compleja reconstruye una señal de salida por medio de sobremuestreo por un factor L, filtración por L filtros de síntesis, suma de todos los resultados, y extracción de la parte real. La suma de todos los resultados y la extracción de la parte real también pueden cambiarse con respecto a su orden, como se describirá en general de manera más próxima con respecto a las Figuras 1c y 1d.

La Figura 1b muestra un banco 101 de análisis complejo en más detalle. El banco 101 de análisis complejo comprende una pluralidad de L filtros 120 de análisis intermedios para cada sub-banda que ha de ser emitida por el banco 101 de análisis complejo. Para ser más precisos, cada uno de los L filtros 120 de análisis intermedios se conecta en paralelo a un nodo 130 al cual se proporciona la señal de entrada de dominio tiempo que se ha de procesar. Cada uno de los filtros 120 de análisis intermedios está adaptado para filtrar la señal de entrada del banco 101 de análisis complejo con respecto a una frecuencia central de cada sub-banda. De acuerdo con las frecuencias centrales de las diferentes sub-bandas, cada sub-banda está etiquetada por un índice de sub-banda o índice n, en el que n es un número entero no negativo, típicamente del orden de 0 a L-1. Los filtros 120 de análisis intermedios del banco 101 de análisis complejo pueden derivarse desde un filtro prototipo p(v) por una modulación compleja según el índice n de sub-banda de la sub-banda a la cual se aplica el filtro 120 de análisis intermedio. Se explican adelante más detalles que se refieren a la modulación compleja de un filtro prototipo.

Ya sea directamente por los filtros 120 de análisis intermedios o por un submuestreador 140 opcional (designado por la línea de puntos en la Figura 1b) la frecuencia de muestreo de la señal emitida por el banco de filtros 120 de análisis intermedios se reduce por un factor L. Como se ha mencionado antes, los submuestreadores 140 suministrados a cada señal de sub-banda emitida por los filtros 120 de análisis intermedios correspondientes son opcionales ya que, dependiendo de la implementación concreta, el submuestreo también puede llevarse a cabo en el marco de los filtros 120 de análisis intermedios. En principio, no se requiere el submuestreo de la señal emitida por los filtros 120 de análisis intermedios. Sin embargo, la presencia de los submuestreadores 140 explícitos o implícitos es una opción preferida ya que la cantidad de datos proporcionados por el banco 101 de análisis complejo se aumentaría alternativamente por un factor de L, lo que conduce a una redundancia significativa de datos.

La Figura 1c ilustra una posible solución para un banco 103 de síntesis compleja. El banco 103 de síntesis compleja comprende L filtros de síntesis intermedios a los cuales se proporcionan las L señales de sub-banda desde la filtración 102 de sub-banda. Dependiendo de la implementación concreta del banco 103 de síntesis compleja 103 antes de la filtración en el marco de los filtros 150 de síntesis intermedios, las señales de sub-banda se sobremuestrean por L por el sobremuestreador 160, el cual reconstruye la frecuencia muestreada de las señales de sub-banda al incrementar la frecuencia de muestreo por un factor de L. En otras palabras, el sobremuestreador 160 opcional reconstruye o vuelve a formar las señales de sub-banda proporcionadas al sobremuestreador 160 de tal manera que la información contenida en cada una de las señales de sub-banda es retenida mientras la frecuencia de muestreo es incrementada por un factor de L. Sin embargo, como ya se explicó en el contexto de la Figura 1b, los sobremuestreadores 160 son componentes opcionales, ya que el sobremuestreo también puede llevarse a cabo en el marco de los filtros 150 de síntesis intermedios. Por lo tanto, la etapa de sobremuestreo de las señales de sub banda llevada a cabo por el sobremuestreador 160 puede procesarse de manera simultánea en el marco de los filtros 150 de síntesis intermedios. Sin embargo, si los submuestreadores 190 no se implementan ni explícita ni implícitamente, los sobremuestreadores 160 no tienen que implementarse explícita o implícitamente.

Los filtros 150 de síntesis intermedios se conectan a través de una salida a un adicionador 170 el cual suma las señales de sub-banda filtradas emitidas por los L filtros 150 de síntesis intermedios. El adicionador 170 se conecta además a un extractor 180 de parte real, el cual extrae o forma una señal de valor real o en su lugar una señal de salida del dominio tiempo (de valor real) basada en la señal de valor complejo proporcionada por el adicionador 170. El extractor 180 de parte real puede realizar esta tarea, por ejemplo, al extraer la parte real de una señal de valor complejo proporcionada por el adicionador 170, al calcular el valor absoluto de la señal de valor complejo proporcionada por el adicionador 170 o por otro método que forma una señal de salida de valor real basada en una señal de entrada de valor complejo. En el caso del sistema mostrado en la Figura 1a, la señal emitida por el extractor 180 de parte real es la señal de salida del dominio tiempo emitida por la realización del aparato de filtro inventivo.

La segunda posible solución para un banco 103 de síntesis compleja mostrado en la Figura 1d difiere de la primer posible solución mostrada en la Figura 1c que concierne solamente a los extractores 180 de parte real y al adicionador 170. Para ser más precisos, las salidas de los filtros 150 de síntesis intermedios se conectan por separado desde cada sub-banda a un extractor 180 de parte real que extrae o forma una señal de valor real basada en la señal de valor complejo emitida por los filtros 150 de síntesis intermedios. Los extractores 180 de parte real se conectan entonces al adicionador 170, el cual suma en sentido ascendente las L señales de valores reales derivadas de las L señales de sub-banda filtradas para formar la señal de salida de valor real proporcionada por el adicionador 170, que en el caso del sistema mostrado en la Figura 1a es la señal de salida del dominio tiempo.

La Figura 1e muestra la filtración 102 de sub-banda y su interacción con el convertidor 104 de filtro en más detalles. La filtración 102 de sub-banda comprende una pluralidad de filtros intermedios 190, en el que un filtro intermedio 190 está previsto para cada señal de sub-banda de valor complejo proporcionada a la filtración 102 de sub-banda. Por lo tanto, la filtración 102 de sub-banda comprende L filtros intermedios 190.

El convertidor 104 de filtro se conecta a cada uno de los filtros intermedios 190. Como una consecuencia, el convertidor 104 de filtro es capaz de proporcionar las tomas de filtro para cada uno de los filtros intermedios 190 de la filtración 102 de sub-banda. Más detalles que conciernen a la filtración hecha por los filtros intermedios 190 se explicarán en el curso adicional de la solicitud. Por lo tanto, las tomas de filtro proporcionadas a los diferentes filtros intermedios 190 y emitidas por el convertidor 104 de filtro forman la señal de definición de filtro intermedio.

Además, debe observarse que las realizaciones, soluciones e implementaciones pueden comprender retrasos adicionales y/u opcionales para retrasar cualquiera de las señales o un subconjunto de señales, que se han omitido en la Figura 1a a 1e por simplicidad. También en las Figuras 2 a 11 se han omitido los retrasos opcionales por simplicidad. Sin embargo, los retrasos o retardadores pueden estar comprendidos en elementos mostrados (por ejemplo, filtros) o agregados como elementos opcionales en todas las realizaciones dependiendo de su implementación concreta.

La Figura 2 ilustra el procesamiento de una señal digital de audio por medio de filtración 201 de forma directa. Si el mismo filtro se da como entrada al convertidor 104 de filtro de la Figura 1 y la filtración directa 201, un objetivo de diseño para el convertidor 104 de filtro es que la salida de audio digital de 103 debe ser perceptualmente (o auditivamente) indistinguible de la salida de audio digital de la filtración directa 201, si las entradas de audio digital al banco 101 de análisis complejo y la filtración directa 201 son idénticas y el procesamiento en la filtración directa 102 consiste de filtración de sub-banda estacionaria pura.

En la realización del sistema mostrado en las Figuras 1a a Figura 1e la entra de filtro al convertidor 104 de filtro se da como una señal de definición de filtro, la cual, por ejemplo, puede comprender las tomas de filtro de un filtro de dominio tiempo correspondiente, una descripción del dominio frecuencia (característica de amplitud/frecuencia y/o característica de fase/frecuencia) o una señal de respuesta de impulso del filtro apropiado.

En el caso de la filtración directa 201, puede utilizarse en principio la misma señal de definición de filtro. Dependiendo de la implementación concreta y la señal de definición de filtro, la filtración puede llevarse a cabo por aplicación directa de las tomas de filtro en el marco de un filtro digital, por una transformada de Fourier discreta junto con una función de transferencia u otra descripción del dominio frecuencia o por medio de convolución con la señal de respuesta de impulso.

La Figura 3 ilustra una realización preferida de un convertidor 104 de filtro de acuerdo con la presente invención como una realización de un generador de filtro. Se asume que el filtro viene dado por su respuesta de impulso. Viendo esta respuesta de impulso como una señal discreta de tiempo, es analizada por un banco 301 (de filtros) de análisis complejo de banda L. Las salidas de señal de sub-banda resultantes son entonces exactamente las respuestas de impulso de filtros que han de ser aplicadas por separado en cada sub-banda en la filtración 102 de sub-banda. En la realización preferida mostrada en la Figura 3, la señal de definición de filtro proporcionada al convertidor 104 de filtro y su banco de análisis complejo o banco 301 de filtros de análisis complejo es la señal de respuesta de impulso indicativa de la característica de amplitud/frecuencia de un filtro, que ha de ser transferida hacia el dominio de sub-banda. Por lo tanto, la salida del banco 301 (de filtros) de análisis complejo de cada una de las L sub-bandas representa la respuesta de impulso de los filtros intermedios comprendidos en la filtración 102 de sub-banda.

El banco 301 de análisis complejo, en principio, se deriva desde el banco 101 de análisis, pero tiene un filtro prototipo diferente y una estructura de modulación ligeramente diferente, los detalles de la cual se describirán de manera general en la siguiente descripción. Los mismos algoritmos rápidos que se utilizan para una implementación del banco 101 de análisis complejo pueden volverse a utilizar para el banco 301 de análisis complejo, conduciendo a un proceso de conversión muy rápido y muy eficiente.

Además, la longitud del filtro prototipo q(v) puede diseñarse para ser solamente una fracción de la longitud del filtro prototipo p(v). Debido al submuestreo por un factor L, la longitud de filtros de sub-banda también es un factor de L más pequeño que la suma de las longitudes del filtro de dominio tiempo dado y el filtro prototipo q(v). El esfuerzo computacional se reduce de esta manera en comparación con la filtración 201 de forma directa por aproximadamente un factor de L/4. El factor de compensación de 4 se debe al reemplazo de filtración real con filtración compleja. Otra compensación es el costo computacional de los bancos 101 y 103 complejos de análisis y síntesis. Para implementaciones eficientes este costo es comparable con el costo de filtros FIR bastante cortos, y por lo tanto despreciable, como se ha descrito antes. Además, esta compensación de la reducción en costo computacional no existe para sistemas que ya emplean estos dos bancos 101 y 103 de filtros.

La Figura 4 ilustra un ejemplo de una respuesta 400 de impulso dada del filtro. Consiste en 192 (= 64 ■ 3) tomas distintas de cero. En otras palabras, la respuesta 400 de impulso mostrada en la Figura 4 comprende 192 valores sin disipación.

En la presente solicitud, una toma o valor sin disipación es una toma o un valor que es idealmente distinto de cero. Sin embargo, debido a las restricciones de implementación en el marco de esta aplicación un valor o toma sin disipación es una toma o valor de valor complejo o de valor real con un valor absoluto que es mayor que un umbral predeterminado, por ejemplo 10-s o 2-s, en el que s es un número entero positivo dependiendo de los requerimientos de una implementación concreta. En sistemas digitales este umbral se define preferentemente en el sistema binario (base 2), en el que el número entero s tiene un valor predeterminado dependiendo de las especificidades de la implementación. Típicamente, el valor s es 4, 5, 6, 7, 8, 10, 12, 14, 16 o 32.

La respuesta 400 de impulso del sistema de la Figura 1 es indistinguible de esta respuesta de impulso dada en la resolución de la imagen, en un caso en el que se aplica un banco de filtros de banda L = 64 con un filtro prototipo de longitud 640 (= 64 ■ 10) y un filtro prototipo de longitud 192 (= 64 ■ 3) se utiliza para el convertidor 104 de filtro de la Figura 3. Los filtros de sub-banda intermedios correspondiente tienen solamente 5 (= 3+3-1) tomas cada uno, como se explicará más adelante.

La Figura 5 ilustra la respuesta 410 de impulso del sistema de la Figura 1 con un banco de filtros de banda 64, en un caso especial que corresponde a un uso de la técnica anterior para el ajuste y ecualización de envoltura. En este caso, los filtros de sub-banda o preferentemente los filtros intermedios 190 son todos de una sola toma, de manera que se aplica una ganancia compleja constante a cada sub-banda. Para cada sub-banda, la ganancia correspondiente se elige para que sea igual a la respuesta de frecuencia compleja del filtro de la Figura 4 evaluado en la frecuencia central de la sub-banda particular. Como puede verse a partir del resultado, hay artefactos pre-eco severos y habrá una diferencia perceptual significativa entre la aplicación de esta respuesta de filtro en comparación con la respuesta 400 de impulso objetivo de la Figura 4.

La Figura 6 ilustra la respuesta 420 de magnitud del filtro de la Figura 4. La escala de frecuencias de la Figura 6 se ajusta a la resolución de un banco de filtros de banda 64 (L = 64).

La Figura 7 ilustra la respuesta de magnitud 430 del filtro subyacente a la respuesta 410 de impulso mostrada en la Figura 5. Como puede verse, el uso de solo una ganancia por sub-banda da como resultado una aproximación deficiente a la respuesta de frecuencia deseada. La razón principal de esto es la rápida variación del espectro de fase objetivo. De hecho, este método de la técnica anterior se adecua mejor en el modelado de respuestas de fase lineal.

La Figura 8 finalmente compara el rendimiento de una realización de la presente invención y del método de la técnica anterior de ajuste de ganancia complejo de sub-bandas. La curva punteada es un nuevo dibujo de la respuesta 420 de magnitud objetivo de la Figura 6. La curva discontinua 440 es la respuesta de magnitud de la diferencia entre las respuestas de frecuencia complejas del filtro objetivo y su aproximación por el método de la técnica anterior. La curva continua 450 es la respuesta de magnitud de la diferencia entre las respuestas de frecuencia complejas del filtro objetivo y su aproximación por el método instruido por la presente invención con los parámetros como se han tratado durante la descripción de la Figura 4. Como puede verse, el error del método de la técnica anterior es pequeño solamente en los 64 puntos intermedios de las sub-bandas del banco de filtros mientras el método inventivo conduce a una calidad de aproximación en el intervalo de 50 dB. Debe señalarse que este también es el nivel de rendimiento que se mide cuando se compara la salida del sistema inventivo con la salida del sistema de referencia para una señal de entrada arbitraria.

Como la comparación de las dos curvas 440 y 450 en la Figura 8 muestra, una realización de un aparato de filtro inventivo, una realización de un generador de filtro y un sistema que comprende ambas realizaciones ofrece una ventaja significativa que concierne a la calidad de la manipulación de una señal de entrada. La diferencia significativa que concierne a la calidad de filtración (o manipulación) de la señal de entrada descrita anteriormente es una consecuencia del hecho de que al menos uno de los filtros intermedios 190 tiene una respuesta de impulso con dos o más valores sin disipación. En otras palabras, al menos uno de los filtros intermedios 190 comprende al menos dos tomas de filtro sin disipación. Además, es importante observar que el número de las sub bandas L procesado por una realización de un aparato de filtro es mayor o al menos igual a 2. Sin embargo, el número de las sub-bandas L es significativamente menor que el número de bandas de frecuencia requeridas para una calidad comparable en el caso de una filtración a base de la transformada de Fourier combinada con un filtro principalmente descrito por una característica de amplitud/frecuencia y/o una característica de fase/frecuencia como la función de transferencia del filtro.

Debido al hecho de que la respuesta de impulso de los filtros intermedios 190 es significativamente más corta que la respuesta de impulso de la característica subyacente de filtro en el dominio tiempo, los cálculos con respecto a cada sub-banda pueden llevarse a cabo de manera significativamente más rápida. Además, ya que las diferentes señales de sub-banda pueden procesarse independientemente, tanto una realización del aparato de filtro, así como una realización del generador 104 de filtro pueden procesar las señales de entrada respectivas muy eficientemente de una manera rápida y paralela. Por lo tanto, el procesamiento tanto de una entrada de audio digital como de una señal de entrada, así como una respuesta de impulso indicativa de una característica de filtro puede llevarse a cabo muy eficientemente de una manera paralela. Como se ha descrito de forma general anteriormente, una realización de un aparato de filtro inventivo así como una realización de un generador de filtro inventivo combinan las ventajas tanto de un procesamiento directo de señales de audio en el dominio tiempo que conduce a una muy alta calidad como del uso de una combinación de una transformada de Fourier junto con una función de transferencia en el dominio frecuencia ofreciendo una alta eficiencia ya que cada banda de frecuencia solamente se multiplica con una toma (de valor complejo o real) en el proceso de filtración de la señal.

Por otro lado, las desventajas, tanto de procesar puramente las señales de entrada en el dominio tiempo, que conduce a un enorme esfuerzo de computación, como las de una transformada de Fourier, pueden reducirse significativamente y suprimirse a un nivel que la salida de una realización de un aparato de filtro es perceptualmente indistinguible de la calidad de un procesamiento directo en el dominio tiempo.

Estas dos ventajas ofrecen una mayor flexibilidad para filtrar señales digitales con características de filtro variables. Esto es especialmente importante en el campo de HRTF, ya que los filtros relacionados con HRTF usualmente tienen una respuesta de impulso muy larga. Por lo tanto, una realización de un aparato de filtro inventivo que comprende un banco 101 de filtros de análisis complejo, una pluralidad de filtros intermedios 190 en la filtración 102 de sub-banda y un banco 103 de filtros de síntesis compleja ofrece especialmente en el campo de aplicaciones relacionadas con HRTF ventajas computacionales significativas debido al posible procesamiento paralelo de las señales de sub-banda.

Las realizaciones de un generador de filtro y realizaciones de sistemas que comprenden tanto un aparato de filtro como un generador de filtro ofrecen además la ventaja de que los filtros pueden adaptarse fácilmente a ambientes específicos, parámetros u otras necesidades específicas de la aplicación a mano. Especialmente, en términos de las aplicaciones relacionadas con HRTF, una realización de tal un sistema puede utilizarse en aplicaciones de rastreo, en las cuales varias fuentes de sonidos y ruidos, así como la posición del oyente varían con el tiempo. Tal realización de un sistema que comprende un aparato de filtro y un generador de filtro ofrece por lo tanto una manera muy eficiente y flexible de presentar una impresión de audio de una disposición tridimensional de fuentes de sonido con respecto a una posición variable y orientación de un oyente hipotético a través de auriculares u otros sistemas de sonido relacionados con la cabeza (sistemas de sonido estéreo).

Como este último ejemplo ilustra, una realización de un aparato de filtro inventivo junto con un generador de filtro inventivo ofrece no solamente un sistema muy eficiente para manipulación de audio con una calidad excelente, sino que también una manera muy flexible de introducir impresiones de audio que alteran de una manera eficiente.

Bancos de filtros modulados complejos

A continuación, se deja que

seg |g transformada de Fourier del tiempo discreto de una señal de tiempo discreta z(v). Como antes, v es un número entero que indica un índice o un índice de tiempo de una señal de tiempo, mientras w = 2 n ■ f es la frecuencia circular asociada con la frecuencia f, n es el número circular (n = 3,1415926...) e i = j = V-1 es la unidad imaginaria.

El banco de filtros de banda L modulado exponencial, complejo se define a partir de un filtro prototipo de valor real p(v) de longitud finita. Para los cálculos de más adelante se asumirá por extensión con ceros que el filtro prototipo se define para todos los números enteros v. Dada una señal de tiempo discreto de valor real x(v) el banco 101 de filtros de análisis aplica, como ya se explicó, los filtros prototipos modulados complejos seguido por submuestreo por un factor L para emitir las señales de sub-banda,

para cada índice de sub-banda n= 0, 1, ..., L-1, e índice de tiempo k de número entero. El índice de tiempo k difiere del índice de tiempo v con respecto al hecho de que k se refiere a las señales submuestreadas, mientras el número entero v indica las señales con la frecuencia de muestra completa.

Dadas las señales de sub-banda de valores complejos dⁿ (k), el banco 103 de filtros de síntesis aplica filtración seguida por sobremuestreo por un factor de L y una extracción de valor real para emitir las señales de valores reales, como ya se explicó, para obtener la señal de salida

En las ecuaciones (1) y (2) G y y representan factores de fase (constantes) para filtrar la señal de tiempo discreta de valor real x(v) hacia la señal de sub-banda de valor complejo y para reconstruir las muestras de salida de valores reales y(v) de señales de sub-banda de valores complejos dⁿ (k). Es bien sabido que un filtro prototipo y factores de fase fijos Q y y pueden elegirse para dar la reconstrucción perfecta, y(v) = x(v), en el caso en el que dⁿ (k) = cⁿ (k), es decir cuando las señales de sub-banda no se alteran. En la práctica, la propiedad de reconstrucción perfecta se mantendrá hasta un retraso (y/o un cambio de señal), pero en los cálculos que siguen, este detalle se ignorará al permitir el uso de un filtro prototipo que no implica causa. La presente invención es aplicable al tipo pseudo QMF del diseño como se enseña por PCT/SE02/00626 "Aliasing reduction using complex exponential modulated filter banks". Aquí el filtro prototipo es simétrico p(-v) = p(v), y su transformada de Fourier de tiempo discreto P(w) esencialmente se desvanece fuera del intervalo | w| < n / L. La reconstrucción perfecta también se reemplaza por una propiedad de reconstrucción casi perfecta. Para la derivación que sigue se asumirá por simplicidad que se mantiene tanto la reconstrucción perfecta como que P(w) = 0 para n / L < | w |< n. Además, se asume que los factores de fase satisfacen la condición de que y - Q es igual a un número entero múltiplo de 4L. En un banco de filtros muestreado críticamente, la alteración de las señales de sub-banda antes de la síntesis usualmente conduce a la introducción de artefactos de solapamiento. Esto se resuelve aquí debido al hecho de que un sobremuestreo por un factor dos se introduce al utilizar señales de valores complejos. Aunque la velocidad de muestreo total de las muestras de sub-banda es idéntica a la tasa de muestreo de la señal de entrada del tiempo discreto, la señal de entrada es de valor real y las muestras de sub-banda son de valores complejos. Como se describirá de forma general más adelante, la ausencia de solapamiento abre la puerta para el procesamiento de señal invariante eficiente en tiempo.

Filtración de sub-banda en un banco de filtros modulado complejo

Considerando la modificación de filtración 102 de sub-banda de cada señal de sub-banda obtenida al filtrar las muestras de análisis cⁿ (k) del banco 101 de análisis complejo con un filtro con respuesta de impulso gⁿ (k) antes de la síntesis (2) realizada por el banco 103 (de filtros) de síntesis compleja

¿ „(* ) = 2 > „ ( Y K ( A : - 0.

' (3)

Los cálculos elementales muestran que dada las suposiciones en la respuesta de frecuencia del filtro prototipo, el efecto resultante en la señal de tiempo reconstruida es el de una filtración de tiempo discreto.

Y(w) = G (u)X(u) (4) en el que

en el que * indica conjugación compleja. Obsérvese aquí que el caso especial Gn(w) = 1 conduce a G(w) = 1 en (5) debido al diseño especial asumido del prototipo p(v), que implica

Otro caso de interés es Gn(w) = exp(-/w) que conduce a G(o>) = exp(-/Lw), de manera que y(v) = x(v - L).

Aproximación de una respuesta de filtro dada por filtración de sub-banda

Sea H(w) un filtro dado (por ejemplo, función de transferencia) con respuesta h(v) de impulso de valor real. Este dato se considera como entrada al convertidor 104 de filtro. En vista de (5) y (7), una elección trivial para los filtros de sub-banda que da como resultado la respuesta deseada G(w) = H(w) viene dada por

Gn(o>)~H(co!L), parg \co~n(n \ / 2 ) \ <K r

⁽8 ⁾

El inconveniente de esta fórmula es que, aunque H(w) es una función continuamente diferenciare de w, el segmento dividido en periodos de ella definido por (8) mostrará saltos y la respuesta de impulso de los filtros de sub banda será innecesariamente larga. El uso de la técnica anterior del banco pseudo complejo QMF para ecualización o ajuste de envoltura consiste en aplicar una ganancia única gn en cada sub-banda, lo que da como resultado la función de transferencia

con la extensión gⁿ= -g*^-i-n para n < 0 definida de acuerdo con (6). En vista de (7), se consigue

⁽10⁾

y la función de transferencia se interpola entre aquellas frecuencias. Para respuestas de filtro objetivo H(w) que varían lentamente como una función de la frecuencia w, un primer método de aproximación del filtro por lo tanto se obtiene al elegir

Un ejemplo de la calidad resultante de este procedimiento se da en las Figuras 5 y 7.

De acuerdo con una realización de la presente invención un generador de filtro o un convertidor 104 de filtro se utiliza para enseñar a convertir el filtro (definido por su respuesta de impulso) h(v) en filtros intermedios 190 de sub banda por medio del segundo banco 301 de filtros de análisis que emplea el filtro prototipo q( ^v) de valor real,

⁽12⁾

En términos de transformadas de Fourier esto se lee

La ventaja de este procedimiento es que cualquier filtro h(v) dado puede transformarse de manera eficiente en respuestas de filtro de sub-banda intermedio. Si q( ^v) tiene K^q• L tomas, un filtro h(v) de dominio tiempo de K^h• L tomas se convierte en filtros (12) de dominio de sub-banda con K^h+ K^q- 1 tomas, en el que K^hy K^qson números enteros positivos. Con respecto a los números ejemplares dados en el contexto de la descripción de la Figura 4, K^hy K^qson iguales a 3 y con una longitud de filtro prototipo y una respuesta de impulso que corresponde a una longitud de 3 ■ 64 = 192 (L = 64) cada uno. Por lo tanto, cada filtro intermedio 190 de sub-banda tiene una longitud de respuesta de impulso de solamente 3 3 - 1 = 5 tomas cada uno.

Diseño del filtro prototipo para el convertidor de filtro

La inserción (13) en (5) produce

Así, la condición para G(w) = H(w) a mantener es que

en donde 5[l] = 1 para I = 0 y 5[l] = 0 para I 0. Una solución simple a (15) se da por el filtro de pared de ladrillo

\L, para \cú\<7t ¡L\

£?(<») = i n0, para ' _{7t ! L} < , _\g> , < _tt.

Este filtro prototipo corresponde a la elección (8) y tiene la desventaja de tener una respuesta q( ^v) de impulso infinita y que decae lentamente. En su lugar, la presente invención enseña a resolver (15) aproximadamente (por ejemplo, en el sentido de mínimos cuadrados) con un filtro q( ^v) de respuesta de impulso finita. El equivalente de dominio tiempo de (15) es el sistema de ecuaciones lineales para n = 0, 1, ..., L-1 y para todos los números enteros k

oo J

y p 2(n v L - 2kL)q(v vL) = — 8\k ]

^{" 2 L , (}16 ⁾

en donde

P2(v )= z*p( l )p(!+v)

r=-« (17)

es la autocorrelación de p(v). Para cualquier longitud de soporte dada, el sistema de ecuaciones lineales (16) puede resolverse en el sentido de mínimos cuadrados para un filtro prototipo q(^v). Es deseable utilizar un soporte significativamente más corto que el del filtro prototipo p(v) del banco de filtros original, y en ese caso el sistema lineal (16) está sobredeterminado. Una calidad dada de aproximación también puede intercambiarse por otras propiedades deseables mediante optimización de unión. Un ejemplo de tal propiedad es un tipo paso bajo de respuesta de frecuencia Q(w).

A continuación, se describe la determinación de una representación QMF de multi-ranuras (dominio de sub-banda) de los filtros HRTF. La conversión de filtro desde el dominio tiempo al dominio de sub-banda QMF complejo se realiza por un filtro FIR en el convertidor 104 de filtro de la Figura 1a. Para ser más precisos, la siguiente descripción expone un método para implementar un filtro FIR dado h(v) de longitud N^h en el dominio de sub-banda QMF complejo. El principio de la operación se ilustra en la Figura 1a en el caso de un sistema que también comprende una realización de un aparato de filtro inventivo.

La propia filtración de sub-banda es llevada a cabo por un conjunto de o una pluralidad de filtros intermedios 190 dentro de la filtración 102 de sub-banda. Para ser más precisos, la filtración de sub-banda consiste en la aplicación separada de un filtro intermedio FIR de valor complejo gⁿ (1) para cada sub-banda QMF con un índice n = 0, 1, ..., 63. En otras palabras, en la siguiente descripción se hará especial referencia a realizaciones con L = 64 diferentes señales de sub-banda. Sin embargo, este número de señales de sub-banda específico no es esencial y las ecuaciones apropiadas también se darán en una forma más general.

Uno de los componentes clave del sistema mostrado en la Figura 1a es el convertidor 104 de filtro, que convierte el filtro FIR h(v) de dominio tiempo dado en los filtros gⁿ (1) de dominio de sub-banda complejos. El convertidor 104 de filtro comprende un banco 301 de análisis complejo similar al banco 101 de análisis QMF. El filtro prototipo del banco 301 de filtros de análisis complejo del convertidor 104 de filtro q( ^v) de longitud 192 (= 3 • 64) para el caso específico de L = 64 señales de sub-banda se crea al resolver en el sentido de mínimos cuadrados el sistema sobredeterminado de la ecuación (16). Los coeficientes q( ^v) de filtro o en su lugar las relaciones que cumplen se describirán en más detalle para el caso de L = 64 señales de sub-banda más adelante.

Para ser más exactos en términos de descripción matemática, una extensión con ceros en el filtro FIR de dominio tiempo se define por

= - l .

e otro modo

(18)

Los filtros de dominio de sub-banda intermedios resultantes se basan en la ecuación (12) y pueden expresarse en el caso general como

en el que ⁰ y v^o son retrasos, l es un número entero que indica un índice de las tomas de filtro y N^q (= N^q) es la longitud de la respuesta de impulso del filtro prototipo q( ^v).

Debe observarse, que en el marco de la presente solicitud bajo una ecuación que se basa en una ecuación, se comprende una introducción de factores de retrasos adicionales (véase l^o y vo), coeficientes adicionales y una introducción de una función de ventana u otra función simple.

En el caso L = 64, la expresión para los filtros de dominio de sub-banda o filtros intermedios 190 resulta

Estos filtros de subdominio tienen una longitud Lq = Kh + 2, donde

K^h= [N^h / 64] (21)

y Nh es la longitud de la respuesta h(v) de impulso de las características de filtro que se han de transferir hacia el dominio de sub-banda.

En este caso, el número entero n = 0, 1, ..., 63 es de nuevo el índice de una sub-banda y l =0, 1, ..., (K^h+1) es un número entero que indica las tomas de los filtros intermedios 190 resultantes.

La adición extra de (-2) en la ecuación (20) en comparación con la ecuación (12) está ahí, debido a que la ecuación (12) se desarrolló sin considerar la pérdida de filtros. Las implementaciones reales siempre provocarán introducir retrasos. Por lo tanto, dependiendo de la implementación concreta, los retardadores o retrasos adicionales pueden implementarse en las realizaciones mostradas en las Figuras 1a a 1e y en las Figuras 2 a 11, que se han omitido para simplicidad en las Figuras mencionadas.

Como se ha descrito anteriormente, en muchos casos el sistema de ecuaciones lineales (16) está sobredeterminado. Sin embargo, puede resolverse o aproximarse en el sentido de mínimos cuadrados con respecto a los coeficientes q( ^v) de filtro prototipo. La resolución del sistema de ecuaciones lineales (16) en el sentido de mínimos cuadrados, conduce a las tomas de filtro del filtro prototipo q( ^v) para cumplir las siguientes relaciones para números enteros v de 0 a 191:

-0.204 < q[0] < -0.202

-0.199 < q[1] < -0.197

-0.194 < q[2] < -0.192

-0.189 < q[3] < -0.187

-0.183 < q[4] < -0.181

-0.178 < q[5] < -0.176

-0.172 < q[6] < -0.170

-0.166 < q[7] < -0.164

-0.160 < q[8] < -0.158

-0.154 < q[9] < -0.152

-0.148 < q[10] < -0.146 -0.142 < q[11] < -0.140 -0.135 < q[12] < -0.133 -0.129 < q[13] < -0.127 -0.122 < q[14] < -0.120 -0.116 < q[15] < -0.114 -0.109 < q[16] < -0.107 -0.102 < q[17] < -0.100 -0.096 < q[18] < -0.094 -0.089 < q[19] < -0.087 -0.082 < q[20] < -0.080 -0.075 < q[21] < -0.073 -0.068 < q[22] < -0.066 -0.061 < q[23] < -0.059 -0.054 < q[24] < -0.052 -0.046 < q[25] < -0.044 -0.039 < q[26] < -0.037 -0.032 < q[27] < -0.030 -0.024 < q[28] < -0.022 -0.017 < q[29] < -0.015 -0.009 < q[30] < -0.007 -0.002 < q[31] < 0.000 0.006 < q[32] < 0.008 0.014 < q[33] < 0.016 0.021 < q[34] < 0.023 0.029 < q[35] < 0.031 0.037 < q[36] < 0.039 0.045 < q[37] < 0.047 0.054 < q[38] < 0.056 0.062 < q[39] < 0.064 0.070 < q[40] < 0.072 0.221 < q[134] < 0.223 0.210 < q[135] < 0.212 0.200 < q[136] < 0.202 0.190 < q[137] < 0.192 0.180 < q[138] < 0.182 0.170 < q[139] < 0.172 0.160 < q[140] < 0.162 0.150 < q[141 ] < 0.152 0.141 < q[142] < 0.143 0.132 < q[143] < 0.134 0.122 < q[144] < 0.124 0.113 < q[145] < 0.115 0.105 < q[146] < 0.107 0.096 < q[147] < 0.098 0.087 < q[148] < 0.089 0.079 < q[149] < 0.081 0.070 < q[150] < 0.072 0.062 < q[151] < 0.064 0.054 < q[152] < 0.056 0.045 < q[153] < 0.047 0.037 < q[154] < 0.039 0.029 < q[155] < 0.031 0.021 < q[156] < 0.023 0.014 < q[157] < 0.016 0.006 < q[158] < 0.008 -0.002 < q[159] < 0.000 -0.009 < q[160] < -0.007 -0.017 < q[161] < -0.015 -0.024 < q[162] < -0.022 -0.032 < q[163] < -0.030 -0.039 < q[164] < -0.037 -0.046 < q[165] < -0.044

-0.054 < q[166] < -0.052

-0.061 < q[167] < -0.059

-0.068 < q[168] < -0.066

-0.075 < q[169] < -0.073

-0.082 < q[170] < -0.080

-0.089 < q[171] < -0.087

-0.096 < q[172] < -0.094

-0.102 < q[173] < -0.100

-0.109 < q[174] < -0.107

-0.116 < q[175] < -0.114

-0.122 < q[176] < -0.120

-0.129 < q[177] < -0.127

-0.135 < q[178] < -0.133

-0.142 < q[179] < -0.140

-0.148 < q[180] < -0.146

-0.154 < q[181] < -0.152

-0.160 < q[182] < -0.158

-0.166 < q[183] < -0.164

-0.172 < q[184] < -0.170

-0.178 < q[185] < -0.176

-0.183 < q[186] < -0.181

-0.189 < q[187] < -0.187

-0.194 < q[188] < -0.192

-0.199 < q[189] < -0.197

-0.204 < q[190] < -0.202

-0.209 < q[191] < -0.207

Para ser más precisos, los coeficientes q(v) de filtro obedecen a las siguientes relaciones:

-0.20294 < q[0] < -0.20292

-0.19804 < q[1] < -0.19802

-0.19295 < q[2] < -0.19293

-0.18768 < q[3] < -0.18766 -0.18226 < q[4] < -0.18224 -0.17668 < q[5] < -0.17666 -0.17097 < q[6] < -0.17095 -0.16514 < q[7] < -0.16512 -0.15919 < q[8] < -0.15917 -0.15313 < q[9] < -0.15311 -0.14697 < q[10] < -0.14695 -0.14071 < q[11] < -0.14069 -0.13437 < q[12] < -0.13435 -0.12794 < q[13] < -0.12792 -0.12144 < q[14] < -0.12142 -0.11486 < q[15] < -0.11484 -0.10821 < q[16] < -0.10819 -0.10149 < q[17] < -0.10147 -0.09471 < q[18] < -0.09469 -0.08786 < q[19] < -0.08784 -0.08095 < q[20] < -0.08093 -0.07397 < q[21] < -0.07395 -0.06694 < q[22] < -0.06692 -0.05984 < q[23] < -0.05982 -0.05269 < q[24] < -0.05267 -0.04547 < q[25] < -0.04545 -0.03819 < q[26] < -0.03817 -0.03085 < q[27] < -0.03083 -0.02345 < q[28] < -0.02343 -0.01598 < q[29] < -0.01596 -0.00845 < q[30] < -0.00843 -0.00084 < q[31] < -0.00082 0.00683 < q[32] < 0.00685 0.01458 < q[33] < 0.01460 0.00683 < q[158] < 0.00685 -0.00084 < q[159] < -0.00082 -0.00845 < q[160] < -0.00843 -0.01598 < q[161] < -0.01596 -0.02345 < q[162] < -0.02343 -0.03085 < q[163] < -0.03083 -0.03819 < q[164] < -0.03817 -0.04547 < q[165] < -0.04545 -0.05269 < q[166] < -0.05267 -0.05984 < q[167] < -0.05982 -0.06694 < q[168] < -0.06692 -0.07397 < q[169] < -0.07395 -0.08095 < q[170] < -0.08093 -0.08786 < q[171] < -0.08784 -0.09471 < q[172] < -0.09469 -0.10149 < q[173] < -0.10147 -0.10821 < q[174] < -0.10819 -0.11486 < q[175] < -0.11484 -0.12144 < q[176] < -0.12142 -0.12794 < q[177] < -0.12792 -0.13437 < q[178] < -0.13435 -0.14071 < q[179] < -0.14069 -0.14697 < q[180] < -0.14695 -0.15313 < q[181] < -0.15311 -0.15919 < q[182] < -0.15917 -0.16514 < q[183] < -0.16512 -0.17097 < q[184] < -0.17095 -0.17668 < q[185] < -0.17666 -0.18226 < q[186] < -0.18224 -0.18768 < q[187] < -0.18766 -0.19295 < q[188] < -0.19293 -0.19804 < q[189] < -0.19802

-0.20294 < q[190] < -0.20292

-0.20764 < q[191] < -0.20762

Aún más exactamente, los coeficientes q(v) de filtro pueden expresarse por las siguientes ecuaciones para el número entero ven el intervalo entre 0 y 191, en donde, de acuerdo con los requerimientos y especificaciones de implementaciones especiales, los coeficientes del filtro prototipo pueden desviarse de las siguientes ecuaciones ya sea de manera individual o del valor absoluto máximo típicamente por 10 %, 5 % o 2 % y preferiblemente por 1 % o 0.1 %:

q[0] = -0.2029343380

q[1] = -0.1980331588

q[2] = -0.1929411519

q[3] = -0.1876744222

q[4] = -0.1822474011

q[5] = -0.1766730202

q[6] = -0.1709628636

q[7] = -0.1651273005

q[8] = -0.1591756024

q[9] = -0.1531160455

q[10] = -0.1469560005

q[11] = -0.1407020132

q[12] = -0.1343598738

q[13] = -0.1279346790

q[14] = -0.1214308876

q[15] = -0.1148523686

q[16] = -0.1082024454

q[17] = -0.1014839341

q[18] = -0.0946991783

q[19] = -0.0878500799

q[20] = -0.0809381268

q[21] = -0.0739644174

q[22] = -0.0669296831

q[23] = -0.0598343081

q[24] = -0.0526783466

q[25] = -0.0454615388 q[26] = -0.0381833249 q[27] = -0.0308428572 q[28] = -0.0234390115 q[29] = -0.0159703957 q[30] = -0.0084353584 q[31] = -0.0008319956 q[32] = 0.0068418435 q[33] = 0.0145885527 q[34] = 0.0224107648 q[35] = 0.0303113495 q[36] = 0.0382934126 q[37] = 0.0463602959 q[38] = 0.0545155789 q[39] = 0.0627630810 q[40] = 0.0711068657 q[41] = 0.0795512453 q[42] = 0.0881007879 q[43] = 0.0967603259 q[44] = 0.1055349658 q[45] = 0.1144301000 q[46] = 0.1234514222 q[47] = 0.1326049434 q[48] = 0.1418970123 q[49] = 0.1513343370 q[50] = 0.1609240126 q[51] = 0.1706735517 q[52] = 0.1805909194 q[53] = 0.1906845753 q[54] = 0.2009635191 q[55] = 0.2114373458 q[56] = 0.2221163080 q[57] = 0.2330113868 q[58] = 0.2441343742 q[59] = 0.2554979664 q[60] = 0.2671158700 q[61] = 0.2790029236 q[62] = 0.2911752349 q[63] = 0.3036503350 q[64] = 0.9025275713 q[65] = 0.9103585196 q[66] = 0.9176977825 q[67] = 0.9245760683 q[68] = 0.9310214581 q[69] = 0.9370596739 q[70] = 0.9427143143 q[71] = 0.9480070606 q[72] = 0.9529578566 q[73] = 0.9575850672 q[74] = 0.9619056158 q[75] = 0.9659351065 q[76] = 0.9696879297 q[77] = 0.9731773547 q[78] = 0.9764156119 q[79] = 0.9794139640 q[80] = 0.9821827692 q[81] = 0.9847315377 q[82] = 0.9870689790 q[83] = 0.9892030462 q[84] = 0.9911409728 q[85] = 0.9928893067 q[86] = 0.9944539395 q[87] = 0.9958401318 q[88] = 0.9970525352 q[89] = 0.9980952118 q[90] = 0.9989716504 q[91] = 0.9996847806 q[92] = 1.0002369837 q[93] = 1.0006301028 q[94] = 1.0008654482 q[95] = 1.0009438063 q[96] = 1.0008654482 q[97] = 1.0006301028 q[98] = 1.0002369837 q[99] = 0.9996847806 q[100] = 0.9989716504 q[101] = 0.9980952118 q[102] = 0.9970525352 q[103] = 0.9958401318 q[104] = 0.9944539395 q[105] = 0.9928893067 q[106] = 0.9911409728 q[107] = 0.9892030462 q[108] = 0.9870689790 q[109] = 0.9847315377 q[110] = 0.9821827692 q[111] = 0.9794139640 q[112] = 0.9764156119 q[113] = 0.9731773547 q[114] = 0.9696879297 q[115] = 0.9659351065 q[116] = 0.9619056158 q[117] = 0.9575850672 q[118] = 0.9529578566 q[119] = 0.9480070606 q[120] = 0.9427143143 q[121 ] = 0.9370596739 q[122] = 0.9310214581 q[123] = 0.9245760683 q[124] = 0.9176977825 q[125] = 0.9103585196 q[126] = 0.9025275713 q[127] = 0.8941712974 q[128] = 0.2911752349 q[129] = 0.2790029236 q[130] = 0.2671158700 q[131] = 0.2554979664 q[132] = 0.2441343742 q[133] = 0.2330113868 q[134] = 0.2221163080 q[135] = 0.2114373458 q[136] = 0.2009635191 q[137] = 0.1906845753 q[138] = 0.1805909194 q[139] = 0.1706735517 q[140] = 0.1609240126 q[141 ] = 0.1513343370 q[142] = 0.1418970123 q[143] = 0.1326049434 q[144] = 0.1234514222 q[145] = 0.1144301000 q[146] = 0.1055349658 q[147] = 0.0967603259 q[148] = 0.0881007879 q[149] = 0.0795512453 q[150] = 0.0711068657 q[151] = 0.0627630810 q[152] = 0.0545155789 q[153] = 0.0463602959 q[154] = 0.0382934126 q[155] = 0.0303113495 q[156] = 0.0224107648 q[157] = 0.0145885527 q[158] = 0.0068418435 q[159] = -0.0008319956 q[160] = -0.0084353584 q[161] = -0.0159703957 q[162] = -0.0234390115 q[163] = -0.0308428572 q[164] = -0.0381833249 q[165] = -0.0454615388 q[166] = -0.0526783466 q[167] = -0.0598343081 q[168] = -0.0669296831 q[169] = -0.0739644174 q[170] = -0.0809381268 q[171] = -0.0878500799 q[172] = -0.0946991783 q[173] = -0.1014839341 q[174] = -0.1082024454 q[175] = -0.1148523686 q[176] = -0.1214308876 q[177] = -0.1279346790 q[178] = -0.1343598738 q[179] = -0.1407020132 q[180] = -0.1469560005

q[181] = -0.1531160455

q[182] = -0.1591756024

q[183] = -0.1651273005

q[184] = -0.1709628636

q[185] = -0.1766730202

q[186] = -0.1822474011

q[187] = -0.1876744222

q[188] = -0.1929411519

q[189] = -0.1980331588

q[190] = -0.2029343380

q[191] = -0.2076267137

Por lo tanto, la presente invención se refiere a la aplicación de un filtro arbitrario a una señal que está disponible en el dominio de transformada de un banco de filtros modulado complejo exponencial, cuando este banco de filtros se diseña para dar un rendimiento libre de solapamiento virtualmente de operaciones como ecualización, ajuste de envoltura espectral, panorama selectivo de frecuencia, o ubicación en el espacio selectiva de frecuencia de señales de audio. La presente invención permite transformar de manera eficiente un filtro de respuesta de impulso finita (FIR) dado en el dominio tiempo en un conjunto de filtros FIR más cortos, que han de ser aplicados con un filtro para cada sub-banda del banco de filtros.

La presente invención también enseña cómo convertir un filtro de dominio tiempo discreto dado en un conjunto de filtros de dominio de sub-banda. El resultado es que cualquier filtro dado puede implementarse con un alto grado de exactitud en el dominio de sub-banda de un banco de filtros modulado complejo exponencial. En una realización preferida, el convertidor de filtro consiste en un segundo banco de filtros de análisis modulado complejo exponencial. Para el caso especial de filtros que implementan un retardo puro, los métodos de la presente invención coinciden con los del documento PCT/EP2004/004607 “Advanced processing base on a complex-exponential modulated filterbank and adaptive time graming” ("Procesamiento avanzado en base a un banco de filtros modulado complejoexponencial y estructuración de tiempo adaptativa".

Adaptación para bancos de filtros modulados por coseno reales

Mientras la derivación anterior se basa en bancos de filtros modulados complejos, puede hacerse una nota aquí ara la representación real muestreada críticamente obtenida por un banco de filtros modulado por coseno definido al tomar la parte real de las muestras (1) de sub-banda para un factor de fase Q apropiado. En este caso ya no es factible utilizar el método (3) de filtración de sub-banda en banda para obtener una buena aproximación a un filtro dado.

Sin embargo, debido a las suposiciones hechas en la respuesta del filtro prototipo, una generalización a un filtro de múltiples bandas del tipo

será aplicable, (con modificaciones obvias para las sub-bandas, primera y última). Debido al muestreo crítico existe mucha menos libertad en la construcción de la máscara de filtro g’n(l). Uno tiene que hacer lo siguiente, que es obvio para aquellos expertos en la técnica. Para cada m = 0, 1, ..., L-1, utilizar la señal de sub-banda elemental dn(k) = 5[n-m]5[k] como entrada al banco de síntesis real, y filtrar la salida resultante y(v) con el filtro h(v) para obtener la forma de onda z(v) de síntesis filtrada. A continuación, utilizar esta forma de onda filtrada como entrada al banco de análisis real. La señal de sub-banda resultante lleva los coeficientes de las máscaras g’n(l) para n r = m. Alguna reducción en el trabajo necesario para el filtro se obtiene al observar que los tres casos m = 3k e para e = 0,1,2 pueden procesarse en paralelo al alimentar el primer banco de síntesis con todas las señales de sub-banda elementales correspondientes para cada caso. De esta manera el convertidor de filtro de valor real comprende tres operaciones del banco de síntesis real y tres de análisis real. Esta computación paralela representa un recorte de implementación para el convertidor de filtro de valor real para el caso de una banda QMF con buena supresión de desplazamiento lateral.

La Figura 9 ilustra una realización de un aparato de filtro inventivo para filtrar una señal de entrada de dominio tiempo de un aparato de filtro inventivo para obtener una señal de salida de dominio tiempo. Como ya se mencionó en el contexto de la Figura 1a, el aparato de filtro de la Figura 9 comprende un banco 101 de filtros de análisis complejo, una filtración 102 de sub-banda y un banco 103 de filtros de síntesis compleja, que emite la señal de salida del dominio tiempo.

Aunque la Figura 1 muestra un sistema que comprende una realización de un aparato de filtro inventivo junto con una realización de un generador 104 de filtro, el aparato de filtro mostrado en la Figura 9 comprende solamente como una opción un convertidor 104 de filtro, el cual proporciona la filtración 102 de sub-banda con la señal de definición de filtro intermedio, por ejemplo en la forma de tomas de filtro o la respuesta de impulso para cada uno de los filtros intermedios 190 de la filtración 102 de sub-banda. El aparato de filtro mostrado en la Figura 9, comprende componentes opcionales adicionales, que pueden proporcionar la filtración 102 de sub-banda con las tomas de filtro para la pluralidad de filtros intermedios 190 de la filtración 102 de sub-banda.

Como un ejemplo, las tomas de filtro también pueden tomarse a partir de una base de datos 500 opcional, que está conectada a la filtración 102 de sub-banda. En una realización, la base de datos 500 comprende las tomas de filtro de valores complejos de los filtros intermedios 190. La base de datos puede implementarse como un sistema de memoria, por ejemplo, en la forma de un sistema de memoria no volátil o sistema de memoria volátil dependiendo de la implementación concreta. Por lo tanto, las soluciones de memoria para la base de datos 500 comprenden ROM (ROM = memoria de solo lectura), RAM (RAM = memoria de acceso aleatorio), memoria flash, memoria magnética, memoria óptica u otros sistemas de memoria.

Dependiendo de la implementación concreta, un procesador o una CPU (CPU = unidad de procesamiento central) 510 puede acceder a la base de datos y proporcionar las tomas de filtro a la filtración 102 de sub-banda o también puede acceder a la base de datos para proporcionar las tomas de filtro correspondientes a los filtros intermedios de la filtración 102 de sub-banda. Por lo tanto, tal realización comprende una base de datos 500 a partir de la cual pueden tomarse las tomas de filtro para la filtración 102 de sub-banda.

En una realización adicional de un aparato de filtro inventivo, que también se representa como una opción en la Figura 9, la CPU 510 es capaz de calcular en línea las tomas de filtro. En tal realización, la CPU 510 accede a la base de datos 500 de acuerdo con un conjunto de parámetros proporcionados por el usuario y/o de acuerdo con un conjunto de parámetros, que se basan en circunstancias adicionales, lee uno o más conjuntos de tomas de filtro para los filtros intermedios de la filtración 102 de sub-banda y calcula, opcionalmente acompañado por el esquema de interpolación u otro esquema de estimación, las tomas de filtro intermedio deseadas y se las proporciona a la filtración 102 de sub-banda. En una realización adicional, la CPU 510 u otro procesador o sistema informático proporciona las tomas de filtro de los filtros intermedios 190 a la filtración 102 de sub-banda sin acceder a una base de datos 500. En tal realización, la CPU 510 u otro procesador calcula las tomas de filtro y se las proporciona a la filtración 102 de sub-banda. Los ejemplos para tal realización se explicarán de manera más cercana con respecto a la Figura 10.

En una realización adicional representada en la Figura 9, la CPU 510 accede a una base de datos 520 adicional, lee una o más señales de definición de filtro (por ejemplo, en la forma de señales de respuesta de impulso que corresponden a característica de filtro en el dominio tiempo), calcula una señal de definición de filtro efectiva, por ejemplo, una respuesta de impulso apropiada, y proporciona el resultado de este cálculo al convertidor 104 de filtro. En esta realización, el convertidor 104 de filtro proporciona entonces la filtración 102 de sub-banda con las tomas de filtro apropiadas para los filtros intermedios 190. Por lo tanto, en esta realización, el convertidor 104 de filtro genera los filtros de sub-banda efectivos o filtros intermedios aplicados a cada filtro de sub-banda individual de cada señal de sub-banda individual dentro de la filtración 102 de sub-banda que conduce a un efecto de filtración indistinguible de manera auditiva de un filtro correspondiente aplicado a la señal de entrada de dominio tiempo (señal de entrada). Como consecuencia, esta realización también es capaz de calcular en línea las tomas de filtro a través del convertidor 104 de filtro.

Un ejemplo, podría ser, por ejemplo, un dispositivo, que calcula las tomas de los filtros intermedios 190 de la filtración 102 de sub-banda de acuerdo con un conjunto de parámetros por ejemplo proporcionados por el usuario, en donde la base de parámetro es tan grande, que una predeterminación efectiva de las tomas de filtro, opcionalmente acompañada por alguna clase de esquema de interpolación, no conduciría a los resultados deseados.

Una aplicación más concreta viene por ejemplo del campo de elección dinámica de filtros HRTF en un dominio para ser convertido en la sub-banda o dominio QMF. Como se ha mencionado antes, esto es, por ejemplo, relevante en aplicaciones que implican un rastreador en el cual la base de datos 520 es una base de datos HRTF que comprende las respuestas de impulso de tiempo de los filtros HRTF. Dado que los filtros HRTF usualmente tienen respuestas de impulso muy largas, el uso de tal esquema es especialmente interesante, ya que las tomas para los filtros intermedios 190 o las tomas QMF son complejas. El almacenamiento de la base de datos en este dominio duplicaría aproximadamente los requerimientos de memoria en comparación con el requerimiento de memoria de almacenar las respuestas de impulso en el dominio tiempo. Sin embargo, la ventaja del requerimiento de memoria reducido también puede emplearse sin tener una CPU 510 que calcule la respuesta de impulso proporcionada al convertidor 504 de filtro. En su lugar, la base de datos 520 simplemente puede ser provocada para emitir la señal de definición correspondiente, que podría ser una respuesta de impulso en el dominio tiempo al convertidor 104 de filtro.

En la Figura 10, se ilustra una característica 550 de amplitud/frecuencia en el dominio frecuencia. En algunas aplicaciones, como se explica antes, los coeficientes de filtro o tomas de filtro son los filtros intermedios 190 de la filtración 102 de sub-banda pueden almacenarse en la base de datos como la base de datos 500 de la Figura 9. Alternativa o adicionalmente, para algunas aplicaciones, las tomas de filtro de los filtros intermedios también pueden ser calculadas por la CPU 510 de la Figura 9. En el caso de una filtración de efecto especial o un procesamiento de señal de calidad inferior, en el cual los efectos de solapamiento pueden resultar tolerables (al menos en algún grado), las tomas de filtro de los filtros intermedios 190 después de la filtración 102 de sub-banda pueden estimarse sin un convertidor 104 de filtro u otra realización de un generador de filtro. Las aplicaciones posibles especialmente comprenden transmisión de voz sobre líneas de baja calidad, como teléfonos o comunicaciones de radio de banda pequeña. Por lo tanto, en estas aplicaciones puede llevarse a cabo una determinación de las tomas de filtro correspondientes a la función de transferencia 550 de la Figura 10 u otra característica de amplitud/frecuencia en varias sub-bandas 560 con diferentes frecuencias de sub-banda sin emplear un convertidor de filtro inventivo.

La Figura 11 muestra una realización de un convertidor 104 de filtro inventivo. Como se ha descrito previamente en el contexto de la Figura 3, el convertidor 104 de filtro comprende un banco 301 de filtros de análisis complejo al cual puede suministrarse una señal de respuesta de impulso (de valor real) indicativa de una característica de filtro de amplitud/frecuencia a través de una entrada 104a y a través de un interruptor opcional 600. Como se ha descrito en general antes, el banco 301 de filtros de análisis complejo convierte la señal de respuesta de impulso en una pluralidad de señales de sub-banda de valores complejos y la señal de definición de filtro intermedio emitida en una salida 104b del convertidor de filtro. Como se indica en la Figura 1a y en la Figura 9, la salida 104b del convertidor 104 de filtro puede conectarse a una filtración 102 de sub-banda.

Como ya se ha mencionado anteriormente, cada una de las señales de sub-banda de valores complejos del banco 301 de filtros modulado complejo corresponde a una respuesta de impulso para uno de los filtros intermedios 190 para una señal de sub-banda en la filtración 102 de sub-banda mostrada en las Figuras 1a y 9. Típicamente, las señales de sub-banda de valores complejos son significativamente más cortas que la señal de respuesta de impulso de la característica de filtro proporcionada en la entrada 104a en el dominio tiempo. Además, típicamente al menos una de las señales de sub-banda de valores complejos emitida en la salida 104b comprende al menos dos valores sin disipación diferentes. Especialmente la última característica distingue la salida del convertidor 104 de filtro de un ajuste de ganancia simple en el marco de filtración utilizando un procedimiento de transformada de Fourier directa.

Si, sin embargo, el convertidor 104 de filtro no es provisto de una señal de respuesta de impulso indicativa de una característica de filtro de amplitud/frecuencia, sino de una señal de definición de filtro, que comprende al menos una de una característica de filtro de amplitud/frecuencia, una característica de filtro de fase/frecuencia o las tomas de filtro en el dominio tiempo u otro dominio de un filtro, el convertidor 104 de filtro comprende un generador 610 de respuesta de impulso para convertir la señal de definición de filtro en la señal de respuesta de impulso, que se proporciona entonces a través del interruptor opcional 600 al banco 301 de filtros de análisis complejo. En una implementación concreta, el generador 610 de respuesta de impulso por ejemplo puede calcular la señal de respuesta de impulso proporcionada al banco 301 de filtros de análisis complejo por superposición de oscilaciones de valores reales (síntesis Fourier), en donde las características de amplitud y las características de fase del filtro destinadas a ser transferidas hacia el dominio de sub-banda complejo se consideran como definidas por la señal de definición proporcionada a la entrada 104c. En otras palabras, si al menos una de una característica de amplitud/frecuencia y una característica de fase/frecuencia se aplica al generador 610 de respuesta de impulso, una señal de respuesta de impulso puede ser calculada por el generador 610 de respuesta de impulso por suposición de oscilaciones (armónicas) considerando las relaciones de amplitud y fase como definidas por la señal de definición de filtro.

Son posibles aplicaciones de ambas realizaciones del aparato de filtro y del generador de filtro y especialmente en el campo de codificación y decodificación de audio de alta calidad.

Los desarrollos recientes en codificación de audio han proporcionado medios para obtener una impresión de señal multicanal sobre auriculares para estéreo. Esto se hace comúnmente al mezclar una señal multicanal al estéreo utilizando la señal multicanal original y filtros HRTF. Se ha mostrado en la técnica anterior que el decodificador de audio multicanal paramétrico puede combinarse con un algoritmo de mezcla binaural que hace posible reproducir una señal multicanal sobre los auriculares sin la necesidad de recrear primero la señal multicanal a partir de la señal de mezcla transmitida, y mezclarla posteriormente por medio de los filtros HRTF. Sin embargo, esto requiere que los parámetros para recrear la señal multicanal (por ejemplo, parámetros IID, CLD) se combinen con los filtros HRTF, lo que a su vez requiere una parametrización de los filtros HRTF. Este requerimiento de una parametrización de los filtros HRTF impone alta limitación en el sistema, ya que los filtros HRTF pueden ser largos y de esta manera muy difíciles de modelar correctamente con un enfoque paramétrico. Esta limitación hace imposible utilizar filtros HRTF largos para decodificadores de mezcla multicanal paramétrica y binaurales combinados. El componente algorítmico crucial requerido para obtener una combinación apropiada de parámetros multicanal y filtros HRTF es tener acceso a una representación de los filtros HRTF dados en el dominio de sub-banda asumido por los parámetros espaciales. Esto es exactamente lo que es ofrecido por las realizaciones de la presente invención. Una vez que esta representación está disponible, los filtros HRTF pueden combinarse en 2N filtros como una función de la representación multicanal paramétrica. Esto da una ventaja significativa en términos de complejidad computacional sobre el método que recrea primero los M canales y después aplica 2M operaciones de filtración.

Un ejemplo de una aplicación diferente del método empleado por las realizaciones de la invención actual es la compensación eficiente para dispositivos de reproducción de audio no perfectos para contenido de audio codificado en el formato MPEG HE-AAC [ISO/IEC 14496-3:2001/AMD1:2003]. Tales etapas de filtración avanzada, posiblemente incluyendo cancelación de diafonía, pueden aplicarse directamente en el dominio de sub-banda antes de la síntesis de dominio tiempo.

Otros desarrollos en la codificación de audio han hecho métodos disponibles para recrear una representación multicanal de una señal de audio en base a una señal estéreo (o mono) y datos de control correspondientes. Estos métodos difieren sustancialmente de la solución a base de matriz más antigua tal como Dolby® Prologic, ya que los datos de control adicionales se transmiten para controlar la recreación, también referida como mezcla ascendente, de los canales envolventes en base a los canales mono o estéreo transmitidos.

Por lo tanto, tal decodificador de audio multicanal paramétrico, por ejemplo, MPEG Envolvente reconstruye N canales en base a M canales transmitidos, en el que N > M, y los datos de control adicionales. Los datos de control adicionales representan una velocidad de datos significativamente inferior que la requerida para la transmisión de todos los N canales, haciendo la codificación muy eficiente mientras al mismo tiempo se asegura la compatibilidad tanto con M dispositivos de canal como con N dispositivos de canal. [J. Breebaart et al. "MPEG spatial audio coding/MPEG Surround: overview and current status", Proc. 119th AES convención, New York, EE. UU., octubre de 2005, Preimpresión 6447].

Estos métodos de codificación envolvente paramétrica usualmente comprenden una parametrización de la señal envolvente en base a la Diferencia del Nivel de Canal (CLD) y coherencia/correlación cruzada de inter-canal (ICC). Estos parámetros describen proporciones de energía y correlación entre pares de canal en el proceso de mezcla ascendente. Los Coeficientes de Predicción de Canal (CPC) adicionales también se utilizan en la técnica anterior para predecir los canales intermedios o de salida durante el procedimiento de mezcla ascendente.

Dependiendo de ciertos requerimientos de implementación de los métodos inventivos, los métodos inventivos pueden implementarse en hardware o en software. La implementación puede realizarse utilizando un medio de almacenamiento digital, en particular un disco, CD o un DVD que tienen un tope de señal de control electrónicamente legible en el mismo, que coopera con un sistema informático programable del tipo en que se lleva a cabo una realización de los métodos inventivos. Generalmente, una realización de la presente invención es, por lo tanto, un producto del programa de ordenador con un código de programa almacenado en un portador legible por máquina, siendo operativo el código de programa para realizar los métodos inventivos cuando el producto del programa de ordenador se ejecuta en un ordenador o un procesador. En otras palabras, las realizaciones de los métodos inventivos son, por lo tanto, un programa de ordenador que tiene un código de programa para realizar al menos uno de los métodos inventivos cuando el programa de ordenador se ejecuta en un ordenador.

Claims

REIVINDICACIONES

1. Convertidor (104) de filtro para convertir una señal de respuesta de impulso indicativa de una característica de filtro de amplitud/frecuencia en un dominio tiempo en una señal de definición de filtro, comprendiendo el convertidor: un banco (301) de filtros modulado para filtrar la señal de respuesta de impulso indicativa de la característica de filtro de amplitud/frecuencia en el dominio tiempo para obtener una pluralidad de señales de sub-banda de valores complejos que forman la señal de definición de filtro,

en donde cada señal de sub-banda de valor complejo de la pluralidad de señales de sub-banda de valores complejos obtenidas por el banco (301) de filtros modulados complejo corresponde a una respuesta de impulso para un filtro (102) de sub-banda para que una señal de sub-banda sea filtrada por el filtro (102) de sub-banda, en donde al menos una señal de sub-banda compleja de la pluralidad de señales de sub-banda de valores complejos comprende al menos dos valores diferentes que no se disipan,

en donde cada señal de sub-banda de valor complejo de la pluralidad de señales de sub-banda de valores complejos es más corta que la señal de respuesta de impulso indicativa de la característica de filtro de amplitud/frecuencia en el dominio tiempo,

en donde la señal de respuesta de impulso indicativa de la característica de filtro de amplitud/frecuencia en el dominio tiempo es un filtro FIR (Respuesta de Impulso Finita) de dominio tiempo, y en donde el convertidor (104) de filtro está configurado para realizar una extensión con ceros del filtro FIR de dominio tiempo,

en donde el banco de filtros modulado complejo (301) está adaptado para emitir al menos una señal de sub-banda de valores complejos de la pluralidad de señales de sub-banda de valores complejos como una combinación lineal de al menos dos valores de la señal de respuesta de impulso indicativa de la característica de filtro de amplitud/frecuencia en el dominio tiempo.

2. Convertidor (104) de filtro según la reivindicación 1, en donde el banco (301) de filtros modulados complejo está operativo para filtrar la señal de respuesta de impulso indicativa de la característica de filtro de amplitud/frecuencia en el dominio tiempo, y en donde la señal de respuesta de impulso indicativa de la característica de filtro de amplitud/frecuencia en el dominio tiempo se basa en una respuesta de impulso relacionada con HRTF.

3. Convertidor (104) de filtro según cualquiera de las reivindicaciones 1 o 2, en el que el banco (301) de filtros modulados complejo comprende además un ajustador de ganancia para ajustar al menos una señal de sub-banda de valor complejo de la pluralidad de señales de sub-banda de valores complejos para obtener una señal de sub banda de valor complejo ajustada por ganancia, en donde el ajustador de ganancia está configurado para realizar el ajuste de ganancia antes de emitir la señal de sub-banda de valor complejo ajustada por ganancia como señal de definición de filtro.

4. Convertidor (104) de filtro según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 3, en donde el banco (301) de filtros modulados complejos comprende además un generador (610) de respuesta de impulso para generar la señal de respuesta de impulso indicativa de la característica de filtro de amplitud/frecuencia en el dominio tiempo basado en una entrada de señal de definición de filtro de entrada al convertidor (104) de filtro, y en donde la salida de la señal de respuesta de impulso por el generador (610) de respuesta de impulso es proporcionada al banco (301) de filtros modulados complejos como la señal de respuesta de impulso indicativa de la característica de filtro de amplitud/frecuencia en el dominio tiempo.

5. Convertidor (104) de filtro según la reivindicación 4, en donde el generador (610) de respuesta de impulso está adaptado para generar la señal de respuesta de impulso indicativa de la característica de filtro de amplitud/frecuencia en el dominio tiempo basado en al menos una de una característica de filtro de amplitud/frecuencia, una característica de filtro de fase/frecuencia y una señal que comprende un conjunto de tomas de filtro indicativo de la característica de filtro de amplitud/frecuencia en el dominio tiempo como la definición de la señal de filtro de entrada.

6. Sistema de filtro para filtrar una señal de entrada de dominio tiempo para obtener una señal de salida de dominio tiempo, comprendiendo el sistema de filtro:

un aparato de filtro para filtrar la señal de entrada del dominio tiempo para obtener la señal de salida del dominio tiempo, que es una representación de la señal de entrada del dominio tiempo filtrada utilizando una característica de filtro que tiene una característica de amplitud/frecuencia no uniforme, comprendiendo el aparato de filtro:

un banco (101) de filtros de análisis complejo para generar una pluralidad de señales de sub-banda complejas a partir de las señales de entrada de dominio tiempo;

una pluralidad de filtros intermedios (190), en donde al menos uno de los filtros intermedios (190) de la pluralidad de los filtros intermedios (190) tiene una característica de amplitud/frecuencia no uniforme, donde la pluralidad de filtros intermedios (190) tienen una respuesta de impulso más corta en comparación con una respuesta de impulso de un filtro que tiene la característica de filtro, y en donde las características de amplitud/frecuencia no uniformes de la pluralidad de filtros intermedios representan conjuntamente la característica de amplitud/frecuencia no uniforme; y un banco (103) de filtros de síntesis compleja para sintetizar la salida de los filtros intermedios (190) para obtener la señal de salida del dominio tiempo; y

un convertidor (104) de filtro según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 5, en donde el convertidor (104) de filtro se acopla al aparato de filtro para proporcionar la pluralidad de filtros intermedios (190) con la señal de definición de filtro intermedio,

en donde la pluralidad de filtros intermedios (190) del aparato filtrante están adaptados para tener respuestas de impulso, estando basada la respuesta de impulso en la señal de definición de filtro generada por el convertidor (104) de filtro.

7. Método para convertir una señal de respuesta de impulso indicativa de la característica de filtro de amplitud/frecuencia en el dominio tiempo en una señal de definición de filtro, que comprende:

filtrar la señal de respuesta de impulso indicativa de la característica de filtro de amplitud/frecuencia en el dominio tiempo para obtener una pluralidad de señales de sub-banda complejas que forman la señal de definición de filtro, en donde cada señal de sub-banda de valor complejo de la pluralidad de señales de sub-banda de valor complejo corresponde a una respuesta de impulso para un filtro (102) de sub-banda para que una señal de sub-banda sea filtrada por el filtro (102) de sub-banda,

en donde al menos una de las complejas señales de sub-banda de valor complejo de la pluralidad de señales de sub-banda de valor complejo comprende al menos dos valores diferentes que no se desvanecen,

en donde cada señal de sub-banda de valor complejo de la pluralidad de señales de sub-banda de valor complejo es más corta que la señal de respuesta de impulso indicativa de la característica de filtro de amplitud/frecuencia en el dominio tiempo,

en donde la señal de respuesta de impulso indicativa de la característica de filtro de amplitud/frecuencia en el dominio tiempo es un filtro FIR (Respuesta de Impulso Finita) de dominio tiempo, y en donde el método de conversión comprende la realización de una extensión con ceros del filtro FIR de dominio tiempo,

en donde al menos una señal de sub-banda de valores complejos de la pluralidad de señales de sub-banda de valores complejos es emitida como una combinación lineal de al menos dos valores de la señal de respuesta de impulso indicativa de la característica de filtro de amplitud/frecuencia en el dominio tiempo.

8. Programa informático para realizar, cuando se ejecuta en un ordenador o un procesador, el método de la reivindicación 7.